電力変換装置、それを備えたモーター駆動制御装置、それを搭載した圧縮機及び送風機、並びに、その圧縮機又は送風機を搭載した空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫
【課題】チョッパー回路を複数系統のブリッジ接続構成とすることによって電流を分散し各素子の電流の容量を小さくすることのできる電力変換装置を得る。
【解決手段】一端がチョッパー回路３の入力正極側であるリアクター４の他端を、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線、及び、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線にそれぞれ接続した。
【解決手段】一端がチョッパー回路３の入力正極側であるリアクター４の他端を、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線、及び、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線にそれぞれ接続した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、それを備えたモーター駆動制御装置、それを搭載した圧縮機及び送風機、並びに、その圧縮機又は送風機を搭載した空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、三相交流電源に対応した機器において、三相全波整流方式のコンバーターとして、三相交流電圧を整流する三相整流回路と、リアクターとコンデンサーとからなり三相整流回路の出力電圧をフィルタリングするフィルター回路と、フィルター回路の出力電圧を交流電圧に変換しモーターを駆動するインバーター回路を備えたものが使用されている。
【０００３】
また従来の、上記三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源の力率を改善する方式として、例えば、「三相交流電圧を整流する三相整流回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出器と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前記三相整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを備え」たものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２８６９４９８号公報（第３頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前述の三相全波整流方式において、電源電流はパルス状となり、電源力率が低いという問題点がある。また、前述の三相全波整流方式のコンバーターにおいては、出力である直流電圧は電源電圧に依存するため、例えば、インバーター及びモーターを負荷とする場合、モーターの高速駆動時における直流電圧不足等の問題点もある。
【０００６】
また、特許文献１に記載の発明によれば、昇圧チョッパー回路の出力電圧を一定に制御することで、三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源力率を改善する技術が記載されているが、例えば、１０ｋＷを超えるような大負荷に対して適用する場合、スイッチング素子及び逆流防止素子に大電流が流れるため、１系統で構成するには汎用の安価な素子を用いることができず、産業用途の素子を用いることになりコストアップを伴うという問題点がある。また、大電流用途の素子は回路基板上に金属板を設けネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費の面でコストアップを伴うという問題点もある。
【０００７】
また、回路基板上で配線を行う必要があり、大電流の流れる箇所でのパターン配線となるため、実装面積の増加やパターンの複雑化を伴い、コストアップ、回路の大型化を伴い、さらに、配線長も長くなるため、配線インダクタンスによるサージ電圧発生の原因となるという問題点もある。
【０００８】
さらに、ディスクリート素子によって複数系統を構成する場合、各素子の温度条件が異なることによる素子特性のバラツキの発生、及び、各素子に流れる電流のアンバランスの発生が起こりやすく、この場合、各素子における損失もアンバランスとなるため、温度条件はさらにばらつき、電流アンバランスを加速させることになるという問題点もある。
【０００９】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、チョッパー回路を複数系統のブリッジ接続構成とすることによって電流を分散し各素子の電流の容量を小さくすることのできる電力変換装置を得ることである。
また、第２の目的は、上記の電力変換装置を備え、チョッパー回路によってインバーター回路へ出力する電圧を昇圧させてインバーター回路の出力電圧不足を解消することのできるモーター駆動制御装置を得ることである。
そして、第３の目的は、上記の電力変換装置を備えることによって、上記の機能を備えた圧縮機、送風機、空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、交流電圧を整流する整流器と、少なくとも１組のダイオードと該ダイオードのアノード側に一端が接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ａ」という）、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｂ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、一端が前記接続線Ａに、そして、他端が前記接続線Ｂに接続された平滑コンデンサーと、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、を備え、前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Ｂに接続され、該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係る電力変換装置によれば、チョッパー回路においてダイオード及びスイッチング素子による複数系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく回路の大型化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング制御手段１１のブロック構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３の構成図である。
【図４】ブリッジ回路１９をディスクリート素子によって構成する場合の構成図の例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモジュール化したブリッジ回路１９の構成図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるリアクター４の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ａの構成図である。
【図８】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置においてチョッパー回路をバイパスする例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置においてチョッパー回路をバイパスする例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｂの構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｃの構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｄの構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｅの構成図である。
【図１４】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｆの構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の臨界モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の不連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｇの構成図である。
【図１９】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｈの構成図である。
【図２０】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｉの構成図である。
【図２１】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｊの構成図である。
【図２２】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｋの構成図である。
【図２３】本発明の実施の形態３に係るモーター駆動制御装置の構成図である。
【図２４】本発明の実施の形態４に係る空気調和機の全体構成の例を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態５に係る冷蔵庫の全体構成の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
（電力変換装置の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
図１で示されるように、三相交流電源１から延びる３本の出力線は、整流ダイオード２ａのアノード側と整流ダイオード２ｄのカソード側との接続線、整流ダイオード２ｂのアノード側と整流ダイオード２ｅのカソード側との接続線、及び、整流ダイオード２ｃのアノード側と整流ダイオード２ｆのカソード側との接続線にそれぞれ接続されている。これらの整流ダイオード２ａ〜２ｆによって三相整流器２が構成されている。また、整流ダイオード２ａ〜２ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の入力正極側に接続されている。また、整流ダイオード２ｄ〜２ｆのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の入力負極側に接続されている。このチョッパー回路３の出力側に対して、並列に平滑コンデンサー８が接続されている。また、前述の整流ダイオード２ｄ〜２ｆのアノード側及びチョッパー回路３の入力負極側を接続する接続線上には、母線電流検出器９が設置されている。また、前述の平滑コンデンサー８の両端には、出力電圧検出器１０が並列接続されている。この母線電流検出器９及び出力電圧検出器１０は、スイッチング制御手段１１に接続されており、それぞれ、チョッパー回路３の入力電流及び平滑コンデンサー８の両端電圧をスイッチング制御手段１１に送信する。また、このスイッチング制御手段１１は、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御をするためにチョッパー回路３に接続されている。
【００１４】
なお、図１において、母線電流検出器９は、チョッパー回路３の入力負極側の接続線上に設置されているが、これに限られるものではなく、入力正極側の接続線上に設置されるものとしてもよい。
また、三相整流器２における整流ダイオード２ａ〜２ｆとして、ＳｉＣ系のショットキーバリアダイオード等の素子が使用される構成としてもよい。これによって、導通時の抵抗が低いという特徴を活かし、損失低減を図ることができる。
また、三相整流器２は、本発明における「整流器」に相当するものである。
【００１５】
（スイッチング制御手段１１のブロック構成及び動作）
図２は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング制御手段１１のブロック構成図である。
図２で示されるように、外部からチョッパー回路３の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部２１の出力側は、オンデューティー演算部２２の入力側に接続されている。そのオンデューティー演算部２２の出力側は、駆動パルス生成部２３の入力側に接続されている。
【００１６】
次に、上記のように構成されたスイッチング制御手段１１の動作を説明する。
外部からチョッパー回路３の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部２１は、さらに、出力電圧検出器１０によって検出されたチョッパー回路３の出力電圧（平滑コンデンサー８の両端電圧）（以下、出力電圧検出値という）を入力し、この出力電圧指令値及び出力電圧検出値に基づいて、母線電流指令値を算出し、この母線電流指令値をオンデューティー演算部２２に出力する。次に、この母線電流指令値を入力したオンデューティー演算部２２は、さらに、母線電流検出器９によって検出された母線電流（チョッパー回路３の入力電流）（以下、母線電流検出値という）を入力し、この母線電流指令値及び母線電流検出値に基づいて、オンデューティーを算出し、このオンデューティーを駆動パルス生成部２３に出力する。ここで、オンデューティーとは、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子に対するＯＮ時間、及び、ＯＮ時間とＯＦＦ時間との和の比を示すものである。さらに、このオンデューティーを入力した駆動パルス生成部２３は、このオンデューティーに基づいて、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を実施させる駆動パルスを生成する。
【００１７】
上記のオンデューティー演算部２２によるオンデューティーの演算は、例えば、以下のように実施される。母線電流指令値演算部２１は、出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差が０となるように、母線電流指令値を決定する。次に、オンデューティー演算部２２は、この母線電流指令値と母線電流検出値との偏差が０となるように、オンデューティーを決定する。
【００１８】
（チョッパー回路３の構成）
図３は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３の構成図である。
図３で示されるように、一端がチョッパー回路３の入力正極側であるリアクター４の他端は、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線、及び、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線にそれぞれ接続されている。このスイッチング素子７ｄ〜７ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。また、ダイオード７ａ〜７ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の出力正極側を形成している。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の出力負極側を形成しており、チョッパー回路３におけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３は、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによってブリッジ回路１９を形成しており、このブリッジ回路１９はモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されており、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３の出力電圧が制御される。
【００１９】
上記のような構成のチョッパー回路３を、例えば、１０ｋＷを超えるような大容量の負荷に対して適用する場合、このチョッパー回路３が１系統で構成されるものとすると、ダイオード及びスイッチング素子には大電流が流れるので、それぞれ汎用素子を使用することができず、産業用途の素子を使用する必要があるのでコストアップを伴う。また、このような大電流向けの産業用途の素子は、回路基板上に金属板を設け、ネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費用の面でもコストアップを伴う。これに対して、本実施の形態に係るチョッパー回路３においては、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９はモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
【００２０】
図４は、ブリッジ回路１９をディスクリート素子によって構成する場合の構成図の例を示す図である。
図４で示されるように、ダイオード３１ａ〜３１ｃのアノード側が、それぞれ、スイッチング素子３２ａ〜３２ｃのコレクター側にパターン配線３４によって接続されている。また、ダイオード３１ａ〜３１ｃのカソード側は、それぞれ互いにパターン配線３４によって接続されている。また、スイッチング素子３２ａ〜３２ｃのエミッター側も、それぞれパターン配線３４によって接続されている。さらに、ダイオード３１ａ及びスイッチング素子３２ａ、ダイオード３１ｂ及びスイッチング素子３２ｂ、及び、ダイオード３１ｃ及びスイッチング素子３２ｃのそれぞれの近傍には放熱フィン３３が設置されている。
【００２１】
このようなディスクリート素子によって複数系統のチョッパー回路を構成する場合には、各素子間の配線は回路基板上で行う必要があり、さらに、チョッパー回路に接続される負荷の容量が大きい場合、パターン配線３４には大電流が流れるため、実装面積の増加及びパターンの複雑化により、コストアップ及び回路の大型化を伴う。さらに、配線長も長くなるため、配線インダクタンスによるサージ電圧発生の原因にもなる。
また、ブリッジ回路においてディスクリート素子によって複数系統が構成される場合、各素子の温度条件が異なることによる素子特性のバラツキ発生、及び、パターンの複雑化による各系統の配線インピーダンスのバラツキにより、各素子に流れる電流にはアンバランスが発生しやすい。この場合、各素子におけるエネルギー損失もアンバランスとなるため、温度条件はさらにばらつき、電流アンバランスを加速させることになる。この電流アンバランス発生を考慮すれば、各素子の電流容量又は系統数に余裕を持った選定が必要となるため、素子全体での電流容量は１系統の場合の電流容量よりも多くなり、コストアップ及び回路の大型化を伴う。
さらに、複数の各素子において共通に放熱フィンを設置する場合、実装時に各素子の高さを揃える必要があるため、実装にかかる工数が増加し、実装費用の面でコストアップを伴う。
【００２２】
図５は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモジュール化したブリッジ回路１９の構成図である。
モジュール４１は、ブリッジ回路１９をモジュール化したものであり、ダイオード４２ａ〜４２ｃは、図３におけるダイオード７ａ〜７ｃに相当し、また、スイッチング素子４３ａ〜４３ｃは、図３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆに相当する。また、モジュール４１には、放熱フィン４４が設けられている。そして、モジュール４１におけるダイオード４２ａ〜４２ｃ及びスイッチング素子４３ａ〜４３ｃは、それぞれ金属配線４５によって配線され、ブリッジ回路１９を形成している。すなわち、この金属配線４５は、前述した図４におけるパターン配線３４に相当し、このモジュール４１の内部で配線されている。
【００２３】
以上のように、ブリッジ回路１９をモジュール化することによって、実装面積を大幅に縮小でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。さらに、配線長も短くなるため、サージ電圧の要因となる配線インダクタンスを低減できる。
また、ブリッジ回路１９をモジュール化することによって、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、モジュール４１内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
そして、図４において説明したようにディスクリート素子使用時における、放熱フィン取付のための高さ揃え等の工数を減らせるため、コストアップを抑制できる。
【００２４】
（電力変換装置の動作）
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図１で示されるように、三相交流電源１からの交流電圧は、三相整流器２によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路３に入力される。
【００２５】
図６は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるリアクター４の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
ここで、まず、図３で示されるダイオード７ａ及びスイッチング素子７ｄに着目して説明する。前述したチョッパー回路３に入力された電圧によって、リアクター４に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄのゲート側に印加される駆動パルス（以下、駆動パルスａという）によって、スイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されるが、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態となっている場合、リアクター４に流れる電流（以下、リアクター電流という）は、スイッチング素子７ｄを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスａによって、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態となった場合、リアクター電流は、ダイオード７ａを流れ、リアクター４には、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流の電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が繰り返され、リアクター電流は上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態である場合には、増加するリアクター電流によってリアクター４にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態である場合には、リアクター４に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー８に蓄積され、チョッパー回路３における直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段１１が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路３の出力電圧の大きさを制御することができる。
【００２６】
また、上記のようなダイオード７ａ及びスイッチング素子７ｄの動作は、ダイオード７ｂ及びスイッチング素子７ｅ、並びに、ダイオード７ｃ及びスイッチング素子７ｆにおいても同様の動作が実施される。このとき、スイッチング制御手段１１によって印加される駆動パルスのうち、スイッチング素子７ｅに印加されるものを駆動パルスｂとし、そして、スイッチング素子７ｆに印加されるものを駆動パルスｃとすると、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆはそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作する。
なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、駆動パルスａ〜ｃを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００２７】
なお、上記の動作については、図３で示されるチョッパー回路３の回路構成に基づいて説明したが、これに限られるものではなく、図７で示されるチョッパー回路３ａを適用する構成としてもよい。図７で示されるチョッパー回路３ａは、図３で示されるチョッパー回路３におけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ａが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３におけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがそれぞれチョッパー回路３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様にＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３と同様にその出力電圧が昇圧される。
上記のブリッジ回路１９ａとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路１９について適用することもできる。
【００２８】
なお、ブリッジ回路１９及びブリッジ回路１９ａは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００２９】
（実施の形態１の効果）
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路３においてはダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆ、又は、チョッパー回路３ａにおいてはスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９及びブリッジ回路１９ａはモジュール化されているので、回路の大型化を抑制し、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、配線長も短くなるため、サージ電圧の要因となる配線インダクタンスを低減できる。
また、モジュール４１内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
さらに、上記のブリッジ回路１９又はブリッジ回路１９ａとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
【００３０】
なお、負荷によってチョッパー回路による昇圧動作を実施させる必要がない場合、すなわち、スイッチング制御手段１１によって、図３のチョッパー回路３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＦＦ状態とされ、又は、図７のチョッパー回路３ａにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがＯＦＦ状態とされる場合においても、リアクター４、及び、ダイオード７ａ〜７ｃ又はスイッチング素子１８ａ〜１８ｃの逆並列接続した還流ダイオードは、電流経路となっているため、リアクター４においてはその抵抗成分による銅損、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子１８ａ〜１８ｃの逆並列接続した還流ダイオードにおいては、導通時の順電圧降下による導通損失が発生する。そこで、図８で示されるように、新たにチョッパー回路３又チョッパー回路３ａと並列に逆流防止素子１６を接続する構成としてもよい。この場合、電流経路の素子点数を減らすことができ、損失低減が可能となる。
【００３１】
また、図９で示されるように、図８における逆流防止素子１６の代わりに、例えば、リレーのような開閉素子１７を接続しても、同様に、チョッパー回路３又はチョッパー回路３ａにおける損失低減が可能となる。このとき、開閉素子１７の開閉動作は、スイッチング制御手段１１によって制御されるものとすればよい。さらに、この構成においては、スイッチング制御手段１１によって開閉素子１７、及び、直流電圧上昇時にスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆをＯＮ状態とされても電流経路を形成でき、直流電圧上昇による素子破壊を防止することも可能となる。
【００３２】
また、ブリッジ回路１９のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ、又は、ブリッジ回路１９ａのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆとして、ＳｉＣ系半導体又はスーパージャンクション構造のスイッチング素子を使用するものとしてもよい。これによって、従来用いられているＳｉ系スイッチング素子を使用した場合に比べ、損失低減を図ることができる。特にスーパージャンクション構造のスイッチング素子はリカバリが大きいことが問題となるが、本実施の形態のようなチョッパー回路３又はチョッパー回路３ａの構成では、リカバリが小さいため、スーパージャンクション構造のスイッチング素子に向いた用途であり、その特徴をより活かし、損失低減の効果を高めることが可能となる。
【００３３】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路の場合について説明したが、これに限られるものではなく、図１０で示されるような降圧型のチョッパー回路３ｂによってチョッパー回路３又はチョッパー回路３ａが置換される構成としてもよい。図１０で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｂにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線、及び、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、それぞれリアクター４の一端に接続されており、その他端はチョッパー回路３ｂの出力正極側を形成している。以上のような構成によるチョッパー回路３ｂは、降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｂを形成しており、このブリッジ回路１９ｂはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｂの出力電圧が制御されるものとするればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によってそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作される。
なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子７ｄ〜７ｆに駆動パルスを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００３４】
以上の図１０で示されるようなチョッパー回路３ｂを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｂはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、例えば、チョッパー回路３ｂの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
【００３５】
また、上記の図１０で示される降圧型のチョッパー回路３ｂに代えて、図１１で示されるチョッパー回路３ｃを適用する構成としてもよい。図１１で示されるチョッパー回路３ｃは、図１０で示されるチョッパー回路３ｂにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｃが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｂにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｂにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｂと同様にその出力電圧が降圧される。
【００３６】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として、図１２で示されるような昇降圧型のチョッパー回路３ｄを適用する構成としてもよい。図１２で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｄの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｄの出力正極側を形成している。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線、及び、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、それぞれリアクター４の一端に接続されており、その他端はチョッパー回路３ｄの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｄにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｄは、昇降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｄを形成しており、このブリッジ回路１９ｄはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｄの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によってそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作される。なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子７ｄ〜スイッチング素子７ｆに駆動パルスを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００３７】
以上の図１２で示されるようなチョッパー回路３ｄを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｄはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、図１２で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
【００３８】
また、上記の図１２で示される降圧型のチョッパー回路３ｄに代えて、図１３で示されるチョッパー回路３ｅを適用する構成としてもよい。図１３で示されるチョッパー回路３ｅは、図１２で示されるチョッパー回路３ｄにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、ダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｅが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｄにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｄにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｄと同様にその出力電圧が昇圧又は降圧される。
【００３９】
さらに、例えば、三相交流電源１及び三相整流器２は、単相又は四相等、相数が異なる場合にも同様の効果が得られることは言うまでもなく、例えば、スイッチング素子を４個備える二相のブリッジ回路構成で用いてもよく、この場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００４０】
また、上記のブリッジ回路１９ｂ〜１９ｅは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００４１】
実施の形態２．
本実施の形態に係る電力変換装置については、前述の実施の形態１に係る電力変換装置と相違する点を中心に説明する。
【００４２】
本実施の形態に係る電力変換装置の全体構成、並びに、スイッチング制御手段１１のブロック構成及び動作については、前述の実施の形態１と同様である。
【００４３】
（チョッパー回路３ｆの構成）
図１４は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｆの構成図である。
図１４で示されるように、リアクター４〜６の一端はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの入力正極側を形成している。また、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線は、リアクター４の他端に接続されている。同様に、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線は、リアクター５の他端に接続されており、また、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線は、リアクター６の他端に接続されている。また、ダイオード７ａ〜７ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの出力正極側を形成している。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｆにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｆは、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによってブリッジ回路１９ｆを形成しており、このブリッジ回路１９ｆはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されており、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｆの出力電圧が制御される。
【００４４】
上記のような構成のチョッパー回路３ｆを、例えば、１０ｋＷを超えるような大容量の負荷に対して適用する場合、このチョッパー回路３ｆが１系統で構成されるものとすると、ダイオード、スイッチング素子及びリアクターには大電流が流れるので、それぞれ汎用素子を使用することができず、産業用途の素子を使用する必要があるのでコストアップを伴う。また、このような大電流向けの産業用途の素子は、回路基板上に金属板を設け、ネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費用の面でもコストアップを伴う。これに対して、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおいては、ダイオード７ａ〜７ｃ、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｆはモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
【００４５】
なお、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおけるブリッジ回路１９ｆは、実施の形態１における図５で示されるようなモジュール化された構成となるようにしてもよい。このような構成とすることで、図５で示されるモジュール化されたブリッジ回路１９と同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
また、リアクター４〜６が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター１個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。例えば、本実施の形態ではブリッジ回路１９ｆでのスイッチングが実施されるため、この周波数成分はリアクターに流れる電流にも含まれる。一般に、高周波電流は、表皮効果により、導体の外側にのみ流れるため、導体の交流抵抗が増加し、銅損が増加するが、リッツ線等の巻線を使用すると、表皮効果による交流抵抗の増加を抑制できる。このリッツ線は細線の撚り線であるため、大電流向けの製造が困難であるが、本実施の形態では、リアクター１個当たりの電流容量を小さくすることができるため、リッツ線を適用することができ、リアクターにおける損失を低減し、回路効率を改善することが可能となる。
【００４６】
（電力変換装置の動作）
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図１で示されるように、三相交流電源１からの交流電圧は、三相整流器２によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路３に入力される。
【００４７】
図１５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
ここで、まず、図１４で示されるダイオード７ａ、スイッチング素子７ｄ及びリアクター４に着目して説明する。前述したチョッパー回路３ｆに入力された電圧によって、リアクター４に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄのゲート側に駆動パルスａが印加され、スイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されるが、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態となっている場合、リアクター４に流れる電流（以下、リアクター電流Ａという）は、スイッチング素子７ｄを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスａによって、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態となった場合、リアクター電流Ａは、ダイオード７ａを流れ、リアクター４には、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流Ａの電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が繰り返され、リアクター電流Ａは上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態である場合には、増加するリアクター電流Ａによってリアクター４にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態である場合には、リアクター４に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー８に蓄積され、チョッパー回路３ｆにおける直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段１１が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路３ｆの出力電圧の大きさを制御することができる。
【００４８】
また、上記のようなダイオード７ａ、スイッチング素子７ｄ及びリアクター４の動作は、ダイオード７ｂ、スイッチング素子７ｅ及びリアクター５、並びに、ダイオード７ｃ、スイッチング素子７ｆ及びリアクター６においても同様の動作が実施される。このとき、リアクター５に流れる電流をリアクター電流Ｂ、そして、リアクター６に流れる電流をリアクター電流Ｃとする。また、前述のように、スイッチング制御手段１１によって印加される駆動パルスのうち、スイッチング素子７ｅに印加されるものを駆動パルスｂとし、そして、スイッチング素子７ｆに印加されるものを駆動パルスｃとすると、図１５で示されるように、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃは、それぞれ、周波数が同一であり、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
【００４９】
以上のような動作とすることによって、チョッパー回路３ｆの入力電流は、リアクター４〜６にそれぞれ流れるリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、入力電流に含まれるスイッチング動作に起因する周波数成分は高周波化し、リップルが小さくなるため、低ノイズ化を図ることができる。
また、前述のスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが１２０度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は３倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態１に係るチョッパー回路３の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子７ｄ〜７ｆにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子７ｄ〜７ｆにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
【００５０】
なお、上記のチョッパー回路３ｆの動作において、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃは、それぞれ、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ／ＯＦＦ動作させるものとしてもよいのは言うまでもない。
【００５１】
図１６は本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の臨界モード（後述）におけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図であり、図１７はその電力変換装置の不連続モード（後述）におけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
ここで、リアクター４〜６において流れる電流が減少しても０とならない動作状態、すなわち、前述の図１５で示される動作状態を連続モードと呼ぶものとする。一方、リアクター４〜６に流れる電流が減少して０となる区間が存在する動作状態、すなわち、図１６で示される動作状態を不連続モードと呼ぶものとする。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＦＦ状態の時にリアクター４〜６に流れる電流が減少して０になった瞬間に、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＮ状態となる動作状態、すなわち、図１７で示される動作状態を、連続モードと不連続モードの境界という意味で臨界モードと呼ぶものとする。
【００５２】
前述した実施の形態１においては、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させる場合、入力電流はリアクター電流と同一となるため、特に大電流で扱われる用途では、このリアクター電流が、図１７で示されるような臨界モード、又は、図１８で示されるような不連続モードによって制御されると、入力電流に含まれる高調波成分が増加してしまうことになり、図６で示されるような連続モードによって制御されるのが好ましい。
一方、本実施の形態においては、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するので、入力電流はリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、図１６で示される臨界モード又は図１７で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図１５で示される連続モードにおけるリアクター電流Ａ〜Ｃのように電流が０とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター４〜６に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくしてもよいため、リアクター４〜６を小型化できる。
【００５３】
なお、上記の動作については、図１４で示されるチョッパー回路３ｆの回路構成に基づいて説明したが、これに限られるものではなく、図１８で示されるチョッパー回路３ｇを適用する構成としてもよい。図１８で示されるチョッパー回路３ｇは、図１４で示されるチョッパー回路３ｆにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｇが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｆにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがそれぞれチョッパー回路３ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様にＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｆと同様にその出力電圧が昇圧される。
上記のブリッジ回路１９ｇとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路１９ｆについて適用することもできる。
【００５４】
なお、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００５５】
（実施の形態２の効果）
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路３ｆにおいてはダイオード７ａ〜７ｃ、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びリアクター４〜６、又は、チョッパー回路３ｇにおいてはスイッチング素子１８ａ〜１８ｆ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇはモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、チョッパー回路３ｆ及びチョッパー回路３ｇの入力電流は、リアクター４〜６にそれぞれ流れるリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、入力電流に含まれるスイッチング動作に起因する周波数成分は高周波化し、リップルが小さくなるため、低ノイズ化を図ることができる。
また、ブリッジ回路１９ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はブリッジ回路１９ｇにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが１２０度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は３倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、ブリッジ回路１９ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はブリッジ回路１９ｇにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態１に係るチョッパー回路３の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
また、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおけるブリッジ回路１９ｆ、又は、チョッパー回路３ｇにおけるブリッジ回路１９ｇは、実施の形態１における図５で示されるようなモジュール化された構成とすることで、モジュール化されたブリッジ回路１９と同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
また、リアクター４〜６が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター１個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。
また、本実施の形態のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御する場合、入力電流はリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、図１６で示される臨界モード又は図１７で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図１５で示される連続モードにおけるリアクター電流Ａ〜Ｃのように電流が０とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。
また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター４〜６に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくてもよいため、リアクター４〜６を小型化できる。
さらに、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
【００５６】
なお、本実施の形態に係るチョッパー回路として図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路の場合について説明したが、これに限られるものではなく、図１９で示されるような降圧型のチョッパー回路３ｈによってチョッパー回路３ｆ又はチョッパー回路３ｇが置換される構成としてもよい。図１９で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｈの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３におけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線は、リアクター４の一端に接続されている。同様に、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線は、リアクター５の一端に接続されており、また、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、リアクター６の一端に接続されている。また、リアクター４〜６のそれぞれの他端は互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｈの出力正極側を形成している。以上のような構成によるチョッパー回路３ｈは、降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｈを形成しており、このブリッジ回路１９ｈはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｈの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
なお、上記のように、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させる動作としてもよいのは言うまでもない。
【００５７】
以上の図１９で示されるようなチョッパー回路３ｈを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ、ダイオード７ａ〜７ｃ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｈはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、例えば、チョッパー回路３ｈの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
【００５８】
また、上記の図１９で示される降圧型のチョッパー回路３ｈに代えて、図２０で示されるチョッパー回路３ｉを適用する構成としてもよい。図２０で示されるチョッパー回路３ｉは、図１９で示されるチョッパー回路３ｈにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｉが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｈにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｈにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｈと同様にその出力電圧が降圧される。
【００５９】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として、図２１で示されるような昇降圧型のチョッパー回路３ｊを適用する構成としてもよい。図２１で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの出力正極側を形成している。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線は、リアクター４の一端に接続されている。同様に、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線は、リアクター５の一端に接続されており、また、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、リアクター６の一端に接続されている。また、リアクター４〜６のそれぞれの他端は互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの出力正極側を形成しており、チョッパー回路３ｊにおける出力負極側及び入力負極側は共通となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｊは、昇降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｊを形成しており、このブリッジ回路１９ｊはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｊの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
なお、上記のように、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるものとしてもよいのは言うまでもない。
【００６０】
以上の図２１で示されるようなチョッパー回路３ｊを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ、ダイオード７ａ〜７ｃ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｊはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、図２１で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
【００６１】
また、上記の図２１で示される降圧型のチョッパー回路３ｊに代えて、図２２で示されるチョッパー回路３ｋを適用する構成としてもよい。図２２で示されるチョッパー回路３ｋは、図２１で示されるチョッパー回路３ｊにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、ダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｋが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｊにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｊにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｊと同様にその出力電圧が昇又は降圧される。
【００６２】
さらに、例えば、三相交流電源１及び三相整流器２は、単相又は四相等、相数が異なる場合にも同様の効果が得られることは言うまでもなく、例えば、スイッチング素子を４個備える二相のブリッジ回路構成で用いても、この場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００６３】
また、上記のブリッジ回路１９ｈ〜１９ｋは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００６４】
実施の形態３．
（モーター駆動制御装置の全体構成）
図２３は、本発明の実施の形態３に係るモーター駆動制御装置の構成図である。本実施の形態に係るモーター駆動制御装置について、前述の実施の形態１に係る電力変換装置との相違する点を中心に説明する。
図２３で示されるように、本実施の形態に係るモーター駆動制御装置は、図１で示される電力変換装置の出力側、すなわち、平滑コンデンサー８の両端に、チョッパー回路３からの出力を交流電圧に変換して、後述するモーター１５に供給するインバーター回路１２が接続されている。このインバーター回路１２において、還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子１２ａ〜１２ｃのコレクター側がそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路１２の入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子１２ａ〜１２ｃのエミッター側はそれぞれ還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子１２ｄ〜１２ｆのコレクター側に接続されている。このスイッチング素子１２ｄ〜１２ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路１２の入力負極側を形成している。このスイッチング素子１２ａ〜１２ｆによって、インバーター回路１２が形成されている。また、スイッチング素子１２ａのエミッター側及びスイッチング素子１２ｄのコレクター側との接続線、スイッチング素子１２ｂのエミッター側及びスイッチング素子１２ｅのコレクター側との接続線、及び、スイッチング素子１２ｃのエミッター側及びスイッチング素子１２ｆのコレクター側との接続線からそれぞれインバーター回路１２の出力線が延びており、この３本の出力線はモーター１５に接続されている。この出力線には、モーター１５に供給される電流を検出するモーター電流検出器１３が設置されている。このモーター電流検出器１３及び平滑コンデンサー８の両端電圧を検出する出力電圧検出器１０は、インバーター駆動手段１４に接続されている。このインバーター駆動手段１４は、出力電圧検出器１０によって検出される平滑コンデンサー８の両端電圧、及び、モーター電流検出器１３によって検出されるモーター１５に供給される電流に基づいて、インバーター回路１２のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する駆動信号を生成する。
【００６５】
なお、図２３で示されるチョッパー回路３は、実施の形態１及び実施の形態２におけるチョッパー回路３ａ〜３ｋによって置換される構成としてもよいのは言うまでもない。
【００６６】
（モーター１５におけるモーター電流Ｉ、巻線抵抗Ｒ及びエネルギー損失等の関係）
一般にモーター１５におけるモーター巻線の巻数Ｎを増加させた場合、下記の式（１）で示されるように、巻線抵抗Ｒは、その巻数Ｎの二乗に比例する。このときの比例定数をｋ1とする。
【００６７】
Ｒ＝ｋ1・Ｎ2 （１）
【００６８】
また、インバーター回路１２の出力線及びモーター巻線に流れるモーター電流Ｉは、下記の式（２）で示されるように、巻数Ｎに反比例する。このときの比例定数をｋ2とする。
【００６９】
Ｉ＝ｋ2／Ｎ （２）
【００７０】
このとき、巻線抵抗Ｒにおけるモーター銅損Ｌｏｓｓmotorcpは、下記の式（３）で示されるように、巻数Ｎに依存しない。
【００７１】
Ｌｏｓｓmotorcp＝Ｒ・Ｉ2＝ｋ1・ｋ22 （３）
【００７２】
このとき、モーター電流Ｉが低減すれば、インバーター回路１２におけるスイッチング素子１２ａ〜１２ｆにおける導通損失を低減することができるが、上記の式（２）で示されるように、モーター巻線の巻数Ｎを増加させることによってモーター電流Ｉは減少するので、インバーター回路１２における導通損失の低減が可能となる。さらに、上記の式（４）で示されるように、巻数Ｎが増加したとしても、モーター銅損Ｌｏｓｓmotorcpを増加させることもない。
【００７３】
また、モーター１５のモーター巻線の巻数Ｎを増加させた場合、下記の式（４）で示されるように、発生する誘起電圧Φは、巻数Ｎに比例して高くなる。このときの比例定数をｋ3とする。
【００７４】
Φ＝ｋ3・Ｎ （４）
【００７５】
このとき、巻数Ｎが増加することによる誘起電圧Φの増加は、モーター１５の高速駆動範囲を減少させるが、本実施の形態によれば、実施の形態１及び実施の形態２において説明したように、チョッパー回路３等によって昇圧して、インバーター回路１２の出力電圧を高電圧化できるため、モーター１５の高速駆動範囲を減少させることなくモーター１５の高巻数化を図ることができる。
【００７６】
（実施の形態３の効果）
本実施の形態におけるインバーター回路１２の構成は、実施の形態１における図７で示されるブリッジ回路１９ａ、及び、実施の形態２における図１８におけるブリッジ回路１９ｇと同一構成であるため、同一のモジュールを使用することが可能となる。さらに、各スイッチング素子を駆動するドライバー回路も共通の構成とすれば、チョッパー回路及びインバーター回路の各基板における構成は大部分が同一の構成とすることができる。これによって、生産におけるコスト低減、又は、開発負荷の軽減が可能となる。
また、モーター１５の高速駆動時には、インバーター回路１２の出力電圧が不足することにより高速駆動範囲が制限されるが、本実施の形態によれば、チョッパー回路３等によって昇圧し、インバーター回路１２への入力直流電圧も高くなるので、インバーター回路１２の出力電圧不足を解消し、高速駆動範囲の拡大も可能となり、高性能なモーター駆動制御装置を得ることができる。
また、チョッパー回路３等の昇圧機能によってインバーター回路１２の出力電圧を高電圧化することによってモーター１５のモーター電流は低減することから、インバーター回路１２を構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのＯＮ動作時に流れる電流が低減するので、インバーター回路１２における導通損失を低減することが可能となり、モーター１５の高速駆動時の高効率化が図れる。
また、モーター巻線の巻数を増加させることによってモーター電流は減少するので、インバーター回路１２における導通損失の低減が可能となり、このとき、巻数を増加したとしても、モーター１５におけるモーター銅損を増加させることもない。このとき、巻数を増加させると、誘起電圧が増加し、モーター１５の高速駆動範囲を減少させてしまうが、本実施の形態によれば、チョッパー回路３等によって昇圧して、インバーター回路１２の出力電圧を高電圧化できるため、モーター１５の高速駆動範囲を減少させることなくモーター１５の高巻数化を図ることができる。
また、モーター１５の低速駆動時等、負荷が小さく、インバーター回路１２の出力電圧が低い範囲では、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄ〜７ｆをＯＦＦ状態とすることによって、チョッパー回路３等の動作を停止させ、チョッパー回路３等における導通損失を抑制することが可能である。
さらに、モーター１５の低速駆動時等、低負荷での駆動時、駆動に必要なインバーター回路１２の出力電圧に対し三相全波整流方式により生成した直流電圧は高い。このため、チョッパー回路３等及びインバーター回路１２におけるスイッチング素子の損失は大きく、また、インバーター回路１２ではデッドタイムによる電圧誤差による騒音が課題となる。このとき、チョッパー回路として実施の形態１に係るチョッパー回路３ｂ〜３ｅ、又は、実施の形態２に係るチョッパー回路３ｈ〜３ｋを適用し、出力電圧を降圧する場合には、インバーター回路１２に印加される直流電圧を低くでき、これにより直流電圧を最適化することでブリッジ回路やインバーター回路１２におけるスイッチング素子における損失の低減、及び、インバーター回路１２におけるデッドタイムによる電圧誤差の低減により騒音低減が図れる。
【００７７】
実施の形態４．
（空気調和機１０１の全体構成）
図２４は、本発明の実施の形態４に係る空気調和機の全体構成の例を示す図である。
図２４で示されるように、本実施の形態に係る空気調和機１０１は、室外機１０２及び室内機１０５を備えている。この室外機１０２は、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機１０３及び図示しない熱交換器を備え、また、この熱交換器に送風する送風機１０４を備えている。そして、この圧縮機１０３及び送風機１０４は、前述した実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
【００７８】
（実施の形態４の効果）
以上のような構成によって、前述の実施の形態１〜実施の形態３と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機１０３及び送風機１０４内部での発熱を抑制することができる。
【００７９】
実施の形態５．
（冷蔵庫１１１の全体構成）
図２５は、本発明の実施の形態５に係る冷蔵庫の全体構成の例を示す図である。
図２５で示されるように、本実施の形態に係る冷蔵庫１１１は、図示しない冷媒回路によって接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機１１２、及び、冷却室１１３内に設けられた冷却器１１４を備え、この冷却器１１４によって生成された冷気を冷蔵室及び冷凍室等に送るための送風機１１５を備えている。そして、この圧縮機１１２及び送風機１１５は、前述した実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
【００８０】
（実施の形態５の効果）
以上のような構成によって、前述の実施の形態１〜実施の形態３と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機１１２及び送風機１１５内部での発熱を抑制することができる。
【００８１】
なお、本実施の形態において冷蔵庫１１１について説明したが、これに限られるものではなく、例えば、冷凍庫について、実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される圧縮機又は送風機が適用される構成としてもよい。
【符号の説明】
【００８２】
１ 三相交流電源、２ 三相整流器、２ａ〜２ｆ 整流ダイオード、３、３ａ〜３ｋ チョッパー回路、４〜６ リアクター、７ａ〜７ｃ ダイオード、７ｄ〜７ｆ スイッチング素子、８ 平滑コンデンサー、９ 母線電流検出器、１０ 出力電圧検出器、１１ スイッチング制御手段、１２ インバーター回路、１２ａ〜１２ｆ スイッチング素子、１３ モーター電流検出器、１４ インバーター駆動手段、１５ モーター、１６ 逆流防止素子、１７ 開閉素子、１８ａ〜１８ｆ スイッチング素子、１９、１９ａ〜１９ｋ ブリッジ回路、２１ 母線電流指令値演算部、２２ オンデューティー演算部、２３ 駆動パルス生成部、３１ａ〜３１ｃ ダイオード、３２ａ〜３２ｃ スイッチング素子、３３ 放熱フィン、３４ パターン配線、４１ モジュール、４２ａ〜４２ｃ ダイオード、４３ａ〜４３ｃ スイッチング素子、４４ 放熱フィン、４５ 金属配線、１０１ 空気調和機、１０２ 室外機、１０３ 圧縮機、１０４ 送風機、１０５ 室内機、１１１ 冷蔵庫、１１２ 圧縮機、１１３ 冷却室、１１４ 冷却器、１１５ 送風機。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、それを備えたモーター駆動制御装置、それを搭載した圧縮機及び送風機、並びに、その圧縮機又は送風機を搭載した空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、三相交流電源に対応した機器において、三相全波整流方式のコンバーターとして、三相交流電圧を整流する三相整流回路と、リアクターとコンデンサーとからなり三相整流回路の出力電圧をフィルタリングするフィルター回路と、フィルター回路の出力電圧を交流電圧に変換しモーターを駆動するインバーター回路を備えたものが使用されている。
【０００３】
また従来の、上記三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源の力率を改善する方式として、例えば、「三相交流電圧を整流する三相整流回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出器と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前記三相整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを備え」たものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２８６９４９８号公報（第３頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前述の三相全波整流方式において、電源電流はパルス状となり、電源力率が低いという問題点がある。また、前述の三相全波整流方式のコンバーターにおいては、出力である直流電圧は電源電圧に依存するため、例えば、インバーター及びモーターを負荷とする場合、モーターの高速駆動時における直流電圧不足等の問題点もある。
【０００６】
また、特許文献１に記載の発明によれば、昇圧チョッパー回路の出力電圧を一定に制御することで、三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源力率を改善する技術が記載されているが、例えば、１０ｋＷを超えるような大負荷に対して適用する場合、スイッチング素子及び逆流防止素子に大電流が流れるため、１系統で構成するには汎用の安価な素子を用いることができず、産業用途の素子を用いることになりコストアップを伴うという問題点がある。また、大電流用途の素子は回路基板上に金属板を設けネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費の面でコストアップを伴うという問題点もある。
【０００７】
また、回路基板上で配線を行う必要があり、大電流の流れる箇所でのパターン配線となるため、実装面積の増加やパターンの複雑化を伴い、コストアップ、回路の大型化を伴い、さらに、配線長も長くなるため、配線インダクタンスによるサージ電圧発生の原因となるという問題点もある。
【０００８】
さらに、ディスクリート素子によって複数系統を構成する場合、各素子の温度条件が異なることによる素子特性のバラツキの発生、及び、各素子に流れる電流のアンバランスの発生が起こりやすく、この場合、各素子における損失もアンバランスとなるため、温度条件はさらにばらつき、電流アンバランスを加速させることになるという問題点もある。
【０００９】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、チョッパー回路を複数系統のブリッジ接続構成とすることによって電流を分散し各素子の電流の容量を小さくすることのできる電力変換装置を得ることである。
また、第２の目的は、上記の電力変換装置を備え、チョッパー回路によってインバーター回路へ出力する電圧を昇圧させてインバーター回路の出力電圧不足を解消することのできるモーター駆動制御装置を得ることである。
そして、第３の目的は、上記の電力変換装置を備えることによって、上記の機能を備えた圧縮機、送風機、空気調和機、冷蔵庫及び冷凍庫を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、交流電圧を整流する整流器と、少なくとも１組のダイオードと該ダイオードのアノード側に一端が接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ａ」という）、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｂ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、一端が前記接続線Ａに、そして、他端が前記接続線Ｂに接続された平滑コンデンサーと、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、を備え、前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Ｂに接続され、該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係る電力変換装置によれば、チョッパー回路においてダイオード及びスイッチング素子による複数系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく回路の大型化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング制御手段１１のブロック構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３の構成図である。
【図４】ブリッジ回路１９をディスクリート素子によって構成する場合の構成図の例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモジュール化したブリッジ回路１９の構成図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるリアクター４の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ａの構成図である。
【図８】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置においてチョッパー回路をバイパスする例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置においてチョッパー回路をバイパスする例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｂの構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｃの構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｄの構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｅの構成図である。
【図１４】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｆの構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の臨界モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の不連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｇの構成図である。
【図１９】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｈの構成図である。
【図２０】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｉの構成図である。
【図２１】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｊの構成図である。
【図２２】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｋの構成図である。
【図２３】本発明の実施の形態３に係るモーター駆動制御装置の構成図である。
【図２４】本発明の実施の形態４に係る空気調和機の全体構成の例を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態５に係る冷蔵庫の全体構成の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
（電力変換装置の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
図１で示されるように、三相交流電源１から延びる３本の出力線は、整流ダイオード２ａのアノード側と整流ダイオード２ｄのカソード側との接続線、整流ダイオード２ｂのアノード側と整流ダイオード２ｅのカソード側との接続線、及び、整流ダイオード２ｃのアノード側と整流ダイオード２ｆのカソード側との接続線にそれぞれ接続されている。これらの整流ダイオード２ａ〜２ｆによって三相整流器２が構成されている。また、整流ダイオード２ａ〜２ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の入力正極側に接続されている。また、整流ダイオード２ｄ〜２ｆのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の入力負極側に接続されている。このチョッパー回路３の出力側に対して、並列に平滑コンデンサー８が接続されている。また、前述の整流ダイオード２ｄ〜２ｆのアノード側及びチョッパー回路３の入力負極側を接続する接続線上には、母線電流検出器９が設置されている。また、前述の平滑コンデンサー８の両端には、出力電圧検出器１０が並列接続されている。この母線電流検出器９及び出力電圧検出器１０は、スイッチング制御手段１１に接続されており、それぞれ、チョッパー回路３の入力電流及び平滑コンデンサー８の両端電圧をスイッチング制御手段１１に送信する。また、このスイッチング制御手段１１は、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御をするためにチョッパー回路３に接続されている。
【００１４】
なお、図１において、母線電流検出器９は、チョッパー回路３の入力負極側の接続線上に設置されているが、これに限られるものではなく、入力正極側の接続線上に設置されるものとしてもよい。
また、三相整流器２における整流ダイオード２ａ〜２ｆとして、ＳｉＣ系のショットキーバリアダイオード等の素子が使用される構成としてもよい。これによって、導通時の抵抗が低いという特徴を活かし、損失低減を図ることができる。
また、三相整流器２は、本発明における「整流器」に相当するものである。
【００１５】
（スイッチング制御手段１１のブロック構成及び動作）
図２は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング制御手段１１のブロック構成図である。
図２で示されるように、外部からチョッパー回路３の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部２１の出力側は、オンデューティー演算部２２の入力側に接続されている。そのオンデューティー演算部２２の出力側は、駆動パルス生成部２３の入力側に接続されている。
【００１６】
次に、上記のように構成されたスイッチング制御手段１１の動作を説明する。
外部からチョッパー回路３の出力電圧に対する出力電圧指令値を入力する母線電流指令値演算部２１は、さらに、出力電圧検出器１０によって検出されたチョッパー回路３の出力電圧（平滑コンデンサー８の両端電圧）（以下、出力電圧検出値という）を入力し、この出力電圧指令値及び出力電圧検出値に基づいて、母線電流指令値を算出し、この母線電流指令値をオンデューティー演算部２２に出力する。次に、この母線電流指令値を入力したオンデューティー演算部２２は、さらに、母線電流検出器９によって検出された母線電流（チョッパー回路３の入力電流）（以下、母線電流検出値という）を入力し、この母線電流指令値及び母線電流検出値に基づいて、オンデューティーを算出し、このオンデューティーを駆動パルス生成部２３に出力する。ここで、オンデューティーとは、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子に対するＯＮ時間、及び、ＯＮ時間とＯＦＦ時間との和の比を示すものである。さらに、このオンデューティーを入力した駆動パルス生成部２３は、このオンデューティーに基づいて、後述するチョッパー回路３におけるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を実施させる駆動パルスを生成する。
【００１７】
上記のオンデューティー演算部２２によるオンデューティーの演算は、例えば、以下のように実施される。母線電流指令値演算部２１は、出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差が０となるように、母線電流指令値を決定する。次に、オンデューティー演算部２２は、この母線電流指令値と母線電流検出値との偏差が０となるように、オンデューティーを決定する。
【００１８】
（チョッパー回路３の構成）
図３は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３の構成図である。
図３で示されるように、一端がチョッパー回路３の入力正極側であるリアクター４の他端は、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線、及び、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線にそれぞれ接続されている。このスイッチング素子７ｄ〜７ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。また、ダイオード７ａ〜７ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の出力正極側を形成している。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３の出力負極側を形成しており、チョッパー回路３におけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３は、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによってブリッジ回路１９を形成しており、このブリッジ回路１９はモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されており、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３の出力電圧が制御される。
【００１９】
上記のような構成のチョッパー回路３を、例えば、１０ｋＷを超えるような大容量の負荷に対して適用する場合、このチョッパー回路３が１系統で構成されるものとすると、ダイオード及びスイッチング素子には大電流が流れるので、それぞれ汎用素子を使用することができず、産業用途の素子を使用する必要があるのでコストアップを伴う。また、このような大電流向けの産業用途の素子は、回路基板上に金属板を設け、ネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費用の面でもコストアップを伴う。これに対して、本実施の形態に係るチョッパー回路３においては、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９はモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
【００２０】
図４は、ブリッジ回路１９をディスクリート素子によって構成する場合の構成図の例を示す図である。
図４で示されるように、ダイオード３１ａ〜３１ｃのアノード側が、それぞれ、スイッチング素子３２ａ〜３２ｃのコレクター側にパターン配線３４によって接続されている。また、ダイオード３１ａ〜３１ｃのカソード側は、それぞれ互いにパターン配線３４によって接続されている。また、スイッチング素子３２ａ〜３２ｃのエミッター側も、それぞれパターン配線３４によって接続されている。さらに、ダイオード３１ａ及びスイッチング素子３２ａ、ダイオード３１ｂ及びスイッチング素子３２ｂ、及び、ダイオード３１ｃ及びスイッチング素子３２ｃのそれぞれの近傍には放熱フィン３３が設置されている。
【００２１】
このようなディスクリート素子によって複数系統のチョッパー回路を構成する場合には、各素子間の配線は回路基板上で行う必要があり、さらに、チョッパー回路に接続される負荷の容量が大きい場合、パターン配線３４には大電流が流れるため、実装面積の増加及びパターンの複雑化により、コストアップ及び回路の大型化を伴う。さらに、配線長も長くなるため、配線インダクタンスによるサージ電圧発生の原因にもなる。
また、ブリッジ回路においてディスクリート素子によって複数系統が構成される場合、各素子の温度条件が異なることによる素子特性のバラツキ発生、及び、パターンの複雑化による各系統の配線インピーダンスのバラツキにより、各素子に流れる電流にはアンバランスが発生しやすい。この場合、各素子におけるエネルギー損失もアンバランスとなるため、温度条件はさらにばらつき、電流アンバランスを加速させることになる。この電流アンバランス発生を考慮すれば、各素子の電流容量又は系統数に余裕を持った選定が必要となるため、素子全体での電流容量は１系統の場合の電流容量よりも多くなり、コストアップ及び回路の大型化を伴う。
さらに、複数の各素子において共通に放熱フィンを設置する場合、実装時に各素子の高さを揃える必要があるため、実装にかかる工数が増加し、実装費用の面でコストアップを伴う。
【００２２】
図５は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるモジュール化したブリッジ回路１９の構成図である。
モジュール４１は、ブリッジ回路１９をモジュール化したものであり、ダイオード４２ａ〜４２ｃは、図３におけるダイオード７ａ〜７ｃに相当し、また、スイッチング素子４３ａ〜４３ｃは、図３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆに相当する。また、モジュール４１には、放熱フィン４４が設けられている。そして、モジュール４１におけるダイオード４２ａ〜４２ｃ及びスイッチング素子４３ａ〜４３ｃは、それぞれ金属配線４５によって配線され、ブリッジ回路１９を形成している。すなわち、この金属配線４５は、前述した図４におけるパターン配線３４に相当し、このモジュール４１の内部で配線されている。
【００２３】
以上のように、ブリッジ回路１９をモジュール化することによって、実装面積を大幅に縮小でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。さらに、配線長も短くなるため、サージ電圧の要因となる配線インダクタンスを低減できる。
また、ブリッジ回路１９をモジュール化することによって、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、モジュール４１内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
そして、図４において説明したようにディスクリート素子使用時における、放熱フィン取付のための高さ揃え等の工数を減らせるため、コストアップを抑制できる。
【００２４】
（電力変換装置の動作）
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図１で示されるように、三相交流電源１からの交流電圧は、三相整流器２によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路３に入力される。
【００２５】
図６は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるリアクター４の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
ここで、まず、図３で示されるダイオード７ａ及びスイッチング素子７ｄに着目して説明する。前述したチョッパー回路３に入力された電圧によって、リアクター４に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄのゲート側に印加される駆動パルス（以下、駆動パルスａという）によって、スイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されるが、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態となっている場合、リアクター４に流れる電流（以下、リアクター電流という）は、スイッチング素子７ｄを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスａによって、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態となった場合、リアクター電流は、ダイオード７ａを流れ、リアクター４には、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流の電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が繰り返され、リアクター電流は上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態である場合には、増加するリアクター電流によってリアクター４にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態である場合には、リアクター４に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー８に蓄積され、チョッパー回路３における直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段１１が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路３の出力電圧の大きさを制御することができる。
【００２６】
また、上記のようなダイオード７ａ及びスイッチング素子７ｄの動作は、ダイオード７ｂ及びスイッチング素子７ｅ、並びに、ダイオード７ｃ及びスイッチング素子７ｆにおいても同様の動作が実施される。このとき、スイッチング制御手段１１によって印加される駆動パルスのうち、スイッチング素子７ｅに印加されるものを駆動パルスｂとし、そして、スイッチング素子７ｆに印加されるものを駆動パルスｃとすると、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆはそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作する。
なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、駆動パルスａ〜ｃを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００２７】
なお、上記の動作については、図３で示されるチョッパー回路３の回路構成に基づいて説明したが、これに限られるものではなく、図７で示されるチョッパー回路３ａを適用する構成としてもよい。図７で示されるチョッパー回路３ａは、図３で示されるチョッパー回路３におけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ａが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３におけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがそれぞれチョッパー回路３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様にＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３と同様にその出力電圧が昇圧される。
上記のブリッジ回路１９ａとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路１９について適用することもできる。
【００２８】
なお、ブリッジ回路１９及びブリッジ回路１９ａは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００２９】
（実施の形態１の効果）
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路３においてはダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆ、又は、チョッパー回路３ａにおいてはスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９及びブリッジ回路１９ａはモジュール化されているので、回路の大型化を抑制し、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、配線長も短くなるため、サージ電圧の要因となる配線インダクタンスを低減できる。
また、モジュール４１内部の各素子は、温度条件が等しくなるため、素子特性のバラツキが発生せず、前述したように配線長も短いため各系統の配線インピーダンスのバラツキも発生しない。したがって、電流アンバランスも発生しにくくなるため、各素子の電流容量、系統数、及び、放熱フィンを最適に選定でき、コストアップ及び回路の大型化を抑制できる。
さらに、上記のブリッジ回路１９又はブリッジ回路１９ａとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
【００３０】
なお、負荷によってチョッパー回路による昇圧動作を実施させる必要がない場合、すなわち、スイッチング制御手段１１によって、図３のチョッパー回路３におけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＦＦ状態とされ、又は、図７のチョッパー回路３ａにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがＯＦＦ状態とされる場合においても、リアクター４、及び、ダイオード７ａ〜７ｃ又はスイッチング素子１８ａ〜１８ｃの逆並列接続した還流ダイオードは、電流経路となっているため、リアクター４においてはその抵抗成分による銅損、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子１８ａ〜１８ｃの逆並列接続した還流ダイオードにおいては、導通時の順電圧降下による導通損失が発生する。そこで、図８で示されるように、新たにチョッパー回路３又チョッパー回路３ａと並列に逆流防止素子１６を接続する構成としてもよい。この場合、電流経路の素子点数を減らすことができ、損失低減が可能となる。
【００３１】
また、図９で示されるように、図８における逆流防止素子１６の代わりに、例えば、リレーのような開閉素子１７を接続しても、同様に、チョッパー回路３又はチョッパー回路３ａにおける損失低減が可能となる。このとき、開閉素子１７の開閉動作は、スイッチング制御手段１１によって制御されるものとすればよい。さらに、この構成においては、スイッチング制御手段１１によって開閉素子１７、及び、直流電圧上昇時にスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆをＯＮ状態とされても電流経路を形成でき、直流電圧上昇による素子破壊を防止することも可能となる。
【００３２】
また、ブリッジ回路１９のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ、又は、ブリッジ回路１９ａのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆとして、ＳｉＣ系半導体又はスーパージャンクション構造のスイッチング素子を使用するものとしてもよい。これによって、従来用いられているＳｉ系スイッチング素子を使用した場合に比べ、損失低減を図ることができる。特にスーパージャンクション構造のスイッチング素子はリカバリが大きいことが問題となるが、本実施の形態のようなチョッパー回路３又はチョッパー回路３ａの構成では、リカバリが小さいため、スーパージャンクション構造のスイッチング素子に向いた用途であり、その特徴をより活かし、損失低減の効果を高めることが可能となる。
【００３３】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路の場合について説明したが、これに限られるものではなく、図１０で示されるような降圧型のチョッパー回路３ｂによってチョッパー回路３又はチョッパー回路３ａが置換される構成としてもよい。図１０で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｂにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線、及び、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、それぞれリアクター４の一端に接続されており、その他端はチョッパー回路３ｂの出力正極側を形成している。以上のような構成によるチョッパー回路３ｂは、降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｂを形成しており、このブリッジ回路１９ｂはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｂの出力電圧が制御されるものとするればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によってそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作される。
なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子７ｄ〜７ｆに駆動パルスを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００３４】
以上の図１０で示されるようなチョッパー回路３ｂを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｂはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、例えば、チョッパー回路３ｂの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
【００３５】
また、上記の図１０で示される降圧型のチョッパー回路３ｂに代えて、図１１で示されるチョッパー回路３ｃを適用する構成としてもよい。図１１で示されるチョッパー回路３ｃは、図１０で示されるチョッパー回路３ｂにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｃが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｂにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｂにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｂと同様にその出力電圧が降圧される。
【００３６】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として、図１２で示されるような昇降圧型のチョッパー回路３ｄを適用する構成としてもよい。図１２で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｄの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｄの出力正極側を形成している。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線、及び、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、それぞれリアクター４の一端に接続されており、その他端はチョッパー回路３ｄの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｄにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｄは、昇降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｄを形成しており、このブリッジ回路１９ｄはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｄの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によってそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作される。なお、上記のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるために、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子７ｄ〜スイッチング素子７ｆに駆動パルスを別個独立に印加させるのではなく、同一信号の駆動パルスを印加するものとしてもよい。
【００３７】
以上の図１２で示されるようなチョッパー回路３ｄを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｄはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図３及び図７で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、図１２で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
【００３８】
また、上記の図１２で示される降圧型のチョッパー回路３ｄに代えて、図１３で示されるチョッパー回路３ｅを適用する構成としてもよい。図１３で示されるチョッパー回路３ｅは、図１２で示されるチョッパー回路３ｄにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、ダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｅが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｄにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｄにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｄと同様にその出力電圧が昇圧又は降圧される。
【００３９】
さらに、例えば、三相交流電源１及び三相整流器２は、単相又は四相等、相数が異なる場合にも同様の効果が得られることは言うまでもなく、例えば、スイッチング素子を４個備える二相のブリッジ回路構成で用いてもよく、この場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００４０】
また、上記のブリッジ回路１９ｂ〜１９ｅは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００４１】
実施の形態２．
本実施の形態に係る電力変換装置については、前述の実施の形態１に係る電力変換装置と相違する点を中心に説明する。
【００４２】
本実施の形態に係る電力変換装置の全体構成、並びに、スイッチング制御手段１１のブロック構成及び動作については、前述の実施の形態１と同様である。
【００４３】
（チョッパー回路３ｆの構成）
図１４は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置におけるチョッパー回路３ｆの構成図である。
図１４で示されるように、リアクター４〜６の一端はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの入力正極側を形成している。また、ダイオード７ａのアノード側とスイッチング素子７ｄのコレクター側との接続線は、リアクター４の他端に接続されている。同様に、ダイオード７ｂのアノード側とスイッチング素子７ｅのコレクター側との接続線は、リアクター５の他端に接続されており、また、ダイオード７ｃのアノード側とスイッチング素子７ｆのコレクター側との接続線は、リアクター６の他端に接続されている。また、ダイオード７ａ〜７ｃのカソード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの出力正極側を形成している。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｆの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３ｆにおけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。すなわち、ダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれの直列回路を多相ブリッジ接続した構成となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｆは、昇圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のダイオード７ａ〜７ｃ及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆによってブリッジ回路１９ｆを形成しており、このブリッジ回路１９ｆはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されており、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｆの出力電圧が制御される。
【００４４】
上記のような構成のチョッパー回路３ｆを、例えば、１０ｋＷを超えるような大容量の負荷に対して適用する場合、このチョッパー回路３ｆが１系統で構成されるものとすると、ダイオード、スイッチング素子及びリアクターには大電流が流れるので、それぞれ汎用素子を使用することができず、産業用途の素子を使用する必要があるのでコストアップを伴う。また、このような大電流向けの産業用途の素子は、回路基板上に金属板を設け、ネジ止めにより接続する必要があるため、回路基板への実装が困難であり、実装費用の面でもコストアップを伴う。これに対して、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおいては、ダイオード７ａ〜７ｃ、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｆはモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
【００４５】
なお、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおけるブリッジ回路１９ｆは、実施の形態１における図５で示されるようなモジュール化された構成となるようにしてもよい。このような構成とすることで、図５で示されるモジュール化されたブリッジ回路１９と同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
また、リアクター４〜６が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター１個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。例えば、本実施の形態ではブリッジ回路１９ｆでのスイッチングが実施されるため、この周波数成分はリアクターに流れる電流にも含まれる。一般に、高周波電流は、表皮効果により、導体の外側にのみ流れるため、導体の交流抵抗が増加し、銅損が増加するが、リッツ線等の巻線を使用すると、表皮効果による交流抵抗の増加を抑制できる。このリッツ線は細線の撚り線であるため、大電流向けの製造が困難であるが、本実施の形態では、リアクター１個当たりの電流容量を小さくすることができるため、リッツ線を適用することができ、リアクターにおける損失を低減し、回路効率を改善することが可能となる。
【００４６】
（電力変換装置の動作）
次に、上記のように構成された本実施の形態に係る電力変換装置の動作について説明する。
まず、図１で示されるように、三相交流電源１からの交流電圧は、三相整流器２によって整流される。その整流された電圧は、チョッパー回路３に入力される。
【００４７】
図１５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の連続モードにおけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルスの波形を示す図である。
ここで、まず、図１４で示されるダイオード７ａ、スイッチング素子７ｄ及びリアクター４に着目して説明する。前述したチョッパー回路３ｆに入力された電圧によって、リアクター４に電流が流れる。このとき、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄのゲート側に駆動パルスａが印加され、スイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されるが、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態となっている場合、リアクター４に流れる電流（以下、リアクター電流Ａという）は、スイッチング素子７ｄを流れ、その電流値は直線的に増加する。次に、駆動パルスａによって、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態となった場合、リアクター電流Ａは、ダイオード７ａを流れ、リアクター４には、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態のときとは逆極性の電圧が印加され、リアクター電流Ａの電流値は直線的に減少する。以上のようなスイッチング素子７ｄのＯＮ／ＯＦＦ動作が繰り返され、リアクター電流Ａは上下に変動する波形となる。ここで、上記の動作をエネルギーの観点から説明すると、スイッチング素子７ｄがＯＮ状態である場合には、増加するリアクター電流Ａによってリアクター４にエネルギーが蓄積され、一方、スイッチング素子７ｄがＯＦＦ状態である場合には、リアクター４に蓄積されたエネルギーが出力側に移送され平滑コンデンサー８に蓄積され、チョッパー回路３ｆにおける直流である出力電圧は、その入力電圧よりも高くなり昇圧される。このとき、スイッチング制御手段１１が、オンデューティーを制御することによって、チョッパー回路３ｆの出力電圧の大きさを制御することができる。
【００４８】
また、上記のようなダイオード７ａ、スイッチング素子７ｄ及びリアクター４の動作は、ダイオード７ｂ、スイッチング素子７ｅ及びリアクター５、並びに、ダイオード７ｃ、スイッチング素子７ｆ及びリアクター６においても同様の動作が実施される。このとき、リアクター５に流れる電流をリアクター電流Ｂ、そして、リアクター６に流れる電流をリアクター電流Ｃとする。また、前述のように、スイッチング制御手段１１によって印加される駆動パルスのうち、スイッチング素子７ｅに印加されるものを駆動パルスｂとし、そして、スイッチング素子７ｆに印加されるものを駆動パルスｃとすると、図１５で示されるように、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃは、それぞれ、周波数が同一であり、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
【００４９】
以上のような動作とすることによって、チョッパー回路３ｆの入力電流は、リアクター４〜６にそれぞれ流れるリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、入力電流に含まれるスイッチング動作に起因する周波数成分は高周波化し、リップルが小さくなるため、低ノイズ化を図ることができる。
また、前述のスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが１２０度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は３倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態１に係るチョッパー回路３の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子７ｄ〜７ｆにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子７ｄ〜７ｆにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
【００５０】
なお、上記のチョッパー回路３ｆの動作において、スイッチング制御手段１１から印加される駆動パルスａ〜ｃは、それぞれ、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ／ＯＦＦ動作させるものとしてもよいのは言うまでもない。
【００５１】
図１６は本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の臨界モード（後述）におけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図であり、図１７はその電力変換装置の不連続モード（後述）におけるリアクター４〜６の電流及びスイッチング素子７ｄ〜７ｆに印加される駆動パルス波形を示す図である。
ここで、リアクター４〜６において流れる電流が減少しても０とならない動作状態、すなわち、前述の図１５で示される動作状態を連続モードと呼ぶものとする。一方、リアクター４〜６に流れる電流が減少して０となる区間が存在する動作状態、すなわち、図１６で示される動作状態を不連続モードと呼ぶものとする。また、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＦＦ状態の時にリアクター４〜６に流れる電流が減少して０になった瞬間に、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがＯＮ状態となる動作状態、すなわち、図１７で示される動作状態を、連続モードと不連続モードの境界という意味で臨界モードと呼ぶものとする。
【００５２】
前述した実施の形態１においては、スイッチング素子７ｄ〜７ｆをそれぞれ同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させる場合、入力電流はリアクター電流と同一となるため、特に大電流で扱われる用途では、このリアクター電流が、図１７で示されるような臨界モード、又は、図１８で示されるような不連続モードによって制御されると、入力電流に含まれる高調波成分が増加してしまうことになり、図６で示されるような連続モードによって制御されるのが好ましい。
一方、本実施の形態においては、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するので、入力電流はリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、図１６で示される臨界モード又は図１７で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図１５で示される連続モードにおけるリアクター電流Ａ〜Ｃのように電流が０とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター４〜６に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくしてもよいため、リアクター４〜６を小型化できる。
【００５３】
なお、上記の動作については、図１４で示されるチョッパー回路３ｆの回路構成に基づいて説明したが、これに限られるものではなく、図１８で示されるチョッパー回路３ｇを適用する構成としてもよい。図１８で示されるチョッパー回路３ｇは、図１４で示されるチョッパー回路３ｆにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｇが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｆにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆがそれぞれチョッパー回路３ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様にＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｆと同様にその出力電圧が昇圧される。
上記のブリッジ回路１９ｇとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。これは、前述のブリッジ回路１９ｆについて適用することもできる。
【００５４】
なお、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００５５】
（実施の形態２の効果）
以上のような構成及び動作のように、チョッパー回路３ｆにおいてはダイオード７ａ〜７ｃ、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びリアクター４〜６、又は、チョッパー回路３ｇにおいてはスイッチング素子１８ａ〜１８ｆ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇはモジュール化されているので、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができる。
また、チョッパー回路３ｆ及びチョッパー回路３ｇの入力電流は、リアクター４〜６にそれぞれ流れるリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、入力電流に含まれるスイッチング動作に起因する周波数成分は高周波化し、リップルが小さくなるため、低ノイズ化を図ることができる。
また、ブリッジ回路１９ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はブリッジ回路１９ｇにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング動作のタイミングのずれは、例えば、それぞれの駆動パルスが１２０度の位相差となるようにすれば、スイッチング動作に起因する周波数成分は３倍の周波数となり、リップルは最小とすることができる。
また、ブリッジ回路１９ｆにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はブリッジ回路１９ｇにおけるスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング周波数を低周波化しても、実施の形態１に係るチョッパー回路３の入力電流すなわちリアクター電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分と同等とすることができる。これを利用すれば、入力電流におけるスイッチング動作に起因する周波数成分を増加させることなく、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのスイッチング周波数を低周波化することができる。この場合、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおけるスイッチング回数を低減できるため、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおけるスイッチング損失を低減し、高効率化が図れる。
また、本実施の形態に係るチョッパー回路３ｆにおけるブリッジ回路１９ｆ、又は、チョッパー回路３ｇにおけるブリッジ回路１９ｇは、実施の形態１における図５で示されるようなモジュール化された構成とすることで、モジュール化されたブリッジ回路１９と同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
また、リアクター４〜６が各相アームにそれぞれ設けられるため、リアクター１個当たりに流れる電流が小さく、小さい電流容量のもので実現することができ、大電流での製造に向かない巻線仕様や、コア材を使用することが可能となる。
また、本実施の形態のように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ又はスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆのそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御する場合、入力電流はリアクター電流Ａ〜Ｃの加算となるため、図１６で示される臨界モード又は図１７で示される不連続モードによって制御されても、入力電流としては、図１５で示される連続モードにおけるリアクター電流Ａ〜Ｃのように電流が０とならない波形となるため、高調波成分を低減することができる。
また、臨界モード又は不連続モードの場合、リアクター４〜６に必要とされるインダクタンス値を、連続モードの場合と比較して、小さくてもよいため、リアクター４〜６を小型化できる。
さらに、ブリッジ回路１９ｆ及びブリッジ回路１９ｇとして、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）のような汎用的に用いられるモジュールを使用することができるため、モジュールを新たに作成する必要がなく、コスト及び開発負荷の低減が可能である。
【００５６】
なお、本実施の形態に係るチョッパー回路として図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路の場合について説明したが、これに限られるものではなく、図１９で示されるような降圧型のチョッパー回路３ｈによってチョッパー回路３ｆ又はチョッパー回路３ｇが置換される構成としてもよい。図１９で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｈの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｂの出力負極側を形成しており、チョッパー回路３におけるこの出力負極側及び入力負極側は共通となっている。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線は、リアクター４の一端に接続されている。同様に、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線は、リアクター５の一端に接続されており、また、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、リアクター６の一端に接続されている。また、リアクター４〜６のそれぞれの他端は互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｈの出力正極側を形成している。以上のような構成によるチョッパー回路３ｈは、降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｈを形成しており、このブリッジ回路１９ｈはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｈの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
なお、上記のように、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させる動作としてもよいのは言うまでもない。
【００５７】
以上の図１９で示されるようなチョッパー回路３ｈを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ、ダイオード７ａ〜７ｃ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｈはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、例えば、チョッパー回路３ｈの負荷としてモーターを接続した場合におけるモーターの低速駆動時等、負荷の小さい場合の効率改善を図ることが可能である。
【００５８】
また、上記の図１９で示される降圧型のチョッパー回路３ｈに代えて、図２０で示されるチョッパー回路３ｉを適用する構成としてもよい。図２０で示されるチョッパー回路３ｉは、図１９で示されるチョッパー回路３ｈにおけるダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、そして、スイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｉが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｈにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｈにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｈと同様にその出力電圧が降圧される。
【００５９】
また、本実施の形態に係るチョッパー回路として、図２１で示されるような昇降圧型のチョッパー回路３ｊを適用する構成としてもよい。図２１で示されるように、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのコレクター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子７ｄ〜７ｆのエミッター側はそれぞれダイオード７ａ〜７ｃのカソード側に接続されている。また、このダイオード７ａ〜７ｃのアノード側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの出力正極側を形成している。そして、スイッチング素子７ｄのエミッター側とダイオード７ａのカソード側との接続線は、リアクター４の一端に接続されている。同様に、スイッチング素子７ｅのエミッター側とダイオード７ｂのカソード側との接続線は、リアクター５の一端に接続されており、また、スイッチング素子７ｆのエミッター側とダイオード７ｃのカソード側との接続線は、リアクター６の一端に接続されている。また、リアクター４〜６のそれぞれの他端は互いに接続されており、その接続線は、チョッパー回路３ｊの出力正極側を形成しており、チョッパー回路３ｊにおける出力負極側及び入力負極側は共通となっている。以上のような構成によるチョッパー回路３ｊは、昇降圧型のチョッパー回路を構成する。また、上記のスイッチング素子７ｄ〜７ｆ及びダイオード７ａ〜７ｃによってブリッジ回路１９ｊを形成しており、このブリッジ回路１９ｊはモジュール化されている。さらに、図示しないが、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのゲート側は、スイッチング制御手段１１に接続されるものとし、このスイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が実施されることによってチョッパー回路３ｊの出力電圧が制御されるものとすればよい。スイッチング素子７ｄ〜７ｆは、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、ＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御される。
なお、上記のように、スイッチング制御手段１１によって、周波数を同一として、スイッチング素子７ｄ〜７ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングをずらして制御するものとしたが、これに限られるものではなく、同時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるものとしてもよいのは言うまでもない。
【００６０】
以上の図２１で示されるようなチョッパー回路３ｊを適用することによって、スイッチング素子７ｄ〜７ｆ、ダイオード７ａ〜７ｃ及びリアクター４〜６によって３系統のブリッジ接続構成としているため、電流を分散させることができるので、各素子に必要とされる電流容量は小さくでき、産業用途の素子を使用する必要がなく、また、ブリッジ回路１９ｊはモジュール化されているので、小型化が可能であり、はんだ付けによる回路基板への実装が可能となるため、実装費用のコストアップを抑制することができるのは、図１４及び図１８で示される昇圧型のチョッパー回路を適用する場合と同様である。
また、図２１で示される構成では、任意に昇圧及び降圧を可能とできるため、前述の昇圧又は降圧による効果を得られることは言うまでもない。
【００６１】
また、上記の図２１で示される降圧型のチョッパー回路３ｊに代えて、図２２で示されるチョッパー回路３ｋを適用する構成としてもよい。図２２で示されるチョッパー回路３ｋは、図２１で示されるチョッパー回路３ｊにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ａ〜１８ｃに置換され、そして、ダイオード７ａ〜７ｃがそれぞれ還流ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子１８ｄ〜１８ｆに置換され、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆによってブリッジ回路１９ｋが構成されている。さらに、図示しないが、これらのスイッチング素子１８ａ〜１８ｆのゲート側がスイッチング制御手段１１に接続された構成となっている。このような構成において、スイッチング制御手段１１は、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆを常時ＯＦＦ状態となるように制御することによって、スイッチング素子１８ｄ〜１８ｆにおける逆並列接続された還流ダイオードが、チョッパー回路３ｊにおけるダイオード７ａ〜７ｃと同等の機能を担う。そして、スイッチング制御手段１１によって、スイッチング素子１８ａ〜１８ｃがそれぞれチョッパー回路３ｊにおけるスイッチング素子７ｄ〜７ｆと同様のＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されることによって、前述したチョッパー回路３ｊと同様にその出力電圧が昇又は降圧される。
【００６２】
さらに、例えば、三相交流電源１及び三相整流器２は、単相又は四相等、相数が異なる場合にも同様の効果が得られることは言うまでもなく、例えば、スイッチング素子を４個備える二相のブリッジ回路構成で用いても、この場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００６３】
また、上記のブリッジ回路１９ｈ〜１９ｋは、本発明における「多相ブリッジ回路」に相当するものである。
【００６４】
実施の形態３．
（モーター駆動制御装置の全体構成）
図２３は、本発明の実施の形態３に係るモーター駆動制御装置の構成図である。本実施の形態に係るモーター駆動制御装置について、前述の実施の形態１に係る電力変換装置との相違する点を中心に説明する。
図２３で示されるように、本実施の形態に係るモーター駆動制御装置は、図１で示される電力変換装置の出力側、すなわち、平滑コンデンサー８の両端に、チョッパー回路３からの出力を交流電圧に変換して、後述するモーター１５に供給するインバーター回路１２が接続されている。このインバーター回路１２において、還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子１２ａ〜１２ｃのコレクター側がそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路１２の入力正極側を形成している。また、このスイッチング素子１２ａ〜１２ｃのエミッター側はそれぞれ還流ダイオードが逆並列接続したスイッチング素子１２ｄ〜１２ｆのコレクター側に接続されている。このスイッチング素子１２ｄ〜１２ｆのエミッター側はそれぞれ互いに接続されており、その接続線は、インバーター回路１２の入力負極側を形成している。このスイッチング素子１２ａ〜１２ｆによって、インバーター回路１２が形成されている。また、スイッチング素子１２ａのエミッター側及びスイッチング素子１２ｄのコレクター側との接続線、スイッチング素子１２ｂのエミッター側及びスイッチング素子１２ｅのコレクター側との接続線、及び、スイッチング素子１２ｃのエミッター側及びスイッチング素子１２ｆのコレクター側との接続線からそれぞれインバーター回路１２の出力線が延びており、この３本の出力線はモーター１５に接続されている。この出力線には、モーター１５に供給される電流を検出するモーター電流検出器１３が設置されている。このモーター電流検出器１３及び平滑コンデンサー８の両端電圧を検出する出力電圧検出器１０は、インバーター駆動手段１４に接続されている。このインバーター駆動手段１４は、出力電圧検出器１０によって検出される平滑コンデンサー８の両端電圧、及び、モーター電流検出器１３によって検出されるモーター１５に供給される電流に基づいて、インバーター回路１２のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する駆動信号を生成する。
【００６５】
なお、図２３で示されるチョッパー回路３は、実施の形態１及び実施の形態２におけるチョッパー回路３ａ〜３ｋによって置換される構成としてもよいのは言うまでもない。
【００６６】
（モーター１５におけるモーター電流Ｉ、巻線抵抗Ｒ及びエネルギー損失等の関係）
一般にモーター１５におけるモーター巻線の巻数Ｎを増加させた場合、下記の式（１）で示されるように、巻線抵抗Ｒは、その巻数Ｎの二乗に比例する。このときの比例定数をｋ1とする。
【００６７】
Ｒ＝ｋ1・Ｎ2 （１）
【００６８】
また、インバーター回路１２の出力線及びモーター巻線に流れるモーター電流Ｉは、下記の式（２）で示されるように、巻数Ｎに反比例する。このときの比例定数をｋ2とする。
【００６９】
Ｉ＝ｋ2／Ｎ （２）
【００７０】
このとき、巻線抵抗Ｒにおけるモーター銅損Ｌｏｓｓmotorcpは、下記の式（３）で示されるように、巻数Ｎに依存しない。
【００７１】
Ｌｏｓｓmotorcp＝Ｒ・Ｉ2＝ｋ1・ｋ22 （３）
【００７２】
このとき、モーター電流Ｉが低減すれば、インバーター回路１２におけるスイッチング素子１２ａ〜１２ｆにおける導通損失を低減することができるが、上記の式（２）で示されるように、モーター巻線の巻数Ｎを増加させることによってモーター電流Ｉは減少するので、インバーター回路１２における導通損失の低減が可能となる。さらに、上記の式（４）で示されるように、巻数Ｎが増加したとしても、モーター銅損Ｌｏｓｓmotorcpを増加させることもない。
【００７３】
また、モーター１５のモーター巻線の巻数Ｎを増加させた場合、下記の式（４）で示されるように、発生する誘起電圧Φは、巻数Ｎに比例して高くなる。このときの比例定数をｋ3とする。
【００７４】
Φ＝ｋ3・Ｎ （４）
【００７５】
このとき、巻数Ｎが増加することによる誘起電圧Φの増加は、モーター１５の高速駆動範囲を減少させるが、本実施の形態によれば、実施の形態１及び実施の形態２において説明したように、チョッパー回路３等によって昇圧して、インバーター回路１２の出力電圧を高電圧化できるため、モーター１５の高速駆動範囲を減少させることなくモーター１５の高巻数化を図ることができる。
【００７６】
（実施の形態３の効果）
本実施の形態におけるインバーター回路１２の構成は、実施の形態１における図７で示されるブリッジ回路１９ａ、及び、実施の形態２における図１８におけるブリッジ回路１９ｇと同一構成であるため、同一のモジュールを使用することが可能となる。さらに、各スイッチング素子を駆動するドライバー回路も共通の構成とすれば、チョッパー回路及びインバーター回路の各基板における構成は大部分が同一の構成とすることができる。これによって、生産におけるコスト低減、又は、開発負荷の軽減が可能となる。
また、モーター１５の高速駆動時には、インバーター回路１２の出力電圧が不足することにより高速駆動範囲が制限されるが、本実施の形態によれば、チョッパー回路３等によって昇圧し、インバーター回路１２への入力直流電圧も高くなるので、インバーター回路１２の出力電圧不足を解消し、高速駆動範囲の拡大も可能となり、高性能なモーター駆動制御装置を得ることができる。
また、チョッパー回路３等の昇圧機能によってインバーター回路１２の出力電圧を高電圧化することによってモーター１５のモーター電流は低減することから、インバーター回路１２を構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのＯＮ動作時に流れる電流が低減するので、インバーター回路１２における導通損失を低減することが可能となり、モーター１５の高速駆動時の高効率化が図れる。
また、モーター巻線の巻数を増加させることによってモーター電流は減少するので、インバーター回路１２における導通損失の低減が可能となり、このとき、巻数を増加したとしても、モーター１５におけるモーター銅損を増加させることもない。このとき、巻数を増加させると、誘起電圧が増加し、モーター１５の高速駆動範囲を減少させてしまうが、本実施の形態によれば、チョッパー回路３等によって昇圧して、インバーター回路１２の出力電圧を高電圧化できるため、モーター１５の高速駆動範囲を減少させることなくモーター１５の高巻数化を図ることができる。
また、モーター１５の低速駆動時等、負荷が小さく、インバーター回路１２の出力電圧が低い範囲では、スイッチング制御手段１１によってスイッチング素子７ｄ〜７ｆをＯＦＦ状態とすることによって、チョッパー回路３等の動作を停止させ、チョッパー回路３等における導通損失を抑制することが可能である。
さらに、モーター１５の低速駆動時等、低負荷での駆動時、駆動に必要なインバーター回路１２の出力電圧に対し三相全波整流方式により生成した直流電圧は高い。このため、チョッパー回路３等及びインバーター回路１２におけるスイッチング素子の損失は大きく、また、インバーター回路１２ではデッドタイムによる電圧誤差による騒音が課題となる。このとき、チョッパー回路として実施の形態１に係るチョッパー回路３ｂ〜３ｅ、又は、実施の形態２に係るチョッパー回路３ｈ〜３ｋを適用し、出力電圧を降圧する場合には、インバーター回路１２に印加される直流電圧を低くでき、これにより直流電圧を最適化することでブリッジ回路やインバーター回路１２におけるスイッチング素子における損失の低減、及び、インバーター回路１２におけるデッドタイムによる電圧誤差の低減により騒音低減が図れる。
【００７７】
実施の形態４．
（空気調和機１０１の全体構成）
図２４は、本発明の実施の形態４に係る空気調和機の全体構成の例を示す図である。
図２４で示されるように、本実施の形態に係る空気調和機１０１は、室外機１０２及び室内機１０５を備えている。この室外機１０２は、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機１０３及び図示しない熱交換器を備え、また、この熱交換器に送風する送風機１０４を備えている。そして、この圧縮機１０３及び送風機１０４は、前述した実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
【００７８】
（実施の形態４の効果）
以上のような構成によって、前述の実施の形態１〜実施の形態３と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機１０３及び送風機１０４内部での発熱を抑制することができる。
【００７９】
実施の形態５．
（冷蔵庫１１１の全体構成）
図２５は、本発明の実施の形態５に係る冷蔵庫の全体構成の例を示す図である。
図２５で示されるように、本実施の形態に係る冷蔵庫１１１は、図示しない冷媒回路によって接続され冷凍サイクルの一部を構成する圧縮機１１２、及び、冷却室１１３内に設けられた冷却器１１４を備え、この冷却器１１４によって生成された冷気を冷蔵室及び冷凍室等に送るための送風機１１５を備えている。そして、この圧縮機１１２及び送風機１１５は、前述した実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される。
【００８０】
（実施の形態５の効果）
以上のような構成によって、前述の実施の形態１〜実施の形態３と同様の効果を得ることができることは言うまでもない。
また、前述のようにチョッパー回路による電圧の昇圧、又は、モーターの高巻数化によってモーター電流が低減するため、圧縮機１１２及び送風機１１５内部での発熱を抑制することができる。
【００８１】
なお、本実施の形態において冷蔵庫１１１について説明したが、これに限られるものではなく、例えば、冷凍庫について、実施の形態３に係るモーター駆動制御装置によって制御されるモーターによって回転駆動される圧縮機又は送風機が適用される構成としてもよい。
【符号の説明】
【００８２】
１ 三相交流電源、２ 三相整流器、２ａ〜２ｆ 整流ダイオード、３、３ａ〜３ｋ チョッパー回路、４〜６ リアクター、７ａ〜７ｃ ダイオード、７ｄ〜７ｆ スイッチング素子、８ 平滑コンデンサー、９ 母線電流検出器、１０ 出力電圧検出器、１１ スイッチング制御手段、１２ インバーター回路、１２ａ〜１２ｆ スイッチング素子、１３ モーター電流検出器、１４ インバーター駆動手段、１５ モーター、１６ 逆流防止素子、１７ 開閉素子、１８ａ〜１８ｆ スイッチング素子、１９、１９ａ〜１９ｋ ブリッジ回路、２１ 母線電流指令値演算部、２２ オンデューティー演算部、２３ 駆動パルス生成部、３１ａ〜３１ｃ ダイオード、３２ａ〜３２ｃ スイッチング素子、３３ 放熱フィン、３４ パターン配線、４１ モジュール、４２ａ〜４２ｃ ダイオード、４３ａ〜４３ｃ スイッチング素子、４４ 放熱フィン、４５ 金属配線、１０１ 空気調和機、１０２ 室外機、１０３ 圧縮機、１０４ 送風機、１０５ 室内機、１１１ 冷蔵庫、１１２ 圧縮機、１１３ 冷却室、１１４ 冷却器、１１５ 送風機。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のダイオードと該ダイオードのアノード側に一端が接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ａ」という）、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｂ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Ａに、そして、他端が前記接続線Ｂに接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Ｂに接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のスイッチング素子と該スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ｃ」という）、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｄ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記リアクターの他端に、そして、他端が前記接続線Ｄに接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記前記接続線Ｃに接続され、その出力負極側は前記接続線Ｄに接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を降圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のスイッチング素子と該スイッチング素子の一端がカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ｅ」という）、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｆ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Ｆに、そして、他端が前記リアクターの他端に接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Ｅに接続され、その出力負極側は前記リアクターの他端に接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧又は降圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記リアクターの数は、前記直列回路と同数であり、
該直列回路ごとに、前記ダイオードと前記スイッチング素子との接続線に、１つの前記リアクターの一端が接続された
ことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を同一のタイミングで制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングを各相でずらして制御する
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ動作の周波数を各相において同一となるように制御する
ことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記スイッチング制御手段は、前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする請求項４、請求項６又は請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記多相ブリッジ回路は、１つのモジュールで構成された
ことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された逆流防止素子を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された開閉素子を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードに代えて、還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が接続され、前記ダイオードの接続方向と前記還流ダイオードの接続方向の向きが同一であり、
前記スイッチング制御手段は、前記還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子をＯＦＦ動作に制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項１２のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記スイッチング素子は、スーパージャンクション構造である
ことを特徴とする請求項１〜請求項１３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１〜請求項１４のいずれかに記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモーターを駆動するインバーター回路と、
該インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
を備えた
ことを特徴とするモーター駆動制御装置。
【請求項１６】
前記インバーター回路は、１つのモジュールで構成された
ことを特徴とする請求項１５記載のモーター駆動制御装置。
【請求項１７】
請求項１３記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモーターを駆動するインバーター回路と、
該インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
を備え、
前記多相ブリッジ回路及び前記インバーター回路は、共通のモジュールで構成された
ことを特徴とするモーター駆動制御装置。
【請求項１８】
請求項１５〜請求項１７のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする圧縮機。
【請求項１９】
請求項１５〜請求項１７のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする送風機。
【請求項２０】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項２１】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷蔵庫。
【請求項２２】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷凍庫。
【請求項１】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のダイオードと該ダイオードのアノード側に一端が接続されたスイッチング素子との直列回路によって構成され、各前記ダイオードのカソード側が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ａ」という）、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｂ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードと前記スイッチング素子との各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Ａに、そして、他端が前記接続線Ｂに接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記リアクターの他端に接続され、その出力負極側は前記接続線Ｂに接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のスイッチング素子と該スイッチング素子の一端にカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ｃ」という）、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｄ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記リアクターの他端に、そして、他端が前記接続線Ｄに接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記前記接続線Ｃに接続され、その出力負極側は前記接続線Ｄに接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を降圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
交流電圧を整流する整流器と、
少なくとも１組のスイッチング素子と該スイッチング素子の一端がカソード側が接続されたダイオードとの直列回路によって構成され、各前記スイッチング素子の他端が互いに接続され（以下、その接続線を「接続線Ｅ」という）、各前記ダイオードのアノード側が互いに接続された（以下、その接続線を「接続線Ｆ」という）多相ブリッジ回路、及び、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子と前記ダイオードとの各接続線に一端が接続されたリアクターで構成されたチョッパー回路と、
一端が前記接続線Ｆに、そして、他端が前記リアクターの他端に接続された平滑コンデンサーと、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備え、
前記整流器の出力正極側は前記接続線Ｅに接続され、その出力負極側は前記リアクターの他端に接続され、
該スイッチング制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することによって前記チョッパー回路の出力電圧を昇圧又は降圧させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記リアクターの数は、前記直列回路と同数であり、
該直列回路ごとに、前記ダイオードと前記スイッチング素子との接続線に、１つの前記リアクターの一端が接続された
ことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を同一のタイミングで制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングを各相でずらして制御する
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記スイッチング制御手段は、前記多相ブリッジ回路における前記スイッチング素子のＯＮ動作の周波数を各相において同一となるように制御する
ことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記スイッチング制御手段は、前記リアクターに流れる電流の動作について、連続モード、不連続モード又は臨界モードのいずれかに切り替えることを可能とした
ことを特徴とする請求項４、請求項６又は請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記多相ブリッジ回路は、１つのモジュールで構成された
ことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記整流器の出力側に接続され、その出力電流を検出する母線電流検出器と、
前記平滑コンデンサーの両端に接続され、その両端電圧を検出する出力電圧検出器と、
を備え、
前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出器によって検出された前記出力電流、及び、前記出力電圧検出器によって検出された前記両端電圧に基づいて、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された逆流防止素子を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記整流器の出力正極側と前記チョッパー回路の出力正極側との間に接続された開閉素子を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記多相ブリッジ回路における前記ダイオードに代えて、還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が接続され、前記ダイオードの接続方向と前記還流ダイオードの接続方向の向きが同一であり、
前記スイッチング制御手段は、前記還流ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子をＯＦＦ動作に制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項１２のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記スイッチング素子は、スーパージャンクション構造である
ことを特徴とする請求項１〜請求項１３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１〜請求項１４のいずれかに記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモーターを駆動するインバーター回路と、
該インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
を備えた
ことを特徴とするモーター駆動制御装置。
【請求項１６】
前記インバーター回路は、１つのモジュールで構成された
ことを特徴とする請求項１５記載のモーター駆動制御装置。
【請求項１７】
請求項１３記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換してモーターを駆動するインバーター回路と、
該インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
を備え、
前記多相ブリッジ回路及び前記インバーター回路は、共通のモジュールで構成された
ことを特徴とするモーター駆動制御装置。
【請求項１８】
請求項１５〜請求項１７のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする圧縮機。
【請求項１９】
請求項１５〜請求項１７のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
該モーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと、
を備えた
ことを特徴とする送風機。
【請求項２０】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項２１】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷蔵庫。
【請求項２２】
請求項１８記載の圧縮機又は請求項１９記載の送風機の少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする冷凍庫。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公開番号】特開２０１１−４５２１８（Ｐ２０１１−４５２１８Ａ）
【公開日】平成２３年３月３日（２０１１．３．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１９３３０８（Ｐ２００９−１９３３０８）
【出願日】平成２１年８月２４日（２００９．８．２４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月３日（２０１１．３．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月２４日（２００９．８．２４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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