連接反復符号を用いる畳み込み符号
信号を変調し符号化するシステムおよび方法が開示される。メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からのデータが畳み込み符号化される（１１０３）。ＭＡＣ層からのデータのロバストな符号化（１１０２、１１０４）が、この畳み込み符号化（１１０３）の前または後に実施される。符号化されたデータは差動変調され（１１０７）、次いで、直交周波数分割多重化されて（１１０８）、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号が生成される。ロバストな符号化は、反復２符号化（１１０４）または反復Ｎ符号化（１１０４）とし得る。ロバストな符号化は、畳み込み符号化（１１０３）の前に外部符号（１１０２）を付加してもよい。ロバストな符号化は、畳み込み符号化（１１０３）の前に実施されるリードソロモン符号化（１１０２）としてもよい。ロバストな符号化を識別するためのオプションのヘッダ（７０２）も、ヘッダ（７０２）を復号する方法とともに開示する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、全体として、通信システムを対象とし、より詳細には、連接反復符号（concatenated repetition code）を使用してパケットを符号化する方法を対象とする。
【背景技術】
【０００２】
通信媒体として電力線を使用して信頼性の高い通信のコストを下げることに大いに注目が集まっている。これは電力線通信（ＰＬＣ）と総称される。これまで、ＰＲＩＭＥ（Powerline-Related Intelligent Metering Evolution）など、ＰＬＣを標準化しようという試みがなされてきた。ＰＲＩＭＥは、４０〜９０ｋＨｚのＣＥＮＥＬＥＣ Ａ帯域で動作するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）に基づく電力線技術の暫定規格である。本明細で参照する現在または既存のＰＲＩＭＥ規格は、ＰＲＩＭＥアライアンス技術ワーキンググループが定めたＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格（「ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ」）およびそれよりも前のバージョンの暫定規格である。
【０００３】
図１に、副基地局１０１を住宅１０２ａ〜１０２ｎに接続する典型的な電力分配システムを示す。副基地局１０１からの中電圧（ＭＶ）用電力線１０３により、数１０キロボルト程度の電圧が伝送される。変圧器１０４は、ＭＶ電力を低電圧（ＬＶ）電力に降圧し、交流１００〜２４０Ｖ程度の電圧がＬＶ線１０５を伝わる。変圧器１０４は、典型的には、５０〜６０Ｈｚ程度の極めて低い周波数で動作するように設計されている。変圧器１０４があるので、ＬＶ線１０５とＭＶ線１０３の間では、高周波信号、例えば、１００ｋＨｚよりも高い周波数の信号は通さない。ＬＶ線１０５は、典型的には、住宅１０２ａ〜１０２ｎの外に設置されるメーター１０６ａ〜１０６ｎを介して顧客に電力を供給する。パネル１０７などのブレーカパネルは、メーター１０６ｎと住宅１０２ｎ内にある電気配線１０８の間のインターフェースを提供する。電気配線１０８は、住宅１０２ｎにあるコンセント１１０、スイッチ１１１、その他の電気器具に電力を供給する。
【０００４】
図１に示す電力線トポロジを用いて、住宅１０２ａ〜１０２ｎへの高速通信を実現することができる。メーター１０６ａ〜１０６ｎで、ＬＶ電力線１０５に電力線通信（ＰＬＣ）モデム１１２ａ〜１１２ｎが結合され得る。ＰＬＣモデム１１２ａ〜１１２ｎを用いて、ＭＶ／ＬＶ線１０３、１０５を介してデータ信号を送受信する。このようなデータ信号を用いて、通信システム、高速インターネット、電話通信、テレビ会議、ビデオの配信、その他類似のサービスを提供し得る。電力伝送ネットワークを介して遠距離通信情報やデータ信号を伝送することにより、加入者１０２ａ〜１０２ｎそれぞれに新たなケーブルを敷設する必要がなくなる。このように、既存の電気分配システムを利用してデータ信号を搬送することによって、コストを大幅に削減することができる。電力線を介してデータを送信する一方法では、電力信号の周波数とは異なる周波数の搬送波信号を使用する。この搬送波信号は、送信すべきデータによって変調される。代替として、ＰＬＣモデム１１３を家庭の電気配線１０８を介してＭＶ／ＬＶ電力線に結合して、データ信号を送受信してもよい。
【０００５】
住宅１０２ａ〜１０２ｎのＰＬＣモデム１１２ａ〜１１２ｎは、ＭＶ／ＬＶ電力グリッドを使用してコンセントレータ１１４にデータ信号を送出し、かつコンセントレータ１１４からデータ信号を受信するが、そのために配線を追加する必要はない。コンセントレータ１１４は、ＭＶ線１０３またはＬＶ線１０５に結合すればよい。モデム１１２ａ〜１１２ｎは、高速ブロードバンドインターネット接続、ナローバンド制御アプリケーション、低帯域データ収集アプリケーションなどのアプリケーションに対応し得る。家庭環境においては、モデム１１２ａ〜１１２ｎにより、温調、空調、照明、セキュリティといったホームオートメーションやビルディングオートメーションが実現し得る。家庭外では、電力線通信ネットワークにより、街路照明の制御や電力メーターによる遠隔データ収集が実現される。
【０００６】
電力線ネットワークを通信媒体として使用することに伴う問題は、電力線がノイズや干渉の影響を受けることである。電力線ケーブルは、例えば、ＡＭ帯放送ラジオ信号、海事通信、電力線に結合した電気器具からのノイズに影響される。ノイズは、電力線に沿って伝播し、通信信号に混入し、それによって、通信信号が破損することがある。電力線ネットワークを使用することに伴う別の問題は、ケーブルの構造に起因するものである。ＭＶ電力線およびＬＶ電力線では、ケーブルの内部は一群の位相線を含み、各位相線は、３つの供給位相の１つを搬送する。無線周波数では、これら個々の線の間の容量に起因して、１本の線を伝わる信号が近隣の線に漏れたり混入したりする。この位相線間混入により、位相シフトその他の干渉が起きることがある。従って、これらの線に沿って伝播した後では、各線の通信信号の成分は、もはや互いに位相が合わない状態になっており、位相や振幅が異なってしまっている。受信側では、改変された受信信号を復号し元の信号を再構築しようと試みるが、このような混入や干渉が起こると、受信側で問題が生じる。
【０００７】
既存のＰＲＩＭＥシステムは低電圧（ＬＶ）電力線で良好に動作するが、中電圧（ＭＶ）線ではチャネル環境がより過酷になる。例えば、ＭＶ線では、ＬＶ線よりもバックグラウンドノイズが大きく、従って、ＭＶ線では信頼性の高い通信ができないことがある。
【発明の概要】
【０００８】
本発明の実施形態によれば、現在のＰＲＩＭＥシステムで用いる前方誤り訂正（ＦＥＣ）を変更することによって、ＰＬＣネットワークの過酷なチャネル環境においてより信頼性の高い通信が実現される。
【０００９】
本明細書で説明する符号化システムは、既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と並立することができ、かつ、実施が簡便で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格を大幅に変更する必要はない。本開示では、連接反復符号を用いる新しい符号化方式を説明する。この符号化方式により、ノイズのあるＭＶ電力線およびＬＶ電力線を介する送信に関連する問題が解決される。本明細書では、現在のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と下位互換性があるＰＨＹ層プロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）フォーマットも説明する（「ＰＨＹ」とは、国際標準化機構によるＯＳＩ（open system interconnection）活動のＯＳＩモデルの物理層のことである）。下記で説明する改変されたＰＲＩＭＥシステムを本明細書では「ロバストなＰＲＩＭＥ」システムと称する。
【００１０】
本発明の実施形態によれば、現在のＰＲＩＭＥシステムに対して、よりロバストな符号化が提供される。この符号化は、送信されるＰＰＤＵに、例えば、リードソロモン符号（ＲＳ符号）または反復符号を追加することを含み得る。こうすると、ノイズのあるＭＶ線およびＬＶ線を介して送信した後でデータを復元することができる。現在のＰＲＩＭＥシステムは、最大で６３個のＯＦＤＭ記号に対応しており、ペイロード中の各ＯＦＤＭ記号は、９６個のデータ副搬送波および１個のパイロット副搬送波を含む。ＲＳ符号が対応する最大出力は２５５バイトであり、これが、一度にＲＳ符号化し得る記号数を制限している。変調のタイプも、一度にＲＳ符号化し得る記号数に影響を及ぼす。本発明の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥシステムが送信するデータを分割して、ＲＳ符号器で処理し得るより小さなサブパーツにする。例えば、ロバストなＰＲＩＭＥシステムが６３個の記号を送信する必要がある場合、これらの記号をまず区画して、より小さな群にしなければならない。ここで、これら各群が含む記号数は、選択した変調方式に対してＲＳ符号化し得る数以下にする。このロバストなＰＲＩＭＥシステムは、大記号群を区画して部分群にしてロバストなＰＲＩＭＥ送信器および受信器がそれぞれ各群を同じように扱えるようにする方法をあらかじめ定義し得る。
【００１１】
このロバストなＰＲＩＭＥシステムは、一実施形態では、ロバストなＭＣＳに対応するために改変したＰＰＤＵヘッダを用いる。ロバストなデータ復号に対応するには、受信器はヘッダを復号することができなければならない。従って、ヘッダのロバスト性を高めることが望ましい。一実施形態では、ヘッダに対して最もロバストな（すなわち、データレートが最小の）ＭＣＳを用いる現在のＰＲＩＭＥ手法がそのまま用いられる。代替の一実施形態では、ヘッダの符号化には、データの符号化の方式よりもさらにロバストな方式を用いる。
【００１２】
ロバストなＰＲＩＭＥフォーマットのＰＰＤＵは、現在のＰＲＩＭＥフォーマットのＰＰＤＵと並立しなければならない。一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、受信したＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを識別し復号することができなければならず、かつ、ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵとして復号してはならない。好ましい一実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵのヘッダは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が誤ったポジティブＣＲＣを受ける可能性が少ないように選択される。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵおよびロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵの両方を受け取り、復号することができる。ＰＰＤＵヘッダのフォーマットは、これらの条件を満たすように選択すべきである。
【００１３】
一実施形態では、送信器は、畳み込みエンコーダと、この畳み込みエンコーダに結合されるロバストな符号器とを含む。これらの畳み込みエンコーダおよびロバストな符号器は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化された信号を生成する。差動変調器は、この符号化信号から差動変調された信号を生成する。この差動変調器に結合される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路は、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する。ロバストな符号器は、畳み込みエンコーダの出力に結合するか、または差動変調器の入力に結合する反復２符号（repetition 2 code）回路とし得る。このロバストな符号器は、ＭＡＣ層からのデータに、反復２符号ではなく反復Ｎ符号を追加してもよい。あるいは、このロバストな符号器は、畳み込みエンコーダの前に外部符号を付加してもよい。この外部符号はリードソロモン符号とし得る。ロバストな符号器は、ＭＡＣ層からのデータを区画して、各部分群のサイズが２５６バイト未満である部分群とすることができる。各部分群のサイズは、差動変調器が適用する変調のタイプに基づいて選択し得る。
【００１４】
別の実施形態では、ある装置が信号を変調し符号化する。メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からのデータは畳み込み符号化される。ＭＡＣ層からのデータのロバスト符号化は、畳み込み符号化の前または後で実施される。符号化されたデータは差動変調され、次いで、直交周波数分割多重化されて、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号が生成される。ロバスト符号化は、反復２符号化または反復Ｎ符号化とし得る。このロバスト符号化では、畳み込み符号化の前に外部符号を付加し得る。ロバスト符号化は、畳み込み符号化の前に実施されるリードソロモン符号化とし得る。
【００１５】
さらなる実施形態では、電力線ネットワークからＰＨＹプロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）を受け取り、このＰＰＤＵ内の第１のヘッダを復号することによって信号が復号される。次いで、このシステムは、第１のヘッダが第１のフォーマットに従って正常に復号されたかどうかを検証する。次いで、ＰＰＤＵ内の第２のヘッダが復号され、このシステムは、第２のヘッダが第２のフォーマットに従って正常に復号されたかどうかを検証する。次いで、第１または第２のフォーマットに従ってＰＰＤＵ内のペイロードが復号される。第１のフォーマットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットとし得る。第２のフォーマットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットにおいて利用可能でない変調および符号化を識別し得る。ＰＰＤＵペイロードを復号する方法は、第１のヘッダまたは第２のヘッダあるいはその両方が正常に復号されたかどうかに依存して決定される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】３相電力線通信用のシステムを示す図である。
【００１７】
【図２】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００１８】
【図３】畳み込みエンコーダの出力で反復符号を用いるＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００１９】
【図４】インターリーバ・ブロックの後に反復符号を配置したＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２０】
【図５】リードソロモン符号などの外部符号を付加したＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２１】
【図６】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったヘッダフィールドを有するパケットを示す図である。
【００２２】
【図７】一実施形態に従ったロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットの一例を示す図である。
【００２３】
【図８】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったＰＰＤＵヘッダフィールドを示す図である。
【００２４】
【図９】受信したＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が復号する際に用いる手順の一例を示す図である。
【００２５】
【図１０】受信したＰＰＤＵをロバストなＰＲＩＭＥ受信器が復号する際に用いる手順の一例を示す図である。
【００２６】
【図１１】畳み込みエンコーダの前にリードソロモン符号などの外部符号が付加され、畳み込みエンコーダの後に反復２符号が付加されるＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２７】
【図１２Ａ】周波数ドメイン差動変調に対する差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００２８】
【図１２Ｂ】周波数ドメイン差動変調に対する差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００２９】
【図１２Ｃ】周波数ドメイン差動変調に対する差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００３０】
【図１３】一実施形態に従った逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）における副搬送波マッピングを示す図である。
【００３１】
【図１４】代替の一実施形態に従ったデータフレーム構造を示す図である。
【００３２】
【図１５】代替の一実施形態に従った肯定応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ）フレームを示す図である。
【００３３】
【図１６Ａ】代替の一実施形態に従った２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）、およびロバスト変調（ＲＯＢＯ）でのデータ符号化を示す。
【００３４】
【図１６Ｂ】代替の一実施形態に従った差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）でのデータ符号化を示す。
【００３５】
【図１７】一実施形態に従ったＩＦＦＴの入出力構成を示す図である。
【００３６】
【図１８】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する例を示す図である。
【００３７】
【図１９】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する代替例を示す図である。
【００３８】
【図２０】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する別の代替例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、添付の図面を参照して本発明をより詳細に説明する。本発明は、多くの異なる形態で実施することができるが、本明細書に記載する実施形態に限定されると解釈すべきではなく、これらの実施形態は、本開示にもれがなく完全であり、かつ、本開示により本発明の範囲が当業者にすべて伝わることを意図して提供されるものである。当業者なら、本発明の様々な実施形態を利用することができよう。
【００４０】
図２に、既存のＰＲＩＭＥ規格に従ったＰＲＩＭＥ ＰＨＹ Ｒ１．３Ｅ送信器２００を示す。ＰＨＹ層は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からＰＨＹ層プロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）の入力を受け取る。このＰＰＤＵは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）ブロック２０１を通ってパスし、次いで、畳み込みエンコーダ２０２で畳み込み符号化され、スクランブラ２０３でスクランブルがかけられる。スクランブラ２０３の出力はインターリーバ２０４でインターリーブされ、次いで、副搬送波変調器２０５で差動変調される。この変調は、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式、または差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）方式を用いて行われる。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック２０６およびサイクリック・プレフィックス・ジェネレータ２０７でＯＦＤＭを実施する。送信器２００における前方誤り訂正（ＦＥＣ）は、拘束長が７でレート１／２の畳み込み符号化である。
【００４１】
送信器２００で採用される変調および符号化など、既存のＰＲＩＭＥ規格に記載の伝送方法は、典型的なＬＶネットワークで問題なく使えることがわかっている。しかし、よりノイズが多いＭＶネットワークなどの過酷なチャネル環境で性能を向上させるにはいくつかの変更が必要である。具体的には、ＰＲＩＭＥ規格に別の変調および符号化の方式（ＭＣＳ）を追加することにより、信頼性の高い通信で許容可能な最小信号雑音比（ＳＮＲ）を下げることができる。しかし、このように別の変調および符号化の方式に変更すると、データレートが下がってしまう。
【００４２】
現在のＰＲＩＭＥ規格は、ＤＢＰＳＫ変調、ＤＱＰＳＫ変調、Ｄ８ＰＳＫ変調で、レート１／２の畳み込み符号を用いる場合と用いない場合の６種類のＭＣＳに対応している。これらの変調および符号化の方式の最小データレートでは、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルでビット誤り率（ＢＥＲ）が１０−５にするには、約４ｄｂのＳＮＲが必要であることがわかっている。ＰＲＩＭＥシステムはより低いＳＮＲで動作することが望ましいことがある。より低いＳＮＲで機能するには、ＰＲＩＭＥシステムはよりロバストな変調および符号化の方式（ＭＣＳ）を必要とするが、その結果、システムのデータレートが下がることがある。
【００４３】
一実施形態では、畳み込み符号の出力で反復符号を付加することによってＭＣＳの組合せを強化することができる。例えば、図３に、畳み込みエンコーダ３０２の出力で反復２符号（repetition 2 code）３０１を用いるＰＨＹ送信器３００を示す。反復２符号は、ＡＷＧＮチャネルでＳＮＲを３ｄＢ改善させることが知られており、他の形態のチャネルではさらに改善度が高くなることがある。図３に示す送信器の実施形態の利点の１つは、実装が簡単なことである。既存のＰＲＩＭＥ規格の変更を最小限に抑えながら、既存のＰＲＩＭＥ ＰＨＹ送信器に反復２符号を付加することができる。必要に応じて、反復２符号の代わりに反復Ｎ符号を付加し得ることを理解されたい。
【００４４】
図４に示す別の実施形態では、ＰＨＹ送信器４００において、インターリーバ・ブロック４０２の後に反復符号４０１を配置する。反復符号４０１は、反復２符号としてもよいし、反復Ｎ符号としてもよい。
【００４５】
図５に示すさらに別の実施形態では、ＰＨＹ送信器５００にリードソロモン符号などの外部符号を付加する。リードソロモン符号（ＲＳ符号）５０１は、外部符号として畳み込みエンコーダ５０２の前に付加する。リードソロモン符号は、バースト誤りを補正するのに用いられる符号としてよく知られている。１つのＰＰＤＵ内の記号数に基づいて、かつ、ガロア域（ＧＦ）２８を用いると、下記で説明するようにＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を求めることができる。畳み込み符号の出力ビット数は、ＯＦＤＭ記号数（ＮＳＹＭ）と、記号当たりの変調された搬送波数（ＮＳＣ、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅでは９６に等しい）と、変調された搬送波当たりのビット数（ＮＭＢ、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫではそれぞれ１、２、３に等しい）との積によって与えられる。従って、リードソロモン符号の出力バイト数は、下記の式で計算される。
【数１】
【００４６】
ここで、畳み込み符号のレートＲＣＣは１または１／２であり、レートが１または１／２である場合のパッドビット数ＰＣＣは０または８である。
【００４７】
短縮リードソロモン符号（２５５，２５５−２×ｔ）は、ｔ＝４およびｔ＝８に対し用いることができる。符号化効率の理由で、一実施形態ではｔ＝４を用いる。
【００４８】
数式１で示した公式は、下記の場合を除きあらゆる場合に当てはまる。
１．ＮＲＳ−ＯＵＴ＜ｔ：これは、ＰＰＤＵ当たりの記号数が最小数未満になる場合に生じる。最小数は、用いる変調および符号化の方式によって決まる。一実施形態では、小さなＰＰＤＵサイズ（すなわち、最小数未満）を無効にしてリードソロモン符号化を可能にする。
２．ＮＲＳ−ＯＵＴ＞２５５：これは、例えば、ＤＢＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が４２よりも大きい場合、または、ＤＱＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が２１よりも大きい場合、あるいはＤ８ＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が１４よりも大きい場合に生じる。
【００４９】
一実施形態では、ＮＲＳ−ＯＵＴ＞２５５の場合のパケットを扱うために、入力パケットをセグメント化してほぼ等しいサイズのリードソロモンパケットにする。セグメント数は、Ｓ＝ｃｅｉｌ（ＮＲＳ−ＯＵＴ）／２５５として計算される。ＮＳＥＧ＝ｆｌｏｏｒ（ＮＲＳ−ＯＵＴ／Ｓ）およびＭＳＥＧ＝ｍｏｄ（ＮＲＳ−ＯＵＴ，Ｓ）と定義すると、ｓ番目のセグメントからのリードソロモン出力バイト数は、ｓ＝１，．．．，ＭＳＥＧの場合、（１＋ＮＳＥＧ）に等しく、ｓ＝ＭＳＥＧ＋１，．．．，Ｓの場合、ＮＳＥＧに等しい。
【００５０】
表１、表２、および表３から、それぞれＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫ用のリードソロモンパラメータが得られる。ＲＳ符号パラメータは、ＯＦＤＭ記号数および選択された変調方式にのみよって決まる。このＲＳエンコーダ情報を表すのに、ＰＰＤＵヘッダでの他のパラメータ化は不要である。ＲＳエンコーダへの入力に対するパディングビット数が６バイトよりも大きくなることはないので、ＰＰＤＵヘッダ内のフィールドを用いてパッド長情報を記録することができる。
【００５１】
ＰＰＤＵ当たりＯＦＤＭ記号数を３９としたＤＢＰＳＫの場合、この方式を用いた１つのＰＰＤＵは、（（３９・９６・１・１／２）−８）＝１８６４ビットを、畳み込みエンコーダへの入力として搬送することができる。畳み込み符号化に対するＰＲＩＭＥペイロードフォーマットにおいてフラッシングビットを８個とすると、これはｎ＝２３３バイトに相当する。対応するｋはｔによって決定し得る。
【００５２】
表１に示すように、ＲＳ符号化は、ＯＦＤＭ記号を最大で４２個としたＤＢＰＳＫで機能する。ＰＰＤＵ当たりＯＦＤＭ記号が４２個よりも多いＤＢＰＳＫでは、値ｎが大きくなりすぎる。例えば、ＯＦＤＭ記号を４３個としたＤＢＰＳＫでは、１つのＰＰＤＵは、（（４３・９６・１・１／２）−８）＝２０５６ビットを、畳み込みエンコーダへの入力として搬送することができる。これは、ｎ＝２５７バイトに相当し、制限値２５５よりも大きい。この場合、４３個のＯＦＤＭ記号を分割して２つ以上の記号部分群（例えば、２１個のＯＦＤＭ記号群および２２個のＯＦＤＭ記号群）にすることができる。次いで、これら２つのＯＦＤＭ記号部分群を、表１のデータを用いてＲＳエンコーダによって別個に符号化する。次いで、こうして得られた２つのＲＳエンコーダ出力のビットを、畳み込みエンコーダによって符号化する。一実施形態では、ヘッダ情報ビットをセーブするために、上記組合せを予め定義してもよい。ＰＰＤＵのサイズに合わせるために、ゼロをさらに８個用いて畳み込みエンコーダをゼロ状態にすることができる。ＯＦＤＭ記号が４３個のＰＰＤＵの上記の例では、２１個の記号群と２２個の記号群の２つを別々に符号化する。こうすると、これら２つの群の記号に対して、表１から、それぞれｎ＝１２５およびｎ＝１３１になる。畳み込みエンコーダにゼロをさらに８個配置することによって、畳み込みエンコーダからの出力ビット数が、（１２５・８＋１３１・８＋８＋８）・２＝４１２８ビットになり、４１２８／９６＝４３個のＯＦＤＭ記号に適合する。ＰＰＤＵ長が４３よりも長い場合、ＰＰＤＵを２つ以上のより小さな記号部分集合に分割することによって類似の処理を適用することができる。ＯＦＤＭ記号が４２個よりも多いＰＰＤＵをＲＳ符号化する場合の最適な組合せは、シミュレーションによって求めることができる。他のＭＣＳ方式の場合、上記のＤＢＰＳＫの場合と同じ議論が成り立つ。ＰＰＤＵヘッダは必要に応じて別途設計し得る。
【００５３】
下記の表１に、ＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表１】
【００５４】
下記の表２に、ＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表２】
【００５５】
下記の表３に、Ｄ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表３】
【００５６】
表４〜６に、反復２符号が内部符号として用いられる場合のＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を示す。これらの表は例であり、反復Ｎ符号で容易に拡張し得る。これらの表に列記する記号数よりも多いＯＦＤＭ記号を送出するために、このシステムは、上記で説明したように、ＯＦＤＭ記号をより小さな部分集合に区画することができる。例えば、畳み込み符号を用いないＤＢＰＳＫでは、４３個のＯＦＤＭ記号を区画して、２２個の記号の部分群および２１個の記号の部分群にすることができる。こうして区画されたものは、２２個のＯＦＤＭ記号および２１個のＯＦＤＭ記号としてそれぞれ独立にＲＳエンコーダで符号化することができる。次いで、これら２つのＲＳエンコーダ出力ストリームは、畳み込みエンコーダで一緒に符号化される。大きなサイズのＯＦＤＭ記号ＰＰＤＵの最適な区画は、シミュレーションの結果から決めることができる。
【００５７】
下記の表４に、反復２符号を内部符号として用いるＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表４】
【００５８】
下記の表５に、反復２符号を内部符号として用いるＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表５】
【００５９】
下記の表６に、反復２符号を内部符号として用いるＤ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表６】
【００６０】
畳み込み符号器を使用しない場合でも、ＲＳ符号化を用いることができる。この場合のＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を表７〜９に示す。先に述べたように、これらの表に記載のＯＦＤＭ記号数よりも多いＯＦＤＭ記号を送出するには、ＰＰＤＵを区画して、それぞれより少ない数のＯＦＤＭ記号を含むサブパーツにすればよい。例えば、ＤＢＰＳＫは、最大で２１個のＯＦＤＭ記号まで扱うことができる。畳み込み符号を用いないＤＢＰＳＫでＰＰＤＵが４２個のＯＦＤＭ記号を有する場合、このＰＰＤＵを、２１個のＯＦＤＭ記号のサブパーツ２つに区画することができる。次いで、この２１個のＯＦＤＭ記号のサブパーツをＲＳエンコーダでそれぞれ独立に符号化する。大きなサイズのＰＰＤＵの最適な区画は、シミュレーションの結果から決めることができる。
【００６１】
下記の表７に、畳み込み符号化を用いないＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表７】
【００６２】
下記の表８に、畳み込み符号化を用いないＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表８】
【００６３】
下記の表９に、畳み込み符号化を用いないＤ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表９】
【００６４】
他の実施形態は、より低いレートの畳み込み符号を用いるか、あるいは、２つの畳み込み符号を含むターボ符号を用いることを含む。これらの実施形態はより複雑であり、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅから大きく異なっているが、より低いレートの畳み込み符号またはターボ符号を用いる送信器により、この場合もロバストなＭＣＳが提供される。
【００６５】
下記では、ロバストなＭＣＳに対応するＰＰＤＵヘッダの変更例を明らかにする。ロバストなデータ復号に対応するために、受信器はまず、ヘッダを復号可能でなければならない。従って、ヘッダのロバスト性を高めることが望ましい。一実施形態では、ヘッダに最もロバストな（すなわち、データレートが最小の）ＭＣＳを用いる現在のＰＲＩＭＥ方式を踏襲している。代替の一実施形態では、ヘッダ符号化にデータ符号化の方式よりもさらにロバストな方式を用いる。
【００６６】
スペクトル効率が同じ場合、ある種の方式が他の方式よりも明らかによい。例えば、レート１／２の符号を用いるＤＱＰＳＫのレートは、符号化を行わないＤＢＰＳＫのレートと同じだが、それよりも性能がよい。このことを考慮に入れて、いくつかの方式を取り除いて試験を簡単にする。下記の表１０に、ヘッダに対するＭＣＳの組合せの例を示す。ＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵヘッダは、４ビットのプロトコル・フィールドを含む。図６に、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅの暫定規格によるパケット６００を示す。パケット６００は、４ビットのプロトコル・フィールドを含むヘッダフィールド６０１を有する。このプロトコル・フィールド内の符号により、ＰＰＤＵを符号化するのに用いる変調および符号化の方式（ＭＣＳ）が識別される。ロバストなＰＲＩＭＥシステムでは、ある種のＭＣＳエントリ、例えば、符号化を行わないＤＢＰＳＫ、符号化を行わないＤＱＰＳＫなどは、充分な性能が得られないのであれば用いない。レート１／２の符号を反復するＤＢＰＳＫ、レート１／２の符号を反復するＤＱＰＳＫなどの、追加のＭＣＳがロバストなＰＲＩＭＥシステムに追加される。
【表１０】
【００６７】
一実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥシステムは、現在のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性を維持する。ロバストなＰＲＩＭＥシステム用のヘッダの変調および符号化の方式では、ヘッダに対する変調および符号化の方式が最もロバストな単一パケットフォーマットを用いることができる。しかし、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がロバストなＰＲＩＭＥヘッダを復号することができないため、この構成は下位互換性がない。代替として、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ送信器からパケットを受け取り、それを復号することができる。
【００６８】
別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３ＥパケットおよびロバストなＰＲＩＭＥパケットの両方を送受信することができる。そのため、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅモデムと通信する際にはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅパケットを送信し、別のロバストなＰＲＩＭＥモデムと通信する際にはロバストなＰＲＩＭＥパケットを送信する。このモードに対応するために、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、そのバージョン番号を、初期接続セットアップ中に他のロバストなＰＲＩＭＥモデムに示す必要がある。その後、２つのロバストなＰＲＩＭＥモデム間でさらに通信を行う場合には、ロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットを用いればよい。代替の一実施形態では、２つのロバストなＰＲＩＭＥモデムは、それらの間の接続が良好な場合にはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅパケットを用いて通信を行い、接続が良好でない場合にはロバストなＰＲＩＭＥフォーマットを用いて通信を行う。
【００６９】
上記の実施形態に伴う問題は、多数のロバストなＰＲＩＭＥモデムの近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器の挙動である。同じ線上にあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、近隣のロバストなＰＲＩＭＥモデムが送出するＰＰＤＵプリアンブルを検出し、このＰＰＤＵのヘッダを、あたかもそれがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットであるかのように復号しようと試みることに留意されたい。ＣＲＣ長は８ビットであるので、こうしたヘッダを復号したものの約１／２５６が誤ったＣＲＣパスを示してしまう。こうした誤ったポジティブに対し、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はパケットを誤って用いることがあり、その結果、ネットワークの挙動が不安定になる。
【００７０】
上記問題には少なくとも２つの解が存在する。１つの解は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＭＣＳフォーマットで充分にロバストな通信が実現されないときにのみロバストなＰＲＩＭＥヘッダを用いるという要件を設定することである。しかし、このような要件は、例えば、その線上でＳＮＲが変動する場合や送信器と受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを用いると確認し合った後でＳＮＲが劣化する場合には、実際の動作条件にうまく変換されないことがある。
【００７１】
第２のより信頼性の高い解は、ロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットを図７に示すように用いることである。ロバストなＰＲＩＭＥパケット７００では、有効なＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットヘッダ７０１が、ロバストなＰＲＩＭＥヘッダ７０２に加えてロバストなＰＲＩＭＥパケット内に埋め込まれている。そのため、近隣のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ほとんどのロバストなＰＲＩＭＥパケットヘッダを正しく復号することになり、その結果、挙動が安定する。さらに、用心のため、前記ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダ内のフィールドの一部が予約フィールド値を用いて、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がロバストなＰＲＩＭＥパケットの付加部分を復号しないようにし得る。ロバストなＰＲＩＭＥモデムはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅモデムと通信することができるが、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３ＥモデムはやはりロバストなＰＲＩＭＥパケットを受信することはできない。
【００７２】
既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性は、ロバストなＰＲＩＭＥシステムを使用する際の重要な問題になり得る。一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格用のＰＰＤＵフォーマットを改変して、ロバストなＰＲＩＭＥシステムを既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と下位互換性があるようにし得る。図６に、既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵフォーマット６００を示す。ＰＲＩＭＥヘッダの最初の４ビットは、表１０に示すようなＭＣＳ情報を表す。ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性を保つために、図７に示すロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵフォーマット７００を、例えば反復２符号と合わせて使用することを提案する。他の符号の場合には、新しいＰＰＤＵ内のヘッダ長を変更することができる。ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵ７００用のヘッダフォーマットは、図８に示すように、表１０内の該当するビットを含むプロトコル・フィールド８０１を有するＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダフォーマットとすることができる。
【００７３】
ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵフォーマット７００では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダ７０１内のＭＣＳ情報用のビットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格のオリジナル部分以外の表１０内の「予約」部分のビットに設定し得る。あるいは、ロバストなＰＲＩＭＥ送信器は、「予約」部分にフラグビットを追加して、ＰＰＤＵがロバストなＰＲＩＭＥ規格に準拠しているか否か通知してもよい。
【００７４】
ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器の場合、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを受け取り、そのヘッダが有効なＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵ情報、例えば、図８に示すフィールド、を含む場合、このＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は通常通りペイロードを復号する。ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵを受け取った場合、このＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はまずヘッダを復号しようと試みるが、ヘッダ情報がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵフォーマットに適合しないことがわかる。例えば、ヘッダ内の最初の４つのプロトコル・ビットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ「予約」ビットに設定され得る。受信器はこのＰＰＤＵを廃棄してもよいし、かつ／または、より高位の層がＭＡＣアドレスを処理することによってこのＰＰＤＵを扱ってもよい。好ましくは、ＰＰＤＵ長情報をより高位の層に転送してＣＳＭＡスケジューリングを行う。
【００７５】
図９に、受信したＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が復号する際に用いる手順の例を示す。ステップ９０１で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はＰＰＤＵプリアンブルを探し、ステップ９０２で、受信したＰＰＤＵを識別する。ステップ９０３で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ＰＰＤＵのヘッダを復号し、ステップ９０４で、ヘッダが正常に復号されたかどうか判定する。ヘッダが正常に復号されなかった場合、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はステップ９０１に戻り、次のＰＰＤＵを識別する。ヘッダが正常に復号された場合、ステップ９０５で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、このヘッダがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダかどうか判断する。ヘッダがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダでない場合、処理はステップ９０１に戻り、次のＰＰＤＵを識別する。ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダが検出されると、ステップ９０６で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ＰＰＤＵペイロードを復号する。
【００７６】
適切に設計されていれば、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵおよびロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵの両方を復号することができる。図１０に、受信したＰＰＤＵをロバストなＰＲＩＭＥ受信器が復号する際に用いる手順の例を示す。ステップ１００１で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＰＤＵプリアンブルを探し、ステップ１００２で、受信したＰＰＤＵを識別する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、図６に示すＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットまたは図７のロバストなＰＲＩＭＥフォーマットでＰＰＤＵを受信すればよい。いずれの場合も、ステップ１００３で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、レート１／２の畳み込み符号を含むＰＰＤＵからＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号しようと試み、ステップ１００４で、ヘッダが正常に復号されたかどうか判定する。
【００７７】
ＰＰＤＵがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットの形式であり、かつ、ステップ１００３での復号が正常に行われたとすると、処理はステップ１００５に移行し、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダであることを確認する。表１０の例に示すような、プロトコル・フィールドの「予約」部分に対応するビットはこの場合存在せず、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、現在のＰＰＤＵがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵであると認識する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、誤ってＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号して、ＣＲＣもパスしてしまうことがあるので、ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、２回目のロバストなヘッダ復号を行い、ステップ１００７で、復号が正常に行われたかどうか判定する。ステップ１００６および１００７でヘッダがＣＲＣにパスした場合、このＰＰＤＵはロバストなＰＲＩＭＥパケットであり、処理はステップ１００８に移行し、ロバストなＰＲＩＭＥ復号を行う。ステップ１００６および１００７でヘッダがＣＲＣにパスしない場合、ステップ１００９でＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ復号を行う。ヘッダの最初の４ビットは、正しいＭＣＳ情報を記述しており、ヘッダが正しく復号された後で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はペイロード情報を復号することができる。
【００７８】
ステップ１００４でロバストなＰＲＩＭＥ受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを正しく復号できない場合、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１０１０で、ＰＰＤＵのロバストなＰＲＩＭＥヘッダ領域を復号しようとする。ただし、ペイロードの復号は、受信したＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵのペイロード部分に対して行われる。ステップ１０１１でロバストなＰＲＩＭＥヘッダがＣＲＣにパスする場合、ステップ１０１２でロバストなＰＲＩＭＥペイロードが復号される。ステップ１０１１でロバストなＰＲＩＭＥヘッダがＣＲＣにパスしない場合、処理はステップ１００１に戻り、次のＰＰＤＵを探す。
【００７９】
ステップ１００２でロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵを受信すると、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はまず、ステップ１００３で、レート１／２の畳み込み符号を含むＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号する。復号されたヘッダの最初の４ビットが表１０に示す「予約」部分のビットと一致すれば、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１００５で、現在のＰＰＤＵがロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵであると認識することになる。ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＰＤＵ内のロバストなＰＲＩＭＥヘッダを識別する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はまた、ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥヘッダを復号する。ステップ１００７でロバストなＰＲＩＭＥヘッダ内の復号されたビットを用いて、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はステップ１００８でペイロードを復号する。
【００８０】
ステップ１００５でロバストなＰＲＩＭＥ受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを正しく復号できない場合、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１０１３でロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵヘッダを復号しようと試みる。ロバストなＰＲＩＭＥヘッダはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダよりもロバスト性が高いので、ステップ１０１４でロバストなＰＲＩＭＥヘッダが正しく復号され識別される確率が高い。ステップ１０１４でロバストなＰＲＩＭＥヘッダが識別されると、ステップ１０１５でペイロードが復号される。そうでない場合には、処理はステップ１００１に戻り、次のＰＰＤＵを探す。
【００８１】
図６に示すように、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブル長は２．０４８ミリ秒であり、最大で−２ｄＢのＳＮＲで正確な検出および配置が行われると思われる。ＳＮＲをもっと低くして動作させることが必要とされる場合には、プリアンブル長を長くすべきである。異なる実施形態では、下位互換性が望まれるかどうかに応じて、プリアンブルを長くすることが可能である。
【００８２】
一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルを、その中でいくつかのサンプルを繰り返すことによって拡張することができる。別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルを、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルを２回繰り返したものとし得る。しかし、この実施形態には、近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルの一部を検出し、残りのＰＰＤＵを復号しようと試みて、誤ったプリアンブル配置になるという欠点がある。
【００８３】
別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルはプレフィックス・シーケンスを含む。このプレフィックス・シーケンスは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルと相関しておらず、後にＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルが続くものである。この実施形態では、近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルを正しく検出し、かつ、正しいプリアンブル配置を得ることが保証される。この実施形態では、ＰＲＩＭＥ中心周波数にダウンコンバートした後で「ベースバンド」で真のシーケンスが得られるようにプレフィックス・シーケンスを選択し得る。こうすると、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルの検出が簡単になる。
【００８４】
さらに別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルを、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルとは全く異なるものとし得る。簡単のため、先に述べたように、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルは、真の「ベースバンド」相当のものを有するように選択し得る。この実施形態の欠点は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルを検出することができず、使われていないチャネルの判断が正しくなされないことがあることである。
【００８５】
図１１に、別の実施形態のＰＲＩＭＥ ＰＨＹ送信器１１００を示す。ＰＨＹ層は、ＭＡＣ層からのＰＰＤＵ入力を受け取る。このＰＰＤＵは、ＣＲＣブロック１１０１を通ってパスし、次いで、リードソロモン符号１１０２が外部符号として付加される。ＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）は先に述べたように求めることができる。畳み込みエンコーダ１１０３の後で、反復２符号１１０４が付加される。必要に応じて反復２符号の代わりに反復Ｎ符号を付加し得ることを理解されたい。さらに、別の実施形態では、反復２符号１１０４をインターリーバ１１０６の後に配置してもよい。次いで、この信号をスクランブラ１１０５でスクランブルし、インターリーバ１１０６でインターリーブする。次いで、この信号を副搬送波変調器１１０７で差動変調する。この変調は、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式、または差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）方式を用いる。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック１１０８およびサイクリック・プレフィックス・ジェネレータ１１０９でＯＦＤＭを実施する。
【００８６】
送信器１１００を使用して、図７に示すデュアルヘッダフォーマットのＰＰＤＵを生成し得る。さらに、このようなＰＰＤＵは、図１０に示す処理を用いて復号することができる。
【００８７】
一実施形態では、例えば、ＰＲＩＭＥ物理層仕様に準拠したシステムでは、周波数ドメイン差動符号化を用いてＰＰＤＵを変調する。このようなシステムが、「Draft Standard for Powerline-Related Intelligent Metering Evolution（電力線に関連するインテリジェントメータリングの進化についての暫定規格）」バージョンＲ１．３Ｅという名称の文献に開示されており、ＰＲＩＭＥプロジェクトによって発行されている。この開示全体をここで参照により本明細書に組み込む。ＰＰＤＵペイロードは、１個のパイロット副搬送波と、記号当たり９６，１９２ビットまたは２８８ビットを含む９６個のデータ副搬送波とを用いて多重搬送波差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）信号として変調される。このＰＰＤＵのヘッダは、１３個のパイロット副搬送波と、記号当たり８４ビットを含む８４個のデータ副搬送波とを用いてＤＢＰＳＫで変調される。
【００８８】
このＰＲＩＭＥ送信器では、インターリーバから出力されるビットストリームは、それぞれＭビットの群に分割される。ここで、Ｍビット群の最初のビットは最上位ビット（ｍｓｂ）である。ＰＰＤＵは、それぞれ図１２Ａ〜１２Ｃに示すＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、またはＤ８ＰＳＫマッピングを用いる周波数ドメイン差動変調で変調される。下記の数式２は、Ｍ個の位相のＭａｒｙ−ＤＰＳＫ位相配置（constellation）を定義するものである。
【数２】
ここで、ｋは、ＯＦＤＭ記号中のｋ番目の副搬送波を表す周波数指標であり、ｋ＝１は位相基準パイロット副搬送波に対応し、ｓは、所与の副搬送波に対する変調器出力（複素数）であり、θｋは、下記のように得られる変調された信号の絶対位相を表す。
【数３】
【００８９】
数式３は、ペイロードにおいてｋ＞１のときに当てはまり、ｋ＝１の副搬送波は位相基準パイロットである。ヘッダが送出されるとき、ｋ番目の副搬送波に割り付けられるパイロットは、ｋ＋１番目の副搬送波に割り付けられるデータの位相基準として用いられる。ここで、Δｂｋ∈｛０，１，．．．，Ｍ−１｝は、位相配置エンコーダが供給するように、位相増分で符号化された情報を表す。ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫの場合、Ｍはそれぞれ２、４、８となる。
【００９０】
変数Ａは、シェーピングパラメータであり、位相配置の中心からの環半径を表す。プリアンブルのｒｍｓパワーがＯＦＤＭ記号のｒｍｓパワーに類似していることが望ましく、こうすると、受信側で自動利得制御タスクを行う助けになる。
【００９１】
ＯＦＤＭ記号は数学的な形式ではのように表現することができる。
【数４】
ここで、ｉは、ｉ番目のＯＦＤＭ記号を表す時間指標であり、０，１，．．．の値をとる。ｎは、サンプル指標であり、４８≦ｎ≦５５９（０から４７までは、ｎはサイクリック・プレフィックス（ＮＣＰ＝４８）の指標を表す）を満足する。ｓ（ｋ，ｉ）は、副搬送波変調ブロックからの複素値である。
【００９２】
図１３に、一実施形態で用いられる複素５１２点ＩＦＦＴに対する副搬送波マッピングを示す。図１３に示すように、９６個の副搬送波がマッピングされており、記号＊は複素共役を表す。逆フーリエ変換後、記号は、４８個のサンプルによって巡回拡張され、それによって、サイクリック・プレフィックス（ＮＣＰ）が生成される。
【００９３】
図１４および図１５に、代替の一実施形態のＰＨＹ送信器がサポートする２つのタイプのフレームを示す。図１４は、ＯＦＤＭ ＰＨＹに対するデータフレーム構造１４００を示す。各フレームは、プリアンブル１４０１で始まり、プリアンブル１４０１は、自動利得制御適合に加えて同期および検出にも用いられる。ＳＹＮＣＰブロックは＋１が乗算された記号を表し、ＳＹＮＣＭブロックは−１が乗算された記号を表す。プリアンブル１４０１は、８個のＳＹＮＣＰ記号からなり、その後に、１．５個のＳＹＮＣＭ記号が続くが、隣り合う記号間にサイクリック・プレフィックスはない。最初の１個の記号は、先頭の点に対する二乗余弦シェーピングを含み、最後の半分の記号も、末尾の点に対する二乗余弦シェーピングを含む。このプリアンブルの後には、フレーム制御ヘッダ（ＦＣＨ）１４０２に割り付けられた１３個のデータ記号が続く。ＦＣＨは、データフレームを復調するのに必要とされる重要な制御情報を有する。次いで、データ記号１４０３が送信される。ＧＩブロックは、保護区間を表す。保護区間は、サイクリック・プレフィックスを含む区間である。
【００９４】
図１５に、肯定応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ）フレーム１５００を示す。フレーム１５００は、プリアンブル１５０１およびＦＣＨ１５０２のみからなる。ＦＣＨ内のビットフィールドは、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を発生させる。代替の一実施形態では、例えば、ＰＬＣ Ｇ３ ＯＦＤＭに準拠したシステムでは、コヒーレント／差動２相偏移変調または差動４相偏移変調（ＢＰＳＫ、ＤＢＰＳＫ、またはＤＱＰＳＫ）あるいはロバスト変調を用いて各搬送波信号を変調することができる。ＰＬＣ Ｇ３物理層の仕様は、ｅＲＤＦ（Electricite Reseau Distribution France）が発行した「PLC G3 Physical Layer Specification（ＰＬＣ Ｇ３物理層仕様）」という名称の文献である。この開示全体をここで参照により本明細書に組み込む。ロバスト変調は、ＤＢＰＳＫのロバスト性を高めたものであり、時間を長くし様々な周波数を用いて、システムが悪条件下で動作する能力を向上させる。前方誤り訂正符号化（ＦＥＣ）は、通信パケットにおいては、フレーム制御情報（超ロバスト符号化）およびデータ（連接リードソロモン符号化および畳み込み符号化）の両方に適用される。
【００９５】
マッピング・ブロックは、送信される信号が所与のトーンマップおよびトーンマスクに合うようにするためのものである。トーンマップおよびトーンマスクは、ＭＡＣ層の概念である。トーンマスクは、あらかじめ定義された（静的な）システム全体にわたるパラメータであり、開始周波数、終了周波数、およびノッチ周波数を定義するものである。トーンマップは、適応的パラメータであり、チャネル推定に基づいて、電力線を介する送信器と受信器との間の特定の通信に用いられる一連の搬送波を含む。例えば、極度に弱くなってしまう搬送波を識別してそれを防ぐことができ、トーンマップおよびトーンマスクに従ったこれらの搬送波に関しては、何の情報も送信されない。
【００９６】
２相偏移変調（ＢＰＳＫ）では、各フレーム制御記号は、あらかじめ定義した位相基準を用い、この位相基準はプリアンブルとして用いられる。２進シーケンスは位相ベクトルとして符号化され、この位相ベクトルにおいて、各エントリは、位相基準ベクトルφに対する位相シフトとして定められる。位相シフト０度は２進の「０」を示し、位相シフト１８０度は２進の「１」を示す。コヒーレントなＢＰＳＫ用のマッピング関数は、トーンマスクに従わなければならない。そのため、マスクされた搬送波は、割り当てられた位相記号ではない。コヒーレントなＢＰＳＫ用のｋ番目の副搬送波のデータ符号化は、ＢＰＳＫ符号化を示す表１１において下記のように定義される。
【表１１】
【００９７】
データビットは、差動変調（ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、またはロバスト）に対してマッピングされる。位相基準ベクトルφを用いる代わりに、各位相ベクトルはその位相基準として、同じ搬送波の前の記号を用いる。ただし、最初のデータ記号は、あらかじめ定義された位相基準ベクトルを用いる。図１６Ａおよび１６Ｂに、ロバスト、ＤＢＰＳＫ、およびＤＱＰＳＫでのデータ符号化を示す。ここで、Ψｋは、前の記号からｋ番目の搬送波の位相である。ＤＢＰＳＫ変調およびロバスト変調では、位相シフト０度は２進の「０」を示し、位相シフト１８０度は２進の「１」を示す。ＤＱＰＳＫ変調では、１対の２つのビットが４つの異なる出力位相にマッピングされる。位相シフト０度、９０度、１８０度、および２７０度はそれぞれ、２進の「００」、「０１」、「１１」、および「１０」を表す。表１２は、ｋ番目の副搬送波のＤＢＰＳＫ符号化およびロバスト符号化の表である。表１３は、ｋ番目の副搬送波のＤＱＰＳＫ符号化の表である。
【表１２】
【表１３】
【００９８】
代替の一実施形態では、表１２および表１３の「出力位相」を計算するのに用いる位相差を、図１６Ａおよび１６Ｂに示すように（基準位相が０度に等しいと仮定した）位相配置図で表すことができる。
【００９９】
先に述べたように、ＩＦＦＴを用いてＯＦＤＭ信号を生成することができる。図１７に、ＩＦＦＴブロックの代替の一実施形態を示す。ＩＦＦＴブロック１７０１は、入力ベクトルを２５６点でＩＦＦＴし、３０個のサイクリック・プレフィックス・サンプルによって先頭に追加されたメインの２５６個の時間ドメインＯＦＤＭ語を生成する。この方法では、ＩＦＦＴの出力における最後の３０個のサンプル１７０２を用い、それらを記号の前１７０３に置く。出力のうち有用な部分は、ＩＦＦＴ係数の実部１７０４である。
【０１００】
これまで概説した、ＰＲＩＭＥ規格における差動周波数変調やＧ３規格における差動時間変調などの差動変調方式に加えて、コヒーレント変調をペイロードに用いてもよいことを理解されたい。表１４に、一実施形態に従ったコヒーレント変調を用いる、データビットについてのデータマッピングを示す。定数Ψはゼロまたは任意の他の位相値とし得る。
【表１４】
【０１０１】
電力線通信で典型的に見られるチャネルおよびノイズの状況下では、コヒーレント変調は差動変調と比べて２ｄＢよりも大きい性能向上をもたらすことがある。コヒーレント変調は、理想的なチャネル推定があれば、差動変調よりも性能向上がかなり大きいことがよく知られている。しかし、下記の２つの懸念があったため、コヒーレント変調はこれまでナローバンドＰＬＣシステムに広く使われてこなかった。すなわち、１）周波数選択性歪みおよび電力線ノイズの存在下でのチャネル推定の精度と、２）コヒーレント変調の複雑さ、である。
【０１０２】
上記の懸念は、通信システムを適切に設計して、コヒーレント変調が簡便に実施され、かつロバスト性が高くなるようにすることによって軽減することができる。
【０１０３】
チャネル推定は、下記の２つの候補となり得る情報源から行うことができる。すなわち、ＰＰＤＵ６００（図６）内のプリアンブルなどのプリアンブルシーケンスと、時間−周波数グリッド上を送信される正規パイロットトーンである。ほとんどの実装では、両方の情報源が用いられる。典型的には、初期プリアンブルに基づくチャネル推定が生成され、次いで、パイロットトーンを用いて更新される。
【０１０４】
一実施形態では、パイロットトーンは、任意の所与の記号内の８番目のトーンがパイロットになるように、周期的パターンで配列される。各記号内のパイロットの位置は、記号ごとに２つのトーンだけシフトされる。その結果、４つおきの記号では、同じトーンでパイロットが生じる。
【０１０５】
上記のパイロットのオーバーヘッドは１２．５％である。代替の一実施形態では、パイロットを記号１つおきに交互に送信することによってこのオーバーヘッドを低減することができる。こうすると、パイロットの周期性は８まで増加するが、結果として生じる性能の劣化は小さい可能性が高い。というのは、ＰＬＣチャネルは数個の記号内では大きく変動しないからである。
【０１０６】
チャネル推定は、時間補間を行い、次いで、周波数補間を行うことによって成される。時間補間の一つの実装では、すべての新しい記号について、同じ周波数の先行する３つのパイロットをフィルタリングして、そのトーンでの補間したチャネル推定を推定する。この処理が終了した時点で、各ＯＦＤＭ記号の１つおきのトーンで補間した推定が利用可能になる。次いで、これらを周波数で補間してチャネルを推定する。過去のパイロットしか用いないので、チャネル推定は適当であって、レイテンシやメモリの要件はあまり大きくない。２つの１次元フィルタによる上記シーケンスは必ずしも最適とは限らないが、簡単に実施することができ、ほぼ最適な性能が得られることがシミュレーションからわかっている。チャネル推定には他にも様々な実装形態があるが、どれも精度と複雑さはトレードオフの関係になり得る。
【０１０７】
図１８〜２０に、電力線を用いる送信器／受信器を、ＬＶ線やＭＶ線などの３つの位相電力線に接続する代替実施形態を示す。これらは、２０１０年７月１９日に出願された「OFDM Transmission Methods in Three Phase Modes（３相モードでのＯＦＤＭ送信方法）」という名称の係属中の米国特許出願番号第１２／８３９，３１５号に開示されている。
【０１０８】
図１８に、本発明の一実施形態に従った電力線通信送信器および／または受信器回路を電力線に接続する例を示す。ＰＬＣ送信器／受信器１８０１は、上記実施形態における送信器または受信器回路として機能し得る。ＰＬＣ送信器／受信器１８０１は、電力線通信ネットワークを介して送信するための、あらかじめ符号された信号を生成する。各出力信号は、デジタル信号とすることができ、別個のラインドライバ回路１８０２Ａ〜１８０２Ｃに供給される。ラインドライバ１８０２Ａ〜１８０２Ｃは、例えば、ＰＬＣ送信器／受信器１８０１からの信号を電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃに結合する、デジタル−アナログ変換器回路、フィルタ、およびラインドライバを含む。アナログ回路／ラインドライバ１８０２は、変圧器１８０４および結合コンデンサ１８０５によりそれぞれの電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃに接続される。従って、図１８に示す実施形態では、各出力信号はそれぞれ別々の専用電力線に独立に接続される。
【０１０９】
図１８はさらに、受信器の代替実施形態も示している。電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃ側でそれぞれ信号が受け取られる。一実施形態では、受信された信号はそれぞれ、結合コンデンサ１８０５、変圧器１８０４、およびラインドライバ１８０２を介して個々にＰＬＣ送信器／受信器１８０１に送られ、各信号が別々に検出及び受信処理される。あるいは、受信された信号は、加算フィルタ１８０６に転送され、そこで、受信されたすべての信号が結合されて１つの信号になり、ＰＬＣ送信器／受信器１８０１に転送されて受信処理されてもよい。
【０１１０】
図１９に、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１が単一のラインドライバ１９０２に結合され、ラインドライバ１９０２が単一の変圧器１９０４によって電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃに結合される代替の一実施形態を示す。出力信号はすべてラインドライバ１９０２および変圧器１９０４を介して送信される。スイッチ１９０６は、どの電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃが特定の出力信号を受け取るかを選択する。スイッチ１９０６は、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１によって制御し得る。あるいは、スイッチ１９０６は、出力信号中のヘッダその他のデータなどの情報に基づいて、電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃのいずれが特定の信号を受け取るべきかを決定してもよい。スイッチ１９０６は、選択された電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃおよびそれに関連する結合コンデンサ１９０５にラインドライバ１９０２および変圧器１９０４を接続する。スイッチ１９０６はまた、受信信号をＰＬＣ送信器／受信器１９０１に転送する経路を制御し得る。
【０１１１】
図２０は、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１が単一のラインドライバ１９０２に結合される図１９に似ている。ただし、図２０に示す実施形態では、電力線２００３Ａ〜２００３Ｃはそれぞれ別個の変圧器２００４および結合コンデンサ２００５に結合される。ラインドライバ２００２は、スイッチ２００６を介して各電力線２００３用の変圧器２００４に結合される。スイッチ２００６は、変圧器２００４、結合コンデンサ２００５、電力線２００３Ａ〜２００３Ｃのいずれが特定の信号を受け取るかを選択する。スイッチ２００６は、ＰＬＣ送信器／受信器２００１によって制御することもできるし、あるいは、スイッチ２００６は、各信号中のヘッダその他のデータなどの情報に基づいて、いずれの電力線２００３Ａ〜２００３Ｃが特定の信号を受け取るべきかを決定することもできる。スイッチ２００６は、受信信号をＰＬＣ送信器／受信器２００１に転送する経路を制御することもできる。
【０１１２】
上記では、実施形態の例の文脈で説明した特徴またはステップの１つまたは複数の異なる組合せを有する実施形態を包括的に説明した。これら実施形態の例は、これらの特徴またはステップの全部または一部を有するものとした。当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で多くの他の実施形態および変形例が可能であることが理解されよう。
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、全体として、通信システムを対象とし、より詳細には、連接反復符号（concatenated repetition code）を使用してパケットを符号化する方法を対象とする。
【背景技術】
【０００２】
通信媒体として電力線を使用して信頼性の高い通信のコストを下げることに大いに注目が集まっている。これは電力線通信（ＰＬＣ）と総称される。これまで、ＰＲＩＭＥ（Powerline-Related Intelligent Metering Evolution）など、ＰＬＣを標準化しようという試みがなされてきた。ＰＲＩＭＥは、４０〜９０ｋＨｚのＣＥＮＥＬＥＣ Ａ帯域で動作するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）に基づく電力線技術の暫定規格である。本明細で参照する現在または既存のＰＲＩＭＥ規格は、ＰＲＩＭＥアライアンス技術ワーキンググループが定めたＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格（「ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ」）およびそれよりも前のバージョンの暫定規格である。
【０００３】
図１に、副基地局１０１を住宅１０２ａ〜１０２ｎに接続する典型的な電力分配システムを示す。副基地局１０１からの中電圧（ＭＶ）用電力線１０３により、数１０キロボルト程度の電圧が伝送される。変圧器１０４は、ＭＶ電力を低電圧（ＬＶ）電力に降圧し、交流１００〜２４０Ｖ程度の電圧がＬＶ線１０５を伝わる。変圧器１０４は、典型的には、５０〜６０Ｈｚ程度の極めて低い周波数で動作するように設計されている。変圧器１０４があるので、ＬＶ線１０５とＭＶ線１０３の間では、高周波信号、例えば、１００ｋＨｚよりも高い周波数の信号は通さない。ＬＶ線１０５は、典型的には、住宅１０２ａ〜１０２ｎの外に設置されるメーター１０６ａ〜１０６ｎを介して顧客に電力を供給する。パネル１０７などのブレーカパネルは、メーター１０６ｎと住宅１０２ｎ内にある電気配線１０８の間のインターフェースを提供する。電気配線１０８は、住宅１０２ｎにあるコンセント１１０、スイッチ１１１、その他の電気器具に電力を供給する。
【０００４】
図１に示す電力線トポロジを用いて、住宅１０２ａ〜１０２ｎへの高速通信を実現することができる。メーター１０６ａ〜１０６ｎで、ＬＶ電力線１０５に電力線通信（ＰＬＣ）モデム１１２ａ〜１１２ｎが結合され得る。ＰＬＣモデム１１２ａ〜１１２ｎを用いて、ＭＶ／ＬＶ線１０３、１０５を介してデータ信号を送受信する。このようなデータ信号を用いて、通信システム、高速インターネット、電話通信、テレビ会議、ビデオの配信、その他類似のサービスを提供し得る。電力伝送ネットワークを介して遠距離通信情報やデータ信号を伝送することにより、加入者１０２ａ〜１０２ｎそれぞれに新たなケーブルを敷設する必要がなくなる。このように、既存の電気分配システムを利用してデータ信号を搬送することによって、コストを大幅に削減することができる。電力線を介してデータを送信する一方法では、電力信号の周波数とは異なる周波数の搬送波信号を使用する。この搬送波信号は、送信すべきデータによって変調される。代替として、ＰＬＣモデム１１３を家庭の電気配線１０８を介してＭＶ／ＬＶ電力線に結合して、データ信号を送受信してもよい。
【０００５】
住宅１０２ａ〜１０２ｎのＰＬＣモデム１１２ａ〜１１２ｎは、ＭＶ／ＬＶ電力グリッドを使用してコンセントレータ１１４にデータ信号を送出し、かつコンセントレータ１１４からデータ信号を受信するが、そのために配線を追加する必要はない。コンセントレータ１１４は、ＭＶ線１０３またはＬＶ線１０５に結合すればよい。モデム１１２ａ〜１１２ｎは、高速ブロードバンドインターネット接続、ナローバンド制御アプリケーション、低帯域データ収集アプリケーションなどのアプリケーションに対応し得る。家庭環境においては、モデム１１２ａ〜１１２ｎにより、温調、空調、照明、セキュリティといったホームオートメーションやビルディングオートメーションが実現し得る。家庭外では、電力線通信ネットワークにより、街路照明の制御や電力メーターによる遠隔データ収集が実現される。
【０００６】
電力線ネットワークを通信媒体として使用することに伴う問題は、電力線がノイズや干渉の影響を受けることである。電力線ケーブルは、例えば、ＡＭ帯放送ラジオ信号、海事通信、電力線に結合した電気器具からのノイズに影響される。ノイズは、電力線に沿って伝播し、通信信号に混入し、それによって、通信信号が破損することがある。電力線ネットワークを使用することに伴う別の問題は、ケーブルの構造に起因するものである。ＭＶ電力線およびＬＶ電力線では、ケーブルの内部は一群の位相線を含み、各位相線は、３つの供給位相の１つを搬送する。無線周波数では、これら個々の線の間の容量に起因して、１本の線を伝わる信号が近隣の線に漏れたり混入したりする。この位相線間混入により、位相シフトその他の干渉が起きることがある。従って、これらの線に沿って伝播した後では、各線の通信信号の成分は、もはや互いに位相が合わない状態になっており、位相や振幅が異なってしまっている。受信側では、改変された受信信号を復号し元の信号を再構築しようと試みるが、このような混入や干渉が起こると、受信側で問題が生じる。
【０００７】
既存のＰＲＩＭＥシステムは低電圧（ＬＶ）電力線で良好に動作するが、中電圧（ＭＶ）線ではチャネル環境がより過酷になる。例えば、ＭＶ線では、ＬＶ線よりもバックグラウンドノイズが大きく、従って、ＭＶ線では信頼性の高い通信ができないことがある。
【発明の概要】
【０００８】
本発明の実施形態によれば、現在のＰＲＩＭＥシステムで用いる前方誤り訂正（ＦＥＣ）を変更することによって、ＰＬＣネットワークの過酷なチャネル環境においてより信頼性の高い通信が実現される。
【０００９】
本明細書で説明する符号化システムは、既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と並立することができ、かつ、実施が簡便で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格を大幅に変更する必要はない。本開示では、連接反復符号を用いる新しい符号化方式を説明する。この符号化方式により、ノイズのあるＭＶ電力線およびＬＶ電力線を介する送信に関連する問題が解決される。本明細書では、現在のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と下位互換性があるＰＨＹ層プロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）フォーマットも説明する（「ＰＨＹ」とは、国際標準化機構によるＯＳＩ（open system interconnection）活動のＯＳＩモデルの物理層のことである）。下記で説明する改変されたＰＲＩＭＥシステムを本明細書では「ロバストなＰＲＩＭＥ」システムと称する。
【００１０】
本発明の実施形態によれば、現在のＰＲＩＭＥシステムに対して、よりロバストな符号化が提供される。この符号化は、送信されるＰＰＤＵに、例えば、リードソロモン符号（ＲＳ符号）または反復符号を追加することを含み得る。こうすると、ノイズのあるＭＶ線およびＬＶ線を介して送信した後でデータを復元することができる。現在のＰＲＩＭＥシステムは、最大で６３個のＯＦＤＭ記号に対応しており、ペイロード中の各ＯＦＤＭ記号は、９６個のデータ副搬送波および１個のパイロット副搬送波を含む。ＲＳ符号が対応する最大出力は２５５バイトであり、これが、一度にＲＳ符号化し得る記号数を制限している。変調のタイプも、一度にＲＳ符号化し得る記号数に影響を及ぼす。本発明の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥシステムが送信するデータを分割して、ＲＳ符号器で処理し得るより小さなサブパーツにする。例えば、ロバストなＰＲＩＭＥシステムが６３個の記号を送信する必要がある場合、これらの記号をまず区画して、より小さな群にしなければならない。ここで、これら各群が含む記号数は、選択した変調方式に対してＲＳ符号化し得る数以下にする。このロバストなＰＲＩＭＥシステムは、大記号群を区画して部分群にしてロバストなＰＲＩＭＥ送信器および受信器がそれぞれ各群を同じように扱えるようにする方法をあらかじめ定義し得る。
【００１１】
このロバストなＰＲＩＭＥシステムは、一実施形態では、ロバストなＭＣＳに対応するために改変したＰＰＤＵヘッダを用いる。ロバストなデータ復号に対応するには、受信器はヘッダを復号することができなければならない。従って、ヘッダのロバスト性を高めることが望ましい。一実施形態では、ヘッダに対して最もロバストな（すなわち、データレートが最小の）ＭＣＳを用いる現在のＰＲＩＭＥ手法がそのまま用いられる。代替の一実施形態では、ヘッダの符号化には、データの符号化の方式よりもさらにロバストな方式を用いる。
【００１２】
ロバストなＰＲＩＭＥフォーマットのＰＰＤＵは、現在のＰＲＩＭＥフォーマットのＰＰＤＵと並立しなければならない。一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、受信したＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを識別し復号することができなければならず、かつ、ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵとして復号してはならない。好ましい一実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵのヘッダは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が誤ったポジティブＣＲＣを受ける可能性が少ないように選択される。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵおよびロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵの両方を受け取り、復号することができる。ＰＰＤＵヘッダのフォーマットは、これらの条件を満たすように選択すべきである。
【００１３】
一実施形態では、送信器は、畳み込みエンコーダと、この畳み込みエンコーダに結合されるロバストな符号器とを含む。これらの畳み込みエンコーダおよびロバストな符号器は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化された信号を生成する。差動変調器は、この符号化信号から差動変調された信号を生成する。この差動変調器に結合される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路は、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する。ロバストな符号器は、畳み込みエンコーダの出力に結合するか、または差動変調器の入力に結合する反復２符号（repetition 2 code）回路とし得る。このロバストな符号器は、ＭＡＣ層からのデータに、反復２符号ではなく反復Ｎ符号を追加してもよい。あるいは、このロバストな符号器は、畳み込みエンコーダの前に外部符号を付加してもよい。この外部符号はリードソロモン符号とし得る。ロバストな符号器は、ＭＡＣ層からのデータを区画して、各部分群のサイズが２５６バイト未満である部分群とすることができる。各部分群のサイズは、差動変調器が適用する変調のタイプに基づいて選択し得る。
【００１４】
別の実施形態では、ある装置が信号を変調し符号化する。メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からのデータは畳み込み符号化される。ＭＡＣ層からのデータのロバスト符号化は、畳み込み符号化の前または後で実施される。符号化されたデータは差動変調され、次いで、直交周波数分割多重化されて、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号が生成される。ロバスト符号化は、反復２符号化または反復Ｎ符号化とし得る。このロバスト符号化では、畳み込み符号化の前に外部符号を付加し得る。ロバスト符号化は、畳み込み符号化の前に実施されるリードソロモン符号化とし得る。
【００１５】
さらなる実施形態では、電力線ネットワークからＰＨＹプロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）を受け取り、このＰＰＤＵ内の第１のヘッダを復号することによって信号が復号される。次いで、このシステムは、第１のヘッダが第１のフォーマットに従って正常に復号されたかどうかを検証する。次いで、ＰＰＤＵ内の第２のヘッダが復号され、このシステムは、第２のヘッダが第２のフォーマットに従って正常に復号されたかどうかを検証する。次いで、第１または第２のフォーマットに従ってＰＰＤＵ内のペイロードが復号される。第１のフォーマットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットとし得る。第２のフォーマットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットにおいて利用可能でない変調および符号化を識別し得る。ＰＰＤＵペイロードを復号する方法は、第１のヘッダまたは第２のヘッダあるいはその両方が正常に復号されたかどうかに依存して決定される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】３相電力線通信用のシステムを示す図である。
【００１７】
【図２】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００１８】
【図３】畳み込みエンコーダの出力で反復符号を用いるＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００１９】
【図４】インターリーバ・ブロックの後に反復符号を配置したＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２０】
【図５】リードソロモン符号などの外部符号を付加したＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２１】
【図６】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったヘッダフィールドを有するパケットを示す図である。
【００２２】
【図７】一実施形態に従ったロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットの一例を示す図である。
【００２３】
【図８】ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格に従ったＰＰＤＵヘッダフィールドを示す図である。
【００２４】
【図９】受信したＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が復号する際に用いる手順の一例を示す図である。
【００２５】
【図１０】受信したＰＰＤＵをロバストなＰＲＩＭＥ受信器が復号する際に用いる手順の一例を示す図である。
【００２６】
【図１１】畳み込みエンコーダの前にリードソロモン符号などの外部符号が付加され、畳み込みエンコーダの後に反復２符号が付加されるＰＨＹ送信器の構成要素を示す図である。
【００２７】
【図１２Ａ】周波数ドメイン差動変調に対する差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００２８】
【図１２Ｂ】周波数ドメイン差動変調に対する差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００２９】
【図１２Ｃ】周波数ドメイン差動変調に対する差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）のマッピングを示す図である。
【００３０】
【図１３】一実施形態に従った逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）における副搬送波マッピングを示す図である。
【００３１】
【図１４】代替の一実施形態に従ったデータフレーム構造を示す図である。
【００３２】
【図１５】代替の一実施形態に従った肯定応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ）フレームを示す図である。
【００３３】
【図１６Ａ】代替の一実施形態に従った２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）、およびロバスト変調（ＲＯＢＯ）でのデータ符号化を示す。
【００３４】
【図１６Ｂ】代替の一実施形態に従った差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）でのデータ符号化を示す。
【００３５】
【図１７】一実施形態に従ったＩＦＦＴの入出力構成を示す図である。
【００３６】
【図１８】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する例を示す図である。
【００３７】
【図１９】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する代替例を示す図である。
【００３８】
【図２０】電力線通信用の送信器および／または受信器回路と３つの位相電力線を接続する別の代替例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、添付の図面を参照して本発明をより詳細に説明する。本発明は、多くの異なる形態で実施することができるが、本明細書に記載する実施形態に限定されると解釈すべきではなく、これらの実施形態は、本開示にもれがなく完全であり、かつ、本開示により本発明の範囲が当業者にすべて伝わることを意図して提供されるものである。当業者なら、本発明の様々な実施形態を利用することができよう。
【００４０】
図２に、既存のＰＲＩＭＥ規格に従ったＰＲＩＭＥ ＰＨＹ Ｒ１．３Ｅ送信器２００を示す。ＰＨＹ層は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からＰＨＹ層プロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）の入力を受け取る。このＰＰＤＵは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）ブロック２０１を通ってパスし、次いで、畳み込みエンコーダ２０２で畳み込み符号化され、スクランブラ２０３でスクランブルがかけられる。スクランブラ２０３の出力はインターリーバ２０４でインターリーブされ、次いで、副搬送波変調器２０５で差動変調される。この変調は、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式、または差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）方式を用いて行われる。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック２０６およびサイクリック・プレフィックス・ジェネレータ２０７でＯＦＤＭを実施する。送信器２００における前方誤り訂正（ＦＥＣ）は、拘束長が７でレート１／２の畳み込み符号化である。
【００４１】
送信器２００で採用される変調および符号化など、既存のＰＲＩＭＥ規格に記載の伝送方法は、典型的なＬＶネットワークで問題なく使えることがわかっている。しかし、よりノイズが多いＭＶネットワークなどの過酷なチャネル環境で性能を向上させるにはいくつかの変更が必要である。具体的には、ＰＲＩＭＥ規格に別の変調および符号化の方式（ＭＣＳ）を追加することにより、信頼性の高い通信で許容可能な最小信号雑音比（ＳＮＲ）を下げることができる。しかし、このように別の変調および符号化の方式に変更すると、データレートが下がってしまう。
【００４２】
現在のＰＲＩＭＥ規格は、ＤＢＰＳＫ変調、ＤＱＰＳＫ変調、Ｄ８ＰＳＫ変調で、レート１／２の畳み込み符号を用いる場合と用いない場合の６種類のＭＣＳに対応している。これらの変調および符号化の方式の最小データレートでは、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルでビット誤り率（ＢＥＲ）が１０−５にするには、約４ｄｂのＳＮＲが必要であることがわかっている。ＰＲＩＭＥシステムはより低いＳＮＲで動作することが望ましいことがある。より低いＳＮＲで機能するには、ＰＲＩＭＥシステムはよりロバストな変調および符号化の方式（ＭＣＳ）を必要とするが、その結果、システムのデータレートが下がることがある。
【００４３】
一実施形態では、畳み込み符号の出力で反復符号を付加することによってＭＣＳの組合せを強化することができる。例えば、図３に、畳み込みエンコーダ３０２の出力で反復２符号（repetition 2 code）３０１を用いるＰＨＹ送信器３００を示す。反復２符号は、ＡＷＧＮチャネルでＳＮＲを３ｄＢ改善させることが知られており、他の形態のチャネルではさらに改善度が高くなることがある。図３に示す送信器の実施形態の利点の１つは、実装が簡単なことである。既存のＰＲＩＭＥ規格の変更を最小限に抑えながら、既存のＰＲＩＭＥ ＰＨＹ送信器に反復２符号を付加することができる。必要に応じて、反復２符号の代わりに反復Ｎ符号を付加し得ることを理解されたい。
【００４４】
図４に示す別の実施形態では、ＰＨＹ送信器４００において、インターリーバ・ブロック４０２の後に反復符号４０１を配置する。反復符号４０１は、反復２符号としてもよいし、反復Ｎ符号としてもよい。
【００４５】
図５に示すさらに別の実施形態では、ＰＨＹ送信器５００にリードソロモン符号などの外部符号を付加する。リードソロモン符号（ＲＳ符号）５０１は、外部符号として畳み込みエンコーダ５０２の前に付加する。リードソロモン符号は、バースト誤りを補正するのに用いられる符号としてよく知られている。１つのＰＰＤＵ内の記号数に基づいて、かつ、ガロア域（ＧＦ）２８を用いると、下記で説明するようにＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を求めることができる。畳み込み符号の出力ビット数は、ＯＦＤＭ記号数（ＮＳＹＭ）と、記号当たりの変調された搬送波数（ＮＳＣ、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅでは９６に等しい）と、変調された搬送波当たりのビット数（ＮＭＢ、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫではそれぞれ１、２、３に等しい）との積によって与えられる。従って、リードソロモン符号の出力バイト数は、下記の式で計算される。
【数１】
【００４６】
ここで、畳み込み符号のレートＲＣＣは１または１／２であり、レートが１または１／２である場合のパッドビット数ＰＣＣは０または８である。
【００４７】
短縮リードソロモン符号（２５５，２５５−２×ｔ）は、ｔ＝４およびｔ＝８に対し用いることができる。符号化効率の理由で、一実施形態ではｔ＝４を用いる。
【００４８】
数式１で示した公式は、下記の場合を除きあらゆる場合に当てはまる。
１．ＮＲＳ−ＯＵＴ＜ｔ：これは、ＰＰＤＵ当たりの記号数が最小数未満になる場合に生じる。最小数は、用いる変調および符号化の方式によって決まる。一実施形態では、小さなＰＰＤＵサイズ（すなわち、最小数未満）を無効にしてリードソロモン符号化を可能にする。
２．ＮＲＳ−ＯＵＴ＞２５５：これは、例えば、ＤＢＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が４２よりも大きい場合、または、ＤＱＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が２１よりも大きい場合、あるいはＤ８ＰＳＫでレート１／２の符号化の場合のＯＦＤＭ記号数が１４よりも大きい場合に生じる。
【００４９】
一実施形態では、ＮＲＳ−ＯＵＴ＞２５５の場合のパケットを扱うために、入力パケットをセグメント化してほぼ等しいサイズのリードソロモンパケットにする。セグメント数は、Ｓ＝ｃｅｉｌ（ＮＲＳ−ＯＵＴ）／２５５として計算される。ＮＳＥＧ＝ｆｌｏｏｒ（ＮＲＳ−ＯＵＴ／Ｓ）およびＭＳＥＧ＝ｍｏｄ（ＮＲＳ−ＯＵＴ，Ｓ）と定義すると、ｓ番目のセグメントからのリードソロモン出力バイト数は、ｓ＝１，．．．，ＭＳＥＧの場合、（１＋ＮＳＥＧ）に等しく、ｓ＝ＭＳＥＧ＋１，．．．，Ｓの場合、ＮＳＥＧに等しい。
【００５０】
表１、表２、および表３から、それぞれＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫ用のリードソロモンパラメータが得られる。ＲＳ符号パラメータは、ＯＦＤＭ記号数および選択された変調方式にのみよって決まる。このＲＳエンコーダ情報を表すのに、ＰＰＤＵヘッダでの他のパラメータ化は不要である。ＲＳエンコーダへの入力に対するパディングビット数が６バイトよりも大きくなることはないので、ＰＰＤＵヘッダ内のフィールドを用いてパッド長情報を記録することができる。
【００５１】
ＰＰＤＵ当たりＯＦＤＭ記号数を３９としたＤＢＰＳＫの場合、この方式を用いた１つのＰＰＤＵは、（（３９・９６・１・１／２）−８）＝１８６４ビットを、畳み込みエンコーダへの入力として搬送することができる。畳み込み符号化に対するＰＲＩＭＥペイロードフォーマットにおいてフラッシングビットを８個とすると、これはｎ＝２３３バイトに相当する。対応するｋはｔによって決定し得る。
【００５２】
表１に示すように、ＲＳ符号化は、ＯＦＤＭ記号を最大で４２個としたＤＢＰＳＫで機能する。ＰＰＤＵ当たりＯＦＤＭ記号が４２個よりも多いＤＢＰＳＫでは、値ｎが大きくなりすぎる。例えば、ＯＦＤＭ記号を４３個としたＤＢＰＳＫでは、１つのＰＰＤＵは、（（４３・９６・１・１／２）−８）＝２０５６ビットを、畳み込みエンコーダへの入力として搬送することができる。これは、ｎ＝２５７バイトに相当し、制限値２５５よりも大きい。この場合、４３個のＯＦＤＭ記号を分割して２つ以上の記号部分群（例えば、２１個のＯＦＤＭ記号群および２２個のＯＦＤＭ記号群）にすることができる。次いで、これら２つのＯＦＤＭ記号部分群を、表１のデータを用いてＲＳエンコーダによって別個に符号化する。次いで、こうして得られた２つのＲＳエンコーダ出力のビットを、畳み込みエンコーダによって符号化する。一実施形態では、ヘッダ情報ビットをセーブするために、上記組合せを予め定義してもよい。ＰＰＤＵのサイズに合わせるために、ゼロをさらに８個用いて畳み込みエンコーダをゼロ状態にすることができる。ＯＦＤＭ記号が４３個のＰＰＤＵの上記の例では、２１個の記号群と２２個の記号群の２つを別々に符号化する。こうすると、これら２つの群の記号に対して、表１から、それぞれｎ＝１２５およびｎ＝１３１になる。畳み込みエンコーダにゼロをさらに８個配置することによって、畳み込みエンコーダからの出力ビット数が、（１２５・８＋１３１・８＋８＋８）・２＝４１２８ビットになり、４１２８／９６＝４３個のＯＦＤＭ記号に適合する。ＰＰＤＵ長が４３よりも長い場合、ＰＰＤＵを２つ以上のより小さな記号部分集合に分割することによって類似の処理を適用することができる。ＯＦＤＭ記号が４２個よりも多いＰＰＤＵをＲＳ符号化する場合の最適な組合せは、シミュレーションによって求めることができる。他のＭＣＳ方式の場合、上記のＤＢＰＳＫの場合と同じ議論が成り立つ。ＰＰＤＵヘッダは必要に応じて別途設計し得る。
【００５３】
下記の表１に、ＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表１】
【００５４】
下記の表２に、ＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表２】
【００５５】
下記の表３に、Ｄ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表３】
【００５６】
表４〜６に、反復２符号が内部符号として用いられる場合のＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を示す。これらの表は例であり、反復Ｎ符号で容易に拡張し得る。これらの表に列記する記号数よりも多いＯＦＤＭ記号を送出するために、このシステムは、上記で説明したように、ＯＦＤＭ記号をより小さな部分集合に区画することができる。例えば、畳み込み符号を用いないＤＢＰＳＫでは、４３個のＯＦＤＭ記号を区画して、２２個の記号の部分群および２１個の記号の部分群にすることができる。こうして区画されたものは、２２個のＯＦＤＭ記号および２１個のＯＦＤＭ記号としてそれぞれ独立にＲＳエンコーダで符号化することができる。次いで、これら２つのＲＳエンコーダ出力ストリームは、畳み込みエンコーダで一緒に符号化される。大きなサイズのＯＦＤＭ記号ＰＰＤＵの最適な区画は、シミュレーションの結果から決めることができる。
【００５７】
下記の表４に、反復２符号を内部符号として用いるＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表４】
【００５８】
下記の表５に、反復２符号を内部符号として用いるＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表５】
【００５９】
下記の表６に、反復２符号を内部符号として用いるＤ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表６】
【００６０】
畳み込み符号器を使用しない場合でも、ＲＳ符号化を用いることができる。この場合のＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）を表７〜９に示す。先に述べたように、これらの表に記載のＯＦＤＭ記号数よりも多いＯＦＤＭ記号を送出するには、ＰＰＤＵを区画して、それぞれより少ない数のＯＦＤＭ記号を含むサブパーツにすればよい。例えば、ＤＢＰＳＫは、最大で２１個のＯＦＤＭ記号まで扱うことができる。畳み込み符号を用いないＤＢＰＳＫでＰＰＤＵが４２個のＯＦＤＭ記号を有する場合、このＰＰＤＵを、２１個のＯＦＤＭ記号のサブパーツ２つに区画することができる。次いで、この２１個のＯＦＤＭ記号のサブパーツをＲＳエンコーダでそれぞれ独立に符号化する。大きなサイズのＰＰＤＵの最適な区画は、シミュレーションの結果から決めることができる。
【００６１】
下記の表７に、畳み込み符号化を用いないＤＢＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表７】
【００６２】
下記の表８に、畳み込み符号化を用いないＤＱＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表８】
【００６３】
下記の表９に、畳み込み符号化を用いないＤ８ＰＳＫ ＲＳエンコーダに対応するデータを示す。
【表９】
【００６４】
他の実施形態は、より低いレートの畳み込み符号を用いるか、あるいは、２つの畳み込み符号を含むターボ符号を用いることを含む。これらの実施形態はより複雑であり、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅから大きく異なっているが、より低いレートの畳み込み符号またはターボ符号を用いる送信器により、この場合もロバストなＭＣＳが提供される。
【００６５】
下記では、ロバストなＭＣＳに対応するＰＰＤＵヘッダの変更例を明らかにする。ロバストなデータ復号に対応するために、受信器はまず、ヘッダを復号可能でなければならない。従って、ヘッダのロバスト性を高めることが望ましい。一実施形態では、ヘッダに最もロバストな（すなわち、データレートが最小の）ＭＣＳを用いる現在のＰＲＩＭＥ方式を踏襲している。代替の一実施形態では、ヘッダ符号化にデータ符号化の方式よりもさらにロバストな方式を用いる。
【００６６】
スペクトル効率が同じ場合、ある種の方式が他の方式よりも明らかによい。例えば、レート１／２の符号を用いるＤＱＰＳＫのレートは、符号化を行わないＤＢＰＳＫのレートと同じだが、それよりも性能がよい。このことを考慮に入れて、いくつかの方式を取り除いて試験を簡単にする。下記の表１０に、ヘッダに対するＭＣＳの組合せの例を示す。ＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵヘッダは、４ビットのプロトコル・フィールドを含む。図６に、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅの暫定規格によるパケット６００を示す。パケット６００は、４ビットのプロトコル・フィールドを含むヘッダフィールド６０１を有する。このプロトコル・フィールド内の符号により、ＰＰＤＵを符号化するのに用いる変調および符号化の方式（ＭＣＳ）が識別される。ロバストなＰＲＩＭＥシステムでは、ある種のＭＣＳエントリ、例えば、符号化を行わないＤＢＰＳＫ、符号化を行わないＤＱＰＳＫなどは、充分な性能が得られないのであれば用いない。レート１／２の符号を反復するＤＢＰＳＫ、レート１／２の符号を反復するＤＱＰＳＫなどの、追加のＭＣＳがロバストなＰＲＩＭＥシステムに追加される。
【表１０】
【００６７】
一実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥシステムは、現在のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性を維持する。ロバストなＰＲＩＭＥシステム用のヘッダの変調および符号化の方式では、ヘッダに対する変調および符号化の方式が最もロバストな単一パケットフォーマットを用いることができる。しかし、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がロバストなＰＲＩＭＥヘッダを復号することができないため、この構成は下位互換性がない。代替として、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ送信器からパケットを受け取り、それを復号することができる。
【００６８】
別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３ＥパケットおよびロバストなＰＲＩＭＥパケットの両方を送受信することができる。そのため、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅモデムと通信する際にはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅパケットを送信し、別のロバストなＰＲＩＭＥモデムと通信する際にはロバストなＰＲＩＭＥパケットを送信する。このモードに対応するために、ロバストなＰＲＩＭＥモデムは、そのバージョン番号を、初期接続セットアップ中に他のロバストなＰＲＩＭＥモデムに示す必要がある。その後、２つのロバストなＰＲＩＭＥモデム間でさらに通信を行う場合には、ロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットを用いればよい。代替の一実施形態では、２つのロバストなＰＲＩＭＥモデムは、それらの間の接続が良好な場合にはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅパケットを用いて通信を行い、接続が良好でない場合にはロバストなＰＲＩＭＥフォーマットを用いて通信を行う。
【００６９】
上記の実施形態に伴う問題は、多数のロバストなＰＲＩＭＥモデムの近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器の挙動である。同じ線上にあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、近隣のロバストなＰＲＩＭＥモデムが送出するＰＰＤＵプリアンブルを検出し、このＰＰＤＵのヘッダを、あたかもそれがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットであるかのように復号しようと試みることに留意されたい。ＣＲＣ長は８ビットであるので、こうしたヘッダを復号したものの約１／２５６が誤ったＣＲＣパスを示してしまう。こうした誤ったポジティブに対し、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はパケットを誤って用いることがあり、その結果、ネットワークの挙動が不安定になる。
【００７０】
上記問題には少なくとも２つの解が存在する。１つの解は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＭＣＳフォーマットで充分にロバストな通信が実現されないときにのみロバストなＰＲＩＭＥヘッダを用いるという要件を設定することである。しかし、このような要件は、例えば、その線上でＳＮＲが変動する場合や送信器と受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを用いると確認し合った後でＳＮＲが劣化する場合には、実際の動作条件にうまく変換されないことがある。
【００７１】
第２のより信頼性の高い解は、ロバストなＰＲＩＭＥパケットフォーマットを図７に示すように用いることである。ロバストなＰＲＩＭＥパケット７００では、有効なＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットヘッダ７０１が、ロバストなＰＲＩＭＥヘッダ７０２に加えてロバストなＰＲＩＭＥパケット内に埋め込まれている。そのため、近隣のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ほとんどのロバストなＰＲＩＭＥパケットヘッダを正しく復号することになり、その結果、挙動が安定する。さらに、用心のため、前記ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダ内のフィールドの一部が予約フィールド値を用いて、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がロバストなＰＲＩＭＥパケットの付加部分を復号しないようにし得る。ロバストなＰＲＩＭＥモデムはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅモデムと通信することができるが、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３ＥモデムはやはりロバストなＰＲＩＭＥパケットを受信することはできない。
【００７２】
既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性は、ロバストなＰＲＩＭＥシステムを使用する際の重要な問題になり得る。一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格用のＰＰＤＵフォーマットを改変して、ロバストなＰＲＩＭＥシステムを既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格と下位互換性があるようにし得る。図６に、既存のＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵフォーマット６００を示す。ＰＲＩＭＥヘッダの最初の４ビットは、表１０に示すようなＭＣＳ情報を表す。ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格との下位互換性を保つために、図７に示すロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵフォーマット７００を、例えば反復２符号と合わせて使用することを提案する。他の符号の場合には、新しいＰＰＤＵ内のヘッダ長を変更することができる。ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵ７００用のヘッダフォーマットは、図８に示すように、表１０内の該当するビットを含むプロトコル・フィールド８０１を有するＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダフォーマットとすることができる。
【００７３】
ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵフォーマット７００では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダ７０１内のＭＣＳ情報用のビットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ暫定規格のオリジナル部分以外の表１０内の「予約」部分のビットに設定し得る。あるいは、ロバストなＰＲＩＭＥ送信器は、「予約」部分にフラグビットを追加して、ＰＰＤＵがロバストなＰＲＩＭＥ規格に準拠しているか否か通知してもよい。
【００７４】
ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器の場合、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵを受け取り、そのヘッダが有効なＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵ情報、例えば、図８に示すフィールド、を含む場合、このＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は通常通りペイロードを復号する。ロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵを受け取った場合、このＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はまずヘッダを復号しようと試みるが、ヘッダ情報がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵフォーマットに適合しないことがわかる。例えば、ヘッダ内の最初の４つのプロトコル・ビットは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ「予約」ビットに設定され得る。受信器はこのＰＰＤＵを廃棄してもよいし、かつ／または、より高位の層がＭＡＣアドレスを処理することによってこのＰＰＤＵを扱ってもよい。好ましくは、ＰＰＤＵ長情報をより高位の層に転送してＣＳＭＡスケジューリングを行う。
【００７５】
図９に、受信したＰＰＤＵをＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器が復号する際に用いる手順の例を示す。ステップ９０１で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はＰＰＤＵプリアンブルを探し、ステップ９０２で、受信したＰＰＤＵを識別する。ステップ９０３で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ＰＰＤＵのヘッダを復号し、ステップ９０４で、ヘッダが正常に復号されたかどうか判定する。ヘッダが正常に復号されなかった場合、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器はステップ９０１に戻り、次のＰＰＤＵを識別する。ヘッダが正常に復号された場合、ステップ９０５で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、このヘッダがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダかどうか判断する。ヘッダがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダでない場合、処理はステップ９０１に戻り、次のＰＰＤＵを識別する。ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダが検出されると、ステップ９０６で、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器は、ＰＰＤＵペイロードを復号する。
【００７６】
適切に設計されていれば、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵおよびロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵの両方を復号することができる。図１０に、受信したＰＰＤＵをロバストなＰＲＩＭＥ受信器が復号する際に用いる手順の例を示す。ステップ１００１で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＰＤＵプリアンブルを探し、ステップ１００２で、受信したＰＰＤＵを識別する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、図６に示すＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットまたは図７のロバストなＰＲＩＭＥフォーマットでＰＰＤＵを受信すればよい。いずれの場合も、ステップ１００３で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、レート１／２の畳み込み符号を含むＰＰＤＵからＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号しようと試み、ステップ１００４で、ヘッダが正常に復号されたかどうか判定する。
【００７７】
ＰＰＤＵがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットの形式であり、かつ、ステップ１００３での復号が正常に行われたとすると、処理はステップ１００５に移行し、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダであることを確認する。表１０の例に示すような、プロトコル・フィールドの「予約」部分に対応するビットはこの場合存在せず、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、現在のＰＰＤＵがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵであると認識する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、誤ってＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号して、ＣＲＣもパスしてしまうことがあるので、ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、２回目のロバストなヘッダ復号を行い、ステップ１００７で、復号が正常に行われたかどうか判定する。ステップ１００６および１００７でヘッダがＣＲＣにパスした場合、このＰＰＤＵはロバストなＰＲＩＭＥパケットであり、処理はステップ１００８に移行し、ロバストなＰＲＩＭＥ復号を行う。ステップ１００６および１００７でヘッダがＣＲＣにパスしない場合、ステップ１００９でＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ復号を行う。ヘッダの最初の４ビットは、正しいＭＣＳ情報を記述しており、ヘッダが正しく復号された後で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はペイロード情報を復号することができる。
【００７８】
ステップ１００４でロバストなＰＲＩＭＥ受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを正しく復号できない場合、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１０１０で、ＰＰＤＵのロバストなＰＲＩＭＥヘッダ領域を復号しようとする。ただし、ペイロードの復号は、受信したＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ ＰＰＤＵのペイロード部分に対して行われる。ステップ１０１１でロバストなＰＲＩＭＥヘッダがＣＲＣにパスする場合、ステップ１０１２でロバストなＰＲＩＭＥペイロードが復号される。ステップ１０１１でロバストなＰＲＩＭＥヘッダがＣＲＣにパスしない場合、処理はステップ１００１に戻り、次のＰＰＤＵを探す。
【００７９】
ステップ１００２でロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵを受信すると、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はまず、ステップ１００３で、レート１／２の畳み込み符号を含むＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを復号する。復号されたヘッダの最初の４ビットが表１０に示す「予約」部分のビットと一致すれば、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１００５で、現在のＰＰＤＵがロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵであると認識することになる。ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ＰＰＤＵ内のロバストなＰＲＩＭＥヘッダを識別する。ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はまた、ステップ１００６で、ロバストなＰＲＩＭＥヘッダを復号する。ステップ１００７でロバストなＰＲＩＭＥヘッダ内の復号されたビットを用いて、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器はステップ１００８でペイロードを復号する。
【００８０】
ステップ１００５でロバストなＰＲＩＭＥ受信器がＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダを正しく復号できない場合、ロバストなＰＲＩＭＥ受信器は、ステップ１０１３でロバストなＰＲＩＭＥ ＰＰＤＵヘッダを復号しようと試みる。ロバストなＰＲＩＭＥヘッダはＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅヘッダよりもロバスト性が高いので、ステップ１０１４でロバストなＰＲＩＭＥヘッダが正しく復号され識別される確率が高い。ステップ１０１４でロバストなＰＲＩＭＥヘッダが識別されると、ステップ１０１５でペイロードが復号される。そうでない場合には、処理はステップ１００１に戻り、次のＰＰＤＵを探す。
【００８１】
図６に示すように、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブル長は２．０４８ミリ秒であり、最大で−２ｄＢのＳＮＲで正確な検出および配置が行われると思われる。ＳＮＲをもっと低くして動作させることが必要とされる場合には、プリアンブル長を長くすべきである。異なる実施形態では、下位互換性が望まれるかどうかに応じて、プリアンブルを長くすることが可能である。
【００８２】
一実施形態では、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルを、その中でいくつかのサンプルを繰り返すことによって拡張することができる。別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルを、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルを２回繰り返したものとし得る。しかし、この実施形態には、近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルの一部を検出し、残りのＰＰＤＵを復号しようと試みて、誤ったプリアンブル配置になるという欠点がある。
【００８３】
別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルはプレフィックス・シーケンスを含む。このプレフィックス・シーケンスは、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルと相関しておらず、後にＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルが続くものである。この実施形態では、近くにあるＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルを正しく検出し、かつ、正しいプリアンブル配置を得ることが保証される。この実施形態では、ＰＲＩＭＥ中心周波数にダウンコンバートした後で「ベースバンド」で真のシーケンスが得られるようにプレフィックス・シーケンスを選択し得る。こうすると、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルの検出が簡単になる。
【００８４】
さらに別の実施形態では、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルを、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅプリアンブルとは全く異なるものとし得る。簡単のため、先に述べたように、ロバストなＰＲＩＭＥプリアンブルは、真の「ベースバンド」相当のものを有するように選択し得る。この実施形態の欠点は、ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅ受信器がこのプリアンブルを検出することができず、使われていないチャネルの判断が正しくなされないことがあることである。
【００８５】
図１１に、別の実施形態のＰＲＩＭＥ ＰＨＹ送信器１１００を示す。ＰＨＹ層は、ＭＡＣ層からのＰＰＤＵ入力を受け取る。このＰＰＤＵは、ＣＲＣブロック１１０１を通ってパスし、次いで、リードソロモン符号１１０２が外部符号として付加される。ＲＳパラメータ（ｎ，ｋ，ｔ）は先に述べたように求めることができる。畳み込みエンコーダ１１０３の後で、反復２符号１１０４が付加される。必要に応じて反復２符号の代わりに反復Ｎ符号を付加し得ることを理解されたい。さらに、別の実施形態では、反復２符号１１０４をインターリーバ１１０６の後に配置してもよい。次いで、この信号をスクランブラ１１０５でスクランブルし、インターリーバ１１０６でインターリーブする。次いで、この信号を副搬送波変調器１１０７で差動変調する。この変調は、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式、または差動８相位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）方式を用いる。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック１１０８およびサイクリック・プレフィックス・ジェネレータ１１０９でＯＦＤＭを実施する。
【００８６】
送信器１１００を使用して、図７に示すデュアルヘッダフォーマットのＰＰＤＵを生成し得る。さらに、このようなＰＰＤＵは、図１０に示す処理を用いて復号することができる。
【００８７】
一実施形態では、例えば、ＰＲＩＭＥ物理層仕様に準拠したシステムでは、周波数ドメイン差動符号化を用いてＰＰＤＵを変調する。このようなシステムが、「Draft Standard for Powerline-Related Intelligent Metering Evolution（電力線に関連するインテリジェントメータリングの進化についての暫定規格）」バージョンＲ１．３Ｅという名称の文献に開示されており、ＰＲＩＭＥプロジェクトによって発行されている。この開示全体をここで参照により本明細書に組み込む。ＰＰＤＵペイロードは、１個のパイロット副搬送波と、記号当たり９６，１９２ビットまたは２８８ビットを含む９６個のデータ副搬送波とを用いて多重搬送波差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）信号として変調される。このＰＰＤＵのヘッダは、１３個のパイロット副搬送波と、記号当たり８４ビットを含む８４個のデータ副搬送波とを用いてＤＢＰＳＫで変調される。
【００８８】
このＰＲＩＭＥ送信器では、インターリーバから出力されるビットストリームは、それぞれＭビットの群に分割される。ここで、Ｍビット群の最初のビットは最上位ビット（ｍｓｂ）である。ＰＰＤＵは、それぞれ図１２Ａ〜１２Ｃに示すＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、またはＤ８ＰＳＫマッピングを用いる周波数ドメイン差動変調で変調される。下記の数式２は、Ｍ個の位相のＭａｒｙ−ＤＰＳＫ位相配置（constellation）を定義するものである。
【数２】
ここで、ｋは、ＯＦＤＭ記号中のｋ番目の副搬送波を表す周波数指標であり、ｋ＝１は位相基準パイロット副搬送波に対応し、ｓは、所与の副搬送波に対する変調器出力（複素数）であり、θｋは、下記のように得られる変調された信号の絶対位相を表す。
【数３】
【００８９】
数式３は、ペイロードにおいてｋ＞１のときに当てはまり、ｋ＝１の副搬送波は位相基準パイロットである。ヘッダが送出されるとき、ｋ番目の副搬送波に割り付けられるパイロットは、ｋ＋１番目の副搬送波に割り付けられるデータの位相基準として用いられる。ここで、Δｂｋ∈｛０，１，．．．，Ｍ−１｝は、位相配置エンコーダが供給するように、位相増分で符号化された情報を表す。ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、Ｄ８ＰＳＫの場合、Ｍはそれぞれ２、４、８となる。
【００９０】
変数Ａは、シェーピングパラメータであり、位相配置の中心からの環半径を表す。プリアンブルのｒｍｓパワーがＯＦＤＭ記号のｒｍｓパワーに類似していることが望ましく、こうすると、受信側で自動利得制御タスクを行う助けになる。
【００９１】
ＯＦＤＭ記号は数学的な形式ではのように表現することができる。
【数４】
ここで、ｉは、ｉ番目のＯＦＤＭ記号を表す時間指標であり、０，１，．．．の値をとる。ｎは、サンプル指標であり、４８≦ｎ≦５５９（０から４７までは、ｎはサイクリック・プレフィックス（ＮＣＰ＝４８）の指標を表す）を満足する。ｓ（ｋ，ｉ）は、副搬送波変調ブロックからの複素値である。
【００９２】
図１３に、一実施形態で用いられる複素５１２点ＩＦＦＴに対する副搬送波マッピングを示す。図１３に示すように、９６個の副搬送波がマッピングされており、記号＊は複素共役を表す。逆フーリエ変換後、記号は、４８個のサンプルによって巡回拡張され、それによって、サイクリック・プレフィックス（ＮＣＰ）が生成される。
【００９３】
図１４および図１５に、代替の一実施形態のＰＨＹ送信器がサポートする２つのタイプのフレームを示す。図１４は、ＯＦＤＭ ＰＨＹに対するデータフレーム構造１４００を示す。各フレームは、プリアンブル１４０１で始まり、プリアンブル１４０１は、自動利得制御適合に加えて同期および検出にも用いられる。ＳＹＮＣＰブロックは＋１が乗算された記号を表し、ＳＹＮＣＭブロックは−１が乗算された記号を表す。プリアンブル１４０１は、８個のＳＹＮＣＰ記号からなり、その後に、１．５個のＳＹＮＣＭ記号が続くが、隣り合う記号間にサイクリック・プレフィックスはない。最初の１個の記号は、先頭の点に対する二乗余弦シェーピングを含み、最後の半分の記号も、末尾の点に対する二乗余弦シェーピングを含む。このプリアンブルの後には、フレーム制御ヘッダ（ＦＣＨ）１４０２に割り付けられた１３個のデータ記号が続く。ＦＣＨは、データフレームを復調するのに必要とされる重要な制御情報を有する。次いで、データ記号１４０３が送信される。ＧＩブロックは、保護区間を表す。保護区間は、サイクリック・プレフィックスを含む区間である。
【００９４】
図１５に、肯定応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ）フレーム１５００を示す。フレーム１５００は、プリアンブル１５０１およびＦＣＨ１５０２のみからなる。ＦＣＨ内のビットフィールドは、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を発生させる。代替の一実施形態では、例えば、ＰＬＣ Ｇ３ ＯＦＤＭに準拠したシステムでは、コヒーレント／差動２相偏移変調または差動４相偏移変調（ＢＰＳＫ、ＤＢＰＳＫ、またはＤＱＰＳＫ）あるいはロバスト変調を用いて各搬送波信号を変調することができる。ＰＬＣ Ｇ３物理層の仕様は、ｅＲＤＦ（Electricite Reseau Distribution France）が発行した「PLC G3 Physical Layer Specification（ＰＬＣ Ｇ３物理層仕様）」という名称の文献である。この開示全体をここで参照により本明細書に組み込む。ロバスト変調は、ＤＢＰＳＫのロバスト性を高めたものであり、時間を長くし様々な周波数を用いて、システムが悪条件下で動作する能力を向上させる。前方誤り訂正符号化（ＦＥＣ）は、通信パケットにおいては、フレーム制御情報（超ロバスト符号化）およびデータ（連接リードソロモン符号化および畳み込み符号化）の両方に適用される。
【００９５】
マッピング・ブロックは、送信される信号が所与のトーンマップおよびトーンマスクに合うようにするためのものである。トーンマップおよびトーンマスクは、ＭＡＣ層の概念である。トーンマスクは、あらかじめ定義された（静的な）システム全体にわたるパラメータであり、開始周波数、終了周波数、およびノッチ周波数を定義するものである。トーンマップは、適応的パラメータであり、チャネル推定に基づいて、電力線を介する送信器と受信器との間の特定の通信に用いられる一連の搬送波を含む。例えば、極度に弱くなってしまう搬送波を識別してそれを防ぐことができ、トーンマップおよびトーンマスクに従ったこれらの搬送波に関しては、何の情報も送信されない。
【００９６】
２相偏移変調（ＢＰＳＫ）では、各フレーム制御記号は、あらかじめ定義した位相基準を用い、この位相基準はプリアンブルとして用いられる。２進シーケンスは位相ベクトルとして符号化され、この位相ベクトルにおいて、各エントリは、位相基準ベクトルφに対する位相シフトとして定められる。位相シフト０度は２進の「０」を示し、位相シフト１８０度は２進の「１」を示す。コヒーレントなＢＰＳＫ用のマッピング関数は、トーンマスクに従わなければならない。そのため、マスクされた搬送波は、割り当てられた位相記号ではない。コヒーレントなＢＰＳＫ用のｋ番目の副搬送波のデータ符号化は、ＢＰＳＫ符号化を示す表１１において下記のように定義される。
【表１１】
【００９７】
データビットは、差動変調（ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、またはロバスト）に対してマッピングされる。位相基準ベクトルφを用いる代わりに、各位相ベクトルはその位相基準として、同じ搬送波の前の記号を用いる。ただし、最初のデータ記号は、あらかじめ定義された位相基準ベクトルを用いる。図１６Ａおよび１６Ｂに、ロバスト、ＤＢＰＳＫ、およびＤＱＰＳＫでのデータ符号化を示す。ここで、Ψｋは、前の記号からｋ番目の搬送波の位相である。ＤＢＰＳＫ変調およびロバスト変調では、位相シフト０度は２進の「０」を示し、位相シフト１８０度は２進の「１」を示す。ＤＱＰＳＫ変調では、１対の２つのビットが４つの異なる出力位相にマッピングされる。位相シフト０度、９０度、１８０度、および２７０度はそれぞれ、２進の「００」、「０１」、「１１」、および「１０」を表す。表１２は、ｋ番目の副搬送波のＤＢＰＳＫ符号化およびロバスト符号化の表である。表１３は、ｋ番目の副搬送波のＤＱＰＳＫ符号化の表である。
【表１２】
【表１３】
【００９８】
代替の一実施形態では、表１２および表１３の「出力位相」を計算するのに用いる位相差を、図１６Ａおよび１６Ｂに示すように（基準位相が０度に等しいと仮定した）位相配置図で表すことができる。
【００９９】
先に述べたように、ＩＦＦＴを用いてＯＦＤＭ信号を生成することができる。図１７に、ＩＦＦＴブロックの代替の一実施形態を示す。ＩＦＦＴブロック１７０１は、入力ベクトルを２５６点でＩＦＦＴし、３０個のサイクリック・プレフィックス・サンプルによって先頭に追加されたメインの２５６個の時間ドメインＯＦＤＭ語を生成する。この方法では、ＩＦＦＴの出力における最後の３０個のサンプル１７０２を用い、それらを記号の前１７０３に置く。出力のうち有用な部分は、ＩＦＦＴ係数の実部１７０４である。
【０１００】
これまで概説した、ＰＲＩＭＥ規格における差動周波数変調やＧ３規格における差動時間変調などの差動変調方式に加えて、コヒーレント変調をペイロードに用いてもよいことを理解されたい。表１４に、一実施形態に従ったコヒーレント変調を用いる、データビットについてのデータマッピングを示す。定数Ψはゼロまたは任意の他の位相値とし得る。
【表１４】
【０１０１】
電力線通信で典型的に見られるチャネルおよびノイズの状況下では、コヒーレント変調は差動変調と比べて２ｄＢよりも大きい性能向上をもたらすことがある。コヒーレント変調は、理想的なチャネル推定があれば、差動変調よりも性能向上がかなり大きいことがよく知られている。しかし、下記の２つの懸念があったため、コヒーレント変調はこれまでナローバンドＰＬＣシステムに広く使われてこなかった。すなわち、１）周波数選択性歪みおよび電力線ノイズの存在下でのチャネル推定の精度と、２）コヒーレント変調の複雑さ、である。
【０１０２】
上記の懸念は、通信システムを適切に設計して、コヒーレント変調が簡便に実施され、かつロバスト性が高くなるようにすることによって軽減することができる。
【０１０３】
チャネル推定は、下記の２つの候補となり得る情報源から行うことができる。すなわち、ＰＰＤＵ６００（図６）内のプリアンブルなどのプリアンブルシーケンスと、時間−周波数グリッド上を送信される正規パイロットトーンである。ほとんどの実装では、両方の情報源が用いられる。典型的には、初期プリアンブルに基づくチャネル推定が生成され、次いで、パイロットトーンを用いて更新される。
【０１０４】
一実施形態では、パイロットトーンは、任意の所与の記号内の８番目のトーンがパイロットになるように、周期的パターンで配列される。各記号内のパイロットの位置は、記号ごとに２つのトーンだけシフトされる。その結果、４つおきの記号では、同じトーンでパイロットが生じる。
【０１０５】
上記のパイロットのオーバーヘッドは１２．５％である。代替の一実施形態では、パイロットを記号１つおきに交互に送信することによってこのオーバーヘッドを低減することができる。こうすると、パイロットの周期性は８まで増加するが、結果として生じる性能の劣化は小さい可能性が高い。というのは、ＰＬＣチャネルは数個の記号内では大きく変動しないからである。
【０１０６】
チャネル推定は、時間補間を行い、次いで、周波数補間を行うことによって成される。時間補間の一つの実装では、すべての新しい記号について、同じ周波数の先行する３つのパイロットをフィルタリングして、そのトーンでの補間したチャネル推定を推定する。この処理が終了した時点で、各ＯＦＤＭ記号の１つおきのトーンで補間した推定が利用可能になる。次いで、これらを周波数で補間してチャネルを推定する。過去のパイロットしか用いないので、チャネル推定は適当であって、レイテンシやメモリの要件はあまり大きくない。２つの１次元フィルタによる上記シーケンスは必ずしも最適とは限らないが、簡単に実施することができ、ほぼ最適な性能が得られることがシミュレーションからわかっている。チャネル推定には他にも様々な実装形態があるが、どれも精度と複雑さはトレードオフの関係になり得る。
【０１０７】
図１８〜２０に、電力線を用いる送信器／受信器を、ＬＶ線やＭＶ線などの３つの位相電力線に接続する代替実施形態を示す。これらは、２０１０年７月１９日に出願された「OFDM Transmission Methods in Three Phase Modes（３相モードでのＯＦＤＭ送信方法）」という名称の係属中の米国特許出願番号第１２／８３９，３１５号に開示されている。
【０１０８】
図１８に、本発明の一実施形態に従った電力線通信送信器および／または受信器回路を電力線に接続する例を示す。ＰＬＣ送信器／受信器１８０１は、上記実施形態における送信器または受信器回路として機能し得る。ＰＬＣ送信器／受信器１８０１は、電力線通信ネットワークを介して送信するための、あらかじめ符号された信号を生成する。各出力信号は、デジタル信号とすることができ、別個のラインドライバ回路１８０２Ａ〜１８０２Ｃに供給される。ラインドライバ１８０２Ａ〜１８０２Ｃは、例えば、ＰＬＣ送信器／受信器１８０１からの信号を電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃに結合する、デジタル−アナログ変換器回路、フィルタ、およびラインドライバを含む。アナログ回路／ラインドライバ１８０２は、変圧器１８０４および結合コンデンサ１８０５によりそれぞれの電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃに接続される。従って、図１８に示す実施形態では、各出力信号はそれぞれ別々の専用電力線に独立に接続される。
【０１０９】
図１８はさらに、受信器の代替実施形態も示している。電力線１８０３Ａ〜１８０３Ｃ側でそれぞれ信号が受け取られる。一実施形態では、受信された信号はそれぞれ、結合コンデンサ１８０５、変圧器１８０４、およびラインドライバ１８０２を介して個々にＰＬＣ送信器／受信器１８０１に送られ、各信号が別々に検出及び受信処理される。あるいは、受信された信号は、加算フィルタ１８０６に転送され、そこで、受信されたすべての信号が結合されて１つの信号になり、ＰＬＣ送信器／受信器１８０１に転送されて受信処理されてもよい。
【０１１０】
図１９に、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１が単一のラインドライバ１９０２に結合され、ラインドライバ１９０２が単一の変圧器１９０４によって電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃに結合される代替の一実施形態を示す。出力信号はすべてラインドライバ１９０２および変圧器１９０４を介して送信される。スイッチ１９０６は、どの電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃが特定の出力信号を受け取るかを選択する。スイッチ１９０６は、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１によって制御し得る。あるいは、スイッチ１９０６は、出力信号中のヘッダその他のデータなどの情報に基づいて、電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃのいずれが特定の信号を受け取るべきかを決定してもよい。スイッチ１９０６は、選択された電力線１９０３Ａ〜１９０３Ｃおよびそれに関連する結合コンデンサ１９０５にラインドライバ１９０２および変圧器１９０４を接続する。スイッチ１９０６はまた、受信信号をＰＬＣ送信器／受信器１９０１に転送する経路を制御し得る。
【０１１１】
図２０は、ＰＬＣ送信器／受信器１９０１が単一のラインドライバ１９０２に結合される図１９に似ている。ただし、図２０に示す実施形態では、電力線２００３Ａ〜２００３Ｃはそれぞれ別個の変圧器２００４および結合コンデンサ２００５に結合される。ラインドライバ２００２は、スイッチ２００６を介して各電力線２００３用の変圧器２００４に結合される。スイッチ２００６は、変圧器２００４、結合コンデンサ２００５、電力線２００３Ａ〜２００３Ｃのいずれが特定の信号を受け取るかを選択する。スイッチ２００６は、ＰＬＣ送信器／受信器２００１によって制御することもできるし、あるいは、スイッチ２００６は、各信号中のヘッダその他のデータなどの情報に基づいて、いずれの電力線２００３Ａ〜２００３Ｃが特定の信号を受け取るべきかを決定することもできる。スイッチ２００６は、受信信号をＰＬＣ送信器／受信器２００１に転送する経路を制御することもできる。
【０１１２】
上記では、実施形態の例の文脈で説明した特徴またはステップの１つまたは複数の異なる組合せを有する実施形態を包括的に説明した。これら実施形態の例は、これらの特徴またはステップの全部または一部を有するものとした。当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で多くの他の実施形態および変形例が可能であることが理解されよう。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器（１１００）であって、
畳み込みエンコーダ（１１０３）と、
前記畳み込みエンコーダ（１１０３）に結合されるロバストな符号器と、
を含み、前記畳み込みエンコーダ（１１０３）および前記ロバストな符号器は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化した信号を生成し、
前記送信器（１１００）はさらに、
前記符号化信号から変調された信号を生成する変調器（１１０７）と、
前記差動変調器に結合され、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路（１１０８、１１０９）と、
を含む送信器。
【請求項２】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダの出力に結合される反復２符号（repetition 2 code）回路（３０１）である、送信器。
【請求項３】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記差動変調器の入力に結合される反復２符号回路（４０１）である、送信器。
【請求項４】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記ＭＡＣ層からの前記データに反復Ｎ符号を付加する、送信器。
【請求項５】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダの前に外部符号を付加する、送信器。
【請求項６】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダ（５０２）の入力に結合されるリードソロモン符号器（５０１）である、送信器。
【請求項７】
請求項６に記載の送信器であって、前記リードソロモン符号器（５０１）が、前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にし、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、送信器。
【請求項８】
請求項７に記載の送信器であって、各部分群のサイズが、前記差動変調器（１１０７）が適用する変調のタイプに基づいて選択される、送信器。
【請求項９】
送信器であって、
外部符号回路（１１０２）と、
前記外部符号回路（１１０２）の出力に結合される畳み込みエンコーダ（１１０３）と、
前記畳み込み符号器（１１０２）の出力に結合される反復Ｎ符号器（１１０４）と
を含み、前記外部符号回路（１１０２）、前記畳み込みエンコーダ（１１０３）、および前記反復Ｎ符号器（１１０４）が、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化した信号を生成し、
前記送信器はさらに、
前記符号化信号から差動変調された信号を生成する差動変調器（１１０７）であって、隣接する周波数トーンにわたって差動変調が実施される差動変調器（１１０７）と、
前記差動変調器（１１０７）に結合され、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路（１１０８、１１０９）と、
を含む、送信器。
【請求項１０】
請求項９に記載の送信器であって、前記反復Ｎ符号器が反復２符号回路（１１０４）である送信器。
【請求項１１】
請求項９に記載の送信器であって、前記外部符号回路がリードソロモン符号器（１１０２）である送信器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の送信器であって、前記リードソロモン符号器（１１０２）が、前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にし、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、送信器。
【請求項１３】
請求項１２に記載の送信器であって、各部分群のサイズが、前記差動変調器が適用する変調のタイプに基づいて選択される、送信器。
【請求項１４】
信号を変調し符号化する方法であって、
メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からのデータを畳み込み符号化すること（３０２）と、
前記畳み込み符号化の前（３０１）または後（４０１）のいずれかで前記ＭＡＣ層からの前記データをロバスト符号化することと、
前記符号化されたデータを差動変調することと、
前記差動変調され符号化されたデータを直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）して、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成することと、
を含む方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が反復Ｎ符号化である方法。
【請求項１６】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が反復Ｎ反復（repetition N repetition）符号化である方法。
【請求項１７】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が、前記畳み込み符号化の前に外部符号を付加する、方法。
【請求項１８】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が、前記畳み込み符号化の前に実施されるリードソロモン符号化である、方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法であって、
前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にすることをさらに含み、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、
方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の方法であって、各部分群のサイズが、前記差動変調が適用する変調のタイプに基づいて選択される、方法。
【請求項２１】
信号を復号する方法であって、
電力線ネットワークからＰＨＹプロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）を受け取ること（１００２）と、
前記ＰＰＤＵ内の第１のヘッダを復号すること（１１０３）と、
前記第１のヘッダが第１のフォーマットに従って正常に復号されたかどうか検証すること（１００５）と、
前記ＰＰＤＵ内の第２のヘッダを復号すること（１００６）と、
前記第２のヘッダが第２のフォーマットに従って正常に復号されたかどうか検証すること（１００７）と、
前記第１または第２のフォーマットに従って前記ＰＰＤＵ内のペイロードを復号すること（１００８、１００９）と、
を含む方法。
【請求項２２】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のフォーマットがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットである方法。
【請求項２３】
請求項２２に記載の方法であって、前記第２のフォーマットが、前記ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットにおいて利用可能でない変調および符号化を識別する、方法。
【請求項２４】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号され（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号されなかった（１００７）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第１のフォーマットに従って復号される（１００９）、方法。
【請求項２５】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号され（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号された（１００７）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第２のフォーマットに従って復号される（１００８）、方法。
【請求項２６】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号されず（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号された（１０１１）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第２のフォーマットに従って復号される（１０１２）、方法。
【請求項１】
送信器（１１００）であって、
畳み込みエンコーダ（１１０３）と、
前記畳み込みエンコーダ（１１０３）に結合されるロバストな符号器と、
を含み、前記畳み込みエンコーダ（１１０３）および前記ロバストな符号器は、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化した信号を生成し、
前記送信器（１１００）はさらに、
前記符号化信号から変調された信号を生成する変調器（１１０７）と、
前記差動変調器に結合され、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路（１１０８、１１０９）と、
を含む送信器。
【請求項２】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダの出力に結合される反復２符号（repetition 2 code）回路（３０１）である、送信器。
【請求項３】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記差動変調器の入力に結合される反復２符号回路（４０１）である、送信器。
【請求項４】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記ＭＡＣ層からの前記データに反復Ｎ符号を付加する、送信器。
【請求項５】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダの前に外部符号を付加する、送信器。
【請求項６】
請求項１に記載の送信器であって、前記ロバストな符号器が、前記畳み込みエンコーダ（５０２）の入力に結合されるリードソロモン符号器（５０１）である、送信器。
【請求項７】
請求項６に記載の送信器であって、前記リードソロモン符号器（５０１）が、前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にし、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、送信器。
【請求項８】
請求項７に記載の送信器であって、各部分群のサイズが、前記差動変調器（１１０７）が適用する変調のタイプに基づいて選択される、送信器。
【請求項９】
送信器であって、
外部符号回路（１１０２）と、
前記外部符号回路（１１０２）の出力に結合される畳み込みエンコーダ（１１０３）と、
前記畳み込み符号器（１１０２）の出力に結合される反復Ｎ符号器（１１０４）と
を含み、前記外部符号回路（１１０２）、前記畳み込みエンコーダ（１１０３）、および前記反復Ｎ符号器（１１０４）が、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からデータを受け取り、符号化した信号を生成し、
前記送信器はさらに、
前記符号化信号から差動変調された信号を生成する差動変調器（１１０７）であって、隣接する周波数トーンにわたって差動変調が実施される差動変調器（１１０７）と、
前記差動変調器（１１０７）に結合され、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成する、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）回路（１１０８、１１０９）と、
を含む、送信器。
【請求項１０】
請求項９に記載の送信器であって、前記反復Ｎ符号器が反復２符号回路（１１０４）である送信器。
【請求項１１】
請求項９に記載の送信器であって、前記外部符号回路がリードソロモン符号器（１１０２）である送信器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の送信器であって、前記リードソロモン符号器（１１０２）が、前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にし、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、送信器。
【請求項１３】
請求項１２に記載の送信器であって、各部分群のサイズが、前記差動変調器が適用する変調のタイプに基づいて選択される、送信器。
【請求項１４】
信号を変調し符号化する方法であって、
メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層からのデータを畳み込み符号化すること（３０２）と、
前記畳み込み符号化の前（３０１）または後（４０１）のいずれかで前記ＭＡＣ層からの前記データをロバスト符号化することと、
前記符号化されたデータを差動変調することと、
前記差動変調され符号化されたデータを直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）して、電力線ネットワーク上を送信されるのに適合したＯＦＤＭ出力信号を生成することと、
を含む方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が反復Ｎ符号化である方法。
【請求項１６】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が反復Ｎ反復（repetition N repetition）符号化である方法。
【請求項１７】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が、前記畳み込み符号化の前に外部符号を付加する、方法。
【請求項１８】
請求項１４に記載の方法であって、前記ロバスト符号化が、前記畳み込み符号化の前に実施されるリードソロモン符号化である、方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法であって、
前記ＭＡＣ層からの前記データを区画して部分群にすることをさらに含み、前記部分群の各々のサイズが２５６バイト未満である、
方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の方法であって、各部分群のサイズが、前記差動変調が適用する変調のタイプに基づいて選択される、方法。
【請求項２１】
信号を復号する方法であって、
電力線ネットワークからＰＨＹプロトコル・データ・ユニット（ＰＰＤＵ）を受け取ること（１００２）と、
前記ＰＰＤＵ内の第１のヘッダを復号すること（１１０３）と、
前記第１のヘッダが第１のフォーマットに従って正常に復号されたかどうか検証すること（１００５）と、
前記ＰＰＤＵ内の第２のヘッダを復号すること（１００６）と、
前記第２のヘッダが第２のフォーマットに従って正常に復号されたかどうか検証すること（１００７）と、
前記第１または第２のフォーマットに従って前記ＰＰＤＵ内のペイロードを復号すること（１００８、１００９）と、
を含む方法。
【請求項２２】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のフォーマットがＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットである方法。
【請求項２３】
請求項２２に記載の方法であって、前記第２のフォーマットが、前記ＰＲＩＭＥ Ｒ１．３Ｅフォーマットにおいて利用可能でない変調および符号化を識別する、方法。
【請求項２４】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号され（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号されなかった（１００７）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第１のフォーマットに従って復号される（１００９）、方法。
【請求項２５】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号され（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号された（１００７）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第２のフォーマットに従って復号される（１００８）、方法。
【請求項２６】
請求項２１に記載の方法であって、前記第１のヘッダが正常に復号されず（１００４）、前記第２のヘッダが正常に復号された（１０１１）場合、前記ＰＰＤＵペイロードが前記第２のフォーマットに従って復号される（１０１２）、方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１２Ｃ】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６Ａ】
【図１６Ｂ】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１２Ｃ】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６Ａ】
【図１６Ｂ】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公表番号】特表２０１３−５０２８３９（Ｐ２０１３−５０２８３９Ａ）
【公表日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５２５６５９（Ｐ２０１２−５２５６５９）
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０４５８６４
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０２２４６４
【国際公開日】平成２３年２月２４日（２０１１．２．２４）
【出願人】（５０７１０７２９１）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (50)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月１８日（２０１０．８．１８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０４５８６４
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／０２２４６４
【国際公開日】平成２３年２月２４日（２０１１．２．２４）
【出願人】（５０７１０７２９１）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (50)
【Ｆターム（参考）】
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