電力伝達用絶縁回路および電力変換装置
【課題】入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることが可能な電力伝達用絶縁回路および電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力伝達用絶縁回路１０１は、スイッチＺ１およびＺ２を含み、スイッチＺ１の第１端およびスイッチＺ２の第１端において受けた電力を第１の蓄電素子Ｃ１に供給するための入力スイッチ部２１と、スイッチＺ３およびＺ４を含み、第１の蓄電素子Ｃ１に蓄えられた電力を第２の蓄電素子Ｃ２に供給するための出力スイッチ部２２とを備える。スイッチＺ１ないしスイッチＺ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【解決手段】電力伝達用絶縁回路１０１は、スイッチＺ１およびＺ２を含み、スイッチＺ１の第１端およびスイッチＺ２の第１端において受けた電力を第１の蓄電素子Ｃ１に供給するための入力スイッチ部２１と、スイッチＺ３およびＺ４を含み、第１の蓄電素子Ｃ１に蓄えられた電力を第２の蓄電素子Ｃ２に供給するための出力スイッチ部２２とを備える。スイッチＺ１ないしスイッチＺ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力伝達用絶縁回路および電力変換装置に関し、特に、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する電力伝達用絶縁回路および電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
このようなＥＶ等の主電池への充電を目的とするものではないが、交流電力を直流電力に変換する電源装置用絶縁回路の一例が、たとえば、特許第３５９５３２９号公報（特許文献１）に記載されている。すなわち、この電源装置用絶縁回路は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、上記整流回路から供給される直流電流に残存する脈流成分を低減する第１のコンデンサーと、上記第１のコンデンサーから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路から供給される電流を蓄積する第２のコンデンサーと、上記第２のコンデンサーから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第２のスイッチ回路と、上記第２のスイッチ回路から供給される電流を保持するとともに負荷側に放出する第３のコンデンサーとを備える。また、ＯＮとなる時間がＯＦＦとなる時間よりも短く設定された方形波によって構成されるコントロール信号φ１、および上記コントロール信号φ１と相補的にＯＮするとともにＯＮ時間がＯＦＦ時間よりも短く設定されたコントロール信号φ２を生成するゲートコントロール回路を備える。上記コントロール信号φ１により上記第１のスイッチ回路の開閉を行い、上記コントロール信号φ２により上記第２のスイッチ回路の開閉を行う。
【０００４】
また、上記第１のスイッチ回路のプラス側のスイッチでは、少なくとも１個の阻止ダイオードのカソード端子と少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のソース端子が接続される。そして、上記スイッチは、上記第１のコンデンサーと上記第２のコンデンサーのプラス側の各端子間に設けられる。上記スイッチの上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が上記第２のコンデンサーのプラス側の端子に接続され、上記阻止ダイオードのアノード端子が上記第１のコンデンサーのプラス側の端子に接続される。
【０００５】
上記第２のスイッチ回路のプラス側のスイッチでは、少なくとも１個の阻止ダイオードのカソード端子と少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴのソース端子が接続される。そして、上記スイッチは、上記第２のコンデンサーと上記第３のコンデンサーのプラス側の各端子間に設けられる。上記スイッチの上記ＭＯＳＦＥＴのドレインが上記第３のコンデンサーのプラス側の端子に接続され、上記阻止ダイオードのアノード端子を上記第２のコンデンサーのプラス側の端子に接続される。
【０００６】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３５９５３２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路では、当該回路における電流の向きを考慮すると、スイッチ回路のプラス側におけるＭＯＳＦＥＴにはＰチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されている。このため、スイッチ回路のプラス側におけるスイッチのオン抵抗が大きいことで導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いことでスイッチング損失が大きくなることから、電力効率が低下してしまう。
【０００９】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることが可能な電力伝達用絶縁回路および電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、上記第１のスイッチの第１端および上記第２のスイッチの第１端において受けた電力を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【００１１】
このように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタと比べて電子移動度および正孔移動度の高いＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用する構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。さらに、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と異なり、第１のスイッチへのゲート制御信号および第２のスイッチへのゲート制御信号を共通化し、また、第３のスイッチへのゲート制御信号および第４のスイッチへのゲート制御信号を共通化することができるため、小型化および処理の簡易化を図ることができる。
【００１２】
好ましくは、上記入力スイッチ部は、さらに、上記第１のスイッチの第１端に接続された第１のダイオードと、上記第２のスイッチの第１端に接続された第２のダイオードとを含み、上記出力スイッチ部は、さらに、上記第３のスイッチと上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のダイオードと、上記第４のスイッチと上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のダイオードとを含む。
【００１３】
このような構成により、第１のスイッチないし第４のスイッチを、１つのハーフブリッジモジュールで実現することが可能となる。
【００１４】
より好ましくは、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、１つのハーフブリッジモジュールに含まれる。
【００１５】
このような構成により、大容量の回路を製造する場合などに、ＭＯＳトランジスタを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００１６】
好ましくは、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＩＧＢＴを含む。
【００１７】
電力伝達用絶縁回路においてＭＯＳトランジスタの代わりにＩＧＢＴを用いることにより、電力伝達用絶縁回路の導通損失をさらに低減することができる。
【００１８】
好ましくは、上記電力伝達用絶縁回路は、さらに、上記第１のスイッチの第１端と上記第２のスイッチの第１端との間に接続された第３の蓄電素子を備える。
【００１９】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図ることができる。
【００２０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給するための電力変換装置であって、受けた交流電力を整流するための整流部と、上記整流部および上記負荷間を絶縁しながら、上記整流部によって整流された電力を上記負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、上記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに上記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、上記整流部によって整流された電力を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【００２１】
このように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタと比べて電子移動度および正孔移動度の高いＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用する構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図３】各材料における電子移動度および正孔移動度を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】スイッチング素子の耐電圧とオン抵抗の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２５】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００２６】
図１を参照して、電力変換装置２０１は、電力伝達用絶縁回路１０１と、整流部１０２とを備える。電力伝達用絶縁回路１０１は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２と、制御部１４とを含む。入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１，Ｚ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。出力スイッチ部２２は、スイッチＺ３，Ｚ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。
【００２７】
電力伝達用絶縁回路１０１において、スイッチＺ１〜Ｚ４は、たとえばＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。また、スイッチＺ１およびＺ３は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１に含まれている。また、スイッチＺ２およびＺ４は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２に含まれている。また、スイッチＺ１〜Ｚ４の材料は、たとえばＳｉＣ（炭化ケイ素：Silicon Carbide）である。
【００２８】
ここでは、スイッチＺ１の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１のドレインおよびソースに相当し、スイッチＺ２の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ２のソースおよびドレインに相当し、スイッチＺ３の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ３のドレインおよびソースに相当し、スイッチＺ４の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ４のソースおよびドレインに相当する。
【００２９】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は、電力伝達用絶縁回路１０１における電流の逆流を防ぐために設けられている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料は、たとえばＳｉＣである。
【００３０】
スイッチＺ１は、ダイオードＤ１を介してキャパシタＣ０の第１端Ｔ１１と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ２は、ダイオードＤ２を介してキャパシタＣ０の第２端Ｔ１２と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ３を介してキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ４は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ４を介してキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６と電気的に接続された第２端を有する。
【００３１】
ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ２は、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ２の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ３は、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５とスイッチＺ３の第２端との間に接続されている。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６とスイッチＺ４の第２端との間に接続されている。
【００３２】
より詳細には、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１のドレインに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２は、スイッチＺ２のソースに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ３は、スイッチＺ３のソースに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ４のドレインに電気的に接続されたカソードとを有する。
【００３３】
スイッチＺ１は、ダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されたドレインと、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ１を受けるゲートとを有する。スイッチＺ２は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたドレインと、ダイオードＤ２のアノードに電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ２を受けるゲートとを有する。スイッチＺ３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたドレインと、ダイオードＤ３のアノードに電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ３を受けるゲートとを有する。スイッチＺ４は、ダイオードＤ４のカソードに電気的に接続されたドレインと、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ４を受けるゲートとを有する。
【００３４】
電力変換装置２０１は、交流電源２０２から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。負荷２０３は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００３５】
整流部１０２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、交流電源２０２から受けた交流電力を全波整流して電力伝達用絶縁回路１０１へ出力する。
【００３６】
電力伝達用絶縁回路１０１において、キャパシタＣ０は、整流部１０２によって整流された電力を蓄える。入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１の第１端およびスイッチＺ２の第１端において受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０３に供給される。
【００３７】
制御部１４は、ゲート駆動信号Ｇ１〜Ｇ４をスイッチＺ１〜Ｚ４に出力することにより、スイッチＺ１〜Ｚ４のオンおよびオフを切り替える。電力伝達用絶縁回路１０１は、制御部１４のスイッチ制御により、整流部１０２および負荷２０３間を絶縁しながら、キャパシタＣ０に蓄えられた電力を負荷２０３に伝達する。
【００３８】
［動作］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行う際の動作について図面を用いて説明する。
【００３９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００４０】
図２を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、スイッチＺ１をオンし、スイッチＺ２をオンし、スイッチＺ３をオフし、スイッチＺ４をオフする。これにより、キャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。スイッチＺ３およびＺ４がオフされていることにより、整流部１０２および負荷２０３間の絶縁が確保される。
【００４１】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、スイッチＺ１〜Ｚ４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間、すなわち整流部１０２および負荷２０３間が短絡することを防ぐことができる。
【００４２】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、スイッチＺ１をオフし、スイッチＺ２をオフし、スイッチＺ３をオンし、スイッチＺ４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。スイッチＺ１およびＺ２がオフされていることにより、整流部１０２および負荷２０３間の絶縁が確保される。
【００４３】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、スイッチＺ１〜Ｚ４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００４４】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ１は整流部１０２からの電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０３に供給されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００４５】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間を絶縁しながら、整流部１０２と協働して、交流電源２０２からの交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。
【００４６】
ところで、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路では、当該回路における電流の向きを考慮すると、スイッチ回路のプラス側におけるＭＯＳＦＥＴにはＰチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されている。このため、スイッチ回路のプラス側におけるスイッチのオン抵抗が大きいことで導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いことでスイッチング損失が大きくなることから、電力効率が低下してしまうという問題点があった。
【００４７】
ここで、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴの比較を行う。図３は、各材料における電子移動度および正孔移動度を示す図である。図３の出典は、荒井和雄，吉田貞史 共編，「ＳｉＣ素子の基礎と応用」，（オーム社，２００３），ｐ．１４．である。
【００４８】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの主要なキャリアは電子であり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの主要なキャリアは正孔である。一般に、電子の移動度は、正孔の移動度に比べて速い。
【００４９】
図３を参照して、Ｓｉの場合には、電子移動度は正孔移動度の約３．３倍である。また、４Ｈ−ＳｉＣの場合には、電子移動度は正孔移動度の約８．３倍であり、ＧａＮの場合には約２．３倍である。
【００５０】
したがって、同一チップ面積および同一チャネル密度のデバイスで比較した場合、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴはＮチャネルＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗が大きいために導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いためにスイッチング損失が大きくなる。したがって、パワーデバイスとしてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方が優れていると言える。実際、次世代パワーデバイスとして研究開発が進められているＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの例では、近年主要な研究機関からの報告はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴに関するものであり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴに関する報告例は見られない。
【００５１】
本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１ないしスイッチＺ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。すなわち、プラス側およびマイナス側の両方において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用する。このような構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。さらに、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と異なり、スイッチＺ１へのゲート制御信号Ｇ１およびスイッチＺ２へのゲート制御信号Ｇ２を共通化し、また、スイッチＺ３へのゲート制御信号Ｇ３およびスイッチＺ４へのゲート制御信号Ｇ４を共通化することができるため、小型化および処理の簡易化を図ることができる。
【００５２】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１の第１端に接続されたダイオードＤ１と、スイッチＺ２の第１端に接続されたダイオードＤ２とを含む。また、出力スイッチ部２２は、スイッチＺ３とキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５との間に接続されたダイオードＤ３と、スイッチＺ４とキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６との間に接続されたダイオードＤ４とを含む。
【００５３】
このような構成により、スイッチＺ１およびスイッチＺ３を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１で実現し、また、スイッチＺ２およびスイッチＺ４を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２で実現することが可能となる。すなわち、大容量の回路を製造する場合などに、ＭＯＳＦＥＴを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００５４】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチであるＮチャネルＭＯＳＦＥＴの材料はＳｉＣである。このように、スイッチをＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ化することにより、電力伝達用絶縁回路１０１の導通損失およびスイッチング損失のさらなる低減を図ることができる。
【００５５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料はＳｉＣである。このように、逆阻止ダイオードをＳｉＣ化することにより、電力伝達用絶縁回路の導通損失のさらなる低減を図ることができる。
【００５６】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１〜スイッチＺ４はＮチャネルＭＯＳトランジスタであるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１〜Ｚ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタに加えて他の素子を含む構成であってもよい。
【００５７】
また、電力伝達用絶縁回路１０１は、キャパシタＣ０を備えない構成であってもよい。ただし、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路１０１への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。また、整流部１０２において、整流された電力を蓄えるためのキャパシタが設けられる場合にも、電力伝達用絶縁回路１０１においてキャパシタＣ０を設けない構成が可能となる。
【００５８】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路は、キャパシタＣ０〜Ｃ２を備える構成であるとしたが、キャパシタに限らず、コイル（インダクタ）等の他の蓄電素子を備える構成であってもよい。
【００５９】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１およびＺ３が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１に含まれ、また、スイッチＺ２およびＺ４が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２に含まれる構成であるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１およびＺ３の組、ならびにスイッチＺ２およびＺ４の組の一方の組が１つのハーフブリッジモジュールに含まれる構成であってもよい。
【００６０】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００６１】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と比べてスイッチング素子の種類を変更した電力伝達用絶縁回路に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と同様である。
【００６２】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００６３】
図４を参照して、電力変換装置２１１は、電力伝達用絶縁回路１１１と、整流部１０２とを備える。電力伝達用絶縁回路１１１は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、入力スイッチ部３１と、出力スイッチ部３２と、制御部１４とを含む。入力スイッチ部３１は、スイッチＺ１１，Ｚ１２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。出力スイッチ部３２は、スイッチＺ１３，Ｚ１４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。
【００６４】
電力伝達用絶縁回路１１１において、スイッチＺ１１〜Ｚ１４は、たとえばＮチャネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。また、スイッチＺ１１およびＺ１３は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１に含まれている。また、スイッチＺ１２およびＺ１４は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２に含まれている。また、スイッチＺ１１〜Ｚ１４の材料は、たとえばＳｉＣ（炭化ケイ素：Silicon Carbide）である。
【００６５】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は、電力伝達用絶縁回路１１１における電流の逆流を防ぐために設けられている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料は、たとえばＳｉＣである。
【００６６】
スイッチＺ１１は、ダイオードＤ１を介してキャパシタＣ０の第１端Ｔ１１と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１２は、ダイオードＤ２を介してキャパシタＣ０の第２端Ｔ１２と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ３を介してキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１４は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ４を介してキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６と電気的に接続された第２端を有する。
【００６７】
ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１１の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ２は、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ１２の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ３は、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５とスイッチＺ１３の第２端との間に接続されている。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６とスイッチＺ１４の第２端との間に接続されている。
【００６８】
より詳細には、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１１のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２は、スイッチＺ１２のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ３は、スイッチＺ１３のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１４のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。
【００６９】
スイッチＺ１１は、ダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ１を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１２は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ２のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ２を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ３のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ３を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１４は、ダイオードＤ４のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ４を受けるゲートとを有する。
【００７０】
すなわち、スイッチＺ１１の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１１のコレクタおよびエミッタに相当し、スイッチＺ１２の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１２のエミッタおよびコレクタに相当し、スイッチＺ１３の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１３のコレクタおよびエミッタに相当し、スイッチＺ１４の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１４のエミッタおよびコレクタに相当する。
【００７１】
電力変換装置２１１は、交流電源２０２から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。負荷２０３は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００７２】
整流部１０２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、交流電源２０２から受けた交流電力を全波整流して電力伝達用絶縁回路１１１へ出力する。
【００７３】
電力伝達用絶縁回路１１１において、キャパシタＣ０は、整流部１０２によって整流された電力を蓄える。入力スイッチ部３１は、スイッチＺ１１の第１端およびスイッチＺ１２の第１端において受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部３２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０３に供給される。
【００７４】
制御部１４は、ゲート駆動信号Ｇ１〜Ｇ４をスイッチＺ１１〜Ｚ１４に出力することにより、スイッチＺ１１〜Ｚ１４のオンおよびオフを切り替える。電力伝達用絶縁回路１１１は、制御部１４のスイッチ制御により、キャパシタＣ０および負荷２０３間を絶縁しながら、キャパシタＣ０に蓄えられた電力を負荷２０３に伝達する。
【００７５】
本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１ないしスイッチＺ１４は、ＮチャネルＩＧＢＴを含む。すなわち、プラス側およびマイナス側の両方において、ＮチャネルＩＧＢＴをスイッチング素子として使用する。
【００７６】
図５は、スイッチング素子の耐電圧とオン抵抗の関係を示す図である。図５の出典は、荒井和雄，吉田貞史 共編，「ＳｉＣ素子の基礎と応用」，（オーム社，２００３），ｐ．２９．である。
【００７７】
図５を参照して、Ｓｉデバイス同士の比較では、耐圧６００Ｖ以上においてＭＯＳＦＥＴよりもＩＧＢＴのオン抵抗の方が低いことが分かる。したがって、電力伝達用絶縁回路に必要なデバイスの耐圧が６００Ｖ以上である場合において、電力伝達用絶縁回路においてＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴを用いることにより、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と比べて、電力伝達用絶縁回路の導通損失をさらに低減することができる。
【００７８】
したがって、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることができる。
【００７９】
また、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力スイッチ部３１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１１の第１端との間に接続されたダイオードＤ１と、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ１２の第１端との間に接続されたダイオードＤ２とを含む。また、出力スイッチ部３２は、スイッチＺ１３の第２端とキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５との間に接続されたダイオードＤ３と、スイッチＺ１４の第２端とキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６との間に接続されたダイオードＤ４とを含む。
【００８０】
このような構成により、スイッチＺ１１およびスイッチＺ１３を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１で実現し、また、スイッチＺ１２およびスイッチＺ１４を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２で実現することが可能となる。すなわち、大容量の回路を製造する場合などに、ＩＧＢＴを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００８１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【００８２】
なお、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１〜スイッチＺ１４はＮチャネルＩＧＢＴであるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１１〜Ｚ１４は、ＮチャネルＩＧＢＴに加えて他の素子を含む構成であってもよい。
【００８３】
また、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１およびＺ１３が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１に含まれ、また、スイッチＺ１２およびＺ１４が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２に含まれる構成であるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１１およびＺ１３の組、ならびにスイッチＺ１２およびＺ１４の組の一方の組が１つのハーフブリッジモジュールに含まれる構成であってもよい。
【００８４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８５】
１４ 制御部
２１，３１ 入力スイッチ部
２２，３２ 出力スイッチ部
１０１，１１１ 電力伝達用絶縁回路
１０２ 整流部
２０１，２１１ 電力変換装置
２０２ 交流電源
２０３ 負荷
Ｃ０〜Ｃ２ キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
ＭＪ１，ＭＪ２，ＭＪ１１，ＭＪ１２ ハーフブリッジモジュール
Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ１１，Ｚ１２，Ｚ１３，Ｚ１４ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力伝達用絶縁回路および電力変換装置に関し、特に、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する電力伝達用絶縁回路および電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
このようなＥＶ等の主電池への充電を目的とするものではないが、交流電力を直流電力に変換する電源装置用絶縁回路の一例が、たとえば、特許第３５９５３２９号公報（特許文献１）に記載されている。すなわち、この電源装置用絶縁回路は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、上記整流回路から供給される直流電流に残存する脈流成分を低減する第１のコンデンサーと、上記第１のコンデンサーから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路から供給される電流を蓄積する第２のコンデンサーと、上記第２のコンデンサーから供給される直流電流のプラス側およびマイナス側を同時に開閉する第２のスイッチ回路と、上記第２のスイッチ回路から供給される電流を保持するとともに負荷側に放出する第３のコンデンサーとを備える。また、ＯＮとなる時間がＯＦＦとなる時間よりも短く設定された方形波によって構成されるコントロール信号φ１、および上記コントロール信号φ１と相補的にＯＮするとともにＯＮ時間がＯＦＦ時間よりも短く設定されたコントロール信号φ２を生成するゲートコントロール回路を備える。上記コントロール信号φ１により上記第１のスイッチ回路の開閉を行い、上記コントロール信号φ２により上記第２のスイッチ回路の開閉を行う。
【０００４】
また、上記第１のスイッチ回路のプラス側のスイッチでは、少なくとも１個の阻止ダイオードのカソード端子と少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のソース端子が接続される。そして、上記スイッチは、上記第１のコンデンサーと上記第２のコンデンサーのプラス側の各端子間に設けられる。上記スイッチの上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が上記第２のコンデンサーのプラス側の端子に接続され、上記阻止ダイオードのアノード端子が上記第１のコンデンサーのプラス側の端子に接続される。
【０００５】
上記第２のスイッチ回路のプラス側のスイッチでは、少なくとも１個の阻止ダイオードのカソード端子と少なくとも１個のＭＯＳＦＥＴのソース端子が接続される。そして、上記スイッチは、上記第２のコンデンサーと上記第３のコンデンサーのプラス側の各端子間に設けられる。上記スイッチの上記ＭＯＳＦＥＴのドレインが上記第３のコンデンサーのプラス側の端子に接続され、上記阻止ダイオードのアノード端子を上記第２のコンデンサーのプラス側の端子に接続される。
【０００６】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流電源側と負荷側とを電気的に絶縁することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第３５９５３２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路では、当該回路における電流の向きを考慮すると、スイッチ回路のプラス側におけるＭＯＳＦＥＴにはＰチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されている。このため、スイッチ回路のプラス側におけるスイッチのオン抵抗が大きいことで導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いことでスイッチング損失が大きくなることから、電力効率が低下してしまう。
【０００９】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることが可能な電力伝達用絶縁回路および電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、上記第１のスイッチの第１端および上記第２のスイッチの第１端において受けた電力を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【００１１】
このように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタと比べて電子移動度および正孔移動度の高いＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用する構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。さらに、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と異なり、第１のスイッチへのゲート制御信号および第２のスイッチへのゲート制御信号を共通化し、また、第３のスイッチへのゲート制御信号および第４のスイッチへのゲート制御信号を共通化することができるため、小型化および処理の簡易化を図ることができる。
【００１２】
好ましくは、上記入力スイッチ部は、さらに、上記第１のスイッチの第１端に接続された第１のダイオードと、上記第２のスイッチの第１端に接続された第２のダイオードとを含み、上記出力スイッチ部は、さらに、上記第３のスイッチと上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のダイオードと、上記第４のスイッチと上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のダイオードとを含む。
【００１３】
このような構成により、第１のスイッチないし第４のスイッチを、１つのハーフブリッジモジュールで実現することが可能となる。
【００１４】
より好ましくは、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、１つのハーフブリッジモジュールに含まれる。
【００１５】
このような構成により、大容量の回路を製造する場合などに、ＭＯＳトランジスタを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００１６】
好ましくは、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＩＧＢＴを含む。
【００１７】
電力伝達用絶縁回路においてＭＯＳトランジスタの代わりにＩＧＢＴを用いることにより、電力伝達用絶縁回路の導通損失をさらに低減することができる。
【００１８】
好ましくは、上記電力伝達用絶縁回路は、さらに、上記第１のスイッチの第１端と上記第２のスイッチの第１端との間に接続された第３の蓄電素子を備える。
【００１９】
このような構成により、電力伝達用絶縁回路への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図ることができる。
【００２０】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給するための電力変換装置であって、受けた交流電力を整流するための整流部と、上記整流部および上記負荷間を絶縁しながら、上記整流部によって整流された電力を上記負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、上記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および上記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに上記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および上記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、上記整流部によって整流された電力を上記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、上記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、上記第１のスイッチないし上記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む。
【００２１】
このように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタと比べて電子移動度および正孔移動度の高いＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用する構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図３】各材料における電子移動度および正孔移動度を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】スイッチング素子の耐電圧とオン抵抗の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２５】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００２６】
図１を参照して、電力変換装置２０１は、電力伝達用絶縁回路１０１と、整流部１０２とを備える。電力伝達用絶縁回路１０１は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２と、制御部１４とを含む。入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１，Ｚ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。出力スイッチ部２２は、スイッチＺ３，Ｚ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。
【００２７】
電力伝達用絶縁回路１０１において、スイッチＺ１〜Ｚ４は、たとえばＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。また、スイッチＺ１およびＺ３は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１に含まれている。また、スイッチＺ２およびＺ４は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２に含まれている。また、スイッチＺ１〜Ｚ４の材料は、たとえばＳｉＣ（炭化ケイ素：Silicon Carbide）である。
【００２８】
ここでは、スイッチＺ１の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１のドレインおよびソースに相当し、スイッチＺ２の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ２のソースおよびドレインに相当し、スイッチＺ３の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ３のドレインおよびソースに相当し、スイッチＺ４の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ４のソースおよびドレインに相当する。
【００２９】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は、電力伝達用絶縁回路１０１における電流の逆流を防ぐために設けられている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料は、たとえばＳｉＣである。
【００３０】
スイッチＺ１は、ダイオードＤ１を介してキャパシタＣ０の第１端Ｔ１１と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ２は、ダイオードＤ２を介してキャパシタＣ０の第２端Ｔ１２と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ３を介してキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ４は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ４を介してキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６と電気的に接続された第２端を有する。
【００３１】
ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ２は、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ２の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ３は、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５とスイッチＺ３の第２端との間に接続されている。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６とスイッチＺ４の第２端との間に接続されている。
【００３２】
より詳細には、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１のドレインに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２は、スイッチＺ２のソースに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ３は、スイッチＺ３のソースに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ４のドレインに電気的に接続されたカソードとを有する。
【００３３】
スイッチＺ１は、ダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されたドレインと、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ１を受けるゲートとを有する。スイッチＺ２は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたドレインと、ダイオードＤ２のアノードに電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ２を受けるゲートとを有する。スイッチＺ３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたドレインと、ダイオードＤ３のアノードに電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ３を受けるゲートとを有する。スイッチＺ４は、ダイオードＤ４のカソードに電気的に接続されたドレインと、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたソースと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ４を受けるゲートとを有する。
【００３４】
電力変換装置２０１は、交流電源２０２から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。負荷２０３は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００３５】
整流部１０２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、交流電源２０２から受けた交流電力を全波整流して電力伝達用絶縁回路１０１へ出力する。
【００３６】
電力伝達用絶縁回路１０１において、キャパシタＣ０は、整流部１０２によって整流された電力を蓄える。入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１の第１端およびスイッチＺ２の第１端において受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０３に供給される。
【００３７】
制御部１４は、ゲート駆動信号Ｇ１〜Ｇ４をスイッチＺ１〜Ｚ４に出力することにより、スイッチＺ１〜Ｚ４のオンおよびオフを切り替える。電力伝達用絶縁回路１０１は、制御部１４のスイッチ制御により、整流部１０２および負荷２０３間を絶縁しながら、キャパシタＣ０に蓄えられた電力を負荷２０３に伝達する。
【００３８】
［動作］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行う際の動作について図面を用いて説明する。
【００３９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００４０】
図２を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、スイッチＺ１をオンし、スイッチＺ２をオンし、スイッチＺ３をオフし、スイッチＺ４をオフする。これにより、キャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。スイッチＺ３およびＺ４がオフされていることにより、整流部１０２および負荷２０３間の絶縁が確保される。
【００４１】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、スイッチＺ１〜Ｚ４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間、すなわち整流部１０２および負荷２０３間が短絡することを防ぐことができる。
【００４２】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、スイッチＺ１をオフし、スイッチＺ２をオフし、スイッチＺ３をオンし、スイッチＺ４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。スイッチＺ１およびＺ２がオフされていることにより、整流部１０２および負荷２０３間の絶縁が確保される。
【００４３】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、スイッチＺ１〜Ｚ４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００４４】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ１は整流部１０２からの電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０３に供給されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００４５】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路１０１の入力側および出力側間を絶縁しながら、整流部１０２と協働して、交流電源２０２からの交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。
【００４６】
ところで、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路では、当該回路における電流の向きを考慮すると、スイッチ回路のプラス側におけるＭＯＳＦＥＴにはＰチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されている。このため、スイッチ回路のプラス側におけるスイッチのオン抵抗が大きいことで導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いことでスイッチング損失が大きくなることから、電力効率が低下してしまうという問題点があった。
【００４７】
ここで、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴの比較を行う。図３は、各材料における電子移動度および正孔移動度を示す図である。図３の出典は、荒井和雄，吉田貞史 共編，「ＳｉＣ素子の基礎と応用」，（オーム社，２００３），ｐ．１４．である。
【００４８】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの主要なキャリアは電子であり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの主要なキャリアは正孔である。一般に、電子の移動度は、正孔の移動度に比べて速い。
【００４９】
図３を参照して、Ｓｉの場合には、電子移動度は正孔移動度の約３．３倍である。また、４Ｈ−ＳｉＣの場合には、電子移動度は正孔移動度の約８．３倍であり、ＧａＮの場合には約２．３倍である。
【００５０】
したがって、同一チップ面積および同一チャネル密度のデバイスで比較した場合、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴはＮチャネルＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗が大きいために導通損失が大きくなり、また、スイッチング速度が遅いためにスイッチング損失が大きくなる。したがって、パワーデバイスとしてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方が優れていると言える。実際、次世代パワーデバイスとして研究開発が進められているＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの例では、近年主要な研究機関からの報告はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴに関するものであり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴに関する報告例は見られない。
【００５１】
本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１ないしスイッチＺ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。すなわち、プラス側およびマイナス側の両方において、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として使用する。このような構成により、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と比べて高い電力効率を実現することが可能となる。さらに、特許文献１に記載の電源装置用絶縁回路と異なり、スイッチＺ１へのゲート制御信号Ｇ１およびスイッチＺ２へのゲート制御信号Ｇ２を共通化し、また、スイッチＺ３へのゲート制御信号Ｇ３およびスイッチＺ４へのゲート制御信号Ｇ４を共通化することができるため、小型化および処理の簡易化を図ることができる。
【００５２】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力スイッチ部２１は、スイッチＺ１の第１端に接続されたダイオードＤ１と、スイッチＺ２の第１端に接続されたダイオードＤ２とを含む。また、出力スイッチ部２２は、スイッチＺ３とキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５との間に接続されたダイオードＤ３と、スイッチＺ４とキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６との間に接続されたダイオードＤ４とを含む。
【００５３】
このような構成により、スイッチＺ１およびスイッチＺ３を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１で実現し、また、スイッチＺ２およびスイッチＺ４を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２で実現することが可能となる。すなわち、大容量の回路を製造する場合などに、ＭＯＳＦＥＴを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００５４】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチであるＮチャネルＭＯＳＦＥＴの材料はＳｉＣである。このように、スイッチをＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ化することにより、電力伝達用絶縁回路１０１の導通損失およびスイッチング損失のさらなる低減を図ることができる。
【００５５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料はＳｉＣである。このように、逆阻止ダイオードをＳｉＣ化することにより、電力伝達用絶縁回路の導通損失のさらなる低減を図ることができる。
【００５６】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１〜スイッチＺ４はＮチャネルＭＯＳトランジスタであるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１〜Ｚ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタに加えて他の素子を含む構成であってもよい。
【００５７】
また、電力伝達用絶縁回路１０１は、キャパシタＣ０を備えない構成であってもよい。ただし、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路１０１への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。また、整流部１０２において、整流された電力を蓄えるためのキャパシタが設けられる場合にも、電力伝達用絶縁回路１０１においてキャパシタＣ０を設けない構成が可能となる。
【００５８】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路は、キャパシタＣ０〜Ｃ２を備える構成であるとしたが、キャパシタに限らず、コイル（インダクタ）等の他の蓄電素子を備える構成であってもよい。
【００５９】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１およびＺ３が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１に含まれ、また、スイッチＺ２およびＺ４が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ２に含まれる構成であるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１およびＺ３の組、ならびにスイッチＺ２およびＺ４の組の一方の組が１つのハーフブリッジモジュールに含まれる構成であってもよい。
【００６０】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００６１】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と比べてスイッチング素子の種類を変更した電力伝達用絶縁回路に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と同様である。
【００６２】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００６３】
図４を参照して、電力変換装置２１１は、電力伝達用絶縁回路１１１と、整流部１０２とを備える。電力伝達用絶縁回路１１１は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、入力スイッチ部３１と、出力スイッチ部３２と、制御部１４とを含む。入力スイッチ部３１は、スイッチＺ１１，Ｚ１２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。出力スイッチ部３２は、スイッチＺ１３，Ｚ１４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。
【００６４】
電力伝達用絶縁回路１１１において、スイッチＺ１１〜Ｚ１４は、たとえばＮチャネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。また、スイッチＺ１１およびＺ１３は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１に含まれている。また、スイッチＺ１２およびＺ１４は、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２に含まれている。また、スイッチＺ１１〜Ｚ１４の材料は、たとえばＳｉＣ（炭化ケイ素：Silicon Carbide）である。
【００６５】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は、電力伝達用絶縁回路１１１における電流の逆流を防ぐために設けられている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４の材料は、たとえばＳｉＣである。
【００６６】
スイッチＺ１１は、ダイオードＤ１を介してキャパシタＣ０の第１端Ｔ１１と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１２は、ダイオードＤ２を介してキャパシタＣ０の第２端Ｔ１２と電気的に接続された第１端、およびキャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ３を介してキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５と電気的に接続された第２端を有する。スイッチＺ１４は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４と電気的に接続された第１端、およびダイオードＤ４を介してキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６と電気的に接続された第２端を有する。
【００６７】
ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１１の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ２は、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ１２の第１端との間に接続されている。ダイオードＤ３は、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５とスイッチＺ１３の第２端との間に接続されている。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６とスイッチＺ１４の第２端との間に接続されている。
【００６８】
より詳細には、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１１のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ２は、スイッチＺ１２のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ３は、スイッチＺ１３のエミッタに電気的に接続されたアノードと、キャパシタＣ２の第１端Ｔ１５に電気的に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ４は、キャパシタＣ２の第２端Ｔ１６に電気的に接続されたアノードと、スイッチＺ１４のコレクタに電気的に接続されたカソードとを有する。
【００６９】
スイッチＺ１１は、ダイオードＤ１のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ１を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１２は、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ２のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ２を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１３は、キャパシタＣ１の第１端Ｔ１３に電気的に接続されたコレクタと、ダイオードＤ３のアノードに電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ３を受けるゲートとを有する。スイッチＺ１４は、ダイオードＤ４のカソードに電気的に接続されたコレクタと、キャパシタＣ１の第２端Ｔ１４に電気的に接続されたエミッタと、制御部１４からのゲート制御信号Ｇ４を受けるゲートとを有する。
【００７０】
すなわち、スイッチＺ１１の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１１のコレクタおよびエミッタに相当し、スイッチＺ１２の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１２のエミッタおよびコレクタに相当し、スイッチＺ１３の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１３のコレクタおよびエミッタに相当し、スイッチＺ１４の第１端および第２端がそれぞれスイッチＺ１４のエミッタおよびコレクタに相当する。
【００７１】
電力変換装置２１１は、交流電源２０２から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０３に供給する。負荷２０３は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池である。
【００７２】
整流部１０２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、交流電源２０２から受けた交流電力を全波整流して電力伝達用絶縁回路１１１へ出力する。
【００７３】
電力伝達用絶縁回路１１１において、キャパシタＣ０は、整流部１０２によって整流された電力を蓄える。入力スイッチ部３１は、スイッチＺ１１の第１端およびスイッチＺ１２の第１端において受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部３２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０３に供給される。
【００７４】
制御部１４は、ゲート駆動信号Ｇ１〜Ｇ４をスイッチＺ１１〜Ｚ１４に出力することにより、スイッチＺ１１〜Ｚ１４のオンおよびオフを切り替える。電力伝達用絶縁回路１１１は、制御部１４のスイッチ制御により、キャパシタＣ０および負荷２０３間を絶縁しながら、キャパシタＣ０に蓄えられた電力を負荷２０３に伝達する。
【００７５】
本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１ないしスイッチＺ１４は、ＮチャネルＩＧＢＴを含む。すなわち、プラス側およびマイナス側の両方において、ＮチャネルＩＧＢＴをスイッチング素子として使用する。
【００７６】
図５は、スイッチング素子の耐電圧とオン抵抗の関係を示す図である。図５の出典は、荒井和雄，吉田貞史 共編，「ＳｉＣ素子の基礎と応用」，（オーム社，２００３），ｐ．２９．である。
【００７７】
図５を参照して、Ｓｉデバイス同士の比較では、耐圧６００Ｖ以上においてＭＯＳＦＥＴよりもＩＧＢＴのオン抵抗の方が低いことが分かる。したがって、電力伝達用絶縁回路に必要なデバイスの耐圧が６００Ｖ以上である場合において、電力伝達用絶縁回路においてＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴを用いることにより、本発明の第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と比べて、電力伝達用絶縁回路の導通損失をさらに低減することができる。
【００７８】
したがって、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力側および出力側間を絶縁しながら電力を伝達する回路において、電力効率の向上を図ることができる。
【００７９】
また、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、入力スイッチ部３１は、キャパシタＣ０の第１端Ｔ１１とスイッチＺ１１の第１端との間に接続されたダイオードＤ１と、キャパシタＣ０の第２端Ｔ１２とスイッチＺ１２の第１端との間に接続されたダイオードＤ２とを含む。また、出力スイッチ部３２は、スイッチＺ１３の第２端とキャパシタＣ２の第１端Ｔ１５との間に接続されたダイオードＤ３と、スイッチＺ１４の第２端とキャパシタＣ２の第２端Ｔ１６との間に接続されたダイオードＤ４とを含む。
【００８０】
このような構成により、スイッチＺ１１およびスイッチＺ１３を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１で実現し、また、スイッチＺ１２およびスイッチＺ１４を、１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２で実現することが可能となる。すなわち、大容量の回路を製造する場合などに、ＩＧＢＴを一般的なハーフブリッジのモジュールで構成することができるため、低コスト化、小型化、配線の容易化および組み立て工程の簡略化が可能となる。
【００８１】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【００８２】
なお、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１〜スイッチＺ１４はＮチャネルＩＧＢＴであるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１１〜Ｚ１４は、ＮチャネルＩＧＢＴに加えて他の素子を含む構成であってもよい。
【００８３】
また、本発明の第２の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路では、スイッチＺ１１およびＺ１３が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１１に含まれ、また、スイッチＺ１２およびＺ１４が１つのハーフブリッジモジュールＭＪ１２に含まれる構成であるとしたが、これに限定するものではない。スイッチＺ１１およびＺ１３の組、ならびにスイッチＺ１２およびＺ１４の組の一方の組が１つのハーフブリッジモジュールに含まれる構成であってもよい。
【００８４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８５】
１４ 制御部
２１，３１ 入力スイッチ部
２２，３２ 出力スイッチ部
１０１，１１１ 電力伝達用絶縁回路
１０２ 整流部
２０１，２１１ 電力変換装置
２０２ 交流電源
２０３ 負荷
Ｃ０〜Ｃ２ キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
ＭＪ１，ＭＪ２，ＭＪ１１，ＭＪ１２ ハーフブリッジモジュール
Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ１１，Ｚ１２，Ｚ１３，Ｚ１４ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、前記第１のスイッチの第１端および前記第２のスイッチの第１端において受けた電力を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを含む、電力伝達用絶縁回路。
【請求項２】
前記入力スイッチ部は、さらに、
前記第１のスイッチの第１端に接続された第１のダイオードと、
前記第２のスイッチの第１端に接続された第２のダイオードとを含み、
前記出力スイッチ部は、さらに、
前記第３のスイッチと前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のダイオードと、
前記第４のスイッチと前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のダイオードとを含む、請求項１に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項３】
前記第１のスイッチおよび前記第３のスイッチの組、ならびに前記第２のスイッチおよび前記第４のスイッチの組の少なくとも一方の組は、１つのハーフブリッジモジュールに含まれる、請求項２に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項４】
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項５】
前記電力伝達用絶縁回路は、さらに、
前記第１のスイッチの第１端と前記第２のスイッチの第１端との間に接続された第３の蓄電素子を備える、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項６】
交流電力を直流電力に変換して負荷に供給するための電力変換装置であって、
受けた交流電力を整流するための整流部と、
前記整流部および前記負荷間を絶縁しながら、前記整流部によって整流された電力を前記負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
前記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに前記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、前記整流部によって整流された電力を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む、電力変換装置。
【請求項１】
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、前記第１のスイッチの第１端および前記第２のスイッチの第１端において受けた電力を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを含む、電力伝達用絶縁回路。
【請求項２】
前記入力スイッチ部は、さらに、
前記第１のスイッチの第１端に接続された第１のダイオードと、
前記第２のスイッチの第１端に接続された第２のダイオードとを含み、
前記出力スイッチ部は、さらに、
前記第３のスイッチと前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のダイオードと、
前記第４のスイッチと前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のダイオードとを含む、請求項１に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項３】
前記第１のスイッチおよび前記第３のスイッチの組、ならびに前記第２のスイッチおよび前記第４のスイッチの組の少なくとも一方の組は、１つのハーフブリッジモジュールに含まれる、請求項２に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項４】
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項５】
前記電力伝達用絶縁回路は、さらに、
前記第１のスイッチの第１端と前記第２のスイッチの第１端との間に接続された第３の蓄電素子を備える、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力伝達用絶縁回路。
【請求項６】
交流電力を直流電力に変換して負荷に供給するための電力変換装置であって、
受けた交流電力を整流するための整流部と、
前記整流部および前記負荷間を絶縁しながら、前記整流部によって整流された電力を前記負荷に伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
前記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および前記第１の蓄電素子の第１端と電気的に接続された第２端を有する第１のスイッチ、ならびに前記整流部によって整流された電力を受ける第１端、および前記第１の蓄電素子の第２端と電気的に接続された第２端を有する第２のスイッチを含み、前記整流部によって整流された電力を前記第１の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチおよび前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチを含み、前記第１の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを備え、
前記第１のスイッチないし前記第４のスイッチは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む、電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−２２３６６８（Ｐ２０１１−２２３６６８Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−８７５９７（Ｐ２０１０−８７５９７）
【出願日】平成２２年４月６日（２０１０．４．６）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月６日（２０１０．４．６）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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