アンテナおよびそれを用いた無線通信装置
【課題】低周波数帯と高周波数帯とに対応可能であって、高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えを行うことが可能なアンテナおよび無線通信装置を提供する。
【解決手段】一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有し、複数の通信帯域での通信を可能とするアンテナであって、前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とする。
【解決手段】一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有し、複数の通信帯域での通信を可能とするアンテナであって、前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置に用いられるアンテナに関し、特には広範囲の周波数帯において通信する無線通信装置において、共振周波数を変化させることが可能なマルチバンドアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等の無線通信装置が急速に普及し、通信に使用する周波数帯域も多岐に亘っている。特に、最近の携帯電話では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式等と呼ばれるように、複数の送受信帯域を一つの携帯電話に装備する例が多くなっている。
例えば、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯の通信システムに対応したクワッドバンド方式の携帯電話では、各システムで利用される周波数帯が、ＧＳＭ８５０／９００帯：８２４〜９６０ＭＨｚ、ＤＣＳ帯：１７１０〜１８５０ＭＨｚ、ＰＣＳ帯：１８５０〜１９９０ＭＨｚ、ＵＭＴＳ帯：１９２０〜２１７０ＭＨｚであるので、携帯電話に内蔵されるアンテナ回路を構成するアンテナとして、複数の周波数帯域に対応可能なアンテナが要求されている。
【０００３】
通常アンテナを構成する放射素子（放射電極、放射線路、あるいは線路とも呼ばれる）は、基本となる周波数で共振するとともに、高次の周波数でも共振する。例えば１／４波長での共振を基本モードとすれば、高次モードでは３／４波長での共振となる。従って一つの放射素子でも、複数の周波数帯域が１：３の関係にあれば対応可能であるものの、高次モードの共振は帯域幅が狭いといった問題がある。
基本モードの共振をＧＳＭ８５０／９００帯で得るとすると、ＤＣＳ帯等を高次モードの共振で対応することとなる。しかしながら、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯は、ＧＳＭ帯の略２〜２．５倍の周波数であって、単純には対応できない。
更に、ＧＳＭ８５０／９００帯の周波数帯域幅は１３６ＭＨｚ、比帯域幅は約１５．３％〔１３６ＭＨｚ／８９２ＭＨｚ〕であり、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯では周波数帯域幅が４６０ＭＨｚであり、比帯域幅は約２３．７％〔４６０ＭＨｚ／１９４０ＭＨｚ〕であって、それぞれ帯域幅が広く、一つの放射素子による共振だけでは十分な帯域幅も確保できない問題があった。
【０００４】
このような問題に対して、特許文献１には、給電点と接続された放射電極と、放射電極と電磁結合する無給電放射電極を有し、放射電極の開放端部とグランドとの間に接続する静電容量の付与量をスイッチ部によって可変にするアンテナが開示されている。このアンテナは放射電極と無給電放射電極との複共振によって、高次周波数帯の広帯域化を図り、基本モードの基本モード周波数帯と共に高次モードの高次モード周波数帯も無線通信用として使用してマルチバンド化されている。そしてグランド側電極と放射電極の開放端部との間に形成される静電容量の容量値を変化させることで、放射電極のアンテナ動作に基づいた基本周波数帯の共振周波数を、利用する周波数にあわせて調整し、異なる周波数で無線通信を可能とすることも提案している。
なお以下の説明では、複数の通信システムにおいて、ＧＳＭ８５０／９００等、相対的に低い周波数を利用するシステムの周波数帯を低周波数帯とし、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ等、相対的に高い周波数を利用するシステムの周波数帯を高周波数帯とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−１５０９３７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のアンテナでは、複数の放射電極によって高次モード周波数帯を広帯域化するとともに、放射電極の開放端部とグランドとの間の静電容量の付与量を切り換えて基本モード周波数帯における共振周波数を可変としているが、アンテナの構成上、容量をアンテナの放射電極の開放端部に接続して接地する構成であるので、回路としてはリアクタンスが放射電極の開放端部に直列に接続されることとなる。この様な構成であっては、基本モード周波数帯における共振周波数の変化に伴って、高次モード周波数帯の共振周波数もまた変化し易く、高次モード周波数帯のＶＳＷＲ特性が劣化し、複数の周波数帯の通信システムに対応したマルチバンドアンテナとして機能しなくなる問題が発生した。
【０００７】
そこで本発明では、低周波数帯と高周波数帯とに対応可能であって、高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えを行うことが可能なアンテナおよび無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有するアンテナであって、前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とする。かかる構成によれば、第２の線路を用いて構成される高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えが可能である。
【０００９】
また、前記アンテナにおいて、前記接続状態の切り換えにより、前記複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、
前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることが好ましい。かかる構成によれば、高周波側の複数の通信帯域をカバーしつつ、低周波側の通信帯域を可変にしたチューナブルのマルチバンドアンテナが提供できる。
【００１０】
さらに、前記アンテナにおいて、前記スイッチ回路が共通端子と複数の分岐端子との接続を切り換えるＦＥＴスイッチであり、前記共通端子が前記第１の線路に接続され、前記複数の分岐端子の少なくとも一つに前記インダクタンス素子が接続されていることが好ましい。
【００１１】
さらに、前記アンテナにおいて、前記複数の分岐端子の一つが、オープンになっていることが好ましい。
【００１２】
一方、前記アンテナにおいて、前記複数の分岐端子には、それぞれインダクタンス値の異なる前記インダクタンス素子が接続されていることも好ましい。
【００１３】
本発明の無線通信装置は、前記アンテナを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、低周波数帯と高周波数帯とに対応可能であって、高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えを行うことが可能なアンテナおよび無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係るアンテナの一実施形態を示す図である。
【図２】スイッチ回路の一例を示す図である。
【図３】本発明に係るアンテナの他の実施形態を示す図である。
【図４】スイッチ回路の他の例を示す図である。
【図５】本発明に係るアンテナの他の実施形態を示す等価回路である。
【図６】本発明に係るアンテナの実施例を示す斜視図である。
【図７】図６に示す実施例のアンテナのＶＳＷＲ特性を示す図である。
【図８】ＶＳＷＲ特性の、接続線路の接続位置依存性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明に係るアンテナおよび無線通信装置の実施形態について図を参照しながら具体的に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、各実施形態において説明する構成は、他の実施形態の趣旨を損なわない限りにおいて他の実施形態においても適用することが可能であり、その場合、重複する説明は適宜省略する。
【００１７】
以下に示す実施形態では、アンテナの基本構成を逆Ｆ型アンテナとしている。なお本発明は逆Ｆ型アンテナ以外のモノポールアンテナ、例えば逆Ｌ型アンテナやＴ型アンテナであっても適用することができ、特に限定されるものではない。
【００１８】
図１に示した第１の実施形態のアンテナ１０は、一端が給電点５に接続され、他端が開放端である第１の線路１と、第１の線路の一端側を接地する接地線路３と、一端が給電点５に接続され、他端が開放端である、第１の線路よりも短い第２の線路２とを有する。
【００１９】
一般的に逆Ｆ型アンテナは、線路を基本波（第１の共振周波数ｆ１ｒ）のλ／４（λ：波長）で共振させると、給電点では電流が最大となり、開放端で電流は零となる。電圧は開放端で最大となる。給電点でのインピーダンス整合を考慮すれば、前記線路は基本波の第３次高調波で共振させることができ、単純には周波数比が１（基本波）対３のマルチバンドアンテナが得られる。しかしながら、代表的携帯電話の周波数帯域を例に取れば、１０００ＭＨｚ以下の低周波帯のＧＳＭに対してＤＣＳ等の高周波帯で高次モードの共振を得るとともに、高次モードの共振のみで、所望の周波数帯域で電圧定在波比ＶＳＷＲを所定の数値以下とするのは困難である。そこで本発明のアンテナでは、低周波数帯用の線路と高周波数帯用の線路とを合わせて用いることで、第１の共振周波数ｆ１ｒ（低周波数帯）の約２倍の周波数を含む高周波数帯で共振する第２の共振を得ている。
【００２０】
第１の線路１の長さは、実質的に低周波数帯域内で直列共振する共振周波数ｆ１ｒの波長λ１の略１／４となっており、直列共振モードで動作する第１の放射素子を構成している。第１の放射素子が直列共振する時の電流分布は、その開放端で０（零）となり、接地線路３との接続点４の近傍にて最大となる。接続点４では、実質的に電圧が０（零）となり、インピーダンスはショート状態となっている。 第２の線路２の長さは、実質的に高周波数帯域内で直列共振する共振周波数ｆ２ｒの波長λ２の略１／４となっており、直列共振モードで動作する第２の放射素子を構成している。第２の放射素子が直列共振する時の電流分布は、第１の放射素子と同様となる。なお、第１の線路と第２の線路との接続点から給電点５までの線路は第１の線路と第２の線路とで共用している。接地線路の接続点４の位置を調整することで、第１の放射素子及び第２の放射素子のインピーダンスを調整することができる。また、第１の線路および／または第２の線路とグランドとの間にリアクタンス素子を接続したりすることで、第１の放射素子及び第２の放射素子のインピーダンスを調整することもできる。
【００２１】
第１の線路１はグランド面ＧＮＤに対して水平に延びる構成であるが、途中で逆方向に折り返す線路として構成しても良く、折り返しは多重であっても構わない。また、第２の線路２も折り返す線路として構成しても良いし、ミアンダ状の折り返し線路としても良い。
【００２２】
図１に示す第１の実施形態のアンテナでは、第１の線路１の途中に接続されたスイッチ回路ＳＷ１と、一端がスイッチ回路ＳＷ１に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子Ｌ１とを有する。第１の線路１とスイッチ回路ＳＷ１との間に配置されているキャパシタンス素子Ｃ１と、スイッチ回路ＳＷ１とインダクタンス素子Ｌ１との間に配置されたキャパシタンス素子Ｃ２は、ＤＣカットコンデンサである。スイッチ回路ＳＷ１によってインダクタンス素子Ｌ１と第１の線路１との接続状態を切り換える。なお、インダクタンス素子Ｌ１とキャパシタンス素子Ｃ２の位置は、入れ替えても良い。図１に示す実施形態では、スイッチ回路ＳＷ１は、ＳＰＳＴ型、すなわちＯＮ／ＯＦＦ型のスイッチ回路であり、第１の線路１にインダクタンス素子Ｌ１が接続された状態と、接続されていない状態とを切り換える。かかるスイッチ回路ＳＷ１による切り換えによって、第１の線路１で構成される第１の放射素子の直列共振モードの共振周波数を変化させ、チューナブルアンテナが実現される。例えば、ＳＷ１をＯＮにしてインダクタンス素子Ｌ１を接続した状態にすると、ＳＷ１がＯＦＦの場合に比べて、第１の放射素子の直列共振モードの共振を５０ＭＨｚ程度高周波側に移動させることができる。したがって、ＳＷ１がＯＦＦの状態をＧＳＭ８５０帯に、ＳＷ１がＯＮの状態をＧＳＭ９００帯に合わせることによって、これら複数の通信帯域に対応が可能となる。インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値を変えることで通信帯域のシフト量を変えることができる。インダクタンス素子Ｌ１は第１の線路の途中に接続されているため、高周波側の通信帯域に対応する第２の線路の主共振への影響を抑えつつ、低周波側の通信帯域を可変にすることができる。
【００２３】
スイッチ回路ＳＷ１の構成例を図２に示す。図２（ａ）に示したスイッチ回路ＳＷ１はダイオードを用いて構成されたＳＰＳＴ型のスイッチ回路である。ダイオードは二つのＤＣカットコンデンサの間に接続され、インダクタンス素子を介して制御電圧Ｖｃが印加されて、ＯＮ／ＯＦＦ制御される。また、図２（ｂ）に示すように、ダイオードのアノードを第１の線路側、カソードをインダクタンス素子Ｌ１の接地側とし、該インダクタ素子Ｌ１を介して接地するように配置することによって、部品点数を削減することが可能である。なお、スイッチ回路ＳＷ１の構成は図２に記載されたものに限らない。例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたスイッチ回路でも良い。
【００２４】
次に、図３に第２の実施形態のアンテナ２０を示す。図３に示す実施形態は、第１の実施形態とスイッチ回路に係る部分の構成が異なり、その他の構成は同様であるので、その説明は省略する。スイッチ回路ＳＷ２を挟んでＤＣカットコンデンサとしてキャパシタンス素子Ｃ３、Ｃ４が配置されている点も第１の実施形態と同様である。第２の実施形態では、スイッチ回路ＳＷ２が共通端子と二つの分岐端子との接続を切り換えるＳＰＤＴ型のＦＥＴスイッチであり、その共通端子が第１の線路１に接続され、二つの分岐端子のうちの一つにインダクタンス素子Ｌ２が接続されている。他方の分岐端子にはインダクタンス素子等は接続されず、オープンになっている。共通端子と各分岐端子との接続を切り換えることによって、第１の線路１にインダクタンス素子Ｌ２が接続された状態と、接続されていない状態とを切り換えることができる。また、図３に示した接地線路３の接地端側を直接接地させる構成の代わりに、インダクタンス素子を介して接地させることにより、共振インピーダンスを微調整することもできる。
【００２５】
スイッチ回路ＳＷ２の構成例を図４に示す。図４に示したスイッチ回路ＳＷ２は、複数の電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いて構成されたＳＰＤＴ型のＦＥＴスイッチである。Ｔｒ１とＴｒ４のゲートには共通の制御電源から制御電圧Ｖｃ２が印加され、Ｔｒ２とＴｒ４のゲートには共通の制御電源から制御電圧Ｖｃ１が印加される。制御電圧Ｖｃ１およびＶｃ２によって、共通端子Ｐｃと分岐端子Ｐ１またはＰ２との接続が切り換えられる。なお、スイッチ回路は複数の分岐端子を有していればよいので、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路に限定されるものではなく、三つ以上の分岐端子があるものでもよい。この場合、複数の分岐端子の少なくとも一つにインダクタンス素子を接続し、分岐端子のうちの一つが、オープンになっていればよい。
【００２６】
複数の分岐端子の少なくとも一つにインダクタンス素子が接続された他の実施形態として、第３の実施形態を図５に示す。第３の実施形態のアンテナ３０は、スイッチ回路の分岐端子に接続される部分の構成が第２の実施形態と異なり、その他の構成は同様であるので、その説明は省略する。共通端子が第１の線路１に接続され、二つの分岐端子のうちの一つにはインダクタンス素子Ｌ３が、他方の分岐端子にはインダクタンス素子Ｌ４が接続されている。また、スイッチ回路ＳＷ２の共通端子側にはキャパシタンス素子Ｃ５が、二つの切り換え端子側にはそれぞれキャパシタンス素子Ｃ６、Ｃ７がＤＣカットコンデンサとして接続されている。二つの分岐端子に、それぞれインダクタンス値の異なるインダクタンス素子が接続されている第３の実施形態の構成によれば、切り換えによるインダクタンス値の選択の自由度、ひいては通信帯域の調整の自由度が高くなる。かかる構成は、第１の線路の形状・大きさに制約がある場合などに有効である。
【００２７】
図３および図５に示した実施形態では、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路としてＦＥＴスイッチの例を示したが、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路はこれに限らず、ダイオードを用いて構成してもよい。但し、小型化の観点からは、ＧａＡｓスイッチ、ＣＭＯＳスイッチなど、単体でその機能を有するＦＥＴスイッチがより好ましい。また、図３および図５に示した実施形態では、スイッチ回路として分岐端子が二つのＳＰＤＴ型のスイッチ回路の例を示したが、分岐端子は複数あればよく、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路に限定されるものではなく、三つ以上の分岐端子があるものでもよい。その場合、分岐端子の全てにインダクタンス素子を接続してもよいし、一部の分岐端子がオープンであったり、インダクタンス素子を接続しない構成でもよい。但し、ＦＥＴを用いたＳＰｎＴ（ｎが２以上の自然数である単極複投）型スイッチ回路を用いる場合、分岐端子が三つ以上（ｎが３以上の自然数）のＳＰｎＴ型スイッチ回路を用いて、三つ以上の状態を切り換える構成が、ＳＰｎＴ型スイッチ回路の複投（ｎＴ）の機能を活かす上では好ましい。
【００２８】
第１の線路、第２の線路、接地線路は、Ｃｕやリン青銅からなる導体薄板で構成するのが好ましく、液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックを用いて射出成形して一体化するのも好ましい。この場合、携帯端末の筐体部分と同時成形することも可能である。リン青銅などの合金で放射電極を形成すれば、それ自体が加工容易であるとともに、外力に対して変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状に放射素子を形成することが可能となり好ましい。また、線路導体をフレキシブルプリント基板 （ＦＰＣ：Ｆｌｅｘｉｂｌｅ Ｐｒｉｎｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）等を用いて形成することにより、携帯端末の搭載面によらず、設置することが可能となり、搭載自由度を向上させることが可能である。
【００２９】
また各線路をプリント基板やセラミック素体に形成しても良いし、アンテナの一部をリン青銅などの導体薄板とし他部をプリント基板等に構成して組み合わせても良い。セラミック素体は、アルミナや他の誘電体セラミクス材料から成るセラミック基板に、印刷法やエッチング法などの公知の手法によって低抵抗のＡｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の良導体で形成する場合がある。プリント基板は、ＦＲ４（ガラスエポキシ樹脂基板）などのリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板などの所謂プリント基板に、エッチング法や、フォトリソグラフィ法などの公知の手法によって形成される。フレキシブル基板で構成する場合には支持体の形状にならって変形容易であるので、アンテナが配置される筐体内の限られた空間を有効に利用することができる。グランド面ＧＮＤを有する実装基板も、プリント基板などによって形成することができる。
【００３０】
本発明に係るアンテナを用いて携帯電話等の無線通信装置を構成することができる。本発明に係るアンテナは、例えば無線通信装置の主回路基板に直接構成してもよいし、主回路基板とは別の実装基板に構成し、該実装基板を無線通信装置に組み込んでも良い。
【実施例】
【００３１】
図６に本発明に係るアンテナの具体的な構成例を示す。このアンテナ４０は、第１の放射素子と第２の放射素子によって、低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Ｆアンテナであって、給電回路が構成される主回路基板（図示せず）とは分離した実装基板４９を用いる構成である。実装基板４９と主回路基板との間の高周波信号経路との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。なお、主回路基板に第１の放射素子と第２の放射素子を設ける構成であっても本発明の効果には変わりは無い。
【００３２】
銅張両面導体基板（ガラスエポキシ基板）として構成された実装基板４９には、Ｃｕ板金からなる厚さ０．２ｍｍの薄板で一体的に形成された複数の放射素子が、実装基板４９に立設される。実装基板４９には、後述するＤＣカットコンデンサやインダクタンス素子などが実装され、それぞれが実装基板４９に形成された配線で適宜接続されている。
【００３３】
実装基板４９に立設された、一体的に形成された放射素子の一端側は、給電点４５に接続される。その逆側は、実装基板４９のグランド面ＧＮＤから遠ざかる方向（図６では実装基板に垂直な方向。以下鉛直方向ともいう）に延び、所定の高さで、第１の放射素子を構成する第１の線路４１と、第２の放射素子を構成する第２の線路４２とに分岐している。通常アンテナはグランド面から離間させるほどに放射利得が向上する。従って本実施例では実装基板４９に対して第１の線路と第２の線路を所定の高さに配置して、グランド面ＧＮＤとの距離を確保している。なお、図６に示す実施例では、第１の線路４１よりも第２の線路４２の方がグランド面ＧＮＤに近い位置で分岐している。第１の線路および第２の線路は幅１ｍｍ〜１．５ｍｍの帯状に形成されている。第１の線路４１は、鉛直方向の端部で、幅広の主面が実装基板４９の主面と対向するように折り曲げられている。第１の線路４１は、実装基板４９の主面と略平行に給電点から遠ざかる方向に延び、その先端は開放端になっている。実装基板４９は寸法が縦９ｍｍ×横４８ｍｍ×厚み０．９ｍｍの概略矩形状に形成されており、その長辺に沿って第１の線路４１が配置されている。その給電点からの長さは約５５ｍｍである。第１の線路の下方には、第２の線路４２が第１の線路４１と同じ方向に延びており、その先端は開放端になっている。第２の線路は、その主面の向きが９０°変わるように途中で折り曲げられている。第２の線路の長さは第１の線路よりも短く、約１８ｍｍである。この様にして、縦１０ｍｍ以下、横４８ｍｍ以下、高さ６ｍｍ以下のマルチバンドアンテナを構成することが可能である。
【００３４】
図６に示す実施例では、実装基板４９の主面と略平行に給電点から遠ざかる方向に延びている第１の線路４１の途中に接続線路４６を介してスイッチ４８が接続されている。接続位置は、第１の線路に沿って給電点の位置から１４ｍｍの位置、すなわち、給電点から起算して、第１の線路の全長の２５％の位置である。図６に示す実施例の等価回路は図３に示すものと同様である。なお、図６に示す実施例では、第１の線路４１は開放端に近い側で分岐部分を有する他、波長短縮等の目的のために誘電体素子４７を備えるが、これらの有無、形態は、必要とされる特性に応じて変更すればよい。
【００３５】
インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンス値を１５ｎＨとし、オープンとの間で切り換えを行い、その時のＶＳＷＲを評価した。なお、キャパシタンス素子Ｃ３、Ｃ４の容量値は２２０ｐＦ、１００ｐＦである。評価結果を図７に示す。図７において１〜５のマーカーはそれぞれ８２４ＭＨｚ、８８０ＭＨｚ、９６０ＭＨｚ、１７１０ＭＨｚ、２１７０ＭＨｚを指している。１５ｎＨのインダクタンスとオープンとの切り換えによって、低周波帯のピークを８５０ＭＨｚと９００ＭＨｚとに切り換えることが可能となっている。オープンへの切り換えの際、中心周波数８５０ＭＨｚでＶＳＷＲは３以下、ＧＳＭ８５０の通信帯域に相当する８２４〜８９４ＭＨｚでＶＳＷＲは４以下となった。また、１５ｎＨのインダクタンスへの切り換えの際も、中心周波数９００ＭＨｚでＶＳＷＲは３以下、ＧＳＭ９００の通信帯域に相当する８８０〜９６０ＭＨｚでＶＳＷＲは４以下の値が得られた。
【００３６】
これら、低周波帯の切り換えを行った場合でも、７００ＭＨｚ以上高周波側に位置する高周波帯である１７１０ＭＨｚ付近のピークにはほとんど影響を与えなかった。１７１０ＭＨｚ付近のピークは第２の線路で構成される第２の放射素子の共振によるものである。実施例の構成では、スイッチ回路を接続するための接続線路が第１の線路の途中に接続されているため、その接続が第２の放射素子の共振に影響しにくい構造になっているのである。さらに、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳなど高周波側の複数の通信システムをカバーする１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域において、いずれに切り換えても３以下の良好なＶＳＷＲが得られた。すなわち、図６に示す実施例の構成では、第２の放射素子の直列共振に対応する１７１０ＭＨｚ付近の帯域だけでなく、高周波側の広帯域に渡って、切り換えによるＶＳＷＲの変動が抑えられていた。なお、上記１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域を含む少なくとも５５０ＭＨｚの帯域幅において、いずれの切り換え状態においてもＶＳＷＲは４以下になっていることもわかる。図６に示す実施例のように、第１の線路が接続点４よりも先端側に互いに平行に配置されるような分岐部分を有する場合、１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域において３以下のＶＳＷＲを得るためには、分岐部分の各先端から給電点までの長さの平均をとり、給電点から起算して、その平均長の２０％以上の位置にスイッチ回路を接続するとよい。かかる接続位置はより好ましくは２５％以上の位置である。
【００３７】
次に、図３に示す実施形態において、接続線路の第１の線路への接続位置を変えてＶＳＷＲを評価した。第１の線路には、接続点４よりも先端側に、互いに平行に配置されるような分岐部分はなく、第１の線路の給電点からの長さは約５５ｍｍである。接続位置を、第１の線路に沿って給電点の位置から２０ｍｍ、２５ｍｍ、３０ｍｍ、３５ｍｍの位置（給電点から起算して、それぞれ第１の線路の全長８２ｍｍの２４％、３０％、３７％、４３％の位置）へと変えた場合の高周波帯域におけるＶＳＷＲを図８に示す。図８に示す結果は、切り換え状態として、１２ｎＨのインダクタンス素子が接続されている場合のものである。接続位置が変わっても１．７１ＧＨｚ付近のピークに大きな影響がないのは、図７の場合と同様である。一方、１．７１ＧＨｚ付近のピークよりも高周波側においては接続位置によってＶＳＷＲが変化し、接続線路の接続位置が給電点に近い場合はＶＳＷＲが大きくなっている。第１の線路に実質的な分岐部分がない構成の場合、接続線路の接続位置を第１の線路の全長の３７％以上にすることで１．７１ＧＨｚ〜２．１７ＧＨｚに広帯域において３以下の良好なＶＳＷＲが得られた。１．７１ＧＨｚ付近のピークに隣接した２．１７ＧＨｚ付近のピークは第１の線路で構成される第１の放射素子の高次モードの共振に由来すると考えられるが、これらのピークの間の周波数帯域においても良好なＶＳＷＲが得られている。図面上重なってしまうので省略しているが、接続位置を３５ｍｍより大きく離しても（例えば４０ｍｍ、４５ｍｍ）、３０ｍｍ、３５ｍｍの接続位置の場合と同様の結果が得られている。上述のように、１．７１ＧＨｚ〜２．１７ＧＨｚは高周波側の複数の複数の通信帯域をカバーする。このように、接続状態の切り換えにより複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、切り換え前後の各接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下である構成を採用することによって、高周波側の複数の通信帯域をカバーしつつ、低周波側の通信帯域を可変にしたチューナブルのマルチバンドアンテナが実現される。かかる機能を備えたチューナブルのマルチバンドアンテナは、前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下である構成を用いれば実現可能であるが、上述のように切り換え前後の各接続状態において、高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることがより好ましい。
【符号の説明】
【００３８】
１、４１：第１の線路
２、４２：第２の線路
３：接地線路
４：接続点
５、４５：給電点
１０、２０、３０、４０：アンテナ
４６：接続線路
４７：誘電体素子
４８：スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置に用いられるアンテナに関し、特には広範囲の周波数帯において通信する無線通信装置において、共振周波数を変化させることが可能なマルチバンドアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等の無線通信装置が急速に普及し、通信に使用する周波数帯域も多岐に亘っている。特に、最近の携帯電話では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式等と呼ばれるように、複数の送受信帯域を一つの携帯電話に装備する例が多くなっている。
例えば、ＧＳＭ（登録商標）８５０／９００帯、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯の通信システムに対応したクワッドバンド方式の携帯電話では、各システムで利用される周波数帯が、ＧＳＭ８５０／９００帯：８２４〜９６０ＭＨｚ、ＤＣＳ帯：１７１０〜１８５０ＭＨｚ、ＰＣＳ帯：１８５０〜１９９０ＭＨｚ、ＵＭＴＳ帯：１９２０〜２１７０ＭＨｚであるので、携帯電話に内蔵されるアンテナ回路を構成するアンテナとして、複数の周波数帯域に対応可能なアンテナが要求されている。
【０００３】
通常アンテナを構成する放射素子（放射電極、放射線路、あるいは線路とも呼ばれる）は、基本となる周波数で共振するとともに、高次の周波数でも共振する。例えば１／４波長での共振を基本モードとすれば、高次モードでは３／４波長での共振となる。従って一つの放射素子でも、複数の周波数帯域が１：３の関係にあれば対応可能であるものの、高次モードの共振は帯域幅が狭いといった問題がある。
基本モードの共振をＧＳＭ８５０／９００帯で得るとすると、ＤＣＳ帯等を高次モードの共振で対応することとなる。しかしながら、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯は、ＧＳＭ帯の略２〜２．５倍の周波数であって、単純には対応できない。
更に、ＧＳＭ８５０／９００帯の周波数帯域幅は１３６ＭＨｚ、比帯域幅は約１５．３％〔１３６ＭＨｚ／８９２ＭＨｚ〕であり、ＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯では周波数帯域幅が４６０ＭＨｚであり、比帯域幅は約２３．７％〔４６０ＭＨｚ／１９４０ＭＨｚ〕であって、それぞれ帯域幅が広く、一つの放射素子による共振だけでは十分な帯域幅も確保できない問題があった。
【０００４】
このような問題に対して、特許文献１には、給電点と接続された放射電極と、放射電極と電磁結合する無給電放射電極を有し、放射電極の開放端部とグランドとの間に接続する静電容量の付与量をスイッチ部によって可変にするアンテナが開示されている。このアンテナは放射電極と無給電放射電極との複共振によって、高次周波数帯の広帯域化を図り、基本モードの基本モード周波数帯と共に高次モードの高次モード周波数帯も無線通信用として使用してマルチバンド化されている。そしてグランド側電極と放射電極の開放端部との間に形成される静電容量の容量値を変化させることで、放射電極のアンテナ動作に基づいた基本周波数帯の共振周波数を、利用する周波数にあわせて調整し、異なる周波数で無線通信を可能とすることも提案している。
なお以下の説明では、複数の通信システムにおいて、ＧＳＭ８５０／９００等、相対的に低い周波数を利用するシステムの周波数帯を低周波数帯とし、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ等、相対的に高い周波数を利用するシステムの周波数帯を高周波数帯とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−１５０９３７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のアンテナでは、複数の放射電極によって高次モード周波数帯を広帯域化するとともに、放射電極の開放端部とグランドとの間の静電容量の付与量を切り換えて基本モード周波数帯における共振周波数を可変としているが、アンテナの構成上、容量をアンテナの放射電極の開放端部に接続して接地する構成であるので、回路としてはリアクタンスが放射電極の開放端部に直列に接続されることとなる。この様な構成であっては、基本モード周波数帯における共振周波数の変化に伴って、高次モード周波数帯の共振周波数もまた変化し易く、高次モード周波数帯のＶＳＷＲ特性が劣化し、複数の周波数帯の通信システムに対応したマルチバンドアンテナとして機能しなくなる問題が発生した。
【０００７】
そこで本発明では、低周波数帯と高周波数帯とに対応可能であって、高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えを行うことが可能なアンテナおよび無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有するアンテナであって、前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とする。かかる構成によれば、第２の線路を用いて構成される高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えが可能である。
【０００９】
また、前記アンテナにおいて、前記接続状態の切り換えにより、前記複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、
前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることが好ましい。かかる構成によれば、高周波側の複数の通信帯域をカバーしつつ、低周波側の通信帯域を可変にしたチューナブルのマルチバンドアンテナが提供できる。
【００１０】
さらに、前記アンテナにおいて、前記スイッチ回路が共通端子と複数の分岐端子との接続を切り換えるＦＥＴスイッチであり、前記共通端子が前記第１の線路に接続され、前記複数の分岐端子の少なくとも一つに前記インダクタンス素子が接続されていることが好ましい。
【００１１】
さらに、前記アンテナにおいて、前記複数の分岐端子の一つが、オープンになっていることが好ましい。
【００１２】
一方、前記アンテナにおいて、前記複数の分岐端子には、それぞれインダクタンス値の異なる前記インダクタンス素子が接続されていることも好ましい。
【００１３】
本発明の無線通信装置は、前記アンテナを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、低周波数帯と高周波数帯とに対応可能であって、高周波帯のアンテナ特性への影響を抑えつつ、低周波帯の通信帯域の切り換えを行うことが可能なアンテナおよび無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係るアンテナの一実施形態を示す図である。
【図２】スイッチ回路の一例を示す図である。
【図３】本発明に係るアンテナの他の実施形態を示す図である。
【図４】スイッチ回路の他の例を示す図である。
【図５】本発明に係るアンテナの他の実施形態を示す等価回路である。
【図６】本発明に係るアンテナの実施例を示す斜視図である。
【図７】図６に示す実施例のアンテナのＶＳＷＲ特性を示す図である。
【図８】ＶＳＷＲ特性の、接続線路の接続位置依存性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明に係るアンテナおよび無線通信装置の実施形態について図を参照しながら具体的に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、各実施形態において説明する構成は、他の実施形態の趣旨を損なわない限りにおいて他の実施形態においても適用することが可能であり、その場合、重複する説明は適宜省略する。
【００１７】
以下に示す実施形態では、アンテナの基本構成を逆Ｆ型アンテナとしている。なお本発明は逆Ｆ型アンテナ以外のモノポールアンテナ、例えば逆Ｌ型アンテナやＴ型アンテナであっても適用することができ、特に限定されるものではない。
【００１８】
図１に示した第１の実施形態のアンテナ１０は、一端が給電点５に接続され、他端が開放端である第１の線路１と、第１の線路の一端側を接地する接地線路３と、一端が給電点５に接続され、他端が開放端である、第１の線路よりも短い第２の線路２とを有する。
【００１９】
一般的に逆Ｆ型アンテナは、線路を基本波（第１の共振周波数ｆ１ｒ）のλ／４（λ：波長）で共振させると、給電点では電流が最大となり、開放端で電流は零となる。電圧は開放端で最大となる。給電点でのインピーダンス整合を考慮すれば、前記線路は基本波の第３次高調波で共振させることができ、単純には周波数比が１（基本波）対３のマルチバンドアンテナが得られる。しかしながら、代表的携帯電話の周波数帯域を例に取れば、１０００ＭＨｚ以下の低周波帯のＧＳＭに対してＤＣＳ等の高周波帯で高次モードの共振を得るとともに、高次モードの共振のみで、所望の周波数帯域で電圧定在波比ＶＳＷＲを所定の数値以下とするのは困難である。そこで本発明のアンテナでは、低周波数帯用の線路と高周波数帯用の線路とを合わせて用いることで、第１の共振周波数ｆ１ｒ（低周波数帯）の約２倍の周波数を含む高周波数帯で共振する第２の共振を得ている。
【００２０】
第１の線路１の長さは、実質的に低周波数帯域内で直列共振する共振周波数ｆ１ｒの波長λ１の略１／４となっており、直列共振モードで動作する第１の放射素子を構成している。第１の放射素子が直列共振する時の電流分布は、その開放端で０（零）となり、接地線路３との接続点４の近傍にて最大となる。接続点４では、実質的に電圧が０（零）となり、インピーダンスはショート状態となっている。 第２の線路２の長さは、実質的に高周波数帯域内で直列共振する共振周波数ｆ２ｒの波長λ２の略１／４となっており、直列共振モードで動作する第２の放射素子を構成している。第２の放射素子が直列共振する時の電流分布は、第１の放射素子と同様となる。なお、第１の線路と第２の線路との接続点から給電点５までの線路は第１の線路と第２の線路とで共用している。接地線路の接続点４の位置を調整することで、第１の放射素子及び第２の放射素子のインピーダンスを調整することができる。また、第１の線路および／または第２の線路とグランドとの間にリアクタンス素子を接続したりすることで、第１の放射素子及び第２の放射素子のインピーダンスを調整することもできる。
【００２１】
第１の線路１はグランド面ＧＮＤに対して水平に延びる構成であるが、途中で逆方向に折り返す線路として構成しても良く、折り返しは多重であっても構わない。また、第２の線路２も折り返す線路として構成しても良いし、ミアンダ状の折り返し線路としても良い。
【００２２】
図１に示す第１の実施形態のアンテナでは、第１の線路１の途中に接続されたスイッチ回路ＳＷ１と、一端がスイッチ回路ＳＷ１に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子Ｌ１とを有する。第１の線路１とスイッチ回路ＳＷ１との間に配置されているキャパシタンス素子Ｃ１と、スイッチ回路ＳＷ１とインダクタンス素子Ｌ１との間に配置されたキャパシタンス素子Ｃ２は、ＤＣカットコンデンサである。スイッチ回路ＳＷ１によってインダクタンス素子Ｌ１と第１の線路１との接続状態を切り換える。なお、インダクタンス素子Ｌ１とキャパシタンス素子Ｃ２の位置は、入れ替えても良い。図１に示す実施形態では、スイッチ回路ＳＷ１は、ＳＰＳＴ型、すなわちＯＮ／ＯＦＦ型のスイッチ回路であり、第１の線路１にインダクタンス素子Ｌ１が接続された状態と、接続されていない状態とを切り換える。かかるスイッチ回路ＳＷ１による切り換えによって、第１の線路１で構成される第１の放射素子の直列共振モードの共振周波数を変化させ、チューナブルアンテナが実現される。例えば、ＳＷ１をＯＮにしてインダクタンス素子Ｌ１を接続した状態にすると、ＳＷ１がＯＦＦの場合に比べて、第１の放射素子の直列共振モードの共振を５０ＭＨｚ程度高周波側に移動させることができる。したがって、ＳＷ１がＯＦＦの状態をＧＳＭ８５０帯に、ＳＷ１がＯＮの状態をＧＳＭ９００帯に合わせることによって、これら複数の通信帯域に対応が可能となる。インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値を変えることで通信帯域のシフト量を変えることができる。インダクタンス素子Ｌ１は第１の線路の途中に接続されているため、高周波側の通信帯域に対応する第２の線路の主共振への影響を抑えつつ、低周波側の通信帯域を可変にすることができる。
【００２３】
スイッチ回路ＳＷ１の構成例を図２に示す。図２（ａ）に示したスイッチ回路ＳＷ１はダイオードを用いて構成されたＳＰＳＴ型のスイッチ回路である。ダイオードは二つのＤＣカットコンデンサの間に接続され、インダクタンス素子を介して制御電圧Ｖｃが印加されて、ＯＮ／ＯＦＦ制御される。また、図２（ｂ）に示すように、ダイオードのアノードを第１の線路側、カソードをインダクタンス素子Ｌ１の接地側とし、該インダクタ素子Ｌ１を介して接地するように配置することによって、部品点数を削減することが可能である。なお、スイッチ回路ＳＷ１の構成は図２に記載されたものに限らない。例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたスイッチ回路でも良い。
【００２４】
次に、図３に第２の実施形態のアンテナ２０を示す。図３に示す実施形態は、第１の実施形態とスイッチ回路に係る部分の構成が異なり、その他の構成は同様であるので、その説明は省略する。スイッチ回路ＳＷ２を挟んでＤＣカットコンデンサとしてキャパシタンス素子Ｃ３、Ｃ４が配置されている点も第１の実施形態と同様である。第２の実施形態では、スイッチ回路ＳＷ２が共通端子と二つの分岐端子との接続を切り換えるＳＰＤＴ型のＦＥＴスイッチであり、その共通端子が第１の線路１に接続され、二つの分岐端子のうちの一つにインダクタンス素子Ｌ２が接続されている。他方の分岐端子にはインダクタンス素子等は接続されず、オープンになっている。共通端子と各分岐端子との接続を切り換えることによって、第１の線路１にインダクタンス素子Ｌ２が接続された状態と、接続されていない状態とを切り換えることができる。また、図３に示した接地線路３の接地端側を直接接地させる構成の代わりに、インダクタンス素子を介して接地させることにより、共振インピーダンスを微調整することもできる。
【００２５】
スイッチ回路ＳＷ２の構成例を図４に示す。図４に示したスイッチ回路ＳＷ２は、複数の電界効果トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いて構成されたＳＰＤＴ型のＦＥＴスイッチである。Ｔｒ１とＴｒ４のゲートには共通の制御電源から制御電圧Ｖｃ２が印加され、Ｔｒ２とＴｒ４のゲートには共通の制御電源から制御電圧Ｖｃ１が印加される。制御電圧Ｖｃ１およびＶｃ２によって、共通端子Ｐｃと分岐端子Ｐ１またはＰ２との接続が切り換えられる。なお、スイッチ回路は複数の分岐端子を有していればよいので、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路に限定されるものではなく、三つ以上の分岐端子があるものでもよい。この場合、複数の分岐端子の少なくとも一つにインダクタンス素子を接続し、分岐端子のうちの一つが、オープンになっていればよい。
【００２６】
複数の分岐端子の少なくとも一つにインダクタンス素子が接続された他の実施形態として、第３の実施形態を図５に示す。第３の実施形態のアンテナ３０は、スイッチ回路の分岐端子に接続される部分の構成が第２の実施形態と異なり、その他の構成は同様であるので、その説明は省略する。共通端子が第１の線路１に接続され、二つの分岐端子のうちの一つにはインダクタンス素子Ｌ３が、他方の分岐端子にはインダクタンス素子Ｌ４が接続されている。また、スイッチ回路ＳＷ２の共通端子側にはキャパシタンス素子Ｃ５が、二つの切り換え端子側にはそれぞれキャパシタンス素子Ｃ６、Ｃ７がＤＣカットコンデンサとして接続されている。二つの分岐端子に、それぞれインダクタンス値の異なるインダクタンス素子が接続されている第３の実施形態の構成によれば、切り換えによるインダクタンス値の選択の自由度、ひいては通信帯域の調整の自由度が高くなる。かかる構成は、第１の線路の形状・大きさに制約がある場合などに有効である。
【００２７】
図３および図５に示した実施形態では、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路としてＦＥＴスイッチの例を示したが、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路はこれに限らず、ダイオードを用いて構成してもよい。但し、小型化の観点からは、ＧａＡｓスイッチ、ＣＭＯＳスイッチなど、単体でその機能を有するＦＥＴスイッチがより好ましい。また、図３および図５に示した実施形態では、スイッチ回路として分岐端子が二つのＳＰＤＴ型のスイッチ回路の例を示したが、分岐端子は複数あればよく、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路に限定されるものではなく、三つ以上の分岐端子があるものでもよい。その場合、分岐端子の全てにインダクタンス素子を接続してもよいし、一部の分岐端子がオープンであったり、インダクタンス素子を接続しない構成でもよい。但し、ＦＥＴを用いたＳＰｎＴ（ｎが２以上の自然数である単極複投）型スイッチ回路を用いる場合、分岐端子が三つ以上（ｎが３以上の自然数）のＳＰｎＴ型スイッチ回路を用いて、三つ以上の状態を切り換える構成が、ＳＰｎＴ型スイッチ回路の複投（ｎＴ）の機能を活かす上では好ましい。
【００２８】
第１の線路、第２の線路、接地線路は、Ｃｕやリン青銅からなる導体薄板で構成するのが好ましく、液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックを用いて射出成形して一体化するのも好ましい。この場合、携帯端末の筐体部分と同時成形することも可能である。リン青銅などの合金で放射電極を形成すれば、それ自体が加工容易であるとともに、外力に対して変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状に放射素子を形成することが可能となり好ましい。また、線路導体をフレキシブルプリント基板 （ＦＰＣ：Ｆｌｅｘｉｂｌｅ Ｐｒｉｎｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）等を用いて形成することにより、携帯端末の搭載面によらず、設置することが可能となり、搭載自由度を向上させることが可能である。
【００２９】
また各線路をプリント基板やセラミック素体に形成しても良いし、アンテナの一部をリン青銅などの導体薄板とし他部をプリント基板等に構成して組み合わせても良い。セラミック素体は、アルミナや他の誘電体セラミクス材料から成るセラミック基板に、印刷法やエッチング法などの公知の手法によって低抵抗のＡｕ，Ａｇ，Ｃｕ等の良導体で形成する場合がある。プリント基板は、ＦＲ４（ガラスエポキシ樹脂基板）などのリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板などの所謂プリント基板に、エッチング法や、フォトリソグラフィ法などの公知の手法によって形成される。フレキシブル基板で構成する場合には支持体の形状にならって変形容易であるので、アンテナが配置される筐体内の限られた空間を有効に利用することができる。グランド面ＧＮＤを有する実装基板も、プリント基板などによって形成することができる。
【００３０】
本発明に係るアンテナを用いて携帯電話等の無線通信装置を構成することができる。本発明に係るアンテナは、例えば無線通信装置の主回路基板に直接構成してもよいし、主回路基板とは別の実装基板に構成し、該実装基板を無線通信装置に組み込んでも良い。
【実施例】
【００３１】
図６に本発明に係るアンテナの具体的な構成例を示す。このアンテナ４０は、第１の放射素子と第２の放射素子によって、低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Ｆアンテナであって、給電回路が構成される主回路基板（図示せず）とは分離した実装基板４９を用いる構成である。実装基板４９と主回路基板との間の高周波信号経路との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。なお、主回路基板に第１の放射素子と第２の放射素子を設ける構成であっても本発明の効果には変わりは無い。
【００３２】
銅張両面導体基板（ガラスエポキシ基板）として構成された実装基板４９には、Ｃｕ板金からなる厚さ０．２ｍｍの薄板で一体的に形成された複数の放射素子が、実装基板４９に立設される。実装基板４９には、後述するＤＣカットコンデンサやインダクタンス素子などが実装され、それぞれが実装基板４９に形成された配線で適宜接続されている。
【００３３】
実装基板４９に立設された、一体的に形成された放射素子の一端側は、給電点４５に接続される。その逆側は、実装基板４９のグランド面ＧＮＤから遠ざかる方向（図６では実装基板に垂直な方向。以下鉛直方向ともいう）に延び、所定の高さで、第１の放射素子を構成する第１の線路４１と、第２の放射素子を構成する第２の線路４２とに分岐している。通常アンテナはグランド面から離間させるほどに放射利得が向上する。従って本実施例では実装基板４９に対して第１の線路と第２の線路を所定の高さに配置して、グランド面ＧＮＤとの距離を確保している。なお、図６に示す実施例では、第１の線路４１よりも第２の線路４２の方がグランド面ＧＮＤに近い位置で分岐している。第１の線路および第２の線路は幅１ｍｍ〜１．５ｍｍの帯状に形成されている。第１の線路４１は、鉛直方向の端部で、幅広の主面が実装基板４９の主面と対向するように折り曲げられている。第１の線路４１は、実装基板４９の主面と略平行に給電点から遠ざかる方向に延び、その先端は開放端になっている。実装基板４９は寸法が縦９ｍｍ×横４８ｍｍ×厚み０．９ｍｍの概略矩形状に形成されており、その長辺に沿って第１の線路４１が配置されている。その給電点からの長さは約５５ｍｍである。第１の線路の下方には、第２の線路４２が第１の線路４１と同じ方向に延びており、その先端は開放端になっている。第２の線路は、その主面の向きが９０°変わるように途中で折り曲げられている。第２の線路の長さは第１の線路よりも短く、約１８ｍｍである。この様にして、縦１０ｍｍ以下、横４８ｍｍ以下、高さ６ｍｍ以下のマルチバンドアンテナを構成することが可能である。
【００３４】
図６に示す実施例では、実装基板４９の主面と略平行に給電点から遠ざかる方向に延びている第１の線路４１の途中に接続線路４６を介してスイッチ４８が接続されている。接続位置は、第１の線路に沿って給電点の位置から１４ｍｍの位置、すなわち、給電点から起算して、第１の線路の全長の２５％の位置である。図６に示す実施例の等価回路は図３に示すものと同様である。なお、図６に示す実施例では、第１の線路４１は開放端に近い側で分岐部分を有する他、波長短縮等の目的のために誘電体素子４７を備えるが、これらの有無、形態は、必要とされる特性に応じて変更すればよい。
【００３５】
インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンス値を１５ｎＨとし、オープンとの間で切り換えを行い、その時のＶＳＷＲを評価した。なお、キャパシタンス素子Ｃ３、Ｃ４の容量値は２２０ｐＦ、１００ｐＦである。評価結果を図７に示す。図７において１〜５のマーカーはそれぞれ８２４ＭＨｚ、８８０ＭＨｚ、９６０ＭＨｚ、１７１０ＭＨｚ、２１７０ＭＨｚを指している。１５ｎＨのインダクタンスとオープンとの切り換えによって、低周波帯のピークを８５０ＭＨｚと９００ＭＨｚとに切り換えることが可能となっている。オープンへの切り換えの際、中心周波数８５０ＭＨｚでＶＳＷＲは３以下、ＧＳＭ８５０の通信帯域に相当する８２４〜８９４ＭＨｚでＶＳＷＲは４以下となった。また、１５ｎＨのインダクタンスへの切り換えの際も、中心周波数９００ＭＨｚでＶＳＷＲは３以下、ＧＳＭ９００の通信帯域に相当する８８０〜９６０ＭＨｚでＶＳＷＲは４以下の値が得られた。
【００３６】
これら、低周波帯の切り換えを行った場合でも、７００ＭＨｚ以上高周波側に位置する高周波帯である１７１０ＭＨｚ付近のピークにはほとんど影響を与えなかった。１７１０ＭＨｚ付近のピークは第２の線路で構成される第２の放射素子の共振によるものである。実施例の構成では、スイッチ回路を接続するための接続線路が第１の線路の途中に接続されているため、その接続が第２の放射素子の共振に影響しにくい構造になっているのである。さらに、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳなど高周波側の複数の通信システムをカバーする１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域において、いずれに切り換えても３以下の良好なＶＳＷＲが得られた。すなわち、図６に示す実施例の構成では、第２の放射素子の直列共振に対応する１７１０ＭＨｚ付近の帯域だけでなく、高周波側の広帯域に渡って、切り換えによるＶＳＷＲの変動が抑えられていた。なお、上記１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域を含む少なくとも５５０ＭＨｚの帯域幅において、いずれの切り換え状態においてもＶＳＷＲは４以下になっていることもわかる。図６に示す実施例のように、第１の線路が接続点４よりも先端側に互いに平行に配置されるような分岐部分を有する場合、１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの帯域において３以下のＶＳＷＲを得るためには、分岐部分の各先端から給電点までの長さの平均をとり、給電点から起算して、その平均長の２０％以上の位置にスイッチ回路を接続するとよい。かかる接続位置はより好ましくは２５％以上の位置である。
【００３７】
次に、図３に示す実施形態において、接続線路の第１の線路への接続位置を変えてＶＳＷＲを評価した。第１の線路には、接続点４よりも先端側に、互いに平行に配置されるような分岐部分はなく、第１の線路の給電点からの長さは約５５ｍｍである。接続位置を、第１の線路に沿って給電点の位置から２０ｍｍ、２５ｍｍ、３０ｍｍ、３５ｍｍの位置（給電点から起算して、それぞれ第１の線路の全長８２ｍｍの２４％、３０％、３７％、４３％の位置）へと変えた場合の高周波帯域におけるＶＳＷＲを図８に示す。図８に示す結果は、切り換え状態として、１２ｎＨのインダクタンス素子が接続されている場合のものである。接続位置が変わっても１．７１ＧＨｚ付近のピークに大きな影響がないのは、図７の場合と同様である。一方、１．７１ＧＨｚ付近のピークよりも高周波側においては接続位置によってＶＳＷＲが変化し、接続線路の接続位置が給電点に近い場合はＶＳＷＲが大きくなっている。第１の線路に実質的な分岐部分がない構成の場合、接続線路の接続位置を第１の線路の全長の３７％以上にすることで１．７１ＧＨｚ〜２．１７ＧＨｚに広帯域において３以下の良好なＶＳＷＲが得られた。１．７１ＧＨｚ付近のピークに隣接した２．１７ＧＨｚ付近のピークは第１の線路で構成される第１の放射素子の高次モードの共振に由来すると考えられるが、これらのピークの間の周波数帯域においても良好なＶＳＷＲが得られている。図面上重なってしまうので省略しているが、接続位置を３５ｍｍより大きく離しても（例えば４０ｍｍ、４５ｍｍ）、３０ｍｍ、３５ｍｍの接続位置の場合と同様の結果が得られている。上述のように、１．７１ＧＨｚ〜２．１７ＧＨｚは高周波側の複数の複数の通信帯域をカバーする。このように、接続状態の切り換えにより複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、切り換え前後の各接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下である構成を採用することによって、高周波側の複数の通信帯域をカバーしつつ、低周波側の通信帯域を可変にしたチューナブルのマルチバンドアンテナが実現される。かかる機能を備えたチューナブルのマルチバンドアンテナは、前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下である構成を用いれば実現可能であるが、上述のように切り換え前後の各接続状態において、高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることがより好ましい。
【符号の説明】
【００３８】
１、４１：第１の線路
２、４２：第２の線路
３：接地線路
４：接続点
５、４５：給電点
１０、２０、３０、４０：アンテナ
４６：接続線路
４７：誘電体素子
４８：スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、
前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、
一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有し、複数の通信帯域での通信を可能とするアンテナであって、
前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、
一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、
前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とするアンテナ。
【請求項２】
前記接続状態の切り換えにより、前記複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、
前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
前記スイッチ回路が共通端子と複数の分岐端子との接続を切り換えるＦＥＴスイッチであり、前記共通端子が前記第１の線路に接続され、
前記複数の分岐端子の少なくとも一つに前記インダクタンス素子が接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載のアンテナ。
【請求項４】
前記複数の分岐端子の一つは、オープンになっていることを特徴とする請求項３に記載のアンテナ。
【請求項５】
前記複数の分岐端子には、それぞれインダクタンス値の異なる前記インダクタンス素子が接続されていることを特徴とする請求項３に記載のアンテナ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか一項に記載のアンテナを用いたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項１】
一端が給電点に接続され、他端が開放端である第１の線路と、
前記第１の線路の一端側を接地する接地線路と、
一端が前記給電点に接続され、他端が開放端である、前記第１の線路よりも短い第２の線路とを有し、複数の通信帯域での通信を可能とするアンテナであって、
前記第１の線路の途中に接続されたスイッチ回路と、
一端が前記スイッチ回路に接続され、他端が接地されたインダクタンス素子とを有し、
前記スイッチ回路によって前記インダクタンス素子と前記第１の線路との接続状態を切り換えることを特徴とするアンテナ。
【請求項２】
前記接続状態の切り換えにより、前記複数の通信帯域のうち周波数が最も低い低周波帯の通信帯域を切り換えるとともに、
前記接続状態のうちの少なくとも一つの接続状態において、前記低周波帯の通信帯域よりも高周波側の複数の通信帯域におけるＶＳＷＲが３以下であることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
前記スイッチ回路が共通端子と複数の分岐端子との接続を切り換えるＦＥＴスイッチであり、前記共通端子が前記第１の線路に接続され、
前記複数の分岐端子の少なくとも一つに前記インダクタンス素子が接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載のアンテナ。
【請求項４】
前記複数の分岐端子の一つは、オープンになっていることを特徴とする請求項３に記載のアンテナ。
【請求項５】
前記複数の分岐端子には、それぞれインダクタンス値の異なる前記インダクタンス素子が接続されていることを特徴とする請求項３に記載のアンテナ。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか一項に記載のアンテナを用いたことを特徴とする無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−１７１１２（Ｐ２０１３−１７１１２Ａ）
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４９８７７（Ｐ２０１１−１４９８７７）
【出願日】平成２３年７月６日（２０１１．７．６）
【出願人】（０００００５０８３）日立金属株式会社 (2,051)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月６日（２０１１．７．６）
【出願人】（０００００５０８３）日立金属株式会社 (2,051)
【Ｆターム（参考）】
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