２線４線変換回路
【課題】４０ｄＢ程度のエコー減衰量を実現することが可能な２線４線交換回路を提供する。
【解決手段】ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、該２巻線トランスは、伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下であるように構成されている。
【解決手段】ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、該２巻線トランスは、伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下であるように構成されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電話システムに用いられている２線４線変換回路に関するものであり、特に４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＶｏＩＰ電話機において、２線４線変換回路で発生するエコーの消去でエコーキャンセラを用いる場合に、リニアＰＣＭのコーデックを採用しているため、エコー消去を十分に行うためには、送話信号に対してエコー信号がリニア（線形）特性を有していなければならない。
【０００３】
この場合に、通常のエコーキャンセラでは、４線回路の送話側から受話側に漏洩するエコーを抑圧するために、その送話側にレベル制御手段を挿入して、そのレベル制御手段を４線回路の送話側信号及び受話側信号から作成された擬似エコー信号により制御する形式を採用している。
このようなエコーキャンセラにおいて、受話信号レベルの増大を検知して送話信号のレベルを抑圧する提案もある（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−１９８４３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のエコーキャンセラにおいては、前述の原因もあり、エコー（側音も含む）減衰量は、実用上（２０〜３０）ｄＢ程度であって、十分なエコー消去が行われているとは言えない。
【０００５】
本発明の目的は、従来技術のこのような欠点を除去し、４０ｄＢ程度のエコー減衰量を実現することが可能な２線４線交換回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この目的を達成するために、本発明による２線４線変換回路は、ハイブリッド回路と、該ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、
該２巻線トランスは、
伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下であるように構成されている。
【発明の効果】
【０００７】
本発明により、２線４線変換回路の２線側に、特有の構成の２巻線トランスを用いることにより、従来技術では実用上は通例の値であるとみなされていたエコー減衰量（２０〜３０）ｄＢを容易に４０ｄＢ程度まで上昇させることが可能であるから、ＶｏＩＰ電話機も広く利用される傾向にある現状において、通信の品質向上と安定性維持にもたらされる特殊効果は極めて大きい。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ブリッジ構成のエコー消去用ハイブリッドトランスでは、２線回路と４線回路とを分離するために、２巻線トランスが用いられている。このトランスのコア（芯）は磁性材料であり、この磁性材料は磁界Ｈと磁束Ｂの関係を表わす比（透磁率）が図６に示すように非線形であり、磁界が小さいと比が小さくなり、大きいと大きくなる。このため、トランスに流す信号が小さいとトランスのインダクタンスが小さく、大きいと大きくなる。
トランスの１次側からみたインピーダンスは２次側に接続された負荷インピーダンスに、トランスの直列抵抗が直列に、このインダクタンスが並列に合成されて見える。この結果、トランスに流す信号が小さいとこのインダクタンスが小さいので、トランスインピーダンスの位相ずれが大きく、信号が大きいとインダクタンスが大きくなるので位相ずれが小さくなる。
送話信号に対するエコー信号はトランスのインピーダンスと比例し、信号が小さいと位相ずれが大きく、大きいと小さくなり、リニア（線形）特性ではなくなる。
エコーキャンセラは、送話信号が中程度のレベルにおいて消去フィルタの定数を適用してエコーを消去する。ところが送話信号が大きいレベルの場合には、エコー信号の位相が小さくなって消去フィルタの位相とずれることとなり、エコーの消去が出来なくなる。
【０００９】
このため、トランスのインダクタンスを大きくして、トランスに流す信号が小さくてもトランスのインダクタンスが大きく、大きいとさらに大きくなるようにする。この結果、トランスに流す信号が小さいとこのインダクタンスが大きいのでトランスインピーダンスの位相ずれが小さく、信号が大きいとインダクタンスがさらに大きくなるので位相ずれはさらに小さくなる。
エコーキャンセラは、送話信号が中程度のレベルにおいて、消去フィルタの定数を適用してエコーを消去する。このとき、送話信号のレベルが大きくなるとエコー信号の位相がさらに小さくなるが、消去フィルタの位相とのずれは小さいのでエコーの消去はできる。
【００１０】
トランスのインピーダンスの位相ずれについて検討する。
トランスの等価回路は図１のように表わされる。１次側と２次側の巻き数が同じ場合を示す。１次側のインダクタンスと２次側のインダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＬとする。２次側終端抵抗をＲとする。
【００１１】
１次側から見たインピーダンスの等価回路は図２のようになる。
すなわち、インダクタンスＬが２次側負荷抵抗に並列に配置されたように見える。
ここで、インピーダンスＺは次式（１）のように表わされる。
Ｚ＝ｊωＬ//Ｒ ωは角周波数 （１）
また、インピーダンスの位相θは次式（２）のように表わされる。
tanθ＝Ｒ／ωＬ （２） インダクタンスＬは次式のように表わされる。
Ｌ＝ｋμｎ2
ｋは定数
μはトランスコア（芯）の磁性体の透磁率
ｎはトランスコイルの巻き数
【００１２】
μ（トランスコア磁性体の透磁率）は信号レベルの大きさによって図３のように変化する。信号レベルが大きくなるほど透磁率は大きくなる。信号レベルが小のときの透磁率をμ１、信号レベルが通常のときの透磁率をμ２、信号レベルが大のときの透磁率をμ３とする。
インダクタンスＬは、
信号レベル小のときは Ｌ１＝ｋμ１ｎ2 （３）
信号レベル通常のときは Ｌ２＝ｋμ２ｎ2 （４）
信号レベル大のときは Ｌ３＝ｋμ３ｎ2 （５）
となる。
【００１３】
インピーダンス位相 tanθは
信号レベルが小のときは、
【数１】
信号レベルが通常のときは、
【数２】
信号レベルが大のときは、
【数３】
となる。
【００１４】
信号レベルが通常のときと、信号レベルが大のときで、インダクタンスＬはＬ２からＬ３へ変化し、インピーダンス位相θはθ２からθ３へ変化する（ずれる）。
このインピーダンス位相のずれを小さくするためには、これまでの式よりθ２，θ３自体を小さくすればよいことがわかる。
θ２，θ３を小さくするには、μ（透磁率）の大きいコアを用いるか、ｎ（巻き数）を大きくする。すなわち、インダクタンスＬを大きくすれば良いことになる。
次にインダクタンスＬをどこまで大きくすればよいかについて述べる。
【００１５】
４線２線変換回路の側音の位相ずれについて検討する。
４線２線変換回路に使用しているトランスのインピーダンスの位相ずれにより、４線２線変換回路の側音の位相ずれを起こす。
４線２線変換回路は図４のように表わされ、側音の位相は次式で表わされる。
【数４】
ｒ：分割抵抗を６００オーム、Ｒ：トランス負荷抵抗を６００オーム
Ｚ：平衡インピーダンスを６００オームとすると
【数５】
受話信号（側音）の位相θ（側音）は：次のように表わされる。
【数６】
ここで信号レベルが通常のときの位相θ２（側音）は
【数７】
Ｌ２：信号レベルが通常のときのＬ
次に信号レベルが大のときの位相θ３（側音）は
【数８】
Ｌ３：信号レベルが大のときのＬ
で表わされる。
【００１６】
エコーキャンセラで側音を消去する場合に、送話信号を適応フィルタに通して受話（側音）信号に足し合わせて打ち消すテクニックを使用する。
信号レベルが通常のときに適応フィルタを適応した場合、信号レベルが通常のときの受話（側音）信号の位相θ２（側音）に対して信号レベルが大のときの位相θ３（側音）がずれると、エコーキャンセラは打ち消せなくなって、打ち消し残りが生ずる。
打ち消し残りは−４０ｄＢ以下程度にする必要があり、そのためには位相θ２（側音）と位相θ（側音）のずれは０．５７度以下程度にする必要がある。
【数９】
以上の式を解くと、ｘ＝約０．５７度となる。
【００１７】
ここで、ωＬ２およびωＬ３が６００オームに対して十分大きい場合、位相θ２（側音）のずれは次のようになる。
【数１０】
位相のずれの目標０．５７度をラジアンになおすと、
【数１１】
となり、
【数１２】
式（１７）を
ω＝２π×３００として
Ｌ２とＬ３の関係は、トランスコアがＰＣパーマロイの場合、Ｌ３＝１．３×Ｌ２程度になるので、これを代入すると、
【数１３】
となり、これを解くと
Ｌ２＝７．３８Ｈ（ヘンリー）となる。また、Ｌ３＝９．６Ｈとなる。
【００１８】
従来はＬ２＝１Ｈ，Ｌ３＝１．３Ｈ程度であったため、入力信号が大きくなったときに、エコーキャンセラの打ち消し残りが−２０ｄＢ程度発生していた。
本発明では、トランスのコアの材質をμの大きいＰＣパーマロイなどを使用してまた巻き線の巻き数を多くすることにより、インダクタンスをＬ２＝７．３８Ｈ以上、Ｌ３＝９．６Ｈ以上にすることで、図７に示すように、エコーキャンセラの打ち消し残りを−４０ｄＢ以下にすることができる。
【実施例】
【００１９】
インダクタンスを１０Ｈ以上（実用的な目標値として）得るための実際のトランスを小形に実現して、小形ゆえにインダクタンス以外の性能を犠牲にしなければならない場合の、犠牲とした性能をどのようにカバーすることができるかを述べる。
（１）トランスのインダクタンスを上げる対策
イ）巻線のターン数を多くする。
ロ）コアの材質を交流透磁率の大きい物にする。
ハ）コア形状を磁気抵抗の小さい物にする。
しかし、トランスのインダクタンスを上げると、次の欠点がある。
Ａ）抵抗が大きくなる（抵抗を大きくしないと大型になる）。
Ｂ）高価になる。
Ｃ）高価，大型になる。
（２）小型にして、高価にならないようにして、インダクタンスを上げると、抵抗が大きくなる。
抵抗が大きくなると、次の結果となる。
１）伝送損失が大きくなる。
解決１）トランスの前後の増幅器の増幅量を大きくして、カバーする。
２）インピーダンスが大きくなる。
解決２）２次側終端抵抗Ｒｘを小さくして、１次側のインピーダンスを下げ、所要の値に維持する。
解決３）２次側巻数比を大きくして、１次側のインピーダンスを下げ所要の値に維持する。
【産業上の利用可能性】
【００２０】
本発明は、一般の有線電話回線のみならず、ＶｏＩＰ電話回線における２線４線変換回路として広く利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に用いる２巻線トランスの構成を説明するための回路図である。
【図２】本発明に用いる２巻線トランスの構成を説明するための等価回路図である。
【図３】本発明に用いるトランスコア磁性体の透磁率の信号レベルに対する変化例を示す特性図である。
【図４】本発明による２巻線トランスを用いるブリッジ構成の２線４線変換回路例を示す回路図である。
【図５】本発明に用いる２巻線トランスの変形例を説明するための等価回路図である。
【図６】本発明に用いる２巻線トランスのコア磁性体のＢ−Ｈ特性例図である。
【図７】本発明に用いる２巻線トランスのインダクタンス（Ｈ）対２線４線変換回路のエコー消し残り（ｄＢ）の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
【００２２】
Ｌ インダクタンス
Ｌ１ 信号レベル小のときのインダクタンス
Ｌ２ 信号レベル通常のときのインダクタンス
Ｌ３ 信号レベル大のときのインダクタンス
μ１ 信号レベル小のときの透磁率
μ２ 信号レベル通常のときの透磁率
μ３ 信号レベル大のときの透磁率
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電話システムに用いられている２線４線変換回路に関するものであり、特に４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＶｏＩＰ電話機において、２線４線変換回路で発生するエコーの消去でエコーキャンセラを用いる場合に、リニアＰＣＭのコーデックを採用しているため、エコー消去を十分に行うためには、送話信号に対してエコー信号がリニア（線形）特性を有していなければならない。
【０００３】
この場合に、通常のエコーキャンセラでは、４線回路の送話側から受話側に漏洩するエコーを抑圧するために、その送話側にレベル制御手段を挿入して、そのレベル制御手段を４線回路の送話側信号及び受話側信号から作成された擬似エコー信号により制御する形式を採用している。
このようなエコーキャンセラにおいて、受話信号レベルの増大を検知して送話信号のレベルを抑圧する提案もある（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−１９８４３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のエコーキャンセラにおいては、前述の原因もあり、エコー（側音も含む）減衰量は、実用上（２０〜３０）ｄＢ程度であって、十分なエコー消去が行われているとは言えない。
【０００５】
本発明の目的は、従来技術のこのような欠点を除去し、４０ｄＢ程度のエコー減衰量を実現することが可能な２線４線交換回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この目的を達成するために、本発明による２線４線変換回路は、ハイブリッド回路と、該ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、
該２巻線トランスは、
伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下であるように構成されている。
【発明の効果】
【０００７】
本発明により、２線４線変換回路の２線側に、特有の構成の２巻線トランスを用いることにより、従来技術では実用上は通例の値であるとみなされていたエコー減衰量（２０〜３０）ｄＢを容易に４０ｄＢ程度まで上昇させることが可能であるから、ＶｏＩＰ電話機も広く利用される傾向にある現状において、通信の品質向上と安定性維持にもたらされる特殊効果は極めて大きい。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ブリッジ構成のエコー消去用ハイブリッドトランスでは、２線回路と４線回路とを分離するために、２巻線トランスが用いられている。このトランスのコア（芯）は磁性材料であり、この磁性材料は磁界Ｈと磁束Ｂの関係を表わす比（透磁率）が図６に示すように非線形であり、磁界が小さいと比が小さくなり、大きいと大きくなる。このため、トランスに流す信号が小さいとトランスのインダクタンスが小さく、大きいと大きくなる。
トランスの１次側からみたインピーダンスは２次側に接続された負荷インピーダンスに、トランスの直列抵抗が直列に、このインダクタンスが並列に合成されて見える。この結果、トランスに流す信号が小さいとこのインダクタンスが小さいので、トランスインピーダンスの位相ずれが大きく、信号が大きいとインダクタンスが大きくなるので位相ずれが小さくなる。
送話信号に対するエコー信号はトランスのインピーダンスと比例し、信号が小さいと位相ずれが大きく、大きいと小さくなり、リニア（線形）特性ではなくなる。
エコーキャンセラは、送話信号が中程度のレベルにおいて消去フィルタの定数を適用してエコーを消去する。ところが送話信号が大きいレベルの場合には、エコー信号の位相が小さくなって消去フィルタの位相とずれることとなり、エコーの消去が出来なくなる。
【０００９】
このため、トランスのインダクタンスを大きくして、トランスに流す信号が小さくてもトランスのインダクタンスが大きく、大きいとさらに大きくなるようにする。この結果、トランスに流す信号が小さいとこのインダクタンスが大きいのでトランスインピーダンスの位相ずれが小さく、信号が大きいとインダクタンスがさらに大きくなるので位相ずれはさらに小さくなる。
エコーキャンセラは、送話信号が中程度のレベルにおいて、消去フィルタの定数を適用してエコーを消去する。このとき、送話信号のレベルが大きくなるとエコー信号の位相がさらに小さくなるが、消去フィルタの位相とのずれは小さいのでエコーの消去はできる。
【００１０】
トランスのインピーダンスの位相ずれについて検討する。
トランスの等価回路は図１のように表わされる。１次側と２次側の巻き数が同じ場合を示す。１次側のインダクタンスと２次側のインダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＬとする。２次側終端抵抗をＲとする。
【００１１】
１次側から見たインピーダンスの等価回路は図２のようになる。
すなわち、インダクタンスＬが２次側負荷抵抗に並列に配置されたように見える。
ここで、インピーダンスＺは次式（１）のように表わされる。
Ｚ＝ｊωＬ//Ｒ ωは角周波数 （１）
また、インピーダンスの位相θは次式（２）のように表わされる。
tanθ＝Ｒ／ωＬ （２） インダクタンスＬは次式のように表わされる。
Ｌ＝ｋμｎ2
ｋは定数
μはトランスコア（芯）の磁性体の透磁率
ｎはトランスコイルの巻き数
【００１２】
μ（トランスコア磁性体の透磁率）は信号レベルの大きさによって図３のように変化する。信号レベルが大きくなるほど透磁率は大きくなる。信号レベルが小のときの透磁率をμ１、信号レベルが通常のときの透磁率をμ２、信号レベルが大のときの透磁率をμ３とする。
インダクタンスＬは、
信号レベル小のときは Ｌ１＝ｋμ１ｎ2 （３）
信号レベル通常のときは Ｌ２＝ｋμ２ｎ2 （４）
信号レベル大のときは Ｌ３＝ｋμ３ｎ2 （５）
となる。
【００１３】
インピーダンス位相 tanθは
信号レベルが小のときは、
【数１】
信号レベルが通常のときは、
【数２】
信号レベルが大のときは、
【数３】
となる。
【００１４】
信号レベルが通常のときと、信号レベルが大のときで、インダクタンスＬはＬ２からＬ３へ変化し、インピーダンス位相θはθ２からθ３へ変化する（ずれる）。
このインピーダンス位相のずれを小さくするためには、これまでの式よりθ２，θ３自体を小さくすればよいことがわかる。
θ２，θ３を小さくするには、μ（透磁率）の大きいコアを用いるか、ｎ（巻き数）を大きくする。すなわち、インダクタンスＬを大きくすれば良いことになる。
次にインダクタンスＬをどこまで大きくすればよいかについて述べる。
【００１５】
４線２線変換回路の側音の位相ずれについて検討する。
４線２線変換回路に使用しているトランスのインピーダンスの位相ずれにより、４線２線変換回路の側音の位相ずれを起こす。
４線２線変換回路は図４のように表わされ、側音の位相は次式で表わされる。
【数４】
ｒ：分割抵抗を６００オーム、Ｒ：トランス負荷抵抗を６００オーム
Ｚ：平衡インピーダンスを６００オームとすると
【数５】
受話信号（側音）の位相θ（側音）は：次のように表わされる。
【数６】
ここで信号レベルが通常のときの位相θ２（側音）は
【数７】
Ｌ２：信号レベルが通常のときのＬ
次に信号レベルが大のときの位相θ３（側音）は
【数８】
Ｌ３：信号レベルが大のときのＬ
で表わされる。
【００１６】
エコーキャンセラで側音を消去する場合に、送話信号を適応フィルタに通して受話（側音）信号に足し合わせて打ち消すテクニックを使用する。
信号レベルが通常のときに適応フィルタを適応した場合、信号レベルが通常のときの受話（側音）信号の位相θ２（側音）に対して信号レベルが大のときの位相θ３（側音）がずれると、エコーキャンセラは打ち消せなくなって、打ち消し残りが生ずる。
打ち消し残りは−４０ｄＢ以下程度にする必要があり、そのためには位相θ２（側音）と位相θ（側音）のずれは０．５７度以下程度にする必要がある。
【数９】
以上の式を解くと、ｘ＝約０．５７度となる。
【００１７】
ここで、ωＬ２およびωＬ３が６００オームに対して十分大きい場合、位相θ２（側音）のずれは次のようになる。
【数１０】
位相のずれの目標０．５７度をラジアンになおすと、
【数１１】
となり、
【数１２】
式（１７）を
ω＝２π×３００として
Ｌ２とＬ３の関係は、トランスコアがＰＣパーマロイの場合、Ｌ３＝１．３×Ｌ２程度になるので、これを代入すると、
【数１３】
となり、これを解くと
Ｌ２＝７．３８Ｈ（ヘンリー）となる。また、Ｌ３＝９．６Ｈとなる。
【００１８】
従来はＬ２＝１Ｈ，Ｌ３＝１．３Ｈ程度であったため、入力信号が大きくなったときに、エコーキャンセラの打ち消し残りが−２０ｄＢ程度発生していた。
本発明では、トランスのコアの材質をμの大きいＰＣパーマロイなどを使用してまた巻き線の巻き数を多くすることにより、インダクタンスをＬ２＝７．３８Ｈ以上、Ｌ３＝９．６Ｈ以上にすることで、図７に示すように、エコーキャンセラの打ち消し残りを−４０ｄＢ以下にすることができる。
【実施例】
【００１９】
インダクタンスを１０Ｈ以上（実用的な目標値として）得るための実際のトランスを小形に実現して、小形ゆえにインダクタンス以外の性能を犠牲にしなければならない場合の、犠牲とした性能をどのようにカバーすることができるかを述べる。
（１）トランスのインダクタンスを上げる対策
イ）巻線のターン数を多くする。
ロ）コアの材質を交流透磁率の大きい物にする。
ハ）コア形状を磁気抵抗の小さい物にする。
しかし、トランスのインダクタンスを上げると、次の欠点がある。
Ａ）抵抗が大きくなる（抵抗を大きくしないと大型になる）。
Ｂ）高価になる。
Ｃ）高価，大型になる。
（２）小型にして、高価にならないようにして、インダクタンスを上げると、抵抗が大きくなる。
抵抗が大きくなると、次の結果となる。
１）伝送損失が大きくなる。
解決１）トランスの前後の増幅器の増幅量を大きくして、カバーする。
２）インピーダンスが大きくなる。
解決２）２次側終端抵抗Ｒｘを小さくして、１次側のインピーダンスを下げ、所要の値に維持する。
解決３）２次側巻数比を大きくして、１次側のインピーダンスを下げ所要の値に維持する。
【産業上の利用可能性】
【００２０】
本発明は、一般の有線電話回線のみならず、ＶｏＩＰ電話回線における２線４線変換回路として広く利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に用いる２巻線トランスの構成を説明するための回路図である。
【図２】本発明に用いる２巻線トランスの構成を説明するための等価回路図である。
【図３】本発明に用いるトランスコア磁性体の透磁率の信号レベルに対する変化例を示す特性図である。
【図４】本発明による２巻線トランスを用いるブリッジ構成の２線４線変換回路例を示す回路図である。
【図５】本発明に用いる２巻線トランスの変形例を説明するための等価回路図である。
【図６】本発明に用いる２巻線トランスのコア磁性体のＢ−Ｈ特性例図である。
【図７】本発明に用いる２巻線トランスのインダクタンス（Ｈ）対２線４線変換回路のエコー消し残り（ｄＢ）の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
【００２２】
Ｌ インダクタンス
Ｌ１ 信号レベル小のときのインダクタンス
Ｌ２ 信号レベル通常のときのインダクタンス
Ｌ３ 信号レベル大のときのインダクタンス
μ１ 信号レベル小のときの透磁率
μ２ 信号レベル通常のときの透磁率
μ３ 信号レベル大のときの透磁率
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイブリッド回路と、該ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、
該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、
該２巻腺トランスは、
伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下である
ように構成されていることを特徴とする２線４線変換回路。
【請求項１】
ハイブリッド回路と、該ハイブリッド回路の４線側にエコー消去回路を配置した２線４線変換回路において、
該２線４線変換回路の２線側に、該２線側と前記ハイブリッド回路との分離のために２巻線トランスが配置され、
該２巻腺トランスは、
伝送インピーダンスが６００オームで信号出力レベルが周波数（３００〜３４００）Ｈｚで０ｄＢｍ程度のときの片側のオープンインダクタンスが９．６Ｈ程度以上で所望の伝送ロスと該トランスの形状寸法により制限される値以下である
ように構成されていることを特徴とする２線４線変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００６−１５７４８９（Ｐ２００６−１５７４８９Ａ）
【公開日】平成１８年６月１５日（２００６．６．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３４５３１９（Ｐ２００４−３４５３１９）
【出願日】平成１６年１１月３０日（２００４．１１．３０）
【出願人】（００００００１８１）岩崎通信機株式会社 (133)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年６月１５日（２００６．６．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１１月３０日（２００４．１１．３０）
【出願人】（００００００１８１）岩崎通信機株式会社 (133)
【Ｆターム（参考）】
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