直交信号生成回路、直交信号生成回路の調整方法、及び無線通信装置
【課題】高周波の広い範囲で周波数が高速で切り替わり、正確に位相が９０度異なる直交信号を消費電力が少ない回路で生成する。
【解決手段】可変利得アンプ９によって増幅した信号を、ポリフェイズフィルタ１を通すことで、大まかに位相差が９０度となる直交信号を生成する。ディジタル制御回路８からのディジタル信号で制御された可変利得アンプ２，３により、直交信号を増幅する。可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を振幅検出器４，５によって検出し、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が等しくなるように、可変利得アンプの利得をディジタル制御回路８によって疎調整する。この疎調整に加えて、後述する微調整を行うことで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を等しくする。
【解決手段】可変利得アンプ９によって増幅した信号を、ポリフェイズフィルタ１を通すことで、大まかに位相差が９０度となる直交信号を生成する。ディジタル制御回路８からのディジタル信号で制御された可変利得アンプ２，３により、直交信号を増幅する。可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を振幅検出器４，５によって検出し、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が等しくなるように、可変利得アンプの利得をディジタル制御回路８によって疎調整する。この疎調整に加えて、後述する微調整を行うことで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を等しくする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに９０度位相が異なる２つの信号である直交信号を生成する直交信号生成回路、その調整方法、及びその直交信号生成回路を有する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル方式の位相偏移変調や直角位相振幅変調を採用した無線通信方式は一般に広く利用されている。これらの無線通信方式の規格に対応した無線機では、直交信号を使って送受信信号の周波数変換を行うことで位相変復調を実現する。直交信号の位相差に誤差があると通信品質に影響を与えるため、位相差は正確に９０度である必要がある。
【０００３】
位相差９０度の直交信号を生成するには、抵抗・容量によるフィルタで位相をシフトする移相器を用いる方法（以下、第１の方法と言う）、２倍の周波数の信号を２分周することで直交信号を得る方法（以下、第２の方法と言う）、９０度ずつ位相がずれた信号を発生する発振器を利用する方法（以下、第３の方法と言う）等が既に知られている。
【０００４】
しかし、第１の方法には、抵抗・容量のばらつきによって位相差がずれてしまうという問題がある。また、位相差が９０度になるのは抵抗・容量の値によって決まる特定の周波数のみであるため、搬送波周波数を頻繁に切り替える周波数ホッピングを利用した通信方式には利用できないという問題がある。即ち、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ(MultiBand Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式のＵＷＢ(Ultra Wide Band）のＰＨＹ層を実装するチップに適用する場合、搬送波周波数が３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚと広くて高く、かつ搬送波周波数を高速で切り替える周波数ホッピング方式を採用していることから、第１の方法では対応できない。
【０００５】
また、第２の方法では、周波数変換器に必要な周波数の２倍の周波数の信号が必要になる。このため、必要な周波数が高い場合、さらに２倍の高周波信号を発振器で生成することが難しかったり、生成できたとしても消費電力が大きくなったりするという問題がある。
【０００６】
第３の方法には、以下に述べる２通りの実現方法が考えられる。一つ目は、９０度ずつ位相の異なる４相信号を出力するＬＣ共振型Quadrature ＶＣＯを用いる方法である。しかし、この方法では専有面積の大きいインダクタを２つ必要とするため面積が大きくなってしまう問題、消費電力が増大してしまう問題、及び位相雑音特性が悪いという問題がある。二つ目は、遅延素子を環状に接続して発振させるリング型ＶＣＯを用いる方法である。しかし、この方法では遅延素子の遅延時間によって決まる発振周波数の上限が低く、高周波の発振信号が得られないという問題と消費電力が大きいという問題がある。
【０００７】
また、第１の方法の改良技術として、特許文献１に記載された９０度移相回路がある。この９０度移相回路では、抵抗・容量による移相器と、可変利得アンプと、直交信号の加算・減算器と、位相誤差検出器とを備えている。そして、抵抗・容量による移相器によって位相差がおおまかに９０度となる直交信号を生成し、その直交信号を可変利得アンプで増幅し、加算、減算器でそれぞれの直交信号を足し引きすることにより、新たに正確に９０度位相の異なる直交信号を生成する。このとき、位相誤差検出器で検出された位相誤差に基づいて可変利得アンプの利得を調整することで、加算・減算器へ入力する直交信号の振幅を調整することにより、抵抗・容量の値によって決まる特定の周波数からずれた周波数に対しても加算・減算器によって正確に９０度位相の異なる直交信号を生成することができる。
【０００８】
しかしながら、この９０度移相回路では、アナログ的なフィードバック回路によって可変利得アンプの利得を調整しているため、高速応答特性のフィードバックループを構成することができない。従って、高周波で高速な周波数の切り替えに対応することができないため、搬送波周波数を頻繁に切り替える周波数ホッピングを利用した通信方式には利用できないという問題がある。即ち、第１の方法の問題は解決されていない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、高周波の広い範囲で周波数が高速で切り替わり、正確に位相が９０度異なる直交信号を消費電力が少ない回路で生成できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の直交信号生成回路は、入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの信号を生成する移相手段と、当該２つの信号の振幅が等しくなるように振幅調整する振幅調整手段と、当該振幅調整手段により振幅調整された２つの信号の和信号、差信号を生成する加算手段、減算手段とを有し、当該和信号、差信号を位相が９０度異なる直交信号として出力する直交信号生成回路であって、前記振幅調整手段は、それぞれ前記移相手段の２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整手段と、前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を低減するように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整手段とを有する直交信号生成回路である。
本発明の直交信号生成回路の調整方法は、入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの出力信号を生成する移相手段と、当該移相手段の前記２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段、第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の和および差の信号を生成する加算手段及び減算手段とを有する直交信号生成回路の調整方法であって、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅を検出する工程と、当該振幅の検出値が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整工程と、前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を検出する位相誤差検出工程と、当該位相誤差を低減するように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整工程とを有する直交信号生成回路の調整方法である。
本発明の無線通信装置は、本発明の直交信号生成回路を有する無線通信装置である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高周波の広い範囲で周波数が高速で切り替わり、正確に位相が９０度異なる直交信号を消費電力が少ない回路で生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の無線通信装置に使用される直交信号生成回路を示す図である。
【図２】図１の加算器、減算器に入力される信号の振幅が等しく位相差がほぼ９０度の場合に出力信号の位相差が９０度になることを説明するための図である。
【図３】図１の加算器、減算器に入力される信号の振幅が等しくない場合、位相差が９０度であっても出力信号の位相差が９０度にならないことを説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図である。
【図５】図１におけるポリフェイズフィルタの回路図である。
【図６】図１における可変利得アンプの回路図である。
【図７】図１における振幅検出器の回路図である。
【図８】図１における加算器、減算器の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
〈直交信号生成回路の構成〉
図１は、本発明の実施形態の無線通信装置に使用される直交信号生成回路を示す図である。
【００１４】
図示のように、この直交信号発生回路では、可変利得アンプ９によって増幅した信号を、抵抗・容量のパッシブ素子からなるポリフェイズフィルタ１を通すことで、大まかに位相差が９０度となる直交信号を生成する。
【００１５】
次にディジタル制御回路８からのディジタル信号で制御された可変利得アンプ２，３により、直交信号を増幅する。次いで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を振幅検出器４，５によって検出し、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が等しくなるように、可変利得アンプの利得をディジタル制御回路８によって疎調整する。この疎調整に加えて、後述する微調整を行うことで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を等しくする。
【００１６】
可変利得アンプ２，３の出力は加算器６、減算器７によって加算、減算され、正確に９０度位相が異なる直交信号を出力する。
【００１７】
〈直交信号生成回路の動作〉
ポリフェイズフィルタ１で生成できる直交信号は、特定の周波数でのみ出力の位相差が９０度、振幅が等しくなる。よって所望の周波数では位相差も９０度ではなく、振幅も異なっているものとする。そこで、これらの直交信号の振幅が等しくなるように増幅してから加算器６、減算器７に入力する。これにより正確な９０度位相差を実現できる理由について、図２及び図３を用いて説明する。
【００１８】
図２は、図１の加算器６、減算器７に入力される信号の振幅が等しく位相差がほぼ９０度の場合に出力信号の位相差が９０度になることを説明するための図であり、図３は、図１の加算器６、減算器７に入力される信号の振幅が等しくない場合、位相差が９０度であっても出力信号の位相差が９０度にならないことを説明するための図である。これらの図では、加算器６、減算器７に入力される信号が極座標系でベクトル表示されている。
【００１９】
図２において、ベクトルａ，ｂは加算器６、減算器７に入力される直交信号であり、振幅は等しいが位相差が９０度より少し異なっている。ベクトルａ，ｂの和ベクトルａ’（加算器6の出力に相当）とベクトルａ，ｂの差ベクトルｂ’（減算器７の出力に相当）の位相差は正確に９０度となる。ここで、ベクトルａ’,ｂ’の振幅は等しくない。
【００２０】
一方、図３において、ベクトルｃ,ｄは加算器６、減算器７に入力される直交信号であり、位相差が９０度だが振幅が異なる。この場合、ベクトルｃ，ｄの和ベクトルｃ’（加算器６の出力に相当）と差ベクトルｄ’（減算器７の出力に相当）の位相差は９０度にならない。ベクトルｃ’,ｄ’の振幅は等しい。
【００２１】
このように、加算器６、減算器７に入力する直交信号の振幅が等しければ、出力される直交信号の位相差は正確に９０度になる。なお、出力振幅が十分に大きければ、その大小は周波数変換器では殆ど問題とならない。
【００２２】
以上のように、加算器６、減算器７に入力される直交信号の振幅を等しくすれば、正確に９０度の位相差を持つ信号を作成することができるので、可変利得アンプ２，３にて振幅を調整する。調整方法は、まず振幅検出器４，５にて振幅を検出し、疎調整を行い、後述の送信系・受信系を使った位相差検出にて微調整を行う。
【００２３】
疎調整では、振幅検出器４，５によって、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅がある値よりも大きいか小さいかの２値で検出し、ちょうど検出値が切り替わる境界となるように可変利得アンプ２，３の利得をディジタル制御回路８で調整する。
【００２４】
振幅検出器４，５の出力による振幅の疎調整を行うことにより、加算器６、減算器７に入力される直交信号の振幅がほぼ等しくなることから、出力される直交信号もほぼ位相差が９０度になり、後述の微調整の調整範囲を狭めることができる。
【００２５】
また、特許文献１に記載された従来の回路では、抵抗・容量で構成するフィルタ（本実施形態のポリフェイズフィルタ１に相当）の出力信号の振幅差があまりにも大きい場合に、後段の可変利得アンプで振幅差をゼロにすることが難しい。一方、本実施形態では、振幅検出器４，５により可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が検出レベルに達しているかどうかを容易に判定できるので、検出レベルに達していなければ、ポリフェイズフィルタ１の前段の可変利得アンプ９の利得を上げる、もしくは直交信号の２つの振幅検出器４，５の検出レベルをともに下げることにより、振幅が等しくなるように調整することができる。
【００２６】
また、特許文献１に記載された従来の回路では、直交信号を位相差検出器に入力しているため、回路のレイアウトが複雑になるという問題点がある。これに対し、本実施形態では、直交信号それぞれの振幅を別個に検出すればよいため、回路のレイアウトが簡潔になるという利点がある。
【００２７】
〈無線通信装置の回路構成及び直交信号生成回路の微調整〉
図４は、本発明の実施形態の無線通信装置であるダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の回路構成を簡略化して示した図である。この無線通信装置において、移相器１７，１８が図１の直交信号生成回路に対応する。
【００２８】
ディジタル部１１にて生成した送信ベースバンド信号は周波数変換器１２によって周波数変換され、パワーアンプ１３によって増幅され送信される。受信信号はローノイズアンプ１４によって増幅され、周波数変換器１５によって周波数変換され、ディジタル部１１によって復調される。局部発振器１６によって生成された搬送波周波数の発振信号を移相器１７，１８で直交信号に変換する。
【００２９】
以上は通常の送受信時の動作である。次に移相器１７，１８内の調整方法、即ち、移相器１７，１８内の可変利得アンプ２，３（図１）の利得の微調整方法、について説明する。このとき、スイッチ２０を閉じ、スイッチ２１を開く。
【００３０】
送信系の周波数変換器１２の出力から、スイッチ２０と振幅検出器１９を経て受信系を通る経路により、移相器１７の直交信号の位相差が９０度からどれくらい誤差があるかを検出する。
【００３１】
即ち、ディジタル部１１からテスト信号として周波数ωの送信信号を出力し、局部発振器１６の発振周波数をωcとして、出力信号の周波数ω+ωcを出力するとする。
これは、ディジタル部１１から出力するベースバンド信号を仮に
cosωt …式［１］
−sinωt …式［２］
とおき、移相器１７から出力される理想的な直交信号を
cosωct …式［３］
sinωct …式［４］
とおけば（ωc>>ωである）、周波数変換器１２の出力は
cosωt・cosωct−sinωt・sinωct＝cos(ω＋ωc)t …式［５］
と変形でき、出力の周波数がω+ωcとなることからわかる。
【００３２】
もし移相器１７の出力する直交信号が９０度でなければ、出力信号に周波数−ω＋ωcの望ましくない成分（以下、イメージ信号と言う）が混じる。これは、ベースバンド信号を先程と同様、式［１］、式［２］とおき、位相器１７の出力が非理想的で
cos（ωct＋α） …式［６］
sinωct …式［７］
と書けるとすると（ここでαは十分小さい値とする）、式［６］は以下のように変形でき、
cos(ωct＋α)≒cosωct−αsinωct …式［８］
とかける。ここで、右辺第一項は式［３］と同様である。右辺第二項と式［１］との積は
cosωct・(−αsinωct)＝−｛α/２｝・｛sin(ωc＋ω)t＋sin(ωc−ω)t｝ …式［９］
と変形でき、式［９］の右辺第二項が上述のイメージ信号である。
【００３３】
よって出力信号は周波数ω＋ωcと周波数−ω＋ωcの２つの信号の和となる。ω<<ωcだから、出力信号は周波数２ωのうなりを生じる。この大きさを振幅検出器１９によって検出することで、移相器１７の出力する直交信号の位相差が９０度からどれくらいの誤差をもつかを検出することができる。
【００３４】
これは、まずイメージ信号を含む周波数変換器１２の出力を整理して
cos(ω＋ωc)t−｛α/２｝・｛sin(ωc−ω)t｝ …式［１０］
と書けるとする。
【００３５】
振幅検出器１９は、信号を２乗して低周波成分のみ取り出すことに相当するので、式［１０］を２乗すると、
cos２(ω＋ωc)t−αcos(ω＋ωc)t・sin(ωc−ω)t＋｛α２/４｝・｛sin２(ωc−ω)t｝ …式［１１］
となる。α<<1という前提であるため、式［１１］の第三項は無視できる。また式［１１］の第一項は
cos２(ω＋ωc)t＝｛cos２(ωc＋ω)t＋１｝／２ …式［１２］
という変形により、高周波成分（周波数ω＋ωc）とＤＣ成分に分割できる。
【００３６】
式［１１］の第二項は
−αcos(ω＋ωc)t・sin(ωc−ω)t＝−(α/２)・sin２ωct＋(α/２)・sin２ωt …式［１３］
と変形できる。
【００３７】
振幅検出器１９では低周波成分のみ取り出すことから、式［１１］の低周波成分は式［１２］の右辺第二項のＤＣ成分と、式［１３］の右辺第二項のみとなる。よって移相器１７の位相誤差αの大小は、振幅検出器１９の出力信号において、周波数２ωの信号の振幅の大小により決定できる。
【００３８】
周波数２ωの信号の振幅の大小に応じて、ディジタル制御回路８によって可変利得アンプ２，３の利得を微調整する。即ち、可変利得アンプ２と３の利得差を少しずつ変化させ、最も検出誤差が小さくなる利得設定を見つける。これにより、可変利得アンプ２，３の利得の微調整が完了する。
【００３９】
移相器１７内の可変利得アンプ２，３の利得の微調整が完了し、移相器１７の出力する直交信号が正確に９０度となった後、今度はスイッチ２０を開き、スイッチ２１を閉じる。これにより、周波数ω+ωcのみからなる信号が受信系の周波数変換器１５を通ってディジタル部１１に戻る。このとき、移相器１８の出力する直交信号が位相差９０度からずれていれば、受信系はイメージ信号を検出できるので、イメージ信号の強度によって誤差を検出することができる。この誤差に応じて、移相器１８内の可変利得アンプ２，３の利得を微調整する。
【００４０】
これらの微調整は、搬送波周波数の切り替え毎に最適な値が異なるため、予め全切り替え周波数で最適値を調べる。これにより、搬送波周波数を切り替えても常に正確に位相差９０度の直交信号を生成できる。
【００４１】
また、このような送信系・受信系を使って直交信号の位相差の微調整を行うことにより、移相器１７，１８以降の配線や周波数変換器１２，１５への入力で生じる位相誤差も含めて、調整が可能になる。移相器内部でのみ位相差を調整する場合は、移相器出力以降に誤差が生じた場合は調整できない。
【００４２】
〈ポリフェイズフィルタの回路構成〉
図５は、図１におけるポリフェイズフィルタ１の一例の回路図である。図示のように、抵抗３６とコンデンサ３７の直列回路を４つループ（リング状）に接続し、対向する直列回路の両端に局部発振器からの差動信号３０，３１を供給し、各直列回路における抵抗３６とコンデンサ３７との接続点から直交信号３２，３３，３４，３５を出力する。
【００４３】
直交信号の位相差が９０度になるのは、周波数ｆｃ＝１／ＲＣが成り立つときのみである（抵抗３６の値をＲ、コンデンサ３７の容量値をＣとした）。周波数がずれると、振幅・位相差ともにずれる。実際には少しずつ抵抗・容量の値をずらしたポリフェイズフィルタを多段に重ねることで、ある程度の周波数範囲で位相差９０度を作り出すことができる。しかし、抵抗・容量のばらつきも考慮する必要があり、広い周波数範囲で位相差を９０度にすることはできない。
【００４４】
〈可変利得アンプの回路図〉
図６は、図１における可変利得アンプ２，３の一例の回路図である。
増幅段トランジスタ４０，４１と負荷４２，４３とテール電流源４４からなる差動増幅アンプ１０１を構成する。増幅段トランジスタ４７，４８と負荷４９，５０とテール電流源５１も同様に差動増幅アンプ１０２を構成する。両者は直交信号の増幅を行う。
【００４５】
差動増幅アンプ１０１，１０２の間に接続された利得調整回路１０３の可変電流源４６，５３及びカレントミラーのペア４５，４４と５２，５１によってバイアス電流を変化させることで、差動増幅アンプ１０１，１０２の利得を変えることができる。電流源４６と５３は独立に値を変化させることができる。さらに電流源５４の電流をスイッチ５５により、電流源４６と５３のどちらかの電流に加算することで、２つの差動増幅アンプ１０１，１０２の利得を微妙に異なる値にすることができる。
【００４６】
スイッチ５５はパルス幅変調やデルタシグマ変調でスイッチングすることにより、２つのアンプに流すバイアス電流の値を電流源５４で設定可能な最小の電流値よりもさらに小さく変化させることができ、利得の微調整を可能にする。
【００４７】
〈振幅検出器の回路図〉
図７は、図１における振幅検出器４，５の一例の回路図である。
電流源６３の電流値によって、トランジスタ６２，６４に流れる電流の値と、入力信号の振幅がゼロのときにトランジスタ６０，６１に流れる電流のＤＣ値とが決まる。また、トランジスタ６４に流れる電流の値と可変電流源６５の電流値の和によって、トランジスタ６６，６７に流れる電流の値が決まる。これにより、トランジスタ６０，６１に流れる電流の和のうち、入力信号の振幅に応じた電流増加分と可変電流源６５の電流値の大小が比較・出力される。よって、可変電流源６５の電流値の増減により、入力信号振幅の検出レベルを調整することができる。
【００４８】
振幅の検出精度を上げるためには、トランジスタ６０，６１，６４のサイズを大きくしてばらつきを小さくする必要がある。これは可変利得アンプにとっては、負荷が大きくなることを意味し、高周波信号で特に信号の減衰が問題となる。
【００４９】
しかし、本実施形態では、送信系・受信系を使った微調整が可能なため、振幅検出器４，５には高い精度が要求されない。このため、トランジスタ６０，６１のサイズを小さくすることができる。よって可変利得アンプ２，３の負荷は小さくなり、高周波信号での信号の減衰の問題は起きない。
【００５０】
〈加算器、減算器の回路図〉
図８は、図１における加算器６、減算器７の一例の回路図である。差動アンプ６８，６９，７０，７１を図のように接続し、出力を足し合わせることにより、加算器６と減算器７を構成する。信号が非常に高速であるため、差動アンプ６８，６９の出力を結線するだけで足し算が実現できる。また、差動アンプ６８，６９のペアと差動アンプ７０，７１のペアで符号を入れ換え（差動アンプ６８と７０の入力を逆転）、足し算と引き算を実現している。
【００５１】
以上詳細に説明したように、本発明の実施形態の無線通信装置及び直交信号生成回路は、下記（１）〜（６）の特徴を備えている。
（１）加算、減算器６，７の手前（前段）に簡潔な振幅検出器４，５を設け、加算器６、減算器７に入力する直交信号の振幅が等しくなるように可変利得アンプ２，３の利得の疎調整を行う。別途の微調整手段を持つため、振幅検出器４，５の精度は低くてよい。このため、振幅検出器４，５を構成するトランジスタのサイズを小さくでき、可変利得アンプ２，３の負荷を軽くすることができるので、高周波信号に対応することができる。
（２）無線通信装置内で実際の通信を行っていない間に、送信系・受信系を通るテスト信号を利用し、加算、減算器６，７から出力される直交信号の位相差が９０度からどれだけずれているか検出し、それに応じて移相器（直交信号生成回路）内の可変利得アンプ２，３の利得の微調整を行うので、位相差が正確に９０度の直交信号を生成することができる。
（３）これら可変利得アンプ２、３の疎調整、微調整は、切り替える搬送波周波数全てについて前もって行う。また、これらの疎調整、微調整はともにディジタル制御とする。これにより、搬送波周波数切り替えに応じて高速に可変利得アンプ２，３のゲインを切り替えることができるので、搬送波周波数切り替えに対しても位相差が正確に９０度の直交信号を生成できる。
（４）２倍周波数の信号を発振器で生成したり、Quadrature ＶＣＯを設けたりする必要が無いので、消費電力を低減できる。
（５）振幅検出器４、５において、振幅検出レベルまで増幅できていないことを検知した場合に、ポリフェイズフィルタ１の前段の可変利得アンプ９の利得を大きくするか、もしくは振幅検出レベルを変更することで、ポリフェイズフィルタ１の出力の直交信号の振幅差が大きくても振幅を等しくすることができ、広い周波数範囲に対応することができる。
（６）２つの可変利得アンプ２，３に互いの利得差を生じさせるスイッチ５５を設け、そのスイッチ５５をパルス幅変調やデルタシグマ変調により、任意の割合で切り替えることができるようにしたので、直交信号の振幅の微妙な調整が可能になる。
【符号の説明】
【００５２】
１…ポリフェイズフィルタ、２，３，９…可変利得アンプ、４，５，１９…振幅検出器、６…加算器、７…減算器、８…ディジタル制御回路、１２，１５…周波数変換器、１６…局部発振器、１７，１８…移相器、２０，２１，５５…スイッチ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５３】
【特許文献１】特許第３０９８４６４号公報
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに９０度位相が異なる２つの信号である直交信号を生成する直交信号生成回路、その調整方法、及びその直交信号生成回路を有する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル方式の位相偏移変調や直角位相振幅変調を採用した無線通信方式は一般に広く利用されている。これらの無線通信方式の規格に対応した無線機では、直交信号を使って送受信信号の周波数変換を行うことで位相変復調を実現する。直交信号の位相差に誤差があると通信品質に影響を与えるため、位相差は正確に９０度である必要がある。
【０００３】
位相差９０度の直交信号を生成するには、抵抗・容量によるフィルタで位相をシフトする移相器を用いる方法（以下、第１の方法と言う）、２倍の周波数の信号を２分周することで直交信号を得る方法（以下、第２の方法と言う）、９０度ずつ位相がずれた信号を発生する発振器を利用する方法（以下、第３の方法と言う）等が既に知られている。
【０００４】
しかし、第１の方法には、抵抗・容量のばらつきによって位相差がずれてしまうという問題がある。また、位相差が９０度になるのは抵抗・容量の値によって決まる特定の周波数のみであるため、搬送波周波数を頻繁に切り替える周波数ホッピングを利用した通信方式には利用できないという問題がある。即ち、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ(MultiBand Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式のＵＷＢ(Ultra Wide Band）のＰＨＹ層を実装するチップに適用する場合、搬送波周波数が３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚと広くて高く、かつ搬送波周波数を高速で切り替える周波数ホッピング方式を採用していることから、第１の方法では対応できない。
【０００５】
また、第２の方法では、周波数変換器に必要な周波数の２倍の周波数の信号が必要になる。このため、必要な周波数が高い場合、さらに２倍の高周波信号を発振器で生成することが難しかったり、生成できたとしても消費電力が大きくなったりするという問題がある。
【０００６】
第３の方法には、以下に述べる２通りの実現方法が考えられる。一つ目は、９０度ずつ位相の異なる４相信号を出力するＬＣ共振型Quadrature ＶＣＯを用いる方法である。しかし、この方法では専有面積の大きいインダクタを２つ必要とするため面積が大きくなってしまう問題、消費電力が増大してしまう問題、及び位相雑音特性が悪いという問題がある。二つ目は、遅延素子を環状に接続して発振させるリング型ＶＣＯを用いる方法である。しかし、この方法では遅延素子の遅延時間によって決まる発振周波数の上限が低く、高周波の発振信号が得られないという問題と消費電力が大きいという問題がある。
【０００７】
また、第１の方法の改良技術として、特許文献１に記載された９０度移相回路がある。この９０度移相回路では、抵抗・容量による移相器と、可変利得アンプと、直交信号の加算・減算器と、位相誤差検出器とを備えている。そして、抵抗・容量による移相器によって位相差がおおまかに９０度となる直交信号を生成し、その直交信号を可変利得アンプで増幅し、加算、減算器でそれぞれの直交信号を足し引きすることにより、新たに正確に９０度位相の異なる直交信号を生成する。このとき、位相誤差検出器で検出された位相誤差に基づいて可変利得アンプの利得を調整することで、加算・減算器へ入力する直交信号の振幅を調整することにより、抵抗・容量の値によって決まる特定の周波数からずれた周波数に対しても加算・減算器によって正確に９０度位相の異なる直交信号を生成することができる。
【０００８】
しかしながら、この９０度移相回路では、アナログ的なフィードバック回路によって可変利得アンプの利得を調整しているため、高速応答特性のフィードバックループを構成することができない。従って、高周波で高速な周波数の切り替えに対応することができないため、搬送波周波数を頻繁に切り替える周波数ホッピングを利用した通信方式には利用できないという問題がある。即ち、第１の方法の問題は解決されていない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、高周波の広い範囲で周波数が高速で切り替わり、正確に位相が９０度異なる直交信号を消費電力が少ない回路で生成できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の直交信号生成回路は、入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの信号を生成する移相手段と、当該２つの信号の振幅が等しくなるように振幅調整する振幅調整手段と、当該振幅調整手段により振幅調整された２つの信号の和信号、差信号を生成する加算手段、減算手段とを有し、当該和信号、差信号を位相が９０度異なる直交信号として出力する直交信号生成回路であって、前記振幅調整手段は、それぞれ前記移相手段の２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整手段と、前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を低減するように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整手段とを有する直交信号生成回路である。
本発明の直交信号生成回路の調整方法は、入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの出力信号を生成する移相手段と、当該移相手段の前記２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段、第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の和および差の信号を生成する加算手段及び減算手段とを有する直交信号生成回路の調整方法であって、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅を検出する工程と、当該振幅の検出値が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整工程と、前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を検出する位相誤差検出工程と、当該位相誤差を低減するように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整工程とを有する直交信号生成回路の調整方法である。
本発明の無線通信装置は、本発明の直交信号生成回路を有する無線通信装置である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高周波の広い範囲で周波数が高速で切り替わり、正確に位相が９０度異なる直交信号を消費電力が少ない回路で生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の無線通信装置に使用される直交信号生成回路を示す図である。
【図２】図１の加算器、減算器に入力される信号の振幅が等しく位相差がほぼ９０度の場合に出力信号の位相差が９０度になることを説明するための図である。
【図３】図１の加算器、減算器に入力される信号の振幅が等しくない場合、位相差が９０度であっても出力信号の位相差が９０度にならないことを説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図である。
【図５】図１におけるポリフェイズフィルタの回路図である。
【図６】図１における可変利得アンプの回路図である。
【図７】図１における振幅検出器の回路図である。
【図８】図１における加算器、減算器の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
〈直交信号生成回路の構成〉
図１は、本発明の実施形態の無線通信装置に使用される直交信号生成回路を示す図である。
【００１４】
図示のように、この直交信号発生回路では、可変利得アンプ９によって増幅した信号を、抵抗・容量のパッシブ素子からなるポリフェイズフィルタ１を通すことで、大まかに位相差が９０度となる直交信号を生成する。
【００１５】
次にディジタル制御回路８からのディジタル信号で制御された可変利得アンプ２，３により、直交信号を増幅する。次いで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を振幅検出器４，５によって検出し、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が等しくなるように、可変利得アンプの利得をディジタル制御回路８によって疎調整する。この疎調整に加えて、後述する微調整を行うことで、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅を等しくする。
【００１６】
可変利得アンプ２，３の出力は加算器６、減算器７によって加算、減算され、正確に９０度位相が異なる直交信号を出力する。
【００１７】
〈直交信号生成回路の動作〉
ポリフェイズフィルタ１で生成できる直交信号は、特定の周波数でのみ出力の位相差が９０度、振幅が等しくなる。よって所望の周波数では位相差も９０度ではなく、振幅も異なっているものとする。そこで、これらの直交信号の振幅が等しくなるように増幅してから加算器６、減算器７に入力する。これにより正確な９０度位相差を実現できる理由について、図２及び図３を用いて説明する。
【００１８】
図２は、図１の加算器６、減算器７に入力される信号の振幅が等しく位相差がほぼ９０度の場合に出力信号の位相差が９０度になることを説明するための図であり、図３は、図１の加算器６、減算器７に入力される信号の振幅が等しくない場合、位相差が９０度であっても出力信号の位相差が９０度にならないことを説明するための図である。これらの図では、加算器６、減算器７に入力される信号が極座標系でベクトル表示されている。
【００１９】
図２において、ベクトルａ，ｂは加算器６、減算器７に入力される直交信号であり、振幅は等しいが位相差が９０度より少し異なっている。ベクトルａ，ｂの和ベクトルａ’（加算器6の出力に相当）とベクトルａ，ｂの差ベクトルｂ’（減算器７の出力に相当）の位相差は正確に９０度となる。ここで、ベクトルａ’,ｂ’の振幅は等しくない。
【００２０】
一方、図３において、ベクトルｃ,ｄは加算器６、減算器７に入力される直交信号であり、位相差が９０度だが振幅が異なる。この場合、ベクトルｃ，ｄの和ベクトルｃ’（加算器６の出力に相当）と差ベクトルｄ’（減算器７の出力に相当）の位相差は９０度にならない。ベクトルｃ’,ｄ’の振幅は等しい。
【００２１】
このように、加算器６、減算器７に入力する直交信号の振幅が等しければ、出力される直交信号の位相差は正確に９０度になる。なお、出力振幅が十分に大きければ、その大小は周波数変換器では殆ど問題とならない。
【００２２】
以上のように、加算器６、減算器７に入力される直交信号の振幅を等しくすれば、正確に９０度の位相差を持つ信号を作成することができるので、可変利得アンプ２，３にて振幅を調整する。調整方法は、まず振幅検出器４，５にて振幅を検出し、疎調整を行い、後述の送信系・受信系を使った位相差検出にて微調整を行う。
【００２３】
疎調整では、振幅検出器４，５によって、可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅がある値よりも大きいか小さいかの２値で検出し、ちょうど検出値が切り替わる境界となるように可変利得アンプ２，３の利得をディジタル制御回路８で調整する。
【００２４】
振幅検出器４，５の出力による振幅の疎調整を行うことにより、加算器６、減算器７に入力される直交信号の振幅がほぼ等しくなることから、出力される直交信号もほぼ位相差が９０度になり、後述の微調整の調整範囲を狭めることができる。
【００２５】
また、特許文献１に記載された従来の回路では、抵抗・容量で構成するフィルタ（本実施形態のポリフェイズフィルタ１に相当）の出力信号の振幅差があまりにも大きい場合に、後段の可変利得アンプで振幅差をゼロにすることが難しい。一方、本実施形態では、振幅検出器４，５により可変利得アンプ２，３の出力信号の振幅が検出レベルに達しているかどうかを容易に判定できるので、検出レベルに達していなければ、ポリフェイズフィルタ１の前段の可変利得アンプ９の利得を上げる、もしくは直交信号の２つの振幅検出器４，５の検出レベルをともに下げることにより、振幅が等しくなるように調整することができる。
【００２６】
また、特許文献１に記載された従来の回路では、直交信号を位相差検出器に入力しているため、回路のレイアウトが複雑になるという問題点がある。これに対し、本実施形態では、直交信号それぞれの振幅を別個に検出すればよいため、回路のレイアウトが簡潔になるという利点がある。
【００２７】
〈無線通信装置の回路構成及び直交信号生成回路の微調整〉
図４は、本発明の実施形態の無線通信装置であるダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の回路構成を簡略化して示した図である。この無線通信装置において、移相器１７，１８が図１の直交信号生成回路に対応する。
【００２８】
ディジタル部１１にて生成した送信ベースバンド信号は周波数変換器１２によって周波数変換され、パワーアンプ１３によって増幅され送信される。受信信号はローノイズアンプ１４によって増幅され、周波数変換器１５によって周波数変換され、ディジタル部１１によって復調される。局部発振器１６によって生成された搬送波周波数の発振信号を移相器１７，１８で直交信号に変換する。
【００２９】
以上は通常の送受信時の動作である。次に移相器１７，１８内の調整方法、即ち、移相器１７，１８内の可変利得アンプ２，３（図１）の利得の微調整方法、について説明する。このとき、スイッチ２０を閉じ、スイッチ２１を開く。
【００３０】
送信系の周波数変換器１２の出力から、スイッチ２０と振幅検出器１９を経て受信系を通る経路により、移相器１７の直交信号の位相差が９０度からどれくらい誤差があるかを検出する。
【００３１】
即ち、ディジタル部１１からテスト信号として周波数ωの送信信号を出力し、局部発振器１６の発振周波数をωcとして、出力信号の周波数ω+ωcを出力するとする。
これは、ディジタル部１１から出力するベースバンド信号を仮に
cosωt …式［１］
−sinωt …式［２］
とおき、移相器１７から出力される理想的な直交信号を
cosωct …式［３］
sinωct …式［４］
とおけば（ωc>>ωである）、周波数変換器１２の出力は
cosωt・cosωct−sinωt・sinωct＝cos(ω＋ωc)t …式［５］
と変形でき、出力の周波数がω+ωcとなることからわかる。
【００３２】
もし移相器１７の出力する直交信号が９０度でなければ、出力信号に周波数−ω＋ωcの望ましくない成分（以下、イメージ信号と言う）が混じる。これは、ベースバンド信号を先程と同様、式［１］、式［２］とおき、位相器１７の出力が非理想的で
cos（ωct＋α） …式［６］
sinωct …式［７］
と書けるとすると（ここでαは十分小さい値とする）、式［６］は以下のように変形でき、
cos(ωct＋α)≒cosωct−αsinωct …式［８］
とかける。ここで、右辺第一項は式［３］と同様である。右辺第二項と式［１］との積は
cosωct・(−αsinωct)＝−｛α/２｝・｛sin(ωc＋ω)t＋sin(ωc−ω)t｝ …式［９］
と変形でき、式［９］の右辺第二項が上述のイメージ信号である。
【００３３】
よって出力信号は周波数ω＋ωcと周波数−ω＋ωcの２つの信号の和となる。ω<<ωcだから、出力信号は周波数２ωのうなりを生じる。この大きさを振幅検出器１９によって検出することで、移相器１７の出力する直交信号の位相差が９０度からどれくらいの誤差をもつかを検出することができる。
【００３４】
これは、まずイメージ信号を含む周波数変換器１２の出力を整理して
cos(ω＋ωc)t−｛α/２｝・｛sin(ωc−ω)t｝ …式［１０］
と書けるとする。
【００３５】
振幅検出器１９は、信号を２乗して低周波成分のみ取り出すことに相当するので、式［１０］を２乗すると、
cos２(ω＋ωc)t−αcos(ω＋ωc)t・sin(ωc−ω)t＋｛α２/４｝・｛sin２(ωc−ω)t｝ …式［１１］
となる。α<<1という前提であるため、式［１１］の第三項は無視できる。また式［１１］の第一項は
cos２(ω＋ωc)t＝｛cos２(ωc＋ω)t＋１｝／２ …式［１２］
という変形により、高周波成分（周波数ω＋ωc）とＤＣ成分に分割できる。
【００３６】
式［１１］の第二項は
−αcos(ω＋ωc)t・sin(ωc−ω)t＝−(α/２)・sin２ωct＋(α/２)・sin２ωt …式［１３］
と変形できる。
【００３７】
振幅検出器１９では低周波成分のみ取り出すことから、式［１１］の低周波成分は式［１２］の右辺第二項のＤＣ成分と、式［１３］の右辺第二項のみとなる。よって移相器１７の位相誤差αの大小は、振幅検出器１９の出力信号において、周波数２ωの信号の振幅の大小により決定できる。
【００３８】
周波数２ωの信号の振幅の大小に応じて、ディジタル制御回路８によって可変利得アンプ２，３の利得を微調整する。即ち、可変利得アンプ２と３の利得差を少しずつ変化させ、最も検出誤差が小さくなる利得設定を見つける。これにより、可変利得アンプ２，３の利得の微調整が完了する。
【００３９】
移相器１７内の可変利得アンプ２，３の利得の微調整が完了し、移相器１７の出力する直交信号が正確に９０度となった後、今度はスイッチ２０を開き、スイッチ２１を閉じる。これにより、周波数ω+ωcのみからなる信号が受信系の周波数変換器１５を通ってディジタル部１１に戻る。このとき、移相器１８の出力する直交信号が位相差９０度からずれていれば、受信系はイメージ信号を検出できるので、イメージ信号の強度によって誤差を検出することができる。この誤差に応じて、移相器１８内の可変利得アンプ２，３の利得を微調整する。
【００４０】
これらの微調整は、搬送波周波数の切り替え毎に最適な値が異なるため、予め全切り替え周波数で最適値を調べる。これにより、搬送波周波数を切り替えても常に正確に位相差９０度の直交信号を生成できる。
【００４１】
また、このような送信系・受信系を使って直交信号の位相差の微調整を行うことにより、移相器１７，１８以降の配線や周波数変換器１２，１５への入力で生じる位相誤差も含めて、調整が可能になる。移相器内部でのみ位相差を調整する場合は、移相器出力以降に誤差が生じた場合は調整できない。
【００４２】
〈ポリフェイズフィルタの回路構成〉
図５は、図１におけるポリフェイズフィルタ１の一例の回路図である。図示のように、抵抗３６とコンデンサ３７の直列回路を４つループ（リング状）に接続し、対向する直列回路の両端に局部発振器からの差動信号３０，３１を供給し、各直列回路における抵抗３６とコンデンサ３７との接続点から直交信号３２，３３，３４，３５を出力する。
【００４３】
直交信号の位相差が９０度になるのは、周波数ｆｃ＝１／ＲＣが成り立つときのみである（抵抗３６の値をＲ、コンデンサ３７の容量値をＣとした）。周波数がずれると、振幅・位相差ともにずれる。実際には少しずつ抵抗・容量の値をずらしたポリフェイズフィルタを多段に重ねることで、ある程度の周波数範囲で位相差９０度を作り出すことができる。しかし、抵抗・容量のばらつきも考慮する必要があり、広い周波数範囲で位相差を９０度にすることはできない。
【００４４】
〈可変利得アンプの回路図〉
図６は、図１における可変利得アンプ２，３の一例の回路図である。
増幅段トランジスタ４０，４１と負荷４２，４３とテール電流源４４からなる差動増幅アンプ１０１を構成する。増幅段トランジスタ４７，４８と負荷４９，５０とテール電流源５１も同様に差動増幅アンプ１０２を構成する。両者は直交信号の増幅を行う。
【００４５】
差動増幅アンプ１０１，１０２の間に接続された利得調整回路１０３の可変電流源４６，５３及びカレントミラーのペア４５，４４と５２，５１によってバイアス電流を変化させることで、差動増幅アンプ１０１，１０２の利得を変えることができる。電流源４６と５３は独立に値を変化させることができる。さらに電流源５４の電流をスイッチ５５により、電流源４６と５３のどちらかの電流に加算することで、２つの差動増幅アンプ１０１，１０２の利得を微妙に異なる値にすることができる。
【００４６】
スイッチ５５はパルス幅変調やデルタシグマ変調でスイッチングすることにより、２つのアンプに流すバイアス電流の値を電流源５４で設定可能な最小の電流値よりもさらに小さく変化させることができ、利得の微調整を可能にする。
【００４７】
〈振幅検出器の回路図〉
図７は、図１における振幅検出器４，５の一例の回路図である。
電流源６３の電流値によって、トランジスタ６２，６４に流れる電流の値と、入力信号の振幅がゼロのときにトランジスタ６０，６１に流れる電流のＤＣ値とが決まる。また、トランジスタ６４に流れる電流の値と可変電流源６５の電流値の和によって、トランジスタ６６，６７に流れる電流の値が決まる。これにより、トランジスタ６０，６１に流れる電流の和のうち、入力信号の振幅に応じた電流増加分と可変電流源６５の電流値の大小が比較・出力される。よって、可変電流源６５の電流値の増減により、入力信号振幅の検出レベルを調整することができる。
【００４８】
振幅の検出精度を上げるためには、トランジスタ６０，６１，６４のサイズを大きくしてばらつきを小さくする必要がある。これは可変利得アンプにとっては、負荷が大きくなることを意味し、高周波信号で特に信号の減衰が問題となる。
【００４９】
しかし、本実施形態では、送信系・受信系を使った微調整が可能なため、振幅検出器４，５には高い精度が要求されない。このため、トランジスタ６０，６１のサイズを小さくすることができる。よって可変利得アンプ２，３の負荷は小さくなり、高周波信号での信号の減衰の問題は起きない。
【００５０】
〈加算器、減算器の回路図〉
図８は、図１における加算器６、減算器７の一例の回路図である。差動アンプ６８，６９，７０，７１を図のように接続し、出力を足し合わせることにより、加算器６と減算器７を構成する。信号が非常に高速であるため、差動アンプ６８，６９の出力を結線するだけで足し算が実現できる。また、差動アンプ６８，６９のペアと差動アンプ７０，７１のペアで符号を入れ換え（差動アンプ６８と７０の入力を逆転）、足し算と引き算を実現している。
【００５１】
以上詳細に説明したように、本発明の実施形態の無線通信装置及び直交信号生成回路は、下記（１）〜（６）の特徴を備えている。
（１）加算、減算器６，７の手前（前段）に簡潔な振幅検出器４，５を設け、加算器６、減算器７に入力する直交信号の振幅が等しくなるように可変利得アンプ２，３の利得の疎調整を行う。別途の微調整手段を持つため、振幅検出器４，５の精度は低くてよい。このため、振幅検出器４，５を構成するトランジスタのサイズを小さくでき、可変利得アンプ２，３の負荷を軽くすることができるので、高周波信号に対応することができる。
（２）無線通信装置内で実際の通信を行っていない間に、送信系・受信系を通るテスト信号を利用し、加算、減算器６，７から出力される直交信号の位相差が９０度からどれだけずれているか検出し、それに応じて移相器（直交信号生成回路）内の可変利得アンプ２，３の利得の微調整を行うので、位相差が正確に９０度の直交信号を生成することができる。
（３）これら可変利得アンプ２、３の疎調整、微調整は、切り替える搬送波周波数全てについて前もって行う。また、これらの疎調整、微調整はともにディジタル制御とする。これにより、搬送波周波数切り替えに応じて高速に可変利得アンプ２，３のゲインを切り替えることができるので、搬送波周波数切り替えに対しても位相差が正確に９０度の直交信号を生成できる。
（４）２倍周波数の信号を発振器で生成したり、Quadrature ＶＣＯを設けたりする必要が無いので、消費電力を低減できる。
（５）振幅検出器４、５において、振幅検出レベルまで増幅できていないことを検知した場合に、ポリフェイズフィルタ１の前段の可変利得アンプ９の利得を大きくするか、もしくは振幅検出レベルを変更することで、ポリフェイズフィルタ１の出力の直交信号の振幅差が大きくても振幅を等しくすることができ、広い周波数範囲に対応することができる。
（６）２つの可変利得アンプ２，３に互いの利得差を生じさせるスイッチ５５を設け、そのスイッチ５５をパルス幅変調やデルタシグマ変調により、任意の割合で切り替えることができるようにしたので、直交信号の振幅の微妙な調整が可能になる。
【符号の説明】
【００５２】
１…ポリフェイズフィルタ、２，３，９…可変利得アンプ、４，５，１９…振幅検出器、６…加算器、７…減算器、８…ディジタル制御回路、１２，１５…周波数変換器、１６…局部発振器、１７，１８…移相器、２０，２１，５５…スイッチ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５３】
【特許文献１】特許第３０９８４６４号公報
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの信号を生成する移相手段と、当該２つの信号の振幅が等しくなるように振幅調整する振幅調整手段と、当該振幅調整手段により振幅調整された２つの信号の和信号、差信号を生成する加算手段、減算手段とを有し、当該和信号、差信号を位相が９０度異なる直交信号として出力する直交信号生成回路であって、
前記振幅調整手段は、
それぞれ前記移相手段の２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段と、
当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整手段と、
前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を低減するように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項２】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記疎調整手段は、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が所定の振幅検出レベルになるように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する直交信号生成回路。
【請求項３】
請求項２に記載された直交信号生成回路において、
前記移相手段の前段に配置された第３の可変利得増幅手段と、
前記第１の可変利得増幅手段又は第２の可変利得増幅手段が出力信号の振幅を前記振幅検出レベルまで増幅できないとき、前記第３の可変利得増幅手段の利得を大きくする利得制御手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項４】
請求項２に記載された直交信号生成回路において、
前記第１の可変利得増幅手段又は第２の可変利得増幅手段が出力信号の振幅を前記振幅検出レベルまで増幅できないとき、前記振幅検出レベルを下げる振幅検出レベル変更手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項５】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段のそれぞれのバイアス電流を変化させることで、それぞれの利得を調整する第１の電流源及び第２の電流源と、
スイッチの切り替えにより、前記第１の電流源又は第２の電流源のバイアス電流に電流を加算する第３の電流源と
を有する直交信号生成回路。
【請求項６】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記微調整手段は、前記加算手段及び減算手段のそれぞれの出力信号により所定の周波数の信号を周波数変換する周波数変換手段と、当該周波数変換手段の出力信号中の前記所定の周波数のほぼ２倍の周波数成分の振幅を検出する振幅検出手段とを有する直交信号生成回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかに記載された直交信号生成回路を有する無線通信装置。
【請求項８】
請求項７に記載された無線通信装置において、
無線通信を行わない期間に前記所定の周波数の信号を生成する手段を有する無線通信装置。
【請求項９】
請求項８に記載された無線通信装置において、
前記所定の周波数を切り替える手段を有する無線通信装置。
【請求項１０】
入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの出力信号を生成する移相手段と、当該移相手段の前記２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段、第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の和および差の信号を生成する加算手段及び減算手段とを有する直交信号生成回路の調整方法であって、
前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅を検出する工程と、
当該振幅の検出値が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整工程と、
前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を検出する位相誤差検出工程と、
当該位相誤差を低減するように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整工程と
を有する直交信号生成回路の調整方法。
【請求項１】
入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの信号を生成する移相手段と、当該２つの信号の振幅が等しくなるように振幅調整する振幅調整手段と、当該振幅調整手段により振幅調整された２つの信号の和信号、差信号を生成する加算手段、減算手段とを有し、当該和信号、差信号を位相が９０度異なる直交信号として出力する直交信号生成回路であって、
前記振幅調整手段は、
それぞれ前記移相手段の２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段と、
当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整手段と、
前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を低減するように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項２】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記疎調整手段は、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅が所定の振幅検出レベルになるように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する直交信号生成回路。
【請求項３】
請求項２に記載された直交信号生成回路において、
前記移相手段の前段に配置された第３の可変利得増幅手段と、
前記第１の可変利得増幅手段又は第２の可変利得増幅手段が出力信号の振幅を前記振幅検出レベルまで増幅できないとき、前記第３の可変利得増幅手段の利得を大きくする利得制御手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項４】
請求項２に記載された直交信号生成回路において、
前記第１の可変利得増幅手段又は第２の可変利得増幅手段が出力信号の振幅を前記振幅検出レベルまで増幅できないとき、前記振幅検出レベルを下げる振幅検出レベル変更手段と
を有する直交信号生成回路。
【請求項５】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段のそれぞれのバイアス電流を変化させることで、それぞれの利得を調整する第１の電流源及び第２の電流源と、
スイッチの切り替えにより、前記第１の電流源又は第２の電流源のバイアス電流に電流を加算する第３の電流源と
を有する直交信号生成回路。
【請求項６】
請求項１に記載された直交信号生成回路において、
前記微調整手段は、前記加算手段及び減算手段のそれぞれの出力信号により所定の周波数の信号を周波数変換する周波数変換手段と、当該周波数変換手段の出力信号中の前記所定の周波数のほぼ２倍の周波数成分の振幅を検出する振幅検出手段とを有する直交信号生成回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかに記載された直交信号生成回路を有する無線通信装置。
【請求項８】
請求項７に記載された無線通信装置において、
無線通信を行わない期間に前記所定の周波数の信号を生成する手段を有する無線通信装置。
【請求項９】
請求項８に記載された無線通信装置において、
前記所定の周波数を切り替える手段を有する無線通信装置。
【請求項１０】
入力信号から振幅がほぼ等しく、位相がほぼ９０度異なる２つの出力信号を生成する移相手段と、当該移相手段の前記２つの出力信号を増幅する第１の可変利得増幅手段、第２の可変利得増幅手段と、当該第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の和および差の信号を生成する加算手段及び減算手段とを有する直交信号生成回路の調整方法であって、
前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の出力信号の振幅を検出する工程と、
当該振幅の検出値が等しくなるように前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する疎調整工程と、
前記加算手段の出力信号と前記減算手段の出力信号の９０度からの位相誤差を検出する位相誤差検出工程と、
当該位相誤差を低減するように、前記第１の可変利得増幅手段及び第２の可変利得増幅手段の利得を調整する微調整工程と
を有する直交信号生成回路の調整方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−２６８５３（Ｐ２０１３−２６８５３Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６０２３０（Ｐ２０１１−１６０２３０）
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]