電源装置
【課題】スイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置を提供する。
【解決手段】交流電源６と直流負荷７との間に接続された電源装置１は、交流電源６から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷７へ供給する。電源装置１は、スイッチングされた正負の電圧をトランスＴの一次巻線Ｎ１に出力する第１のスイッチング回路３と、トランスＴの二次巻線Ｎ２に誘導されスイッチングされた直流電力を、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間に接続された直流負荷７に供給する第２のスイッチング回路４と、一次巻線Ｎ１に直列接続された共振インダクタＬｒと、第１および第２のスイッチング回路３，４が行うスイッチング動作を制御する制御部５とを備える。制御部５は、第２のスイッチング回路４が行うスイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する。
【解決手段】交流電源６と直流負荷７との間に接続された電源装置１は、交流電源６から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷７へ供給する。電源装置１は、スイッチングされた正負の電圧をトランスＴの一次巻線Ｎ１に出力する第１のスイッチング回路３と、トランスＴの二次巻線Ｎ２に誘導されスイッチングされた直流電力を、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間に接続された直流負荷７に供給する第２のスイッチング回路４と、一次巻線Ｎ１に直列接続された共振インダクタＬｒと、第１および第２のスイッチング回路３，４が行うスイッチング動作を制御する制御部５とを備える。制御部５は、第２のスイッチング回路４が行うスイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と直流負荷との間に接続され、交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷へ供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識が高まっている。この流れを受けて、交流電力を直流電力に変換して直流負荷へ供給する電源装置の高効率化が進んでいる。電源装置の高効率化を図れば省電力に貢献し、ひいては地球環境保全につながるからである。
【０００３】
電源装置の高効率化を図るには、主としてふたつのアプローチがある。第１は、スイッチ素子に電流が流れることによる導通損失を低減すること、第２は、スイッチ素子がスイッチングすることによるスイッチング損失を低減することである。
【０００４】
特許文献１の段落００１７〜００２０および図２には、トランスの２次側に位置するブリッジ整流回路の下側アーム部に一対の自己消弧素子（ダイオードに比べて順方向電圧降下が小さい）を、整流ダイオードに代えて接続することにより、導通損失の低減を図った電力変換装置が開示されている。
【０００５】
また、特許文献２の段落００５３〜００５４および図６には、トランスの２次側に位置するブリッジ整流回路の下側アーム部に一対のスイッチ回路を、整流ダイオードに代えて接続する構成のコンデンサの充電装置が開示されている。この充電装置は、スイッチ回路がオンするとトランスの２次側に直列接続されたリアクトルに電流エネルギーを蓄積し、スイッチ回路がオフするとリアクトルの電流エネルギーを用いてコンデンサを充電する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−３３６９４３号公報
【特許文献２】特開２００１−２０４１７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１および２に係る装置では、一対の自己消弧素子または一対のスイッチ回路は、電圧が印加された状態でターンオンするためスイッチング損失が大きい。そして、この損失が装置の高効率化を妨げる要因となっていた。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、スイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電源装置は、交流電力を供給する交流電源と直流負荷との間に接続され、前記交流電源から供給された前記交流電力を直流電力に変換して前記直流負荷へ供給する電源装置が前提となる。
【００１０】
本発明に係る電源装置は、第１のスイッチング回路と、第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、第２のスイッチング回路と、一次巻線または二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、制御部とを備える。
【００１１】
第１のスイッチング回路は、交流電源の全波整流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する。
【００１２】
第２のスイッチング回路は、前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、第２の直流端子間に接続された直流負荷に供給する。
【００１３】
制御部は、第２のスイッチング回路が行う前記スイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子間を実質的に短絡するようにはたらく。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、スイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の回路図である。
【図２Ａ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｂ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｃ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｄ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｅ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図３】図３（ａ）〜（ｈ）は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供するタイミングチャート図である。
【図４Ａ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｂ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｃ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｄ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｅ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供するタイミングチャート図である。
【図６】本発明の第１実施形態の変形例に係る電源装置のうち第１実施形態との相違点に係る三相整流ブリッジ回路を表す回路図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る電源装置１を組み込んだ電気自動車１１０の電源システムの概要を表す機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の回路図である。この電源装置１は、図１に示すように、交流電源６と直流負荷７との間に接続され、交流電源６から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷７へ電力を供給する。この直流負荷７が二次電池を備える場合は、電源装置１は、交流電源６から供給された交流電力を変換した直流電力を用いて二次電池を充電する。なお、本発明で“接続”という用語を用いる場合は、特に断らない限り、“電気的に接続”することを意味するものとする。
【００１７】
電源装置１は、図１に示すように、交流電源６の交流電圧波形を全波整流するブリッジ型の整流回路２と、第１および第２のスイッチング回路３，４と、これら第１および第２のスイッチング回路３，４が行うスイッチング動作を制御する制御部５とを備える。また、電源装置１は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴを備える。一次巻線Ｎ１の端子間には、共振コンデンサＣｒおよび共振インダクタＬｒが直列接続される。
【００１８】
整流回路２は、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を有し、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を用いて交流電源６の交流電圧波形を全波整流する。こうして全波整流された電圧は、平滑インダクタＬ１を介して第１の平滑コンデンサＣ１に印加される。一対の端子を有する第１の平滑コンデンサＣ１は、図１に示すように、一方の端子が第１の接続点Ｎｄ１に、他方の端子が第２の接続点Ｎｄ２に、それぞれ接続されている。第１および第２の接続点Ｎｄ１，Ｎｄ２は、本発明の“第１の直流端子”に相当する。
【００１９】
第１のスイッチング回路３は、図１に示すように、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をフルブリッジ接続して構成されている。第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２は、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されている。この直列接続回路を第１のスイッチングレッグＳＬ１と呼ぶ。第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４は、第４の接続点Ｎｄ４を介して直列接続されている。この直列接続回路を第２のスイッチングレッグＳＬ２と呼ぶ。これら第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は、相互に並列接続されている。なお、第３および第４の接続点Ｎｄ３，Ｎｄ４は、本発明の“第１の交流端子”に相当する。
【００２０】
第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４としては、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴを好適に採用することができる。第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のそれぞれには、図１に示すように、第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。これらの第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴが本来的に内蔵するボディダイオードを利用してもよい。
【００２１】
第１のスイッチング回路３では、図１に示すように、第１および第２の接続点Ｎｄ１，Ｎｄ２間を第１の直流端子間とし、第３および第４の接続点Ｎｄ３，Ｎｄ４間を第１の交流端子間としている。第１のスイッチング回路３では、第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に接続されている第１の平滑コンデンサＣ１にチャージされた電圧を用いて、第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に直列接続された共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１からなる直列接続回路に対し、正負の電圧を印加するようになっている。
【００２２】
第２のスイッチング回路４は、図１に示すように、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１とを第５の接続点Ｎｄ５を介して直列接続してなる第３のスイッチングレッグＳＬ３、および、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２とを第６の接続点Ｎｄ６を介して直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４を備える。これら第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は、相互に並列接続されている。なお、第５および第６の接続点Ｎｄ５，Ｎｄ６は、本発明の“第２の交流端子”に相当する。
【００２３】
第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴを好適に採用することができる。第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれには、図１に示すように、第６および第８のダイオードＤ６，Ｄ８が逆並列接続されている。これらの第６および第８のダイオードＤ６，Ｄ８は、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴが本来的に内蔵するボディダイオードを利用してもよい。
【００２４】
第２のスイッチング回路４の後段（直流負荷７側）には、第２の平滑コンデンサＣ２および直流負荷７が並列接続されている。一対の端子を有する第２の平滑コンデンサＣ２は、図１に示すように、一方の端子が第７の接続点Ｎｄ７に、他方の端子が第８の接続点Ｎｄ８に、それぞれ接続されている。第７および第８の接続点Ｎｄ７，Ｎｄ８は、本発明の“第２の直流端子”に相当する。
【００２５】
第２のスイッチング回路４では、第５および第６の接続点Ｎｄ５，Ｎｄ６の間を第２の交流端子間とし、第７および第８の接続点Ｎｄ７，Ｎｄ８の間を第２の直流端子間としている。第２のスイッチング回路４では、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間に接続された二次巻線Ｎ２の電力を、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８間に並列接続された第２の平滑コンデンサＣ２および直流負荷７にそれぞれ供給するようになっている。
【００２６】
換言すれば、第２のスイッチング回路４では、第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８と等価である。）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点Ｎｄ５と、第７のダイオードＤ７および６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点Ｎｄ６との間を第２の交流端子間としている。
【００２７】
第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２は、個々のスイッチング動作が制御部５によって統括制御される。制御部５は、交流電源６からの入力電流を交流電源６の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善制御機能を有している。制御部５には、交流電源６からの入力電圧を検出する電圧センサ１１、直流負荷７の電圧すなわち出力電圧を検出する電圧センサ１２、交流電源６からの入力電流を検出する電流センサ１３、並びに、直流負荷７への出力電流を検出する電流センサ１４がそれぞれ接続されている。
【００２８】
［第１の位相シフト制御］
電源装置１の第１の位相シフト制御の回路動作を、図２Ａ〜図２Ｅ、および、図３（ａ）〜（ｈ）を参照して説明する。図２Ａ〜図２Ｅは、第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。具体的には、図２Ａ〜図２Ｅは、第１の位相シフト制御に係るモード１ａ〜１ｅそれぞれの回路動作を示す。図２Ａはモード１ａに、図２Ｂはモード１ｂに、図２Ｃはモード１ｃに、図２Ｄはモード１ｄに、図２Ｅはモード１ｅに、それぞれ対応する。
【００２９】
図３（ａ）〜（ｈ）は、第１実施形態に係る電源装置１のうち各部のオンオフ状態と電流波形の時間推移を表すタイミングチャート図である。ここで、図１および図３（ａ）〜（ｈ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｈ１のオンオフ状態をＳＨ１とし、第２のスイッチング素子Ｈ２のオンオフ状態をＳＨ２とし、第３のスイッチング素子Ｈ３のオンオフ状態をＳＨ３とし、第４のスイッチング素子Ｈ４のオンオフ状態をＳＨ４とし、第５のスイッチング素子Ｓ１のオンオフ状態をＳＳ１とし、第６のスイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態をＳＳ２としてそれぞれ定義する。図３（ａ）〜（ｆ）に示すタイミングチャート図では、点線で表される基準レベルと同位の実線チャートがオフ状態を示し、基準レベルと比べて高位の実線チャートがオン状態を示す。また、共振インダクタＬｒに流れる電流をＩＬｒとし、二次巻線Ｎ２に流れる電流をＩＮ２として定義する。
【００３０】
なお、第１の位相シフト制御に係る説明では、交流電源６の電圧が一方の極性の場合の動作についてのみ説明し、交流電源６の電圧が他方の極性の場合の動作説明は省略する。後者の場合の動作は、前者の場合の動作を参酌すれば容易に理解できるからである。
【００３１】
第１の位相シフト制御は、交流電源６の電圧が所定値以上か否かに係る制御部５の判定結果に基づいて、電源電圧が所定値以上の場合に実行される。この所定値は、出力電圧（直流負荷７の端子間電圧）を入力電圧（交流電源６の全波整流電圧）で除した値である昇圧比に基づいて決定される。換言すれば、第１の位相シフト制御は、昇圧比が所定の水準と比べて低い場合に実行される。なお、出力電圧が高いほど、および入力電圧が低いほど、昇圧比は高くなる。
【００３２】
本第１実施形態の説明では、オン状態にあるスイッチング素子の端子間電圧、または、ダイオードの順方向降下電圧と同等もしくはそれ以下のレベルにある電圧をゼロ電圧と呼ぶ。また、あるスイッチング素子の端子間電圧がゼロ電圧である場合に、このスイッチング素子をターンオンすることをゼロ電圧スイッチングと呼ぶ。ゼロ電圧スイッチングによれば、スイッチング損失を抑制すると共に、高調波やEMI（Electro Magnetic Interference；電磁干渉）ノイズ等を低減する効果を期待することができる。ゼロ電圧スイッチングでは、スイッチング素子の端子間において、電圧・電流の過渡現象が原則的に生じないからである。
【００３３】
（モード１ａ）
図３に示す時刻ｔ１１から時刻ｔ１２に至る期間で定義されるモード１ａでは、図２Ａ並びに図３（ａ）および図３（ｄ）に示すように、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の平滑コンデンサＣ１の端子間に生じた電圧（以下、“第１の入力電圧”という。）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００３４】
その結果、図２Ａに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第１のスイッチング素子Ｈ１→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第４のスイッチング素子Ｈ４→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００３５】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ａに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ａでは、図２Ａおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００３６】
交流電源６の周辺では、図２Ａに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第４の整流ダイオードＤ１４→交流電源６→第１の整流ダイオードＤ１１→平滑インダクタＬ１→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００３７】
（モード１ｂ）
図３に示す時刻ｔ１２のタイミングで第４のスイッチング素子Ｈ４をターンオフ（図３（ｄ）参照）すると、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３に至る期間で定義されるモード１ｂの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第４のスイッチング素子Ｈ４を経由して流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、行き場を失って第３のダイオードＤ３に転流する。
【００３８】
その結果、図２Ｂに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第１のスイッチング素子Ｈ１→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３に逆並列接続された第３のダイオードＤ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。
【００３９】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ｂに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ｂでは、図２Ｂおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００４０】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次および二次巻線Ｎ１，Ｎ２の電流ＩＬｒ，ＩＮ２は、図３（ｇ）および図３（ｈ）に示すように漸減していく。モード１ｂの初期期間では、図３（ｃ）に示すように、第３のスイッチング素子Ｈ３はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第３のスイッチング素子Ｈ３をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００４１】
第２のスイッチング回路４、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図２Ｂに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。なお、モード１ｂにおいて、二次巻線電流ＩＮ２が流れ終わる前にスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をターンオフすると、次のモード１ｃが省略される場合がある。
【００４２】
（モード１ｃ）
二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になると、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４に至る期間で定義されるモード１ｃの状態になる。第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図２Ｃに示すように、モード１ｂと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。このモード１ｃでは、共振インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１には、トランスＴの励磁電流が流れている（図３（ｇ）参照）。第２のスイッチング回路４の周辺では、図２Ｃおよび図３（ｈ）に示すように、二次巻線Ｎ２には電流が誘導されていない。
【００４３】
（モード１ｄ）
図３に示す時刻ｔ１４のタイミングで第１のスイッチング素子Ｈ１をターンオフ（図３（ａ）参照）すると、モード１ｄの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１のスイッチング素子Ｈ１に流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、第２のダイオードＤ２に転流する。
【００４４】
その結果、図２Ｄに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第２のスイッチング素子Ｈ２に逆並列接続された第２のダイオードＤ２→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００４５】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次巻線Ｎ１の電流ＩＬｒは、図３（ｇ）に示すように漸減してゆく。一方、二次巻線Ｎ２の電流ＩＮ２は、図３（ｈ）に示すように漸増してゆく。モード１ｄの初期では、図３（ｂ）に示すように、第２のスイッチング素子Ｈ２はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第２のスイッチング素子Ｈ２をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００４６】
第２のスイッチング回路４の周辺では、モード１ｃにおいて、図２Ｃおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。この場合、モード１ｄにおいて、図２Ｄおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２を時刻ｔ１４までにターンオフしておく。
【００４７】
交流電源６の周辺では、図２Ｄに示すように、モード１ｃと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００４８】
（モード１ｅ）
図３に示す時刻ｔ１５において一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの流通方向が反転（図３（ｇ）の例では、正から負への反転）すると、モード１ｅの状態になる。このモード１ｅは、モード１ａの対称動作である。
【００４９】
具体的には、図３に示す時刻ｔ１５から時刻ｔ１６に至る期間で定義されるモード１ｅでは、図２Ｅ並びに図３（ｂ）および図３（ｃ）に示すように、モード１ａとは対称的に、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧（第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間の電圧）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００５０】
その結果、図２Ｅに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第３のスイッチング素子Ｈ３→第４の接続点Ｎｄ４→一次巻線Ｎ１→共振インダクタＬｒ→共振コンデンサＣｒ→第３の接続点Ｎｄ３→第２のスイッチング素子Ｈ２→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００５１】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ｅに示すように、モード１ａとは対称的に、第８の接続点Ｎｄ８→第５のスイッチング素子Ｓ１→第５の接続点Ｎｄ５→二次巻線Ｎ２→第６の接続点Ｎｄ６→第７のダイオードＤ７→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ｅでは、図２Ｅおよび図３（ｅ）に示すように、第５のスイッチング素子Ｓ１がオン（同期整流）状態にある。
【００５２】
交流電源６の周辺では、図２Ｅに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００５３】
以降、モード１ｂ〜１ｄのそれぞれの対称動作の後に、モード１ａへと戻り、上記の処理を繰り返す。
【００５４】
上述した第１の位相シフト制御では、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させ、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御を行うことにより、入力電流や出力電力を調整する。
【００５５】
すなわち、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がともにオン状態にあるモード１ａの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード１ａの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。また、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がともにオン状態にあるモード１ｅの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード１ｅの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。
【００５６】
第１の位相シフト制御では、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４のターンオフタイミングが同期した場合に、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さが最大となる。また、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３のターンオフタイミングが同期した場合に、第１のスイッチング回路３の出力端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さが最大となる。こうした場合に、第１の位相シフト制御では、最大の入力電力・出力電力が得られる。第１の位相シフト制御で得られる最大の入力電力・出力電力よりもさらに大電力の取得要求がある場合には、次述する第２の位相シフト制御を適用する。
【００５７】
［第２の位相シフト制御］
電源装置１の第２の位相シフト制御の回路動作を、図４Ａ〜図４Ｅ、および、図５（ａ）〜（ｈ）を参照して説明する。図４Ａ〜図４Ｅは、第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。具体的には、図４Ａ〜図４Ｅは、第２の位相シフト制御に係るモード２ａ〜２ｅそれぞれの回路動作を示す。図４Ａはモード２ａに、図４Ｂはモード２ｂに、図４Ｃはモード２ｃに、図４Ｄはモード２ｄに、図４Ｅはモード２ｅに、それぞれ対応する。図５（ａ）〜（ｈ）は、第１実施形態に係る電源装置１のうち各部のオンオフ状態と電流波形の時間推移を表すタイミングチャート図である。
【００５８】
なお、第２の位相シフト制御に係る説明では、交流電源６の電圧が一方の極性の場合の動作についてのみ説明し、交流電源６の電圧が他方の極性の場合の動作説明は省略する。後者の場合の動作は、前者の場合の動作を参酌すれば容易に理解できるからである。
【００５９】
第２の位相シフト制御は、交流電源６の電圧が所定値以上か否かに係る制御部５の判定結果に基づいて、電源電圧が所定値よりも低い場合に実行される。この所定値は、出力電圧（直流負荷７の端子間電圧）を入力電圧（交流電源６の全波整流電圧）で除した値である昇圧比に基づいて決定される。換言すれば、第２の位相シフト制御は、第１の位相シフト制御の場合とは逆に、昇圧比が所定の水準と比べて高い場合に実行される。
【００６０】
（モード２ａ）
図５に示す時刻ｔ２１から時刻ｔ２２に至る期間で定義されるモード２ａでは、図４Ａ並びに図５（ａ）および図３（ｄ）に示すように、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。その結果、図４Ａに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６１】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ａに示すように、第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のスイッチング素子Ｓ１→第６のスイッチング素子Ｓ２に逆並列接続された第８のダイオードＤ８→第６の接続点Ｎｄ６の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。モード２ａでは、図４Ａおよび図５（ｅ）に示すように、第５のスイッチング素子Ｓ１がオン（同期整流）状態にある。
【００６２】
したがって、二次巻線Ｎ２の端子（第２の交流端子）Ｎｄ５，Ｎｄ６間は実質的に短絡された状態にある。ここで、本発明でいう“実質的に短絡”とは、電流経路内に無視できる程度の電圧降下成分（図４Ａの例では、第８のダイオードＤ８による電圧降下成分）が介在していたとしても短絡とみなす、広義の電気的な短絡を意味する。
【００６３】
二次巻線Ｎ２の端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間が実質的に短絡された状態にあるということは、二次巻線Ｎ２と磁気的に結合された一次巻線Ｎ１の端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間にも電圧は生じていない。このため、モード２ａでは、第１のスイッチング回路３の周辺において、図５（ｇ）に示すように、共振インダクタ電流ＩＬｒは線形に増大してゆく。図４Ａに示す回路状態において、第２のスイッチング素子Ｓ２をオンすれば同期整流になる。
【００６４】
交流電源６の周辺では、図４Ａに示すように、モード１ａと同様の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６５】
（モード２ｂ）
図５に示す時刻ｔ２２のタイミングで第５のスイッチング素子Ｓ１をターンオフ（図５（ｅ）参照）すると、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３に至る期間で定義されるモード２ｂの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図４Ｂに示すように、モード２ａと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６６】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次および二次巻線Ｎ１，Ｎ２の電流ＩＬｒ，ＩＮ２は、図５（ｇ）および図５（ｈ）に示すように漸減してゆく。
【００６７】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ｂに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード２ｂでは、図４Ｂおよび図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００６８】
図５に示す時刻ｔ２２のタイミングでは、図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第６のスイッチング素子Ｓ２をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００６９】
なお、モード２ｂにおいて、二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になる前に第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をターンオフすると、次のモード２ｃが省略される場合がある。
【００７０】
（モード２ｃ）
二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になると、時刻ｔ２３から時刻ｔ２４に至る期間で定義されるモード２ｃの状態になる。第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図４Ｃに示すように、モード２ｂと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。このモード２ｃでは、共振インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１には、トランスＴの励磁電流が流れている。第２のスイッチング回路４の周辺では、図４Ｃに示すように、二次巻線Ｎ２には電流が誘導されていない。
【００７１】
（モード２ｄ）
図５に示す時刻ｔ２４のタイミングで第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４を同時にターンオフ（図５（ａ）および図５（ｄ）参照）すると、モード２ｄの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４にそれぞれ流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、第２および第３のダイオードＤ２，Ｄ３にそれぞれ転流する。その結果、図４Ｄに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第２のスイッチング素子Ｈ２に逆並列接続された第２のダイオードＤ２→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３に逆並列接続された第３のダイオードＤ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００７２】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次巻線Ｎ１の電流ＩＬｒは、図５（ｇ）に示すように漸減してゆく。一方、二次巻線Ｎ２の電流ＩＮ２は、図５（ｈ）に示すように漸増してゆく。モード２ｄでは、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３は、図５（ｂ）および図５（ｃ）に示すように、それぞれオフ状態にある。そこで、このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３を同時にターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００７３】
（モード２ｅ）
図５に示す時刻ｔ２５のタイミングで一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの流通方向が反転（図５（ｇ）の例では、正から負への反転）すると、モード２ｅの状態になる。このモード２ｅは、モード２ａの対称動作である。
【００７４】
具体的には、図５に示す時刻ｔ２５から時刻ｔ２６に至る期間で定義されるモード２ｅでは、図４Ｅ並びに図５（ｂ）および図５（ｃ）に示すように、モード２ａとは対称的に、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧（第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間の電圧）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００７５】
その結果、図４Ｅに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第３のスイッチング素子Ｈ３→第４の接続点Ｎｄ４→一次巻線Ｎ１→共振インダクタＬｒ→共振コンデンサＣｒ→第３の接続点Ｎｄ３→第２のスイッチング素子Ｈ２→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００７６】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ｅに示すように、モード２ａとは対称的に、第８の接続点Ｎｄ８→第５のスイッチング素子Ｓ１→第５の接続点Ｎｄ５→二次巻線Ｎ２→第６の接続点Ｎｄ６→第６のスイッチング素子Ｓ２→第８の接続点Ｎｄ８の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。モード２ｅでは、図４Ｅおよび図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００７７】
交流電源６の周辺では、図４Ｅに示すように、モード２ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００７８】
以降、モード２ｂ〜２ｄのそれぞれの対称動作の後に、モード２ａへと戻り、上記の処理を繰り返す。
【００７９】
上述した第２の位相シフト制御では、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させ、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加しながら二次巻線Ｎ２の端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御を行うことにより、入力電流や出力電力を調整する。
【００８０】
すなわち、第１，第４および第５のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４，Ｓ１がともにオン状態にあるモード２ａの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード２ａの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。また、第２，第３および第６のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３，Ｓ２がともにオン状態にあるモード２ｅの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード２ｅの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。
【００８１】
ところで、制御部５の動作モードを、第１の位相シフト制御と第２の位相シフト制御との間で切り替えた場合に、その切り替え部分での出力の変化が不連続になる場合がある。このような場合には、第１の位相シフト制御と第２の位相シフト制御との中間の状態を設け、この中間の状態を経由して動作モードを切り替えるようにすれば、出力変化が不連続となるレベルを改善することができる。
【００８２】
具体的には、第１の位相シフト制御の最大出力状態、かつ第２の位相シフト制御の最小出力状態として、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４（または、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３）のターンオフタイミングと同期して、第６のスイッチング素子Ｓ２（または、第５のスイッチング素子Ｓ１）がターンオフする構成を採用すればよい。詳しく述べると、第１のスイッチング素子Ｈ１（または、第２のスイッチング素子Ｈ２）のターンオフから第６のスイッチング素子Ｓ２（または、第５のスイッチング素子Ｓ１）のターンオフまでの期間を、第１の位相シフト制御ではゼロ等に固定し、第２の位相シフト制御では長くしてゆく構成を採用すればよい。
【００８３】
制御部５は、力率改善制御機能を有している。入力電流の調整は、出力電力の調整と同様にして行う。すなわち、出力電力を増加させるようにすれば入力電流も増加し、逆に出力電力を減少させるようにすれば入力電流も減少する。したがって、交流電源６から入力する電圧と電流の力率を向上するように制御すると、交流電源６からの入力電力は交流電源６の２倍の周波数で変動するため、出力電力も交流電源６の２倍の周波数で変動する。
【００８４】
しかしながら、直流負荷７として二次電池を充電するような場合には、仮に出力電力が変動しても、特段の問題を生じさせることはない。もちろん、例えば、第２の平滑コンデンサＣ２として十分に容量が大きいものを用いるか、または、第２の平滑コンデンサＣ２と直流負荷７との間にインダクタとコンデンサから成るＬＣフィルタを介挿すれば、直流負荷７へ供給する電力や電圧や電流の変動を抑えることができる。
【００８５】
なお、共振コンデンサＣｒには、一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの直流成分を除去してトランスＴの偏磁を防止する効果がある。もちろん、共振コンデンサＣｒとして容量が小さいものを用いれば、共振インダクタＬｒやトランスＴの励磁インダクタンスとの直列共振により昇圧比を増加させることもできる。
【００８６】
以上、説明したように、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、第２のスイッチング回路４が行うスイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡することとした。これにより、電源装置１に用いられる全てのスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２についてのゼロ電圧スイッチングを実現することができる。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８７】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、交流電源６から供給された交流電力のうち電流を正弦波状に制御する力率改善制御を行うこととした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、交流電力の力率改善が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８８】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、正負の全波整流電圧を第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御（第１の位相制御）と、正負の全波整流電圧を第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に印加しながら第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御（第２の位相制御）とのうち少なくとも一方（両制御を同時に実行する態様を含む）を実行することにより、直流負荷７に供給する直流電力の大きさを調整することとした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、直流電力の精密なる微調整および調整範囲の拡大が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８９】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のスイッチング回路３は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグＳＬ１と、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグＳＬ２とを備え、第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は相互に並列接続される。第１のスイッチングレッグＳＬ１の端子（第１の接続点Ｎｄ１および第２の接続点Ｎｄ２）間を第１の直流端子間とし、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の直列接続点（第３の接続点Ｎｄ３）と第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の直列接続点（第４の接続点Ｎｄ４）との間を第１の交流端子間とする。
【００９０】
また、第２のスイッチング回路４は、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１を直列接続した第３のスイッチングレッグＳＬ３と、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２を直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４とを備え、第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は相互に並列接続される。第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第７の接続点Ｎｄ７および第８の接続点Ｎｄ８）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点（第５の接続点Ｎｄ５）と、第７のダイオードＤ７および第６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点（第６の接続点Ｎｄ６）との間を第２の交流端子間とした。
【００９１】
したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２のスイッチング回路３，４の具体的な構成が規定された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９２】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のデューティ制御は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御であり、第２のデューティ制御は、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御であるとする、構成を採用した。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２の位相シフト制御を用いて出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９３】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２を介して入力した電圧と、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８から出力される電圧との昇圧比に基づいて、第１および第２のデューティ制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて実行することとした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて用いて、出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。さらに、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方の択一的な選択を昇圧比に基づいて行うようにしたため、入力と出力のバランスが考慮された適切な位相シフト制御モードの切り替えを実現することができる。
【００９４】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、交流電源６の全波整流電圧をつくりだす整流回路２を備え、整流回路２は、第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４をブリッジ接続してなる構成を採用している。第１実施形態に係る電源装置１によれば、整流回路２を用いて交流電源６の全波整流電圧をつくりだすことができ、直流電力への変換対象となる全波整流電圧を簡易かつ適確に得ることができる。
【００９５】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、交流電源６と第１の平滑コンデンサＣ１との間に平滑インダクタＬ１を接続したので、高調波ノイズの除去が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９６】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振コンデンサＣｒをさらに備えたため、コイル（一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者）と共振コンデンサＣｒの組合せに係る直列共振回路によって、交流電力の蓄積、力率の改善、並びに、通過帯域幅の選択性が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９７】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２のそれぞれにダイオードを逆並列接続したため、導通損失およびスイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９８】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、直流負荷７は二次電池を備え、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８から出力された直流電力を用いて二次電池を充電するため、二次電池の高効率な充電が考慮された電源装置１を提供することができる。
【００９９】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のスイッチング回路３と、第２のスイッチング回路４と、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタＬｒと、第１および第２のスイッチング回路３，４がそれぞれ行うスイッチング動作を制御する制御部５と、を備える構成を採用した。
【０１００】
第１のスイッチング回路３は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグＳＬ１と、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグＳＬ２とを備え、第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は相互に並列接続される。第１のスイッチングレッグＳＬ１の端子（第１の接続点Ｎｄ１および第２の接続点Ｎｄ２）間を第１の直流端子間とし、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の直列接続点（第３の接続点Ｎｄ３）と第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の直列接続点（第４の接続点Ｎｄ４）との間を第１の交流端子間とする。
【０１０１】
一方、第２のスイッチング回路４は、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１を直列接続した第３のスイッチングレッグＳＬ３と、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２を直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４とを備え、第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は相互に並列接続される。第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第７の接続点Ｎｄ７および第８の接続点Ｎｄ８）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点（第５の接続点Ｎｄ５）と、第７のダイオードＤ７および第６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点（第６の接続点Ｎｄ６）との間を第２の交流端子間とした。
【０１０２】
そして、制御部５は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御と、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御を択一的に実行することとした。
【０１０３】
第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２のスイッチング回路３，４の具体的な構成が規定された高効率の電源装置１を提供することができる。しかも、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて用いて、出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。
【０１０４】
［第１実施形態に係る電源装置１の変形例］
図６は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の変形例を表す回路図である。この変形例では、単相の交流電源６に代えて、三相の交流電源９１を採用している。この変形に伴って、整流回路２に代えて、相互にブリッジ接続された第２１〜第２６の整流ダイオードＤ２１〜Ｄ２６を有する三相ブリッジ型整流回路９３を採用している。なお、その他の部分の構成は同じである。
【０１０５】
本発明の第１実施形態に係る電源装置１の変形例によれば、三相の交流電源９１の対応が考慮された高効率の電源装置を提供することができる。
【０１０６】
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態に電気自動車の電源システムの説明に先立って、本発明の背景技術について説明する。
近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車の普及が進んでいる。電気自動車は、モータを駆動源としてもち、モータ駆動用の二次電池をもつ。この二次電池を、商用の交流電源から電力変換して得た直流電力を用いて充電する。二次電池に充電された直流電力は、交流電力に逆変換されてモータの駆動用に供される。
【０１０７】
商用電源から二次電池に、より少ない電力で安全に充電するためには、変換効率が高く、かつ絶縁型のコンバータが必要になる。通常、交流電源から絶縁された直流電力を得るには、非絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータを用いる。交流電源からの入力電流を正弦波状に制御しつつ直流電力を生成し、この直流電力を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにより絶縁して直流電力を得る。
【０１０８】
しかし、上記の構成では、非絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの２段構成となるため、電源装置が大型化し、また変換効率も低下しやすいという問題があった。
【０１０９】
そこで、本第１実施形態に係る電源装置１を、電気自動車に適用することが考えられた。図７は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１を適用した第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１の概要構成図である。
【０１１０】
第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１は、図７に示すように、第１実施形態に係る電源装置１と、補機バッテリ１０６へ電力供給する第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、各種の電装機器１０１と、インバータ１０３へ電力供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と、駆動用モータ１０４を駆動するインバータ１０３と、電気自動車１１０の車輪（不図示）を駆動する駆動用モータ１０４と、二次電池１０５と、電装機器１０１への給電を担う補機バッテリ１０６と、急速充電器などの外部直流電源（不図示）を接続するための急速充電コネクタ１０７と、外部の交流電源１０９に接続するためのプラグイン充電コネクタ１０８とを備える。
【０１１１】
第１実施形態に係る電源装置１は、直流負荷としての二次電池１０５と、プラグイン充電コネクタ１０８とに接続されている。二次電池１０５には、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１００，１０２と、急速充電コネクタ１０７とが接続されている。
【０１１２】
第１実施形態に係る電源装置１は、プラグイン充電コネクタ１０８を介して接続された交流電源１０９の交流電力を直流電力に変換して二次電池１０５を充電するように動作する。
【０１１３】
第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１によれば、第１実施形態に係る電源装置１を適用することにより、電気自動車１１０に搭載された二次電池１０５を、例えば商用の交流電源１０９から高効率をもって充電することができる。なお、第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１は、電気自動車１１０に代えて、ハイブリッド自動車に適用してもよい。
【０１１４】
［その他の実施形態］
以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。
【０１１５】
例えば、本第１実施形態に係る電源装置１において、第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧａＮデバイス、ＳｉＣ（Silicon Carbide）デバイスなどをスイッチング素子として用いてもよい。ただし、かかるデバイス類をスイッチング素子として用いる場合、それぞれのスイッチング素子には、ダイオードを逆並列接続することが必要である。
【０１１６】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、第１のスイッチング回路３として、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をフルブリッジ接続する態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、第１のスイッチング回路３として、一次巻線Ｎ１に電圧を印加する時間を変化させることが可能であれば、他の回路方式を採用してもよい。
【０１１７】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、第２のスイッチング回路４として、図１に示すように、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１とを第５の接続点Ｎｄ５を介して直列接続してなる第３のスイッチングレッグＳＬ３、および、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２とを第６の接続点Ｎｄ６を介して直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４を備え、これら第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４を、相互に並列接続してなる態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、第２のスイッチング回路４として、二次巻線Ｎ２を実質的に短絡することが可能であれば、他の回路方式を採用してもよい。なお、二次巻線Ｎ２を実質的に短絡する経路にコンデンサが介在する変形例も、本発明の技術的範囲の射程に包含される。
【０１１８】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、本発明に係る共振インダクタＬｒとして、独立したインダクタを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、本発明に係る共振インダクタＬｒとして、本発明が求める大きさの電磁エネルギーを蓄えることが可能であれば、例えば電線がもつインダクタンス成分であってもよい。このことは、平滑インダクタＬ１も同様である。
【０１１９】
最後に、本第１実施形態に係る電源装置１において、交流電源６および整流回路２を備える態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、交流電源６および整流回路２に代えて、直流電力を供給する直流電源を採用してもよい。このように構成すれば、直流電源から供給された直流電圧のレベルを調整（入力レベルと出力レベルとが同一となる態様を含む）して直流負荷に供給可能なＤＣ−ＤＣコンバータを具現化することができる。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 電源装置
２ 整流回路
３ 第１のスイッチング回路
４ 第２のスイッチング回路
５ 制御部
６ 交流電源
７ 直流負荷
１１０ 電気自動車
１１１ 第２実施形態に係る電気自動車の電源システム
Ｌ１ 平滑インダクタ
Ｌｒ 共振インダクタ
Ｃ１ 第１の平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２の平滑コンデンサ
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｔ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２ 第１〜第６のスイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８ 第１〜第８のダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４ 第１〜第４の整流ダイオード
Ｎｄ１〜Ｎｄ８ 第１〜第８の接続点
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と直流負荷との間に接続され、交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷へ供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識が高まっている。この流れを受けて、交流電力を直流電力に変換して直流負荷へ供給する電源装置の高効率化が進んでいる。電源装置の高効率化を図れば省電力に貢献し、ひいては地球環境保全につながるからである。
【０００３】
電源装置の高効率化を図るには、主としてふたつのアプローチがある。第１は、スイッチ素子に電流が流れることによる導通損失を低減すること、第２は、スイッチ素子がスイッチングすることによるスイッチング損失を低減することである。
【０００４】
特許文献１の段落００１７〜００２０および図２には、トランスの２次側に位置するブリッジ整流回路の下側アーム部に一対の自己消弧素子（ダイオードに比べて順方向電圧降下が小さい）を、整流ダイオードに代えて接続することにより、導通損失の低減を図った電力変換装置が開示されている。
【０００５】
また、特許文献２の段落００５３〜００５４および図６には、トランスの２次側に位置するブリッジ整流回路の下側アーム部に一対のスイッチ回路を、整流ダイオードに代えて接続する構成のコンデンサの充電装置が開示されている。この充電装置は、スイッチ回路がオンするとトランスの２次側に直列接続されたリアクトルに電流エネルギーを蓄積し、スイッチ回路がオフするとリアクトルの電流エネルギーを用いてコンデンサを充電する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−３３６９４３号公報
【特許文献２】特開２００１−２０４１７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１および２に係る装置では、一対の自己消弧素子または一対のスイッチ回路は、電圧が印加された状態でターンオンするためスイッチング損失が大きい。そして、この損失が装置の高効率化を妨げる要因となっていた。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、スイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電源装置は、交流電力を供給する交流電源と直流負荷との間に接続され、前記交流電源から供給された前記交流電力を直流電力に変換して前記直流負荷へ供給する電源装置が前提となる。
【００１０】
本発明に係る電源装置は、第１のスイッチング回路と、第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、第２のスイッチング回路と、一次巻線または二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、制御部とを備える。
【００１１】
第１のスイッチング回路は、交流電源の全波整流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する。
【００１２】
第２のスイッチング回路は、前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、第２の直流端子間に接続された直流負荷に供給する。
【００１３】
制御部は、第２のスイッチング回路が行う前記スイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子間を実質的に短絡するようにはたらく。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、スイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の回路図である。
【図２Ａ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｂ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｃ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｄ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図２Ｅ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図３】図３（ａ）〜（ｈ）は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供するタイミングチャート図である。
【図４Ａ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｂ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｃ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｄ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図４Ｅ】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供するタイミングチャート図である。
【図６】本発明の第１実施形態の変形例に係る電源装置のうち第１実施形態との相違点に係る三相整流ブリッジ回路を表す回路図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る電源装置１を組み込んだ電気自動車１１０の電源システムの概要を表す機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の回路図である。この電源装置１は、図１に示すように、交流電源６と直流負荷７との間に接続され、交流電源６から供給された交流電力を直流電力に変換して直流負荷７へ電力を供給する。この直流負荷７が二次電池を備える場合は、電源装置１は、交流電源６から供給された交流電力を変換した直流電力を用いて二次電池を充電する。なお、本発明で“接続”という用語を用いる場合は、特に断らない限り、“電気的に接続”することを意味するものとする。
【００１７】
電源装置１は、図１に示すように、交流電源６の交流電圧波形を全波整流するブリッジ型の整流回路２と、第１および第２のスイッチング回路３，４と、これら第１および第２のスイッチング回路３，４が行うスイッチング動作を制御する制御部５とを備える。また、電源装置１は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴを備える。一次巻線Ｎ１の端子間には、共振コンデンサＣｒおよび共振インダクタＬｒが直列接続される。
【００１８】
整流回路２は、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を有し、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を用いて交流電源６の交流電圧波形を全波整流する。こうして全波整流された電圧は、平滑インダクタＬ１を介して第１の平滑コンデンサＣ１に印加される。一対の端子を有する第１の平滑コンデンサＣ１は、図１に示すように、一方の端子が第１の接続点Ｎｄ１に、他方の端子が第２の接続点Ｎｄ２に、それぞれ接続されている。第１および第２の接続点Ｎｄ１，Ｎｄ２は、本発明の“第１の直流端子”に相当する。
【００１９】
第１のスイッチング回路３は、図１に示すように、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をフルブリッジ接続して構成されている。第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２は、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されている。この直列接続回路を第１のスイッチングレッグＳＬ１と呼ぶ。第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４は、第４の接続点Ｎｄ４を介して直列接続されている。この直列接続回路を第２のスイッチングレッグＳＬ２と呼ぶ。これら第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は、相互に並列接続されている。なお、第３および第４の接続点Ｎｄ３，Ｎｄ４は、本発明の“第１の交流端子”に相当する。
【００２０】
第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４としては、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴを好適に採用することができる。第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のそれぞれには、図１に示すように、第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。これらの第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴが本来的に内蔵するボディダイオードを利用してもよい。
【００２１】
第１のスイッチング回路３では、図１に示すように、第１および第２の接続点Ｎｄ１，Ｎｄ２間を第１の直流端子間とし、第３および第４の接続点Ｎｄ３，Ｎｄ４間を第１の交流端子間としている。第１のスイッチング回路３では、第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に接続されている第１の平滑コンデンサＣ１にチャージされた電圧を用いて、第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に直列接続された共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１からなる直列接続回路に対し、正負の電圧を印加するようになっている。
【００２２】
第２のスイッチング回路４は、図１に示すように、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１とを第５の接続点Ｎｄ５を介して直列接続してなる第３のスイッチングレッグＳＬ３、および、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２とを第６の接続点Ｎｄ６を介して直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４を備える。これら第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は、相互に並列接続されている。なお、第５および第６の接続点Ｎｄ５，Ｎｄ６は、本発明の“第２の交流端子”に相当する。
【００２３】
第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴを好適に採用することができる。第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれには、図１に示すように、第６および第８のダイオードＤ６，Ｄ８が逆並列接続されている。これらの第６および第８のダイオードＤ６，Ｄ８は、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴが本来的に内蔵するボディダイオードを利用してもよい。
【００２４】
第２のスイッチング回路４の後段（直流負荷７側）には、第２の平滑コンデンサＣ２および直流負荷７が並列接続されている。一対の端子を有する第２の平滑コンデンサＣ２は、図１に示すように、一方の端子が第７の接続点Ｎｄ７に、他方の端子が第８の接続点Ｎｄ８に、それぞれ接続されている。第７および第８の接続点Ｎｄ７，Ｎｄ８は、本発明の“第２の直流端子”に相当する。
【００２５】
第２のスイッチング回路４では、第５および第６の接続点Ｎｄ５，Ｎｄ６の間を第２の交流端子間とし、第７および第８の接続点Ｎｄ７，Ｎｄ８の間を第２の直流端子間としている。第２のスイッチング回路４では、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間に接続された二次巻線Ｎ２の電力を、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８間に並列接続された第２の平滑コンデンサＣ２および直流負荷７にそれぞれ供給するようになっている。
【００２６】
換言すれば、第２のスイッチング回路４では、第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８と等価である。）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点Ｎｄ５と、第７のダイオードＤ７および６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点Ｎｄ６との間を第２の交流端子間としている。
【００２７】
第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２は、個々のスイッチング動作が制御部５によって統括制御される。制御部５は、交流電源６からの入力電流を交流電源６の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善制御機能を有している。制御部５には、交流電源６からの入力電圧を検出する電圧センサ１１、直流負荷７の電圧すなわち出力電圧を検出する電圧センサ１２、交流電源６からの入力電流を検出する電流センサ１３、並びに、直流負荷７への出力電流を検出する電流センサ１４がそれぞれ接続されている。
【００２８】
［第１の位相シフト制御］
電源装置１の第１の位相シフト制御の回路動作を、図２Ａ〜図２Ｅ、および、図３（ａ）〜（ｈ）を参照して説明する。図２Ａ〜図２Ｅは、第１実施形態に係る電源装置１の第１の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。具体的には、図２Ａ〜図２Ｅは、第１の位相シフト制御に係るモード１ａ〜１ｅそれぞれの回路動作を示す。図２Ａはモード１ａに、図２Ｂはモード１ｂに、図２Ｃはモード１ｃに、図２Ｄはモード１ｄに、図２Ｅはモード１ｅに、それぞれ対応する。
【００２９】
図３（ａ）〜（ｈ）は、第１実施形態に係る電源装置１のうち各部のオンオフ状態と電流波形の時間推移を表すタイミングチャート図である。ここで、図１および図３（ａ）〜（ｈ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｈ１のオンオフ状態をＳＨ１とし、第２のスイッチング素子Ｈ２のオンオフ状態をＳＨ２とし、第３のスイッチング素子Ｈ３のオンオフ状態をＳＨ３とし、第４のスイッチング素子Ｈ４のオンオフ状態をＳＨ４とし、第５のスイッチング素子Ｓ１のオンオフ状態をＳＳ１とし、第６のスイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態をＳＳ２としてそれぞれ定義する。図３（ａ）〜（ｆ）に示すタイミングチャート図では、点線で表される基準レベルと同位の実線チャートがオフ状態を示し、基準レベルと比べて高位の実線チャートがオン状態を示す。また、共振インダクタＬｒに流れる電流をＩＬｒとし、二次巻線Ｎ２に流れる電流をＩＮ２として定義する。
【００３０】
なお、第１の位相シフト制御に係る説明では、交流電源６の電圧が一方の極性の場合の動作についてのみ説明し、交流電源６の電圧が他方の極性の場合の動作説明は省略する。後者の場合の動作は、前者の場合の動作を参酌すれば容易に理解できるからである。
【００３１】
第１の位相シフト制御は、交流電源６の電圧が所定値以上か否かに係る制御部５の判定結果に基づいて、電源電圧が所定値以上の場合に実行される。この所定値は、出力電圧（直流負荷７の端子間電圧）を入力電圧（交流電源６の全波整流電圧）で除した値である昇圧比に基づいて決定される。換言すれば、第１の位相シフト制御は、昇圧比が所定の水準と比べて低い場合に実行される。なお、出力電圧が高いほど、および入力電圧が低いほど、昇圧比は高くなる。
【００３２】
本第１実施形態の説明では、オン状態にあるスイッチング素子の端子間電圧、または、ダイオードの順方向降下電圧と同等もしくはそれ以下のレベルにある電圧をゼロ電圧と呼ぶ。また、あるスイッチング素子の端子間電圧がゼロ電圧である場合に、このスイッチング素子をターンオンすることをゼロ電圧スイッチングと呼ぶ。ゼロ電圧スイッチングによれば、スイッチング損失を抑制すると共に、高調波やEMI（Electro Magnetic Interference；電磁干渉）ノイズ等を低減する効果を期待することができる。ゼロ電圧スイッチングでは、スイッチング素子の端子間において、電圧・電流の過渡現象が原則的に生じないからである。
【００３３】
（モード１ａ）
図３に示す時刻ｔ１１から時刻ｔ１２に至る期間で定義されるモード１ａでは、図２Ａ並びに図３（ａ）および図３（ｄ）に示すように、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の平滑コンデンサＣ１の端子間に生じた電圧（以下、“第１の入力電圧”という。）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００３４】
その結果、図２Ａに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第１のスイッチング素子Ｈ１→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第４のスイッチング素子Ｈ４→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００３５】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ａに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ａでは、図２Ａおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００３６】
交流電源６の周辺では、図２Ａに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第４の整流ダイオードＤ１４→交流電源６→第１の整流ダイオードＤ１１→平滑インダクタＬ１→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００３７】
（モード１ｂ）
図３に示す時刻ｔ１２のタイミングで第４のスイッチング素子Ｈ４をターンオフ（図３（ｄ）参照）すると、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３に至る期間で定義されるモード１ｂの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第４のスイッチング素子Ｈ４を経由して流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、行き場を失って第３のダイオードＤ３に転流する。
【００３８】
その結果、図２Ｂに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第１のスイッチング素子Ｈ１→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３に逆並列接続された第３のダイオードＤ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。
【００３９】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ｂに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ｂでは、図２Ｂおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００４０】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次および二次巻線Ｎ１，Ｎ２の電流ＩＬｒ，ＩＮ２は、図３（ｇ）および図３（ｈ）に示すように漸減していく。モード１ｂの初期期間では、図３（ｃ）に示すように、第３のスイッチング素子Ｈ３はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第３のスイッチング素子Ｈ３をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００４１】
第２のスイッチング回路４、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図２Ｂに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。なお、モード１ｂにおいて、二次巻線電流ＩＮ２が流れ終わる前にスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をターンオフすると、次のモード１ｃが省略される場合がある。
【００４２】
（モード１ｃ）
二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になると、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４に至る期間で定義されるモード１ｃの状態になる。第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図２Ｃに示すように、モード１ｂと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。このモード１ｃでは、共振インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１には、トランスＴの励磁電流が流れている（図３（ｇ）参照）。第２のスイッチング回路４の周辺では、図２Ｃおよび図３（ｈ）に示すように、二次巻線Ｎ２には電流が誘導されていない。
【００４３】
（モード１ｄ）
図３に示す時刻ｔ１４のタイミングで第１のスイッチング素子Ｈ１をターンオフ（図３（ａ）参照）すると、モード１ｄの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１のスイッチング素子Ｈ１に流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、第２のダイオードＤ２に転流する。
【００４４】
その結果、図２Ｄに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第２のスイッチング素子Ｈ２に逆並列接続された第２のダイオードＤ２→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００４５】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次巻線Ｎ１の電流ＩＬｒは、図３（ｇ）に示すように漸減してゆく。一方、二次巻線Ｎ２の電流ＩＮ２は、図３（ｈ）に示すように漸増してゆく。モード１ｄの初期では、図３（ｂ）に示すように、第２のスイッチング素子Ｈ２はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第２のスイッチング素子Ｈ２をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００４６】
第２のスイッチング回路４の周辺では、モード１ｃにおいて、図２Ｃおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。この場合、モード１ｄにおいて、図２Ｄおよび図３（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２を時刻ｔ１４までにターンオフしておく。
【００４７】
交流電源６の周辺では、図２Ｄに示すように、モード１ｃと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００４８】
（モード１ｅ）
図３に示す時刻ｔ１５において一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの流通方向が反転（図３（ｇ）の例では、正から負への反転）すると、モード１ｅの状態になる。このモード１ｅは、モード１ａの対称動作である。
【００４９】
具体的には、図３に示す時刻ｔ１５から時刻ｔ１６に至る期間で定義されるモード１ｅでは、図２Ｅ並びに図３（ｂ）および図３（ｃ）に示すように、モード１ａとは対称的に、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧（第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間の電圧）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００５０】
その結果、図２Ｅに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第３のスイッチング素子Ｈ３→第４の接続点Ｎｄ４→一次巻線Ｎ１→共振インダクタＬｒ→共振コンデンサＣｒ→第３の接続点Ｎｄ３→第２のスイッチング素子Ｈ２→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００５１】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図２Ｅに示すように、モード１ａとは対称的に、第８の接続点Ｎｄ８→第５のスイッチング素子Ｓ１→第５の接続点Ｎｄ５→二次巻線Ｎ２→第６の接続点Ｎｄ６→第７のダイオードＤ７→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード１ｅでは、図２Ｅおよび図３（ｅ）に示すように、第５のスイッチング素子Ｓ１がオン（同期整流）状態にある。
【００５２】
交流電源６の周辺では、図２Ｅに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００５３】
以降、モード１ｂ〜１ｄのそれぞれの対称動作の後に、モード１ａへと戻り、上記の処理を繰り返す。
【００５４】
上述した第１の位相シフト制御では、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させ、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御を行うことにより、入力電流や出力電力を調整する。
【００５５】
すなわち、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がともにオン状態にあるモード１ａの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード１ａの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。また、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がともにオン状態にあるモード１ｅの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード１ｅの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。
【００５６】
第１の位相シフト制御では、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４のターンオフタイミングが同期した場合に、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さが最大となる。また、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３のターンオフタイミングが同期した場合に、第１のスイッチング回路３の出力端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加する期間の長さが最大となる。こうした場合に、第１の位相シフト制御では、最大の入力電力・出力電力が得られる。第１の位相シフト制御で得られる最大の入力電力・出力電力よりもさらに大電力の取得要求がある場合には、次述する第２の位相シフト制御を適用する。
【００５７】
［第２の位相シフト制御］
電源装置１の第２の位相シフト制御の回路動作を、図４Ａ〜図４Ｅ、および、図５（ａ）〜（ｈ）を参照して説明する。図４Ａ〜図４Ｅは、第１実施形態に係る電源装置１の第２の位相シフト制御に係る動作説明に供する図である。具体的には、図４Ａ〜図４Ｅは、第２の位相シフト制御に係るモード２ａ〜２ｅそれぞれの回路動作を示す。図４Ａはモード２ａに、図４Ｂはモード２ｂに、図４Ｃはモード２ｃに、図４Ｄはモード２ｄに、図４Ｅはモード２ｅに、それぞれ対応する。図５（ａ）〜（ｈ）は、第１実施形態に係る電源装置１のうち各部のオンオフ状態と電流波形の時間推移を表すタイミングチャート図である。
【００５８】
なお、第２の位相シフト制御に係る説明では、交流電源６の電圧が一方の極性の場合の動作についてのみ説明し、交流電源６の電圧が他方の極性の場合の動作説明は省略する。後者の場合の動作は、前者の場合の動作を参酌すれば容易に理解できるからである。
【００５９】
第２の位相シフト制御は、交流電源６の電圧が所定値以上か否かに係る制御部５の判定結果に基づいて、電源電圧が所定値よりも低い場合に実行される。この所定値は、出力電圧（直流負荷７の端子間電圧）を入力電圧（交流電源６の全波整流電圧）で除した値である昇圧比に基づいて決定される。換言すれば、第２の位相シフト制御は、第１の位相シフト制御の場合とは逆に、昇圧比が所定の水準と比べて高い場合に実行される。
【００６０】
（モード２ａ）
図５に示す時刻ｔ２１から時刻ｔ２２に至る期間で定義されるモード２ａでは、図４Ａ並びに図５（ａ）および図３（ｄ）に示すように、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。その結果、図４Ａに示すように、モード１ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６１】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ａに示すように、第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のスイッチング素子Ｓ１→第６のスイッチング素子Ｓ２に逆並列接続された第８のダイオードＤ８→第６の接続点Ｎｄ６の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。モード２ａでは、図４Ａおよび図５（ｅ）に示すように、第５のスイッチング素子Ｓ１がオン（同期整流）状態にある。
【００６２】
したがって、二次巻線Ｎ２の端子（第２の交流端子）Ｎｄ５，Ｎｄ６間は実質的に短絡された状態にある。ここで、本発明でいう“実質的に短絡”とは、電流経路内に無視できる程度の電圧降下成分（図４Ａの例では、第８のダイオードＤ８による電圧降下成分）が介在していたとしても短絡とみなす、広義の電気的な短絡を意味する。
【００６３】
二次巻線Ｎ２の端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間が実質的に短絡された状態にあるということは、二次巻線Ｎ２と磁気的に結合された一次巻線Ｎ１の端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間にも電圧は生じていない。このため、モード２ａでは、第１のスイッチング回路３の周辺において、図５（ｇ）に示すように、共振インダクタ電流ＩＬｒは線形に増大してゆく。図４Ａに示す回路状態において、第２のスイッチング素子Ｓ２をオンすれば同期整流になる。
【００６４】
交流電源６の周辺では、図４Ａに示すように、モード１ａと同様の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６５】
（モード２ｂ）
図５に示す時刻ｔ２２のタイミングで第５のスイッチング素子Ｓ１をターンオフ（図５（ｅ）参照）すると、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３に至る期間で定義されるモード２ｂの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図４Ｂに示すように、モード２ａと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００６６】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次および二次巻線Ｎ１，Ｎ２の電流ＩＬｒ，ＩＮ２は、図５（ｇ）および図５（ｈ）に示すように漸減してゆく。
【００６７】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ｂに示すように、第８の接続点Ｎｄ８→第６のスイッチング素子Ｓ２→第６の接続点Ｎｄ６→二次巻線Ｎ２→第５の接続点Ｎｄ５→第５のダイオードＤ５→第７の接続点Ｎｄ７の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。モード２ｂでは、図４Ｂおよび図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００６８】
図５に示す時刻ｔ２２のタイミングでは、図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２はオフ状態にある。このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第６のスイッチング素子Ｓ２をターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００６９】
なお、モード２ｂにおいて、二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になる前に第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をターンオフすると、次のモード２ｃが省略される場合がある。
【００７０】
（モード２ｃ）
二次巻線電流ＩＮ２が漸減して終に零になると、時刻ｔ２３から時刻ｔ２４に至る期間で定義されるモード２ｃの状態になる。第１のスイッチング回路３、並びに交流電源６のそれぞれの周辺では、図４Ｃに示すように、モード２ｂと同様の電流経路が形成される。その電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。このモード２ｃでは、共振インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１には、トランスＴの励磁電流が流れている。第２のスイッチング回路４の周辺では、図４Ｃに示すように、二次巻線Ｎ２には電流が誘導されていない。
【００７１】
（モード２ｄ）
図５に示す時刻ｔ２４のタイミングで第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４を同時にターンオフ（図５（ａ）および図５（ｄ）参照）すると、モード２ｄの状態になる。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４にそれぞれ流れていた共振インダクタ電流ＩＬｒは、第２および第３のダイオードＤ２，Ｄ３にそれぞれ転流する。その結果、図４Ｄに示すように、第２の接続点Ｎｄ２→第２のスイッチング素子Ｈ２に逆並列接続された第２のダイオードＤ２→第３の接続点Ｎｄ３→共振コンデンサＣｒ→共振インダクタＬｒ→一次巻線Ｎ１→第４の接続点Ｎｄ４→第３のスイッチング素子Ｈ３に逆並列接続された第３のダイオードＤ３→第１の接続点Ｎｄ１の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００７２】
共振インダクタＬｒに蓄積されている電磁エネルギーは、トランスＴの一次巻線Ｎ１へ供給される。その結果、一次巻線Ｎ１の電流ＩＬｒは、図５（ｇ）に示すように漸減してゆく。一方、二次巻線Ｎ２の電流ＩＮ２は、図５（ｈ）に示すように漸増してゆく。モード２ｄでは、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３は、図５（ｂ）および図５（ｃ）に示すように、それぞれオフ状態にある。そこで、このオフ状態にあるタイミングに合わせて、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３を同時にターンオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００７３】
（モード２ｅ）
図５に示す時刻ｔ２５のタイミングで一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの流通方向が反転（図５（ｇ）の例では、正から負への反転）すると、モード２ｅの状態になる。このモード２ｅは、モード２ａの対称動作である。
【００７４】
具体的には、図５に示す時刻ｔ２５から時刻ｔ２６に至る期間で定義されるモード２ｅでは、図４Ｅ並びに図５（ｂ）および図５（ｃ）に示すように、モード２ａとは対称的に、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオン状態にある。この場合、第１のスイッチング回路３の周辺では、第１の入力電圧（第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間の電圧）は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、および一次巻線Ｎ１にそれぞれ印加される。
【００７５】
その結果、図４Ｅに示すように、第１の接続点Ｎｄ１→第３のスイッチング素子Ｈ３→第４の接続点Ｎｄ４→一次巻線Ｎ１→共振インダクタＬｒ→共振コンデンサＣｒ→第３の接続点Ｎｄ３→第２のスイッチング素子Ｈ２→第２の接続点Ｎｄ２の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。
【００７６】
第２のスイッチング回路４の周辺では、一次巻線Ｎ１への通電に起因して二次巻線Ｎ２に電流が誘導される。その結果、図４Ｅに示すように、モード２ａとは対称的に、第８の接続点Ｎｄ８→第５のスイッチング素子Ｓ１→第５の接続点Ｎｄ５→二次巻線Ｎ２→第６の接続点Ｎｄ６→第６のスイッチング素子Ｓ２→第８の接続点Ｎｄ８の各部を経由した電流経路が形成される。この電流経路を循環する電流が流れる。モード２ｅでは、図４Ｅおよび図５（ｆ）に示すように、第６のスイッチング素子Ｓ２がオン（同期整流）状態にある。
【００７７】
交流電源６の周辺では、図４Ｅに示すように、モード２ａと同様の電流経路が形成される。この電流経路に沿って電流が流れる。そこで、その重複した説明を省略する。
【００７８】
以降、モード２ｂ〜２ｄのそれぞれの対称動作の後に、モード２ａへと戻り、上記の処理を繰り返す。
【００７９】
上述した第２の位相シフト制御では、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させ、第１のスイッチング回路３の第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に電圧を印加しながら二次巻線Ｎ２の端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御を行うことにより、入力電流や出力電力を調整する。
【００８０】
すなわち、第１，第４および第５のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４，Ｓ１がともにオン状態にあるモード２ａの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード２ａの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。また、第２，第３および第６のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３，Ｓ２がともにオン状態にあるモード２ｅの期間を短くして入力電流や出力電力を減少させる一方、これとは逆にモード２ｅの期間を長くして入力電流や出力電力を増加させる。
【００８１】
ところで、制御部５の動作モードを、第１の位相シフト制御と第２の位相シフト制御との間で切り替えた場合に、その切り替え部分での出力の変化が不連続になる場合がある。このような場合には、第１の位相シフト制御と第２の位相シフト制御との中間の状態を設け、この中間の状態を経由して動作モードを切り替えるようにすれば、出力変化が不連続となるレベルを改善することができる。
【００８２】
具体的には、第１の位相シフト制御の最大出力状態、かつ第２の位相シフト制御の最小出力状態として、第１および第４のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ４（または、第２および第３のスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３）のターンオフタイミングと同期して、第６のスイッチング素子Ｓ２（または、第５のスイッチング素子Ｓ１）がターンオフする構成を採用すればよい。詳しく述べると、第１のスイッチング素子Ｈ１（または、第２のスイッチング素子Ｈ２）のターンオフから第６のスイッチング素子Ｓ２（または、第５のスイッチング素子Ｓ１）のターンオフまでの期間を、第１の位相シフト制御ではゼロ等に固定し、第２の位相シフト制御では長くしてゆく構成を採用すればよい。
【００８３】
制御部５は、力率改善制御機能を有している。入力電流の調整は、出力電力の調整と同様にして行う。すなわち、出力電力を増加させるようにすれば入力電流も増加し、逆に出力電力を減少させるようにすれば入力電流も減少する。したがって、交流電源６から入力する電圧と電流の力率を向上するように制御すると、交流電源６からの入力電力は交流電源６の２倍の周波数で変動するため、出力電力も交流電源６の２倍の周波数で変動する。
【００８４】
しかしながら、直流負荷７として二次電池を充電するような場合には、仮に出力電力が変動しても、特段の問題を生じさせることはない。もちろん、例えば、第２の平滑コンデンサＣ２として十分に容量が大きいものを用いるか、または、第２の平滑コンデンサＣ２と直流負荷７との間にインダクタとコンデンサから成るＬＣフィルタを介挿すれば、直流負荷７へ供給する電力や電圧や電流の変動を抑えることができる。
【００８５】
なお、共振コンデンサＣｒには、一次巻線Ｎ１に流れる共振インダクタ電流ＩＬｒの直流成分を除去してトランスＴの偏磁を防止する効果がある。もちろん、共振コンデンサＣｒとして容量が小さいものを用いれば、共振インダクタＬｒやトランスＴの励磁インダクタンスとの直列共振により昇圧比を増加させることもできる。
【００８６】
以上、説明したように、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、第２のスイッチング回路４が行うスイッチング動作を制御することにより、第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡することとした。これにより、電源装置１に用いられる全てのスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２についてのゼロ電圧スイッチングを実現することができる。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８７】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、交流電源６から供給された交流電力のうち電流を正弦波状に制御する力率改善制御を行うこととした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、交流電力の力率改善が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８８】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、正負の全波整流電圧を第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御（第１の位相制御）と、正負の全波整流電圧を第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２間に印加しながら第２の交流端子Ｎｄ５，Ｎｄ６間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御（第２の位相制御）とのうち少なくとも一方（両制御を同時に実行する態様を含む）を実行することにより、直流負荷７に供給する直流電力の大きさを調整することとした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、直流電力の精密なる微調整および調整範囲の拡大が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００８９】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のスイッチング回路３は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグＳＬ１と、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグＳＬ２とを備え、第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は相互に並列接続される。第１のスイッチングレッグＳＬ１の端子（第１の接続点Ｎｄ１および第２の接続点Ｎｄ２）間を第１の直流端子間とし、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の直列接続点（第３の接続点Ｎｄ３）と第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の直列接続点（第４の接続点Ｎｄ４）との間を第１の交流端子間とする。
【００９０】
また、第２のスイッチング回路４は、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１を直列接続した第３のスイッチングレッグＳＬ３と、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２を直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４とを備え、第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は相互に並列接続される。第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第７の接続点Ｎｄ７および第８の接続点Ｎｄ８）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点（第５の接続点Ｎｄ５）と、第７のダイオードＤ７および第６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点（第６の接続点Ｎｄ６）との間を第２の交流端子間とした。
【００９１】
したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２のスイッチング回路３，４の具体的な構成が規定された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９２】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のデューティ制御は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御であり、第２のデューティ制御は、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御であるとする、構成を採用した。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２の位相シフト制御を用いて出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９３】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、制御部５は、第１の直流端子Ｎｄ１，Ｎｄ２を介して入力した電圧と、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８から出力される電圧との昇圧比に基づいて、第１および第２のデューティ制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて実行することとした。したがって、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて用いて、出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。さらに、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方の択一的な選択を昇圧比に基づいて行うようにしたため、入力と出力のバランスが考慮された適切な位相シフト制御モードの切り替えを実現することができる。
【００９４】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、交流電源６の全波整流電圧をつくりだす整流回路２を備え、整流回路２は、第１〜第４の整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４をブリッジ接続してなる構成を採用している。第１実施形態に係る電源装置１によれば、整流回路２を用いて交流電源６の全波整流電圧をつくりだすことができ、直流電力への変換対象となる全波整流電圧を簡易かつ適確に得ることができる。
【００９５】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、交流電源６と第１の平滑コンデンサＣ１との間に平滑インダクタＬ１を接続したので、高調波ノイズの除去が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９６】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１の交流端子Ｎｄ３，Ｎｄ４間に、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振コンデンサＣｒをさらに備えたため、コイル（一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者）と共振コンデンサＣｒの組合せに係る直列共振回路によって、交流電力の蓄積、力率の改善、並びに、通過帯域幅の選択性が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９７】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２のそれぞれにダイオードを逆並列接続したため、導通損失およびスイッチング損失の低減が考慮された高効率の電源装置１を提供することができる。
【００９８】
また、第１実施形態に係る電源装置１によれば、直流負荷７は二次電池を備え、第２の直流端子Ｎｄ７，Ｎｄ８から出力された直流電力を用いて二次電池を充電するため、二次電池の高効率な充電が考慮された電源装置１を提供することができる。
【００９９】
また、第１実施形態に係る電源装置１では、第１のスイッチング回路３と、第２のスイッチング回路４と、一次巻線Ｎ１または二次巻線Ｎ２のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタＬｒと、第１および第２のスイッチング回路３，４がそれぞれ行うスイッチング動作を制御する制御部５と、を備える構成を採用した。
【０１００】
第１のスイッチング回路３は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグＳＬ１と、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグＳＬ２とを備え、第１および第２のスイッチングレッグＳＬ１，ＳＬ２は相互に並列接続される。第１のスイッチングレッグＳＬ１の端子（第１の接続点Ｎｄ１および第２の接続点Ｎｄ２）間を第１の直流端子間とし、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の直列接続点（第３の接続点Ｎｄ３）と第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の直列接続点（第４の接続点Ｎｄ４）との間を第１の交流端子間とする。
【０１０１】
一方、第２のスイッチング回路４は、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１を直列接続した第３のスイッチングレッグＳＬ３と、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２を直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４とを備え、第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４は相互に並列接続される。第３のスイッチングレッグＳＬ３の端子（第７の接続点Ｎｄ７および第８の接続点Ｎｄ８）間を第２の直流端子間とし、第５のダイオードＤ５および第５のスイッチング素子Ｓ１の直列接続点（第５の接続点Ｎｄ５）と、第７のダイオードＤ７および第６のスイッチング素子Ｓ２の直列接続点（第６の接続点Ｎｄ６）との間を第２の交流端子間とした。
【０１０２】
そして、制御部５は、第１および第２のスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のターンオフタイミングと、第３および第４のスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御と、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のターンオフタイミングと、第５および第６のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御を択一的に実行することとした。
【０１０３】
第１実施形態に係る電源装置１によれば、第１および第２のスイッチング回路３，４の具体的な構成が規定された高効率の電源装置１を提供することができる。しかも、第１および第２の位相シフト制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて用いて、出力電力の柔軟な調整を実現可能な高効率の電源装置１を提供することができる。
【０１０４】
［第１実施形態に係る電源装置１の変形例］
図６は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１の変形例を表す回路図である。この変形例では、単相の交流電源６に代えて、三相の交流電源９１を採用している。この変形に伴って、整流回路２に代えて、相互にブリッジ接続された第２１〜第２６の整流ダイオードＤ２１〜Ｄ２６を有する三相ブリッジ型整流回路９３を採用している。なお、その他の部分の構成は同じである。
【０１０５】
本発明の第１実施形態に係る電源装置１の変形例によれば、三相の交流電源９１の対応が考慮された高効率の電源装置を提供することができる。
【０１０６】
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態に電気自動車の電源システムの説明に先立って、本発明の背景技術について説明する。
近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車の普及が進んでいる。電気自動車は、モータを駆動源としてもち、モータ駆動用の二次電池をもつ。この二次電池を、商用の交流電源から電力変換して得た直流電力を用いて充電する。二次電池に充電された直流電力は、交流電力に逆変換されてモータの駆動用に供される。
【０１０７】
商用電源から二次電池に、より少ない電力で安全に充電するためには、変換効率が高く、かつ絶縁型のコンバータが必要になる。通常、交流電源から絶縁された直流電力を得るには、非絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータを用いる。交流電源からの入力電流を正弦波状に制御しつつ直流電力を生成し、この直流電力を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにより絶縁して直流電力を得る。
【０１０８】
しかし、上記の構成では、非絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの２段構成となるため、電源装置が大型化し、また変換効率も低下しやすいという問題があった。
【０１０９】
そこで、本第１実施形態に係る電源装置１を、電気自動車に適用することが考えられた。図７は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１を適用した第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１の概要構成図である。
【０１１０】
第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１は、図７に示すように、第１実施形態に係る電源装置１と、補機バッテリ１０６へ電力供給する第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、各種の電装機器１０１と、インバータ１０３へ電力供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２と、駆動用モータ１０４を駆動するインバータ１０３と、電気自動車１１０の車輪（不図示）を駆動する駆動用モータ１０４と、二次電池１０５と、電装機器１０１への給電を担う補機バッテリ１０６と、急速充電器などの外部直流電源（不図示）を接続するための急速充電コネクタ１０７と、外部の交流電源１０９に接続するためのプラグイン充電コネクタ１０８とを備える。
【０１１１】
第１実施形態に係る電源装置１は、直流負荷としての二次電池１０５と、プラグイン充電コネクタ１０８とに接続されている。二次電池１０５には、第１および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１００，１０２と、急速充電コネクタ１０７とが接続されている。
【０１１２】
第１実施形態に係る電源装置１は、プラグイン充電コネクタ１０８を介して接続された交流電源１０９の交流電力を直流電力に変換して二次電池１０５を充電するように動作する。
【０１１３】
第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１によれば、第１実施形態に係る電源装置１を適用することにより、電気自動車１１０に搭載された二次電池１０５を、例えば商用の交流電源１０９から高効率をもって充電することができる。なお、第２実施形態に係る電気自動車１１０の電源システム１１１は、電気自動車１１０に代えて、ハイブリッド自動車に適用してもよい。
【０１１４】
［その他の実施形態］
以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。
【０１１５】
例えば、本第１実施形態に係る電源装置１において、第１〜第６のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧａＮデバイス、ＳｉＣ（Silicon Carbide）デバイスなどをスイッチング素子として用いてもよい。ただし、かかるデバイス類をスイッチング素子として用いる場合、それぞれのスイッチング素子には、ダイオードを逆並列接続することが必要である。
【０１１６】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、第１のスイッチング回路３として、第１〜第４のスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をフルブリッジ接続する態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、第１のスイッチング回路３として、一次巻線Ｎ１に電圧を印加する時間を変化させることが可能であれば、他の回路方式を採用してもよい。
【０１１７】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、第２のスイッチング回路４として、図１に示すように、第５のダイオードＤ５と第５のスイッチング素子Ｓ１とを第５の接続点Ｎｄ５を介して直列接続してなる第３のスイッチングレッグＳＬ３、および、第７のダイオードＤ７と第６のスイッチング素子Ｓ２とを第６の接続点Ｎｄ６を介して直列接続した第４のスイッチングレッグＳＬ４を備え、これら第３および第４のスイッチングレッグＳＬ３，ＳＬ４を、相互に並列接続してなる態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、第２のスイッチング回路４として、二次巻線Ｎ２を実質的に短絡することが可能であれば、他の回路方式を採用してもよい。なお、二次巻線Ｎ２を実質的に短絡する経路にコンデンサが介在する変形例も、本発明の技術的範囲の射程に包含される。
【０１１８】
また、本第１実施形態に係る電源装置１において、本発明に係る共振インダクタＬｒとして、独立したインダクタを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、本発明に係る共振インダクタＬｒとして、本発明が求める大きさの電磁エネルギーを蓄えることが可能であれば、例えば電線がもつインダクタンス成分であってもよい。このことは、平滑インダクタＬ１も同様である。
【０１１９】
最後に、本第１実施形態に係る電源装置１において、交流電源６および整流回路２を備える態様を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。例えば、交流電源６および整流回路２に代えて、直流電力を供給する直流電源を採用してもよい。このように構成すれば、直流電源から供給された直流電圧のレベルを調整（入力レベルと出力レベルとが同一となる態様を含む）して直流負荷に供給可能なＤＣ−ＤＣコンバータを具現化することができる。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 電源装置
２ 整流回路
３ 第１のスイッチング回路
４ 第２のスイッチング回路
５ 制御部
６ 交流電源
７ 直流負荷
１１０ 電気自動車
１１１ 第２実施形態に係る電気自動車の電源システム
Ｌ１ 平滑インダクタ
Ｌｒ 共振インダクタ
Ｃ１ 第１の平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２の平滑コンデンサ
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｔ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１，Ｓ２ 第１〜第６のスイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８ 第１〜第８のダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４ 第１〜第４の整流ダイオード
Ｎｄ１〜Ｎｄ８ 第１〜第８の接続点
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を供給する交流電源と直流負荷との間に接続され、前記交流電源から供給された前記交流電力を直流電力に変換して前記直流負荷へ供給する電源装置において、
前記交流電源の全波整流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する第１のスイッチング回路と、
前記第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、
前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を前記二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、前記第２の直流端子間に接続された前記直流負荷に供給する第２のスイッチング回路と、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、
前記第１および第２のスイッチング回路がそれぞれ行う前記スイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記第２のスイッチング回路が行う前記スイッチング動作を制御することにより、前記第２の交流端子間を実質的に短絡する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記交流電源から供給された交流電力のうち電流を正弦波状に制御する力率改善制御を行う、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記正負の電圧を前記第１の交流端子間に印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御と、前記正負の電圧を前記第１の交流端子間に印加しながら前記第２の交流端子間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御とのうち少なくとも一方を実行することにより、前記直流負荷に供給する直流電力の大きさを調整する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電源装置であって、
前記第１のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３および第４のスイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
前記第１および第２のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第１のスイッチングレッグの端子間を前記第１の直流端子間とし、
前記第１および第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３および第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第１の交流端子間とし、
前記第２のスイッチング回路は、第５のダイオードと第５のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７のダイオードと第６のスイッチング素子を直列接続した第４のスイッチングレッグとを備え、
前記第３および第４のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第３のスイッチングレッグの端子間を前記第２の直流端子間とし、
前記第５のダイオードおよび前記第５のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７のダイオードおよび前記第６のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第２の交流端子間とした、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電源装置であって、
前記第１のデューティ制御は、前記第１および第２のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第３および第４のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御であり、
前記第２のデューティ制御は、前記第１〜第４のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第５および第６のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御である、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記第１の直流端子を介して入力した電圧と、前記第２の直流端子から出力される前記直流電力のうち電圧との比に基づいて、前記第１および第２のデューティ制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて実行する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項１〜６のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記交流電源の全波整流電圧をつくりだす整流回路を備え、
前記整流回路は、第１〜第４の整流ダイオードをブリッジ接続してなる、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１〜７のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記交流電源と前記第１の平滑コンデンサとの間に平滑インダクタを接続した、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項１〜８のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記第１の交流端子間に、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振コンデンサをさらに備えた、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項４〜６のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記第１〜第６のスイッチング素子のそれぞれにダイオードを逆並列接続した、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記直流負荷は二次電池を備え、
前記第２の直流端子から出力された前記直流電力を用いて前記二次電池を充電する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
直流電力を供給する直流電源と直流負荷との間に接続され、前記直流電源から供給された直流電圧のレベルを調整して前記直流負荷へ供給する電源装置において、
前記直流電源から供給された直流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する第１のスイッチング回路と、
前記第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、
前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を前記二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、前記第２の直流端子間に接続された前記直流負荷に供給する第２のスイッチング回路と、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、
前記第１および第２のスイッチング回路がそれぞれ行う前記スイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記第１のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３および第４のスイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
前記第１および第２のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第１のスイッチングレッグの端子間を前記第１の直流端子間とし、
前記第１および第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３および第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第１の交流端子間とし、
前記第２のスイッチング回路は、第５のダイオードと第５のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７のダイオードと第６のスイッチング素子を直列接続した第４のスイッチングレッグとを備え、
前記第３および第４のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第３のスイッチングレッグの端子間を前記第２の直流端子間とし、
前記第５のダイオードおよび前記第５のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７のダイオードおよび前記第６のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第２の交流端子間とし、
前記制御部は、前記第１および第２のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第３および第４のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御と、前記第１〜第４のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第５および第６のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御とのうち少なくとも一方を実行する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１】
交流電力を供給する交流電源と直流負荷との間に接続され、前記交流電源から供給された前記交流電力を直流電力に変換して前記直流負荷へ供給する電源装置において、
前記交流電源の全波整流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する第１のスイッチング回路と、
前記第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、
前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を前記二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、前記第２の直流端子間に接続された前記直流負荷に供給する第２のスイッチング回路と、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、
前記第１および第２のスイッチング回路がそれぞれ行う前記スイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記第２のスイッチング回路が行う前記スイッチング動作を制御することにより、前記第２の交流端子間を実質的に短絡する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記交流電源から供給された交流電力のうち電流を正弦波状に制御する力率改善制御を行う、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記正負の電圧を前記第１の交流端子間に印加する期間の長さを変化させる第１のデューティ制御と、前記正負の電圧を前記第１の交流端子間に印加しながら前記第２の交流端子間を実質的に短絡する期間の長さを変化させる第２のデューティ制御とのうち少なくとも一方を実行することにより、前記直流負荷に供給する直流電力の大きさを調整する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電源装置であって、
前記第１のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３および第４のスイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
前記第１および第２のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第１のスイッチングレッグの端子間を前記第１の直流端子間とし、
前記第１および第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３および第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第１の交流端子間とし、
前記第２のスイッチング回路は、第５のダイオードと第５のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７のダイオードと第６のスイッチング素子を直列接続した第４のスイッチングレッグとを備え、
前記第３および第４のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第３のスイッチングレッグの端子間を前記第２の直流端子間とし、
前記第５のダイオードおよび前記第５のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７のダイオードおよび前記第６のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第２の交流端子間とした、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電源装置であって、
前記第１のデューティ制御は、前記第１および第２のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第３および第４のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御であり、
前記第２のデューティ制御は、前記第１〜第４のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第５および第６のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御である、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の電源装置であって、
前記制御部は、前記第１の直流端子を介して入力した電圧と、前記第２の直流端子から出力される前記直流電力のうち電圧との比に基づいて、前記第１および第２のデューティ制御のうちいずれか一方を択一的に切り替えて実行する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項１〜６のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記交流電源の全波整流電圧をつくりだす整流回路を備え、
前記整流回路は、第１〜第４の整流ダイオードをブリッジ接続してなる、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１〜７のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記交流電源と前記第１の平滑コンデンサとの間に平滑インダクタを接続した、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項１〜８のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記第１の交流端子間に、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振コンデンサをさらに備えた、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項４〜６のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記第１〜第６のスイッチング素子のそれぞれにダイオードを逆並列接続した、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のうちいずれか一項に記載の電源装置であって、
前記直流負荷は二次電池を備え、
前記第２の直流端子から出力された前記直流電力を用いて前記二次電池を充電する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
直流電力を供給する直流電源と直流負荷との間に接続され、前記直流電源から供給された直流電圧のレベルを調整して前記直流負荷へ供給する電源装置において、
前記直流電源から供給された直流電圧を第１の直流端子を介して入力し、前記入力した電圧に対してスイッチング動作を行うことにより生成した正負の電圧を、第１の交流端子間に接続されたトランスの一次巻線に出力する第１のスイッチング回路と、
前記第１の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、
前記一次巻線に磁気結合されて前記トランスを構成する二次巻線に誘導された電力を前記二次巻線の端子間に接続された第２の交流端子を介して入力し、前記入力した電力に対してスイッチング動作を行うことにより生成して第２の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサにより平滑化された直流電力を、前記第２の直流端子間に接続された前記直流負荷に供給する第２のスイッチング回路と、
前記一次巻線または前記二次巻線のいずれか一方、もしくは両者に直列接続された共振インダクタと、
前記第１および第２のスイッチング回路がそれぞれ行う前記スイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記第１のスイッチング回路は、第１および第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３および第４のスイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
前記第１および第２のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第１のスイッチングレッグの端子間を前記第１の直流端子間とし、
前記第１および第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３および第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第１の交流端子間とし、
前記第２のスイッチング回路は、第５のダイオードと第５のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７のダイオードと第６のスイッチング素子を直列接続した第４のスイッチングレッグとを備え、
前記第３および第４のスイッチングレッグは相互に並列接続され、
前記第３のスイッチングレッグの端子間を前記第２の直流端子間とし、
前記第５のダイオードおよび前記第５のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７のダイオードおよび前記第６のスイッチング素子の直列接続点との間を前記第２の交流端子間とし、
前記制御部は、前記第１および第２のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第３および第４のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第１の位相シフト制御と、前記第１〜第４のスイッチング素子のターンオフタイミングと、前記第５および第６のスイッチング素子のターンオフタイミングとの位相を変化させる第２の位相シフト制御とのうち少なくとも一方を実行する、
ことを特徴とする電源装置。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図２Ｄ】
【図２Ｅ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図２Ｄ】
【図２Ｅ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−２４９３７５（Ｐ２０１２−２４９３７５Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１７６７３（Ｐ２０１１−１１７６７３）
【出願日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【出願人】（０００２３３０３３）日立コンピュータ機器株式会社 (253)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【出願人】（０００２３３０３３）日立コンピュータ機器株式会社 (253)
【Ｆターム（参考）】
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