コンデンサ充電方法および装置
【課題】ゼロ電圧スイッチングスキームを実施するために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間が制御される。
【解決手段】フライバックコンバータは、一次巻線１８ａと出力コンデンサ２６に結合された二次巻線１８ｂとを有する変圧器１８、一次巻線に結合された端子を有するスイッチ４１０、およびスイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分とスイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分とを有するスイッチ制御回路４０６を備えており、第２の回路部分は、スイッチ端子の電圧の極性変化を検出するための勾配検出回路を備えている。勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された第１の端子および第２の端子を有するコンデンサ４１２と、コンデンサの前記第２の端子に結合された抵抗器４１８と、コンデンサの前記第２の端子に結合され、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器４２０と、を備える
【解決手段】フライバックコンバータは、一次巻線１８ａと出力コンデンサ２６に結合された二次巻線１８ｂとを有する変圧器１８、一次巻線に結合された端子を有するスイッチ４１０、およびスイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分とスイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分とを有するスイッチ制御回路４０６を備えており、第２の回路部分は、スイッチ端子の電圧の極性変化を検出するための勾配検出回路を備えている。勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された第１の端子および第２の端子を有するコンデンサ４１２と、コンデンサの前記第２の端子に結合された抵抗器４１８と、コンデンサの前記第２の端子に結合され、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器４２０と、を備える
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はコンデンサ充電回路に関し、より詳細にはカメラ閃光コンデンサを充電するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
カメラ閃光コンデンサなどの容量性負荷を充電するための従来のスイッチモード電源すなわちコンバータ回路の使用については知られている。「Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ（コンデンサ充電回路用の回路および技術）」という名称のＳｃｈｅｎｋｅｌ等に対する米国特許第６，５１８，７３３号に、このような回路の様々な特徴が記述されている。たとえば、‘７３３号特許には、変圧器の一次巻線電流および二次巻線電流に基づいて主コンバータスイッチが制御されるスイッチ制御スキームが記載されている。詳細には、スイッチオン時間は、感知された一次巻線電流に応答して制御され、また、スイッチオフ時間は、感知された二次巻線電流に応答して制御される。また、上で参照した特許には、コンデンサが所望のレベルに充電されたことを判断するために、比較器を使用して変圧器の一次側からコンバータ出力電圧を感知することが記載されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
スイッチの遮断が実際の出力電圧を示していない場合、電圧スパイクが発生してからスイッチの個々のオフ時間の開始時に、ワンショット回路を使用して、ある時間間隔の間、比較器の出力がディセーブルされる。また、所望の出力電圧に到達すると、コンデンサ負荷への電力の供給を停止することによって電力を節約するための制御回路が記述されている。電力供給回路の動作が停止された後、コンデンサ出力負荷を準備万端の定常状態に維持するために、問合せタイマによって所定の時間に電力供給回路が起動される。いくつかの実施形態では、コンデンサ電圧が所望のレベルに到達すると、電力散逸をさらに抑制するために、制御回路は、電力供給回路および測定回路の両方をディセーブルする。
【０００４】
また、関連する、「Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ（コンデンサ充電回路用の回路および技術）」という名称の米国特許公開第２００４／０１３０２９９号には、変圧器の一次巻線電流および一次巻線電圧に基づいて主コンバータスイッチが制御される代替スイッチ制御スキームが記載されている。詳細には、感知された一次巻線電流に応答してスイッチオン時間が制御され、また、感知された一次巻線電圧に応答してスイッチオフ時間が制御される。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によれば、スイッチに結合された一次巻線および出力コンデンサに結合された二次巻線を備えた変圧器を有するコンデンサ充電回路は、変圧器の一次側に、出力コンデンサに関連するＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網を備えている。制御回路は、ＲＣ回路網の両端間に提供される調整電圧に応答して、充電モードをイネーブルするためのイネーブル信号を提供する。この充電モードの間、スイッチがターンオンおよびターンオフされ、それにより出力コンデンサが充電され、また、充電モードがディセーブルされる。ＲＣ回路網のＲＣ時定数と出力コンデンサと関連するＲＣ時定数との間の所定の関係を選択して所望の出力電圧調整を達成することができる。
【０００６】
変圧器の一次巻線に結合された減衰器は、一次巻線の両端間の電圧に比例する減衰電圧を提供する。いくつかの実施形態では、減衰器とＲＣ回路網の間に、ＲＣ回路網を充電するためのサンプルアンドホールド回路が結合されている。一代替実施形態では、ＲＣ回路網を充電するための基準電圧が提供される。制御回路は、完全充電インジケータ信号を提供するための第１の比較器、および低充電インジケータ信号を提供するための第２の比較器を備えている。
【０００７】
また、出力コンデンサを実質的に完全充電状態に維持するための方法であって、出力コンデンサの放電速度に対して所定の関係を有する速度で放電するＲＣ回路網の両端間の電圧を測定することによって変圧器の一次側から出力電圧を検出するステップと、所定のレベルまで降下するＲＣ回路網の両端間の電圧に応答して充電動作モードを開始するステップとを含む方法が記述される。充電動作モードは、第１の所定のレベルより高い第２の所定のレベルより高くなるＲＣ回路網の両端間の電圧に応答して終了する。
【０００８】
上で説明した構造によれば、充電モードの間に出力電圧が増加する際、そしてまた充電モードが終了して出力電圧が徐々に減少する際の両方で出力電圧の一次側反射に基づいて出力電圧が検出される。有利には、充電モードは、検出した出力電圧がコンデンサの電荷を補給しなければならないことを指示するまで開始されないため、充電モードは不必要に開始されない。
【０００９】
本発明の他の態様によれば、フライバックコンバータは、一次巻線と出力コンデンサに結合された二次巻線とを有する変圧器、一次巻線に結合された端子を有するスイッチ、およびスイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分とスイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分とを有するスイッチ制御回路を備えており、第２の回路部分は、スイッチ端子の電圧の極性変化を検出するための勾配検出回路を備えている。
【００１０】
特定の一実施形態では、勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された、制御端子を有する感知スイッチ、制御端子に結合されたクランプ、制御端子に結合された抵抗器および制御端子に結合された比較器を備えている。比較器は、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から正の勾配に変化すると第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供している。一代替実施形態では、勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された第１の端子と第２の端子とを有するコンデンサ、コンデンサの第２の端子に結合された抵抗器およびコンデンサの第２の端子に結合された比較器を備えている。比較器は、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から正の勾配に変化すると第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供している。クランプは、コンデンサの第２の端子と接地の間に提供することができる。
【００１１】
スイッチに結合された一次巻線および二次巻線を備えた変圧器を有するフライバックコンバータと共に使用するための本発明の他の方法には、スイッチの端子電圧の勾配の極性の変化を検出するステップと、該検出に応答してスイッチをターンオンするステップが含まれている。
【００１２】
上で説明した構造によれば、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施するために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間が制御され（つまりスイッチがターンオンされ）、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチがターンオンされる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
本発明の利点および態様については、以下の詳細な説明および添付の図面と連携してより完全に理解されよう。
【図１】一次側出力電圧感知回路を有するコンデンサ充電回路の略図である。
【図１Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図１Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図２】代替一次側出力電圧感知回路を有する図１のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の略図である。
【図２Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図２Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図３】他の代替一次側出力電圧感知回路を有する図１のコンデンサ充電回路のさらに他の代替実施形態の略図である。
【図３Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図３Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図４】本発明の他の態様による出力コンデンサ電流を感知するための回路および感知された出力コンデンサ電流に応答するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図５】出力コンデンサ電流を感知する回路および感知された出力コンデンサ電流に応答する代替スイッチ制御回路を備えた図４のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の略図である。
【図６】コンデンサ充電時間を短くするための回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図６Ａ】図６の充電回路に実質的に類似しているが補助スイッチを備えていない充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図６Ｂ】補助スイッチを備えた図６の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図７】本発明の一態様による出力コンデンサリフレッシュ機能を実施するために使用される一次側出力電圧感知回路を有するコンデンサ充電回路の略図である。
【図８】図７の出力電圧感知回路の一実施形態の略図である。
【図９】図７および８のコンデンサ充電回路に関連するいくつかの実例波形を示す図である。
【図１０】図７の出力電圧感知回路の一代替実施形態の略図である。
【図１０Ａ】図７の出力電圧感知回路の他の代替実施形態の略図である。
【図１１】本発明の他の態様によるゲート感知スキームを実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１１Ａ】一代替ゲート感知回路を実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１１Ｂ】他の代替ゲート感知回路を実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１２】図１１、１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ充電回路に関連するいくつかの実例波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１を参照すると、コンデンサ充電回路１０は、入力電圧源１４、一次巻線１８ａおよび二次巻線１８ｂを有する変圧器１８、主スイッチ２２、ダイオード２４、および負荷３０に電力を供給するために図に示されているように結合された出力コンデンサ２６を備えている。回路１０はフライバックトポロジーを有している。実例実施形態では、負荷３０はカメラ閃光であり、したがって回路１０は、閃光充電器または充電回路と呼ぶことができる。典型的な閃光電圧要件は３００ボルト程度である。入力電圧源１４には、たとえば、この実例実施形態では約１．８ボルトと５．０ボルトの間の範囲の電圧を提供するアルカリ電池、ＮｉＭＨ電池またはリチウム電池などの電池を使用することができる。
【００１５】
動作中、スイッチ２２がオンであると、変圧器の一次巻線１８ａにエネルギーが蓄積される。この時間の間、ダイオード２４は逆バイアスされ、出力コンデンサ２６には電流は流れない。スイッチがターンオフすると、ダイオード２４は順方向にバイアスされるようになり、変圧器二次巻線１８ｂから出力コンデンサ２６へエネルギーが伝達される。
【００１６】
コンデンサ充電回路１０は、ＭＯＳＦＥＴデバイスであってもよいスイッチ２２のための制御信号を生成するためのスイッチ制御回路２８を備えている。この制御信号によって、コンデンサ２６の両端間の出力電圧Ｖｏｕｔが、図に示されている実施形態ではたとえば３００ボルトである所望のレベルに、好ましくは固定周波数ではない適応速度で到達するまでスイッチがターンオンおよびターンオフする。出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達すると、通常、閃光電球３０を起動させることができる表示がカメラの使用者に提供される。使用者が閃光電球３０を起動させると、出力コンデンサ２６から負荷へエネルギーが伝達される。
【００１７】
スイッチ制御回路２８は、分岐点３８でスイッチ電圧Ｖｓｗに結合されている反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する非反転入力を有する第１の比較器３２を備えている。フリップフロップすなわちラッチ３６は、比較器３２の出力信号によって提供されるセット入力を有している。第２の比較器３４は、一次巻線電流を感知するために提供されている抵抗器４２に結合された非反転入力、および基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する反転入力を有している。比較器３４の出力は、ラッチ３６のリセット入力に結合されている。ラッチ３６の出力は、図に示されているようにスイッチ２２のゲートに結合されている。
【００１８】
動作中、各スイッチサイクルのオン時間部分は、抵抗器４２によって感知される一次巻線電流レベルによって制御される。詳細には、一次巻線電流が基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される所定のレベルに到達すると、比較器３４の出力がハイになり、それによりラッチ３６がリセットされ、スイッチ制御信号がローになってスイッチ２２が遮断される。基準電圧レベルＶｒｅｆ２は、特定の入力電流制限が提供されるように選択される（また、実際、使用者が選択することができる）。スイッチ電圧Ｖｓｗが基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルまで降下すると、比較器３２の出力がハイになり、ラッチ出力がハイになってスイッチ２２がターンオンする。
【００１９】
比較器３２に提供される基準電圧Ｖｒｅｆ１は、連続／不連続の境界付近で回路を動作させ、それにより高いフライバック変換効率を達成するために、二次電流が不連続になると（つまりゼロアンペアを通過すると）スイッチ２２がターンオンするように選択される。基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルは、いかなる特定の二次電流レベルにも相関していないが、唯一、二次電流が不連続になった後にのみ比較器３２の出力が変化することが保証されるように選択される。実際、スイッチ電圧Ｖｓｗが基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに到達すると生じる二次電流レベルは、変圧器漏れインダクタンスおよび寄生容量を始めとする様々な要因に左右される。
【００２０】
スイッチ２２を制御するための様々な代替スキームが可能であることは当業者には理解されよう。たとえば、上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号には、感知された一次巻線電流に応答してスイッチオン時間が制御され、また、感知された二次巻線電流に応答してオフ時間が制御されるスイッチ制御スキームが記述されている。一次巻線電流に応答してオン時間が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流に応答してオフ時間が制御される他の代替スキームについては、以下で、図４および５に関連して説明する。
【００２１】
本発明の一態様によれば、充電器１０は、一般的に高出力電圧回路における二次側電圧感知に関連する高電力散逸を回避する場合に望ましいように、変圧器の一次側からコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを感知するための出力電圧感知回路４０を備えている。出力電圧感知回路４０は、加算要素５０、抵抗器５４および５８を含む抵抗器分割器の形態のレベルシフタ、スイッチ２２のオフ時間の間、レベルシフトスイッチ電圧Ｖｓｗを１サイクルにわたって平均化するための抵抗器６４およびコンデンサ６２、フィルタリングされた信号をサンプリングし、かつ、ホールドするためのダイオード６６およびコンデンサ７０、ならびにスイッチ７４を備えており、これらはすべて図に示されているように結合されている。
【００２２】
加算要素５０は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器５４に結合された出力を有している。抵抗器５４および５８の接続部（すなわち回路分岐点４４）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。回路分岐点４４の電圧は、スイッチ２２がターンオフする際に回路分岐点３８に生じる電圧スパイクの影響を除去するために、抵抗器６４およびコンデンサ６２によって平均化される。電圧スパイクは、変圧器の漏れインダクタンスおよびスイッチ２２の寄生容量を介してリンギングする電流によって生じる。回路分岐点４６のフィルタリングされた電圧は、スイッチ２２がオフである場合に出力電圧Ｖｏｕｔに比例し、また、スイッチ２２がターンオフする際に回路分岐点３８に生じる電圧スパイクの影響を受けない直流電圧Ｖｓｅｎｓｅを提供するために、ダイオード６６およびコンデンサ７０によってサンプリングされ、かつ、ホールドされる。したがってコンポーネント６４および６２（また、同じくコンデンサ７０）は、Ｖｓｅｎｓｅ電圧が、漏れインダクタンスリンギングの影響が除去され、延いてはスイッチ電圧Ｖｓｗに対する電圧スパイクが除去された正確な出力電圧Ｖｏｕｔを指示するよう、分岐点４４の電圧をフィルタリングまたは波形整形するように機能している。抵抗器６４は、抵抗器５４および５８の組合せとして実現することができることは当業者には理解されよう。
【００２３】
Ｖｓｅｎｓｅ電圧 は、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達したか否かを示す制御信号８４を提供するための比較器８２に結合されている。制御信号８４によってラッチ８８がセットされ、このラッチ８８の出力によって、制御信号８４の一方のエッジ、たとえば図に示されているように立上りエッジにのみ応答して、コンデンサが十分に充電状態であることを示すパルス形態の「充電完了」信号Ｖｃｄ８６が提供される。基準電圧Ｖｒｅｆ３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達するとＶｓｅｎｓｅ電圧が基準電圧より高くなるように選択される。
【００２４】
一実例実施形態では、出力電圧が所望のレベルに到達したことを充電完了信号Ｖｃｄが示すと充電器１０が停止する。充電完了信号Ｖｃｄに応答して他の適切なアクションを取ることも可能であり、たとえば上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号に記載されているようなリフレッシュ機能を実施することができることは理解されよう。
【００２５】
抵抗器６４およびコンデンサ６２、７０の値は、分岐点４４のレベルシフトスイッチ電圧が平均化され、それによりスイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの少なくとも大半が除去されるように選択される。フィルタコンポーネントの値を選択する際に考慮すべき他の要因には、それらのいくつかを挙げると、公称出力電圧レベル、基準電圧Ｖｒｅｆ３のレベル、変圧器の巻数比、およびこれらのコンポーネントがディスクリートであるか、あるいは集積回路の中に組み込まれているか否か（後者の場合、コンデンサを小さい値に維持することが重要であるため）などがある。一実例実施形態では、Ｖｒｅｆ３に到達するための抵抗器５４、５８、６４および並列に組み合わせたコンデンサ６２、７０によるＲＣ時間周期は、公称スイッチオフ時間の１／４程度になるように選択される。
【００２６】
ピーク充電回路とも呼ばれるサンプルアンドホールドダイオード６６およびコンデンサ７０は、比較器８２の速度に応じて削除することができる。比較器８２の速度が十分に速い場合、分岐点４６の時間可変平滑化信号を比較器の入力に直接結合することができる。しかしながら、好ましい実施形態では、図に示されているように、ピーク充電要素６６および７０を使用して比較器８２の入力に直流Ｖｓｅｎｓｅ電圧が提供される。
【００２７】
たとえばＭＯＳＦＥＴデバイスであってもよいスイッチ７４は、図に示されているようにコンデンサ７０に並列に結合されている。スイッチ７４は、（１）閃光電球３０が起動されるか、あるいは（２）出力電圧Ｖｏｕｔが、Ｖｓｅｎｓｅ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなることによって決定される所望のレベルに到達するかのうちのいずれか１つの状態が生じると、制御信号７８によってターンオンされ、それによりコンデンサ７０が放電する。
【００２８】
また、図１Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路４０の動作を示すための様々な波形が示されている。波形４４は、回路分岐点４４のレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形４６は、回路分岐点４６のフィルタリングされた電圧を示している。また、波形６８は、分岐点６８のピーク充電Ｖｓｅｎｓｅ電圧を示している。また、Ｖｓｅｎｓｅ電圧６８より高い基準電圧Ｖｒｅｆ３が示されており、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが未だ所望のレベルに到達していないことを示している。したがって比較器８２の出力の制御信号８４は、論理ローレベルを維持している。
【００２９】
また、図１Ｂを参照すると、図１Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、時間ＡでＶｒｅｆ３電圧より高くなっているＶｓｅｎｓｅ電圧６８によって示されているように、出力電圧Ｖｏｕｔは所望のレベルに到達している。したがって制御信号８４は、図に示されているように時間Ａで論理ハイレベルに変化している。
【００３０】
図２を参照すると、代替コンデンサ充電回路８０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路８０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（ここでは図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。この充電回路８０は、回路８０が、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを変圧器の一次側から感知する代替出力電圧感知回路１１０を備えている点で図１の充電器１０とは異なっている。
【００３１】
回路８０は、さらに、出力コンデンサ２６と接地の間に直列に結合された、出力コンデンサ２６を通って流れる電流Ｉｃａｐ１３２を感知するための抵抗器３６を備えている。抵抗器３６の両端間の電圧は、コンデンサ電流Ｉｃａｐに比例している。コンデンサ電流Ｉｃａｐは、以下で説明するように出力電圧感知回路１１０が使用するために感知される。
【００３２】
出力電圧感知回路１１０は、加算要素９０、および抵抗器９２、９４からなる抵抗器分割器の形態のレベルシフタを備えている。加算要素９０は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器９２に結合された出力を有している。抵抗器９２および９４の接続部（すなわち分岐点１３０）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。
【００３３】
出力電圧感知回路１１０は、さらに、抵抗器９２および９４の接続部で分岐点１３０に結合された非反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する反転入力を有する第１の比較器１１４を備えている。比較器１１４の出力信号１３４は、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合されている。比較器１１４は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルにいつ到達するかを感知する。したがって基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比および抵抗器分割器比率（抵抗９２および９４の）を介して所望の完全充電コンデンサ電圧に対応するように選択される。一実例実施形態では、所望の出力電圧は３００ボルトであり、また、基準電圧Ｖｒｅｆ１は５ボルトまたはＶｉｎである。
【００３４】
第２の比較器１２２は、図に示されているように、電流感知抵抗器３６に結合された反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する非反転入力を有しており、また、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合された出力信号１３６を提供している。比較器１２２は、コンデンサ電流Ｉｃａｐ１３２が極めて小さくなったこと、たとえばそのピーク値の約１０％になったことを感知している。そのために、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、通常、伝搬遅延または他の望ましくない影響を考慮するために、接地より上の抵抗器３６の抵抗によって数十ミリアンペア倍されている。
【００３５】
ＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２は、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望の電圧レベルに到達し、かつ、抵抗器３６によって感知されるコンデンサ電流が不連続になることによって決定される所与のスイッチサイクルの間に出力コンデンサが完全充電された状態の両方が真になると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを示す制御信号を提供する。詳細には、制御信号１１２は、比較器１１４および比較器１２２の両方の出力がハイである場合にのみハイになる。制御信号１１２はラッチ１１６をセットし、このラッチ１１６の出力によって、制御信号１１２の各立上りエッジでパルス形態の充電完了信号Ｖｃｄ１３８が提供される。この充電完了信号を使用して充電器８０を停止させることができる。
【００３６】
また、図２Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路１１０の動作を示すために、回路８０に関連するいくつかの波形が示されている。詳細には、波形１３０は分岐点１３０のレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形１３２はコンデンサ電流Ｉｃａｐを示している。波形１３４は比較器１１４の出力信号を示しており、波形１３６は比較器１２２の出力信号を示している。また、波形１１２は、ＡＮＤゲート１１８の出力における制御信号１１２を示している。
【００３７】
また、スイッチ２２がターンオフする際に生じる電圧スパイクが散逸した後のレベルシフトスイッチ電圧１３０より高い基準電圧Ｖｒｅｆ１が示されており、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが未だ所望のレベルに到達していないことを示している。しかしながら、電圧スパイクのピークの一部は実際に基準電圧Ｖｒｅｆ１より高くなり、したがって図に示されているように、比較器１１４の出力信号１３４はそれに応じて変化する。コンデンサ電流１３２が極めて小さくなると、比較器１２２の出力信号１３６がハイになる。しかしながら、比較器１１４の出力信号１３４はローであるため、制御信号１１２はローを維持し、これは、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していないため、望ましい。
【００３８】
また、図２Ｂを参照すると、図２Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、基準電圧Ｖｒｅｆ１より高いスイッチ電圧１３０で示されているように、出力電圧は所望のレベルに到達している。したがって、比較器１１４の出力信号１３４は、時間Ａで電圧スパイクに応答して変化した後、電圧スパイクが散逸してもハイを維持する。もっと後の時間、ここでは時間Ｂで、コンデンサ電流Ｉｃａｐ１３２が小さい値に減少し、比較器１２２の出力信号１３６がハイになる。時間Ｂでは比較器１１４の出力信号１３４もハイであるため、図に示されているようにＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２がハイになる。
【００３９】
この構造によれば、スイッチ２２がターンオフする際に一般的にはスイッチ電圧Ｖｓｗに生じる電圧スパイクによる制御信号１１２および充電完了信号Ｖｃｄ１３８に対する影響が防止される。これは、コンデンサ電流が極めて小さくなり、その頃には電圧スパイクの原因になるリンギングが散逸し終えることになる場合にのみ、制御信号１１２を出力電圧が所望のレベルに到達したことを示すハイにすることができることによるものである。したがって、スイッチ電圧１３０に対する電圧スパイクによって、出力電圧が所望のレベルに到達していない時点で比較器１１４の出力信号１３４がハイになったとしても、コンデンサ電流１３２が所望の小さい値に到達していないことになるため、制御信号１１２はハイにはならない。
【００４０】
回路１１０は抵抗器３６の両端間の電圧に応答しているが、出力コンデンサ電流すなわち二次巻線電流を感知するための他のスキームを使用して、コンデンサ電流が所望の小さい値に減少したことを決定するための入力を比較器１２２に提供することも可能であることは理解されよう。
【００４１】
図３を参照すると、代替コンデンサ充電回路実施形態１４０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路１４０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（同じく図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。回路１４０は、回路１４０が他の代替出力電圧感知回路１４４を備えている点で図２の充電器８０とは異なっている。それぞれ図１および２の出力電圧感知回路４０および１１０と同様、回路１４４は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧Ｖｓｗに生じる電圧スパイクに応答して不適切な感知が生じないことを保証する方法で変圧器１８の一次側から出力電圧を感知している。
【００４２】
出力電圧感知回路１４４は、加算要素１６２、および抵抗器１６４、１６８からなる抵抗器分割器の形態のレベルシフタを備えている。加算要素１６２は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器１６４に結合された出力を有している。抵抗器１６４および１６８の接続部（すなわち分岐点１４２）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。
【００４３】
出力電圧感知回路１４４は、さらに、抵抗器１６４と１６８の間の接続部で分岐点１４２に結合された非反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力を有し、かつ、出力信号１５０を提供する第１の比較器１４８を備えている。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比を介して、出力電圧Ｖｏｕｔに対する所望の十分な充電レベルに対応するように選択される。一実例実施形態では、所望の出力電圧は３００ボルトであり、また、基準電圧Ｖｒｅｆ１は５ボルトまたはＶｉｎに等しい。比較器出力信号１５０は、比較器出力信号を遅延させ、ＡＮＤゲート１５６に遅延信号１５８を提供する遅延要素１５２に結合されている。
【００４４】
第２の比較器１６０は、図に示されているように、抵抗器１６４と１６８の間の接続部で分岐点１４２に結合された反転入力および第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力を有しており、また、ＡＮＤゲート１５６の第２の入力に出力信号１６２を提供している。ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４は、図３Ａおよび３Ｂを考察すれば明らかになるように、（ａ）出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望のレベルに到達したために遅延が生じた状態、および（ｂ）遅延要素１５２と基準電圧Ｖｒｅｆ２の組合せによって確立される所与のスイッチサイクルの間にコンデンサ２６が完全充電された状態の両方が真になると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを示す制御信号１６４を提供する。制御信号１６４はラッチ１５４をセットし、このラッチ１５４の出力によって、制御信号１６４の一方のエッジ、たとえば立上りエッジにのみ応答して、コンデンサが完全充電状態に充電されたことを示すパルス形態の「充電完了」信号Ｖｃｄ１６６が提供される。一実例実施形態では、充電完了信号Ｖｃｄ１６６がコンデンサ２６が完全充電されたことを示すハイになると、充電器１４０が停止する。
【００４５】
図３Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路１４４の動作を示すために、回路１４０に関連する特定の波形が示されている。波形１４２は、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧Ｖｓｗを基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２との関係で示したものである。波形１５０は比較器１４８の出力信号を示したものであり、波形１５８は遅延要素１５２の出力信号を示したものである。波形１６２は比較器１６０の出力信号を示したものであり、また、波形１６４はＡＮＤゲート１５６の出力である制御信号を示したものである。
【００４６】
動作中、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに到達すると、比較器出力信号１５０がハイになる。ここでは、スイッチがターンオフすると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していないにもかかわらず分岐点１４２に電圧スパイクが生じ、そのために、図に示されているように比較器１４８の出力信号１５０が何度か変化している。
【００４７】
分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２未満まで降下すると、図に示されているように比較器１６０の出力信号１６２がハイになる。ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４がハイになるのは、遅延信号１５８および比較器出力信号１６２の両方がハイのときのみである。ここでは、遅延信号１５８および比較器出力信号１６２の両方が同じ時間にハイではないため、制御信号１６４はローを維持し、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルに到達していないことを正確に示している。
【００４８】
また、図３Ｂを参照すると、図３Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは所望のレベルに到達している。したがって比較器１４８の出力信号１５０は、スイッチ電圧に対する、基準電圧Ｖｒｅｆ１を交差する電圧スパイクによって何度か変化した後、電圧スパイクが散逸するとハイを維持する。しかしながら、ここでは、スイッチ電圧が降下して基準電圧Ｖｒｅｆ２を交差すると、そのために比較器１６０の出力信号１６２がハイになり、延いては、図に示されているようにＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４が同じくハイになり、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを正確に示している。
【００４９】
遅延要素１５２によって提供される遅延は、少なくとも、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧がそのプラトーから基準電圧Ｖｒｅｆ２まで降下するのに要する時間に対応するように選択される。しかしながら、この遅延は、分岐点１４２の電圧スパイクによる誤ったコンデンサ完全充電の表示が防止されるだけの十分な短さでなければならない。一実例実施形態では、遅延要素１５２は、たとえば１００ナノ秒などの６０ナノ秒と１５０ナノ秒の間の程度の遅延を提供している。従来の回路シミュレーション技法を使用して最適遅延を洗練させることができる。
【００５０】
図４を参照すると、他の代替コンデンサ充電回路１７０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。回路１７０は、図に示されているように、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および負荷３０に結合されたコンデンサ２６を備えている。回路１７０は、スイッチ分岐点３８に結合された、例としてそれぞれ図１、２および３の回路４０、１１０および１４４のうちの任意の形態を取ることができる出力電圧感知回路１７６を備えている。
【００５１】
充電器１７０は、さらに、コンデンサ２６に直列に結合された、コンデンサ電流Ｉｃａｐを感知するための抵抗器１７８およびスイッチ制御回路１７４を備えている。スイッチ制御回路１７４は、図１に関連して上で説明した回路２８に代替スイッチ制御スキームを提供している。ここでは、感知された一次巻線電流に応答して各スイッチサイクルのオン時間部分が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答してオフ時間部分が制御される。出力コンデンサ電流は、図に示されているように出力コンデンサ２６と接地の間に結合された抵抗器１７８を使用して感知される。
【００５２】
出力コンデンサ電流Ｉｃａｐは、スイッチ制御回路１７４によって使用される以外の他の理由またはそれと他の何らかの理由で感知することも可能であることは当業者には理解されよう。このような理由の１つは、たとえば図２に関連して説明し、かつ、示したように出力電圧感知回路が使用するためである。コンデンサ電流を感知するもう１つの理由は、以下で説明するようにコンデンサの充電速度を速くするための図６の回路が使用するためである。
【００５３】
スイッチ制御回路１７４は、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力および抵抗器１９０に結合された非反転入力を有する第１の比較器１８２を備えている。抵抗器１９０の両端間の電圧は一次巻線電流Ｉｐｒｉに比例する。したがって一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定の電流レベルより大きい場合、比較器１８２の出力信号はハイ論理レベルにあり、また、一次巻線電流Ｉｐｒｉが第１の所定のレベルより小さい場合はロー論理レベルにある。
【００５４】
スイッチ制御回路１７４は、さらに、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力および抵抗器１７８に結合された反転入力を有する第２の比較器１８４を備えている。したがって出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定の電流レベルより大きい場合、比較器１８４の出力信号はロー論理レベルにあり、また、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが第２の所定のレベルより小さい場合はハイ論理レベルにある。
【００５５】
図に示されているように、比較器１８２の出力信号は、フリップフロップすなわちラッチ１８８のリセット入力に結合されており、また、比較器１８４の出力信号はラッチ１８８のセット入力に結合されている。ラッチ１８８の出力信号は、スイッチ２２のゲートに制御信号を提供している。
【００５６】
動作中、一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定のレベルに到達すると、ラッチ１８８がリセットされてスイッチ２２がターンオフする。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定のレベル未満まで降下すると、ラッチ１８８がセットされてスイッチ２２がターンオンする。基準電圧Ｖｒｅｆ２を適切に選択することにより、連続動作と不連続動作の間の境界条件で回路１７０を動作させることができる。
【００５７】
上で説明したスイッチ制御回路１７４は、とりわけ、広範囲にわたる電圧が負荷によって要求される実例閃光充電器アプリケーションにおける容量性負荷３０を充電するための有効なスキームを提供している。さらに、このスキームは、現在使用されている回路よりも単純な回路で有効な性能を達成している。これは、出力コンデンサ２６に結合された抵抗器１７８を使用してコンデンサ電流を感知していることによるものである。上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号の場合、感知抵抗器を通って流れる二次電流の方向のため、負の電圧が基準電圧と比較されている。
【００５８】
また、図５を参照すると、代替充電回路実施形態２００が示されており、同様の参照番号は同様のコンポーネントを表している。したがって、回路２００は、図に示されているように結合された入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。また、同じく出力電圧感知回路１７６が示されている。
【００５９】
充電回路２００は、さらに、出力コンデンサ２６と接地の間に結合された抵抗器１７８を備えており、この抵抗器１７８の両端間に、出力コンデンサを通って流れる電流Ｉｃａｐを表す電圧が提供される。この場合も、図４の実施形態と同様、出力コンデンサ電流は、スイッチ制御回路が使用するために感知される。
【００６０】
この充電回路２００は、図４の回路１７０とはスイッチ制御回路２０２が異なっている。スイッチ制御回路２０２は、スイッチ制御回路１７４と同じタイプの適応速度制御を達成しているが、抵抗器１９０（図４）は不要である。したがって、この場合も、感知された一次巻線電流Ｉｐｒｉに応答して各スイッチサイクルのオン時間部分が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答してオフ時間部分が制御される。スイッチ２２がオンである場合、抵抗器１７８の両端間の電圧は、一次巻線電流Ｉｐｒｉを表している。これは、スイッチ２２がオンである場合は二次電流が流れず、したがって抵抗器１７８を通って流れる電流は一次電流Ｉｐｒｉのみであることによるものである。一方、スイッチ２２がオフである場合、抵抗器１７８の両端間の電圧は出力コンデンサ電流Ｉｃａｐを表している。
【００６１】
スイッチ制御回路２０２は、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力および抵抗器１７８に結合された非反転入力を有する第１の比較器２０４を備えている。したがって、一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定のレベルより大きい場合、比較器２０４の出力信号はハイ論理レベルにあり、また、一次巻線電流が第１の所定のレベルより小さい場合はロー論理レベルにある。
【００６２】
スイッチ制御回路２０２は、さらに、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力および抵抗器１７８に結合された反転入力を有する第２の比較器２０８を備えている。したがって、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定のレベルより大きい場合、比較器２０８の出力信号はロー論理レベルにあり、また、出力コンデンサ電流が第２の所定のレベルより小さい場合はハイ論理レベルにある。
【００６３】
比較器２０４の出力信号は、フリップフロップすなわちラッチ２１２のリセット入力に結合されており、また、比較器２０８の出力信号はセット入力に結合されている。ラッチ２１２の出力信号は、図に示されているようにスイッチ２２のゲートに結合されている。
【００６４】
動作中、一次巻線電流が基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定のレベルに到達すると、ラッチ２１２がリセットされてスイッチ２２がターンオフする。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定のレベル未満まで降下すると、ラッチ２１２がセットされてスイッチ２２がターンオンする。
【００６５】
図６を参照すると、他の代替コンデンサ充電回路２２０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって充電器２２０は、図に示されているように、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（ここでは図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および負荷３０に結合されたコンデンサ ２６を備えている。スイッチ制御回路２８には、別法として、それぞれ図４および５に関連して説明した回路１７４および２０２のうちの１つを提供することができることは理解されよう。
【００６６】
回路２２０は、さらに、ここではＭＯＳＦＥＴデバイスとして提供されている補助スイッチ２２４および関連する、ダイオード２４の逆回復時間を短くし、かつ、二次巻線寄生容量の放電速度を速くするために提供される回路を備えている。また、図６には、補助スイッチ２２４の利点を示すために、変圧器１８の寄生要素を含んだフライバック変圧器１８のモデルが示されている。詳細には、変圧器磁化インダクタンス１８ｃ、実効寄生容量１８ｄおよび漏れインダクタンス１８ｅが示されている。
【００６７】
ダイオード逆回復時間を短くすることが望ましい理由は、逆回復時間の間、寄生容量およびダイオードを通って流れる、一次側へ反射した電流（つまり、スイッチ２２がオフであるため、この電流は主として磁化インダクタンス１８ｃを通って流れる）によって、負の電流が磁化インダクタンス１８ｃを通って流れ（図６の１８ｃおよび１８ａループを時計方向に流れる電流）、したがってスイッチ２２がターンオンする際に負の初期スイッチ電流が流れることによるものである。負の一次電流スイングの大きさは、出力電圧に伴って大きくなる。負のスイッチ電流は、最小スイッチサイクルを制限し、したがってコンデンサ２６の充電速度が遅くなる。ダイオード逆回復時間を短くすることにより、負の初期電流が小さくなり、また、スイッチングサイクルがより短くなるため、コンデンサ２６が他の可能な方法よりも速く充電される。たとえば、補助スイッチ２２４を使用することにより、コンデンサの充電時間を６％〜８％程度短くすることができる。
【００６８】
補助スイッチ２２４は、主スイッチ２２に並列に結合されており、したがってスイッチ２２４のドレインはスイッチ２２のドレインに結合され、また、スイッチ２２４のソースはスイッチ２２のソースおよび接地に結合されている。スイッチ２２４がオンの場合、スイッチ分岐点３８は、スイッチ２２４を介して接地に結合される。スイッチ２２４がオフの場合、スイッチ２２４は、スイッチ分岐点３８から分離される。スイッチ２２４のゲートは、比較器２２８の出力に結合されている。スイッチ２２４は、スイッチ２２より速い応答を有するために、主スイッチ２２より大きいスイッチオン抵抗および主スイッチ２２より小さい容量を有するように選択される。
【００６９】
比較器２２８は、図に示されているように、出力コンデンサ電流感知抵抗器１７８に結合された反転入力および接地に結合された非反転入力を有している。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐがゼロアンペア未満に減少すると、比較器２２８の出力がハイになり、それにより補助スイッチ２２４がターンオンする。これがダイオード回復間隔の開始である。
【００７０】
スイッチ２２４がオンである場合、ダイオード回復時間のため、変圧器の二次巻線１８ｂを通って流れる電流から反射した電流Ｉｐｒｉは、スイッチ２２４を通って接地へ流れる。そのために分岐点３８のスイッチ電圧Ｖｓｗがより速く減少し、したがって次のスイッチサイクルをより短い遅延で開始することができるため、コンデンサ２６の総充電時間を短くすることができる。
【００７１】
図６Ａを参照すると、図６の回路２２０と同様であるが補助スイッチ２２４が除去された回路の動作を示すことによって補助スイッチ２２４の利点を示すために様々な波形が提供されている。つまり、図６Ａの波形３８、２３２、２３４および２３８は、補助スイッチ２２４が使用されていない回路２２０の動作を示している。詳細には、波形３８は分岐点３８のスイッチ電圧Ｖｓｗを示しており、波形２３２は出力電圧Ｖｏｕｔを示している。波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを通って流れる一次電流Ｉｐｒｉを示しており、また、波形２３８は二次電流Ｉｓｅｃを示している。
【００７２】
明らかなように、二次電流Ｉｓｅｃ２３８が時間Ａでゼロアンペアに到達し、スイッチ２２がターンオンすると、正の一次電流が流れ始めることができるよう、ダイオード２４が回復し、したがって分岐点３８のスイッチ電圧が時間Ｂで入力電圧レベルまで降下するためには１１４ナノ秒程度の時間が必要である。各サイクルの間のこの１１４ナノ秒の逆回復間隔プラス一次電流Ｉｐｒｉが負のピーク電流からゼロまでランプするための時間が、最小スイッチサイクルあるいは最大スイッチング周波数を制限しており、延いては出力コンデンサ２６の充電速度を遅くしている。回路２２０からスイッチ２２４を除去することにより、コンデンサ２６を完全充電するために要する時間は７６μｓ程度になる。
【００７３】
また、図６Ｂを参照すると、波形３８、２３２、２３４および２３８は、上で説明したように機能する補助スイッチ２２４を備えた回路２２０の動作を示している。詳細には、波形３８は分岐点３８のスイッチ電圧を示しており、波形２３２は出力電圧を示している。波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを通って流れる一次電流Ｉｐｒｉを示しており、また、波形２３８は二次電流Ｉｓｅｃを示している。上で説明したように動作する補助スイッチ２２４を使用することにより、二次電流２３８が時間Ａでゼロアンペアに到達すると、補助スイッチ２２４が十分な速さでターンオンする。二次巻線を通って流れる回復電流の大きさが大きいほど回復時間が短くなり、したがってスイッチ分岐点電圧がより速く減少し、また、負の一次電流のスイングがより小さくなる。詳細には、一次電流がより小さい負の電流から流れ始めることができるよう、ダイオード２４が回復し、したがって分岐点３８の電圧が時間Ｂで入力電圧レベルまで降下するために要する時間は、たったの５８ナノ秒程度である。したがって、補助スイッチ２２４によって各スイッチサイクルが短くなり、それにより補助スイッチがない回路と比較するとコンデンサ２６の充電に要する時間が短縮される。この構造によれば、コンデンサ２６がより速く充電され、たとえば一実例実施形態では６％〜８％程度速く充電される。回路２２０に補助スイッチ２２４を使用することにより、コンデンサ２６を完全充電するために要する時間はたったの７０μｓ程度になる。
【００７４】
図７を参照すると、代替コンデンサ充電回路２５０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。コンデンサ充電回路２５０は、上で説明した回路と同じ汎用フライバックトポロジーの回路であり、したがって、入力電圧すなわち電池電圧を提供する、ここではＶＢＡＴのラベルが振られている入力電圧源１４、一次巻線１８ａおよび二次巻線１８ｂを有する変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８、ダイオード２４、およびカメラ閃光などの負荷を両端間に結合することができる出力コンデンサ２６を備えている。スイッチ制御回路２８は様々な形態を取ることができる。たとえば、スイッチ制御回路は、図２に関連して説明した、一次電流レベルに応答してスイッチオン時間が制御され、また、スイッチ電圧ＶＳＷのレベルに応答してスイッチオフ時間が制御されるタイプの回路であっても、あるいは図４に関連して説明した、一次巻線電流に応答してオン時間が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流に応答してオフ時間が制御されるタイプの回路であってもよい。別法としては、スイッチ制御回路２８は、一次電流レベルに応答してスイッチオン時間が制御され、また、スイッチ電圧の勾配の極性変化を検出することによってスイッチオフ時間が制御される図１１の回路４０６の形態を取ることも可能である。
【００７５】
回路２５０は、本発明の一態様による「リフレッシュ」機能を実施するための出力電圧感知回路２５４を備えている点で、上で説明したコンデンサ充電回路とは異なっている。出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達すると、コンデンサの充電が終了してスイッチ２２がターンオフし、それにより電力が節約される。コンデンサが充電されている間の時間間隔（すなわちスイッチがターンオンおよびターンオフする時間間隔）は、本明細書においては「充電モード」と呼ばれている。コンデンサ２６を実質的に完全充電の状態に維持するためには、出力電圧レベルを検出し、コンデンサを完全充電状態に維持する必要性に応じてコンデンサを再充電する（つまりリフレッシュすなわち補給する）ことが望ましい。
【００７６】
上で説明した出力電圧感知回路と同様、回路２５４は、一般的に高出力電圧回路における二次側電圧感知に関連する高電力散逸を回避するためには望ましいように、変圧器１８の一次側から出力電圧Ｖｏｕｔを感知しており、また、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに生じる電圧スパイクに応答した不適切な感知を防止する方法で変圧器１８の一次側から出力電圧Ｖｏｕｔを感知している。
【００７７】
有利には、出力電圧感知回路２５４は、充電モードが終了した後でも出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に検出する。したがって、回路２５４は、充電モードの間増加する出力電圧として、また、充電モードが終了すると徐々に減少する出力電圧の両方としての出力電圧の一次側反射に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを検出している。この構造によれば、充電モードは、検出した出力電圧Ｖｏｕｔがコンデンサの電荷を補給しなければならないことを示すまで開始されないため、充電モードは不必要に開始されない。
【００７８】
出力電圧感知回路２５４は、差電圧発生器２５６および減衰器２５８を含むために図７にはブロック図の形で示されている。これらの要素は、たとえば図１に関連して上で説明した加算要素５０および抵抗器５４、５８からなるレベルシフタなどの同様の要素に類似している。したがって差電圧発生器２５６は一次巻線１８ａの両端間に電圧を提供し、減衰器２５８は差電圧のレベルをシフトダウンしている。したがって減衰器の出力電圧ＶＡは、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。減衰器２５８の出力部分には、減衰電圧ＶＡを平均化すなわち平滑化するためのフィルタ（図８、１０および１０Ａに示されている）を提供することができる。
【００７９】
サンプルアンドホールド回路２６０は減衰電圧ＶＡに応答し、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨを提供している。サンプルアンドホールド回路２６０は様々な形態を取ることができる。たとえば、図８の実施形態では、サンプルアンドホールド回路は、スイッチがオフしている時間の間、減衰電圧をサンプリングし、かつ、その後にサンプリングした電圧をホールドするように動作している。図１０の実施形態では、サンプルアンドホールド回路は、減衰電圧ＶＡのピークまでコンデンサを充電しており、したがってピーク充電器として記述することも可能である。また、図１０Ａでは、サンプルアンドホールド回路は使用されていない。
【００８０】
出力電圧感知回路２５４は、さらに、出力コンデンサ２６の放電特性を複製し（つまり、より一般的には、出力コンデンサ放電特性に対して所定の関係を有する放電特性を示す）、かつ、充電モード制御回路２７０に調整電圧ＶＲＥＧを提供する出力複製回路２６４を備えている。調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧が上昇する際の出力電圧Ｖｏｕｔを追跡し（つまり出力電圧の正の勾配を追跡し）、そして重要なことに、出力電圧が降下する際の出力電圧も追跡する（つまり出力電圧の負の勾配も追跡する）。以下で説明するように、充電モードは調整電圧ＶＲＥＧに基づいて開始され（つまりコンデンサ２６が補給され）、したがって測定された出力電圧降下の指示に基づいて開始される。この構造によれば、必要な充電モードの開始に先立つ不必要な充電モードの開始が回避されるため、電力が節約される。
【００８１】
より詳細には、出力コンデンサ２６は、容量および該容量と結合した漏れ抵抗を有している。この漏れ抵抗は、説明を目的として個別の抵抗器要素２７で示されている。出力複製回路２６４は、図８、１０および１０Ａの実施形態に示されているＲＣ回路網を形成する抵抗器およびコンデンサを備えていることが好ましい。ＲＣ回路網のＲＣ時定数は、出力コンデンサ２６の容量および漏れ抵抗に関連するＲＣ時定数に対して所定の関係を有している。たとえば、回路２６４のＲＣ時定数は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に実質的に等しくすることができる。したがって、この場合、調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧Ｖｏｕｔと同じ速度で上昇および降下すなわち減少することになる。別法としては、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数より小さくなるように回路２６４のＲＣ時定数を選択することも可能であり、その場合、調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧より速く上昇および降下することになる。この構造は、場合によっては、出力電圧をより緊密に調整することが望ましいアプリケーションに有利である。また、回路２６４のＲＣ時定数は、出力コンデンサのＲＣ時定数より大きくすることも可能である。
【００８２】
調整電圧ＶＲＥＧが出力電圧に対して所定の速度で減少することを保証するためには、回路２６４および出力コンデンサ２６が同様の温度変化に遭遇するよう、それらを近接して配置することが有利である。実例閃光充電器アプリケーションの場合、コンポーネントをカメラの内側に収納することができるため、それらを十分に近接した間隔で配置することができる。また、出力コンデンサ２６およびＲＣ回路網２６４のコンデンサには、いずれも電解コンデンサなどの同じタイプのコンデンサを使用することが利点である。出力複製回路２６４は、本明細書においてはＲＣ回路網として記述されているが、ＬＲ回路網などの代替回路を使用して出力コンデンサを複製することも可能であり、詳細には、電圧が減少する速度すなわち放電特性に関して複製することができることは当業者には理解されよう。
【００８３】
充電モード制御回路２７０は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧおよび減衰電圧ＶＡ（または点線で示されている、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨ）に応答し、スイッチ制御回路２８にイネーブル信号ＶＥＮを提供している。イネーブル信号ＶＥＮがたとえばハイ論理レベルなどの第１の論理レベルにある場合、スイッチ制御回路２８がイネーブルされてスイッチ２２がターンオンおよびターンオフする（すなわち充電モードがイネーブルされる）。一方、イネーブル信号ＶＥＮがたとえばロー論理レベルなどの第２の論理レベルにある場合、スイッチ制御回路がディセーブルされ、したがってスイッチのターンオンおよびターンオフが妨げられ、充電モードが終了する（すなわち充電モードがディセーブルされる）。
【００８４】
また、図８を参照すると、図７の出力電圧感知回路２５４の一実施形態２７４が示されている。出力電圧感知回路２７４は、利得Ａを有する演算増幅器２７６の形態の差電圧発生器を備えている。したがって増幅器２７６の出力は、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する一次巻線電圧の減衰バージョンである。一実例実施形態では、公称出力電圧は３００ボルト程度であり、公称入力電圧は１．５ボルトないし１０ボルト程度であり、変圧器巻数比は１０程度であり、また、増幅器の利得Ａは１／２６程度であり、公称増幅器出力電圧は１．２ボルト程度である。
【００８５】
フィルタ２７８は、演算増幅器２７６の出力に結合されており、ここでは抵抗器２８０およびコンデンサ２８２を含んだＲＣフィルタの形態で提供されている。フィルタ２７８は、図１のフィルタに関連して上で説明したように、反射した電圧を平均化すなわち平滑化し、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの少なくとも大半を除去している。ここでは減衰電圧ＶＡであるフィルタの出力電圧は、回路分岐点２９０に提供される。
【００８６】
フィルタ２７８は、ここでは比較器２８４、スイッチ２８６およびコンデンサ２８８からなるサンプルアンドホールド回路に結合されている。比較器２８４は、フィルタ２７８に結合された非反転入力、コンデンサ２８８に結合された反転入力、およびスイッチ２８６の制御端子に結合された出力を有している。スイッチ２８６は、フィルタ２７８とコンデンサ２８８の間に直列に結合されている（つまり回路分岐点２９０と、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨが提供される回路分岐点２９２との間に直列に結合されている）。
【００８７】
動作中、分岐点２９０の電圧が分岐点２９２の電圧よりもスイッチ２８６の順電圧降下を上回る分だけ高くなると、比較器２８４の出力がハイになってスイッチ２８６がターンオンし、それによりコンデンサ２８８が分岐点２９０の減衰電圧ＶＡのレベルまで充電される（つまり反射した出力電圧がサンプリングされる）。他の時間では比較器の出力はローであり、スイッチ２８６は導通しないため、予めサンプリング済みの電圧がホールドされることになる。この方法によれば、回路分岐点２９２の電圧ＶＳＨは、出力電圧Ｖｏｕｔの正の勾配を追跡する。
【００８８】
サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨはバッファ２９４に結合されており、バッファ２９４は、ここでは抵抗器３０２およびコンデンサ３０４からなるＲＣ回路網３００の形態の出力複製回路網に結合されている。この構造によれば、ＲＣ回路網３００は、ＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧが出力電圧の正の勾配を追跡するよう、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨを使用して充電される。したがってサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨは、充電モードがイネーブルされ、出力コンデンサが充電される際の調整電圧ＶＲＥＧに実質的に等しい。バッファ２９４は、ＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧがコンデンサ２８８を介して放電されるのを防止している。これは、ローになるイネーブル信号ＶＥＮ３２６に応答してオープンコレクタ出力を提供するトライステートバッファの形態のバッファ２９４を提供することによって達成される。したがって、バッファ２９４は、イネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになると（つまり充電モードが終了すると）、ＲＣ回路網３００をサンプルアンドホールド回路から解放する。バッファ２９４は、さらに、スイッチ２８６が閉じると、コンデンサ３０４を充電するための電流充電機能を提供している。
【００８９】
充電モード制御回路は、バッファ２９４、「完全充電」比較器３１０、「低充電」比較器３１４およびフリップフロップ３１８を備えている。フリップフロップ３１８の出力は、スイッチ制御回路２８（図７）にイネーブル信号ＶＥＮ３２６を提供している。比較器３１０は、ここではサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３１２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３１０の出力は、フリップフロップ３１８にリセット信号ＶＲ３２０を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３１０の出力がハイになってフリップフロップ３１８がリセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになって充電モードが終了する。したがってリセット信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、完全充電状態であることを指示するよう比較器３１０の出力が変化するように選択される。
【００９０】
比較器３１４は、ここではＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ２９６に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３１６に結合された非反転入力である第２の入力を有している。比較器３１４の出力は、フリップフロップ３１８にセット信号ＶＳ３２２を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３１４の出力がハイになってフリップフロップ３１８がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮがハイになって充電モードが開始される。したがってセット信号ＶＳ３２２は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。ここでは、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３１６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３２２がハイになるように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３２６がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになって充電モードが終了する。
【００９１】
図９を参照すると、図７および８のコンデンサ充電回路に関連する実例波形が示されている。詳細には、図に示されているスイッチ電圧ＶＳＷ波形の第１のサイクルには、スイッチ２２がターンオンおよびターンオフする（それぞれｔｏｎおよびｔｏｆｆのラベルが振られている）「充電モードイネーブル」のラベルが振られたインターバルが含まれている。また、このスイッチ電圧ＶＳＷ波形には、スイッチ２２がオフを維持する「充電モードディセーブル」インターバルが含まれている。
【００９２】
また、図９には実例出力電圧Ｖｏｕｔ波形が示されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチ２２がターンオフし、その時点で、一次巻線１８ａから二次巻線に、また、二次巻線から出力コンデンサ２６に電荷が引き渡される毎に上昇している。図９には、出力電圧Ｖｏｕｔと関連して、ＦＣのラベルが振られた完全充電レベルおよびＵＣのラベルが振られた許容不可充電レベルが示されている。ＦＣレベルは、コンデンサ２６が完全に充電されていると見なされる所望の電圧レベルを表しており、また、ＵＣレベルは、それ未満では出力電圧を許容することができない電圧レベルであり、したがってそれ未満では、コンデンサの電荷を補給しなければならない電圧レベルである。典型的な閃光充電器アプリケーションの場合、ＵＣレベルは、ＦＣレベルよりも１０パーセントないし２０パーセント程度低い。
【００９３】
図８の回路分岐点２９０に提供される減衰電圧ＶＡは、Ｖｒｅｆ１電圧およびＶｒｅｆ２電圧に関連して示されている。Ｖｒｅｆ１電圧は、完全充電されたコンデンサ電圧レベルに対応するように選択され、また、Ｖｒｅｆ２電圧は、低コンデンサ電圧レベルすなわち許容不可コンデンサ電圧レベルに対応するように選択されることを思い出されたい。
【００９４】
また、調整電圧ＶＲＥＧ２９６も、Ｖｒｅｆ１電圧およびＶｒｅｆ２電圧に関連して示されている。調整電圧ＶＲＥＧは、減衰電圧ＶＡが、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨよりスイッチ２８６の微小電圧降下だけ高くなると大きくなることを思い出されたい。したがって、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨは、充電モードの間、実質的にＶＲＥＧ電圧２９６に等しい。より詳細には、ここでは、減衰電圧ＶＡは、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨよりスイッチ２８６の順方向降下を超えて高くなっており、それにより、ｔ１、ｔ２、ｔ６およびｔ８のラベルが振られた時間でスイッチ２８６が閉じ、ＶＲＥＧ電圧が上昇している。調整電圧ＶＲＥＧは、時間ｔ２より少し後の時間ｔ３でＶｒｅｆ１電圧より高くなり、それによりリセット信号ＶＲ３２０がハイになって出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達したことを示す。リセット信号ＶＲ３２０がハイになると、イネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになり、それにより、図に示されているように充電モードがディセーブルされる。
【００９５】
充電モードがディセーブルされると、出力電圧Ｖｏｕｔが徐々に減少すなわち降下する。この実例実施形態では、負荷が存在しない場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、主として漏れ抵抗２７のため、出力コンデンサ２６をゼロボルトから約３００ボルトの完全充電まで充電するのに要する時間と比較すると、極めて緩やかに減少する。たとえば、出力コンデンサが１０μｆのコンデンサであり、電池電圧が１．８ボルトないし１０ボルト程度である一実例実施形態では、出力コンデンサをゼロボルトから３００ボルトまで充電するのに要する時間は１ｓ程度であり、また、出力電圧がその完全充電レベルの９０％まで減少するのに要する時間は２２ｓ程度である。図面を分かり易くするために、コンデンサ放電の時間スケールは、図９では短縮されている。一般に、調整電圧ＶＲＥＧをＶｏｕｔからＶＴまで放電させるために要する時間は、Ｔ＝Ｒ・Ｃ・ｌｎ（Ｖｏｕｔ／ＶＴ）で与えられる。時間ｔ４では、出力電圧は、完全充電レベルより若干高いレベルから完全充電レベルまで降下し、また、調整電圧ＶＲＥＧはＶｒｅｆ１レベルまで降下しており、リセット信号ＶＲ３２０をローにしている。
【００９６】
重要なことには、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する速度は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧが減少する速度に実質的に等しい。最も一般的には、所定の関係は、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する速度と調整電圧ＶＲＥＧが減少する速度との間に存在していることを思い出されたい。図９の実施例の場合、これらの速度は同じである。上で言及したように、いくつかの実施形態では、出力電圧をより厳格に調整するための方法として、場合によっては、出力コンデンサに関連する時定数より短くなるように回路網３００のＲＣ時定数を設定することが望ましい。
【００９７】
出力電圧Ｖｏｕｔは、図に示されているように、時間ｔ５までには許容不可能なレベルＵＣまで減少している。調整電圧ＶＲＥＧは、その若干後にＶｒｅｆ２電圧レベル未満まで降下し、それによりセット信号ＶＳ３２２がハイになってフリップフロップ３１８がセットされ、したがってイネーブル信号ＶＥＮ３２６がハイになって充電モードが開始される。
【００９８】
充電モードがイネーブルされると、出力電圧Ｖｏｕｔが再び上昇を開始し、時間ｔ６までには許容不可能な充電レベルＵＣより高くなる。調整電圧ＶＲＥＧは、その若干後の時間ｔ７でＶｒｅｆ２電圧より高くなり、セット信号ＶＳ３２２がローになる。図に示されているように、各スイッチオフ時間の間、出力電圧は上昇し続け、また、調整電圧ＶＲＥＧは出力電圧の上昇を追跡する。
【００９９】
また、図１０を参照すると、図７の出力電圧感知回路２５０の代替実施形態３５０が示されている。本質的には、この出力電圧感知回路３５０は、以下で説明するように、図８の回路２７４とはサンプルアンドホールド回路が異なっている。したがって、出力電圧感知回路３５０は、図８の演算増幅器２７６と同様の、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧に比例する一次巻線電圧の減衰バージョンを提供する演算増幅器３５４を備えている。回路３５０は、さらに、図８のフィルタ２７８と同様の、反射した電圧を円滑にし、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの大半を除去するフィルタ３５６を備えている。
【０１００】
出力電圧感知回路３５０は、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４を備えた出力複製ＲＣ回路網３７０を備えている。この場合も、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網３７０が提供されるように選択される。
【０１０１】
ここでは減衰電圧ＶＡである分岐点３６２の電圧は、比較器３６４およびスイッチ３６６を備えたサンプルアンドホールド回路に結合されている。比較器３６４の第２の入力は調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答し、また、比較器の出力はスイッチ３６６の制御端子に結合されている。スイッチ３６６は、図に示されている電池電圧ＶＢＡＴなどの電圧源とＲＣ回路網３７０の間に結合されている。
【０１０２】
動作中、減衰電圧ＶＡ３６２が調整電圧ＶＲＥＧ３６８より高くなると、比較器３６４の出力が論理ハイレベルに変化してスイッチ３６６が導通する。スイッチ３６６がオンになると、電池電圧ＶＢＡＴによってコンデンサ３７４が充電される。したがって、比較器３６４およびスイッチ３６６は、ＶＲＥＧ電圧３６８を減衰電圧ＶＡ３６２のピークに維持するためのピーク充電器として動作しており、したがってサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨ（図７）は、図１０の実施形態の調整電圧ＶＲＥＧに等しい。出力電圧Ｖｏｕｔが降下し始めると、比較器３６４の出力は論理ローレベルを維持することになり、したがってスイッチ３６６はオフを維持することになり、それにより、調整電圧ＶＲＥＧ３６８を出力電圧に対して所定の望ましい関係で降下させることができる。スイッチ３６６に印加される、コンデンサ３７４を充電するための電圧には、スイッチ３６６が導通した場合に、十分な電荷をコンデンサに提供することができる適切な任意の電圧を使用することができ、電池電圧ＶＢＡＴはその一例であることは当業者には理解されよう。
【０１０３】
充電モード制御回路は、第１の完全充電比較器３８０、第２の低充電比較器３８４およびフリップフロップ３９０を備えている。フリップフロップ３９０の出力は、充電モードをイネーブルおよびディセーブルするためのイネーブル信号ＶＥＮ３９２をスイッチ制御回路に提供している。比較器３８０は、ここでは回路分岐点３６２の減衰電圧ＶＡに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３８２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３８０の出力は、フリップフロップ３９０にリセット信号ＶＲ３７６を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３８０の出力がハイになり、フリップフロップ３９０がリセットされる。したがって出力信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。
【０１０４】
比較器３８４は、ここではＲＣ回路網３７０の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６に応答する非反転入力である第２の入力を有している。比較器３８４の出力は、フリップフロップ３９０にセット信号Ｖｓ３７８を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３８４の出力がハイになってフリップフロップ３９０がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電モードがイネーブルされる。したがってセット信号ＶＳ３７８は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。この場合も、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３７８がフリップフロップ３９０をセットするように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになって充電モードが終了する。
【０１０５】
図１０の出力電圧感知回路３５０に関連する波形は、図９に示されているような図８の出力電圧感知回路２７４に関連する同様の波形と実質的に同じである。
また、図１０Ａを参照すると、図７の出力電圧感知回路２５０の他の代替実施形態３９２が示されている。この出力電圧感知回路３９２は、以下で説明するようにサンプルアンドホールド回路が除去されている点で図１０の回路３５０とは異なっている。したがって、出力電圧感知回路３９２は、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧に比例する一次巻線電圧の減衰バージョンを提供する演算増幅器３５４を備えている。回路３９２は、さらに、反射した電圧を円滑にする、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの大半を除去するフィルタ３５６を備えている。
【０１０６】
出力電圧感知回路３９２は、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４を備えた出力複製ＲＣ回路網３７０を備えている。この場合も、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網３７０が提供されるように選択される。
【０１０７】
充電モード制御回路は、第１の完全充電比較器３８０、第２の低充電比較器３８４およびフリップフロップ３９０を備えている。フリップフロップ３９０の出力は、充電モードをイネーブルおよびディセーブルするイネーブル信号ＶＥＮ３９２をスイッチ制御回路に提供している。比較器３８０は、ここでは回路分岐点３６２の減衰電圧ＶＡに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３８２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３８０の出力は、フリップフロップ３９０にリセット信号ＶＲ３７６を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３８０の出力がハイになってフリップフロップ３９０がリセットされる。したがって出力信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。
【０１０８】
比較器３８４は、ここではＲＣ回路網３７０の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６に応答する非反転入力である第２の入力を有している。比較器３８４の出力は、フリップフロップ３９０にセット信号Ｖｓ３７８を提供している。
【０１０９】
第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８を提供している基準電圧源３９８は、バッファ３９６に結合されている。バッファ３９６の出力は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧ３６８を提供するＲＣ回路網３７０に結合されている。バッファ３９６は、ローになるイネーブル信号ＶＥＮ３２６に応答してオープンコレクタ出力を提供するトライステートバッファである。したがって、イネーブル信号ＶＥＮ３９４ がハイになると（つまり充電モードの間）、バッファ３９６は、コンデンサ３７４を充電するための電流充電機能を提供する。また、イネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになると（つまり充電モードが終了すると）、バッファ３９６は、基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８からＲＣ回路網３７０を解放する。充電モードの間、コンデンサ３７４を充電する第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８には、コンデンサに十分な電荷を提供することができる適切な任意の電圧を使用することができ、電池電圧ＶＢＡＴはその一例である。
【０１１０】
動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３８４の出力がハイになってフリップフロップ３９０がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電モードがイネーブルされる。したがってセット信号ＶＳ３７８は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。この場合も、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３７８がフリップフロップ３９０をセットするように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになって充電モードが終了する。
【０１１１】
図１０Ａの出力電圧感知回路３９２に関連する波形は、図９に示されている図８の出力電圧感知回路２７４に関連する同様の波形と実質的に全く同じである。図１１を参照すると、代替コンデンサ充電回路４００が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路４００は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。コンデンサ充電回路４００は、さらに、たとえば図１、３、８および１０に関連して上で説明した回路などの様々な形態を取ることができる出力電圧感知回路４０２を備えている。出力電圧感知回路４０２は、完全コンデンサ充電の指示を単純に提供することができる。追加または別法として、出力電圧感知回路４０２は、それぞれ図７、８、１０および１０Ａの出力電圧感知回路２５０、２７４、３５０および３９２の方法でリフレッシュ機能を実施することも可能である。
【０１１２】
本発明の一態様によれば、コンデンサ充電回路４００は、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御するためのスイッチ制御回路４０６を備えている。ここでは、スイッチ制御回路４０６は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１１３】
感知スイッチ４１０は、スイッチ２２のドレインに結合され、したがってスイッチ電圧ＶＳＷに結合されたドレイン端子、接地に結合されたソース端子、および信号Ｖｃｉ４２４が提供されるゲート端子を有している。コンデンサ４１２は、感知スイッチ４１０のドレイン端子とゲート端子の間に示されている。ダイオード４１４、４１６および抵抗器４１８は、感知スイッチ４１０のゲート端子と接地の間に結合されている。感知スイッチ４１０のゲート端子は、図に示されているように、ここでは非反転入力である比較器４２０の入力に結合されている。ここでは反転入力である比較器４２０の第２の入力は、たとえば−０．３ボルト程度にすることができる小さい負のオフセット電圧−Ｖｅに応答している。比較器４２０の出力は、Ｑ出力にスイッチ制御信号を提供しているフリップフロップ４３０にセット入力信号Ｖｓ４２２を提供している（Ｄフリップフロップ４２８およびＯＲゲート４３２を介して）。以下で説明するように、通常、セット信号Ｖｓ４２２がハイになると、スイッチ２２がターンオンする。コンデンサ４１２は、感知スイッチ４１０に対して個別のコンポーネントとして示されているが、別法として、スイッチ４１０の固有のミラー容量によってコンデンサを提供することも可能であることは当業者には理解されよう。
【０１１４】
より詳細には、動作中、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇または降下すると、コンデンサ４１２がそれぞれ充電または放電される。結果として得られる比較器入力電圧Ｖｃｉには、それぞれスイッチ電圧の上昇時間および降下時間に対応する正および負のパルスが含まれている。また、スイッチ電圧ＶＳＷが一定である場合（つまり実質的にゼロ勾配を有している場合）、比較器入力信号Ｖｃｉはゼロボルトである。この実例実施形態では、−Ｖｅオフセット電圧は、図１２に示されているように、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が負の勾配から正の勾配に変化する場合を除き、比較器出力信号Ｖｃｉがハイであるように選択される。
【０１１５】
上で指摘したように、ここでは一次電流Ｉｐｒｉに応答してスイッチオン時間が制御される。そのために、図に示されているように、スイッチ２２のソースと接地の間に抵抗器４４４が結合されており、また、比較器４３８は、該抵抗器に結合された、ここでは非反転入力である入力を有している。ここでは反転入力である比較器４３８の第２の入力は、一次電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆによって確立される所定のレベルに到達すると、比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフするように該基準電圧Ｖｒｅｆに応答している。
【０１１６】
ワンショット４４６は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに出現する電圧スパイクの結果として早期にスイッチ２２がターンオンするのを防止するために、比較器４３８の出力とＤフリップフロップ４２８のリセット入力の間に結合されている。比較器４２０の出力は、Ｄフリップフロップ４２８のクロック入力に結合されており、このクロック入力は、そのＤ入力上の論理ハイ電圧レベルに応答している。フリップフロップ４２８のＱ出力信号ＶＱ４３４は、同様にタイマ４３６に応答するＯＲゲート４３２の第１の入力に結合されている。この構造によれば、クロック信号入力（つまりセット信号Ｖｓ４２２）がハイになり、かつ、リセットされるまでハイを維持すると、ここではワンショット４４６によって提供されるリセット信号４４８の立上りエッジでフリップフロップ４２８のＱ出力がハイになる。リセット信号４４８はハイを維持し、それによりワンショットインターバルの間、フリップフロップ４２８のＱ出力がハイになるのを防止している。この方法によれば、ワンショットは、一次電流Ｉｐｒｉが所定のレベルに到達した後の所定の時間の間、比較器４２０の出力信号を空白にする。ワンショットインターバルは、少なくとも、スイッチ電圧ＶＳＷ上の電圧スパイクの継続時間の長さになるように選択される。ＯＲゲート４３２およびタイマ４３６は、回路４００のパワーアップに引き続いてスイッチ２２が確実にターンオンすることを保証するために提供されている。より詳細には、スイッチ２２がターンオンしてから所定の時間が経過すると、タイマの出力がハイになってスイッチがターンオンする。図に示されているように、ＯＲゲート４３２の出力は、フリップフロップ４３０にセット入力信号を提供しており、そのフリップフロップ４３０は、スイッチ２２のためのゲート駆動信号をそのＱ出力に提供している。
【０１１７】
図１１の感知スイッチ４１０は、個別のディスクリートスイッチとして提供することができることは当業者には理解されよう。別法としては、スイッチ２２を形成しているアレイの１つまたは複数のスイッチによって感知スイッチを提供することも可能である。通常、感知スイッチ４１０は、スイッチ２２と同じタイプ（たとえばＤＭＯＳ）のスイッチである。
【０１１８】
他の代替として、スイッチ２２自体によって感知スイッチの機能を提供することも可能である。したがって、この場合、スイッチ２２のドレイン端子とゲート端子の間に結合された個別のコンデンサ、あるいはスイッチ２２の固有ミラー容量は、ゲートからスイッチ電圧ＶＳＷの勾配を検出するための機構を提供することができる。したがって、一例として、感知スイッチ４１０およびコンデンサ４１２を除去し、スイッチ２２のゲートを比較器４２０の非反転入力に結合し、かつ、スイッチ２２のドレイン端子とゲート端子の間にコンデンサを提供することによってこの構造を提供することができる。このスキームを実施するためには、場合によってはゲートをフローティングにし、かつ、ダイオードによってクランプする必要がある。そのためには、特殊な構造のデバイス幾何構造が必要である。
【０１１９】
また、図１１Ａを参照すると、代替コンデンサ充電回路５０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路４５０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。回路４５０は、さらに、代替スイッチ制御回路４５４を備えている。図１１のスイッチ制御回路４０６と同様、スイッチ制御回路４５４は、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御している。この場合も、スイッチ制御回路４５４は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１２０】
スイッチ制御回路４５４は、感知スイッチ４１０が除去され、また、コンデンサ４５８がＤＭＯＳデバイス幾何構造に固有のミラーまたはＣｇｄ容量ではなく、ディスクリートコンデンサである点を除き、図１１のスイッチ制御回路４０６に類似している。コンデンサ４５８は、高いスイッチ電圧ＶＳＷに耐えることができなければならない。出力電圧が３１５ボルト程度であり、また、変圧器巻数比が１０である一実例実施形態では、コンデンサ４５８は、許容誤差および電圧スイッチングスパイクに対する余裕を持って少なくとも３１．５ボルトを隔離しなければならない。この実施形態の場合、コンデンサ４５８の定格は８０ボルトであり、一方、テクノロジーのゲート酸化物の定格は８ボルトにすぎない。したがって、コンデンサ４５８は、スイッチ２２のドレインに結合され、したがってスイッチ電圧ＶＳＷに結合された第１の端子、および信号Ｖｃｉ４２４がここでは非反転入力である比較器４２０の入力に提供される第２の端子を有している。ダイオード４１４、４１６および抵抗器４１８は、コンデンサ４５８と接地の間に結合されている。ここでは反転入力である比較器４２０の第２の入力は、たとえば−０．３ボルト程度にすることができる小さい負のオフセット電圧−Ｖｅに応答している。比較器４２０の出力は、Ｑ出力にスイッチ制御信号を提供しているフリップフロップ４３０にセット入力信号Ｖｓ４２２を提供している（Ｄフリップフロップ４２８およびＯＲゲート４３２を介して）。以下で説明するように、通常、セット信号Ｖｓ４２２がハイになると、スイッチ２２がターンオンする。
【０１２１】
動作中、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇または降下すると、コンデンサ４５８がそれぞれ充電または放電される。結果として得られる比較器入力電圧Ｖｃｉには、それぞれスイッチ電圧の上昇時間および降下時間に対応する正および負のパルスが含まれている。また、スイッチ電圧ＶＳＷが一定である場合（つまり実質的にゼロ勾配を有している場合）、比較器入力信号Ｖｃｉはゼロボルトである。この実例実施形態では、−Ｖｅオフセット電圧は、図１２に示されているように、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が負の勾配から正の勾配に変化する場合を除き、比較器出力信号Ｖｃｉがハイであるように選択される。
【０１２２】
図１１の場合と同様、抵抗器４４４および比較器４３８は、一次電流レベルを感知するために提供されており、したがって一次電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆによって確立される所定のレベルに到達すると、比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフする。比較器４３８の出力とＤフリップフロップ４２８のリセット入力の間に結合されているワンショット４４６は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに出現する電圧スパイクの結果として早期にスイッチ２２がターンオンするのを防止している。比較器４２０の出力は、Ｄフリップフロップ４２８のクロック入力に結合されており、このクロック入力は、そのＤ入力上の論理ハイ電圧レベルに応答している。フリップフロップ４２８のＱ出力信号ＶＱ４３４は、同様にタイマ４３６に応答するＯＲゲート４３２の第１の入力に結合されている。この構造によれば、上で説明したように、ワンショットは、一次電流Ｉｐｒｉが所定のレベルに到達した後の所定の時間の間、比較器４２０の出力信号を空白にする。ＯＲゲート４３２およびタイマ４３６は、同じく上で説明したように回路４００のパワーアップに引き続いてスイッチ２２が確実にターンオンすることを保証するために提供されている。図に示されているように、ＯＲゲート４３２の出力は、フリップフロップ４３０にセット入力信号を提供しており、そのフリップフロップ４３０は、スイッチ２２のためのゲート駆動信号をそのＱ出力に提供している。
【０１２３】
他の代替コンデンサ充電回路４６０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。図１１のスイッチ制御回路４０６および図１１Ａのスイッチ制御回路４５４と同様、スイッチ制御回路４６４も、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御している。この場合も、スイッチ制御回路４６４は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１２４】
スイッチ制御回路４６４は、ダイオード４１４および４１６が除去されている点を除き、図１１Ａのスイッチ制御回路４５４に類似している。ダイオードを除去することの意味について、図１２の波形に関連して説明する。図１１Ａの回路は、ダイオード４１４および４１６が除去されていること以外は、すべて図１１の回路と同様である。
【０１２５】
また、図１２を参照すると、それぞれ図１１、１１Ａおよび１１Ｂのスイッチ制御回路４０６、４５４および４６４に関連する実例波形が示されている。詳細には、スイッチサイクルの間、スイッチ電圧ＶＳＷおよび一次電流Ｉｐｒｉが示されている。一次電流Ｉｐｒｉは、スイッチがオンしている時間の間、ランプ上昇している。一次電流は、時間ｔ１で所定のレベルより大きくなり、それにより比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフする。また、比較器４３８の出力がハイになると、ワンショット４４６がトリガされ、それによりフリップフロップ４２８の出力信号ＶＱ４３４は、少なくとも空白期間の間、ローを維持する。
【０１２６】
スイッチ２２がターンオフすると、時間ｔ１とｔ２の間、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇する。この期間の間、図１１のコンデンサ４１２または図１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ４５８などのコンデンサが充電され、それにより比較器入力信号Ｖｃｉ４２４が上昇する。図１１の回路４００および図１１Ａの回路４５０では、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、ダイオード４１４に関連する正のクランプ電圧Ｖｄのレベルまで上昇し、一方、図１１Ｂの回路４６０では、クランピングダイオードが除去されているため、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、より高いレベルまで上昇する（点線で示されている）。スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が時間ｔ２でゼロまで漸減すると、信号Ｖｃｉはゼロボルトまで降下する。
【０１２７】
スイッチ電圧ＶＳＷは、時間ｔ３で、二次電流（図示せず） がゼロアンペアまで低下するため、降下を開始する。スイッチ電圧ＶＳＷは、ダイオード２４の逆回復のためにスイッチ電圧ＶＳＷがその極性を変える時間ｔ４の少し前まで降下し続ける。スイッチ電圧ＶＳＷが降下を開始すると、図１１のコンデンサ４１２または図１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ４５８などのコンデンサが放電され、それにより比較器入力信号Ｖｃｉ４２４が負になる。図１１の回路４００および図１１Ａの回路４５０では、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、ダイオード４１６に関連する負のクランプ電圧−Ｖｄのレベルまで降下し、一方、図１１Ｂの回路４６０では、クランピングダイオードが除去されているため、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、より低いレベルまで降下する（点線で示されている）。入力信号Ｖｃｉ４２４は、スイッチ電圧勾配がゼロに復帰し、それにより信号Ｖｃｉがゼロボルトに復帰する時間ｔ４まで負を維持する。
【０１２８】
比較器４２０は、入力信号Ｖｃｉ４２４と−Ｖｅオフセット信号を比較しているため、比較器出力信号Ｖｓ４２２は、入力信号Ｖｃｉが−Ｖｅオフセット信号未満まで降下する時間ｔ３の少し後までハイを維持する。その後、比較器出力信号Ｖｓは、図に示されているように、入力信号Ｖｃｉが−Ｖｅオフセット信号より高くなる時間ｔ４の少し後までローを維持する。
【０１２９】
フリップフロップ４２８のＱ出力ＶＱ４３４は、時間ｔ１で信号４４８を空白にすることによってリセットされる。フリップフロップ４２８の出力は、図に示されているように、Ｖｓ信号がほぼ時間ｔ４でハイになるまでローを維持する。フリップフロップ４２８のＱ出力ＶＱがハイになると、ＯＲゲート４３２の出力がハイになり、それによりフリップフロップ４３０がセットされ、延いてはスイッチ２２がターンオンして次のスイッチサイクルが開始される。
【０１３０】
スイッチ制御回路４０６は、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇を開始する前にゼロボルトに到達しないアプリケーションにとりわけ有利であることは当業者には理解されよう。それは、勾配極性の変化を検出することにより、任意の特定の電圧レベルに対する電圧比較の必要性が除去されることによるものである。
【０１３１】
また、本発明による回路および技法は、本明細書においてはコンデンサ充電回路に関連して記述されているが、このような回路および技法は、他の様々なアプリケーションのためのコンバータに使用することができることは理解されよう。
【０１３２】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、それらの概念を組み込んだ他の実施形態を使用することができることは当業者には明らかであろう。
たとえば、コンデンサ充電回路に使用するために、本明細書において記述されている本発明の異なる特徴を組み合わせることが可能であり、あるいは別法として、それらを選択的または個別に使用することができることは当業者には理解されよう。たとえば、それぞれ図１、２および３の出力電圧感知回路４０、１１０および１４４は、他の従来のコンデンサ充電回路に単独で使用することも、あるいは別法として、本明細書において説明されている、たとえば図４〜６に関連して説明されている本発明の他の概念を同じく組み込んだ充電回路に使用することも可能である。
【０１３３】
また、本発明の概念を説明するために特定の回路要素について説明し、さらには論理信号レベルについて説明したが、開示されている実施形態に本発明の実施形態を限定してはならず、本発明は、特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ制限されるものであることは理解されよう。
【技術分野】
【０００１】
本発明はコンデンサ充電回路に関し、より詳細にはカメラ閃光コンデンサを充電するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
カメラ閃光コンデンサなどの容量性負荷を充電するための従来のスイッチモード電源すなわちコンバータ回路の使用については知られている。「Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ（コンデンサ充電回路用の回路および技術）」という名称のＳｃｈｅｎｋｅｌ等に対する米国特許第６，５１８，７３３号に、このような回路の様々な特徴が記述されている。たとえば、‘７３３号特許には、変圧器の一次巻線電流および二次巻線電流に基づいて主コンバータスイッチが制御されるスイッチ制御スキームが記載されている。詳細には、スイッチオン時間は、感知された一次巻線電流に応答して制御され、また、スイッチオフ時間は、感知された二次巻線電流に応答して制御される。また、上で参照した特許には、コンデンサが所望のレベルに充電されたことを判断するために、比較器を使用して変圧器の一次側からコンバータ出力電圧を感知することが記載されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
スイッチの遮断が実際の出力電圧を示していない場合、電圧スパイクが発生してからスイッチの個々のオフ時間の開始時に、ワンショット回路を使用して、ある時間間隔の間、比較器の出力がディセーブルされる。また、所望の出力電圧に到達すると、コンデンサ負荷への電力の供給を停止することによって電力を節約するための制御回路が記述されている。電力供給回路の動作が停止された後、コンデンサ出力負荷を準備万端の定常状態に維持するために、問合せタイマによって所定の時間に電力供給回路が起動される。いくつかの実施形態では、コンデンサ電圧が所望のレベルに到達すると、電力散逸をさらに抑制するために、制御回路は、電力供給回路および測定回路の両方をディセーブルする。
【０００４】
また、関連する、「Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ（コンデンサ充電回路用の回路および技術）」という名称の米国特許公開第２００４／０１３０２９９号には、変圧器の一次巻線電流および一次巻線電圧に基づいて主コンバータスイッチが制御される代替スイッチ制御スキームが記載されている。詳細には、感知された一次巻線電流に応答してスイッチオン時間が制御され、また、感知された一次巻線電圧に応答してスイッチオフ時間が制御される。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によれば、スイッチに結合された一次巻線および出力コンデンサに結合された二次巻線を備えた変圧器を有するコンデンサ充電回路は、変圧器の一次側に、出力コンデンサに関連するＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網を備えている。制御回路は、ＲＣ回路網の両端間に提供される調整電圧に応答して、充電モードをイネーブルするためのイネーブル信号を提供する。この充電モードの間、スイッチがターンオンおよびターンオフされ、それにより出力コンデンサが充電され、また、充電モードがディセーブルされる。ＲＣ回路網のＲＣ時定数と出力コンデンサと関連するＲＣ時定数との間の所定の関係を選択して所望の出力電圧調整を達成することができる。
【０００６】
変圧器の一次巻線に結合された減衰器は、一次巻線の両端間の電圧に比例する減衰電圧を提供する。いくつかの実施形態では、減衰器とＲＣ回路網の間に、ＲＣ回路網を充電するためのサンプルアンドホールド回路が結合されている。一代替実施形態では、ＲＣ回路網を充電するための基準電圧が提供される。制御回路は、完全充電インジケータ信号を提供するための第１の比較器、および低充電インジケータ信号を提供するための第２の比較器を備えている。
【０００７】
また、出力コンデンサを実質的に完全充電状態に維持するための方法であって、出力コンデンサの放電速度に対して所定の関係を有する速度で放電するＲＣ回路網の両端間の電圧を測定することによって変圧器の一次側から出力電圧を検出するステップと、所定のレベルまで降下するＲＣ回路網の両端間の電圧に応答して充電動作モードを開始するステップとを含む方法が記述される。充電動作モードは、第１の所定のレベルより高い第２の所定のレベルより高くなるＲＣ回路網の両端間の電圧に応答して終了する。
【０００８】
上で説明した構造によれば、充電モードの間に出力電圧が増加する際、そしてまた充電モードが終了して出力電圧が徐々に減少する際の両方で出力電圧の一次側反射に基づいて出力電圧が検出される。有利には、充電モードは、検出した出力電圧がコンデンサの電荷を補給しなければならないことを指示するまで開始されないため、充電モードは不必要に開始されない。
【０００９】
本発明の他の態様によれば、フライバックコンバータは、一次巻線と出力コンデンサに結合された二次巻線とを有する変圧器、一次巻線に結合された端子を有するスイッチ、およびスイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分とスイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分とを有するスイッチ制御回路を備えており、第２の回路部分は、スイッチ端子の電圧の極性変化を検出するための勾配検出回路を備えている。
【００１０】
特定の一実施形態では、勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された、制御端子を有する感知スイッチ、制御端子に結合されたクランプ、制御端子に結合された抵抗器および制御端子に結合された比較器を備えている。比較器は、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から正の勾配に変化すると第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供している。一代替実施形態では、勾配検出回路は、スイッチ端子に結合された第１の端子と第２の端子とを有するコンデンサ、コンデンサの第２の端子に結合された抵抗器およびコンデンサの第２の端子に結合された比較器を備えている。比較器は、スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から正の勾配に変化すると第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供している。クランプは、コンデンサの第２の端子と接地の間に提供することができる。
【００１１】
スイッチに結合された一次巻線および二次巻線を備えた変圧器を有するフライバックコンバータと共に使用するための本発明の他の方法には、スイッチの端子電圧の勾配の極性の変化を検出するステップと、該検出に応答してスイッチをターンオンするステップが含まれている。
【００１２】
上で説明した構造によれば、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施するために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間が制御され（つまりスイッチがターンオンされ）、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチがターンオンされる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
本発明の利点および態様については、以下の詳細な説明および添付の図面と連携してより完全に理解されよう。
【図１】一次側出力電圧感知回路を有するコンデンサ充電回路の略図である。
【図１Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図１Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図１の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図２】代替一次側出力電圧感知回路を有する図１のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の略図である。
【図２Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図２Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図２の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図３】他の代替一次側出力電圧感知回路を有する図１のコンデンサ充電回路のさらに他の代替実施形態の略図である。
【図３Ａ】出力電圧が未だ所望のレベルに到達していない場合の図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図３Ｂ】出力電圧が所望のレベルに到達した場合の図３の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図４】本発明の他の態様による出力コンデンサ電流を感知するための回路および感知された出力コンデンサ電流に応答するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図５】出力コンデンサ電流を感知する回路および感知された出力コンデンサ電流に応答する代替スイッチ制御回路を備えた図４のコンデンサ充電回路の一代替実施形態の略図である。
【図６】コンデンサ充電時間を短くするための回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図６Ａ】図６の充電回路に実質的に類似しているが補助スイッチを備えていない充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図６Ｂ】補助スイッチを備えた図６の充電回路に関連するいくつかの波形を示す図である。
【図７】本発明の一態様による出力コンデンサリフレッシュ機能を実施するために使用される一次側出力電圧感知回路を有するコンデンサ充電回路の略図である。
【図８】図７の出力電圧感知回路の一実施形態の略図である。
【図９】図７および８のコンデンサ充電回路に関連するいくつかの実例波形を示す図である。
【図１０】図７の出力電圧感知回路の一代替実施形態の略図である。
【図１０Ａ】図７の出力電圧感知回路の他の代替実施形態の略図である。
【図１１】本発明の他の態様によるゲート感知スキームを実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１１Ａ】一代替ゲート感知回路を実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１１Ｂ】他の代替ゲート感知回路を実施するスイッチ制御回路を備えたコンデンサ充電回路の略図である。
【図１２】図１１、１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ充電回路に関連するいくつかの実例波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１を参照すると、コンデンサ充電回路１０は、入力電圧源１４、一次巻線１８ａおよび二次巻線１８ｂを有する変圧器１８、主スイッチ２２、ダイオード２４、および負荷３０に電力を供給するために図に示されているように結合された出力コンデンサ２６を備えている。回路１０はフライバックトポロジーを有している。実例実施形態では、負荷３０はカメラ閃光であり、したがって回路１０は、閃光充電器または充電回路と呼ぶことができる。典型的な閃光電圧要件は３００ボルト程度である。入力電圧源１４には、たとえば、この実例実施形態では約１．８ボルトと５．０ボルトの間の範囲の電圧を提供するアルカリ電池、ＮｉＭＨ電池またはリチウム電池などの電池を使用することができる。
【００１５】
動作中、スイッチ２２がオンであると、変圧器の一次巻線１８ａにエネルギーが蓄積される。この時間の間、ダイオード２４は逆バイアスされ、出力コンデンサ２６には電流は流れない。スイッチがターンオフすると、ダイオード２４は順方向にバイアスされるようになり、変圧器二次巻線１８ｂから出力コンデンサ２６へエネルギーが伝達される。
【００１６】
コンデンサ充電回路１０は、ＭＯＳＦＥＴデバイスであってもよいスイッチ２２のための制御信号を生成するためのスイッチ制御回路２８を備えている。この制御信号によって、コンデンサ２６の両端間の出力電圧Ｖｏｕｔが、図に示されている実施形態ではたとえば３００ボルトである所望のレベルに、好ましくは固定周波数ではない適応速度で到達するまでスイッチがターンオンおよびターンオフする。出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達すると、通常、閃光電球３０を起動させることができる表示がカメラの使用者に提供される。使用者が閃光電球３０を起動させると、出力コンデンサ２６から負荷へエネルギーが伝達される。
【００１７】
スイッチ制御回路２８は、分岐点３８でスイッチ電圧Ｖｓｗに結合されている反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する非反転入力を有する第１の比較器３２を備えている。フリップフロップすなわちラッチ３６は、比較器３２の出力信号によって提供されるセット入力を有している。第２の比較器３４は、一次巻線電流を感知するために提供されている抵抗器４２に結合された非反転入力、および基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する反転入力を有している。比較器３４の出力は、ラッチ３６のリセット入力に結合されている。ラッチ３６の出力は、図に示されているようにスイッチ２２のゲートに結合されている。
【００１８】
動作中、各スイッチサイクルのオン時間部分は、抵抗器４２によって感知される一次巻線電流レベルによって制御される。詳細には、一次巻線電流が基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される所定のレベルに到達すると、比較器３４の出力がハイになり、それによりラッチ３６がリセットされ、スイッチ制御信号がローになってスイッチ２２が遮断される。基準電圧レベルＶｒｅｆ２は、特定の入力電流制限が提供されるように選択される（また、実際、使用者が選択することができる）。スイッチ電圧Ｖｓｗが基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルまで降下すると、比較器３２の出力がハイになり、ラッチ出力がハイになってスイッチ２２がターンオンする。
【００１９】
比較器３２に提供される基準電圧Ｖｒｅｆ１は、連続／不連続の境界付近で回路を動作させ、それにより高いフライバック変換効率を達成するために、二次電流が不連続になると（つまりゼロアンペアを通過すると）スイッチ２２がターンオンするように選択される。基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルは、いかなる特定の二次電流レベルにも相関していないが、唯一、二次電流が不連続になった後にのみ比較器３２の出力が変化することが保証されるように選択される。実際、スイッチ電圧Ｖｓｗが基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに到達すると生じる二次電流レベルは、変圧器漏れインダクタンスおよび寄生容量を始めとする様々な要因に左右される。
【００２０】
スイッチ２２を制御するための様々な代替スキームが可能であることは当業者には理解されよう。たとえば、上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号には、感知された一次巻線電流に応答してスイッチオン時間が制御され、また、感知された二次巻線電流に応答してオフ時間が制御されるスイッチ制御スキームが記述されている。一次巻線電流に応答してオン時間が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流に応答してオフ時間が制御される他の代替スキームについては、以下で、図４および５に関連して説明する。
【００２１】
本発明の一態様によれば、充電器１０は、一般的に高出力電圧回路における二次側電圧感知に関連する高電力散逸を回避する場合に望ましいように、変圧器の一次側からコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを感知するための出力電圧感知回路４０を備えている。出力電圧感知回路４０は、加算要素５０、抵抗器５４および５８を含む抵抗器分割器の形態のレベルシフタ、スイッチ２２のオフ時間の間、レベルシフトスイッチ電圧Ｖｓｗを１サイクルにわたって平均化するための抵抗器６４およびコンデンサ６２、フィルタリングされた信号をサンプリングし、かつ、ホールドするためのダイオード６６およびコンデンサ７０、ならびにスイッチ７４を備えており、これらはすべて図に示されているように結合されている。
【００２２】
加算要素５０は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器５４に結合された出力を有している。抵抗器５４および５８の接続部（すなわち回路分岐点４４）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。回路分岐点４４の電圧は、スイッチ２２がターンオフする際に回路分岐点３８に生じる電圧スパイクの影響を除去するために、抵抗器６４およびコンデンサ６２によって平均化される。電圧スパイクは、変圧器の漏れインダクタンスおよびスイッチ２２の寄生容量を介してリンギングする電流によって生じる。回路分岐点４６のフィルタリングされた電圧は、スイッチ２２がオフである場合に出力電圧Ｖｏｕｔに比例し、また、スイッチ２２がターンオフする際に回路分岐点３８に生じる電圧スパイクの影響を受けない直流電圧Ｖｓｅｎｓｅを提供するために、ダイオード６６およびコンデンサ７０によってサンプリングされ、かつ、ホールドされる。したがってコンポーネント６４および６２（また、同じくコンデンサ７０）は、Ｖｓｅｎｓｅ電圧が、漏れインダクタンスリンギングの影響が除去され、延いてはスイッチ電圧Ｖｓｗに対する電圧スパイクが除去された正確な出力電圧Ｖｏｕｔを指示するよう、分岐点４４の電圧をフィルタリングまたは波形整形するように機能している。抵抗器６４は、抵抗器５４および５８の組合せとして実現することができることは当業者には理解されよう。
【００２３】
Ｖｓｅｎｓｅ電圧 は、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達したか否かを示す制御信号８４を提供するための比較器８２に結合されている。制御信号８４によってラッチ８８がセットされ、このラッチ８８の出力によって、制御信号８４の一方のエッジ、たとえば図に示されているように立上りエッジにのみ応答して、コンデンサが十分に充電状態であることを示すパルス形態の「充電完了」信号Ｖｃｄ８６が提供される。基準電圧Ｖｒｅｆ３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達するとＶｓｅｎｓｅ電圧が基準電圧より高くなるように選択される。
【００２４】
一実例実施形態では、出力電圧が所望のレベルに到達したことを充電完了信号Ｖｃｄが示すと充電器１０が停止する。充電完了信号Ｖｃｄに応答して他の適切なアクションを取ることも可能であり、たとえば上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号に記載されているようなリフレッシュ機能を実施することができることは理解されよう。
【００２５】
抵抗器６４およびコンデンサ６２、７０の値は、分岐点４４のレベルシフトスイッチ電圧が平均化され、それによりスイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの少なくとも大半が除去されるように選択される。フィルタコンポーネントの値を選択する際に考慮すべき他の要因には、それらのいくつかを挙げると、公称出力電圧レベル、基準電圧Ｖｒｅｆ３のレベル、変圧器の巻数比、およびこれらのコンポーネントがディスクリートであるか、あるいは集積回路の中に組み込まれているか否か（後者の場合、コンデンサを小さい値に維持することが重要であるため）などがある。一実例実施形態では、Ｖｒｅｆ３に到達するための抵抗器５４、５８、６４および並列に組み合わせたコンデンサ６２、７０によるＲＣ時間周期は、公称スイッチオフ時間の１／４程度になるように選択される。
【００２６】
ピーク充電回路とも呼ばれるサンプルアンドホールドダイオード６６およびコンデンサ７０は、比較器８２の速度に応じて削除することができる。比較器８２の速度が十分に速い場合、分岐点４６の時間可変平滑化信号を比較器の入力に直接結合することができる。しかしながら、好ましい実施形態では、図に示されているように、ピーク充電要素６６および７０を使用して比較器８２の入力に直流Ｖｓｅｎｓｅ電圧が提供される。
【００２７】
たとえばＭＯＳＦＥＴデバイスであってもよいスイッチ７４は、図に示されているようにコンデンサ７０に並列に結合されている。スイッチ７４は、（１）閃光電球３０が起動されるか、あるいは（２）出力電圧Ｖｏｕｔが、Ｖｓｅｎｓｅ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなることによって決定される所望のレベルに到達するかのうちのいずれか１つの状態が生じると、制御信号７８によってターンオンされ、それによりコンデンサ７０が放電する。
【００２８】
また、図１Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路４０の動作を示すための様々な波形が示されている。波形４４は、回路分岐点４４のレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形４６は、回路分岐点４６のフィルタリングされた電圧を示している。また、波形６８は、分岐点６８のピーク充電Ｖｓｅｎｓｅ電圧を示している。また、Ｖｓｅｎｓｅ電圧６８より高い基準電圧Ｖｒｅｆ３が示されており、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが未だ所望のレベルに到達していないことを示している。したがって比較器８２の出力の制御信号８４は、論理ローレベルを維持している。
【００２９】
また、図１Ｂを参照すると、図１Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、時間ＡでＶｒｅｆ３電圧より高くなっているＶｓｅｎｓｅ電圧６８によって示されているように、出力電圧Ｖｏｕｔは所望のレベルに到達している。したがって制御信号８４は、図に示されているように時間Ａで論理ハイレベルに変化している。
【００３０】
図２を参照すると、代替コンデンサ充電回路８０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路８０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（ここでは図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。この充電回路８０は、回路８０が、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを変圧器の一次側から感知する代替出力電圧感知回路１１０を備えている点で図１の充電器１０とは異なっている。
【００３１】
回路８０は、さらに、出力コンデンサ２６と接地の間に直列に結合された、出力コンデンサ２６を通って流れる電流Ｉｃａｐ１３２を感知するための抵抗器３６を備えている。抵抗器３６の両端間の電圧は、コンデンサ電流Ｉｃａｐに比例している。コンデンサ電流Ｉｃａｐは、以下で説明するように出力電圧感知回路１１０が使用するために感知される。
【００３２】
出力電圧感知回路１１０は、加算要素９０、および抵抗器９２、９４からなる抵抗器分割器の形態のレベルシフタを備えている。加算要素９０は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器９２に結合された出力を有している。抵抗器９２および９４の接続部（すなわち分岐点１３０）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。
【００３３】
出力電圧感知回路１１０は、さらに、抵抗器９２および９４の接続部で分岐点１３０に結合された非反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１に応答する反転入力を有する第１の比較器１１４を備えている。比較器１１４の出力信号１３４は、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合されている。比較器１１４は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルにいつ到達するかを感知する。したがって基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比および抵抗器分割器比率（抵抗９２および９４の）を介して所望の完全充電コンデンサ電圧に対応するように選択される。一実例実施形態では、所望の出力電圧は３００ボルトであり、また、基準電圧Ｖｒｅｆ１は５ボルトまたはＶｉｎである。
【００３４】
第２の比較器１２２は、図に示されているように、電流感知抵抗器３６に結合された反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ２に応答する非反転入力を有しており、また、ＡＮＤゲート１１８の入力に結合された出力信号１３６を提供している。比較器１２２は、コンデンサ電流Ｉｃａｐ１３２が極めて小さくなったこと、たとえばそのピーク値の約１０％になったことを感知している。そのために、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、通常、伝搬遅延または他の望ましくない影響を考慮するために、接地より上の抵抗器３６の抵抗によって数十ミリアンペア倍されている。
【００３５】
ＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２は、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望の電圧レベルに到達し、かつ、抵抗器３６によって感知されるコンデンサ電流が不連続になることによって決定される所与のスイッチサイクルの間に出力コンデンサが完全充電された状態の両方が真になると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを示す制御信号を提供する。詳細には、制御信号１１２は、比較器１１４および比較器１２２の両方の出力がハイである場合にのみハイになる。制御信号１１２はラッチ１１６をセットし、このラッチ１１６の出力によって、制御信号１１２の各立上りエッジでパルス形態の充電完了信号Ｖｃｄ１３８が提供される。この充電完了信号を使用して充電器８０を停止させることができる。
【００３６】
また、図２Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路１１０の動作を示すために、回路８０に関連するいくつかの波形が示されている。詳細には、波形１３０は分岐点１３０のレベルシフトスイッチ電圧を示しており、波形１３２はコンデンサ電流Ｉｃａｐを示している。波形１３４は比較器１１４の出力信号を示しており、波形１３６は比較器１２２の出力信号を示している。また、波形１１２は、ＡＮＤゲート１１８の出力における制御信号１１２を示している。
【００３７】
また、スイッチ２２がターンオフする際に生じる電圧スパイクが散逸した後のレベルシフトスイッチ電圧１３０より高い基準電圧Ｖｒｅｆ１が示されており、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが未だ所望のレベルに到達していないことを示している。しかしながら、電圧スパイクのピークの一部は実際に基準電圧Ｖｒｅｆ１より高くなり、したがって図に示されているように、比較器１１４の出力信号１３４はそれに応じて変化する。コンデンサ電流１３２が極めて小さくなると、比較器１２２の出力信号１３６がハイになる。しかしながら、比較器１１４の出力信号１３４はローであるため、制御信号１１２はローを維持し、これは、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していないため、望ましい。
【００３８】
また、図２Ｂを参照すると、図２Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、基準電圧Ｖｒｅｆ１より高いスイッチ電圧１３０で示されているように、出力電圧は所望のレベルに到達している。したがって、比較器１１４の出力信号１３４は、時間Ａで電圧スパイクに応答して変化した後、電圧スパイクが散逸してもハイを維持する。もっと後の時間、ここでは時間Ｂで、コンデンサ電流Ｉｃａｐ１３２が小さい値に減少し、比較器１２２の出力信号１３６がハイになる。時間Ｂでは比較器１１４の出力信号１３４もハイであるため、図に示されているようにＡＮＤゲート１１８の出力信号１１２がハイになる。
【００３９】
この構造によれば、スイッチ２２がターンオフする際に一般的にはスイッチ電圧Ｖｓｗに生じる電圧スパイクによる制御信号１１２および充電完了信号Ｖｃｄ１３８に対する影響が防止される。これは、コンデンサ電流が極めて小さくなり、その頃には電圧スパイクの原因になるリンギングが散逸し終えることになる場合にのみ、制御信号１１２を出力電圧が所望のレベルに到達したことを示すハイにすることができることによるものである。したがって、スイッチ電圧１３０に対する電圧スパイクによって、出力電圧が所望のレベルに到達していない時点で比較器１１４の出力信号１３４がハイになったとしても、コンデンサ電流１３２が所望の小さい値に到達していないことになるため、制御信号１１２はハイにはならない。
【００４０】
回路１１０は抵抗器３６の両端間の電圧に応答しているが、出力コンデンサ電流すなわち二次巻線電流を感知するための他のスキームを使用して、コンデンサ電流が所望の小さい値に減少したことを決定するための入力を比較器１２２に提供することも可能であることは理解されよう。
【００４１】
図３を参照すると、代替コンデンサ充電回路実施形態１４０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路１４０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（同じく図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。回路１４０は、回路１４０が他の代替出力電圧感知回路１４４を備えている点で図２の充電器８０とは異なっている。それぞれ図１および２の出力電圧感知回路４０および１１０と同様、回路１４４は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧Ｖｓｗに生じる電圧スパイクに応答して不適切な感知が生じないことを保証する方法で変圧器１８の一次側から出力電圧を感知している。
【００４２】
出力電圧感知回路１４４は、加算要素１６２、および抵抗器１６４、１６８からなる抵抗器分割器の形態のレベルシフタを備えている。加算要素１６２は、回路分岐点３８に結合された非反転入力、入力電圧源Ｖｉｎに結合された反転入力および抵抗器１６４に結合された出力を有している。抵抗器１６４および１６８の接続部（すなわち分岐点１４２）の電圧は、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。
【００４３】
出力電圧感知回路１４４は、さらに、抵抗器１６４と１６８の間の接続部で分岐点１４２に結合された非反転入力および基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力を有し、かつ、出力信号１５０を提供する第１の比較器１４８を備えている。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、変圧器巻数比を介して、出力電圧Ｖｏｕｔに対する所望の十分な充電レベルに対応するように選択される。一実例実施形態では、所望の出力電圧は３００ボルトであり、また、基準電圧Ｖｒｅｆ１は５ボルトまたはＶｉｎに等しい。比較器出力信号１５０は、比較器出力信号を遅延させ、ＡＮＤゲート１５６に遅延信号１５８を提供する遅延要素１５２に結合されている。
【００４４】
第２の比較器１６０は、図に示されているように、抵抗器１６４と１６８の間の接続部で分岐点１４２に結合された反転入力および第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力を有しており、また、ＡＮＤゲート１５６の第２の入力に出力信号１６２を提供している。ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４は、図３Ａおよび３Ｂを考察すれば明らかになるように、（ａ）出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される所望のレベルに到達したために遅延が生じた状態、および（ｂ）遅延要素１５２と基準電圧Ｖｒｅｆ２の組合せによって確立される所与のスイッチサイクルの間にコンデンサ２６が完全充電された状態の両方が真になると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを示す制御信号１６４を提供する。制御信号１６４はラッチ１５４をセットし、このラッチ１５４の出力によって、制御信号１６４の一方のエッジ、たとえば立上りエッジにのみ応答して、コンデンサが完全充電状態に充電されたことを示すパルス形態の「充電完了」信号Ｖｃｄ１６６が提供される。一実例実施形態では、充電完了信号Ｖｃｄ１６６がコンデンサ２６が完全充電されたことを示すハイになると、充電器１４０が停止する。
【００４５】
図３Ａを参照すると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していない場合の電圧感知回路１４４の動作を示すために、回路１４０に関連する特定の波形が示されている。波形１４２は、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧Ｖｓｗを基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２との関係で示したものである。波形１５０は比較器１４８の出力信号を示したものであり、波形１５８は遅延要素１５２の出力信号を示したものである。波形１６２は比較器１６０の出力信号を示したものであり、また、波形１６４はＡＮＤゲート１５６の出力である制御信号を示したものである。
【００４６】
動作中、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１のレベルに到達すると、比較器出力信号１５０がハイになる。ここでは、スイッチがターンオフすると、出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達していないにもかかわらず分岐点１４２に電圧スパイクが生じ、そのために、図に示されているように比較器１４８の出力信号１５０が何度か変化している。
【００４７】
分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２未満まで降下すると、図に示されているように比較器１６０の出力信号１６２がハイになる。ＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４がハイになるのは、遅延信号１５８および比較器出力信号１６２の両方がハイのときのみである。ここでは、遅延信号１５８および比較器出力信号１６２の両方が同じ時間にハイではないため、制御信号１６４はローを維持し、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルに到達していないことを正確に示している。
【００４８】
また、図３Ｂを参照すると、図３Ａの波形と同じ波形が示されている。しかしながら、この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは所望のレベルに到達している。したがって比較器１４８の出力信号１５０は、スイッチ電圧に対する、基準電圧Ｖｒｅｆ１を交差する電圧スパイクによって何度か変化した後、電圧スパイクが散逸するとハイを維持する。しかしながら、ここでは、スイッチ電圧が降下して基準電圧Ｖｒｅｆ２を交差すると、そのために比較器１６０の出力信号１６２がハイになり、延いては、図に示されているようにＡＮＤゲート１５６の出力信号１６４が同じくハイになり、したがって出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達したことを正確に示している。
【００４９】
遅延要素１５２によって提供される遅延は、少なくとも、分岐点１４２のレベルシフトスイッチ電圧がそのプラトーから基準電圧Ｖｒｅｆ２まで降下するのに要する時間に対応するように選択される。しかしながら、この遅延は、分岐点１４２の電圧スパイクによる誤ったコンデンサ完全充電の表示が防止されるだけの十分な短さでなければならない。一実例実施形態では、遅延要素１５２は、たとえば１００ナノ秒などの６０ナノ秒と１５０ナノ秒の間の程度の遅延を提供している。従来の回路シミュレーション技法を使用して最適遅延を洗練させることができる。
【００５０】
図４を参照すると、他の代替コンデンサ充電回路１７０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。回路１７０は、図に示されているように、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および負荷３０に結合されたコンデンサ２６を備えている。回路１７０は、スイッチ分岐点３８に結合された、例としてそれぞれ図１、２および３の回路４０、１１０および１４４のうちの任意の形態を取ることができる出力電圧感知回路１７６を備えている。
【００５１】
充電器１７０は、さらに、コンデンサ２６に直列に結合された、コンデンサ電流Ｉｃａｐを感知するための抵抗器１７８およびスイッチ制御回路１７４を備えている。スイッチ制御回路１７４は、図１に関連して上で説明した回路２８に代替スイッチ制御スキームを提供している。ここでは、感知された一次巻線電流に応答して各スイッチサイクルのオン時間部分が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答してオフ時間部分が制御される。出力コンデンサ電流は、図に示されているように出力コンデンサ２６と接地の間に結合された抵抗器１７８を使用して感知される。
【００５２】
出力コンデンサ電流Ｉｃａｐは、スイッチ制御回路１７４によって使用される以外の他の理由またはそれと他の何らかの理由で感知することも可能であることは当業者には理解されよう。このような理由の１つは、たとえば図２に関連して説明し、かつ、示したように出力電圧感知回路が使用するためである。コンデンサ電流を感知するもう１つの理由は、以下で説明するようにコンデンサの充電速度を速くするための図６の回路が使用するためである。
【００５３】
スイッチ制御回路１７４は、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力および抵抗器１９０に結合された非反転入力を有する第１の比較器１８２を備えている。抵抗器１９０の両端間の電圧は一次巻線電流Ｉｐｒｉに比例する。したがって一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定の電流レベルより大きい場合、比較器１８２の出力信号はハイ論理レベルにあり、また、一次巻線電流Ｉｐｒｉが第１の所定のレベルより小さい場合はロー論理レベルにある。
【００５４】
スイッチ制御回路１７４は、さらに、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力および抵抗器１７８に結合された反転入力を有する第２の比較器１８４を備えている。したがって出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定の電流レベルより大きい場合、比較器１８４の出力信号はロー論理レベルにあり、また、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが第２の所定のレベルより小さい場合はハイ論理レベルにある。
【００５５】
図に示されているように、比較器１８２の出力信号は、フリップフロップすなわちラッチ１８８のリセット入力に結合されており、また、比較器１８４の出力信号はラッチ１８８のセット入力に結合されている。ラッチ１８８の出力信号は、スイッチ２２のゲートに制御信号を提供している。
【００５６】
動作中、一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定のレベルに到達すると、ラッチ１８８がリセットされてスイッチ２２がターンオフする。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定のレベル未満まで降下すると、ラッチ１８８がセットされてスイッチ２２がターンオンする。基準電圧Ｖｒｅｆ２を適切に選択することにより、連続動作と不連続動作の間の境界条件で回路１７０を動作させることができる。
【００５７】
上で説明したスイッチ制御回路１７４は、とりわけ、広範囲にわたる電圧が負荷によって要求される実例閃光充電器アプリケーションにおける容量性負荷３０を充電するための有効なスキームを提供している。さらに、このスキームは、現在使用されている回路よりも単純な回路で有効な性能を達成している。これは、出力コンデンサ２６に結合された抵抗器１７８を使用してコンデンサ電流を感知していることによるものである。上で参照した米国特許第６，５１８，７３３号の場合、感知抵抗器を通って流れる二次電流の方向のため、負の電圧が基準電圧と比較されている。
【００５８】
また、図５を参照すると、代替充電回路実施形態２００が示されており、同様の参照番号は同様のコンポーネントを表している。したがって、回路２００は、図に示されているように結合された入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。また、同じく出力電圧感知回路１７６が示されている。
【００５９】
充電回路２００は、さらに、出力コンデンサ２６と接地の間に結合された抵抗器１７８を備えており、この抵抗器１７８の両端間に、出力コンデンサを通って流れる電流Ｉｃａｐを表す電圧が提供される。この場合も、図４の実施形態と同様、出力コンデンサ電流は、スイッチ制御回路が使用するために感知される。
【００６０】
この充電回路２００は、図４の回路１７０とはスイッチ制御回路２０２が異なっている。スイッチ制御回路２０２は、スイッチ制御回路１７４と同じタイプの適応速度制御を達成しているが、抵抗器１９０（図４）は不要である。したがって、この場合も、感知された一次巻線電流Ｉｐｒｉに応答して各スイッチサイクルのオン時間部分が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流Ｉｃａｐに応答してオフ時間部分が制御される。スイッチ２２がオンである場合、抵抗器１７８の両端間の電圧は、一次巻線電流Ｉｐｒｉを表している。これは、スイッチ２２がオンである場合は二次電流が流れず、したがって抵抗器１７８を通って流れる電流は一次電流Ｉｐｒｉのみであることによるものである。一方、スイッチ２２がオフである場合、抵抗器１７８の両端間の電圧は出力コンデンサ電流Ｉｃａｐを表している。
【００６１】
スイッチ制御回路２０２は、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ１を受け取るように適合された反転入力および抵抗器１７８に結合された非反転入力を有する第１の比較器２０４を備えている。したがって、一次巻線電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆ１によって設定される第１の所定のレベルより大きい場合、比較器２０４の出力信号はハイ論理レベルにあり、また、一次巻線電流が第１の所定のレベルより小さい場合はロー論理レベルにある。
【００６２】
スイッチ制御回路２０２は、さらに、図に示されているように、基準電圧Ｖｒｅｆ２を受け取るように適合された非反転入力および抵抗器１７８に結合された反転入力を有する第２の比較器２０８を備えている。したがって、出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって設定される第２の所定のレベルより大きい場合、比較器２０８の出力信号はロー論理レベルにあり、また、出力コンデンサ電流が第２の所定のレベルより小さい場合はハイ論理レベルにある。
【００６３】
比較器２０４の出力信号は、フリップフロップすなわちラッチ２１２のリセット入力に結合されており、また、比較器２０８の出力信号はセット入力に結合されている。ラッチ２１２の出力信号は、図に示されているようにスイッチ２２のゲートに結合されている。
【００６４】
動作中、一次巻線電流が基準電圧Ｖｒｅｆ１によって確立される第１の所定のレベルに到達すると、ラッチ２１２がリセットされてスイッチ２２がターンオフする。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって確立される第２の所定のレベル未満まで降下すると、ラッチ２１２がセットされてスイッチ２２がターンオンする。
【００６５】
図６を参照すると、他の代替コンデンサ充電回路２２０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって充電器２２０は、図に示されているように、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８（ここでは図面を分かり易くするために単純化されている）、ダイオード２４および負荷３０に結合されたコンデンサ ２６を備えている。スイッチ制御回路２８には、別法として、それぞれ図４および５に関連して説明した回路１７４および２０２のうちの１つを提供することができることは理解されよう。
【００６６】
回路２２０は、さらに、ここではＭＯＳＦＥＴデバイスとして提供されている補助スイッチ２２４および関連する、ダイオード２４の逆回復時間を短くし、かつ、二次巻線寄生容量の放電速度を速くするために提供される回路を備えている。また、図６には、補助スイッチ２２４の利点を示すために、変圧器１８の寄生要素を含んだフライバック変圧器１８のモデルが示されている。詳細には、変圧器磁化インダクタンス１８ｃ、実効寄生容量１８ｄおよび漏れインダクタンス１８ｅが示されている。
【００６７】
ダイオード逆回復時間を短くすることが望ましい理由は、逆回復時間の間、寄生容量およびダイオードを通って流れる、一次側へ反射した電流（つまり、スイッチ２２がオフであるため、この電流は主として磁化インダクタンス１８ｃを通って流れる）によって、負の電流が磁化インダクタンス１８ｃを通って流れ（図６の１８ｃおよび１８ａループを時計方向に流れる電流）、したがってスイッチ２２がターンオンする際に負の初期スイッチ電流が流れることによるものである。負の一次電流スイングの大きさは、出力電圧に伴って大きくなる。負のスイッチ電流は、最小スイッチサイクルを制限し、したがってコンデンサ２６の充電速度が遅くなる。ダイオード逆回復時間を短くすることにより、負の初期電流が小さくなり、また、スイッチングサイクルがより短くなるため、コンデンサ２６が他の可能な方法よりも速く充電される。たとえば、補助スイッチ２２４を使用することにより、コンデンサの充電時間を６％〜８％程度短くすることができる。
【００６８】
補助スイッチ２２４は、主スイッチ２２に並列に結合されており、したがってスイッチ２２４のドレインはスイッチ２２のドレインに結合され、また、スイッチ２２４のソースはスイッチ２２のソースおよび接地に結合されている。スイッチ２２４がオンの場合、スイッチ分岐点３８は、スイッチ２２４を介して接地に結合される。スイッチ２２４がオフの場合、スイッチ２２４は、スイッチ分岐点３８から分離される。スイッチ２２４のゲートは、比較器２２８の出力に結合されている。スイッチ２２４は、スイッチ２２より速い応答を有するために、主スイッチ２２より大きいスイッチオン抵抗および主スイッチ２２より小さい容量を有するように選択される。
【００６９】
比較器２２８は、図に示されているように、出力コンデンサ電流感知抵抗器１７８に結合された反転入力および接地に結合された非反転入力を有している。出力コンデンサ電流Ｉｃａｐがゼロアンペア未満に減少すると、比較器２２８の出力がハイになり、それにより補助スイッチ２２４がターンオンする。これがダイオード回復間隔の開始である。
【００７０】
スイッチ２２４がオンである場合、ダイオード回復時間のため、変圧器の二次巻線１８ｂを通って流れる電流から反射した電流Ｉｐｒｉは、スイッチ２２４を通って接地へ流れる。そのために分岐点３８のスイッチ電圧Ｖｓｗがより速く減少し、したがって次のスイッチサイクルをより短い遅延で開始することができるため、コンデンサ２６の総充電時間を短くすることができる。
【００７１】
図６Ａを参照すると、図６の回路２２０と同様であるが補助スイッチ２２４が除去された回路の動作を示すことによって補助スイッチ２２４の利点を示すために様々な波形が提供されている。つまり、図６Ａの波形３８、２３２、２３４および２３８は、補助スイッチ２２４が使用されていない回路２２０の動作を示している。詳細には、波形３８は分岐点３８のスイッチ電圧Ｖｓｗを示しており、波形２３２は出力電圧Ｖｏｕｔを示している。波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを通って流れる一次電流Ｉｐｒｉを示しており、また、波形２３８は二次電流Ｉｓｅｃを示している。
【００７２】
明らかなように、二次電流Ｉｓｅｃ２３８が時間Ａでゼロアンペアに到達し、スイッチ２２がターンオンすると、正の一次電流が流れ始めることができるよう、ダイオード２４が回復し、したがって分岐点３８のスイッチ電圧が時間Ｂで入力電圧レベルまで降下するためには１１４ナノ秒程度の時間が必要である。各サイクルの間のこの１１４ナノ秒の逆回復間隔プラス一次電流Ｉｐｒｉが負のピーク電流からゼロまでランプするための時間が、最小スイッチサイクルあるいは最大スイッチング周波数を制限しており、延いては出力コンデンサ２６の充電速度を遅くしている。回路２２０からスイッチ２２４を除去することにより、コンデンサ２６を完全充電するために要する時間は７６μｓ程度になる。
【００７３】
また、図６Ｂを参照すると、波形３８、２３２、２３４および２３８は、上で説明したように機能する補助スイッチ２２４を備えた回路２２０の動作を示している。詳細には、波形３８は分岐点３８のスイッチ電圧を示しており、波形２３２は出力電圧を示している。波形２３４は、変圧器漏れインダクタンス１８ｅを通って流れる一次電流Ｉｐｒｉを示しており、また、波形２３８は二次電流Ｉｓｅｃを示している。上で説明したように動作する補助スイッチ２２４を使用することにより、二次電流２３８が時間Ａでゼロアンペアに到達すると、補助スイッチ２２４が十分な速さでターンオンする。二次巻線を通って流れる回復電流の大きさが大きいほど回復時間が短くなり、したがってスイッチ分岐点電圧がより速く減少し、また、負の一次電流のスイングがより小さくなる。詳細には、一次電流がより小さい負の電流から流れ始めることができるよう、ダイオード２４が回復し、したがって分岐点３８の電圧が時間Ｂで入力電圧レベルまで降下するために要する時間は、たったの５８ナノ秒程度である。したがって、補助スイッチ２２４によって各スイッチサイクルが短くなり、それにより補助スイッチがない回路と比較するとコンデンサ２６の充電に要する時間が短縮される。この構造によれば、コンデンサ２６がより速く充電され、たとえば一実例実施形態では６％〜８％程度速く充電される。回路２２０に補助スイッチ２２４を使用することにより、コンデンサ２６を完全充電するために要する時間はたったの７０μｓ程度になる。
【００７４】
図７を参照すると、代替コンデンサ充電回路２５０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。コンデンサ充電回路２５０は、上で説明した回路と同じ汎用フライバックトポロジーの回路であり、したがって、入力電圧すなわち電池電圧を提供する、ここではＶＢＡＴのラベルが振られている入力電圧源１４、一次巻線１８ａおよび二次巻線１８ｂを有する変圧器１８、スイッチ２２、スイッチ制御回路２８、ダイオード２４、およびカメラ閃光などの負荷を両端間に結合することができる出力コンデンサ２６を備えている。スイッチ制御回路２８は様々な形態を取ることができる。たとえば、スイッチ制御回路は、図２に関連して説明した、一次電流レベルに応答してスイッチオン時間が制御され、また、スイッチ電圧ＶＳＷのレベルに応答してスイッチオフ時間が制御されるタイプの回路であっても、あるいは図４に関連して説明した、一次巻線電流に応答してオン時間が制御され、また、感知された出力コンデンサ電流に応答してオフ時間が制御されるタイプの回路であってもよい。別法としては、スイッチ制御回路２８は、一次電流レベルに応答してスイッチオン時間が制御され、また、スイッチ電圧の勾配の極性変化を検出することによってスイッチオフ時間が制御される図１１の回路４０６の形態を取ることも可能である。
【００７５】
回路２５０は、本発明の一態様による「リフレッシュ」機能を実施するための出力電圧感知回路２５４を備えている点で、上で説明したコンデンサ充電回路とは異なっている。出力電圧Ｖｏｕｔが所望のレベルに到達すると、コンデンサの充電が終了してスイッチ２２がターンオフし、それにより電力が節約される。コンデンサが充電されている間の時間間隔（すなわちスイッチがターンオンおよびターンオフする時間間隔）は、本明細書においては「充電モード」と呼ばれている。コンデンサ２６を実質的に完全充電の状態に維持するためには、出力電圧レベルを検出し、コンデンサを完全充電状態に維持する必要性に応じてコンデンサを再充電する（つまりリフレッシュすなわち補給する）ことが望ましい。
【００７６】
上で説明した出力電圧感知回路と同様、回路２５４は、一般的に高出力電圧回路における二次側電圧感知に関連する高電力散逸を回避するためには望ましいように、変圧器１８の一次側から出力電圧Ｖｏｕｔを感知しており、また、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに生じる電圧スパイクに応答した不適切な感知を防止する方法で変圧器１８の一次側から出力電圧Ｖｏｕｔを感知している。
【００７７】
有利には、出力電圧感知回路２５４は、充電モードが終了した後でも出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に検出する。したがって、回路２５４は、充電モードの間増加する出力電圧として、また、充電モードが終了すると徐々に減少する出力電圧の両方としての出力電圧の一次側反射に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを検出している。この構造によれば、充電モードは、検出した出力電圧Ｖｏｕｔがコンデンサの電荷を補給しなければならないことを示すまで開始されないため、充電モードは不必要に開始されない。
【００７８】
出力電圧感知回路２５４は、差電圧発生器２５６および減衰器２５８を含むために図７にはブロック図の形で示されている。これらの要素は、たとえば図１に関連して上で説明した加算要素５０および抵抗器５４、５８からなるレベルシフタなどの同様の要素に類似している。したがって差電圧発生器２５６は一次巻線１８ａの両端間に電圧を提供し、減衰器２５８は差電圧のレベルをシフトダウンしている。したがって減衰器の出力電圧ＶＡは、スイッチ２２がオフである場合、出力電圧Ｖｏｕｔに比例している。減衰器２５８の出力部分には、減衰電圧ＶＡを平均化すなわち平滑化するためのフィルタ（図８、１０および１０Ａに示されている）を提供することができる。
【００７９】
サンプルアンドホールド回路２６０は減衰電圧ＶＡに応答し、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨを提供している。サンプルアンドホールド回路２６０は様々な形態を取ることができる。たとえば、図８の実施形態では、サンプルアンドホールド回路は、スイッチがオフしている時間の間、減衰電圧をサンプリングし、かつ、その後にサンプリングした電圧をホールドするように動作している。図１０の実施形態では、サンプルアンドホールド回路は、減衰電圧ＶＡのピークまでコンデンサを充電しており、したがってピーク充電器として記述することも可能である。また、図１０Ａでは、サンプルアンドホールド回路は使用されていない。
【００８０】
出力電圧感知回路２５４は、さらに、出力コンデンサ２６の放電特性を複製し（つまり、より一般的には、出力コンデンサ放電特性に対して所定の関係を有する放電特性を示す）、かつ、充電モード制御回路２７０に調整電圧ＶＲＥＧを提供する出力複製回路２６４を備えている。調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧が上昇する際の出力電圧Ｖｏｕｔを追跡し（つまり出力電圧の正の勾配を追跡し）、そして重要なことに、出力電圧が降下する際の出力電圧も追跡する（つまり出力電圧の負の勾配も追跡する）。以下で説明するように、充電モードは調整電圧ＶＲＥＧに基づいて開始され（つまりコンデンサ２６が補給され）、したがって測定された出力電圧降下の指示に基づいて開始される。この構造によれば、必要な充電モードの開始に先立つ不必要な充電モードの開始が回避されるため、電力が節約される。
【００８１】
より詳細には、出力コンデンサ２６は、容量および該容量と結合した漏れ抵抗を有している。この漏れ抵抗は、説明を目的として個別の抵抗器要素２７で示されている。出力複製回路２６４は、図８、１０および１０Ａの実施形態に示されているＲＣ回路網を形成する抵抗器およびコンデンサを備えていることが好ましい。ＲＣ回路網のＲＣ時定数は、出力コンデンサ２６の容量および漏れ抵抗に関連するＲＣ時定数に対して所定の関係を有している。たとえば、回路２６４のＲＣ時定数は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に実質的に等しくすることができる。したがって、この場合、調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧Ｖｏｕｔと同じ速度で上昇および降下すなわち減少することになる。別法としては、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数より小さくなるように回路２６４のＲＣ時定数を選択することも可能であり、その場合、調整電圧ＶＲＥＧは、出力電圧より速く上昇および降下することになる。この構造は、場合によっては、出力電圧をより緊密に調整することが望ましいアプリケーションに有利である。また、回路２６４のＲＣ時定数は、出力コンデンサのＲＣ時定数より大きくすることも可能である。
【００８２】
調整電圧ＶＲＥＧが出力電圧に対して所定の速度で減少することを保証するためには、回路２６４および出力コンデンサ２６が同様の温度変化に遭遇するよう、それらを近接して配置することが有利である。実例閃光充電器アプリケーションの場合、コンポーネントをカメラの内側に収納することができるため、それらを十分に近接した間隔で配置することができる。また、出力コンデンサ２６およびＲＣ回路網２６４のコンデンサには、いずれも電解コンデンサなどの同じタイプのコンデンサを使用することが利点である。出力複製回路２６４は、本明細書においてはＲＣ回路網として記述されているが、ＬＲ回路網などの代替回路を使用して出力コンデンサを複製することも可能であり、詳細には、電圧が減少する速度すなわち放電特性に関して複製することができることは当業者には理解されよう。
【００８３】
充電モード制御回路２７０は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧおよび減衰電圧ＶＡ（または点線で示されている、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨ）に応答し、スイッチ制御回路２８にイネーブル信号ＶＥＮを提供している。イネーブル信号ＶＥＮがたとえばハイ論理レベルなどの第１の論理レベルにある場合、スイッチ制御回路２８がイネーブルされてスイッチ２２がターンオンおよびターンオフする（すなわち充電モードがイネーブルされる）。一方、イネーブル信号ＶＥＮがたとえばロー論理レベルなどの第２の論理レベルにある場合、スイッチ制御回路がディセーブルされ、したがってスイッチのターンオンおよびターンオフが妨げられ、充電モードが終了する（すなわち充電モードがディセーブルされる）。
【００８４】
また、図８を参照すると、図７の出力電圧感知回路２５４の一実施形態２７４が示されている。出力電圧感知回路２７４は、利得Ａを有する演算増幅器２７６の形態の差電圧発生器を備えている。したがって増幅器２７６の出力は、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する一次巻線電圧の減衰バージョンである。一実例実施形態では、公称出力電圧は３００ボルト程度であり、公称入力電圧は１．５ボルトないし１０ボルト程度であり、変圧器巻数比は１０程度であり、また、増幅器の利得Ａは１／２６程度であり、公称増幅器出力電圧は１．２ボルト程度である。
【００８５】
フィルタ２７８は、演算増幅器２７６の出力に結合されており、ここでは抵抗器２８０およびコンデンサ２８２を含んだＲＣフィルタの形態で提供されている。フィルタ２７８は、図１のフィルタに関連して上で説明したように、反射した電圧を平均化すなわち平滑化し、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの少なくとも大半を除去している。ここでは減衰電圧ＶＡであるフィルタの出力電圧は、回路分岐点２９０に提供される。
【００８６】
フィルタ２７８は、ここでは比較器２８４、スイッチ２８６およびコンデンサ２８８からなるサンプルアンドホールド回路に結合されている。比較器２８４は、フィルタ２７８に結合された非反転入力、コンデンサ２８８に結合された反転入力、およびスイッチ２８６の制御端子に結合された出力を有している。スイッチ２８６は、フィルタ２７８とコンデンサ２８８の間に直列に結合されている（つまり回路分岐点２９０と、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨが提供される回路分岐点２９２との間に直列に結合されている）。
【００８７】
動作中、分岐点２９０の電圧が分岐点２９２の電圧よりもスイッチ２８６の順電圧降下を上回る分だけ高くなると、比較器２８４の出力がハイになってスイッチ２８６がターンオンし、それによりコンデンサ２８８が分岐点２９０の減衰電圧ＶＡのレベルまで充電される（つまり反射した出力電圧がサンプリングされる）。他の時間では比較器の出力はローであり、スイッチ２８６は導通しないため、予めサンプリング済みの電圧がホールドされることになる。この方法によれば、回路分岐点２９２の電圧ＶＳＨは、出力電圧Ｖｏｕｔの正の勾配を追跡する。
【００８８】
サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨはバッファ２９４に結合されており、バッファ２９４は、ここでは抵抗器３０２およびコンデンサ３０４からなるＲＣ回路網３００の形態の出力複製回路網に結合されている。この構造によれば、ＲＣ回路網３００は、ＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧが出力電圧の正の勾配を追跡するよう、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨを使用して充電される。したがってサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨは、充電モードがイネーブルされ、出力コンデンサが充電される際の調整電圧ＶＲＥＧに実質的に等しい。バッファ２９４は、ＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧがコンデンサ２８８を介して放電されるのを防止している。これは、ローになるイネーブル信号ＶＥＮ３２６に応答してオープンコレクタ出力を提供するトライステートバッファの形態のバッファ２９４を提供することによって達成される。したがって、バッファ２９４は、イネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになると（つまり充電モードが終了すると）、ＲＣ回路網３００をサンプルアンドホールド回路から解放する。バッファ２９４は、さらに、スイッチ２８６が閉じると、コンデンサ３０４を充電するための電流充電機能を提供している。
【００８９】
充電モード制御回路は、バッファ２９４、「完全充電」比較器３１０、「低充電」比較器３１４およびフリップフロップ３１８を備えている。フリップフロップ３１８の出力は、スイッチ制御回路２８（図７）にイネーブル信号ＶＥＮ３２６を提供している。比較器３１０は、ここではサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３１２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３１０の出力は、フリップフロップ３１８にリセット信号ＶＲ３２０を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３１０の出力がハイになってフリップフロップ３１８がリセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになって充電モードが終了する。したがってリセット信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、完全充電状態であることを指示するよう比較器３１０の出力が変化するように選択される。
【００９０】
比較器３１４は、ここではＲＣ回路網３００の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ２９６に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３１６に結合された非反転入力である第２の入力を有している。比較器３１４の出力は、フリップフロップ３１８にセット信号ＶＳ３２２を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３１４の出力がハイになってフリップフロップ３１８がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮがハイになって充電モードが開始される。したがってセット信号ＶＳ３２２は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。ここでは、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３１６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３２２がハイになるように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３２６がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになって充電モードが終了する。
【００９１】
図９を参照すると、図７および８のコンデンサ充電回路に関連する実例波形が示されている。詳細には、図に示されているスイッチ電圧ＶＳＷ波形の第１のサイクルには、スイッチ２２がターンオンおよびターンオフする（それぞれｔｏｎおよびｔｏｆｆのラベルが振られている）「充電モードイネーブル」のラベルが振られたインターバルが含まれている。また、このスイッチ電圧ＶＳＷ波形には、スイッチ２２がオフを維持する「充電モードディセーブル」インターバルが含まれている。
【００９２】
また、図９には実例出力電圧Ｖｏｕｔ波形が示されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチ２２がターンオフし、その時点で、一次巻線１８ａから二次巻線に、また、二次巻線から出力コンデンサ２６に電荷が引き渡される毎に上昇している。図９には、出力電圧Ｖｏｕｔと関連して、ＦＣのラベルが振られた完全充電レベルおよびＵＣのラベルが振られた許容不可充電レベルが示されている。ＦＣレベルは、コンデンサ２６が完全に充電されていると見なされる所望の電圧レベルを表しており、また、ＵＣレベルは、それ未満では出力電圧を許容することができない電圧レベルであり、したがってそれ未満では、コンデンサの電荷を補給しなければならない電圧レベルである。典型的な閃光充電器アプリケーションの場合、ＵＣレベルは、ＦＣレベルよりも１０パーセントないし２０パーセント程度低い。
【００９３】
図８の回路分岐点２９０に提供される減衰電圧ＶＡは、Ｖｒｅｆ１電圧およびＶｒｅｆ２電圧に関連して示されている。Ｖｒｅｆ１電圧は、完全充電されたコンデンサ電圧レベルに対応するように選択され、また、Ｖｒｅｆ２電圧は、低コンデンサ電圧レベルすなわち許容不可コンデンサ電圧レベルに対応するように選択されることを思い出されたい。
【００９４】
また、調整電圧ＶＲＥＧ２９６も、Ｖｒｅｆ１電圧およびＶｒｅｆ２電圧に関連して示されている。調整電圧ＶＲＥＧは、減衰電圧ＶＡが、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨよりスイッチ２８６の微小電圧降下だけ高くなると大きくなることを思い出されたい。したがって、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨは、充電モードの間、実質的にＶＲＥＧ電圧２９６に等しい。より詳細には、ここでは、減衰電圧ＶＡは、サンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨよりスイッチ２８６の順方向降下を超えて高くなっており、それにより、ｔ１、ｔ２、ｔ６およびｔ８のラベルが振られた時間でスイッチ２８６が閉じ、ＶＲＥＧ電圧が上昇している。調整電圧ＶＲＥＧは、時間ｔ２より少し後の時間ｔ３でＶｒｅｆ１電圧より高くなり、それによりリセット信号ＶＲ３２０がハイになって出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達したことを示す。リセット信号ＶＲ３２０がハイになると、イネーブル信号ＶＥＮ３２６がローになり、それにより、図に示されているように充電モードがディセーブルされる。
【００９５】
充電モードがディセーブルされると、出力電圧Ｖｏｕｔが徐々に減少すなわち降下する。この実例実施形態では、負荷が存在しない場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、主として漏れ抵抗２７のため、出力コンデンサ２６をゼロボルトから約３００ボルトの完全充電まで充電するのに要する時間と比較すると、極めて緩やかに減少する。たとえば、出力コンデンサが１０μｆのコンデンサであり、電池電圧が１．８ボルトないし１０ボルト程度である一実例実施形態では、出力コンデンサをゼロボルトから３００ボルトまで充電するのに要する時間は１ｓ程度であり、また、出力電圧がその完全充電レベルの９０％まで減少するのに要する時間は２２ｓ程度である。図面を分かり易くするために、コンデンサ放電の時間スケールは、図９では短縮されている。一般に、調整電圧ＶＲＥＧをＶｏｕｔからＶＴまで放電させるために要する時間は、Ｔ＝Ｒ・Ｃ・ｌｎ（Ｖｏｕｔ／ＶＴ）で与えられる。時間ｔ４では、出力電圧は、完全充電レベルより若干高いレベルから完全充電レベルまで降下し、また、調整電圧ＶＲＥＧはＶｒｅｆ１レベルまで降下しており、リセット信号ＶＲ３２０をローにしている。
【００９６】
重要なことには、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する速度は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧが減少する速度に実質的に等しい。最も一般的には、所定の関係は、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する速度と調整電圧ＶＲＥＧが減少する速度との間に存在していることを思い出されたい。図９の実施例の場合、これらの速度は同じである。上で言及したように、いくつかの実施形態では、出力電圧をより厳格に調整するための方法として、場合によっては、出力コンデンサに関連する時定数より短くなるように回路網３００のＲＣ時定数を設定することが望ましい。
【００９７】
出力電圧Ｖｏｕｔは、図に示されているように、時間ｔ５までには許容不可能なレベルＵＣまで減少している。調整電圧ＶＲＥＧは、その若干後にＶｒｅｆ２電圧レベル未満まで降下し、それによりセット信号ＶＳ３２２がハイになってフリップフロップ３１８がセットされ、したがってイネーブル信号ＶＥＮ３２６がハイになって充電モードが開始される。
【００９８】
充電モードがイネーブルされると、出力電圧Ｖｏｕｔが再び上昇を開始し、時間ｔ６までには許容不可能な充電レベルＵＣより高くなる。調整電圧ＶＲＥＧは、その若干後の時間ｔ７でＶｒｅｆ２電圧より高くなり、セット信号ＶＳ３２２がローになる。図に示されているように、各スイッチオフ時間の間、出力電圧は上昇し続け、また、調整電圧ＶＲＥＧは出力電圧の上昇を追跡する。
【００９９】
また、図１０を参照すると、図７の出力電圧感知回路２５０の代替実施形態３５０が示されている。本質的には、この出力電圧感知回路３５０は、以下で説明するように、図８の回路２７４とはサンプルアンドホールド回路が異なっている。したがって、出力電圧感知回路３５０は、図８の演算増幅器２７６と同様の、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧に比例する一次巻線電圧の減衰バージョンを提供する演算増幅器３５４を備えている。回路３５０は、さらに、図８のフィルタ２７８と同様の、反射した電圧を円滑にし、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの大半を除去するフィルタ３５６を備えている。
【０１００】
出力電圧感知回路３５０は、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４を備えた出力複製ＲＣ回路網３７０を備えている。この場合も、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網３７０が提供されるように選択される。
【０１０１】
ここでは減衰電圧ＶＡである分岐点３６２の電圧は、比較器３６４およびスイッチ３６６を備えたサンプルアンドホールド回路に結合されている。比較器３６４の第２の入力は調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答し、また、比較器の出力はスイッチ３６６の制御端子に結合されている。スイッチ３６６は、図に示されている電池電圧ＶＢＡＴなどの電圧源とＲＣ回路網３７０の間に結合されている。
【０１０２】
動作中、減衰電圧ＶＡ３６２が調整電圧ＶＲＥＧ３６８より高くなると、比較器３６４の出力が論理ハイレベルに変化してスイッチ３６６が導通する。スイッチ３６６がオンになると、電池電圧ＶＢＡＴによってコンデンサ３７４が充電される。したがって、比較器３６４およびスイッチ３６６は、ＶＲＥＧ電圧３６８を減衰電圧ＶＡ３６２のピークに維持するためのピーク充電器として動作しており、したがってサンプリングされ、かつ、ホールドされた電圧ＶＳＨ（図７）は、図１０の実施形態の調整電圧ＶＲＥＧに等しい。出力電圧Ｖｏｕｔが降下し始めると、比較器３６４の出力は論理ローレベルを維持することになり、したがってスイッチ３６６はオフを維持することになり、それにより、調整電圧ＶＲＥＧ３６８を出力電圧に対して所定の望ましい関係で降下させることができる。スイッチ３６６に印加される、コンデンサ３７４を充電するための電圧には、スイッチ３６６が導通した場合に、十分な電荷をコンデンサに提供することができる適切な任意の電圧を使用することができ、電池電圧ＶＢＡＴはその一例であることは当業者には理解されよう。
【０１０３】
充電モード制御回路は、第１の完全充電比較器３８０、第２の低充電比較器３８４およびフリップフロップ３９０を備えている。フリップフロップ３９０の出力は、充電モードをイネーブルおよびディセーブルするためのイネーブル信号ＶＥＮ３９２をスイッチ制御回路に提供している。比較器３８０は、ここでは回路分岐点３６２の減衰電圧ＶＡに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３８２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３８０の出力は、フリップフロップ３９０にリセット信号ＶＲ３７６を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３８０の出力がハイになり、フリップフロップ３９０がリセットされる。したがって出力信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。
【０１０４】
比較器３８４は、ここではＲＣ回路網３７０の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６に応答する非反転入力である第２の入力を有している。比較器３８４の出力は、フリップフロップ３９０にセット信号Ｖｓ３７８を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３８４の出力がハイになってフリップフロップ３９０がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電モードがイネーブルされる。したがってセット信号ＶＳ３７８は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。この場合も、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３７８がフリップフロップ３９０をセットするように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになって充電モードが終了する。
【０１０５】
図１０の出力電圧感知回路３５０に関連する波形は、図９に示されているような図８の出力電圧感知回路２７４に関連する同様の波形と実質的に同じである。
また、図１０Ａを参照すると、図７の出力電圧感知回路２５０の他の代替実施形態３９２が示されている。この出力電圧感知回路３９２は、以下で説明するようにサンプルアンドホールド回路が除去されている点で図１０の回路３５０とは異なっている。したがって、出力電圧感知回路３９２は、スイッチがオフしている時間の間、出力電圧に比例する一次巻線電圧の減衰バージョンを提供する演算増幅器３５４を備えている。回路３９２は、さらに、反射した電圧を円滑にする、スイッチがターンオフする際に生じる電圧スパイクの大半を除去するフィルタ３５６を備えている。
【０１０６】
出力電圧感知回路３９２は、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４を備えた出力複製ＲＣ回路網３７０を備えている。この場合も、抵抗器３７２およびコンデンサ３７４は、出力コンデンサ２６のＲＣ時定数に対して所定の関係を有するＲＣ時定数を有するＲＣ回路網３７０が提供されるように選択される。
【０１０７】
充電モード制御回路は、第１の完全充電比較器３８０、第２の低充電比較器３８４およびフリップフロップ３９０を備えている。フリップフロップ３９０の出力は、充電モードをイネーブルおよびディセーブルするイネーブル信号ＶＥＮ３９２をスイッチ制御回路に提供している。比較器３８０は、ここでは回路分岐点３６２の減衰電圧ＶＡに結合された非反転入力である第１の入力、およびここでは基準電圧Ｖｒｅｆ１ ３８２に結合された反転入力である第２の入力を有している。比較器３８０の出力は、フリップフロップ３９０にリセット信号ＶＲ３７６を提供している。動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の完全充電レベルに到達すると、比較器３８０の出力がハイになってフリップフロップ３９０がリセットされる。したがって出力信号ＶＲは、完全充電インジケータ信号と呼ぶことができる。
【０１０８】
比較器３８４は、ここではＲＣ回路網３７０の両端間の調整電圧ＶＲＥＧ３６８に応答する反転入力である第１の入力、およびここでは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６に応答する非反転入力である第２の入力を有している。比較器３８４の出力は、フリップフロップ３９０にセット信号Ｖｓ３７８を提供している。
【０１０９】
第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８を提供している基準電圧源３９８は、バッファ３９６に結合されている。バッファ３９６の出力は、図に示されているように、調整電圧ＶＲＥＧ３６８を提供するＲＣ回路網３７０に結合されている。バッファ３９６は、ローになるイネーブル信号ＶＥＮ３２６に応答してオープンコレクタ出力を提供するトライステートバッファである。したがって、イネーブル信号ＶＥＮ３９４ がハイになると（つまり充電モードの間）、バッファ３９６は、コンデンサ３７４を充電するための電流充電機能を提供する。また、イネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになると（つまり充電モードが終了すると）、バッファ３９６は、基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８からＲＣ回路網３７０を解放する。充電モードの間、コンデンサ３７４を充電する第３の基準電圧Ｖｒｅｆ３ ３９８には、コンデンサに十分な電荷を提供することができる適切な任意の電圧を使用することができ、電池電圧ＶＢＡＴはその一例である。
【０１１０】
動作中、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能な低レベルまで降下すると、比較器３８４の出力がハイになってフリップフロップ３９０がセットされ、それによりイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電モードがイネーブルされる。したがってセット信号ＶＳ３７８は、低充電インジケータ信号または許容不可充電インジケータ信号と呼ぶことができる。この場合も、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１の百分率、たとえば９０％になるように選択される。しかしながら、より一般的には、基準電圧Ｖｒｅｆ２ ３８６は、出力電圧がコンデンサの電荷を補給する必要がある許容不可能なレベルまで降下するとセット信号ＶＳ３７８がフリップフロップ３９０をセットするように選択される。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが許容不可能なレベルまで降下するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がハイになって充電動作モードが開始され、また、出力電圧が望ましい完全充電レベルまで上昇するとイネーブル信号ＶＥＮ３９４がローになって充電モードが終了する。
【０１１１】
図１０Ａの出力電圧感知回路３９２に関連する波形は、図９に示されている図８の出力電圧感知回路２７４に関連する同様の波形と実質的に全く同じである。図１１を参照すると、代替コンデンサ充電回路４００が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路４００は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。コンデンサ充電回路４００は、さらに、たとえば図１、３、８および１０に関連して上で説明した回路などの様々な形態を取ることができる出力電圧感知回路４０２を備えている。出力電圧感知回路４０２は、完全コンデンサ充電の指示を単純に提供することができる。追加または別法として、出力電圧感知回路４０２は、それぞれ図７、８、１０および１０Ａの出力電圧感知回路２５０、２７４、３５０および３９２の方法でリフレッシュ機能を実施することも可能である。
【０１１２】
本発明の一態様によれば、コンデンサ充電回路４００は、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御するためのスイッチ制御回路４０６を備えている。ここでは、スイッチ制御回路４０６は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１１３】
感知スイッチ４１０は、スイッチ２２のドレインに結合され、したがってスイッチ電圧ＶＳＷに結合されたドレイン端子、接地に結合されたソース端子、および信号Ｖｃｉ４２４が提供されるゲート端子を有している。コンデンサ４１２は、感知スイッチ４１０のドレイン端子とゲート端子の間に示されている。ダイオード４１４、４１６および抵抗器４１８は、感知スイッチ４１０のゲート端子と接地の間に結合されている。感知スイッチ４１０のゲート端子は、図に示されているように、ここでは非反転入力である比較器４２０の入力に結合されている。ここでは反転入力である比較器４２０の第２の入力は、たとえば−０．３ボルト程度にすることができる小さい負のオフセット電圧−Ｖｅに応答している。比較器４２０の出力は、Ｑ出力にスイッチ制御信号を提供しているフリップフロップ４３０にセット入力信号Ｖｓ４２２を提供している（Ｄフリップフロップ４２８およびＯＲゲート４３２を介して）。以下で説明するように、通常、セット信号Ｖｓ４２２がハイになると、スイッチ２２がターンオンする。コンデンサ４１２は、感知スイッチ４１０に対して個別のコンポーネントとして示されているが、別法として、スイッチ４１０の固有のミラー容量によってコンデンサを提供することも可能であることは当業者には理解されよう。
【０１１４】
より詳細には、動作中、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇または降下すると、コンデンサ４１２がそれぞれ充電または放電される。結果として得られる比較器入力電圧Ｖｃｉには、それぞれスイッチ電圧の上昇時間および降下時間に対応する正および負のパルスが含まれている。また、スイッチ電圧ＶＳＷが一定である場合（つまり実質的にゼロ勾配を有している場合）、比較器入力信号Ｖｃｉはゼロボルトである。この実例実施形態では、−Ｖｅオフセット電圧は、図１２に示されているように、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が負の勾配から正の勾配に変化する場合を除き、比較器出力信号Ｖｃｉがハイであるように選択される。
【０１１５】
上で指摘したように、ここでは一次電流Ｉｐｒｉに応答してスイッチオン時間が制御される。そのために、図に示されているように、スイッチ２２のソースと接地の間に抵抗器４４４が結合されており、また、比較器４３８は、該抵抗器に結合された、ここでは非反転入力である入力を有している。ここでは反転入力である比較器４３８の第２の入力は、一次電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆによって確立される所定のレベルに到達すると、比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフするように該基準電圧Ｖｒｅｆに応答している。
【０１１６】
ワンショット４４６は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに出現する電圧スパイクの結果として早期にスイッチ２２がターンオンするのを防止するために、比較器４３８の出力とＤフリップフロップ４２８のリセット入力の間に結合されている。比較器４２０の出力は、Ｄフリップフロップ４２８のクロック入力に結合されており、このクロック入力は、そのＤ入力上の論理ハイ電圧レベルに応答している。フリップフロップ４２８のＱ出力信号ＶＱ４３４は、同様にタイマ４３６に応答するＯＲゲート４３２の第１の入力に結合されている。この構造によれば、クロック信号入力（つまりセット信号Ｖｓ４２２）がハイになり、かつ、リセットされるまでハイを維持すると、ここではワンショット４４６によって提供されるリセット信号４４８の立上りエッジでフリップフロップ４２８のＱ出力がハイになる。リセット信号４４８はハイを維持し、それによりワンショットインターバルの間、フリップフロップ４２８のＱ出力がハイになるのを防止している。この方法によれば、ワンショットは、一次電流Ｉｐｒｉが所定のレベルに到達した後の所定の時間の間、比較器４２０の出力信号を空白にする。ワンショットインターバルは、少なくとも、スイッチ電圧ＶＳＷ上の電圧スパイクの継続時間の長さになるように選択される。ＯＲゲート４３２およびタイマ４３６は、回路４００のパワーアップに引き続いてスイッチ２２が確実にターンオンすることを保証するために提供されている。より詳細には、スイッチ２２がターンオンしてから所定の時間が経過すると、タイマの出力がハイになってスイッチがターンオンする。図に示されているように、ＯＲゲート４３２の出力は、フリップフロップ４３０にセット入力信号を提供しており、そのフリップフロップ４３０は、スイッチ２２のためのゲート駆動信号をそのＱ出力に提供している。
【０１１７】
図１１の感知スイッチ４１０は、個別のディスクリートスイッチとして提供することができることは当業者には理解されよう。別法としては、スイッチ２２を形成しているアレイの１つまたは複数のスイッチによって感知スイッチを提供することも可能である。通常、感知スイッチ４１０は、スイッチ２２と同じタイプ（たとえばＤＭＯＳ）のスイッチである。
【０１１８】
他の代替として、スイッチ２２自体によって感知スイッチの機能を提供することも可能である。したがって、この場合、スイッチ２２のドレイン端子とゲート端子の間に結合された個別のコンデンサ、あるいはスイッチ２２の固有ミラー容量は、ゲートからスイッチ電圧ＶＳＷの勾配を検出するための機構を提供することができる。したがって、一例として、感知スイッチ４１０およびコンデンサ４１２を除去し、スイッチ２２のゲートを比較器４２０の非反転入力に結合し、かつ、スイッチ２２のドレイン端子とゲート端子の間にコンデンサを提供することによってこの構造を提供することができる。このスキームを実施するためには、場合によってはゲートをフローティングにし、かつ、ダイオードによってクランプする必要がある。そのためには、特殊な構造のデバイス幾何構造が必要である。
【０１１９】
また、図１１Ａを参照すると、代替コンデンサ充電回路５０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。したがって回路４５０は、入力電圧源１４、変圧器１８、スイッチ２２、ダイオード２４および出力コンデンサ２６を備えている。回路４５０は、さらに、代替スイッチ制御回路４５４を備えている。図１１のスイッチ制御回路４０６と同様、スイッチ制御回路４５４は、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御している。この場合も、スイッチ制御回路４５４は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１２０】
スイッチ制御回路４５４は、感知スイッチ４１０が除去され、また、コンデンサ４５８がＤＭＯＳデバイス幾何構造に固有のミラーまたはＣｇｄ容量ではなく、ディスクリートコンデンサである点を除き、図１１のスイッチ制御回路４０６に類似している。コンデンサ４５８は、高いスイッチ電圧ＶＳＷに耐えることができなければならない。出力電圧が３１５ボルト程度であり、また、変圧器巻数比が１０である一実例実施形態では、コンデンサ４５８は、許容誤差および電圧スイッチングスパイクに対する余裕を持って少なくとも３１．５ボルトを隔離しなければならない。この実施形態の場合、コンデンサ４５８の定格は８０ボルトであり、一方、テクノロジーのゲート酸化物の定格は８ボルトにすぎない。したがって、コンデンサ４５８は、スイッチ２２のドレインに結合され、したがってスイッチ電圧ＶＳＷに結合された第１の端子、および信号Ｖｃｉ４２４がここでは非反転入力である比較器４２０の入力に提供される第２の端子を有している。ダイオード４１４、４１６および抵抗器４１８は、コンデンサ４５８と接地の間に結合されている。ここでは反転入力である比較器４２０の第２の入力は、たとえば−０．３ボルト程度にすることができる小さい負のオフセット電圧−Ｖｅに応答している。比較器４２０の出力は、Ｑ出力にスイッチ制御信号を提供しているフリップフロップ４３０にセット入力信号Ｖｓ４２２を提供している（Ｄフリップフロップ４２８およびＯＲゲート４３２を介して）。以下で説明するように、通常、セット信号Ｖｓ４２２がハイになると、スイッチ２２がターンオンする。
【０１２１】
動作中、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇または降下すると、コンデンサ４５８がそれぞれ充電または放電される。結果として得られる比較器入力電圧Ｖｃｉには、それぞれスイッチ電圧の上昇時間および降下時間に対応する正および負のパルスが含まれている。また、スイッチ電圧ＶＳＷが一定である場合（つまり実質的にゼロ勾配を有している場合）、比較器入力信号Ｖｃｉはゼロボルトである。この実例実施形態では、−Ｖｅオフセット電圧は、図１２に示されているように、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が負の勾配から正の勾配に変化する場合を除き、比較器出力信号Ｖｃｉがハイであるように選択される。
【０１２２】
図１１の場合と同様、抵抗器４４４および比較器４３８は、一次電流レベルを感知するために提供されており、したがって一次電流Ｉｐｒｉが基準電圧Ｖｒｅｆによって確立される所定のレベルに到達すると、比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフする。比較器４３８の出力とＤフリップフロップ４２８のリセット入力の間に結合されているワンショット４４６は、スイッチ２２がターンオフする際にスイッチ電圧ＶＳＷに出現する電圧スパイクの結果として早期にスイッチ２２がターンオンするのを防止している。比較器４２０の出力は、Ｄフリップフロップ４２８のクロック入力に結合されており、このクロック入力は、そのＤ入力上の論理ハイ電圧レベルに応答している。フリップフロップ４２８のＱ出力信号ＶＱ４３４は、同様にタイマ４３６に応答するＯＲゲート４３２の第１の入力に結合されている。この構造によれば、上で説明したように、ワンショットは、一次電流Ｉｐｒｉが所定のレベルに到達した後の所定の時間の間、比較器４２０の出力信号を空白にする。ＯＲゲート４３２およびタイマ４３６は、同じく上で説明したように回路４００のパワーアップに引き続いてスイッチ２２が確実にターンオンすることを保証するために提供されている。図に示されているように、ＯＲゲート４３２の出力は、フリップフロップ４３０にセット入力信号を提供しており、そのフリップフロップ４３０は、スイッチ２２のためのゲート駆動信号をそのＱ出力に提供している。
【０１２３】
他の代替コンデンサ充電回路４６０が示されており、同様の参照番号は同様の構成要素を表している。図１１のスイッチ制御回路４０６および図１１Ａのスイッチ制御回路４５４と同様、スイッチ制御回路４６４も、ゼロ（または少なくともほぼゼロ）電圧スイッチングスキームを実施し、それにより、スイッチング損失を小さくする場合に望ましいように、スイッチ電圧がゼロボルトまで降下した時点でスイッチ２２をターンオンさせるために、スイッチ電圧ＶＳＷの勾配の極性変化の検出に応答してスイッチオフ時間を制御している。この場合も、スイッチ制御回路４６４は、一次巻線１８ａを通って流れる電流Ｉｐｒｉのレベルに応答してスイッチオン時間を制御している。
【０１２４】
スイッチ制御回路４６４は、ダイオード４１４および４１６が除去されている点を除き、図１１Ａのスイッチ制御回路４５４に類似している。ダイオードを除去することの意味について、図１２の波形に関連して説明する。図１１Ａの回路は、ダイオード４１４および４１６が除去されていること以外は、すべて図１１の回路と同様である。
【０１２５】
また、図１２を参照すると、それぞれ図１１、１１Ａおよび１１Ｂのスイッチ制御回路４０６、４５４および４６４に関連する実例波形が示されている。詳細には、スイッチサイクルの間、スイッチ電圧ＶＳＷおよび一次電流Ｉｐｒｉが示されている。一次電流Ｉｐｒｉは、スイッチがオンしている時間の間、ランプ上昇している。一次電流は、時間ｔ１で所定のレベルより大きくなり、それにより比較器４３８の出力がハイになってフリップフロップ４３０がリセットされ、スイッチ２２がターンオフする。また、比較器４３８の出力がハイになると、ワンショット４４６がトリガされ、それによりフリップフロップ４２８の出力信号ＶＱ４３４は、少なくとも空白期間の間、ローを維持する。
【０１２６】
スイッチ２２がターンオフすると、時間ｔ１とｔ２の間、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇する。この期間の間、図１１のコンデンサ４１２または図１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ４５８などのコンデンサが充電され、それにより比較器入力信号Ｖｃｉ４２４が上昇する。図１１の回路４００および図１１Ａの回路４５０では、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、ダイオード４１４に関連する正のクランプ電圧Ｖｄのレベルまで上昇し、一方、図１１Ｂの回路４６０では、クランピングダイオードが除去されているため、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、より高いレベルまで上昇する（点線で示されている）。スイッチ電圧ＶＳＷの勾配が時間ｔ２でゼロまで漸減すると、信号Ｖｃｉはゼロボルトまで降下する。
【０１２７】
スイッチ電圧ＶＳＷは、時間ｔ３で、二次電流（図示せず） がゼロアンペアまで低下するため、降下を開始する。スイッチ電圧ＶＳＷは、ダイオード２４の逆回復のためにスイッチ電圧ＶＳＷがその極性を変える時間ｔ４の少し前まで降下し続ける。スイッチ電圧ＶＳＷが降下を開始すると、図１１のコンデンサ４１２または図１１Ａおよび１１Ｂのコンデンサ４５８などのコンデンサが放電され、それにより比較器入力信号Ｖｃｉ４２４が負になる。図１１の回路４００および図１１Ａの回路４５０では、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、ダイオード４１６に関連する負のクランプ電圧−Ｖｄのレベルまで降下し、一方、図１１Ｂの回路４６０では、クランピングダイオードが除去されているため、比較器入力信号Ｖｃｉ４２４は、より低いレベルまで降下する（点線で示されている）。入力信号Ｖｃｉ４２４は、スイッチ電圧勾配がゼロに復帰し、それにより信号Ｖｃｉがゼロボルトに復帰する時間ｔ４まで負を維持する。
【０１２８】
比較器４２０は、入力信号Ｖｃｉ４２４と−Ｖｅオフセット信号を比較しているため、比較器出力信号Ｖｓ４２２は、入力信号Ｖｃｉが−Ｖｅオフセット信号未満まで降下する時間ｔ３の少し後までハイを維持する。その後、比較器出力信号Ｖｓは、図に示されているように、入力信号Ｖｃｉが−Ｖｅオフセット信号より高くなる時間ｔ４の少し後までローを維持する。
【０１２９】
フリップフロップ４２８のＱ出力ＶＱ４３４は、時間ｔ１で信号４４８を空白にすることによってリセットされる。フリップフロップ４２８の出力は、図に示されているように、Ｖｓ信号がほぼ時間ｔ４でハイになるまでローを維持する。フリップフロップ４２８のＱ出力ＶＱがハイになると、ＯＲゲート４３２の出力がハイになり、それによりフリップフロップ４３０がセットされ、延いてはスイッチ２２がターンオンして次のスイッチサイクルが開始される。
【０１３０】
スイッチ制御回路４０６は、スイッチ電圧ＶＳＷが上昇を開始する前にゼロボルトに到達しないアプリケーションにとりわけ有利であることは当業者には理解されよう。それは、勾配極性の変化を検出することにより、任意の特定の電圧レベルに対する電圧比較の必要性が除去されることによるものである。
【０１３１】
また、本発明による回路および技法は、本明細書においてはコンデンサ充電回路に関連して記述されているが、このような回路および技法は、他の様々なアプリケーションのためのコンバータに使用することができることは理解されよう。
【０１３２】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、それらの概念を組み込んだ他の実施形態を使用することができることは当業者には明らかであろう。
たとえば、コンデンサ充電回路に使用するために、本明細書において記述されている本発明の異なる特徴を組み合わせることが可能であり、あるいは別法として、それらを選択的または個別に使用することができることは当業者には理解されよう。たとえば、それぞれ図１、２および３の出力電圧感知回路４０、１１０および１４４は、他の従来のコンデンサ充電回路に単独で使用することも、あるいは別法として、本明細書において説明されている、たとえば図４〜６に関連して説明されている本発明の他の概念を同じく組み込んだ充電回路に使用することも可能である。
【０１３３】
また、本発明の概念を説明するために特定の回路要素について説明し、さらには論理信号レベルについて説明したが、開示されている実施形態に本発明の実施形態を限定してはならず、本発明は、特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ制限されるものであることは理解されよう。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、
前記一次巻線に結合された端子を有するスイッチと、
前記スイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分および前記スイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分を有し、前記第２の回路部分は、負の勾配から前記スイッチ端子の電圧の勾配の変化を検出する勾配検出回路を備え、
前記勾配検出回路は、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子および第２の端子を有するコンデンサと、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合された抵抗器と、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合され、前記スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器と、を備える、
フライバックコンバータ。
【請求項２】
前記勾配検出回路は、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合された制御端子を有する、前記スイッチ端子に結合された感知スイッチと、
前記制御端子に結合されたクランプと、
を備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチは複数のスイッチからなり、前記感知スイッチは前記複数のスイッチのうちの１つである、請求項２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記コンデンサの前記第２の端子と接地の間に結合されたクランプをさらに備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項５】
前記比較器出力信号に応答するセット入力およびスイッチ制御信号が提供される出力を有するフリップフロップをさらに備え、前記スイッチ制御回路の前記第２の回路部分は、
前記スイッチに結合された第２の抵抗器と、
前記第２の抵抗器に結合された第１の入力および基準電圧に応答する第２の入力を有し、前記フリップフロップのリセット入力に出力信号を提供する第２の比較器と、
を備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項６】
スイッチの端子に結合された一次巻線および二次巻線を備えた変圧器を有するフライバックコンバータにおける方法であって、
負の勾配から前記スイッチの端子の電圧の勾配の変化を検出するステップと、
前記検出に応答して前記スイッチをターンオンするステップと、を含み、
前記検出するステップは、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子を有し、かつ、第２の端子を有するコンデンサを提供するステップと、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合される抵抗器を提供するステップと、
負の勾配からスイッチ端子電圧の勾配の変化を検出するために、前記コンデンサの前記第２の端子の電圧と基準電圧を比較するステップと、を含む、
方法。
【請求項７】
前記検出するステップは、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子を有し、かつ、前記コンデンサに結合された第２の制御端子を有する感知スイッチを提供するステップと、
前記制御端子の電圧をクランプするステップと、
を含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項８】
前記コンデンサの前記第２の端子の電圧をクランプするステップをさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
いつ一次巻線電流が所定のレベルより大きくなるかを判断するために前記一次巻線に流れる電流を測定するステップと、
前記決定に応答して前記スイッチをターンオフするステップと、
をさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、
前記一次巻線に結合された端子を有するスイッチと、
前記スイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分および前記スイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分を有し、前記第２の回路部分は、負の勾配から前記スイッチ端子の電圧の勾配の変化を検出する勾配検出回路を備え、
前記勾配検出回路は、
制御端子を有する、前記スイッチ端子に結合された感知スイッチと、
前記制御端子に結合されたクランプと、
前記制御端子に結合された抵抗器と、
前記制御端子に結合され、前記スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器と、を備える、
フライバックコンバータ。
【請求項１１】
前記スイッチは複数のスイッチからなり、前記感知スイッチは前記複数のスイッチのうちの１つである、請求項１０に記載のコンバータ。
【請求項１】
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、
前記一次巻線に結合された端子を有するスイッチと、
前記スイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分および前記スイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分を有し、前記第２の回路部分は、負の勾配から前記スイッチ端子の電圧の勾配の変化を検出する勾配検出回路を備え、
前記勾配検出回路は、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子および第２の端子を有するコンデンサと、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合された抵抗器と、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合され、前記スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器と、を備える、
フライバックコンバータ。
【請求項２】
前記勾配検出回路は、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合された制御端子を有する、前記スイッチ端子に結合された感知スイッチと、
前記制御端子に結合されたクランプと、
を備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチは複数のスイッチからなり、前記感知スイッチは前記複数のスイッチのうちの１つである、請求項２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記コンデンサの前記第２の端子と接地の間に結合されたクランプをさらに備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項５】
前記比較器出力信号に応答するセット入力およびスイッチ制御信号が提供される出力を有するフリップフロップをさらに備え、前記スイッチ制御回路の前記第２の回路部分は、
前記スイッチに結合された第２の抵抗器と、
前記第２の抵抗器に結合された第１の入力および基準電圧に応答する第２の入力を有し、前記フリップフロップのリセット入力に出力信号を提供する第２の比較器と、
を備える、請求項１に記載のコンバータ。
【請求項６】
スイッチの端子に結合された一次巻線および二次巻線を備えた変圧器を有するフライバックコンバータにおける方法であって、
負の勾配から前記スイッチの端子の電圧の勾配の変化を検出するステップと、
前記検出に応答して前記スイッチをターンオンするステップと、を含み、
前記検出するステップは、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子を有し、かつ、第２の端子を有するコンデンサを提供するステップと、
前記コンデンサの前記第２の端子に結合される抵抗器を提供するステップと、
負の勾配からスイッチ端子電圧の勾配の変化を検出するために、前記コンデンサの前記第２の端子の電圧と基準電圧を比較するステップと、を含む、
方法。
【請求項７】
前記検出するステップは、
前記スイッチ端子に結合された第１の端子を有し、かつ、前記コンデンサに結合された第２の制御端子を有する感知スイッチを提供するステップと、
前記制御端子の電圧をクランプするステップと、
を含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項８】
前記コンデンサの前記第２の端子の電圧をクランプするステップをさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
いつ一次巻線電流が所定のレベルより大きくなるかを判断するために前記一次巻線に流れる電流を測定するステップと、
前記決定に応答して前記スイッチをターンオフするステップと、
をさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、
前記一次巻線に結合された端子を有するスイッチと、
前記スイッチのオン時間を制御するための第１の回路部分および前記スイッチのオフ時間を制御するための第２の回路部分を有し、前記第２の回路部分は、負の勾配から前記スイッチ端子の電圧の勾配の変化を検出する勾配検出回路を備え、
前記勾配検出回路は、
制御端子を有する、前記スイッチ端子に結合された感知スイッチと、
前記制御端子に結合されたクランプと、
前記制御端子に結合された抵抗器と、
前記制御端子に結合され、前記スイッチ端子の電圧の勾配が負の勾配から変化すると、第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化する比較器出力信号を提供する比較器と、を備える、
フライバックコンバータ。
【請求項１１】
前記スイッチは複数のスイッチからなり、前記感知スイッチは前記複数のスイッチのうちの１つである、請求項１０に記載のコンバータ。
【図１】
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１０Ａ】
【図１１】
【図１１Ａ】
【図１１Ｂ】
【図１２】
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１０Ａ】
【図１１】
【図１１Ａ】
【図１１Ｂ】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−２５７４５４（Ｐ２０１２−２５７４５４Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２７日（２０１２．１２．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１７９６７０（Ｐ２０１２−１７９６７０）
【出願日】平成２４年８月１４日（２０１２．８．１４）
【分割の表示】特願２００９−５４２７６２（Ｐ２００９−５４２７６２）の分割
【原出願日】平成１９年１０月１５日（２００７．１０．１５）
【出願人】（５０１１０５６０２）アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド (55)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２７日（２０１２．１２．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年８月１４日（２０１２．８．１４）
【分割の表示】特願２００９−５４２７６２（Ｐ２００９−５４２７６２）の分割
【原出願日】平成１９年１０月１５日（２００７．１０．１５）
【出願人】（５０１１０５６０２）アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド (55)
【Ｆターム（参考）】
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