送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路
【課題】負荷状態の検出を容易化できる送電制御装置、送電装置等、電子機器及び負荷状態検出回路等の提供。
【解決手段】無接点電力伝送システムの送電装置１０に設けられる送電制御装置２０は、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路３０を含む。負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１の一端側からの第１の信号と、共振用コンデンサーＣ１の他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。
【解決手段】無接点電力伝送システムの送電装置１０に設けられる送電制御装置２０は、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路３０を含む。負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１の一端側からの第１の信号と、共振用コンデンサーＣ１の他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。この無接点電力伝送の従来技術としては例えば特許文献１がある。
【０００３】
しかしながら、この従来技術では、位相検出の際に１次コイルの一方の端子からの信号のみをモニターしている。このため、例えば電圧変動、周囲温度変動、１次コイルと２次コイルの位置関係の変動等の環境変動があった場合に、位相検出の際のしきい値電圧等の設定値を変更し直さなければならないなどの課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−２３００３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の幾つかの態様によれば、負荷状態の検出を容易化できる送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路を含み、前記負荷状態検出回路は、前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する送電制御装置に関係する。
【０００７】
本発明の一態様では、１次コイルと共振用コンデンサーにより共振回路が構成されている。そして負荷状態検出回路は受電側の負荷状態を検出する。具体的には、共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。このように共振用コンデンサの両端の差分信号を用いることで、負荷状態の検出を容易化できる。
【０００８】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記第１の信号と前記第２の信号との前記差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含んでもよい。
【０００９】
このようにすれば、差動アンプが第１の信号と第２の信号の差分信号に対応するアンプ出力信号（例えば差分信号そのもの或いは差分信号を減衰させた信号）を出力し、このアンプ出力信号と基準クロックとの位相差を検出することで、受電側の負荷状態を検出できるようになる。
【００１０】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記位相差検出回路からの前記位相差信号に基づいて前記位相差を測定する位相差測定回路を含んでもよい。
【００１１】
このようにすれば、位相差の測定結果に基づいて受電側の負荷状態を判定できる。
【００１２】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、基準電圧を振幅中心とする前記アンプ出力信号を出力してもよい。
【００１３】
このように基準電圧を振幅中心とする信号にすれば、アンプ出力信号と比較用電圧との比較が容易化される。
【００１４】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、前記第１の信号と前記第２の信号の前記差分信号を減衰させた信号を、前記アンプ出力信号として出力してもよい。
【００１５】
このようにすれば、第１、第２の信号の振幅が大きい場合等にも、これに対応できるようになる。
【００１６】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、前記第１の信号に対応する第１の入力信号が第１の入力端子に入力され、前記第２の信号に対応する第２の入力信号が第２の入力端子に入力される演算増幅器と、前記第１の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に設けられた第１の出力側抵抗と、前記第２の入力端子と基準電圧の供給ノードと間に設けられた第２の出力側抵抗とを含んでもよい。
【００１７】
このようにすれば、第１、第２の出力側抵抗等を用いて差分信号を減衰して、基準電圧を振幅中心とするアンプ出力信号を得ることが可能になる。
【００１８】
また本発明の一態様では、前記位相差検出回路は、前記アンプ出力信号と比較用電圧とを比較するコンパレーターと、前記コンパレーターからのコンパレーター出力信号と、前記基準クロック信号とに基づいて、前記位相差信号を出力する位相差出力回路を含んでもよい。
【００１９】
このようにすれば、アンプ出力信号と比較用電圧の比較結果により得られたコンパレーター出力信号と、基準クロック信号とに基づいて、位相差信号を生成して、位相差を検出できるようになる。
【００２０】
また本発明の一態様では、前記基準電圧と前記比較用電圧が同じ電圧に設定されていてもよい。
【００２１】
このようにすれば、比較用電圧として基準電圧を採用できるようになり、構成を簡素化できる。
【００２２】
また本発明の一態様では、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていてもよい。
【００２３】
このようにすれば、例えば受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになる。
【００２４】
また本発明の一態様では、前記コンパレーターにヒステリシス特性を持たせることで、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていてもよい。
【００２５】
このようにすれば、例えば受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになると共に、コンパレーターの安定した比較動作を実現できる。
【００２６】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記アンプ出力信号の信号遅延を補償するために、前記１次コイルの駆動クロック信号の位相を遅らせた信号を前記基準クロック信号として出力する位相シフト回路を含んでもよい。
【００２７】
このようにすれば、受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになる。
【００２８】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記差動アンプと前記位相差検出回路との間に設けられたローパスフィルターを含んでもよい。
【００２９】
このようにすれば、アンプ出力信号に重畳されたノイズを除去して、安定した検出動作を実現できるようになる。
【００３０】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する制御部を含んでもよい。
【００３１】
このようにすれば、検出情報に基づく受電側の負荷状態の判定を実現できる。
【００３２】
また本発明の一態様では、前記共振用コンデンサーは、前記１次コイルを駆動する送電ドライバーの出力ノードに一端が接続され、前記１次コイルの前記コイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーであってもよい。
【００３３】
本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の送電制御装置と、交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含む送電装置に関係する。
【００３４】
また本発明の他の態様では、前記共振用コンデンサーの一端及び他端と、前記負荷状態検出回路の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられた波形モニター回路を含んでもよい。
【００３５】
このような波形モニター回路を設ければ、第１、第２の信号を、負荷状態検出回路により検出可能な信号にすることが可能になる。
【００３６】
また本発明の他の態様では、前記波形モニター回路は、前記共振用コンデンサーの前記一端と、前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のＡＣカップリング用コンデンサーと、前記共振用コンデンサーの前記他端と、前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２のＡＣカップリング用コンデンサーを含んでもよい。
【００３７】
このようにすれば、第１、第２の信号のＤＣ成分をカットして、負荷状態検出回路に入力できる。
【００３８】
また本発明の他の態様では、前記波形モニター回路は、前記第１のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１の入力側抵抗と、前記第２のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２の入力側抵抗と含んでもよい。
【００３９】
このようにすれば、第１、第２の信号の振幅が大きい場合にも、第１、第２の入力側抵抗を利用して減衰等できるようになる。
【００４０】
また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の送電装置を含む電子機器に関係する。
【００４１】
また本発明の他の態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路であって、前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含む負荷状態検出回路に関係する。
【００４２】
本発明の他の態様では、１次コイルと共振用コンデンサーにより共振回路が構成されている。そして負荷状態検出回路が受電側の負荷状態を検出する。具体的には、負荷状態検出回路の差動アンプが、共振用コンデンサからの第１、第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する。そして位相差検出回路が、このアンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出して、位相差信号を出力する。このように共振用コンデンサの両端の差分信号を用いることで、負荷状態の検出を容易化できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は無接点電力伝送の説明図。
【図２】本実施形態の構成例。
【図３】図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図。
【図４】図４（Ａ）、図４（Ｂ）は１次コイルのコイル端信号や差分信号の波形例。
【図５】本実施形態の詳細な構成例。
【図６】本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。
【図７】負荷状態検出回路の第１の構成例。
【図８】負荷状態検出回路の第２の構成例。
【図９】図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１０】図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）は第２の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１１】負荷状態検出回路の第３の構成例。
【図１２】図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）は第３の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１３】負荷状態検出回路の第４の構成例。
【図１４】負荷状態検出回路の変形例。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００４５】
１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカー５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。
【００４６】
充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリーを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させることができる。
【００４７】
なお本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピューター、ハンディターミナル、携帯情報端末、電動自転車、或いはＩＣカードなどの種々の電子機器に適用できる。
【００４８】
図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。
【００４９】
なお、図１（Ｂ）では１次コイルＬ１、２次コイルＬ２は、平面上でスパイラル状にコイル線を巻くことで形成された例えば空芯の平面コイルになっている。しかしながら、本実施形態のコイルはこれに限定されず、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて電力を伝送できるものであれば、その形状・構造等は問わない。
【００５０】
例えば図１（Ｃ）では、磁性体コアに対してＸ軸回りでコイル線をスパイラル状に巻くことで１次コイルＬ１が形成されている。携帯電話機５１０に設けられた２次コイルＬ２も同様である。本実施形態では図１（Ｃ）のようなコイルにも適用可能である。なお図１（Ｃ）の場合に、１次コイルＬ１や２次コイルＬ２として、Ｘ軸回りにコイル線を巻いたコイルに加えて、Ｙ軸周りにコイル線を巻いたコイルを組み合わせてもよい。
【００５１】
２．構成
図２に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０等の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、図２の送電装置１０を含む。また携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含むことができる。そして図２の構成により、例えば１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、負荷９０に対して電力を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。
【００５２】
送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、送電制御装置２０を含むことができる。なお送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素（例えば波形モニター回路）を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば送電部１２を送電制御装置２０に内蔵させてもよい。また送電装置１０は送電と受電の両方を行うものであってもよい。
【００５３】
１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。
【００５４】
送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。
【００５５】
図２では、送電側から受電側へのデータ通信は周波数変調により実現し、受電側から送電側へのデータ通信は負荷変調により実現している。
【００５６】
具体的には図３（Ａ）に示すように、送電部１２は、例えばデータ「１」を受電側に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。そして受電側の検出回路５９が、この周波数の変化を検出することで、データ「１」、「０」を判別する。これにより、送電側から受電側への周波数変調によるデータ通信が実現される。
【００５７】
一方、受電側の負荷変調部４６は、送信するデータに応じて受電側の負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。例えばデータ「１」を送電側に対して送信する場合には、受電側を高負荷状態にし、データ「０」を送信する場合には、受電側を低負荷状態にする。そして送電側の負荷状態検出回路３０が、この受電側の負荷状態の変化を検出することで、データ「１」、「０」を判別する。これにより、受電側から送電側への負荷変調によるデータ通信が実現される。
【００５８】
なお図３（Ａ）、図３（Ｂ）では送電側から受電側へのデータ通信を周波数変調により実現し、受電側から送電側へのデータ通信を負荷変調により実現しているが、これ以外の変調方式や他の方式を採用してもよい。
【００５９】
送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）やマイクロコンピューターとそのプログラムなどにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御部２２、負荷状態検出回路３０を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素（例えばホストインターフェース）を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００６０】
制御部２２（送電側）は送電制御装置２０や送電装置１０の制御を行うものである。この制御部２２は、例えばゲートアレイなどのＡＳＩＣ回路により実現したり、マイクロコンピューター及びマイクロコンピューター上で動作するプログラムなどにより実現できる。この制御部２２は、送電部１２を用いた送電の制御を行ったり、負荷状態検出回路３０を制御する。具体的には、電力伝送、負荷状態検出（データ検出、異物検出、取り去り検出等）、周波数変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００６１】
負荷状態検出回路（位相検出回路）３０は受電側（受電装置又は異物）の負荷状態を検出する。そして制御部２２は、負荷状態検出回路３０での負荷状態の検出情報に基づいて、受電側（２次側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）を判定する。
【００６２】
受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８のいずれかを受電制御装置５０に内蔵させてもよい。また受電装置４０は受電と送電の両方を行うものであってもよい。
【００６３】
受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路などにより実現できる。
【００６４】
負荷変調部４６は負荷変調処理を行う。具体的には受電側から送電側にデータを送信する場合に、送信するデータに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。
【００６５】
給電制御部４８は負荷９０への電力の給電を制御する。即ち負荷９０への電力の給電をオンにしたり、オフにする制御を行う。具体的には、受電部４２（整流回路）からの直流電圧のレベルを調整して、電源電圧を生成して、負荷９０に供給し、負荷９０のバッテリー９４を充電する。なお負荷９０はバッテリー９４を含まないものであってもよい。
【００６６】
受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）やマイクロコンピューターとそのプログラムなどにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧により動作することができる。この受電制御装置５０は、制御部５２、検出回路５９を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００６７】
制御部５２（受電側）は受電制御装置５０や受電装置４０の制御を行うものである。この制御部５２は、例えばゲートアレイなどのＡＳＩＣ回路により実現したり、マイクロコンピューター及びマイクロコンピューター上で動作するプログラムなどにより実現できる。この制御部５２は、負荷変調部４６や給電制御部４８の制御を行う。具体的には、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００６８】
図２に示すように送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバーＤＲ１と、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバーＤＲ２と、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２を含む。ここで第１、第２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の各々は、例えばパワーＭＯＳトランジスターにより構成されるバッファ回路であり、送電制御装置２０により制御される。また共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の出力ノードに一端が接続され、１次コイルＬ１のコイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーである。なお図２では２つの共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２を設けているが、１つであってもよい。
【００６９】
そして本実施形態の負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１（或いはＣ２）の一端側からの第１の信号ＳＳ１と、共振用コンデンサーＣ１（或いはＣ２）の他端側からの第２の信号ＳＳ２との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。即ち共振用コンデンサーＣ２の両端から得られる差分信号に基づいて、受電側（受電装置４０側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）の検出（位相検出）を行う。そして制御部２２は、負荷状態検出回路３０からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する。例えばデータ（負荷）検出、異物（金属）検出、取り去り（着脱）検出などの判定を行う。
【００７０】
例えば図４（Ａ）に、１次コイルＬ１のコイル端信号（第１の信号ＳＳ１）の信号波形の例を示す。Ｄ１は、受電側の負荷が低負荷の場合の信号波形であり、Ｄ２は、受電側の負荷が高負荷の場合の信号波形である。また図４（Ｂ）に、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号の信号波形例を示す。Ｄ３は、受電側の負荷が低負荷の場合の信号波形であり、Ｄ４は、受電側の負荷が高負荷の場合の信号波形である。
【００７１】
図４（Ａ）に示すようにコイル端信号は、共振波形である正弦波の信号と、送電ドライバーの駆動波形である矩形波の信号が混在（合成）した信号になっている。ここで共振波形は、１次コイルＬ１とコンデンサーＣ１、Ｃ２とにより構成される共振回路による信号波形であり、正弦波の信号になる。これに対して送電ドライバーの駆動信号は、駆動クロック信号に基づいて生成されるものであり、矩形波の信号になる。そして受電側が低負荷（負荷抵抗大、負荷電流小）から高負荷（負荷抵抗小、負荷電流大）になるにつれて、共振周波数が高くなり、共振周波数がコイルの駆動周波数（駆動クロック信号の周波数）に近づく。そして共振周波数が駆動周波数に近づくと、図４（Ａ）に示すようにコイル端信号には、共振波形である正弦波の部分が徐々に見えてくる。即ち図４（Ａ）のＤ１に示す低負荷時の信号波形では、駆動波形である矩形波（方形波）の方が、共振波形である正弦波よりも支配的になっている。これに対して図４（Ａ）のＤ２に示す高負荷時の信号波形では、共振波形である正弦波の方が、駆動波形である矩形波よりも支配的になる。
【００７２】
一方、図４（Ｂ）の差分信号では、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分をとることで、駆動波形である矩形波が除去されて、共振波形である正弦波が残るようになる。従って、差分信号は正弦波の信号波形になる。
【００７３】
そして受電側（２次側）の負荷状態を検出する比較例の手法として、図４（Ａ）のコイル端信号だけを用いる手法が考えられる。例えば、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、図示しない基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出して、受電側の負荷状態（負荷変動）を検出する。
【００７４】
例えば図４（Ａ）のＤ１に示す低負荷時において、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミングＴＭ１と、図示しない基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。またＤ２に示す高負荷時において、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミングＴＭ２と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。すると、低負荷時と高負荷時では、検出される位相差が異なるため、この位相差を測定することで、受電側の負荷変動を検出できる。具体的には、後述する受電側の負荷変調部４６の負荷変調用トランジスター（ＴＢ３）のオフからオンへの切り替わりや、オンからオフへの切り替わりを、送電側において検出できる。これにより、受電側から送信されたデータの検出等が可能になる。或いは１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の間への異物挿入の検出等も可能になる。
【００７５】
しかしながら、図４（Ａ）のコイル端信号だけを用いた負荷状態検出手法（位相差検出手法）では、例えば電圧変動、温度変動、或いは１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係の変動等の環境変動があった場合に、その環境変動に応じてしきい値電圧ＶＴの設定値等を変更する必要が生じる。例えば電源電圧や駆動電圧の変動に応じて、しきい値電圧ＶＴを大きくしたり、小さくするなどの設定変更が必要になる。このため、受電側の負荷状態を、安定して精度良く検出することが難しいという課題がある。
【００７６】
この点、本実施形態の負荷状態検出回路（位相検出回路）３０は、図４（Ｂ）に示すように、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号により、位相差を検出して受電側の負荷状態を検出する。具体的には、差分信号（差分信号に対応する信号）の電圧が基準電圧（しきい値電圧）ＶＲを上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出して、受電側の負荷状態を検出する。例えば図４（Ｂ）のＤ３に示す低負荷時には、差分信号の電圧が基準電圧ＶＲを上回るタイミングＴＭ３と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。またＤ４に示す高負荷時には、差分信号の電圧が基準電圧ＶＲを上回るタイミングＴＭ４と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。なお基準クロック信号は、例えば駆動クロック信号そのもの、或いは駆動クロック信号の位相をシフトした信号である。また基準クロック信号のエッジタイミングは、基準クロック信号の立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミングである。
【００７７】
この場合に図４（Ｂ）の差分信号では、共振回路の正弦波の波形になっており、駆動波形の矩形波が除去されている。従って、電圧変動等の環境変動があった場合に、基準電圧ＶＲの設定変更等を行わなくても、安定して精度良く位相差を検出できるようになる。従って、図４（Ａ）のようにコイル端信号のみを用いる手法に比べて、位相差検出による負荷状態の検出を簡素に実現することが可能になる。
【００７８】
図５に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０等の詳細な構成例を示す。なお図５は本実施形態の構成の一例であり、本実施形態の構成はこれに限定されるものではない。
【００７９】
図５では、送電装置１０には、送電部１２、送電制御装置２０に加えて、波形モニター回路１４が設けられている。また送電制御装置２０には、制御部２２、負荷状態検出回路３０に加えて、発振回路２４、駆動クロック生成回路２５、ドライバー制御回路２６が設けられている。また図５では、受電装置４０の受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、検出回路５９の詳細な構成例が示されている。
【００８０】
波形モニター回路１４は、共振用コンデンサーＣ１の一端側の信号ＳＳ１と他端側の信号ＳＳ２をモニターするための回路である。この波形モニター回路１４は、共振用コンデンサーＣ１の一端及び他端と、負荷状態検出回路３０の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられる。例えば信号ＳＳ１、ＳＳ２は、送電制御装置２０のＩＣの最大定格電圧を超える場合がある。波形モニター回路１４は、このような信号ＳＳ１、ＳＳ２を、負荷状態検出回路３０によりモニターが可能な信号にして、負荷状態検出回路３０に出力する。
【００８１】
発振回路２４は１次側のクロック信号を生成する。駆動クロック生成回路２５は、発振回路２４からのクロック信号に基づいて、駆動周波数を規定する駆動クロック信号ＤＣＫを生成する。ドライバー制御回路２６は、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロック信号ＤＣＫや制御部２２からの設定信号などに基づいて、送電制御信号を生成し、送電部１２の第１、第２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に出力して、ＤＲ１、ＤＲ２を制御する。
【００８２】
受電部４２が含む整流回路４３は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４により構成される。
【００８３】
負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３と、負荷変調用のトランジスターＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスター）を含む。この負荷変調用のトランジスターＴＢ３は受電制御装置５０の制御部５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。
【００８４】
給電制御部４８が含むレギュレーター４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。
【００８５】
給電用のトランジスターＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスター）は、受電制御装置５０の制御部５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的にはトランジスターＴＢ２は、認証処理等を行う仮送電期間ではオフになり、通常送電開始後はオンになる。
【００８６】
検出回路５９が含む位置検出回路５６は、信号ＡＤＩＮに基づいて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出する。満充電検出回路６２は、負荷９０のバッテリー９４（２次電池）が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する。
【００８７】
負荷９０は、バッテリー９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含む。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリーのように、バッテリー９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。
【００８８】
図５に示すように本実施形態では、負荷状態検出回路３０は、差動アンプ３２、位相差検出回路３４、位相差測定回路３８を含む。
【００８９】
差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２との差分信号に対応するアンプ出力信号ＡＱを出力する。具体的には、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を減衰させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。例えば基準電圧ＶＲを振幅中心とする信号ＡＱを出力する。この差動アンプ３２は、差動入力・シングルエンド出力のアンプであり、演算増幅器や抵抗により構成できる。
【００９０】
位相差検出回路３４は、差動アンプ３２からのアンプ出力信号ＡＱと基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号ＰＱを出力する。例えば、アンプ出力信号ＡＱが基準電圧を上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、基準クロック信号のエッジタイミング（立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミング）との位相差を検出する。或いは、アナログの正弦波信号であるアンプ出力信号ＡＱと、基準クロック信号から生成されたアナログの正弦波信号との位相差を検出してもよい。なお基準クロック信号としては、例えば駆動クロック信号ＤＣＫ自体又はＤＣＫの位相をシフトした信号（位相を遅らせた信号）を採用できる。
【００９１】
位相差測定回路３８は、位相差検出回路３４からの位相差信号ＰＱに基づいて、アンプ出力信号ＡＱと基準クロック信号との位相差を測定する。例えば位相差信号ＰＱのパルス幅を、カウンタを用いたカウント処理等により測定する。或いは積分処理などのアナログ的な処理により位相差を測定してもよい。
【００９２】
次に、送電側と受電側の動作の概要について、図６のフローチャートを用いて説明する。送電側は、電源投入されてパワーオンすると（ステップＳ１）、認証処理や位置検出処理等のための一時的な仮送電を開始する（ステップＳ２）。この電力伝送により、受電側の電源電圧が立ち上がり、受電制御装置５０がパワーオンする（ステップＳ１１）。すると受電側は、信号Ｐ１ＱをＨレベルに設定する（ステップＳ１２）。これによりトランジスターＴＢ２がオフになり、負荷９０との間の電気的な接続が遮断される。
【００９３】
次に、受電側は、位置検出回路５６を用いて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正か否かを判断する（ステップＳ１３）。そして位置関係が適正である場合には、受電側はＩＤの認証処理を開始し、認証フレームを送電側に送信する（ステップＳ１４）。具体的には図３（Ｂ）で説明した負荷変調により認証フレームのデータを送信する。
【００９４】
送電側は、認証フレームを受信すると、ＩＤが一致するか否かなどの判断処理を行う（ステップＳ３）。そしてＩＤ認証を許諾する場合には、許諾フレームを受電側に送信する（ステップＳ４）。具体的には図３（Ａ）で説明した周波数変調によりデータを送信する。
【００９５】
受電側は、許諾フレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、無接点電力伝送を開始するためのスタートフレームを送電側に送信する（ステップＳ１５、Ｓ１６）。一方、送電側は、スタートフレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、通常送電を開始する（ステップＳ５、Ｓ６）。そして受電側は信号Ｐ１ＱをＬレベルに設定する（ステップＳ１７）。これによりトランジスターＴＢ２が共にオンになるため、負荷９０に対する電力伝送が可能になり、負荷への電力供給（ＶＯＵＴの出力）が開始する（ステップＳ１８）。
【００９６】
３．負荷状態検出回路
次に負荷状態検出回路３０の種々の構成例について説明する。
【００９７】
３．１ 第１の構成例
図７に負荷状態検出回路３０の第１の構成例を示す。図７において、波形モニター回路１４は、送電制御装置２０のＩＣの外付け回路として設けられている。そして波形モニター回路１４は、第１のＡＣカップリング（ＤＣカット）用コンデンサーＣＡ１と第２のＡＣカップリング用コンデンサーＣＡ２を含む。コンデンサーＣＡ１は、共振用コンデンサーＣ１の一端（ノードＮ１）と、負荷状態検出回路３０の第１の入力端子との間に設けられる。コンデンサーＣＡ２は、共振用コンデンサーＣ１の他端（ノードＮ２）と、負荷状態検出回路３０の第２の入力端子との間に設けられる。
【００９８】
また波形モニター回路１４は、第１の入力側抵抗ＲＡ１と第２の入力側抵抗ＲＡ２を含む。抵抗ＲＡ１は、コンデンサーＣＡ１と負荷状態検出回路３０の第１の入力端子との間に設けられる。抵抗ＲＡ２は、コンデンサーＣＡ２と負荷状態検出回路３０の第２の入力端子との間に設けられる。
【００９９】
差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を例えば減衰（或いは増幅）させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。この差動アンプ３２は、演算増幅器ＯＰと、第１の出力側抵抗ＲＢ１と、第２の出力側抵抗ＲＢ２を含む。演算増幅器ＯＰは、第１の信号ＳＳ１に対応する第１の入力信号が第１の入力端子（非反転入力端子）に入力され、第２の信号ＳＳ２に対応する第２の入力信号が第２の入力端子（反転入力端子）に入力される。抵抗ＲＢ１は、演算増幅器ＯＰの第１の入力端子と演算増幅器ＯＰの出力端子との間に設けられる。抵抗ＲＢ２は、演算増幅器ＯＰの第２の入力端子と基準電圧ＶＲの供給ノードＮＲと間に設けられる。なお図７では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を外付け部品として波形モニター回路１４に設けているが、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を差動アンプ３２に内蔵させてもよい。
【０１００】
位相差検出回路３４は、コンパレーターＣＰと、位相差出力回路ＥＸＲを含む。コンパレーターＣＰは、アンプ出力信号ＡＱと比較用電圧ＶＣとを比較する。位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーターＣＰからのコンパレーター出力信号ＣＱと、基準クロック信号ＲＣＫとに基づいて、位相差信号ＰＱを出力する。この位相差出力回路ＥＸＲは、例えば排他的論理和回路などにより構成できる。
【０１０１】
なお位相差検出回路３４は図７の構成に限定されない。例えば正弦波のアンプ出力信号ＡＱと、基準クロック信号ＲＣＫから生成された正弦波の信号との位相差をアナログ的に検出してもよい。具体的には、ＰＬＬ等で用いられるチャージポンプ方式の位相差比較回路により位相差を検出する。
【０１０２】
位相差測定回路３８は、位相差出力回路ＥＸＲからの位相差信号ＰＱに基づいて位相差を測定する。例えば位相差信号ＰＱのパルス幅の長さを測定する。
【０１０３】
図７において、波形モニター回路１４のコンデンサーＣＡ１、ＣＡ２は、信号ＳＳ１、ＳＳ２のＤＣ成分をカットするＡＣカップリング用コンデンサーとして機能する。このようにＤＣ成分をカットすることで、差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心とする正弦波のアンプ出力信号ＡＱを出力することが可能になる。
【０１０４】
波形モニター回路１４、差動アンプ３２に設けられる抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２は、例えば信号の減衰用抵抗として機能する。例えば抵抗ＲＡ１、ＲＡ２の抵抗値をＲＡとし、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗値をＲＢとする。すると差動アンプ３２は、減衰率ＡＴ＝ＲＢ／ＲＡで差分信号を減衰して、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。
【０１０５】
例えば１次コイルＬ１の誘起電圧信号である信号ＳＳ１、ＳＳ２は高電圧になる場合があり、この高電圧が送電制御装置２０のＩＣの入力端子に印加されると、ＩＣの最大定格電圧を超えてしまう事態が生じる。
【０１０６】
この点、図７では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２により信号の振幅が減衰されるため、このような事態を防止できる。また抵抗ＲＡ１、ＲＡ２やコンデンサーＣＡ１、ＣＡ２は、静電破壊等に対する保護素子としても機能することができる。
【０１０７】
なお波形モニター回路１４は図７の構成に限定されない。例えば演算増幅器ＯＰの第１、第２の入力端子のノードに、電圧をクランプするためのダイオード（ツェナーダイオード等）を設けてもよい。このようなダイオードを設ければ、演算増幅器ＯＰに電源が供給されない場合等に、演算増幅器ＯＰの第１、第２の入力端子の電圧が所定電圧以上にならないようにクランプできる。
【０１０８】
また図７では、ノードＮＲが基準電圧ＶＲに設定されることで、差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心としたアンプ出力信号ＡＱを出力できる。そしてコンパレーターＣＰは、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲと、アンプ出力信号ＡＱの電圧を比較して、コンパレーター出力信号ＣＱを出力する。このように図７では、基準電圧ＶＲと比較用電圧ＶＣが同じ電圧に設定されている。そして位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーター出力信号ＣＱと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和をとることで、位相差信号ＰＱを出力する。
【０１０９】
３．２ 第２の構成例
図８に負荷状態検出回路３０の第２の構成例を示す。図８では、図７の構成に加えて、位相シフト回路３６が更に設けられている。
【０１１０】
ここで位相シフト回路３６は、１次コイルＬ１の駆動クロック信号ＤＣＫの位相をシフトした信号を、基準クロック信号ＲＣＫとして出力する。具体的にはアンプ出力信号ＡＱの信号遅延を補償するために、駆動クロック信号ＤＣＫの位相を遅らせた信号を基準クロック信号ＲＣＫとして出力する。例えば図８では、駆動クロック信号ＤＣＫの位相を９０度だけ遅らせた信号を基準クロック信号ＲＣＫとして出力している。この位相シフト回路３６は、例えばキャパシタ、抵抗等を用いた遅延回路などにより実現できる。またアンプ出力信号ＡＱの信号遅延時間（後述するＴＤＬ）に対応する位相をθとした場合に、位相シフト回路３６による位相の遅れの範囲は例えばθ〜１８０度とすることができる。
【０１１１】
次に、図８の第２の構成例を例にとり、本実施形態の動作を図９（Ａ）、図９（Ｂ）の信号波形例を用いて説明する。
【０１１２】
図９（Ａ）は、図５で説明した負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフ（負荷変調オフ）の場合の信号波形である。図９（Ａ）において、基準クロック信号ＲＣＫは、図示しない駆動クロック信号ＤＣＫの位相を９０度だけ遅らせた信号になっている。またアンプ出力信号ＡＱは、信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号を減衰すると共に、基準電圧ＶＲを振幅中心とした信号になっている。
【０１１３】
コンパレーターＣＰは、アンプ出力信号ＡＱと、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲとを比較することで、コンパレーター出力信号ＣＱを出力する。例えば信号ＡＱの電圧が比較用電圧ＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングをＴＭＡ1とし、下回るタイミングをＴＭＡ２とする。するとコンパレーターＣＰは、タイミングＴＭＡ１でＨレベルになり、タイミングＴＭＡ２でＬレベルになる信号ＣＱを出力する。
【０１１４】
位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーター出力信号ＣＰと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和をとることで、位相差信号ＰＱを出力する。例えば基準クロック信号ＲＣＫの立ち上がりタイミングをＴＭＥとする。すると位相差出力回路ＥＸＲは、タイミングＴＭＡ１でＨレベルになり、タイミングＴＭＥでＬレベルになる位相差信号ＰＱを出力する。この位相差信号ＰＱは、アンプ出力信号ＡＱと基準クロックＲＣＫとの位相差に相当するパルス幅期間ＴＰを有するパルス信号になる。このパルス幅期間ＴＰは、アンプ出力信号ＡＱの電圧が比較用電圧ＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングＴＭＡ1から、基準クロック信号のエッジタイミングＴＭＥまでの期間である。そして位相差測定回路３８はこのパルス幅期間ＴＰを測定することで、位相差を測定する。例えばクロック信号に基づくカウント処理により、パルス幅期間ＴＰの長さを測定する。
【０１１５】
図９（Ｂ）は、負荷変調用トランジスターＴＢ３がオン（負荷変調オン）の場合の信号波形である。トランジスターＴＢ３がオンになって、受電側の負荷（負荷電流）が増加すると、図９（Ｂ）のＥ１に示すように、アンプ出力信号ＡＱの位相がシフトする（位相が早まる）。そしてコンパレーター出力信号ＣＱは、信号ＡＱがＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングＴＭＡ１と下回るタイミングＴＭＡ２とで規定される信号になっているため、信号ＡＱの位相のシフトにより、信号ＣＱの位相もＥ２に示すようにシフトする。従って、図９（Ａ）のＥ３と図９（Ｂ）のＥ４を比較すれば明らかなように、信号ＣＱと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和により生成される位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰは、図９（Ａ）に比べて長くなる。
【０１１６】
このように図９（Ａ）、図９（Ｂ）では、負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には位相差ＴＰが短くなり、ＴＢ３がオンの場合には位相差ＴＰが長くなる。従って、受電側のトランジスターＴＢ３のオン・オフを、送電側において検出できるようになり、受電側から送電側に送信されたデータを検出することが可能になる。
【０１１７】
次に図８の位相シフト回路３６を設けた理由について、図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）の信号波形例を用いて説明する。
【０１１８】
図１０（Ａ）は、図７のように位相シフト回路３６による位相シフトを行わない場合で、受電側の負荷電流ＩＬ＝０（無負荷）の場合の信号波形である。
【０１１９】
図１０（Ａ）では、基準クロック信号ＲＣＫとして駆動クロック信号ＤＣＫが用いられている。そして図１０（Ａ）のＦ１に示すように、アンプ出力信号ＡＱは回路遅延により遅延時間ＴＤＬだけ位相が遅れる。この遅延時間ＴＤＬは、図５の駆動クロック生成回路２５から、ドライバー制御回路２６、送電部１２、波形モニター回路１４を介して、差動アンプ３２に至る経路での回路遅延時間に相当する。そして図１０（Ａ）のＦ２に示すように、この遅延時間ＴＤＬと、コンパレーターＣＰの回路遅延時間の分だけ、コンパレーター出力信号ＣＰの位相も遅れる。従って位相差信号ＰＱはＦ３に示すようなパルス幅期間ＴＰを有する信号になる。
【０１２０】
図１０（Ｂ）は、位相シフトを行わない場合で、受電側の負荷電流ＩＬを増加させた場合の信号波形である。
【０１２１】
図１０（Ｂ）のＦ４は負荷電流ＩＬ＝０の場合のアンプ出力信号ＡＱの信号波形であり、Ｆ５はＩＬ＞０の場合のＡＱの信号波形である。負荷電流ＩＬが増加すると、Ｆ６に示すようにアンプ出力信号ＡＱの位相が早まる。これに従い、Ｆ７に示すようにコンパレーター出力信号ＣＱの位相も早まる。この結果、Ｆ８に示すように、パルス幅期間ＴＰが０になってしまう問題が生じる。即ち、負荷電流ＩＬ＝０の場合にはパルス幅期間ＴＰ＞０であったのに対して、負荷電流ＩＬが増加して所定値になると、パルス幅期間ＴＰが０になり、信号ＰＱのパルス波形が消失してしまう。
【０１２２】
図１０（Ｃ）は、図８の位相シフト回路３６により位相シフトを行った場合で、受電側の負荷電流ＩＬを増加させた場合の信号波形である。
【０１２３】
位相シフト回路３６により位相シフトを行うことで、図１０（Ｃ）のＦ９に示すように、基準クロック信号ＲＣＫは、駆動クロック信号ＤＣＫよりも位相が遅れた信号になる。具体的にはＦ９では９０度だけ位相が遅れている。すると、負荷電流ＩＬ＝０の場合にはアンプ出力信号ＡＱはＦ１０に示す波形になり、ＩＬ＞０の場合にはＦ１１に示す信号波形になる。これによりコンパレーター出力信号ＣＱはＦ１２に示す波形になり、位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰはＦ１３に示すように変化する。即ち負荷電流ＩＬ＝０の場合にはパルス幅期間ＴＰは短く、ＩＬが増加するとＴＰは長くなる。
【０１２４】
図１０（Ｂ）のＦ８と図１０（Ｃ）のＦ１３を比較すれば明らかなように、位相シフト回路３６による位相シフトを行うことで、位相差信号ＰＱのパルス波形が消失してしまう事態を防止できる。これにより、受電側の負荷電流を増減させた場合にも、適正な負荷状態検出を実現できる。
【０１２５】
例えば送電側と受電側との間で、認証情報のみならず、一般的なアプリケーションデータ等のデータについても通信できることが望ましい。即ち、図６のステップＳ３、Ｓ４、Ｓ１４、Ｓ１５の認証フレームや許諾フレームの通信と同様に、アプリケーションデータ等のデータについてもコイル間通信を利用して送電側と受電側で送受信を行う。
【０１２６】
具体的には、送電側ホストと通信するための送電側ホストインターフェースを送電制御装置２０に設けると共に、受電側ホストと通信するための受電側ホストインターフェースを受電制御装置５０に設ける。そして、送電側ホストから受電側ホストにデータを送信する場合には、送電側ホストが送電側ホストインターフェースを介して、送電制御装置２０の図示しないレジスターにアクセスして、データを書き込む。そして送電側から受電側に対して例えば周波数変調によりデータを送信する。一方、受電側ホストから送電側ホストにデータを送信する場合には、受電側ホストが受電側ホストインターフェースを介して、受電制御装置５０の図示しないレジスターにアクセスして、データを書き込む。そして受電側から送電側に対して例えば負荷変調によりデータを送信する。このようにすることで、送電側ホストと受電側ホストとの間で、コイル間通信によるデータの送受信が可能になる。
【０１２７】
そして、このような送電側ホストと受電側ホストとの間でのデータ通信は、図６のステップＳ６の通常送電開始後においても実行できることが望ましい。
【０１２８】
ところが、通常送電開始後は、受電側の負荷９０に流れる負荷電流が変動する。例えばバッテリー９４の充電量が少ない場合には負荷電流は大きいが、満充電状態に近づくと、負荷電流は小さくなる。また負荷９０は、バッテリー９４には限定されず、その消費電流が変動するデバイスであってもよく、その場合にはそのデバイスの消費電流に応じて負荷電流が変動する。
【０１２９】
そしてこのように受電側の負荷電流が変動すると、図５の負荷変調部４６により負荷変調を実行した場合に、送電側がこの負荷変調による送信データを適正に受信することが難しくなる。このため比較例の手法では、図５の給電制御部４８の給電制御用トランジスターＴＢ２をオフにし、負荷９０での負荷変動を無視できる状態にして、受電側から送電側へのデータ通信を実行する。
【０１３０】
しかしながら、この比較例の手法では、データ通信中は、給電制御用トランジスターＴＢ２がオフになり、負荷９０に対して電力が供給されなくなるため、負荷９０への電力の送電効率が低下する。一方、送電効率を向上させるために、給電制御用トランジスターＴＢ２のオフ期間を短くすると、今度はデータ転送効率が低下する。
【０１３１】
そこで、送電効率の向上とデータ転送効率の向上を両立するためには、給電制御用トランジスターＴＢ２をオンにして、負荷９０への電力伝送を実行しながら、同時にデータ通信も実行する常時通信方式を採用することが望ましい。そして、このような常時通信方式を実現するためには、受電側の負荷電流が変動した場合にも、受電側の負荷変調部４６による負荷変調を、送電側が適正に検出できるようにすることが望ましい。
【０１３２】
この点、図８の第２の構成例のように位相シフト回路３６により位相シフトを行う手法によれば、図１０（Ｃ）に示すように、受電側の負荷電流が変動した場合にも、位相差信号ＰＱのパルス波形が消失してしまうことが防止される。従って、受電側の負荷電流が例えば０〜数アンペアというような範囲で変動する場合にも、受電側の負荷変調部４６による負荷変調を、送電側が適正に検出できるようになり、常時通信方式による適正なデータ通信を実現できる。
【０１３３】
なお、負荷領域（負荷電流が変化する範囲）が限定される場合等には、図７の第１の構成例のように位相シフトを行わなくてもよい。
【０１３４】
３．３ 第３の構成例
図１１に本実施形態の負荷状態検出回路３０の第３の構成例を示す。図１１では、差動アンプ３２の基準電圧ＶＲと、コンパレーターＣＰの比較用電圧ＶＣとが、異なる電圧に設定されている。例えばコンパレーターＣＰにヒステリシス特性を持たせることで、比較用電圧ＶＣを基準電圧ＶＲと異なる電圧に設定する。
【０１３５】
具体的には図１１において差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心とした信号ＡＱを出力する。そしてコンパレーターＣＰは、信号ＡＱの立ち上がり時には、例えばＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨのしきい値電圧で、信号ＡＱの電圧とＶＣの比較処理を行って、信号ＣＱを出力する。一方、信号ＡＱの立ち下がり時には、例えばＶＣ＝ＶＲ−ＶＨのしきい値電圧で、信号ＡＱの電圧とＶＣの比較処理を行って、信号ＣＱを出力する。このようなヒステリシス特性は、コンパレーターＣＰの出力信号ＣＱをフィードバックし、信号ＣＱの電圧レベルに応じてコンパレーターＣＰのしきい値電圧を制御することで実現できる。
【０１３６】
次に図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）の信号波形を用いて、第３の構成例の動作について説明する。
【０１３７】
図１２（Ａ）は、ヒステリシス特性がない場合（ヒステリシス電圧ＶＨ＝０）で、受電側の負荷電流が小さい場合の信号波形である。図５の負荷変調部４６の負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合（負荷変調オフの場合）には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ１に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合（負荷変調オンの場合）には、信号ＡＱの波形はＧ２に示すようになる。即ちトランジスターＴＢ３のオン・オフに応じて、信号ＡＱの位相が変化する。これにより、Ｇ３に示すようにコンパレーター出力信号ＣＱの位相も変化し、Ｇ４に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化する。従って、このパルス幅期間ＴＰの長さを測定することで、受電側での負荷変調を送電側において検出できる。
【０１３８】
また図１２（Ｂ）は、ヒステリシス特性がない場合で、受電側の負荷電流が大きい場合の信号波形である。負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ５に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合には、信号ＡＱの波形はＧ６に示すようになる。
【０１３９】
ところが、このように受電側の負荷電流が大きい場合には、コンパレーターＣＰにヒステリシス特性を持たせずに、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲに設定すると、Ｇ７に示すようにコンパレーター出力信号ＣＰの位相は変化しなくなる。この結果、Ｇ８に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化しなくなるため、受電側の負荷変調を送電側において検出できなくなる。
【０１４０】
一方、図１２（Ｃ）は、図１１の第３の構成例のようにヒステリシス特性を設けた場合で、受電側の負荷電流が大きい場合の信号波形である。負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ９に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合には、信号ＡＱの波形はＧ１０に示すようになる。そしてＧ１１に示すヒステリシス特性では、信号ＡＱの立ち上がり時には、コンパレーターＣＰの比較用電圧はＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨに設定され、信号ＡＱの立ち下がり時には、ＶＣ＝ＶＲ−ＶＨに設定される。
【０１４１】
従って、Ｇ９（ＴＢ３オフ）の場合には、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨを上回るタイミングＴＭＢ１で、コンパレーターＣＰの出力信号ＣＱがＨレベルになり、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ−ＶＨを下回るタイミングＴＭＢ２で、信号ＣＱがＬレベルになる。またＧ１０（ＴＢ３オン）の場合には、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨを上回るタイミングＴＭＣ１で、信号ＣＱがＨレベルになり、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ−ＶＨを下回るタイミングＴＭＣ２で、信号ＣＱがＬレベルになる。
【０１４２】
これによりＧ１２に示すように信号ＣＱの位相が変化する。この結果、Ｇ１３に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化し、このパルス幅期間ＴＰの長さを測定することで、受電側での負荷変調を送電側において検出できるようになる。
【０１４３】
即ち、ヒステリシス特性を設けない場合には、負荷電流が大きい場合に図１２（Ｂ）のＧ８に示すようにパルス幅期間ＴＰは変化しなくなってしまうが、ヒステリシス特性を設ければ、負荷電流が大きい場合に図１２（Ｃ）のＧ１３に示すようにパルス幅期間ＴＰが変化するようになる。この結果、負荷電流の大小に依存せずに、パルス幅期間ＴＰを計測して、受電側の負荷変調を検出することが可能になる。
【０１４４】
例えば前述のように、常時通信の場合には、受電側の負荷電流（本負荷９０に流れる電流）が変動した場合にも、負荷変調用トランジスターＴＢ３のオン・オフを送電側において適切に検出できる必要がある。この点、本実施形態の手法によれば、図１２（Ｃ）に示すように、受電側の負荷電流の大小に依存せずに、負荷変調用トランジスターＴＢ３のオン・オフを検出できるため、常時通信の実現も容易化できる。
【０１４５】
３．４ 第４の構成例
図１３に本実施形態の負荷状態検出回路３０の第３の構成例を示す。図１３では、差動アンプ３２と位相検出回路３４の間にローパスフィルター３７を設けている。このローパスフィルター３７は、演算増幅器ＯＰの出力ノードとコンパレーターＣＰの入力ノードとの間に設けられた抵抗ＲＣと、当該入力ノードと基準電圧ＶＲの供給ノードＮＲとの間に設けられたキャパシタＣＣを含む。
【０１４６】
即ち、信号ＳＳ１、ＳＳ２には、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２による駆動に伴い、高周波のノイズが重畳する。このため、差動アンプ３２の出力信号ＡＱにも高周波のノイズが重畳されてしまう。そして信号ＡＱにノイズが重畳されると、チャタリングにより、信号ＡＱが入力されるコンパレーターＣＰの比較動作に誤動作が生じてしまう。
【０１４７】
この点、図１３の第４の構成例では、差動アンプ３２の出力側にローパスフィルター３７が設けられているため、信号ＡＱに重畳される高周波のノイズを除去でき、チャタリングを防止できる。これにより、このノイズに起因するコンパレーターＣＰの誤動作を防止できる。
【０１４８】
以上では負荷状態検出回路３０の第１〜第４の構成例を説明したが、本実施形態の負荷状態検出回路３０はこれらの構成に限定されるものではない。例えば図１３において位相シフト回路３６を設けなかったり、ヒステリシス特性を持たせない変形実施も可能である。同様に図１１において、コンパレーターＣＰにヒステリシス特性を設ける一方で、位相シフト回路３６を設けない変形実施も可能である。
【０１４９】
また図１４に示すように、第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を、波形モニター回路１４に設けずに、送電制御装置２０の差動アンプ３２に設けるようにしてもよい。即ち第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を外付け部品として設けるのではなく、送電制御装置２０のＩＣに内蔵させてもよい。このようにすることで外付け部品点数を減らすことが可能になる。図８、図１１、図１３の第２、第３、第４の構成例においても第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を差動アンプ３２に設けるようにしてもよい。
【０１５０】
また本実施形態では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２を減衰用抵抗として用いる場合について主に説明したが、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２を増幅用抵抗として用いてもよい。例えばＲＡ１、ＲＡ２の抵抗値をＲＡとし、ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗値をＲＢとしたとすると、ＲＢ＜ＲＡに設定すれば減衰用抵抗になり、ＲＢ＞ＲＡに設定すれば増幅用抵抗になる。そしてＲＢ＞ＲＡに設定することで、差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を増幅させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力することになる。例えば第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の振幅が小さい場合（微少である場合）には、ＲＢ＞ＲＡに設定することで、位相差検出等の容易化を図れる。
【０１５１】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電制御装置、送電装置、負荷状態検出回路、電子機器の構成・動作や、負荷状態の検出手法、位相差の検出手法等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【０１５２】
Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、１０ 送電装置、１２ 送電部、
１４ 波形モニター回路、２０ 送電制御装置、２２ 制御部（送電側）、
２４ 発振回路、２５ 駆動クロック生成回路、２６ ドライバー制御回路、
３０ 負荷状態検出回路、３２ 差動アンプ、３４ 位相差検出回路、
３６ 位相シフト回路、３７ ローパスフィルター、３８ 位相差測定回路、
４０ 受電装置、４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、
４８ 給電制御部、５０ 受電制御装置、５２ 制御部（受電側）、
５６ 位置検出回路、５９ 検出回路、６０ 周波数検出回路、６２ 満充電検出回路、
９０ 負荷、９２ 充電制御装置、９４ バッテリー
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。この無接点電力伝送の従来技術としては例えば特許文献１がある。
【０００３】
しかしながら、この従来技術では、位相検出の際に１次コイルの一方の端子からの信号のみをモニターしている。このため、例えば電圧変動、周囲温度変動、１次コイルと２次コイルの位置関係の変動等の環境変動があった場合に、位相検出の際のしきい値電圧等の設定値を変更し直さなければならないなどの課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−２３００３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の幾つかの態様によれば、負荷状態の検出を容易化できる送電制御装置、送電装置、電子機器及び負荷状態検出回路等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路を含み、前記負荷状態検出回路は、前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する送電制御装置に関係する。
【０００７】
本発明の一態様では、１次コイルと共振用コンデンサーにより共振回路が構成されている。そして負荷状態検出回路は受電側の負荷状態を検出する。具体的には、共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。このように共振用コンデンサの両端の差分信号を用いることで、負荷状態の検出を容易化できる。
【０００８】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記第１の信号と前記第２の信号との前記差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含んでもよい。
【０００９】
このようにすれば、差動アンプが第１の信号と第２の信号の差分信号に対応するアンプ出力信号（例えば差分信号そのもの或いは差分信号を減衰させた信号）を出力し、このアンプ出力信号と基準クロックとの位相差を検出することで、受電側の負荷状態を検出できるようになる。
【００１０】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記位相差検出回路からの前記位相差信号に基づいて前記位相差を測定する位相差測定回路を含んでもよい。
【００１１】
このようにすれば、位相差の測定結果に基づいて受電側の負荷状態を判定できる。
【００１２】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、基準電圧を振幅中心とする前記アンプ出力信号を出力してもよい。
【００１３】
このように基準電圧を振幅中心とする信号にすれば、アンプ出力信号と比較用電圧との比較が容易化される。
【００１４】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、前記第１の信号と前記第２の信号の前記差分信号を減衰させた信号を、前記アンプ出力信号として出力してもよい。
【００１５】
このようにすれば、第１、第２の信号の振幅が大きい場合等にも、これに対応できるようになる。
【００１６】
また本発明の一態様では、前記差動アンプは、前記第１の信号に対応する第１の入力信号が第１の入力端子に入力され、前記第２の信号に対応する第２の入力信号が第２の入力端子に入力される演算増幅器と、前記第１の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に設けられた第１の出力側抵抗と、前記第２の入力端子と基準電圧の供給ノードと間に設けられた第２の出力側抵抗とを含んでもよい。
【００１７】
このようにすれば、第１、第２の出力側抵抗等を用いて差分信号を減衰して、基準電圧を振幅中心とするアンプ出力信号を得ることが可能になる。
【００１８】
また本発明の一態様では、前記位相差検出回路は、前記アンプ出力信号と比較用電圧とを比較するコンパレーターと、前記コンパレーターからのコンパレーター出力信号と、前記基準クロック信号とに基づいて、前記位相差信号を出力する位相差出力回路を含んでもよい。
【００１９】
このようにすれば、アンプ出力信号と比較用電圧の比較結果により得られたコンパレーター出力信号と、基準クロック信号とに基づいて、位相差信号を生成して、位相差を検出できるようになる。
【００２０】
また本発明の一態様では、前記基準電圧と前記比較用電圧が同じ電圧に設定されていてもよい。
【００２１】
このようにすれば、比較用電圧として基準電圧を採用できるようになり、構成を簡素化できる。
【００２２】
また本発明の一態様では、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていてもよい。
【００２３】
このようにすれば、例えば受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになる。
【００２４】
また本発明の一態様では、前記コンパレーターにヒステリシス特性を持たせることで、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていてもよい。
【００２５】
このようにすれば、例えば受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになると共に、コンパレーターの安定した比較動作を実現できる。
【００２６】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記アンプ出力信号の信号遅延を補償するために、前記１次コイルの駆動クロック信号の位相を遅らせた信号を前記基準クロック信号として出力する位相シフト回路を含んでもよい。
【００２７】
このようにすれば、受電側の負荷状態が変動した場合等にも対応できるようになる。
【００２８】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路は、前記差動アンプと前記位相差検出回路との間に設けられたローパスフィルターを含んでもよい。
【００２９】
このようにすれば、アンプ出力信号に重畳されたノイズを除去して、安定した検出動作を実現できるようになる。
【００３０】
また本発明の一態様では、前記負荷状態検出回路からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する制御部を含んでもよい。
【００３１】
このようにすれば、検出情報に基づく受電側の負荷状態の判定を実現できる。
【００３２】
また本発明の一態様では、前記共振用コンデンサーは、前記１次コイルを駆動する送電ドライバーの出力ノードに一端が接続され、前記１次コイルの前記コイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーであってもよい。
【００３３】
本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の送電制御装置と、交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含む送電装置に関係する。
【００３４】
また本発明の他の態様では、前記共振用コンデンサーの一端及び他端と、前記負荷状態検出回路の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられた波形モニター回路を含んでもよい。
【００３５】
このような波形モニター回路を設ければ、第１、第２の信号を、負荷状態検出回路により検出可能な信号にすることが可能になる。
【００３６】
また本発明の他の態様では、前記波形モニター回路は、前記共振用コンデンサーの前記一端と、前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のＡＣカップリング用コンデンサーと、前記共振用コンデンサーの前記他端と、前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２のＡＣカップリング用コンデンサーを含んでもよい。
【００３７】
このようにすれば、第１、第２の信号のＤＣ成分をカットして、負荷状態検出回路に入力できる。
【００３８】
また本発明の他の態様では、前記波形モニター回路は、前記第１のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１の入力側抵抗と、前記第２のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２の入力側抵抗と含んでもよい。
【００３９】
このようにすれば、第１、第２の信号の振幅が大きい場合にも、第１、第２の入力側抵抗を利用して減衰等できるようになる。
【００４０】
また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の送電装置を含む電子機器に関係する。
【００４１】
また本発明の他の態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路であって、前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含む負荷状態検出回路に関係する。
【００４２】
本発明の他の態様では、１次コイルと共振用コンデンサーにより共振回路が構成されている。そして負荷状態検出回路が受電側の負荷状態を検出する。具体的には、負荷状態検出回路の差動アンプが、共振用コンデンサからの第１、第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する。そして位相差検出回路が、このアンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出して、位相差信号を出力する。このように共振用コンデンサの両端の差分信号を用いることで、負荷状態の検出を容易化できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１（Ａ）〜図１（Ｃ）は無接点電力伝送の説明図。
【図２】本実施形態の構成例。
【図３】図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図。
【図４】図４（Ａ）、図４（Ｂ）は１次コイルのコイル端信号や差分信号の波形例。
【図５】本実施形態の詳細な構成例。
【図６】本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。
【図７】負荷状態検出回路の第１の構成例。
【図８】負荷状態検出回路の第２の構成例。
【図９】図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１０】図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）は第２の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１１】負荷状態検出回路の第３の構成例。
【図１２】図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）は第３の構成例の動作を説明するための信号波形例。
【図１３】負荷状態検出回路の第４の構成例。
【図１４】負荷状態検出回路の変形例。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００４５】
１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカー５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。
【００４６】
充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリーを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させることができる。
【００４７】
なお本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピューター、ハンディターミナル、携帯情報端末、電動自転車、或いはＩＣカードなどの種々の電子機器に適用できる。
【００４８】
図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。
【００４９】
なお、図１（Ｂ）では１次コイルＬ１、２次コイルＬ２は、平面上でスパイラル状にコイル線を巻くことで形成された例えば空芯の平面コイルになっている。しかしながら、本実施形態のコイルはこれに限定されず、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて電力を伝送できるものであれば、その形状・構造等は問わない。
【００５０】
例えば図１（Ｃ）では、磁性体コアに対してＸ軸回りでコイル線をスパイラル状に巻くことで１次コイルＬ１が形成されている。携帯電話機５１０に設けられた２次コイルＬ２も同様である。本実施形態では図１（Ｃ）のようなコイルにも適用可能である。なお図１（Ｃ）の場合に、１次コイルＬ１や２次コイルＬ２として、Ｘ軸回りにコイル線を巻いたコイルに加えて、Ｙ軸周りにコイル線を巻いたコイルを組み合わせてもよい。
【００５１】
２．構成
図２に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０等の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、図２の送電装置１０を含む。また携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含むことができる。そして図２の構成により、例えば１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、負荷９０に対して電力を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。
【００５２】
送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、送電制御装置２０を含むことができる。なお送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素（例えば波形モニター回路）を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば送電部１２を送電制御装置２０に内蔵させてもよい。また送電装置１０は送電と受電の両方を行うものであってもよい。
【００５３】
１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。
【００５４】
送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。
【００５５】
図２では、送電側から受電側へのデータ通信は周波数変調により実現し、受電側から送電側へのデータ通信は負荷変調により実現している。
【００５６】
具体的には図３（Ａ）に示すように、送電部１２は、例えばデータ「１」を受電側に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。そして受電側の検出回路５９が、この周波数の変化を検出することで、データ「１」、「０」を判別する。これにより、送電側から受電側への周波数変調によるデータ通信が実現される。
【００５７】
一方、受電側の負荷変調部４６は、送信するデータに応じて受電側の負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。例えばデータ「１」を送電側に対して送信する場合には、受電側を高負荷状態にし、データ「０」を送信する場合には、受電側を低負荷状態にする。そして送電側の負荷状態検出回路３０が、この受電側の負荷状態の変化を検出することで、データ「１」、「０」を判別する。これにより、受電側から送電側への負荷変調によるデータ通信が実現される。
【００５８】
なお図３（Ａ）、図３（Ｂ）では送電側から受電側へのデータ通信を周波数変調により実現し、受電側から送電側へのデータ通信を負荷変調により実現しているが、これ以外の変調方式や他の方式を採用してもよい。
【００５９】
送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）やマイクロコンピューターとそのプログラムなどにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御部２２、負荷状態検出回路３０を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素（例えばホストインターフェース）を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００６０】
制御部２２（送電側）は送電制御装置２０や送電装置１０の制御を行うものである。この制御部２２は、例えばゲートアレイなどのＡＳＩＣ回路により実現したり、マイクロコンピューター及びマイクロコンピューター上で動作するプログラムなどにより実現できる。この制御部２２は、送電部１２を用いた送電の制御を行ったり、負荷状態検出回路３０を制御する。具体的には、電力伝送、負荷状態検出（データ検出、異物検出、取り去り検出等）、周波数変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００６１】
負荷状態検出回路（位相検出回路）３０は受電側（受電装置又は異物）の負荷状態を検出する。そして制御部２２は、負荷状態検出回路３０での負荷状態の検出情報に基づいて、受電側（２次側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）を判定する。
【００６２】
受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８のいずれかを受電制御装置５０に内蔵させてもよい。また受電装置４０は受電と送電の両方を行うものであってもよい。
【００６３】
受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路などにより実現できる。
【００６４】
負荷変調部４６は負荷変調処理を行う。具体的には受電側から送電側にデータを送信する場合に、送信するデータに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。
【００６５】
給電制御部４８は負荷９０への電力の給電を制御する。即ち負荷９０への電力の給電をオンにしたり、オフにする制御を行う。具体的には、受電部４２（整流回路）からの直流電圧のレベルを調整して、電源電圧を生成して、負荷９０に供給し、負荷９０のバッテリー９４を充電する。なお負荷９０はバッテリー９４を含まないものであってもよい。
【００６６】
受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）やマイクロコンピューターとそのプログラムなどにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧により動作することができる。この受電制御装置５０は、制御部５２、検出回路５９を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００６７】
制御部５２（受電側）は受電制御装置５０や受電装置４０の制御を行うものである。この制御部５２は、例えばゲートアレイなどのＡＳＩＣ回路により実現したり、マイクロコンピューター及びマイクロコンピューター上で動作するプログラムなどにより実現できる。この制御部５２は、負荷変調部４６や給電制御部４８の制御を行う。具体的には、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００６８】
図２に示すように送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバーＤＲ１と、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバーＤＲ２と、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２を含む。ここで第１、第２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の各々は、例えばパワーＭＯＳトランジスターにより構成されるバッファ回路であり、送電制御装置２０により制御される。また共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の出力ノードに一端が接続され、１次コイルＬ１のコイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーである。なお図２では２つの共振用コンデンサーＣ１、Ｃ２を設けているが、１つであってもよい。
【００６９】
そして本実施形態の負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する共振用コンデンサーＣ１（或いはＣ２）の一端側からの第１の信号ＳＳ１と、共振用コンデンサーＣ１（或いはＣ２）の他端側からの第２の信号ＳＳ２との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出する。即ち共振用コンデンサーＣ２の両端から得られる差分信号に基づいて、受電側（受電装置４０側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）の検出（位相検出）を行う。そして制御部２２は、負荷状態検出回路３０からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する。例えばデータ（負荷）検出、異物（金属）検出、取り去り（着脱）検出などの判定を行う。
【００７０】
例えば図４（Ａ）に、１次コイルＬ１のコイル端信号（第１の信号ＳＳ１）の信号波形の例を示す。Ｄ１は、受電側の負荷が低負荷の場合の信号波形であり、Ｄ２は、受電側の負荷が高負荷の場合の信号波形である。また図４（Ｂ）に、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号の信号波形例を示す。Ｄ３は、受電側の負荷が低負荷の場合の信号波形であり、Ｄ４は、受電側の負荷が高負荷の場合の信号波形である。
【００７１】
図４（Ａ）に示すようにコイル端信号は、共振波形である正弦波の信号と、送電ドライバーの駆動波形である矩形波の信号が混在（合成）した信号になっている。ここで共振波形は、１次コイルＬ１とコンデンサーＣ１、Ｃ２とにより構成される共振回路による信号波形であり、正弦波の信号になる。これに対して送電ドライバーの駆動信号は、駆動クロック信号に基づいて生成されるものであり、矩形波の信号になる。そして受電側が低負荷（負荷抵抗大、負荷電流小）から高負荷（負荷抵抗小、負荷電流大）になるにつれて、共振周波数が高くなり、共振周波数がコイルの駆動周波数（駆動クロック信号の周波数）に近づく。そして共振周波数が駆動周波数に近づくと、図４（Ａ）に示すようにコイル端信号には、共振波形である正弦波の部分が徐々に見えてくる。即ち図４（Ａ）のＤ１に示す低負荷時の信号波形では、駆動波形である矩形波（方形波）の方が、共振波形である正弦波よりも支配的になっている。これに対して図４（Ａ）のＤ２に示す高負荷時の信号波形では、共振波形である正弦波の方が、駆動波形である矩形波よりも支配的になる。
【００７２】
一方、図４（Ｂ）の差分信号では、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分をとることで、駆動波形である矩形波が除去されて、共振波形である正弦波が残るようになる。従って、差分信号は正弦波の信号波形になる。
【００７３】
そして受電側（２次側）の負荷状態を検出する比較例の手法として、図４（Ａ）のコイル端信号だけを用いる手法が考えられる。例えば、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、図示しない基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出して、受電側の負荷状態（負荷変動）を検出する。
【００７４】
例えば図４（Ａ）のＤ１に示す低負荷時において、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミングＴＭ１と、図示しない基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。またＤ２に示す高負荷時において、コイル端信号の電圧がしきい値電圧ＶＴを上回るタイミングＴＭ２と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。すると、低負荷時と高負荷時では、検出される位相差が異なるため、この位相差を測定することで、受電側の負荷変動を検出できる。具体的には、後述する受電側の負荷変調部４６の負荷変調用トランジスター（ＴＢ３）のオフからオンへの切り替わりや、オンからオフへの切り替わりを、送電側において検出できる。これにより、受電側から送信されたデータの検出等が可能になる。或いは１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の間への異物挿入の検出等も可能になる。
【００７５】
しかしながら、図４（Ａ）のコイル端信号だけを用いた負荷状態検出手法（位相差検出手法）では、例えば電圧変動、温度変動、或いは１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係の変動等の環境変動があった場合に、その環境変動に応じてしきい値電圧ＶＴの設定値等を変更する必要が生じる。例えば電源電圧や駆動電圧の変動に応じて、しきい値電圧ＶＴを大きくしたり、小さくするなどの設定変更が必要になる。このため、受電側の負荷状態を、安定して精度良く検出することが難しいという課題がある。
【００７６】
この点、本実施形態の負荷状態検出回路（位相検出回路）３０は、図４（Ｂ）に示すように、第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号により、位相差を検出して受電側の負荷状態を検出する。具体的には、差分信号（差分信号に対応する信号）の電圧が基準電圧（しきい値電圧）ＶＲを上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出して、受電側の負荷状態を検出する。例えば図４（Ｂ）のＤ３に示す低負荷時には、差分信号の電圧が基準電圧ＶＲを上回るタイミングＴＭ３と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。またＤ４に示す高負荷時には、差分信号の電圧が基準電圧ＶＲを上回るタイミングＴＭ４と、基準クロック信号のエッジタイミングとの位相差を検出する。なお基準クロック信号は、例えば駆動クロック信号そのもの、或いは駆動クロック信号の位相をシフトした信号である。また基準クロック信号のエッジタイミングは、基準クロック信号の立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミングである。
【００７７】
この場合に図４（Ｂ）の差分信号では、共振回路の正弦波の波形になっており、駆動波形の矩形波が除去されている。従って、電圧変動等の環境変動があった場合に、基準電圧ＶＲの設定変更等を行わなくても、安定して精度良く位相差を検出できるようになる。従って、図４（Ａ）のようにコイル端信号のみを用いる手法に比べて、位相差検出による負荷状態の検出を簡素に実現することが可能になる。
【００７８】
図５に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０等の詳細な構成例を示す。なお図５は本実施形態の構成の一例であり、本実施形態の構成はこれに限定されるものではない。
【００７９】
図５では、送電装置１０には、送電部１２、送電制御装置２０に加えて、波形モニター回路１４が設けられている。また送電制御装置２０には、制御部２２、負荷状態検出回路３０に加えて、発振回路２４、駆動クロック生成回路２５、ドライバー制御回路２６が設けられている。また図５では、受電装置４０の受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、検出回路５９の詳細な構成例が示されている。
【００８０】
波形モニター回路１４は、共振用コンデンサーＣ１の一端側の信号ＳＳ１と他端側の信号ＳＳ２をモニターするための回路である。この波形モニター回路１４は、共振用コンデンサーＣ１の一端及び他端と、負荷状態検出回路３０の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられる。例えば信号ＳＳ１、ＳＳ２は、送電制御装置２０のＩＣの最大定格電圧を超える場合がある。波形モニター回路１４は、このような信号ＳＳ１、ＳＳ２を、負荷状態検出回路３０によりモニターが可能な信号にして、負荷状態検出回路３０に出力する。
【００８１】
発振回路２４は１次側のクロック信号を生成する。駆動クロック生成回路２５は、発振回路２４からのクロック信号に基づいて、駆動周波数を規定する駆動クロック信号ＤＣＫを生成する。ドライバー制御回路２６は、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロック信号ＤＣＫや制御部２２からの設定信号などに基づいて、送電制御信号を生成し、送電部１２の第１、第２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に出力して、ＤＲ１、ＤＲ２を制御する。
【００８２】
受電部４２が含む整流回路４３は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４により構成される。
【００８３】
負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３と、負荷変調用のトランジスターＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスター）を含む。この負荷変調用のトランジスターＴＢ３は受電制御装置５０の制御部５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。
【００８４】
給電制御部４８が含むレギュレーター４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。
【００８５】
給電用のトランジスターＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスター）は、受電制御装置５０の制御部５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的にはトランジスターＴＢ２は、認証処理等を行う仮送電期間ではオフになり、通常送電開始後はオンになる。
【００８６】
検出回路５９が含む位置検出回路５６は、信号ＡＤＩＮに基づいて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出する。満充電検出回路６２は、負荷９０のバッテリー９４（２次電池）が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する。
【００８７】
負荷９０は、バッテリー９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含む。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリーのように、バッテリー９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。
【００８８】
図５に示すように本実施形態では、負荷状態検出回路３０は、差動アンプ３２、位相差検出回路３４、位相差測定回路３８を含む。
【００８９】
差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２との差分信号に対応するアンプ出力信号ＡＱを出力する。具体的には、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を減衰させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。例えば基準電圧ＶＲを振幅中心とする信号ＡＱを出力する。この差動アンプ３２は、差動入力・シングルエンド出力のアンプであり、演算増幅器や抵抗により構成できる。
【００９０】
位相差検出回路３４は、差動アンプ３２からのアンプ出力信号ＡＱと基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号ＰＱを出力する。例えば、アンプ出力信号ＡＱが基準電圧を上回るタイミング（或いは下回るタイミング）と、基準クロック信号のエッジタイミング（立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミング）との位相差を検出する。或いは、アナログの正弦波信号であるアンプ出力信号ＡＱと、基準クロック信号から生成されたアナログの正弦波信号との位相差を検出してもよい。なお基準クロック信号としては、例えば駆動クロック信号ＤＣＫ自体又はＤＣＫの位相をシフトした信号（位相を遅らせた信号）を採用できる。
【００９１】
位相差測定回路３８は、位相差検出回路３４からの位相差信号ＰＱに基づいて、アンプ出力信号ＡＱと基準クロック信号との位相差を測定する。例えば位相差信号ＰＱのパルス幅を、カウンタを用いたカウント処理等により測定する。或いは積分処理などのアナログ的な処理により位相差を測定してもよい。
【００９２】
次に、送電側と受電側の動作の概要について、図６のフローチャートを用いて説明する。送電側は、電源投入されてパワーオンすると（ステップＳ１）、認証処理や位置検出処理等のための一時的な仮送電を開始する（ステップＳ２）。この電力伝送により、受電側の電源電圧が立ち上がり、受電制御装置５０がパワーオンする（ステップＳ１１）。すると受電側は、信号Ｐ１ＱをＨレベルに設定する（ステップＳ１２）。これによりトランジスターＴＢ２がオフになり、負荷９０との間の電気的な接続が遮断される。
【００９３】
次に、受電側は、位置検出回路５６を用いて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正か否かを判断する（ステップＳ１３）。そして位置関係が適正である場合には、受電側はＩＤの認証処理を開始し、認証フレームを送電側に送信する（ステップＳ１４）。具体的には図３（Ｂ）で説明した負荷変調により認証フレームのデータを送信する。
【００９４】
送電側は、認証フレームを受信すると、ＩＤが一致するか否かなどの判断処理を行う（ステップＳ３）。そしてＩＤ認証を許諾する場合には、許諾フレームを受電側に送信する（ステップＳ４）。具体的には図３（Ａ）で説明した周波数変調によりデータを送信する。
【００９５】
受電側は、許諾フレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、無接点電力伝送を開始するためのスタートフレームを送電側に送信する（ステップＳ１５、Ｓ１６）。一方、送電側は、スタートフレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、通常送電を開始する（ステップＳ５、Ｓ６）。そして受電側は信号Ｐ１ＱをＬレベルに設定する（ステップＳ１７）。これによりトランジスターＴＢ２が共にオンになるため、負荷９０に対する電力伝送が可能になり、負荷への電力供給（ＶＯＵＴの出力）が開始する（ステップＳ１８）。
【００９６】
３．負荷状態検出回路
次に負荷状態検出回路３０の種々の構成例について説明する。
【００９７】
３．１ 第１の構成例
図７に負荷状態検出回路３０の第１の構成例を示す。図７において、波形モニター回路１４は、送電制御装置２０のＩＣの外付け回路として設けられている。そして波形モニター回路１４は、第１のＡＣカップリング（ＤＣカット）用コンデンサーＣＡ１と第２のＡＣカップリング用コンデンサーＣＡ２を含む。コンデンサーＣＡ１は、共振用コンデンサーＣ１の一端（ノードＮ１）と、負荷状態検出回路３０の第１の入力端子との間に設けられる。コンデンサーＣＡ２は、共振用コンデンサーＣ１の他端（ノードＮ２）と、負荷状態検出回路３０の第２の入力端子との間に設けられる。
【００９８】
また波形モニター回路１４は、第１の入力側抵抗ＲＡ１と第２の入力側抵抗ＲＡ２を含む。抵抗ＲＡ１は、コンデンサーＣＡ１と負荷状態検出回路３０の第１の入力端子との間に設けられる。抵抗ＲＡ２は、コンデンサーＣＡ２と負荷状態検出回路３０の第２の入力端子との間に設けられる。
【００９９】
差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を例えば減衰（或いは増幅）させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。この差動アンプ３２は、演算増幅器ＯＰと、第１の出力側抵抗ＲＢ１と、第２の出力側抵抗ＲＢ２を含む。演算増幅器ＯＰは、第１の信号ＳＳ１に対応する第１の入力信号が第１の入力端子（非反転入力端子）に入力され、第２の信号ＳＳ２に対応する第２の入力信号が第２の入力端子（反転入力端子）に入力される。抵抗ＲＢ１は、演算増幅器ＯＰの第１の入力端子と演算増幅器ＯＰの出力端子との間に設けられる。抵抗ＲＢ２は、演算増幅器ＯＰの第２の入力端子と基準電圧ＶＲの供給ノードＮＲと間に設けられる。なお図７では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を外付け部品として波形モニター回路１４に設けているが、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を差動アンプ３２に内蔵させてもよい。
【０１００】
位相差検出回路３４は、コンパレーターＣＰと、位相差出力回路ＥＸＲを含む。コンパレーターＣＰは、アンプ出力信号ＡＱと比較用電圧ＶＣとを比較する。位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーターＣＰからのコンパレーター出力信号ＣＱと、基準クロック信号ＲＣＫとに基づいて、位相差信号ＰＱを出力する。この位相差出力回路ＥＸＲは、例えば排他的論理和回路などにより構成できる。
【０１０１】
なお位相差検出回路３４は図７の構成に限定されない。例えば正弦波のアンプ出力信号ＡＱと、基準クロック信号ＲＣＫから生成された正弦波の信号との位相差をアナログ的に検出してもよい。具体的には、ＰＬＬ等で用いられるチャージポンプ方式の位相差比較回路により位相差を検出する。
【０１０２】
位相差測定回路３８は、位相差出力回路ＥＸＲからの位相差信号ＰＱに基づいて位相差を測定する。例えば位相差信号ＰＱのパルス幅の長さを測定する。
【０１０３】
図７において、波形モニター回路１４のコンデンサーＣＡ１、ＣＡ２は、信号ＳＳ１、ＳＳ２のＤＣ成分をカットするＡＣカップリング用コンデンサーとして機能する。このようにＤＣ成分をカットすることで、差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心とする正弦波のアンプ出力信号ＡＱを出力することが可能になる。
【０１０４】
波形モニター回路１４、差動アンプ３２に設けられる抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２は、例えば信号の減衰用抵抗として機能する。例えば抵抗ＲＡ１、ＲＡ２の抵抗値をＲＡとし、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗値をＲＢとする。すると差動アンプ３２は、減衰率ＡＴ＝ＲＢ／ＲＡで差分信号を減衰して、アンプ出力信号ＡＱとして出力する。
【０１０５】
例えば１次コイルＬ１の誘起電圧信号である信号ＳＳ１、ＳＳ２は高電圧になる場合があり、この高電圧が送電制御装置２０のＩＣの入力端子に印加されると、ＩＣの最大定格電圧を超えてしまう事態が生じる。
【０１０６】
この点、図７では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２により信号の振幅が減衰されるため、このような事態を防止できる。また抵抗ＲＡ１、ＲＡ２やコンデンサーＣＡ１、ＣＡ２は、静電破壊等に対する保護素子としても機能することができる。
【０１０７】
なお波形モニター回路１４は図７の構成に限定されない。例えば演算増幅器ＯＰの第１、第２の入力端子のノードに、電圧をクランプするためのダイオード（ツェナーダイオード等）を設けてもよい。このようなダイオードを設ければ、演算増幅器ＯＰに電源が供給されない場合等に、演算増幅器ＯＰの第１、第２の入力端子の電圧が所定電圧以上にならないようにクランプできる。
【０１０８】
また図７では、ノードＮＲが基準電圧ＶＲに設定されることで、差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心としたアンプ出力信号ＡＱを出力できる。そしてコンパレーターＣＰは、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲと、アンプ出力信号ＡＱの電圧を比較して、コンパレーター出力信号ＣＱを出力する。このように図７では、基準電圧ＶＲと比較用電圧ＶＣが同じ電圧に設定されている。そして位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーター出力信号ＣＱと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和をとることで、位相差信号ＰＱを出力する。
【０１０９】
３．２ 第２の構成例
図８に負荷状態検出回路３０の第２の構成例を示す。図８では、図７の構成に加えて、位相シフト回路３６が更に設けられている。
【０１１０】
ここで位相シフト回路３６は、１次コイルＬ１の駆動クロック信号ＤＣＫの位相をシフトした信号を、基準クロック信号ＲＣＫとして出力する。具体的にはアンプ出力信号ＡＱの信号遅延を補償するために、駆動クロック信号ＤＣＫの位相を遅らせた信号を基準クロック信号ＲＣＫとして出力する。例えば図８では、駆動クロック信号ＤＣＫの位相を９０度だけ遅らせた信号を基準クロック信号ＲＣＫとして出力している。この位相シフト回路３６は、例えばキャパシタ、抵抗等を用いた遅延回路などにより実現できる。またアンプ出力信号ＡＱの信号遅延時間（後述するＴＤＬ）に対応する位相をθとした場合に、位相シフト回路３６による位相の遅れの範囲は例えばθ〜１８０度とすることができる。
【０１１１】
次に、図８の第２の構成例を例にとり、本実施形態の動作を図９（Ａ）、図９（Ｂ）の信号波形例を用いて説明する。
【０１１２】
図９（Ａ）は、図５で説明した負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフ（負荷変調オフ）の場合の信号波形である。図９（Ａ）において、基準クロック信号ＲＣＫは、図示しない駆動クロック信号ＤＣＫの位相を９０度だけ遅らせた信号になっている。またアンプ出力信号ＡＱは、信号ＳＳ１、ＳＳ２の差分信号を減衰すると共に、基準電圧ＶＲを振幅中心とした信号になっている。
【０１１３】
コンパレーターＣＰは、アンプ出力信号ＡＱと、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲとを比較することで、コンパレーター出力信号ＣＱを出力する。例えば信号ＡＱの電圧が比較用電圧ＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングをＴＭＡ1とし、下回るタイミングをＴＭＡ２とする。するとコンパレーターＣＰは、タイミングＴＭＡ１でＨレベルになり、タイミングＴＭＡ２でＬレベルになる信号ＣＱを出力する。
【０１１４】
位相差出力回路ＥＸＲは、コンパレーター出力信号ＣＰと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和をとることで、位相差信号ＰＱを出力する。例えば基準クロック信号ＲＣＫの立ち上がりタイミングをＴＭＥとする。すると位相差出力回路ＥＸＲは、タイミングＴＭＡ１でＨレベルになり、タイミングＴＭＥでＬレベルになる位相差信号ＰＱを出力する。この位相差信号ＰＱは、アンプ出力信号ＡＱと基準クロックＲＣＫとの位相差に相当するパルス幅期間ＴＰを有するパルス信号になる。このパルス幅期間ＴＰは、アンプ出力信号ＡＱの電圧が比較用電圧ＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングＴＭＡ1から、基準クロック信号のエッジタイミングＴＭＥまでの期間である。そして位相差測定回路３８はこのパルス幅期間ＴＰを測定することで、位相差を測定する。例えばクロック信号に基づくカウント処理により、パルス幅期間ＴＰの長さを測定する。
【０１１５】
図９（Ｂ）は、負荷変調用トランジスターＴＢ３がオン（負荷変調オン）の場合の信号波形である。トランジスターＴＢ３がオンになって、受電側の負荷（負荷電流）が増加すると、図９（Ｂ）のＥ１に示すように、アンプ出力信号ＡＱの位相がシフトする（位相が早まる）。そしてコンパレーター出力信号ＣＱは、信号ＡＱがＶＣ＝ＶＲを上回るタイミングＴＭＡ１と下回るタイミングＴＭＡ２とで規定される信号になっているため、信号ＡＱの位相のシフトにより、信号ＣＱの位相もＥ２に示すようにシフトする。従って、図９（Ａ）のＥ３と図９（Ｂ）のＥ４を比較すれば明らかなように、信号ＣＱと基準クロック信号ＲＣＫとの排他的論理和により生成される位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰは、図９（Ａ）に比べて長くなる。
【０１１６】
このように図９（Ａ）、図９（Ｂ）では、負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には位相差ＴＰが短くなり、ＴＢ３がオンの場合には位相差ＴＰが長くなる。従って、受電側のトランジスターＴＢ３のオン・オフを、送電側において検出できるようになり、受電側から送電側に送信されたデータを検出することが可能になる。
【０１１７】
次に図８の位相シフト回路３６を設けた理由について、図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）の信号波形例を用いて説明する。
【０１１８】
図１０（Ａ）は、図７のように位相シフト回路３６による位相シフトを行わない場合で、受電側の負荷電流ＩＬ＝０（無負荷）の場合の信号波形である。
【０１１９】
図１０（Ａ）では、基準クロック信号ＲＣＫとして駆動クロック信号ＤＣＫが用いられている。そして図１０（Ａ）のＦ１に示すように、アンプ出力信号ＡＱは回路遅延により遅延時間ＴＤＬだけ位相が遅れる。この遅延時間ＴＤＬは、図５の駆動クロック生成回路２５から、ドライバー制御回路２６、送電部１２、波形モニター回路１４を介して、差動アンプ３２に至る経路での回路遅延時間に相当する。そして図１０（Ａ）のＦ２に示すように、この遅延時間ＴＤＬと、コンパレーターＣＰの回路遅延時間の分だけ、コンパレーター出力信号ＣＰの位相も遅れる。従って位相差信号ＰＱはＦ３に示すようなパルス幅期間ＴＰを有する信号になる。
【０１２０】
図１０（Ｂ）は、位相シフトを行わない場合で、受電側の負荷電流ＩＬを増加させた場合の信号波形である。
【０１２１】
図１０（Ｂ）のＦ４は負荷電流ＩＬ＝０の場合のアンプ出力信号ＡＱの信号波形であり、Ｆ５はＩＬ＞０の場合のＡＱの信号波形である。負荷電流ＩＬが増加すると、Ｆ６に示すようにアンプ出力信号ＡＱの位相が早まる。これに従い、Ｆ７に示すようにコンパレーター出力信号ＣＱの位相も早まる。この結果、Ｆ８に示すように、パルス幅期間ＴＰが０になってしまう問題が生じる。即ち、負荷電流ＩＬ＝０の場合にはパルス幅期間ＴＰ＞０であったのに対して、負荷電流ＩＬが増加して所定値になると、パルス幅期間ＴＰが０になり、信号ＰＱのパルス波形が消失してしまう。
【０１２２】
図１０（Ｃ）は、図８の位相シフト回路３６により位相シフトを行った場合で、受電側の負荷電流ＩＬを増加させた場合の信号波形である。
【０１２３】
位相シフト回路３６により位相シフトを行うことで、図１０（Ｃ）のＦ９に示すように、基準クロック信号ＲＣＫは、駆動クロック信号ＤＣＫよりも位相が遅れた信号になる。具体的にはＦ９では９０度だけ位相が遅れている。すると、負荷電流ＩＬ＝０の場合にはアンプ出力信号ＡＱはＦ１０に示す波形になり、ＩＬ＞０の場合にはＦ１１に示す信号波形になる。これによりコンパレーター出力信号ＣＱはＦ１２に示す波形になり、位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰはＦ１３に示すように変化する。即ち負荷電流ＩＬ＝０の場合にはパルス幅期間ＴＰは短く、ＩＬが増加するとＴＰは長くなる。
【０１２４】
図１０（Ｂ）のＦ８と図１０（Ｃ）のＦ１３を比較すれば明らかなように、位相シフト回路３６による位相シフトを行うことで、位相差信号ＰＱのパルス波形が消失してしまう事態を防止できる。これにより、受電側の負荷電流を増減させた場合にも、適正な負荷状態検出を実現できる。
【０１２５】
例えば送電側と受電側との間で、認証情報のみならず、一般的なアプリケーションデータ等のデータについても通信できることが望ましい。即ち、図６のステップＳ３、Ｓ４、Ｓ１４、Ｓ１５の認証フレームや許諾フレームの通信と同様に、アプリケーションデータ等のデータについてもコイル間通信を利用して送電側と受電側で送受信を行う。
【０１２６】
具体的には、送電側ホストと通信するための送電側ホストインターフェースを送電制御装置２０に設けると共に、受電側ホストと通信するための受電側ホストインターフェースを受電制御装置５０に設ける。そして、送電側ホストから受電側ホストにデータを送信する場合には、送電側ホストが送電側ホストインターフェースを介して、送電制御装置２０の図示しないレジスターにアクセスして、データを書き込む。そして送電側から受電側に対して例えば周波数変調によりデータを送信する。一方、受電側ホストから送電側ホストにデータを送信する場合には、受電側ホストが受電側ホストインターフェースを介して、受電制御装置５０の図示しないレジスターにアクセスして、データを書き込む。そして受電側から送電側に対して例えば負荷変調によりデータを送信する。このようにすることで、送電側ホストと受電側ホストとの間で、コイル間通信によるデータの送受信が可能になる。
【０１２７】
そして、このような送電側ホストと受電側ホストとの間でのデータ通信は、図６のステップＳ６の通常送電開始後においても実行できることが望ましい。
【０１２８】
ところが、通常送電開始後は、受電側の負荷９０に流れる負荷電流が変動する。例えばバッテリー９４の充電量が少ない場合には負荷電流は大きいが、満充電状態に近づくと、負荷電流は小さくなる。また負荷９０は、バッテリー９４には限定されず、その消費電流が変動するデバイスであってもよく、その場合にはそのデバイスの消費電流に応じて負荷電流が変動する。
【０１２９】
そしてこのように受電側の負荷電流が変動すると、図５の負荷変調部４６により負荷変調を実行した場合に、送電側がこの負荷変調による送信データを適正に受信することが難しくなる。このため比較例の手法では、図５の給電制御部４８の給電制御用トランジスターＴＢ２をオフにし、負荷９０での負荷変動を無視できる状態にして、受電側から送電側へのデータ通信を実行する。
【０１３０】
しかしながら、この比較例の手法では、データ通信中は、給電制御用トランジスターＴＢ２がオフになり、負荷９０に対して電力が供給されなくなるため、負荷９０への電力の送電効率が低下する。一方、送電効率を向上させるために、給電制御用トランジスターＴＢ２のオフ期間を短くすると、今度はデータ転送効率が低下する。
【０１３１】
そこで、送電効率の向上とデータ転送効率の向上を両立するためには、給電制御用トランジスターＴＢ２をオンにして、負荷９０への電力伝送を実行しながら、同時にデータ通信も実行する常時通信方式を採用することが望ましい。そして、このような常時通信方式を実現するためには、受電側の負荷電流が変動した場合にも、受電側の負荷変調部４６による負荷変調を、送電側が適正に検出できるようにすることが望ましい。
【０１３２】
この点、図８の第２の構成例のように位相シフト回路３６により位相シフトを行う手法によれば、図１０（Ｃ）に示すように、受電側の負荷電流が変動した場合にも、位相差信号ＰＱのパルス波形が消失してしまうことが防止される。従って、受電側の負荷電流が例えば０〜数アンペアというような範囲で変動する場合にも、受電側の負荷変調部４６による負荷変調を、送電側が適正に検出できるようになり、常時通信方式による適正なデータ通信を実現できる。
【０１３３】
なお、負荷領域（負荷電流が変化する範囲）が限定される場合等には、図７の第１の構成例のように位相シフトを行わなくてもよい。
【０１３４】
３．３ 第３の構成例
図１１に本実施形態の負荷状態検出回路３０の第３の構成例を示す。図１１では、差動アンプ３２の基準電圧ＶＲと、コンパレーターＣＰの比較用電圧ＶＣとが、異なる電圧に設定されている。例えばコンパレーターＣＰにヒステリシス特性を持たせることで、比較用電圧ＶＣを基準電圧ＶＲと異なる電圧に設定する。
【０１３５】
具体的には図１１において差動アンプ３２は、基準電圧ＶＲを振幅中心とした信号ＡＱを出力する。そしてコンパレーターＣＰは、信号ＡＱの立ち上がり時には、例えばＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨのしきい値電圧で、信号ＡＱの電圧とＶＣの比較処理を行って、信号ＣＱを出力する。一方、信号ＡＱの立ち下がり時には、例えばＶＣ＝ＶＲ−ＶＨのしきい値電圧で、信号ＡＱの電圧とＶＣの比較処理を行って、信号ＣＱを出力する。このようなヒステリシス特性は、コンパレーターＣＰの出力信号ＣＱをフィードバックし、信号ＣＱの電圧レベルに応じてコンパレーターＣＰのしきい値電圧を制御することで実現できる。
【０１３６】
次に図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）の信号波形を用いて、第３の構成例の動作について説明する。
【０１３７】
図１２（Ａ）は、ヒステリシス特性がない場合（ヒステリシス電圧ＶＨ＝０）で、受電側の負荷電流が小さい場合の信号波形である。図５の負荷変調部４６の負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合（負荷変調オフの場合）には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ１に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合（負荷変調オンの場合）には、信号ＡＱの波形はＧ２に示すようになる。即ちトランジスターＴＢ３のオン・オフに応じて、信号ＡＱの位相が変化する。これにより、Ｇ３に示すようにコンパレーター出力信号ＣＱの位相も変化し、Ｇ４に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化する。従って、このパルス幅期間ＴＰの長さを測定することで、受電側での負荷変調を送電側において検出できる。
【０１３８】
また図１２（Ｂ）は、ヒステリシス特性がない場合で、受電側の負荷電流が大きい場合の信号波形である。負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ５に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合には、信号ＡＱの波形はＧ６に示すようになる。
【０１３９】
ところが、このように受電側の負荷電流が大きい場合には、コンパレーターＣＰにヒステリシス特性を持たせずに、比較用電圧ＶＣ＝ＶＲに設定すると、Ｇ７に示すようにコンパレーター出力信号ＣＰの位相は変化しなくなる。この結果、Ｇ８に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化しなくなるため、受電側の負荷変調を送電側において検出できなくなる。
【０１４０】
一方、図１２（Ｃ）は、図１１の第３の構成例のようにヒステリシス特性を設けた場合で、受電側の負荷電流が大きい場合の信号波形である。負荷変調用トランジスターＴＢ３がオフの場合には、アンプ出力信号ＡＱの波形はＧ９に示すようになり、ＴＢ３がオンの場合には、信号ＡＱの波形はＧ１０に示すようになる。そしてＧ１１に示すヒステリシス特性では、信号ＡＱの立ち上がり時には、コンパレーターＣＰの比較用電圧はＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨに設定され、信号ＡＱの立ち下がり時には、ＶＣ＝ＶＲ−ＶＨに設定される。
【０１４１】
従って、Ｇ９（ＴＢ３オフ）の場合には、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨを上回るタイミングＴＭＢ１で、コンパレーターＣＰの出力信号ＣＱがＨレベルになり、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ−ＶＨを下回るタイミングＴＭＢ２で、信号ＣＱがＬレベルになる。またＧ１０（ＴＢ３オン）の場合には、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ＋ＶＨを上回るタイミングＴＭＣ１で、信号ＣＱがＨレベルになり、信号ＡＱの電圧がＶＣ＝ＶＲ−ＶＨを下回るタイミングＴＭＣ２で、信号ＣＱがＬレベルになる。
【０１４２】
これによりＧ１２に示すように信号ＣＱの位相が変化する。この結果、Ｇ１３に示すように位相差信号ＰＱのパルス幅期間ＴＰも変化し、このパルス幅期間ＴＰの長さを測定することで、受電側での負荷変調を送電側において検出できるようになる。
【０１４３】
即ち、ヒステリシス特性を設けない場合には、負荷電流が大きい場合に図１２（Ｂ）のＧ８に示すようにパルス幅期間ＴＰは変化しなくなってしまうが、ヒステリシス特性を設ければ、負荷電流が大きい場合に図１２（Ｃ）のＧ１３に示すようにパルス幅期間ＴＰが変化するようになる。この結果、負荷電流の大小に依存せずに、パルス幅期間ＴＰを計測して、受電側の負荷変調を検出することが可能になる。
【０１４４】
例えば前述のように、常時通信の場合には、受電側の負荷電流（本負荷９０に流れる電流）が変動した場合にも、負荷変調用トランジスターＴＢ３のオン・オフを送電側において適切に検出できる必要がある。この点、本実施形態の手法によれば、図１２（Ｃ）に示すように、受電側の負荷電流の大小に依存せずに、負荷変調用トランジスターＴＢ３のオン・オフを検出できるため、常時通信の実現も容易化できる。
【０１４５】
３．４ 第４の構成例
図１３に本実施形態の負荷状態検出回路３０の第３の構成例を示す。図１３では、差動アンプ３２と位相検出回路３４の間にローパスフィルター３７を設けている。このローパスフィルター３７は、演算増幅器ＯＰの出力ノードとコンパレーターＣＰの入力ノードとの間に設けられた抵抗ＲＣと、当該入力ノードと基準電圧ＶＲの供給ノードＮＲとの間に設けられたキャパシタＣＣを含む。
【０１４６】
即ち、信号ＳＳ１、ＳＳ２には、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２による駆動に伴い、高周波のノイズが重畳する。このため、差動アンプ３２の出力信号ＡＱにも高周波のノイズが重畳されてしまう。そして信号ＡＱにノイズが重畳されると、チャタリングにより、信号ＡＱが入力されるコンパレーターＣＰの比較動作に誤動作が生じてしまう。
【０１４７】
この点、図１３の第４の構成例では、差動アンプ３２の出力側にローパスフィルター３７が設けられているため、信号ＡＱに重畳される高周波のノイズを除去でき、チャタリングを防止できる。これにより、このノイズに起因するコンパレーターＣＰの誤動作を防止できる。
【０１４８】
以上では負荷状態検出回路３０の第１〜第４の構成例を説明したが、本実施形態の負荷状態検出回路３０はこれらの構成に限定されるものではない。例えば図１３において位相シフト回路３６を設けなかったり、ヒステリシス特性を持たせない変形実施も可能である。同様に図１１において、コンパレーターＣＰにヒステリシス特性を設ける一方で、位相シフト回路３６を設けない変形実施も可能である。
【０１４９】
また図１４に示すように、第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を、波形モニター回路１４に設けずに、送電制御装置２０の差動アンプ３２に設けるようにしてもよい。即ち第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を外付け部品として設けるのではなく、送電制御装置２０のＩＣに内蔵させてもよい。このようにすることで外付け部品点数を減らすことが可能になる。図８、図１１、図１３の第２、第３、第４の構成例においても第１、第２の入力側抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を差動アンプ３２に設けるようにしてもよい。
【０１５０】
また本実施形態では、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２を減衰用抵抗として用いる場合について主に説明したが、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＢ１、ＲＢ２を増幅用抵抗として用いてもよい。例えばＲＡ１、ＲＡ２の抵抗値をＲＡとし、ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗値をＲＢとしたとすると、ＲＢ＜ＲＡに設定すれば減衰用抵抗になり、ＲＢ＞ＲＡに設定すれば増幅用抵抗になる。そしてＲＢ＞ＲＡに設定することで、差動アンプ３２は、第１の信号ＳＳ１と第２の信号ＳＳ２の差分信号を増幅させた信号を、アンプ出力信号ＡＱとして出力することになる。例えば第１、第２の信号ＳＳ１、ＳＳ２の振幅が小さい場合（微少である場合）には、ＲＢ＞ＲＡに設定することで、位相差検出等の容易化を図れる。
【０１５１】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電制御装置、送電装置、負荷状態検出回路、電子機器の構成・動作や、負荷状態の検出手法、位相差の検出手法等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【０１５２】
Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、１０ 送電装置、１２ 送電部、
１４ 波形モニター回路、２０ 送電制御装置、２２ 制御部（送電側）、
２４ 発振回路、２５ 駆動クロック生成回路、２６ ドライバー制御回路、
３０ 負荷状態検出回路、３２ 差動アンプ、３４ 位相差検出回路、
３６ 位相シフト回路、３７ ローパスフィルター、３８ 位相差測定回路、
４０ 受電装置、４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、
４８ 給電制御部、５０ 受電制御装置、５２ 制御部（受電側）、
５６ 位置検出回路、５９ 検出回路、６０ 周波数検出回路、６２ 満充電検出回路、
９０ 負荷、９２ 充電制御装置、９４ バッテリー
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路を含み、
前記負荷状態検出回路は、
前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出することを特徴とする送電制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記負荷状態検出回路は、
前記第１の信号と前記第２の信号との前記差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、
前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記負荷状態検出回路は、
前記位相差検出回路からの前記位相差信号に基づいて前記位相差を測定する位相差測定回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項４】
請求項２又は３において、
前記差動アンプは、
基準電圧を振幅中心とする前記アンプ出力信号を出力することを特徴する送電制御装置。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれかにおいて、
前記差動アンプは、
前記第１の信号と前記第２の信号の前記差分信号を減衰させた信号を、前記アンプ出力信号として出力することを特徴する送電制御装置。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれかにおいて、
前記差動アンプは、
前記第１の信号に対応する第１の入力信号が第１の入力端子に入力され、前記第２の信号に対応する第２の入力信号が第２の入力端子に入力される演算増幅器と、
前記第１の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に設けられた第１の出力側抵抗と、
前記第２の入力端子と基準電圧の供給ノードと間に設けられた第２の出力側抵抗とを含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項７】
請求項２乃至６のいずれかにおいて、
前記位相差検出回路は、
前記アンプ出力信号と比較用電圧とを比較するコンパレーターと、
前記コンパレーターからのコンパレーター出力信号と、前記基準クロック信号とに基づいて、前記位相差信号を出力する位相差出力回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記基準電圧と前記比較用電圧が同じ電圧に設定されていることを特徴とする送電制御装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１０】
請求項９において、
前記コンパレーターにヒステリシス特性を持たせることで、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１１】
請求項２乃至１０のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路は、
前記アンプ出力信号の信号遅延を補償するために、前記１次コイルの駆動クロック信号の位相を遅らせた信号を前記基準クロック信号として出力する位相シフト回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１２】
請求項２乃至１１のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路は、
前記差動アンプと前記位相差検出回路との間に設けられたローパスフィルターを含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する制御部を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかにおいて、
前記共振用コンデンサーは、前記１次コイルを駆動する送電ドライバーの出力ノードに一端が接続され、前記１次コイルの前記コイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーであることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１５】
請求項１乃至１４のいずれかに記載の送電制御装置と、
交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記共振用コンデンサーの一端及び他端と、前記負荷状態検出回路の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられた波形モニター回路を含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記波形モニター回路は、
前記共振用コンデンサーの前記一端と、前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のＡＣカップリング用コンデンサーと、
前記共振用コンデンサーの前記他端と、前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２のＡＣカップリング用コンデンサーを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１８】
請求項１７において、
前記波形モニター回路は、
前記第１のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１の入力側抵抗と、
前記第２のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２の入力側抵抗と含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１９】
請求項１５乃至１８のいずれかに記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項２０】
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路であって、
前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、
前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含むことを特徴とする負荷状態検出回路。
【請求項１】
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路を含み、
前記負荷状態検出回路は、
前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に基づいて、受電側の負荷状態を検出することを特徴とする送電制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記負荷状態検出回路は、
前記第１の信号と前記第２の信号との前記差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、
前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記負荷状態検出回路は、
前記位相差検出回路からの前記位相差信号に基づいて前記位相差を測定する位相差測定回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項４】
請求項２又は３において、
前記差動アンプは、
基準電圧を振幅中心とする前記アンプ出力信号を出力することを特徴する送電制御装置。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれかにおいて、
前記差動アンプは、
前記第１の信号と前記第２の信号の前記差分信号を減衰させた信号を、前記アンプ出力信号として出力することを特徴する送電制御装置。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれかにおいて、
前記差動アンプは、
前記第１の信号に対応する第１の入力信号が第１の入力端子に入力され、前記第２の信号に対応する第２の入力信号が第２の入力端子に入力される演算増幅器と、
前記第１の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に設けられた第１の出力側抵抗と、
前記第２の入力端子と基準電圧の供給ノードと間に設けられた第２の出力側抵抗とを含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項７】
請求項２乃至６のいずれかにおいて、
前記位相差検出回路は、
前記アンプ出力信号と比較用電圧とを比較するコンパレーターと、
前記コンパレーターからのコンパレーター出力信号と、前記基準クロック信号とに基づいて、前記位相差信号を出力する位相差出力回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記基準電圧と前記比較用電圧が同じ電圧に設定されていることを特徴とする送電制御装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されていることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１０】
請求項９において、
前記コンパレーターにヒステリシス特性を持たせることで、前記基準電圧と前記比較用電圧が異なる電圧に設定されることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１１】
請求項２乃至１０のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路は、
前記アンプ出力信号の信号遅延を補償するために、前記１次コイルの駆動クロック信号の位相を遅らせた信号を前記基準クロック信号として出力する位相シフト回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１２】
請求項２乃至１１のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路は、
前記差動アンプと前記位相差検出回路との間に設けられたローパスフィルターを含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１３】
請求項１乃至１２のいずれかにおいて、
前記負荷状態検出回路からの検出情報に基づいて、受電側の負荷状態を判定する制御部を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかにおいて、
前記共振用コンデンサーは、前記１次コイルを駆動する送電ドライバーの出力ノードに一端が接続され、前記１次コイルの前記コイル端ノードに他端が接続されるコンデンサーであることを特徴とする送電制御装置。
【請求項１５】
請求項１乃至１４のいずれかに記載の送電制御装置と、
交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記共振用コンデンサーの一端及び他端と、前記負荷状態検出回路の第１の入力端子及び第２の入力端子との間に設けられた波形モニター回路を含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記波形モニター回路は、
前記共振用コンデンサーの前記一端と、前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のＡＣカップリング用コンデンサーと、
前記共振用コンデンサーの前記他端と、前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２のＡＣカップリング用コンデンサーを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１８】
請求項１７において、
前記波形モニター回路は、
前記第１のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第１の入力端子との間に設けられた第１の入力側抵抗と、
前記第２のＡＣカップリング用コンデンサーと前記負荷状態検出回路の前記第２の入力端子との間に設けられた第２の入力側抵抗と含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１９】
請求項１５乃至１８のいずれかに記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項２０】
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路であって、
前記１次コイルと共に共振回路を構成する共振用コンデンサーの一端側からの第１の信号と、前記共振用コンデンサーの他端側からの第２の信号との差分信号に対応するアンプ出力信号を出力する差動アンプと、
前記差動アンプからの前記アンプ出力信号と基準クロック信号との位相差を検出し、位相差信号を出力する位相差検出回路を含むことを特徴とする負荷状態検出回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１０−１６６６５９（Ｐ２０１０−１６６６５９Ａ）
【公開日】平成２２年７月２９日（２０１０．７．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５５５６（Ｐ２００９−５５５６）
【出願日】平成２１年１月１４日（２００９．１．１４）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年７月２９日（２０１０．７．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１月１４日（２００９．１．１４）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
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