電力変換装置
【課題】 交流電源より直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる電力変換装置を提供する。
【解決手段】 電力変換装置１０は、交流電源ＡＣに、インダクタンス素子Ｌ１と双方向スイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続され、双方向スイッチング素子Ｑ１には、ダイオードブリッジ型整流器ＤＢが並列接続され、ダイオードブリッジ型整流器ＤＢの出力端子には、コンデンサＣ２が並列接続され、コンデンサＣ２に直流電圧を生成する。
【解決手段】 電力変換装置１０は、交流電源ＡＣに、インダクタンス素子Ｌ１と双方向スイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続され、双方向スイッチング素子Ｑ１には、ダイオードブリッジ型整流器ＤＢが並列接続され、ダイオードブリッジ型整流器ＤＢの出力端子には、コンデンサＣ２が並列接続され、コンデンサＣ２に直流電圧を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から直流電圧を生成する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を直流電圧に変換するチョッパ回路と、チョッパ回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを備える電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−００３５６０号公報（図１、請求項１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１は、短い予熱時間で、より大きな予熱電流を供給できる。
ところで、特許文献１と同様に、交流電源から直流電圧を生成する電力変換装置が提案されている。
図７に示すように、このような従来の電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１０１を構成する直流電源回路１０２と、高周波変換回路１０３とを備え、直流電源回路１０２によって交流電源ＡＣより直流電圧を得る。
【０００５】
このような従来の電力変換装置１００は、蛍光ランプＬＡを点灯させる放電灯点灯装置に適用される。
そして、このような従来の電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１０１が、近年、放電灯点灯装置の入力電流高調波歪み改善のために用いられることが多い。
【０００６】
しかし、このような従来の電力変換装置１００は、直流電源回路１０２を構成するダイオードブリッジＤＢでの電力損失と昇圧チョッパ回路１０１を構成する出力ダイオードＤ１での電力損失は避けられない。
そして、これらの電力損失は、装置全体の効率低下をまねく問題がある。
【０００７】
さらに、整流およびチョッパ用の出力ダイオードＤ１での損失による温度上昇が大きくなり、放電灯点灯装置の信頼性が低下するという問題がある。
そして、出力ダイオードＤ１の温度低減のための、例えば、放熱シートによるケース外郭への放熱等の放熱対策は、装置の組立作業性を損なうとともにコスト面で不利になるという問題がある。
【０００８】
本発明は、前述した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、交流電源より直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、インダクタンス素子と双方向スイッチング素子との直列回路が接続され、前記双方向スイッチング素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、双方向スイッチング素子とインダクタンス素子との直列回路が接続され、前記インダクタンス素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１１】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、双方向スイッチング素子とダイオードブリッジ型整流器とが接続され、前記双方向スイッチング素子は、前記交流電源の一端と、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子との一方に接続され、前記交流電源の他方の端子は、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子の他方に接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、前記インダクタンス素子とコンデンサとの直列回路が接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１２】
本発明に係る電力変換装置は、前記双方向スイッチング素子が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体によりなるワイドギャップ半導体である。
【００１３】
本発明に係る電力変換装置は、直流電源回路または高周波変換回路に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る電力変換装置によれば、交流電源より直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る第１実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図２】本発明に係る第２実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図３】本発明に係る第３実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図４】本発明に係る第４実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図５】本発明に係る第５実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図６】本発明に係る第６実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図７】従来の電力変換装置の回路構成図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明に係る複数の実施形態の電力変換装置について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明に係る第１実施形態の電力変換装置１０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路１１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路１２とを有して構成される。
【００１７】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子制御回路１３と、インダクタンス素子Ｌ１と、双方向スイッチング素子Ｑ１と、コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２とを備える。
また、直流電源回路１１は、ダイオードＤ１，ダイオードＤ２，ダイオードＤ３，ダイオードＤ４からなるダイオードブリッジＤＢを備える。
直流電源回路１１は、昇圧チョッパ回路として動作する。
【００１８】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１に、例えば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体等からなるワイドギャップ半導体が適用される。
ワイドギャップ半導体は、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであり、ＭＯＳＦＥＴ等のシリコン系の半導体よりも導通損失またはオン抵抗等が１桁から２桁小さい。
従って、双方向スイッチング素子Ｑ１に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力変換装置１０の電力損失を少なくして高効率にできる。
【００１９】
直流電源回路１１は、具体的に、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→インダクタンス素子Ｌ１→双方向スイッチング素子Ｑ１（図１中方向Ａ）→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００２０】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、コンデンサＣ１→インダクタンス素子Ｌ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→コンデンサＣ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００２１】
直流電源回路１１は、交流電源ＡＣが負電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図１中方向Ｂ）→インダクタンス素子Ｌ１→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００２２】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→インダクタンス素子Ｌ１→コンデンサＣ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
ここで、コンデンサＣ１は、直流電源回路１１で発生する高周波電流をバイパスし、交流電源ＡＣに対する高周波ノイズの影響を低減する機能を有する。
【００２３】
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３と、インバータ制御回路１４と、共振チョークコイルＬＣ１と、共振コンデンサＣ３と、コンデンサＣ４とを有して構成される。
【００２４】
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とを有して構成されるインバータ回路により、放電灯ＬＡに高周波の交流電力を供給する。
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３に、例えば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体であるワイドギャップ半導体が適用される。
【００２５】
ワイドギャップ半導体は、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであり、ＭＯＳＦＥＴ等のシリコン系の半導体よりも導通損失またはオン抵抗等が１桁から２桁小さい。
従って、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力変換装置１０の電力損失を少なくして高効率にできる。
【００２６】
電力変換装置１０は、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路１１が昇圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高い直流電圧を生成できる。
また、電力変換装置１０は、直流電源回路１１を構成するダイオードブリッジＤＢが、整流ダイオードとチョッパの出力ダイオードの機能を兼ねているので、従来のものと比べて、チョッパ出力ダイオードで発生した電力損失分を低減できる。
そのため、従来のものと比べて、電力損失を少なくでき、高効率にできる。
また、チョッパ出力ダイオードが不要になるので、小型化および低コスト化できる。
【００２７】
以上、説明したように第１実施形態の電力変換装置１０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路１１が昇圧チョッパ回路として動作するために、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高い直流電圧を生成できる。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００２８】
また、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、双方向スイッチング素子Ｑ１に、ワイドギャップ半導体が適用される。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、双方向スイッチング素子Ｑ１に適用されるワイドギャップ半導体により、電力損失を少なくして高効率にできる。
【００２９】
そして、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、直流電源回路１１および高周波変換回路１２に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力損失を少なくして高効率にできる。
【００３０】
（第２実施形態）
次に、本発明に係る第２実施形態の電力変換装置について説明する。
なお、以下の各実施形態において、前述した第１実施形態と重複する構成要素や機能的に同様な構成要素については、図中に同一符号あるいは相当符号を付することによって説明を簡略化あるいは省略する。
【００３１】
図２に示すように、本発明に係る第２実施形態の電力変換装置２０は、直流電源回路２１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部２２の降圧チョッパ回路２３である。
降圧チョッパ回路２３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置２０は、直流電源回路２１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路２３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部２２に直流電力で供給される。
【００３２】
（第３実施形態）
次に、本発明に係る第３実施形態の電力変換装置について説明する。
図３に示すように、本発明に係る第３実施形態の電力変換装置３０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路３１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路３２とを有して構成される。
【００３３】
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
直流電源回路３１は、昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００３４】
直流電源回路３１は、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図３中方向Ａ）→インダクタンス素子Ｌ１→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００３５】
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、インダクタンス素子Ｌ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→インダクタンス素子Ｌ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００３６】
直流電源回路３１は、交流電源ＡＣが負電位の場合に、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしていると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→インダクタンス素子Ｌ１→双方向スイッチング素子Ｑ１（図３中方向Ｂ）→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→インダクタンス素子Ｌ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００３７】
電力変換装置３０は、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路３１が昇降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高いもしくは低い直流電圧を生成できる。
【００３８】
第３実施形態の電力変換装置３０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路３１が昇降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高いもしくは低い直流電圧を生成できる。
従って、第３実施形態の電力変換装置３０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００３９】
（第４実施形態）
次に、本発明に係る第４実施形態の電力変換装置について説明する。
図４に示すように、本発明に係る第４実施形態の電力変換装置４０は、直流電源回路４１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部４２の降圧チョッパ回路４３である。
直流電源回路４１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
【００４０】
降圧チョッパ回路４３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置４０は、直流電源回路４１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路４３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部４２に直流電力で供給される。
【００４１】
（第５実施形態）
次に、本発明に係る第５実施形態の電力変換装置について説明する。
図５に示すように、本発明に係る第５実施形態の電力変換装置５０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路５１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路５２とを有して構成される。
【００４２】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
そして、直流電源回路５１は、ダイオードブリッジＤＢの出力に対して、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３との直列回路が並列に接続される。
【００４３】
直流電源回路５１は、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図５中方向Ａ）→ダイオードＤ１の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ４→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１を介して、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーが蓄積される。
【００４４】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００４５】
直流電源回路５１は、交流電源ＡＣが、負電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図５中方向Ａ）→ダイオードＤ３の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ２→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１を介して、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーが蓄積される。
【００４６】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００４７】
第５実施形態の電力変換装置５０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路５１が降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値より低い直流電圧を生成できる。
従って、第５実施形態の電力変換装置５０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００４８】
（第６実施形態）
次に、本発明に係る第６実施形態の電力変換装置について説明する。
図６に示すように、本発明に係る第６実施形態の電力変換装置６０は、直流電源回路６１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部６２の降圧チョッパ回路６３である。
直流電源回路６１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
そして、直流電源回路６１は、ダイオードブリッジＤＢの出力に対して、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３との直列回路が並列に接続される。
【００４９】
降圧チョッパ回路６３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置６０は、直流電源回路６１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路６３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部４２に直流電力で供給される。
【００５０】
なお、本発明の電力変換装置において双方向スイッチング素子制御回路，インバータ制御回路等は、前述した各実施形態に限定されるものでなく、適宜な変形や改良等が可能である。
【符号の説明】
【００５１】
１０，２０，３０，４０，５０，６０ 電力変換装置
ＡＣ 交流電源
Ｃ２ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
ＤＢ ダイオードブリッジ（ダイオードブリッジ型整流器）
Ｌ１ インダクタンス素子
Ｑ１ 双方向スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から直流電圧を生成する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を直流電圧に変換するチョッパ回路と、チョッパ回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを備える電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−００３５６０号公報（図１、請求項１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１は、短い予熱時間で、より大きな予熱電流を供給できる。
ところで、特許文献１と同様に、交流電源から直流電圧を生成する電力変換装置が提案されている。
図７に示すように、このような従来の電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１０１を構成する直流電源回路１０２と、高周波変換回路１０３とを備え、直流電源回路１０２によって交流電源ＡＣより直流電圧を得る。
【０００５】
このような従来の電力変換装置１００は、蛍光ランプＬＡを点灯させる放電灯点灯装置に適用される。
そして、このような従来の電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１０１が、近年、放電灯点灯装置の入力電流高調波歪み改善のために用いられることが多い。
【０００６】
しかし、このような従来の電力変換装置１００は、直流電源回路１０２を構成するダイオードブリッジＤＢでの電力損失と昇圧チョッパ回路１０１を構成する出力ダイオードＤ１での電力損失は避けられない。
そして、これらの電力損失は、装置全体の効率低下をまねく問題がある。
【０００７】
さらに、整流およびチョッパ用の出力ダイオードＤ１での損失による温度上昇が大きくなり、放電灯点灯装置の信頼性が低下するという問題がある。
そして、出力ダイオードＤ１の温度低減のための、例えば、放熱シートによるケース外郭への放熱等の放熱対策は、装置の組立作業性を損なうとともにコスト面で不利になるという問題がある。
【０００８】
本発明は、前述した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、交流電源より直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、インダクタンス素子と双方向スイッチング素子との直列回路が接続され、前記双方向スイッチング素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、双方向スイッチング素子とインダクタンス素子との直列回路が接続され、前記インダクタンス素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１１】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に、双方向スイッチング素子とダイオードブリッジ型整流器とが接続され、前記双方向スイッチング素子は、前記交流電源の一端と、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子との一方に接続され、前記交流電源の他方の端子は、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子の他方に接続され、前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、前記インダクタンス素子とコンデンサとの直列回路が接続され、前記コンデンサに直流電圧を生成する。
【００１２】
本発明に係る電力変換装置は、前記双方向スイッチング素子が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体によりなるワイドギャップ半導体である。
【００１３】
本発明に係る電力変換装置は、直流電源回路または高周波変換回路に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る電力変換装置によれば、交流電源より直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る第１実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図２】本発明に係る第２実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図３】本発明に係る第３実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図４】本発明に係る第４実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図５】本発明に係る第５実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図６】本発明に係る第６実施形態の電力変換装置の回路構成図
【図７】従来の電力変換装置の回路構成図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明に係る複数の実施形態の電力変換装置について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明に係る第１実施形態の電力変換装置１０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路１１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路１２とを有して構成される。
【００１７】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子制御回路１３と、インダクタンス素子Ｌ１と、双方向スイッチング素子Ｑ１と、コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２とを備える。
また、直流電源回路１１は、ダイオードＤ１，ダイオードＤ２，ダイオードＤ３，ダイオードＤ４からなるダイオードブリッジＤＢを備える。
直流電源回路１１は、昇圧チョッパ回路として動作する。
【００１８】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１に、例えば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体等からなるワイドギャップ半導体が適用される。
ワイドギャップ半導体は、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであり、ＭＯＳＦＥＴ等のシリコン系の半導体よりも導通損失またはオン抵抗等が１桁から２桁小さい。
従って、双方向スイッチング素子Ｑ１に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力変換装置１０の電力損失を少なくして高効率にできる。
【００１９】
直流電源回路１１は、具体的に、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→インダクタンス素子Ｌ１→双方向スイッチング素子Ｑ１（図１中方向Ａ）→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００２０】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、コンデンサＣ１→インダクタンス素子Ｌ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→コンデンサＣ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００２１】
直流電源回路１１は、交流電源ＡＣが負電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図１中方向Ｂ）→インダクタンス素子Ｌ１→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００２２】
直流電源回路１１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→インダクタンス素子Ｌ１→コンデンサＣ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
ここで、コンデンサＣ１は、直流電源回路１１で発生する高周波電流をバイパスし、交流電源ＡＣに対する高周波ノイズの影響を低減する機能を有する。
【００２３】
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３と、インバータ制御回路１４と、共振チョークコイルＬＣ１と、共振コンデンサＣ３と、コンデンサＣ４とを有して構成される。
【００２４】
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とを有して構成されるインバータ回路により、放電灯ＬＡに高周波の交流電力を供給する。
高周波変換回路１２は、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３に、例えば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体であるワイドギャップ半導体が適用される。
【００２５】
ワイドギャップ半導体は、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであり、ＭＯＳＦＥＴ等のシリコン系の半導体よりも導通損失またはオン抵抗等が１桁から２桁小さい。
従って、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力変換装置１０の電力損失を少なくして高効率にできる。
【００２６】
電力変換装置１０は、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路１１が昇圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高い直流電圧を生成できる。
また、電力変換装置１０は、直流電源回路１１を構成するダイオードブリッジＤＢが、整流ダイオードとチョッパの出力ダイオードの機能を兼ねているので、従来のものと比べて、チョッパ出力ダイオードで発生した電力損失分を低減できる。
そのため、従来のものと比べて、電力損失を少なくでき、高効率にできる。
また、チョッパ出力ダイオードが不要になるので、小型化および低コスト化できる。
【００２７】
以上、説明したように第１実施形態の電力変換装置１０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路１１が昇圧チョッパ回路として動作するために、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高い直流電圧を生成できる。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００２８】
また、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、双方向スイッチング素子Ｑ１に、ワイドギャップ半導体が適用される。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、双方向スイッチング素子Ｑ１に適用されるワイドギャップ半導体により、電力損失を少なくして高効率にできる。
【００２９】
そして、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、直流電源回路１１および高周波変換回路１２に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する。
従って、第１実施形態の電力変換装置１０によれば、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体が適用されることにより、電力損失を少なくして高効率にできる。
【００３０】
（第２実施形態）
次に、本発明に係る第２実施形態の電力変換装置について説明する。
なお、以下の各実施形態において、前述した第１実施形態と重複する構成要素や機能的に同様な構成要素については、図中に同一符号あるいは相当符号を付することによって説明を簡略化あるいは省略する。
【００３１】
図２に示すように、本発明に係る第２実施形態の電力変換装置２０は、直流電源回路２１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部２２の降圧チョッパ回路２３である。
降圧チョッパ回路２３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置２０は、直流電源回路２１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路２３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部２２に直流電力で供給される。
【００３２】
（第３実施形態）
次に、本発明に係る第３実施形態の電力変換装置について説明する。
図３に示すように、本発明に係る第３実施形態の電力変換装置３０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路３１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路３２とを有して構成される。
【００３３】
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
直流電源回路３１は、昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００３４】
直流電源回路３１は、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図３中方向Ａ）→インダクタンス素子Ｌ１→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
【００３５】
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、インダクタンス素子Ｌ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→インダクタンス素子Ｌ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００３６】
直流電源回路３１は、交流電源ＡＣが負電位の場合に、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしていると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→インダクタンス素子Ｌ１→双方向スイッチング素子Ｑ１（図３中方向Ｂ）→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に、励磁エネルギーが蓄積される。
直流電源回路３１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→インダクタンス素子Ｌ１の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００３７】
電力変換装置３０は、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路３１が昇降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高いもしくは低い直流電圧を生成できる。
【００３８】
第３実施形態の電力変換装置３０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路３１が昇降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値よりも高いもしくは低い直流電圧を生成できる。
従って、第３実施形態の電力変換装置３０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００３９】
（第４実施形態）
次に、本発明に係る第４実施形態の電力変換装置について説明する。
図４に示すように、本発明に係る第４実施形態の電力変換装置４０は、直流電源回路４１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部４２の降圧チョッパ回路４３である。
直流電源回路４１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
【００４０】
降圧チョッパ回路４３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置４０は、直流電源回路４１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路４３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部４２に直流電力で供給される。
【００４１】
（第５実施形態）
次に、本発明に係る第５実施形態の電力変換装置について説明する。
図５に示すように、本発明に係る第５実施形態の電力変換装置５０は、交流電源ＡＣより直流電圧を出力する直流電源回路５１と、放電灯ＬＡを負荷とする高周波変換回路５２とを有して構成される。
【００４２】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
そして、直流電源回路５１は、ダイオードブリッジＤＢの出力に対して、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３との直列回路が並列に接続される。
【００４３】
直流電源回路５１は、交流電源ＡＣが正電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図５中方向Ａ）→ダイオードＤ１の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ４→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１を介して、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーが蓄積される。
【００４４】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００４５】
直流電源回路５１は、交流電源ＡＣが、負電位の場合において、双方向スイッチング素子Ｑ１がオンしているときに、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、交流電源ＡＣ→双方向スイッチング素子Ｑ１（図５中方向Ａ）→ダイオードＤ３の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ２→交流電源ＡＣの経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１を介して、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーが蓄積される。
【００４６】
直流電源回路５１は、双方向スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタンス素子Ｌ１の電流が、ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
同時に、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ２→ダイオードＤ３およびダイオードＤ４（もしくはダイオードＤ２およびダイオードＤ１）の経路で流れる。
そのため、インダクタンス素子Ｌ１に蓄積された励磁エネルギーが、平滑コンデンサＣ２に直流電源の電気エネルギーとして蓄積される。
【００４７】
第５実施形態の電力変換装置５０によれば、交流電源ＡＣの正負の電位に対して、直流電源回路５１が降圧チョッパ回路として動作するので、平滑コンデンサＣ２の両端に交流電源ＡＣのピーク値より低い直流電圧を生成できる。
従って、第５実施形態の電力変換装置５０によれば、交流電源ＡＣより直流電圧を得る電力変換部の電力損失を低減することにより高効率にできる。
【００４８】
（第６実施形態）
次に、本発明に係る第６実施形態の電力変換装置について説明する。
図６に示すように、本発明に係る第６実施形態の電力変換装置６０は、直流電源回路６１の負荷が、複数の発光ダイオードＬＥＤよりなるＬＥＤ点灯部６２の降圧チョッパ回路６３である。
直流電源回路６１は、双方向スイッチング素子Ｑ１とインダクタンス素子Ｌ１とが直列に接続され、インダクタンス素子Ｌ１にダイオードブリッジＤＢが並列に接続される。
そして、直流電源回路６１は、ダイオードブリッジＤＢの出力に対して、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３との直列回路が並列に接続される。
【００４９】
降圧チョッパ回路６３は、スイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ３と、インダクタンス素子Ｌ２と、ダイオードＤ５と、スイッチング素子Ｑ２を制御する集積回路ＩＣとを有して構成される。
電力変換装置６０は、直流電源回路６１により生成された直流電圧が、降圧チョッパ回路６３により低圧の直流電位に変換され、コンデンサＣ３よりＬＥＤ点灯部４２に直流電力で供給される。
【００５０】
なお、本発明の電力変換装置において双方向スイッチング素子制御回路，インバータ制御回路等は、前述した各実施形態に限定されるものでなく、適宜な変形や改良等が可能である。
【符号の説明】
【００５１】
１０，２０，３０，４０，５０，６０ 電力変換装置
ＡＣ 交流電源
Ｃ２ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
ＤＢ ダイオードブリッジ（ダイオードブリッジ型整流器）
Ｌ１ インダクタンス素子
Ｑ１ 双方向スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に、インダクタンス素子と双方向スイッチング素子との直列回路が接続され、
前記双方向スイッチング素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項２】
交流電源に、双方向スイッチング素子とインダクタンス素子との直列回路が接続され、
前記インダクタンス素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項３】
交流電源に、双方向スイッチング素子とダイオードブリッジ型整流器とが接続され、
前記双方向スイッチング素子は、前記交流電源の一端と、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子との一方に接続され、
前記交流電源の他方の端子は、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子の他方に接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、前記インダクタンス素子とコンデンサとの直列回路が接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記双方向スイッチング素子が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体によるなるワイドギャップ半導体である電力変換装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
直流電源回路または高周波変換回路に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する電力変換装置。
【請求項１】
交流電源に、インダクタンス素子と双方向スイッチング素子との直列回路が接続され、
前記双方向スイッチング素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項２】
交流電源に、双方向スイッチング素子とインダクタンス素子との直列回路が接続され、
前記インダクタンス素子には、ダイオードブリッジ型整流器が並列接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、コンデンサが並列接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項３】
交流電源に、双方向スイッチング素子とダイオードブリッジ型整流器とが接続され、
前記双方向スイッチング素子は、前記交流電源の一端と、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子との一方に接続され、
前記交流電源の他方の端子は、前記ダイオードブリッジ型整流器の入力端子の他方に接続され、
前記ダイオードブリッジ型整流器の出力端子には、前記インダクタンス素子とコンデンサとの直列回路が接続され、
前記コンデンサに直流電圧を生成する電力変換装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記双方向スイッチング素子が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体によるなるワイドギャップ半導体である電力変換装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
直流電源回路または高周波変換回路に、バンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶであるワイドギャップ半導体を具備する電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−２２２９６８（Ｐ２０１２−２２２９６８Ａ）
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８６４４５（Ｐ２０１１−８６４４５）
【出願日】平成２３年４月８日（２０１１．４．８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月１２日（２０１２．１１．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月８日（２０１１．４．８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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