電源装置
【課題】動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現すること。
【解決手段】交流電圧を整流した電圧が供給されるトランス９と、トランス９に供給される電圧をオンオフするスイッチング素子５、６の動作を制御する発振制御回路１１と、交流電圧を整流した電圧を検知する直列に接続された電圧検知抵抗１２、１３、１５と、発振制御回路１１の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために電圧検知抵抗１２、１３、１５により検知した電圧と基準電圧とを比較するコンパレータ２２とを備え、発振制御回路１１の動作を開始させるときと停止させるときとで基準電圧を切り替える電源装置であって、抵抗１３に並列に接続されたツェナーダイオード４１を有し、ツェナーダイオード４１は、交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わる。
【解決手段】交流電圧を整流した電圧が供給されるトランス９と、トランス９に供給される電圧をオンオフするスイッチング素子５、６の動作を制御する発振制御回路１１と、交流電圧を整流した電圧を検知する直列に接続された電圧検知抵抗１２、１３、１５と、発振制御回路１１の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために電圧検知抵抗１２、１３、１５により検知した電圧と基準電圧とを比較するコンパレータ２２とを備え、発振制御回路１１の動作を開始させるときと停止させるときとで基準電圧を切り替える電源装置であって、抵抗１３に並列に接続されたツェナーダイオード４１を有し、ツェナーダイオード４１は、交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、特に商用交流電源などを入力して、所定の直流電圧を発生するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置の従来例を図５（ａ）に示す。尚、後述する実施例と重複する部分については実施例中で説明する。スイッチング電源装置の発振制御回路１１における、商用交流電源１の整流後の電圧に対する動作開始／停止端子３７の電圧変動を説明する。スイッチング電源装置に商用交流電源１から電力が供給されると、一次側整流回路からの出力によって起動抵抗４を介してコンデンサ８が充電される。これにより発振制御回路１１が起動し、抵抗１８〜２０で分圧された電圧値が動作開始電圧の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。一方、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧された電圧としてコンパレータ２２の非反転入力端子に入力される。コンパレータ２２は、入力された２つの電圧を比較した結果、商用交流電源１の電圧が基準電圧より十分に高ければ、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にハイレベルを出力する。これにより、発振制御回路１１が動作を開始してスイッチング素子５、６のスイッチングが始まる。また、同時に、コンパレータ２２はハイレベルを出力することによりクランプ素子２１を導通させて、抵抗１８、１９で分圧された電圧値が動作停止電圧の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。このようにコンパレータ２２の反転入力端子の基準電圧を下げることで動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせる。上記のように、動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせることで、動作開始／停止の発振を防止できる。クランプ素子２１を導通させて、動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせる従来例として特許文献１が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３０５６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来例として挙げた商用交流電源の電圧に応じて動作開始／停止を切り替え、更にクランプ素子を導通させることで動作開始／停止にヒステリシスを持たせる電源回路においては、次のような課題がある。すなわち、動作開始／停止を行う回路を構成する素子のばらつき、例えば抵抗値１８、１９の許容誤差（ばらつき）などによって動作開始／停止する商用交流電源の電圧に幅を有することになる。図５（ｂ）は、横軸を商用交流電源の整流後の電圧、縦軸をコンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧としたグラフである。結果として、図５（ｂ）のＡの線で示す例のようになる場合がある。Ａの線は、動作開始電圧の基準電圧が開始（Ｍａｘ）に振れても、商用交流電源電圧が所望電圧２となり動作を開始できるように電圧検知抵抗１２、１５を設定したものである。この場合、動作停止電圧の基準電圧が停止（Ｍｉｎ）に振れた時に動作停止電圧が所望電圧１よりも下がることで商用交流電源電圧の異常時に素子破壊を起こす場合がある。これは、素子の抵抗値のばらつき、また、素子からの発熱の影響等により基準電圧が停止（Ｔｙｐ）よりも低い停止（Ｍｉｎ）となったために、商用交流電源電圧が所望電圧１以下となっても発振制御回路１１が停止しないで動作し続けるためである。また、図５（ｂ）のＢの線で示す例のようになる場合がある。Ｂの線は、動作停止電圧の基準電圧が停止（Ｍｉｎ）に振れても、商用交流電源電圧が所望電圧１となり動作を停止できるように電圧検知抵抗１２、１５を設定したものである。この場合、動作開始電圧の基準電圧が開始（Ｍａｘ）に振れた時に動作開始電圧が所望電圧２よりも上がることで通常の商用交流電源電圧時に動作を開始しないことが発生する場合がある。このような課題を解決するために、従来は、次のような対策を施している。すなわち、電源回路の発熱対策として、ファンの風量のアップやヒートシンクの拡大、また、素子のバラつきの低減策としてトランスやコンデンサなどの素子の定格アップなどの対策により商用交流電源の異常時に素子が破壊しないように対策を施している。しかし、この対策は電源回路のコストダウンや小型化を妨げる要因となっている。
【０００５】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００７】
（１）入力された交流電圧を整流した電圧が供給されるトランスと、前記トランスに供給される電圧をオンオフするスイッチング素子の動作を制御する制御手段と、直列に接続された複数の抵抗からなり、前記交流電圧を整流した電圧を検知する電圧検知手段と、前記制御手段の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために、前記電圧検知手段により検知した電圧と閾値電圧とを比較する比較手段と、を備え、前記制御手段の動作を開始させるときと停止させるときとで前記閾値電圧を切り替える電源装置であって、前記電圧検知手段は、前記複数の抵抗のうちの一の抵抗に並列に接続された切り替え手段を有し、前記切り替え手段は、前記交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする電源装置。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図２】実施例２の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図３】実施例３の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図４】実施例３の商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図５】従来例の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
【実施例１】
【００１１】
［スイッチング電源装置の構成と動作］
図１を参照して、実施例１に従って構成されるスイッチング電源装置について説明する。図５（ａ）の従来例と同一又は相当する部分には同一符号を付す。図１（ａ）は本実施例のスイッチング電源装置の回路図である。従来例に対して本実施例では、ツェナーダイオード４１を電圧検知抵抗１３に並列に接続し、電圧検知抵抗１３に、電圧検知抵抗１２、１５を直列に接続するように追加している。以下、図１（ａ）の回路図を説明する。
【００１２】
図１（ａ）のスイッチング電源装置は、トランス９と、一次側整流回路と、発振制御回路１１と、補助側整流回路と、起動抵抗４と、を備え、入力された交流電源の交流電圧を変換して所望の直流電圧を出力する。トランス９は、一次巻線９ａ、二次巻線９ｂ、９ｃ及び補助巻線９ｄを有する。一次側整流回路は、ブリッジ整流回路２及び平滑コンデンサ３を有していて、商用交流電源１（交流電源）の交流電圧を整流して直流電圧をスイッチング素子５、６（図示例はＭＯＳＦＥＴ）を介してトランス９の一次巻線９ａに供給する。１０は電流共振コンデンサである。発振制御回路１１（制御手段）は、スイッチング素子５、６のスイッチングすなわちオンオフを、駆動端子３２、３１を介して制御する他励式の発振制御回路である。補助側整流回路は、整流ダイオード７及びコンデンサ８を有していて、トランス９の補助巻線９ｄの出力を整流して発振制御回路１１の電源端子３５に供給する。起動抵抗４は、一次側整流回路の正の出力側と発振制御回路１１の電源端子３５との間に接続されている。
【００１３】
トランス９の二次巻線９ｂ、９ｃには整流ダイオード２３、２４及びコンデンサ２５が接続されおり、二次側出力を整流して直流電圧を生成する。また、二次側には出力を分圧する抵抗２８、抵抗２９、シャントレギュレータ２６、フォトカプラ２７が接続されている。シャントレギュレータ２６は抵抗２８、抵抗２９によって分圧された電圧と内部の基準電圧を比較し、その誤差を増幅する。シャントレギュレータ２６の出力はフォトカプラ２７に接続されており、発振制御回路１１のフィードバック端子３３に出力される。発振制御回路１１はフォトカプラ２７のフォトトランジスタに流れる電流に応じてスイッチング素子５、６を、駆動端子３２、３１を介して周波数制御する。この回路はフィードバック系を構成し、二次側出力を所定電圧に制御する。
【００１４】
スイッチング電源装置は、平滑コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３、１５（電圧検知手段）と、電圧検知抵抗１３に並列に接続されたツェナーダイオード４１と、コンパレータ２２とを備える。コンパレータ２２（比較手段）は、電圧検知抵抗１２、１３、１５で分圧された電圧値を、基準電圧（閾値電圧）と比較するためのものである。コンパレータ２２に入力する基準電圧は、発振制御回路１１の端子３６から出力される定電圧を抵抗１８〜２０で分圧して生成し、コンパレータ２２の出力は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に接続されている。コンパレータ２２の出力は、抵抗２０をクランプするためのクランプ素子２１（本実施例の図示例はＭＯＳＦＥＴであり、抵抗１８、１９、２０による分圧比を切り替えるスイッチ素子ともいう）にも接続されている。
【００１５】
本実施例の電流共振回路のスイッチング動作について説明する。商用交流電源１から電力が供給されると一次側整流回路からの出力によって起動抵抗４を介してコンデンサ８が充電され、発振制御回路１１が起動する。発振制御回路１１は、一般に専用のＩＣ（集積回路）が用いられている。発振制御回路１１が起動すると、抵抗１８〜２０で分圧された電圧値が、発振制御回路１１の動作を開始させるための電圧（以下、動作開始電圧）の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。すなわち、コンパレータ２２の反転入力端子には、発振制御回路１１の動作開始時の基準電圧が入力される。同様に、商用交流電源１の整流後の電圧が電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧された電圧が、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される。１６はコンデンサである。コンパレータ２２は、反転入力端子に入力された電圧（動作開始時の基準電圧）及び非反転入力端子に入力された電圧（商用交流電源１の整流後の電圧を分圧した電圧）を比較する。コンパレータ２２により入力電圧を比較した結果、商用交流電源１の整流後の電圧を分圧した電圧すなわち商用交流電源１の電圧が十分に高ければ、コンパレータ２２は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にハイレベルを出力する。これにより、発振制御回路１１が動作を開始してスイッチング素子であるＦＥＴ５、６のスイッチングが始まる。
【００１６】
発振制御回路１１は、ＦＥＴ５のスイッチングを行う駆動端子３２からハイレベルを出力し、ＦＥＴ５をオンしてトランス９の一次巻線９ａに電圧を印加し、二次側にエネルギーを供給する。また、発振制御回路１１は、ＦＥＴ５をオンすることにより、電流共振コンデンサ１０にエネルギーを蓄える。続いて、発振制御回路１１は、駆動端子３２からローレベルを出力し、ＦＥＴ５をオフする。次いで発振制御回路１１は、ＦＥＴ６を駆動する駆動端子３１からハイレベルを出力し、ＦＥＴ６をオンすることで電流共振コンデンサ１０の電圧をトランス９の一次巻線９ａに印加し、二次側にエネルギーを供給する。続いて、発振制御回路１１は、駆動端子３１からローレベルを出力してＦＥＴ６をオフし、次いで駆動端子３２からハイレベルを出力してＦＥＴ５をオンする。発振制御回路１１は、この動作を繰り返すことで、二次側に所望の電力を供給し続ける。
【００１７】
また、コンパレータ２２の出力はクランプ素子２１にも接続されており、コンパレータ２２がハイレベルを出力すると、クランプ素子２１を導通させる。このため、コンパレータ２２の反転入力端子には、抵抗１８、１９で分圧された電圧値が、発振制御回路１１を停止させるための電圧（以下、動作停止電圧）の基準電圧として入力される。すなわち、コンパレータ２２の反転入力端子には、発振制御回路１１の動作停止時の基準電圧が入力される。抵抗１８〜２０で分圧された動作開始電圧よりも抵抗１８、１９で分圧された動作停止電圧の方が低くなる。このように、コンパレータ２２の反転入力端子の基準電圧を下げることで動作開始電圧と動作停止電圧とにヒステリシスを持たせている。動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせることで、動作開始／停止の発振を防止できる。
【００１８】
ここで、商用交流電源１の異常によりコンデンサ３の電圧が低下し、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される電圧が反転入力端子に入力される電圧よりも低下した場合、コンパレータ２２は次のように動作する。すなわち、コンパレータ２２は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にローレベルを出力する。コンパレータ２２が発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にローレベルを出力することで、発振制御回路１１は駆動端子３１、３２の出力を強制的にローレベルにしてＦＥＴ５、６をオフし、スイッチングを停止する。また、コンパレータ２２はクランプ素子２１にもローレベルを出力しており、クランプ素子２１は非導通となる。このため、コンパレータ２２の反転入力端子には抵抗１８〜２０で分圧された動作開始電圧の基準電圧が入力され、基準電圧の電圧値が切り替わる。
【００１９】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図１（ｂ）は本実施例のコンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧（すなわち整流後の商用交流電源１の電圧を電圧検知抵抗１２、１３、１５又は１２、１５により検知（分圧）した電圧値）と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。尚、以降、コンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧である、電圧検知抵抗１２、１３、１５又は１２、１５により整流後の商用交流電源１の電圧を検知（分圧）した電圧を、単に検知電圧とする。図１（ｂ）に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧、及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１（切り替え手段）の導通状態の推移を説明する。図中、開始（Ｍａｘ）及び停止（Ｍｉｎ）（破線）は、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される基準電圧であり、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮した場合の動作開始電圧の最大値及び動作停止電圧の最小値を示す。また、開始（Ｔｙｐ）、停止（Ｔｙｐ）は、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される電圧を決定する部品、例えば抵抗１８、１９の抵抗値等のばらつき（精度誤差）が０である場合の値である。開始（Ｍａｘ）、停止（Ｍａｘ）、開始（Ｔｙｐ）、停止（Ｔｙｐ）は、発振制御回路１１の動作を開始するとき又は停止するときの閾値ともいえる。
【００２０】
本実施例では、電圧検知抵抗１３と並列にツェナーダイオード４１を接続する。これにより、整流後の商用交流電源１の電圧をコンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３及び１５によって検知（分圧）した電圧値と商用交流電源１の整流後の電圧値との関係に、図に示すような折り曲がり点を設けることができる。
【００２１】
商用交流電源１の電圧が高い場合、ツェナーダイオード４１が導通し、ツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧ＶＳＥＮは、式（１）のように、商用交流電源１の整流後の電圧ＶＡＣからツェナーダイオード４１のツェナー電圧ＶＺＤを引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。
ＶＳＥＮ＝（ＶＡＣ−ＶＺＤ）×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１５） （１）
【００２２】
ここで、商用交流電源１の電圧が低下していくと、電圧検知抵抗１３にかかる電圧とツェナーダイオード４１のツェナー電圧が等しくなる。商用交流電源１の電圧が更に低下した場合、電圧検知抵抗１３にかかる電圧が低くなるためにツェナーダイオード４１は非導通となり、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。検知電圧ＶＳＥＮは、式（２）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１５） （２）
【００２３】
例えば、電圧検知抵抗１２、１３を１００ｋΩ、抵抗１５を２７ｋΩ、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧を４８Ｖとする。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧が約１０９Ｖ以上ではツェナーダイオード４１は導通し、電圧検知抵抗１３にはツェナーダイオード４１のツェナー電圧である４８Ｖがかかる。また、商用交流電源１の整流後の電圧が約１０９Ｖ未満になると、ツェナーダイオード４１は非導通となり、検知電圧の値は電圧検知抵抗１２、１３、１５で分圧される値となる。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧値１０９Ｖが折り曲がり点となる。すなわち、折り曲がり点である電圧値１０９Ｖは、クランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通と非導通が切り替わる閾値であり、クランプ素子は１０９Ｖ以上（閾値以上）で導通し、１０９Ｖ未満（閾値未満）で非導通となる。このように、折り曲がり点を整流後の電圧値１０９Ｖとすることで、次のようにすることができる。すなわち、定格電圧にマージンを加味した所望電圧２以下の整流後の商用交流電源電圧で動作を開始し、素子破壊するおそれのある電圧にマージンを加味した所望電圧１以上の整流後の商用交流電源電圧で動作を停止することができる。すなわち、動作開始電圧が、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮したときの最大値である開始（Ｍａｘ）となった場合でも、所望電圧２以下の整流後の商用交流電源電圧で動作を開始することができる。また、動作停止電圧が、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮したときの最小値である停止（Ｍｉｎ）となった場合でも、所望電圧１以上の整流後の商用交流電源電圧で動作を停止することができる。尚、所望電圧２は、整流後の商用交流電源電圧が所望電圧２になったときに、発振制御回路１１が動作を開始すべき電圧である。また、所望電圧１は、整流後の商用電源電圧が所望電圧１になったときに、発振制御回路１１が動作を停止すべき電圧である。
【００２４】
このように、検知電圧の商用交流電源１の整流後の電圧に対する変化量（図１（ｂ）のグラフの傾き）について次のことがいえる。すなわち、商用交流電源１の整流後の電圧が電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧されることで、電圧検知抵抗１２、１５で分圧されたときと比較して、変化量を小さくすることが可能となる。すなわち、ツェナーダイオード４１の非導通時における商用交流電源１の整流後の電圧に対する検知電圧の変化量を、ツェナーダイオード４１の導通時の変化量に比較して小さくすることができる。これにより、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、例えば抵抗１８、１９などにばらつきがあり、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される基準電圧にばらつきがある場合においても、次のような効果がある。すなわち、商用交流電源１の異常により電圧が低下してもスイッチング動作を停止する動作停止電圧の最小値である停止（Ｍｉｎ）に達する商用交流電源１の電圧を素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、スイッチング動作を開始する動作開始電圧の最大値である開始（Ｍａｘ）に達する商用交流電源１の電圧を電源装置が正常に起動できる所望電圧２以下の電圧にすることができる。
【００２５】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【実施例２】
【００２６】
実施例２では、クランプする素子としてＦＥＴを用いる。図２（ａ）は、従来例からＦＥＴ４８、抵抗１７、商用交流電源１の電圧を検出する電圧検出抵抗４４〜４６及びトランジスタ４９、抵抗４７を追加している。ＦＥＴ４８（切り替え手段）を電圧検知抵抗１７と並列に接続することで、コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１５、１７によって検知される電圧値と整流後の商用交流電源１の電圧値の関係に折り曲がり点を持たせることができる。尚、図２（ａ）において、図１（ａ）と同じ符号を付した部分の説明は省略する。
【００２７】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図２（ｂ）は本実施例における検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図２に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるＦＥＴ４８の導通状態の推移を説明する。
【００２８】
商用交流電源１の電圧が高い場合、電圧検出抵抗４４〜４６の分圧によってトランジスタ４９をオンできる電圧が抵抗４６にかかり、トランジスタ４９をオンする。そして、トランジスタ４９をオンすることで、ＦＥＴ４８がオフし、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５及び１７で分圧されることになる。検知電圧ＶＳＥＮは、式（３）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×（Ｒ１５＋Ｒ１７）／（Ｒ１２＋Ｒ１５＋Ｒ１７） （３）
【００２９】
ここで、商用交流電源１の電圧が低下していくと、電圧検出抵抗４６にかかる電圧が低くなるために、トランジスタ４９がオフし、ＦＥＴ４８はオンする。ＦＥＴ４８が導通となることで、整流後の商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧される。ＦＥＴ４８の飽和電圧を微小として無視すると、検知電圧ＶＳＥＮは式（４）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１５） （４）
【００３０】
トランジスタ４９にかかる電圧によって分圧抵抗の構成を変化させることで、検知電圧と商用交流電源１の電圧値の関係に折り曲がり点を持たせる。
【００３１】
例えば、電圧検出抵抗４４、４５を１００ｋΩ、抵抗４６を１．５ｋΩとすると、商用交流電源１の整流後の電圧が約９４Ｖ以上ではトランジスタ４９がオンし、ＦＥＴ４８はオフとなる。また、商用交流電源１の整流後の電圧が約９４Ｖ未満になるとトランジスタ４９がオフし、ＦＥＴ４８はオンとなり、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧される値となる。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧値９４Ｖが折り曲がり点となる。すなわち、折り曲がり点である電圧値９４Ｖは、クランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通と非導通が切り替わる閾値であり、クランプ素子は９４Ｖ以上（閾値以上）で非導通となり、９４Ｖ未満（閾値未満）で導通となる。
【００３２】
このように、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、抵抗１８、１９などにばらつきがある場合においても、次のような効果がある。異常により商用交流電源１の電圧が低下したとしてもスイッチング動作を停止する動作停止電圧の最小値である停止（Ｍｉｎ）に達する整流後の商用交流電源１の電圧を、素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、ＦＥＴ４８を用いて電圧検知抵抗１７をクランプすることで、検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧値に、より急峻な折り曲がり点を持たせることが可能となる。
【００３３】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【実施例３】
【００３４】
本実施例においては、スイッチング電源装置に流れる電流によって、クランプ素子の導通を切り替える例を示す。図３（ａ）は、従来例に電圧検知抵抗１３、カレントトランス５１、電流検知抵抗５２、電流検知回路５３（電流検知手段）を追加している。更に、電流検知回路５３の出力によってオン／オフを切り替えるトランジスタ５５、ＦＥＴ５６、抵抗５４、５７、５８及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１（切り替え手段）を追加している。電流検知回路５３は、トランジスタ５５に例えばハイレベル又はローレベルの信号を出力する。電圧検知抵抗１３と並列にツェナーダイオード４１を接続し、更にスイッチング電源装置に流れる電流に応じてＦＥＴ５６を切り替える。これにより、コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３及び１５によって検知される電圧値と商用交流電源１の整流後の電圧値の関係に持たせる折り曲がり点を電流に応じて可変にすることができる。
【００３５】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図３（ｂ）は本実施例において、例えば異常により商用交流電源１の電圧が低下した場合に、スイッチング電源装置に流れる電流が閾値電流値よりも高くなるときの検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図３（ｂ）に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通状態の推移を説明する。本実施例では、閾値電流値を例えば４Ａと設定する。尚、閾値電流値は、素子破壊の生じる電流・電圧との兼ね合いにより決定される。例えば低い電圧でも素子破壊が生じるおそれが低下するため、電流に応じて停止すべき電圧を変更する。閾値電流値は、システムの構成や素子の余裕度により変わるものであり、本実施例の値に限定されない。
【００３６】
（商用交流電源の電圧が高い場合）
商用交流電源１の電圧が十分に高い場合、電流検知回路５３で検知されるスイッチング電源装置に流れる電流は、電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも低い。電流検知回路５３は、検知した電流の値が閾値電流値以下である場合、トランジスタ５５にハイレベルの信号を出力する。これにより、トランジスタ５５がオンし、更にＦＥＴ５６がオンする。ＦＥＴ５６がオンしていることで、ツェナーダイオード４１は導通し、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧値は整流後の商用交流電源１の電圧からツェナーダイオード４１のツェナー電圧を引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。
【００３７】
（商用交流電源の電圧が低下し検知電流が閾値電流値よりも高い場合）
ここで、異常により商用交流電源１の電圧が低下していくと、電流検知回路５３で検知される電流が増加し、電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも高くなると、電流検知回路５３はローレベルの信号を出力する。そして、電流検知回路５３はトランジスタ５５をオフする。トランジスタ５５をオフすると、ＦＥＴ５６がオフし、ツェナーダイオード４１は非導通となる。ツェナーダイオード４１が非導通となった結果、整流後の商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。
【００３８】
（商用交流電源の電圧が低下し検知電流が閾値電流値よりも低い場合）
また、図４は本実施例において、異常により商用交流電源１の電圧が低下してもスイッチング電源装置に流れる電流が閾値電流値４Ａよりも低いときの検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図４に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通状態の推移を説明する。
【００３９】
商用交流電源１の電圧が高い場合、図３（ｂ）と同様に、ＦＥＴ５６がオンし、ツェナーダイオード４１が導通し、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧は商用交流電源１の電圧からツェナーダイオード４１のツェナー電圧を引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。ここで、異常により商用交流電源１の電圧が低下しても例えば二次側で必要とする電流が少ないために電流検知回路５３で検知される電流が電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも低いままであると、電流検知回路５３はハイレベルの信号を出力し続ける。これにより電流検知回路５３はトランジスタ５５のオンを継続し、ＦＥＴ５６のオンを継続する。この点、ＦＥＴ５６がオフすることでツェナーダイオード４１が非導通となり折り曲がり点が生じた図３（ｂ）とは異なる。商用交流電源１の電圧が更に低下した場合、電圧検知抵抗１３にかかる電圧が低くなるためにツェナーダイオード４１は非導通となり、商用交流電源１の整流後の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。
【００４０】
尚、図４の所望電圧３は、素子破壊するおそれのある電圧にマージンを加味した値であり、所望電圧１より低い値である（所望電圧３＜所望電圧１）。このような関係となる理由は、上述したように素子破壊が生じるポイントは電流と電圧によって決定し、電流が小さいときは素子破壊することのない所望電圧がより低い値となるからである。このように、本実施例では、電流に応じて折り曲がり点を可変にする構成としている（図３、図４）。これにより、動作停止の所望電圧が所望電圧１と所望電圧３との間で変化しても、発振制御回路１１を不要に停止させることがなくユーザビリティを改善することができる。また、素子破壊を生じさせることなく適切なタイミングで発振制御回路１１を停止させることができる。
【００４１】
上記によって、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、例えば抵抗１８、１９などにばらつきがある場合においても、次のような効果がある。図３（ｂ）のように、異常により商用交流電源１の電圧が低下したとしてもスイッチング動作を停止するための基準電圧である停止（Ｍｉｎ）に達する商用交流電源１の電圧を素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、図４のように、電源装置に流れる電流に応じて素子破壊することのない電圧が所望電圧１から所望電圧３に変化する場合においても、クランプ素子の導通を切り替える。これにより、動作停止するための商用交流電源１の電圧を変化させ、電圧変動に対してより強い構成とすることが可能となる。
【００４２】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【符号の説明】
【００４３】
１ 商用交流電源
５、６ スイッチング素子
９ トランス
１１ 発振制御回路
１２、１３、１５ 抵抗
２２ コンパレータ
４１ ツェナーダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、特に商用交流電源などを入力して、所定の直流電圧を発生するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置の従来例を図５（ａ）に示す。尚、後述する実施例と重複する部分については実施例中で説明する。スイッチング電源装置の発振制御回路１１における、商用交流電源１の整流後の電圧に対する動作開始／停止端子３７の電圧変動を説明する。スイッチング電源装置に商用交流電源１から電力が供給されると、一次側整流回路からの出力によって起動抵抗４を介してコンデンサ８が充電される。これにより発振制御回路１１が起動し、抵抗１８〜２０で分圧された電圧値が動作開始電圧の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。一方、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧された電圧としてコンパレータ２２の非反転入力端子に入力される。コンパレータ２２は、入力された２つの電圧を比較した結果、商用交流電源１の電圧が基準電圧より十分に高ければ、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にハイレベルを出力する。これにより、発振制御回路１１が動作を開始してスイッチング素子５、６のスイッチングが始まる。また、同時に、コンパレータ２２はハイレベルを出力することによりクランプ素子２１を導通させて、抵抗１８、１９で分圧された電圧値が動作停止電圧の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。このようにコンパレータ２２の反転入力端子の基準電圧を下げることで動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせる。上記のように、動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせることで、動作開始／停止の発振を防止できる。クランプ素子２１を導通させて、動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせる従来例として特許文献１が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３０５６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来例として挙げた商用交流電源の電圧に応じて動作開始／停止を切り替え、更にクランプ素子を導通させることで動作開始／停止にヒステリシスを持たせる電源回路においては、次のような課題がある。すなわち、動作開始／停止を行う回路を構成する素子のばらつき、例えば抵抗値１８、１９の許容誤差（ばらつき）などによって動作開始／停止する商用交流電源の電圧に幅を有することになる。図５（ｂ）は、横軸を商用交流電源の整流後の電圧、縦軸をコンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧としたグラフである。結果として、図５（ｂ）のＡの線で示す例のようになる場合がある。Ａの線は、動作開始電圧の基準電圧が開始（Ｍａｘ）に振れても、商用交流電源電圧が所望電圧２となり動作を開始できるように電圧検知抵抗１２、１５を設定したものである。この場合、動作停止電圧の基準電圧が停止（Ｍｉｎ）に振れた時に動作停止電圧が所望電圧１よりも下がることで商用交流電源電圧の異常時に素子破壊を起こす場合がある。これは、素子の抵抗値のばらつき、また、素子からの発熱の影響等により基準電圧が停止（Ｔｙｐ）よりも低い停止（Ｍｉｎ）となったために、商用交流電源電圧が所望電圧１以下となっても発振制御回路１１が停止しないで動作し続けるためである。また、図５（ｂ）のＢの線で示す例のようになる場合がある。Ｂの線は、動作停止電圧の基準電圧が停止（Ｍｉｎ）に振れても、商用交流電源電圧が所望電圧１となり動作を停止できるように電圧検知抵抗１２、１５を設定したものである。この場合、動作開始電圧の基準電圧が開始（Ｍａｘ）に振れた時に動作開始電圧が所望電圧２よりも上がることで通常の商用交流電源電圧時に動作を開始しないことが発生する場合がある。このような課題を解決するために、従来は、次のような対策を施している。すなわち、電源回路の発熱対策として、ファンの風量のアップやヒートシンクの拡大、また、素子のバラつきの低減策としてトランスやコンデンサなどの素子の定格アップなどの対策により商用交流電源の異常時に素子が破壊しないように対策を施している。しかし、この対策は電源回路のコストダウンや小型化を妨げる要因となっている。
【０００５】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００７】
（１）入力された交流電圧を整流した電圧が供給されるトランスと、前記トランスに供給される電圧をオンオフするスイッチング素子の動作を制御する制御手段と、直列に接続された複数の抵抗からなり、前記交流電圧を整流した電圧を検知する電圧検知手段と、前記制御手段の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために、前記電圧検知手段により検知した電圧と閾値電圧とを比較する比較手段と、を備え、前記制御手段の動作を開始させるときと停止させるときとで前記閾値電圧を切り替える電源装置であって、前記電圧検知手段は、前記複数の抵抗のうちの一の抵抗に並列に接続された切り替え手段を有し、前記切り替え手段は、前記交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする電源装置。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図２】実施例２の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図３】実施例３の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図４】実施例３の商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【図５】従来例の電源回路図、商用交流電源の整流後の電圧とコンパレータの非反転入力端子への入力電圧を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
【実施例１】
【００１１】
［スイッチング電源装置の構成と動作］
図１を参照して、実施例１に従って構成されるスイッチング電源装置について説明する。図５（ａ）の従来例と同一又は相当する部分には同一符号を付す。図１（ａ）は本実施例のスイッチング電源装置の回路図である。従来例に対して本実施例では、ツェナーダイオード４１を電圧検知抵抗１３に並列に接続し、電圧検知抵抗１３に、電圧検知抵抗１２、１５を直列に接続するように追加している。以下、図１（ａ）の回路図を説明する。
【００１２】
図１（ａ）のスイッチング電源装置は、トランス９と、一次側整流回路と、発振制御回路１１と、補助側整流回路と、起動抵抗４と、を備え、入力された交流電源の交流電圧を変換して所望の直流電圧を出力する。トランス９は、一次巻線９ａ、二次巻線９ｂ、９ｃ及び補助巻線９ｄを有する。一次側整流回路は、ブリッジ整流回路２及び平滑コンデンサ３を有していて、商用交流電源１（交流電源）の交流電圧を整流して直流電圧をスイッチング素子５、６（図示例はＭＯＳＦＥＴ）を介してトランス９の一次巻線９ａに供給する。１０は電流共振コンデンサである。発振制御回路１１（制御手段）は、スイッチング素子５、６のスイッチングすなわちオンオフを、駆動端子３２、３１を介して制御する他励式の発振制御回路である。補助側整流回路は、整流ダイオード７及びコンデンサ８を有していて、トランス９の補助巻線９ｄの出力を整流して発振制御回路１１の電源端子３５に供給する。起動抵抗４は、一次側整流回路の正の出力側と発振制御回路１１の電源端子３５との間に接続されている。
【００１３】
トランス９の二次巻線９ｂ、９ｃには整流ダイオード２３、２４及びコンデンサ２５が接続されおり、二次側出力を整流して直流電圧を生成する。また、二次側には出力を分圧する抵抗２８、抵抗２９、シャントレギュレータ２６、フォトカプラ２７が接続されている。シャントレギュレータ２６は抵抗２８、抵抗２９によって分圧された電圧と内部の基準電圧を比較し、その誤差を増幅する。シャントレギュレータ２６の出力はフォトカプラ２７に接続されており、発振制御回路１１のフィードバック端子３３に出力される。発振制御回路１１はフォトカプラ２７のフォトトランジスタに流れる電流に応じてスイッチング素子５、６を、駆動端子３２、３１を介して周波数制御する。この回路はフィードバック系を構成し、二次側出力を所定電圧に制御する。
【００１４】
スイッチング電源装置は、平滑コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３、１５（電圧検知手段）と、電圧検知抵抗１３に並列に接続されたツェナーダイオード４１と、コンパレータ２２とを備える。コンパレータ２２（比較手段）は、電圧検知抵抗１２、１３、１５で分圧された電圧値を、基準電圧（閾値電圧）と比較するためのものである。コンパレータ２２に入力する基準電圧は、発振制御回路１１の端子３６から出力される定電圧を抵抗１８〜２０で分圧して生成し、コンパレータ２２の出力は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に接続されている。コンパレータ２２の出力は、抵抗２０をクランプするためのクランプ素子２１（本実施例の図示例はＭＯＳＦＥＴであり、抵抗１８、１９、２０による分圧比を切り替えるスイッチ素子ともいう）にも接続されている。
【００１５】
本実施例の電流共振回路のスイッチング動作について説明する。商用交流電源１から電力が供給されると一次側整流回路からの出力によって起動抵抗４を介してコンデンサ８が充電され、発振制御回路１１が起動する。発振制御回路１１は、一般に専用のＩＣ（集積回路）が用いられている。発振制御回路１１が起動すると、抵抗１８〜２０で分圧された電圧値が、発振制御回路１１の動作を開始させるための電圧（以下、動作開始電圧）の基準電圧としてコンパレータ２２の反転入力端子に入力される。すなわち、コンパレータ２２の反転入力端子には、発振制御回路１１の動作開始時の基準電圧が入力される。同様に、商用交流電源１の整流後の電圧が電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧された電圧が、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される。１６はコンデンサである。コンパレータ２２は、反転入力端子に入力された電圧（動作開始時の基準電圧）及び非反転入力端子に入力された電圧（商用交流電源１の整流後の電圧を分圧した電圧）を比較する。コンパレータ２２により入力電圧を比較した結果、商用交流電源１の整流後の電圧を分圧した電圧すなわち商用交流電源１の電圧が十分に高ければ、コンパレータ２２は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にハイレベルを出力する。これにより、発振制御回路１１が動作を開始してスイッチング素子であるＦＥＴ５、６のスイッチングが始まる。
【００１６】
発振制御回路１１は、ＦＥＴ５のスイッチングを行う駆動端子３２からハイレベルを出力し、ＦＥＴ５をオンしてトランス９の一次巻線９ａに電圧を印加し、二次側にエネルギーを供給する。また、発振制御回路１１は、ＦＥＴ５をオンすることにより、電流共振コンデンサ１０にエネルギーを蓄える。続いて、発振制御回路１１は、駆動端子３２からローレベルを出力し、ＦＥＴ５をオフする。次いで発振制御回路１１は、ＦＥＴ６を駆動する駆動端子３１からハイレベルを出力し、ＦＥＴ６をオンすることで電流共振コンデンサ１０の電圧をトランス９の一次巻線９ａに印加し、二次側にエネルギーを供給する。続いて、発振制御回路１１は、駆動端子３１からローレベルを出力してＦＥＴ６をオフし、次いで駆動端子３２からハイレベルを出力してＦＥＴ５をオンする。発振制御回路１１は、この動作を繰り返すことで、二次側に所望の電力を供給し続ける。
【００１７】
また、コンパレータ２２の出力はクランプ素子２１にも接続されており、コンパレータ２２がハイレベルを出力すると、クランプ素子２１を導通させる。このため、コンパレータ２２の反転入力端子には、抵抗１８、１９で分圧された電圧値が、発振制御回路１１を停止させるための電圧（以下、動作停止電圧）の基準電圧として入力される。すなわち、コンパレータ２２の反転入力端子には、発振制御回路１１の動作停止時の基準電圧が入力される。抵抗１８〜２０で分圧された動作開始電圧よりも抵抗１８、１９で分圧された動作停止電圧の方が低くなる。このように、コンパレータ２２の反転入力端子の基準電圧を下げることで動作開始電圧と動作停止電圧とにヒステリシスを持たせている。動作開始／停止の電圧にヒステリシスを持たせることで、動作開始／停止の発振を防止できる。
【００１８】
ここで、商用交流電源１の異常によりコンデンサ３の電圧が低下し、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される電圧が反転入力端子に入力される電圧よりも低下した場合、コンパレータ２２は次のように動作する。すなわち、コンパレータ２２は発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にローレベルを出力する。コンパレータ２２が発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７にローレベルを出力することで、発振制御回路１１は駆動端子３１、３２の出力を強制的にローレベルにしてＦＥＴ５、６をオフし、スイッチングを停止する。また、コンパレータ２２はクランプ素子２１にもローレベルを出力しており、クランプ素子２１は非導通となる。このため、コンパレータ２２の反転入力端子には抵抗１８〜２０で分圧された動作開始電圧の基準電圧が入力され、基準電圧の電圧値が切り替わる。
【００１９】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図１（ｂ）は本実施例のコンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧（すなわち整流後の商用交流電源１の電圧を電圧検知抵抗１２、１３、１５又は１２、１５により検知（分圧）した電圧値）と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。尚、以降、コンパレータ２２の非反転入力端子への入力電圧である、電圧検知抵抗１２、１３、１５又は１２、１５により整流後の商用交流電源１の電圧を検知（分圧）した電圧を、単に検知電圧とする。図１（ｂ）に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧、及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１（切り替え手段）の導通状態の推移を説明する。図中、開始（Ｍａｘ）及び停止（Ｍｉｎ）（破線）は、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される基準電圧であり、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮した場合の動作開始電圧の最大値及び動作停止電圧の最小値を示す。また、開始（Ｔｙｐ）、停止（Ｔｙｐ）は、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される電圧を決定する部品、例えば抵抗１８、１９の抵抗値等のばらつき（精度誤差）が０である場合の値である。開始（Ｍａｘ）、停止（Ｍａｘ）、開始（Ｔｙｐ）、停止（Ｔｙｐ）は、発振制御回路１１の動作を開始するとき又は停止するときの閾値ともいえる。
【００２０】
本実施例では、電圧検知抵抗１３と並列にツェナーダイオード４１を接続する。これにより、整流後の商用交流電源１の電圧をコンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３及び１５によって検知（分圧）した電圧値と商用交流電源１の整流後の電圧値との関係に、図に示すような折り曲がり点を設けることができる。
【００２１】
商用交流電源１の電圧が高い場合、ツェナーダイオード４１が導通し、ツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧ＶＳＥＮは、式（１）のように、商用交流電源１の整流後の電圧ＶＡＣからツェナーダイオード４１のツェナー電圧ＶＺＤを引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。
ＶＳＥＮ＝（ＶＡＣ−ＶＺＤ）×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１５） （１）
【００２２】
ここで、商用交流電源１の電圧が低下していくと、電圧検知抵抗１３にかかる電圧とツェナーダイオード４１のツェナー電圧が等しくなる。商用交流電源１の電圧が更に低下した場合、電圧検知抵抗１３にかかる電圧が低くなるためにツェナーダイオード４１は非導通となり、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。検知電圧ＶＳＥＮは、式（２）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１５） （２）
【００２３】
例えば、電圧検知抵抗１２、１３を１００ｋΩ、抵抗１５を２７ｋΩ、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧を４８Ｖとする。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧が約１０９Ｖ以上ではツェナーダイオード４１は導通し、電圧検知抵抗１３にはツェナーダイオード４１のツェナー電圧である４８Ｖがかかる。また、商用交流電源１の整流後の電圧が約１０９Ｖ未満になると、ツェナーダイオード４１は非導通となり、検知電圧の値は電圧検知抵抗１２、１３、１５で分圧される値となる。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧値１０９Ｖが折り曲がり点となる。すなわち、折り曲がり点である電圧値１０９Ｖは、クランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通と非導通が切り替わる閾値であり、クランプ素子は１０９Ｖ以上（閾値以上）で導通し、１０９Ｖ未満（閾値未満）で非導通となる。このように、折り曲がり点を整流後の電圧値１０９Ｖとすることで、次のようにすることができる。すなわち、定格電圧にマージンを加味した所望電圧２以下の整流後の商用交流電源電圧で動作を開始し、素子破壊するおそれのある電圧にマージンを加味した所望電圧１以上の整流後の商用交流電源電圧で動作を停止することができる。すなわち、動作開始電圧が、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮したときの最大値である開始（Ｍａｘ）となった場合でも、所望電圧２以下の整流後の商用交流電源電圧で動作を開始することができる。また、動作停止電圧が、スイッチング電源装置を構成する全部品の精度条件のばらつきを考慮したときの最小値である停止（Ｍｉｎ）となった場合でも、所望電圧１以上の整流後の商用交流電源電圧で動作を停止することができる。尚、所望電圧２は、整流後の商用交流電源電圧が所望電圧２になったときに、発振制御回路１１が動作を開始すべき電圧である。また、所望電圧１は、整流後の商用電源電圧が所望電圧１になったときに、発振制御回路１１が動作を停止すべき電圧である。
【００２４】
このように、検知電圧の商用交流電源１の整流後の電圧に対する変化量（図１（ｂ）のグラフの傾き）について次のことがいえる。すなわち、商用交流電源１の整流後の電圧が電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧されることで、電圧検知抵抗１２、１５で分圧されたときと比較して、変化量を小さくすることが可能となる。すなわち、ツェナーダイオード４１の非導通時における商用交流電源１の整流後の電圧に対する検知電圧の変化量を、ツェナーダイオード４１の導通時の変化量に比較して小さくすることができる。これにより、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、例えば抵抗１８、１９などにばらつきがあり、コンパレータ２２の反転入力端子に入力される基準電圧にばらつきがある場合においても、次のような効果がある。すなわち、商用交流電源１の異常により電圧が低下してもスイッチング動作を停止する動作停止電圧の最小値である停止（Ｍｉｎ）に達する商用交流電源１の電圧を素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、スイッチング動作を開始する動作開始電圧の最大値である開始（Ｍａｘ）に達する商用交流電源１の電圧を電源装置が正常に起動できる所望電圧２以下の電圧にすることができる。
【００２５】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【実施例２】
【００２６】
実施例２では、クランプする素子としてＦＥＴを用いる。図２（ａ）は、従来例からＦＥＴ４８、抵抗１７、商用交流電源１の電圧を検出する電圧検出抵抗４４〜４６及びトランジスタ４９、抵抗４７を追加している。ＦＥＴ４８（切り替え手段）を電圧検知抵抗１７と並列に接続することで、コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１５、１７によって検知される電圧値と整流後の商用交流電源１の電圧値の関係に折り曲がり点を持たせることができる。尚、図２（ａ）において、図１（ａ）と同じ符号を付した部分の説明は省略する。
【００２７】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図２（ｂ）は本実施例における検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図２に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるＦＥＴ４８の導通状態の推移を説明する。
【００２８】
商用交流電源１の電圧が高い場合、電圧検出抵抗４４〜４６の分圧によってトランジスタ４９をオンできる電圧が抵抗４６にかかり、トランジスタ４９をオンする。そして、トランジスタ４９をオンすることで、ＦＥＴ４８がオフし、商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５及び１７で分圧されることになる。検知電圧ＶＳＥＮは、式（３）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×（Ｒ１５＋Ｒ１７）／（Ｒ１２＋Ｒ１５＋Ｒ１７） （３）
【００２９】
ここで、商用交流電源１の電圧が低下していくと、電圧検出抵抗４６にかかる電圧が低くなるために、トランジスタ４９がオフし、ＦＥＴ４８はオンする。ＦＥＴ４８が導通となることで、整流後の商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧される。ＦＥＴ４８の飽和電圧を微小として無視すると、検知電圧ＶＳＥＮは式（４）のようになる。
ＶＳＥＮ＝ＶＡＣ×Ｒ１５／（Ｒ１２＋Ｒ１５） （４）
【００３０】
トランジスタ４９にかかる電圧によって分圧抵抗の構成を変化させることで、検知電圧と商用交流電源１の電圧値の関係に折り曲がり点を持たせる。
【００３１】
例えば、電圧検出抵抗４４、４５を１００ｋΩ、抵抗４６を１．５ｋΩとすると、商用交流電源１の整流後の電圧が約９４Ｖ以上ではトランジスタ４９がオンし、ＦＥＴ４８はオフとなる。また、商用交流電源１の整流後の電圧が約９４Ｖ未満になるとトランジスタ４９がオフし、ＦＥＴ４８はオンとなり、コンパレータ２２の非反転入力端子に入力される電圧は電圧検知抵抗１２、１５で分圧される値となる。この場合、商用交流電源１の整流後の電圧値９４Ｖが折り曲がり点となる。すなわち、折り曲がり点である電圧値９４Ｖは、クランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通と非導通が切り替わる閾値であり、クランプ素子は９４Ｖ以上（閾値以上）で非導通となり、９４Ｖ未満（閾値未満）で導通となる。
【００３２】
このように、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、抵抗１８、１９などにばらつきがある場合においても、次のような効果がある。異常により商用交流電源１の電圧が低下したとしてもスイッチング動作を停止する動作停止電圧の最小値である停止（Ｍｉｎ）に達する整流後の商用交流電源１の電圧を、素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、ＦＥＴ４８を用いて電圧検知抵抗１７をクランプすることで、検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧値に、より急峻な折り曲がり点を持たせることが可能となる。
【００３３】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【実施例３】
【００３４】
本実施例においては、スイッチング電源装置に流れる電流によって、クランプ素子の導通を切り替える例を示す。図３（ａ）は、従来例に電圧検知抵抗１３、カレントトランス５１、電流検知抵抗５２、電流検知回路５３（電流検知手段）を追加している。更に、電流検知回路５３の出力によってオン／オフを切り替えるトランジスタ５５、ＦＥＴ５６、抵抗５４、５７、５８及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１（切り替え手段）を追加している。電流検知回路５３は、トランジスタ５５に例えばハイレベル又はローレベルの信号を出力する。電圧検知抵抗１３と並列にツェナーダイオード４１を接続し、更にスイッチング電源装置に流れる電流に応じてＦＥＴ５６を切り替える。これにより、コンデンサ３と並列に複数接続された電圧検知抵抗１２、１３及び１５によって検知される電圧値と商用交流電源１の整流後の電圧値の関係に持たせる折り曲がり点を電流に応じて可変にすることができる。
【００３５】
［クランプ素子による折り曲がり点］
図３（ｂ）は本実施例において、例えば異常により商用交流電源１の電圧が低下した場合に、スイッチング電源装置に流れる電流が閾値電流値よりも高くなるときの検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図３（ｂ）に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通状態の推移を説明する。本実施例では、閾値電流値を例えば４Ａと設定する。尚、閾値電流値は、素子破壊の生じる電流・電圧との兼ね合いにより決定される。例えば低い電圧でも素子破壊が生じるおそれが低下するため、電流に応じて停止すべき電圧を変更する。閾値電流値は、システムの構成や素子の余裕度により変わるものであり、本実施例の値に限定されない。
【００３６】
（商用交流電源の電圧が高い場合）
商用交流電源１の電圧が十分に高い場合、電流検知回路５３で検知されるスイッチング電源装置に流れる電流は、電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも低い。電流検知回路５３は、検知した電流の値が閾値電流値以下である場合、トランジスタ５５にハイレベルの信号を出力する。これにより、トランジスタ５５がオンし、更にＦＥＴ５６がオンする。ＦＥＴ５６がオンしていることで、ツェナーダイオード４１は導通し、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧値は整流後の商用交流電源１の電圧からツェナーダイオード４１のツェナー電圧を引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。
【００３７】
（商用交流電源の電圧が低下し検知電流が閾値電流値よりも高い場合）
ここで、異常により商用交流電源１の電圧が低下していくと、電流検知回路５３で検知される電流が増加し、電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも高くなると、電流検知回路５３はローレベルの信号を出力する。そして、電流検知回路５３はトランジスタ５５をオフする。トランジスタ５５をオフすると、ＦＥＴ５６がオフし、ツェナーダイオード４１は非導通となる。ツェナーダイオード４１が非導通となった結果、整流後の商用交流電源１の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。
【００３８】
（商用交流電源の電圧が低下し検知電流が閾値電流値よりも低い場合）
また、図４は本実施例において、異常により商用交流電源１の電圧が低下してもスイッチング電源装置に流れる電流が閾値電流値４Ａよりも低いときの検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧の関係を示すグラフである。図４に従って検知電圧と商用交流電源１の整流後の電圧及びクランプ素子であるツェナーダイオード４１の導通状態の推移を説明する。
【００３９】
商用交流電源１の電圧が高い場合、図３（ｂ）と同様に、ＦＥＴ５６がオンし、ツェナーダイオード４１が導通し、ツェナーダイオード４１のツェナー電圧が電圧検知抵抗１３にかかる。そして、検知電圧は商用交流電源１の電圧からツェナーダイオード４１のツェナー電圧を引いた電圧を電圧検知抵抗１２、１５で分圧することになる。ここで、異常により商用交流電源１の電圧が低下しても例えば二次側で必要とする電流が少ないために電流検知回路５３で検知される電流が電流検知回路５３内部に持つ閾値電流値４Ａよりも低いままであると、電流検知回路５３はハイレベルの信号を出力し続ける。これにより電流検知回路５３はトランジスタ５５のオンを継続し、ＦＥＴ５６のオンを継続する。この点、ＦＥＴ５６がオフすることでツェナーダイオード４１が非導通となり折り曲がり点が生じた図３（ｂ）とは異なる。商用交流電源１の電圧が更に低下した場合、電圧検知抵抗１３にかかる電圧が低くなるためにツェナーダイオード４１は非導通となり、商用交流電源１の整流後の電圧は電圧検知抵抗１２、１３及び１５で分圧される。
【００４０】
尚、図４の所望電圧３は、素子破壊するおそれのある電圧にマージンを加味した値であり、所望電圧１より低い値である（所望電圧３＜所望電圧１）。このような関係となる理由は、上述したように素子破壊が生じるポイントは電流と電圧によって決定し、電流が小さいときは素子破壊することのない所望電圧がより低い値となるからである。このように、本実施例では、電流に応じて折り曲がり点を可変にする構成としている（図３、図４）。これにより、動作停止の所望電圧が所望電圧１と所望電圧３との間で変化しても、発振制御回路１１を不要に停止させることがなくユーザビリティを改善することができる。また、素子破壊を生じさせることなく適切なタイミングで発振制御回路１１を停止させることができる。
【００４１】
上記によって、発振制御回路１１の動作開始／停止端子３７に入力される値を決定する素子、例えば抵抗１８、１９などにばらつきがある場合においても、次のような効果がある。図３（ｂ）のように、異常により商用交流電源１の電圧が低下したとしてもスイッチング動作を停止するための基準電圧である停止（Ｍｉｎ）に達する商用交流電源１の電圧を素子破壊することのない所望電圧１以上の電圧にすることができる。また、図４のように、電源装置に流れる電流に応じて素子破壊することのない電圧が所望電圧１から所望電圧３に変化する場合においても、クランプ素子の導通を切り替える。これにより、動作停止するための商用交流電源１の電圧を変化させ、電圧変動に対してより強い構成とすることが可能となる。
【００４２】
以上、本実施例によれば、動作開始時と動作停止時の基準電圧を切り替えて動作開始時と動作停止時の電圧にヒステリシスを持たせる電源装置において、安価な構成で安定した動作開始及び動作停止を実現することができる。
【符号の説明】
【００４３】
１ 商用交流電源
５、６ スイッチング素子
９ トランス
１１ 発振制御回路
１２、１３、１５ 抵抗
２２ コンパレータ
４１ ツェナーダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された交流電圧を整流した電圧が供給されるトランスと、
前記トランスに供給される電圧をオンオフするスイッチング素子の動作を制御する制御手段と、
直列に接続された複数の抵抗からなり、前記交流電圧を整流した電圧を検知する電圧検知手段と、
前記制御手段の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために、前記電圧検知手段により検知した電圧と閾値電圧とを比較する比較手段と、を備え、
前記制御手段の動作を開始させるときと停止させるときとで前記閾値電圧を切り替える電源装置であって、
前記電圧検知手段は、前記複数の抵抗のうちの一の抵抗に並列に接続された切り替え手段を有し、
前記切り替え手段は、前記交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電源装置に流れる電流を検知する電流検知手段を備え、
前記切り替え手段は、前記電流検知手段により検知した電流に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記切り替え手段は、ツェナーダイオードであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記切り替え手段は、ＦＥＴであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項１】
入力された交流電圧を整流した電圧が供給されるトランスと、
前記トランスに供給される電圧をオンオフするスイッチング素子の動作を制御する制御手段と、
直列に接続された複数の抵抗からなり、前記交流電圧を整流した電圧を検知する電圧検知手段と、
前記制御手段の動作を開始及び停止させるための信号を出力するために、前記電圧検知手段により検知した電圧と閾値電圧とを比較する比較手段と、を備え、
前記制御手段の動作を開始させるときと停止させるときとで前記閾値電圧を切り替える電源装置であって、
前記電圧検知手段は、前記複数の抵抗のうちの一の抵抗に並列に接続された切り替え手段を有し、
前記切り替え手段は、前記交流電圧に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電源装置に流れる電流を検知する電流検知手段を備え、
前記切り替え手段は、前記電流検知手段により検知した電流に応じて導通と非導通が切り替わることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記切り替え手段は、ツェナーダイオードであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記切り替え手段は、ＦＥＴであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１３−２１７５６（Ｐ２０１３−２１７５６Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５０８６５（Ｐ２０１１−１５０８６５）
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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