超音波診断装置
【課題】連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させる。
【解決手段】ＰＳＫ変調処理部２２ＡはコードＡを用いて搬送波Ａに対してＰＳＫ変調処理を施し、ＰＳＫ変調処理部２２ＢはコードＢを用いて搬送波Ｂに対してＰＳＫ変調処理を施す。コードＡとコードＢは互いに相補関係にある。多重処理部２４はＯＦＤＭにより２つのＰＳＫ連続波を多重してＯＦＤＭ連続波を形成する。受信ミキサ３０Ａ，３０Ｂの各々は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより、目標位置に対応した復調信号を得る。合成部５２Ｉは、加算部４６Ａ，４６Ｂから得られる信号を加算し、合成部５２Ｑは、加算部４８Ａ，４８Ｂから得られる信号を加算する。これにより、目標位置以外からの受信信号が低減されて目標位置の選択性が高められる。
【解決手段】ＰＳＫ変調処理部２２ＡはコードＡを用いて搬送波Ａに対してＰＳＫ変調処理を施し、ＰＳＫ変調処理部２２ＢはコードＢを用いて搬送波Ｂに対してＰＳＫ変調処理を施す。コードＡとコードＢは互いに相補関係にある。多重処理部２４はＯＦＤＭにより２つのＰＳＫ連続波を多重してＯＦＤＭ連続波を形成する。受信ミキサ３０Ａ，３０Ｂの各々は、生体内の目標位置との間の相関関係が調整された参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより、目標位置に対応した復調信号を得る。合成部５２Ｉは、加算部４６Ａ，４６Ｂから得られる信号を加算し、合成部５２Ｑは、加算部４８Ａ，４８Ｂから得られる信号を加算する。これにより、目標位置以外からの受信信号が低減されて目標位置の選択性が高められる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された２つの搬送波信号を多重した連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１搬送波信号と、符号長Ｎの第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記符号長Ｎは２の累乗であり、前記第１符合列Ｎと前記第２符合列Ｎの各々は、第１符合列Ｎ／２と第２符号列Ｎ／２に基づいて形成される、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮであり、符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮは、符号列ＡＮ／２と符号列−ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列−ＢＮ／２は、符号列ＢＮ／２の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮの各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮ´であり、符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ´は、符号列ＢＮ／２−１と符号列−ＡＮ／２−１を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ／２は、符号列ＡＮ／４と符号列−ＢＮ／４を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ／２−１は、符号列ＢＮ／２の符号の並び反転させた符号列であり、符号列−ＡＮ／２−１は、符号列ＡＮ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、符号列−ＢＮ／４は、符号列ＢＮ／４の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮ´の各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１搬送波信号と、前記第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１６】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記第１搬送波信号と前記第２搬送波信号を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により多重して形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明により、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】コードＡ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図３】コードＢ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図４】コードＢ８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭに利用される搬送波の時間変化を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭに利用されるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】２つのＰＳＫ連続波の送受信処理プロセスを説明するための図である。
【図８】搬送波Ａに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。
【図９】搬送波Ｂに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。
【図１０】位相検波器の特性を示す図である。
【図１１】ドプラ信号の抽出を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００２０】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、多重処理部２４を介して連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、超音波の送信ビームが形成される。
【００２１】
本実施形態における連続波の送信信号は、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと多重処理部２４によって形成される。
【００２２】
ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、搬送波Ａ発生器２０Ａから得られる搬送波Ａ（ＲＦ波）に対して、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。一方、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、搬送波Ｂ発生器２０Ｂから得られる搬送波Ｂ（ＲＦ波）に対して、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。
【００２３】
そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波が多重処理部２４において多重処理される。多重処理部２４は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により２つのＰＳＫ連続波を多重することにより、連続波の送信信号として、ＯＦＤＭ連続波を形成する。ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと多重処理部２４により形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２４】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が形成され、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１８Ａ，１８Ｂに送られる。
【００２５】
ＢＰＦ１８Ａは、搬送波Ａに対応した周波数帯域の信号を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ１８Ｂは、搬送波Ｂに対応した周波数帯域の信号を抽出するフィルタである。つまりＢＰＦ１８Ａ，１８Ｂにより、多重される前の２つのＰＳＫ連続波の各々に対応した受信ＲＦ信号が抽出される。
【００２６】
受信ミキサ３０Ａは、ＢＰＦ１８Ａから出力される受信ＲＦ信号、つまり、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に対応した受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａで構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２７】
受信ミキサ３０Ａの各ミキサに供給される参照信号は、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波に基づいて生成される。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ａにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ａには遅延処理されたＰＳＫ連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ａには遅延処理されたＰＳＫ連続波がπ／２シフト回路２６Ａを経由して参照信号として供給される。
【００２８】
π／２シフト回路２６Ａは、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａの一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０Ａの後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ａ，３８Ａにより、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２９】
加算部４６Ａ，４８Ａは、ＬＰＦ３６Ａ，３８Ａから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、ＰＳＫ連続波に含まれる符号パターンが加算処理され、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後に詳述する。
【００３０】
一方、受信ミキサ３０Ｂは、ＢＰＦ１８Ｂから出力される受信ＲＦ信号、つまり、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に対応した受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２Ｂ，３４Ｂで構成される。そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂから出力される搬送波ＢのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ｂには遅延処理されたＰＳＫ連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ｂには遅延処理されたＰＳＫ連続波がπ／２シフト回路２６Ｂを経由して参照信号として供給される。
【００３１】
これにより、２つのミキサ３２Ｂ，３４Ｂの一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力され、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ｂ，３８Ｂにより、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。また、加算部４６Ｂ，４８Ｂは、ＬＰＦ３６Ｂ，３８Ｂから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、ＰＳＫ連続波に含まれる符号パターンが加算処理され、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後に詳述する。
【００３２】
合成部５２Ｉは、加算部４６Ａから得られる信号と加算部４６Ｂから得られる信号を加算して合成後の復調信号（同相信号成分）を得る。一方、合成部５２Ｑは、加算部４８Ａから得られる信号と加算部４８Ｂから得られる信号を加算して合成後の復調信号（直交信号成分）を得る。合成部５２Ｉ，５２Ｑにおける合成処理により目標位置の選択性が高められる。この位置選択性の向上については後に詳述する。
【００３３】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５４は、合成部５２Ｉ，５２Ｑから得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５４において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５４から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３４】
ドプラ情報解析部５６は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５Ａ，２５Ｂにおける遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５６において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５６は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３５】
表示部５８は、ドプラ情報解析部５６において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３６】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、２つのＰＳＫ連続波を多重処理して得られる連続波の送信信号（ＯＦＤＭ連続波）を用いて超音波を送受することにより受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置におけるＰＳＫ変調処理と目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３７】
図１の超音波診断装置では、互いに相補関係にある２つのコード（符号列）を用いて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）が行われる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２ＡにおいてコードＡが利用され、ＰＳＫ変調処理部２２ＢにおいてコードＢが利用され、コードＡとコードＢが互いに相補関係にある。
【００３８】
まず、コードＡとコードＢの自己相関を数１式のように定義し、そして、数２式の条件を満足する具体的なコードを検討する。
【００３９】
【数１】
【００４０】
【数２】
【００４１】
例えば、ｎ＝２の場合に、Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）が上述した条件を満足する。数１式と数２式に基づいた具体的な計算結果を数３式に示す。
【００４２】
【数３】
【００４３】
ｎ＝２（２ビット）のコードを拡張したｎ＝４（４ビット）のコードは、数４式から得られる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）に基づいて得られるｎ＝４のコードは、数５式に示すとおりである。
【００４６】
【数５】
【００４７】
数５式に示すコードＡ４の自己相関（数１式参照）は、数６式に示すとおりとなる。
【００４８】
【数６】
【００４９】
また、数５式に示すコードＢ４の自己相関は、数７式に示すとおりとなる。
【００５０】
【数７】
【００５１】
数６式と数７式に示すように、コードＡ４とコードＢ４の両コード共に、自己相関の値は、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値４となる。また、両コードの相関値の和についても、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値８となる。
【００５２】
さらに、ｎ＝４（４ビット）のコードを拡張したｎ＝８（８ビット）のコードは、数８式から得られる。
【００５３】
【数８】
【００５４】
数５式のＡ４，Ｂ４から得られるｎ＝８のコードは、数９式に示すとおりである。
【００５５】
【数９】
【００５６】
数９式に示すコードＡ８の自己相関（数１式参照）は、数１０式に示すとおりとなる。
【００５７】
【数１０】
【００５８】
図２は、コードＡ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。極大値である８よりは小さいものの、τが３，５の場合には相関値が４であり０になっていない。
【００５９】
一方、数９式に示すコードＢ８の自己相関は、数１１式に示すとおりとなる。
【００６０】
【数１１】
【００６１】
図３は、コードＢ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。τが３，５の場合の相関値が−４であり、コードＡ８に関する自己相関の計算結果（図２）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００６２】
そのため、コードＡ８とコードＢ８の両コードの相関値の和を算出すると、コードのずれを示すτが０，８の場合、つまりコードのずれが無い場合に、相関値の和が極大値１６となり、τが他の値の場合、つまりコードのずれが有る場合に、相関値の和が常に０となる。このように、コードＡ８とコードＢ８は、コードがずれている場合に互いの相関値を打ち消し合う相補関係にある。
【００６３】
なお、互いに相補関係にあるｎ＝８のコードは、次の数１２式から得ることもできる。数１２式において、コードＢ４−１は、コードＢ４の符号の並び反転させたコードであり、コード−Ａ４−１は、コードＡ４の符号の値と並びを共に反転させたコードである。
【００６４】
【数１２】
【００６５】
数５式のＡ４，Ｂ４から、数１２式に基づいて得られるコードＡ８は、数９式の場合と同じであり、数１２式に基づいて得られるコードＢ８´は、数１３式に示すとおりとなる。
【００６６】
【数１３】
【００６７】
図４は、コードＢ８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。つまり、コードＢ８に関する自己相関の計算結果（図３）と同じ結果が得られており、コードＡ８とコードＢ８´の組み合わせも、互いに相補関係にあることがわかる。
【００６８】
さらに、ｎ＝８（８ビット）のコードを拡張したｎ＝１６（１６ビット）のコードは、数１４式または数１５式から得られる。
【００６９】
【数１４】
【００７０】
【数１５】
【００７１】
さらに、３２ビット、６４ビット、１２８ビット、２５６ビット等のコードも同様の法則を適用して拡張できる。数１４式に対応した一般式を示すと数１６式のようになり、数１５式に対応した一般式を示すと数１７式のようになる。数１６式と数１７式におけるＮは、コードに含まれるビット数（符号長）であり２の累乗となる。
【００７２】
【数１６】
【００７３】
【数１７】
【００７４】
図１の超音波診断装置では、Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）から、数１６式または数１７式を利用して得られるコードＡＮとコードＢＮ（又はコードＢＮ´）が用いられる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２ＡにおいてコードＡＮが利用され、ＰＳＫ変調処理部２２ＢにおいてコードＢＮ（又はコードＢＮ´）が利用される。そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を同時に（並列的に）送受するために、多重処理部２４において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）による多重処理が行われる。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式では、周波数スペクトラムが直交した複数の搬送波を利用して複数のデジタル変調信号が送受信される。
【００７５】
図５は、ＯＦＤＭに利用される搬送波の時間変化を示す図である。図５の搬送波Ａは、搬送波Ａ発生器２０Ａから出力される信号の一例であり、図５の搬送波Ｂは、搬送波Ｂ発生器２０Ｂから出力される信号の一例である。
【００７６】
１ビット長τは、ＰＳＫ変調処理に利用されるコード（コードＡＮ等）の１ビットの期間である。搬送波Ａと搬送波Ｂの周波数は、ビットレート１／τの整数倍（周波数ｆ０の整数倍）に設定される。
【００７７】
図６は、ＯＦＤＭに利用されるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムを示す図である。図６に示す搬送波ＡのＰＳＫ連続波（実線）は、ビットレート１／τのコード（例えばコードＡＮ）を用いて搬送波ＡをＰＳＫ変調処理して得られる連続波であり、図６に示す搬送波ＢのＰＳＫ連続波（破線）は、ビットレート１／τのコード（例えばコードＢＮ）を用いて搬送波ＢをＰＳＫ変調処理して得られる連続波である。
【００７８】
搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する中心周波数２ｆ０と搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する中心周波数３ｆ０は、互いに１／τ（＝ｆ０）だけ離れている。そして、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する中心周波数２ｆ０の位置において、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する周波数スペクトラムが０となり、また、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する中心周波数３ｆ０の位置において、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する周波数スペクトラムが０となる。
【００７９】
ＯＦＤＭでは、例えば図６に示す例のように、各搬送波の中心周波数の位置において他の搬送波の周波数スペクトラムが０となり、搬送波同士の干渉を極めて小さくして複数の搬送波を多重することが可能になる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を、多重処理部２４においてＯＦＤＭ方式で多重することにより、２つのＰＳＫ連続波の相互干渉を極めて小さく抑えつつ（望ましくは完全に相互干渉をなくしつつ）２つのＰＳＫ連続波を並列的に送受信することができる。
【００８０】
図７は、２つのＰＳＫ連続波の送受信処理プロセスを説明するための図である。図７は、４ビットのコードＡ４を利用した例を示している。ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ４を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ４の符号が「１」のビット期間において搬送波Ａの位相をそのままとして、符号が「−１」のビット期間において搬送波Ａの位相を反転する（πだけずらす）。これにより、搬送波ＡのＰＳＫ連続波が得られる。図７に示す受信信号Ａは、搬送波ＡのＰＳＫ連続波を送受して得られる目標位置からの受信信号である。受信信号Ａは、ＢＰＦ１８Ａを通過した受信信号に含まれている。
【００８１】
図７に示す参照信号Ａは、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ａにおいて遅延処理された信号である。図７において、参照信号Ａは、その位相パターン（コードＡ４のパターン）が、目標位置からの受信信号Ａの位相パターンと一致するように、遅延回路２５Ａで遅延処理されている。
【００８２】
図７に示す乗算器出力Ａは、参照信号Ａと受信信号Ａの乗算結果に相当し、受信ミキサ３０Ａにおいて得られる信号（例えばミキサ３２Ａから出力される信号）に含まれる目標位置からの信号成分である。参照信号Ａと受信信号Ａとの間には遅延時間差がないため、乗算器出力Ａには、搬送波の２倍の周波数成分と、破線で示す直流付近のベースバンド信号Ａが含まれている。例えばＬＰＦ３６Ａにより、搬送波の２倍の周波数成分が除去されて直流付近のベースバンド信号Ａが抽出される。ドプラ信号は、直流付近の低周波数信号として検出される。
【００８３】
一方、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＡ４と相補関係にある例えばコードＢ４を用いて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、搬送波ＢのＰＳＫ連続波が得られる。図７に示す受信信号Ｂは、搬送波ＢのＰＳＫ連続波を送受して得られる受信信号である。
【００８４】
図７に示す乗算器出力Ｂは、参照信号Ａと受信信号Ｂの乗算結果に相当し、参照信号Ａと受信信号Ｂの周波数の差であるベースバンド信号Ｂと、参照信号Ａと受信信号Ｂの周波数の和の成分を含んでいる。ところが、搬送波Ａに対応した参照信号Ａと搬送波Ｂに対応した受信信号Ｂは、中心周波数が互いに１／τだけ異なっているため、乗算器出力Ｂには直流付近のベースバンド信号が含まれていない。つまり、参照信号Ａを利用した乗算処理では、搬送波Ａに対応した受信信号Ａのみから直流付近のベースバンド信号Ａが抽出される。そのため、必要に応じてＢＰＦ１８Ａを省略してもよい。
【００８５】
このように、互いに直交関係にある搬送波ＡのＰＳＫ連続波と搬送波ＢのＰＳＫ連続波をＯＦＤＭ方式で多重した信号を送受信し、受信ミキサ３０Ａにおける処理により、搬送波Ａに対応した受信信号Ａのみから直流付近のベースバンド信号Ａを抽出することができる。また、受信ミキサ３０Ａにおける処理と同様に、受信ミキサ３０Ｂにおける処理により、搬送波Ｂに対応した受信信号（目標位置からの受信信号）のみから直流付近のベースバンド信号が抽出される。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を同時に（並列的に）送波しつつ、２つのＰＳＫ連続波に伴う２つの受信信号を個別的に且つ並列的に処理することができる。そこで、２つのＰＳＫ連続波の各々に関する位置選択性について説明する。
【００８６】
図８は、搬送波Ａに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。図８には、８ビットのコードＡ８を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）処理を施した例が図示されている。
【００８７】
ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ８を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、図８に示すようにＰＳＫ連続波の位相が調整される。図８には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００８８】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５Ａにおいて遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０Ａにおいて受信信号と乗算される。図８には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。
【００８９】
例えば、参照信号の位相（φ２）は、ＰＳＫ連続波の位相を１ビット期間だけ遅延して得られる参照信号である。そして、乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図１０に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００９０】
図８に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ａ，４８Ａの各々において得られる。図８に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。これに対し、受信信号の位相と一致していない参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合には、乗算器電圧がランダムに変化して合計値が０または４となる。
【００９１】
そのため、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させることにより、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。例えば、遅延回路２５Ａにおける遅延時間を目標位置までの超音波の往復の伝播時間とすることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させ、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。なお、加算部４６Ａ，４８Ａに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去して、図８に示した常に１となる乗算器電圧を抽出してもよい。
【００９２】
図８に示すように、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が４となる。つまり、目標位置からの受信信号に関する選択性（極大値８）よりは小さいものの、目標位置以外からの受信信号も選択されている。この目標位置以外からの受信信号の選択性を抑えるために、搬送波ＢのＰＳＫ連続波が併用されている。
【００９３】
図９は、搬送波Ｂに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。図９には、８ビットのコードＡ８と相補関係にある８ビットのコードＢ８を用いていて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施した例が図示されている。
【００９４】
ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＢ８を用いて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施すことにより、図９に示すように、ＰＳＫ連続波の位相が調整される。図９には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００９５】
そして、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０Ｂにおいて受信信号と乗算される。図９には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図１０に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００９６】
図９に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ｂ，４８Ｂの各々において得られる。なお、加算部４６Ｂ，４８Ｂに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去してもよい。
【００９７】
図９に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。そして、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が−４となり、搬送波Ａから得られる合計値（図８）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００９８】
そのため、搬送波Ａから得られる合計値と搬送波Ｂから得られる合計値の和を算出すると、参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に合計値の和が極大値１６となり、参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合に合計値の和が常に０となる。この合計値の加算は、合成部５２Ｉ，５２Ｑの各々において実行される。
【００９９】
図８に示す合計値と図９に示す合計値の加算は、図２および図３を利用して説明したコードＡ８とコードＢ８の両コードの相関値の和に相当する。つまり、互いに相補関係にあるコードＡ８とコードＢ８を利用して２つのＰＳＫ連続波を形成し、これら２つのＰＳＫ連続波をＯＦＤＭ方式で多重した連続波の送信信号を利用することにより、目標位置以外から得られる受信信号の成分を極端に小さくすることができ、望ましくは完全に０とすることができ、レンジサイドローブが著しく低減される。
【０１００】
なお、図８，９においては、８ビットのコードＡ８とコードＢ８を利用してＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明したが、装置の具現化においては、コードに含まれるビット数（符号長）が、例えば２５６ビット等に拡張されることが望ましい。ビット数を増やして１ビットの期間を小さくすることにより、位置分解能を高めることができる。
【０１０１】
図１１は、ドプラ信号の抽出を説明するための図である。図１１（Ａ）には、送信信号の含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ０は、ＲＦ信号（搬送波信号）の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、コードＡＮとコードＢＮの繰り返し周波数ｆｐである。また、周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔はコードＡＮとコードＢＮの１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【０１０２】
図１１（Ｂ）には、受信信号に含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図１１（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図１１（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【０１０３】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０Ａ，３０Ｂ）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。
【０１０４】
図１１（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図１１（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図１１（Ｃ）の復調信号となる。
【０１０５】
図１１（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、こららの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６Ａ，３８Ａ，３６Ｂ，３８Ｂ）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、後段のＦＦＴ処理部５４においては、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。
【０１０６】
そして、ドプラ情報解析部５６において、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０Ａ，３０Ｂ）において直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。また、直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【０１０７】
なお、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用している。このＰＳＫに代えて、デジタル変調方式として周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用してもよい。また、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【０１０８】
さらに、図１では、遅延回路２５Ａ，２５Ｂとπ／２シフト回路２６Ａ，２６Ｂと受信ミキサ３０Ａ，３０Ｂとローパスフィルタ３６Ａ〜３８Ｂと加算部４６Ａ〜４８Ｂと合成部５２Ｉ，５２Ｑの受信系回路が単独である構成を示したが、複数の目標位置に応じて複数の受信系回路を設けて、超音波ビームに沿った複数の目標位置から並列的にドプラ情報を抽出するようにしてもよい。
【０１０９】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１１０】
２２Ａ，２２Ｂ ＰＳＫ変調処理部、２４ 多重処理部、２５Ａ，２５Ｂ 遅延回路、３０Ａ，３０Ｂ 受信ミキサ、５４ ＦＦＴ処理部、５６ ドプラ情報解析部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された２つの搬送波信号を多重した連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１搬送波信号と、符号長Ｎの第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記符号長Ｎは２の累乗であり、前記第１符合列Ｎと前記第２符合列Ｎの各々は、第１符合列Ｎ／２と第２符号列Ｎ／２に基づいて形成される、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮであり、符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮは、符号列ＡＮ／２と符号列−ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列−ＢＮ／２は、符号列ＢＮ／２の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮの各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮ´であり、符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ´は、符号列ＢＮ／２−１と符号列−ＡＮ／２−１を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ／２は、符号列ＡＮ／４と符号列−ＢＮ／４を直列接続した符号列であり、符号列ＢＮ／２−１は、符号列ＢＮ／２の符号の並び反転させた符号列であり、符号列−ＡＮ／２−１は、符号列ＡＮ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、符号列−ＢＮ／４は、符号列ＢＮ／４の符号の値を反転させた符号列である、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮ´の各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１搬送波信号と、前記第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１６】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、前記第１搬送波信号と前記第２搬送波信号を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により多重して形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明により、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において目標位置の選択性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】コードＡ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図３】コードＢ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図４】コードＢ８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭに利用される搬送波の時間変化を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭに利用されるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】２つのＰＳＫ連続波の送受信処理プロセスを説明するための図である。
【図８】搬送波Ａに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。
【図９】搬送波Ｂに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。
【図１０】位相検波器の特性を示す図である。
【図１１】ドプラ信号の抽出を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００２０】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、多重処理部２４を介して連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、超音波の送信ビームが形成される。
【００２１】
本実施形態における連続波の送信信号は、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと多重処理部２４によって形成される。
【００２２】
ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、搬送波Ａ発生器２０Ａから得られる搬送波Ａ（ＲＦ波）に対して、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。一方、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、搬送波Ｂ発生器２０Ｂから得られる搬送波Ｂ（ＲＦ波）に対して、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）によるデジタル変調処理を施すことによりＰＳＫ連続波を発生する。
【００２３】
そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波が多重処理部２４において多重処理される。多重処理部２４は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により２つのＰＳＫ連続波を多重することにより、連続波の送信信号として、ＯＦＤＭ連続波を形成する。ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂと多重処理部２４により形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２４】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が形成され、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１８Ａ，１８Ｂに送られる。
【００２５】
ＢＰＦ１８Ａは、搬送波Ａに対応した周波数帯域の信号を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ１８Ｂは、搬送波Ｂに対応した周波数帯域の信号を抽出するフィルタである。つまりＢＰＦ１８Ａ，１８Ｂにより、多重される前の２つのＰＳＫ連続波の各々に対応した受信ＲＦ信号が抽出される。
【００２６】
受信ミキサ３０Ａは、ＢＰＦ１８Ａから出力される受信ＲＦ信号、つまり、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に対応した受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａで構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２７】
受信ミキサ３０Ａの各ミキサに供給される参照信号は、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波に基づいて生成される。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ａにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ａには遅延処理されたＰＳＫ連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ａには遅延処理されたＰＳＫ連続波がπ／２シフト回路２６Ａを経由して参照信号として供給される。
【００２８】
π／２シフト回路２６Ａは、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａの一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０Ａの後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ａ，３８Ａにより、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２９】
加算部４６Ａ，４８Ａは、ＬＰＦ３６Ａ，３８Ａから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、ＰＳＫ連続波に含まれる符号パターンが加算処理され、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後に詳述する。
【００３０】
一方、受信ミキサ３０Ｂは、ＢＰＦ１８Ｂから出力される受信ＲＦ信号、つまり、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に対応した受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２Ｂ，３４Ｂで構成される。そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂから出力される搬送波ＢのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ｂには遅延処理されたＰＳＫ連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ｂには遅延処理されたＰＳＫ連続波がπ／２シフト回路２６Ｂを経由して参照信号として供給される。
【００３１】
これにより、２つのミキサ３２Ｂ，３４Ｂの一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力され、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ｂ，３８Ｂにより、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。また、加算部４６Ｂ，４８Ｂは、ＬＰＦ３６Ｂ，３８Ｂから得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、ＰＳＫ連続波に含まれる符号パターンが加算処理され、参照信号の符号パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後に詳述する。
【００３２】
合成部５２Ｉは、加算部４６Ａから得られる信号と加算部４６Ｂから得られる信号を加算して合成後の復調信号（同相信号成分）を得る。一方、合成部５２Ｑは、加算部４８Ａから得られる信号と加算部４８Ｂから得られる信号を加算して合成後の復調信号（直交信号成分）を得る。合成部５２Ｉ，５２Ｑにおける合成処理により目標位置の選択性が高められる。この位置選択性の向上については後に詳述する。
【００３３】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５４は、合成部５２Ｉ，５２Ｑから得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５４において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５４から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３４】
ドプラ情報解析部５６は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５Ａ，２５Ｂにおける遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５６において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５６は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３５】
表示部５８は、ドプラ情報解析部５６において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３６】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、２つのＰＳＫ連続波を多重処理して得られる連続波の送信信号（ＯＦＤＭ連続波）を用いて超音波を送受することにより受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置におけるＰＳＫ変調処理と目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３７】
図１の超音波診断装置では、互いに相補関係にある２つのコード（符号列）を用いて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）が行われる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２ＡにおいてコードＡが利用され、ＰＳＫ変調処理部２２ＢにおいてコードＢが利用され、コードＡとコードＢが互いに相補関係にある。
【００３８】
まず、コードＡとコードＢの自己相関を数１式のように定義し、そして、数２式の条件を満足する具体的なコードを検討する。
【００３９】
【数１】
【００４０】
【数２】
【００４１】
例えば、ｎ＝２の場合に、Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）が上述した条件を満足する。数１式と数２式に基づいた具体的な計算結果を数３式に示す。
【００４２】
【数３】
【００４３】
ｎ＝２（２ビット）のコードを拡張したｎ＝４（４ビット）のコードは、数４式から得られる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）に基づいて得られるｎ＝４のコードは、数５式に示すとおりである。
【００４６】
【数５】
【００４７】
数５式に示すコードＡ４の自己相関（数１式参照）は、数６式に示すとおりとなる。
【００４８】
【数６】
【００４９】
また、数５式に示すコードＢ４の自己相関は、数７式に示すとおりとなる。
【００５０】
【数７】
【００５１】
数６式と数７式に示すように、コードＡ４とコードＢ４の両コード共に、自己相関の値は、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値４となる。また、両コードの相関値の和についても、コードのずれが０（ｉ＝０）のときに極大値８となる。
【００５２】
さらに、ｎ＝４（４ビット）のコードを拡張したｎ＝８（８ビット）のコードは、数８式から得られる。
【００５３】
【数８】
【００５４】
数５式のＡ４，Ｂ４から得られるｎ＝８のコードは、数９式に示すとおりである。
【００５５】
【数９】
【００５６】
数９式に示すコードＡ８の自己相関（数１式参照）は、数１０式に示すとおりとなる。
【００５７】
【数１０】
【００５８】
図２は、コードＡ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。極大値である８よりは小さいものの、τが３，５の場合には相関値が４であり０になっていない。
【００５９】
一方、数９式に示すコードＢ８の自己相関は、数１１式に示すとおりとなる。
【００６０】
【数１１】
【００６１】
図３は、コードＢ８に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。τが３，５の場合の相関値が−４であり、コードＡ８に関する自己相関の計算結果（図２）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００６２】
そのため、コードＡ８とコードＢ８の両コードの相関値の和を算出すると、コードのずれを示すτが０，８の場合、つまりコードのずれが無い場合に、相関値の和が極大値１６となり、τが他の値の場合、つまりコードのずれが有る場合に、相関値の和が常に０となる。このように、コードＡ８とコードＢ８は、コードがずれている場合に互いの相関値を打ち消し合う相補関係にある。
【００６３】
なお、互いに相補関係にあるｎ＝８のコードは、次の数１２式から得ることもできる。数１２式において、コードＢ４−１は、コードＢ４の符号の並び反転させたコードであり、コード−Ａ４−１は、コードＡ４の符号の値と並びを共に反転させたコードである。
【００６４】
【数１２】
【００６５】
数５式のＡ４，Ｂ４から、数１２式に基づいて得られるコードＡ８は、数９式の場合と同じであり、数１２式に基づいて得られるコードＢ８´は、数１３式に示すとおりとなる。
【００６６】
【数１３】
【００６７】
図４は、コードＢ８´に関する自己相関の計算結果を示す図である。コードのずれを示すτ（＝ｉ）が１，２，４，６，７の場合に相関値が０となり、τが３，５の場合に相関値が−４となり、τが０，８の場合に相関値が８となっている。つまり、コードＢ８に関する自己相関の計算結果（図３）と同じ結果が得られており、コードＡ８とコードＢ８´の組み合わせも、互いに相補関係にあることがわかる。
【００６８】
さらに、ｎ＝８（８ビット）のコードを拡張したｎ＝１６（１６ビット）のコードは、数１４式または数１５式から得られる。
【００６９】
【数１４】
【００７０】
【数１５】
【００７１】
さらに、３２ビット、６４ビット、１２８ビット、２５６ビット等のコードも同様の法則を適用して拡張できる。数１４式に対応した一般式を示すと数１６式のようになり、数１５式に対応した一般式を示すと数１７式のようになる。数１６式と数１７式におけるＮは、コードに含まれるビット数（符号長）であり２の累乗となる。
【００７２】
【数１６】
【００７３】
【数１７】
【００７４】
図１の超音波診断装置では、Ａ２＝（１，１）、Ｂ２＝（１，−１）から、数１６式または数１７式を利用して得られるコードＡＮとコードＢＮ（又はコードＢＮ´）が用いられる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２ＡにおいてコードＡＮが利用され、ＰＳＫ変調処理部２２ＢにおいてコードＢＮ（又はコードＢＮ´）が利用される。そして、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を同時に（並列的に）送受するために、多重処理部２４において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）による多重処理が行われる。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式では、周波数スペクトラムが直交した複数の搬送波を利用して複数のデジタル変調信号が送受信される。
【００７５】
図５は、ＯＦＤＭに利用される搬送波の時間変化を示す図である。図５の搬送波Ａは、搬送波Ａ発生器２０Ａから出力される信号の一例であり、図５の搬送波Ｂは、搬送波Ｂ発生器２０Ｂから出力される信号の一例である。
【００７６】
１ビット長τは、ＰＳＫ変調処理に利用されるコード（コードＡＮ等）の１ビットの期間である。搬送波Ａと搬送波Ｂの周波数は、ビットレート１／τの整数倍（周波数ｆ０の整数倍）に設定される。
【００７７】
図６は、ＯＦＤＭに利用されるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムを示す図である。図６に示す搬送波ＡのＰＳＫ連続波（実線）は、ビットレート１／τのコード（例えばコードＡＮ）を用いて搬送波ＡをＰＳＫ変調処理して得られる連続波であり、図６に示す搬送波ＢのＰＳＫ連続波（破線）は、ビットレート１／τのコード（例えばコードＢＮ）を用いて搬送波ＢをＰＳＫ変調処理して得られる連続波である。
【００７８】
搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する中心周波数２ｆ０と搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する中心周波数３ｆ０は、互いに１／τ（＝ｆ０）だけ離れている。そして、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する中心周波数２ｆ０の位置において、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する周波数スペクトラムが０となり、また、搬送波ＢのＰＳＫ連続波に関する中心周波数３ｆ０の位置において、搬送波ＡのＰＳＫ連続波に関する周波数スペクトラムが０となる。
【００７９】
ＯＦＤＭでは、例えば図６に示す例のように、各搬送波の中心周波数の位置において他の搬送波の周波数スペクトラムが０となり、搬送波同士の干渉を極めて小さくして複数の搬送波を多重することが可能になる。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を、多重処理部２４においてＯＦＤＭ方式で多重することにより、２つのＰＳＫ連続波の相互干渉を極めて小さく抑えつつ（望ましくは完全に相互干渉をなくしつつ）２つのＰＳＫ連続波を並列的に送受信することができる。
【００８０】
図７は、２つのＰＳＫ連続波の送受信処理プロセスを説明するための図である。図７は、４ビットのコードＡ４を利用した例を示している。ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ４を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ４の符号が「１」のビット期間において搬送波Ａの位相をそのままとして、符号が「−１」のビット期間において搬送波Ａの位相を反転する（πだけずらす）。これにより、搬送波ＡのＰＳＫ連続波が得られる。図７に示す受信信号Ａは、搬送波ＡのＰＳＫ連続波を送受して得られる目標位置からの受信信号である。受信信号Ａは、ＢＰＦ１８Ａを通過した受信信号に含まれている。
【００８１】
図７に示す参照信号Ａは、ＰＳＫ変調処理部２２Ａから出力される搬送波ＡのＰＳＫ連続波が遅延回路２５Ａにおいて遅延処理された信号である。図７において、参照信号Ａは、その位相パターン（コードＡ４のパターン）が、目標位置からの受信信号Ａの位相パターンと一致するように、遅延回路２５Ａで遅延処理されている。
【００８２】
図７に示す乗算器出力Ａは、参照信号Ａと受信信号Ａの乗算結果に相当し、受信ミキサ３０Ａにおいて得られる信号（例えばミキサ３２Ａから出力される信号）に含まれる目標位置からの信号成分である。参照信号Ａと受信信号Ａとの間には遅延時間差がないため、乗算器出力Ａには、搬送波の２倍の周波数成分と、破線で示す直流付近のベースバンド信号Ａが含まれている。例えばＬＰＦ３６Ａにより、搬送波の２倍の周波数成分が除去されて直流付近のベースバンド信号Ａが抽出される。ドプラ信号は、直流付近の低周波数信号として検出される。
【００８３】
一方、ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＡ４と相補関係にある例えばコードＢ４を用いて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、搬送波ＢのＰＳＫ連続波が得られる。図７に示す受信信号Ｂは、搬送波ＢのＰＳＫ連続波を送受して得られる受信信号である。
【００８４】
図７に示す乗算器出力Ｂは、参照信号Ａと受信信号Ｂの乗算結果に相当し、参照信号Ａと受信信号Ｂの周波数の差であるベースバンド信号Ｂと、参照信号Ａと受信信号Ｂの周波数の和の成分を含んでいる。ところが、搬送波Ａに対応した参照信号Ａと搬送波Ｂに対応した受信信号Ｂは、中心周波数が互いに１／τだけ異なっているため、乗算器出力Ｂには直流付近のベースバンド信号が含まれていない。つまり、参照信号Ａを利用した乗算処理では、搬送波Ａに対応した受信信号Ａのみから直流付近のベースバンド信号Ａが抽出される。そのため、必要に応じてＢＰＦ１８Ａを省略してもよい。
【００８５】
このように、互いに直交関係にある搬送波ＡのＰＳＫ連続波と搬送波ＢのＰＳＫ連続波をＯＦＤＭ方式で多重した信号を送受信し、受信ミキサ３０Ａにおける処理により、搬送波Ａに対応した受信信号Ａのみから直流付近のベースバンド信号Ａを抽出することができる。また、受信ミキサ３０Ａにおける処理と同様に、受信ミキサ３０Ｂにおける処理により、搬送波Ｂに対応した受信信号（目標位置からの受信信号）のみから直流付近のベースバンド信号が抽出される。つまり、ＰＳＫ変調処理部２２Ａ，２２Ｂから出力される２つのＰＳＫ連続波を同時に（並列的に）送波しつつ、２つのＰＳＫ連続波に伴う２つの受信信号を個別的に且つ並列的に処理することができる。そこで、２つのＰＳＫ連続波の各々に関する位置選択性について説明する。
【００８６】
図８は、搬送波Ａに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。図８には、８ビットのコードＡ８を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）処理を施した例が図示されている。
【００８７】
ＰＳＫ変調処理部２２Ａは、コードＡ８を用いて搬送波Ａに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施す。これにより、図８に示すようにＰＳＫ連続波の位相が調整される。図８には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００８８】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５Ａにおいて遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０Ａにおいて受信信号と乗算される。図８には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。
【００８９】
例えば、参照信号の位相（φ２）は、ＰＳＫ連続波の位相を１ビット期間だけ遅延して得られる参照信号である。そして、乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図１０に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００９０】
図８に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ａ，４８Ａの各々において得られる。図８に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。これに対し、受信信号の位相と一致していない参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合には、乗算器電圧がランダムに変化して合計値が０または４となる。
【００９１】
そのため、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させることにより、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。例えば、遅延回路２５Ａにおける遅延時間を目標位置までの超音波の往復の伝播時間とすることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号の位相を一致させ、目標位置からの受信信号を選択的に抽出することが可能になる。なお、加算部４６Ａ，４８Ａに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去して、図８に示した常に１となる乗算器電圧を抽出してもよい。
【００９２】
図８に示すように、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が４となる。つまり、目標位置からの受信信号に関する選択性（極大値８）よりは小さいものの、目標位置以外からの受信信号も選択されている。この目標位置以外からの受信信号の選択性を抑えるために、搬送波ＢのＰＳＫ連続波が併用されている。
【００９３】
図９は、搬送波Ｂに対するＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明するための図である。図９には、８ビットのコードＡ８と相補関係にある８ビットのコードＢ８を用いていて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施した例が図示されている。
【００９４】
ＰＳＫ変調処理部２２Ｂは、コードＢ８を用いて搬送波Ｂに対して２相の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調処理を施すことにより、図９に示すように、ＰＳＫ連続波の位相が調整される。図９には、このＰＳＫ連続波を利用して得られる受信信号の位相も示されている。
【００９５】
そして、ＰＳＫ連続波の位相を遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０Ｂにおいて受信信号と乗算される。図９には、参照信号の位相をφ１〜φ９まで変化させた場合における、参照信号と受信信号の位相差と、参照信号と受信信号の乗算結果（乗算器電圧）が示されている。乗算器電圧は、参照信号と受信信号の位相差から、例えば、図１０に示す汎用の位相検波器の特性に基づいて得られる電圧である。
【００９６】
図９に示す合計は、８ビットの期間内における乗算器電圧の合計値であり、例えば加算部４６Ｂ，４８Ｂの各々において得られる。なお、加算部４６Ｂ，４８Ｂに代えて、例えばローパスフィルタなどにより、乗算器電圧のランダムな変化を消去してもよい。
【００９７】
図９に示すように、受信信号の位相と完全に一致している参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に、乗算器電圧が常に１となり合計値が極大値８となる。そして、参照信号の位相（φ４，φ６）の場合には、乗算器電圧の合計値が−４となり、搬送波Ａから得られる合計値（図８）と比較すると、絶対値が等しく極性が逆になっている。
【００９８】
そのため、搬送波Ａから得られる合計値と搬送波Ｂから得られる合計値の和を算出すると、参照信号の位相（φ１，φ９）の場合に合計値の和が極大値１６となり、参照信号の位相（φ２〜φ８）の場合に合計値の和が常に０となる。この合計値の加算は、合成部５２Ｉ，５２Ｑの各々において実行される。
【００９９】
図８に示す合計値と図９に示す合計値の加算は、図２および図３を利用して説明したコードＡ８とコードＢ８の両コードの相関値の和に相当する。つまり、互いに相補関係にあるコードＡ８とコードＢ８を利用して２つのＰＳＫ連続波を形成し、これら２つのＰＳＫ連続波をＯＦＤＭ方式で多重した連続波の送信信号を利用することにより、目標位置以外から得られる受信信号の成分を極端に小さくすることができ、望ましくは完全に０とすることができ、レンジサイドローブが著しく低減される。
【０１００】
なお、図８，９においては、８ビットのコードＡ８とコードＢ８を利用してＰＳＫ変調処理と位置選択性を説明したが、装置の具現化においては、コードに含まれるビット数（符号長）が、例えば２５６ビット等に拡張されることが望ましい。ビット数を増やして１ビットの期間を小さくすることにより、位置分解能を高めることができる。
【０１０１】
図１１は、ドプラ信号の抽出を説明するための図である。図１１（Ａ）には、送信信号の含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ０は、ＲＦ信号（搬送波信号）の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、コードＡＮとコードＢＮの繰り返し周波数ｆｐである。また、周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔はコードＡＮとコードＢＮの１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【０１０２】
図１１（Ｂ）には、受信信号に含まれるＰＳＫ連続波の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図１１（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図１１（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【０１０３】
本実施形態では、ＰＳＫ連続波に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０Ａ，３０Ｂ）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。
【０１０４】
図１１（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図１１（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図１１（Ｃ）の復調信号となる。
【０１０５】
図１１（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、こららの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６Ａ，３８Ａ，３６Ｂ，３８Ｂ）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、後段のＦＦＴ処理部５４においては、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。
【０１０６】
そして、ドプラ情報解析部５６において、図１１（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０Ａ，３０Ｂ）において直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。また、直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【０１０７】
なお、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用している。このＰＳＫに代えて、デジタル変調方式として周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用してもよい。また、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【０１０８】
さらに、図１では、遅延回路２５Ａ，２５Ｂとπ／２シフト回路２６Ａ，２６Ｂと受信ミキサ３０Ａ，３０Ｂとローパスフィルタ３６Ａ〜３８Ｂと加算部４６Ａ〜４８Ｂと合成部５２Ｉ，５２Ｑの受信系回路が単独である構成を示したが、複数の目標位置に応じて複数の受信系回路を設けて、超音波ビームに沿った複数の目標位置から並列的にドプラ情報を抽出するようにしてもよい。
【０１０９】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１１０】
２２Ａ，２２Ｂ ＰＳＫ変調処理部、２４ 多重処理部、２５Ａ，２５Ｂ 遅延回路、３０Ａ，３０Ｂ 受信ミキサ、５４ ＦＦＴ処理部、５６ ドプラ情報解析部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された２つの搬送波信号を多重した連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１搬送波信号と、符号長Ｎの第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記符号長Ｎは２の累乗であり、
前記第１符合列Ｎと前記第２符合列Ｎの各々は、第１符合列Ｎ／２と第２符号列Ｎ／２に基づいて形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、
前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮであり、
符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮは、符号列ＡＮ／２と符号列−ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列−ＢＮ／２は、符号列ＢＮ／２の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮの各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、
前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮ´であり、
符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ´は、符号列ＢＮ／２−１と符号列−ＡＮ／２−１を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ／２は、符号列ＡＮ／４と符号列−ＢＮ／４を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ／２−１は、符号列ＢＮ／２の符号の並び反転させた符号列であり、
符号列−ＡＮ／２−１は、符号列ＡＮ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、
符号列−ＢＮ／４は、符号列ＢＮ／４の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮ´の各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項２から７のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１搬送波信号と、前記第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項９】
請求項２から８のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記第１搬送波信号と前記第２搬送波信号を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により多重して形成された連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
互いに相補関係にある２つの周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された２つの搬送波信号を多重した連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、符号長Ｎの第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第１搬送波信号と、符号長Ｎの第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記符号長Ｎは２の累乗であり、
前記第１符合列Ｎと前記第２符合列Ｎの各々は、第１符合列Ｎ／２と第２符号列Ｎ／２に基づいて形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、
前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮであり、
符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮは、符号列ＡＮ／２と符号列−ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列−ＢＮ／２は、符号列ＢＮ／２の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮの各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記第１符合列Ｎは、符号列ＡＮであり、
前記第２符合列Ｎは、符号列ＢＮ´であり、
符号列ＡＮは、符号列ＡＮ／２と符号列ＢＮ／２を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ´は、符号列ＢＮ／２−１と符号列−ＡＮ／２−１を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ／２は、符号列ＡＮ／４と符号列−ＢＮ／４を直列接続した符号列であり、
符号列ＢＮ／２−１は、符号列ＢＮ／２の符号の並び反転させた符号列であり、
符号列−ＡＮ／２−１は、符号列ＡＮ／２の符号の値と並びを共に反転させた符号列であり、
符号列−ＢＮ／４は、符号列ＢＮ／４の符号の値を反転させた符号列である、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記符号列ＡＮと前記符号列ＢＮ´の各々は、符号長２の符号列Ａ２＝（１，１）と符号列Ｂ２＝（１，−１）から、前記直列接続を繰り返して形成される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項２から７のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記第１符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第１搬送波信号と、前記第２符号列Ｎを繰り返す周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた第２搬送波信号と、を多重した連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項９】
請求項２から８のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、前記第１搬送波信号と前記第２搬送波信号を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）により多重して形成された連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１１−２１７８９８（Ｐ２０１１−２１７８９８Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−８８８９８（Ｐ２０１０−８８８９８）
【出願日】平成２２年４月７日（２０１０．４．７）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月７日（２０１０．４．７）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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