スイッチング電源回路及び記録装置
【課題】簡単な構成で、商用電源からの入力電圧に依存することなく、過電力や過電流保護動作点をほぼ一様に制御可能なスイッチング電源とこれを用いた記録装置を提供することである。
【解決手段】電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路において、次の構成を備える。トランスの１次側に直列に接続され、１次側への交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、そのスイッチング素子に直列に接続され、トランスの１次側の電圧を検出する検出回路とを備える。さらに、検出された電圧に従って利得が変化し、その利得に従って、検出された電圧を増幅し、その増幅出力された電圧に従って、スイッチング素子のオンオフを制御する。
【解決手段】電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路において、次の構成を備える。トランスの１次側に直列に接続され、１次側への交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、そのスイッチング素子に直列に接続され、トランスの１次側の電圧を検出する検出回路とを備える。さらに、検出された電圧に従って利得が変化し、その利得に従って、検出された電圧を増幅し、その増幅出力された電圧に従って、スイッチング素子のオンオフを制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置に関し、特に、過電力保護回路を備え、入力電圧の違いによる過電力保護動作点の差異を補正することが可能なスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用交流電源から安定した直流電圧を生成するためのスイッチング電源回路は、今日数多くの家電製品や事務機製品で使用されている。こうしたスイッチング電源回路は一般に、市販の制御ＩＣを用いて設計されており、これらの多くは過電力保護機能あるいは過電流保護機能を内蔵している。しかしながら、こうした機能には技術的な妥協点が多い。例えば、入力電圧の違い、例えば、入力電圧がＡＣ１００Ｖの時とＡＣ２００Ｖ（欧州、豪州地域など一般にＡＣ２３０Ｖ）の時とで、保護動作点に大きな差異が生じ、安全性に影響するといった欠点がある。
【０００３】
一般には、入力電圧がＡＣ２００Ｖの時の保護動作点は、ＡＣ１００Ｖの時のそれと比較して、過大となる傾向がある。その理由として、典型的には、（１）制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延、（２）連続伝導モードの場合の正確な電力シミュレーションの実現困難性などに起因する。以下、こうした理由に関し詳細に説明する。
【０００４】
最初に、一般に消費電力が６０〜８０Ｗ程度のスイッチング電源回路の場合、コスト優位性の観点から、フライバック方式が採用されるケースが多い。
【０００５】
図８はフライバック方式の電源回路の基本構成を示す図である。この構成では、トランジスタＴｒ1がオン状態でトランスの１次側巻線に電力が蓄えられ、Ｔｒ1がオフとなるとトランスの２次側巻線に電流が流れる。そして、トランス内に蓄えられていたエネルギーが出力側（Ｖo）に放出される。このサイクルを繰り返すことにより安定した直流電力を供給する。
【０００６】
図９は、図８に示したフライバック方式の電源回路において、トランスの１次側巻線に流れる電流、従って、スイッチング素子として動作するトランジスタＴｒ1に流れる電流を示す図である。
【０００７】
図９において、（ａ）はスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置が軽負荷の場合であり、（ｂ）は重負荷の場合を示す。フライバック方式では、ある特定の電力負荷までは、図９（ａ）に示すように不連続伝導モード（Discontinuous Conduction Mode）という称されるモードで動作する。しかしながら、その電力を超えると、図９（ｂ）に示すように連続伝導モード（Continuous Conduction Mode）で動作する。図９（ａ）に示す不連続伝導モードでは、スイッチング素子に流れる電流はオン期間（Ｔon）の間にゼロ点から徐々に増加する。そして、ピーク点に達した後オフし、オフ期間中はゼロレベルとなる。なお、この電流（Ｉ）の波形は式（１）で表され、入力電圧に比例する。
【０００８】
Ｉ＝ＶDC／Ｌp・ｔ …… （１）
ここでＶDCは入力交流電圧を整流平滑後のＤＣ電圧、Ｌｐはトランスの１次インダクタンス、ｔはスイッチング素子のオン後の経過時間である。ＶDCは入力電圧Ｖinとおおよそ次の関係、ＶDC＝１．４Ｖinがある。従って、式（１）は次のように表される。
【０００９】
Ｉ＝１．４Ｖin／Ｌp・ｔ …… （２）
つまり、電流Ｉの傾きは入力電圧Ｖinに比例する結果となり、ＡＣ２００Ｖ時の電流増加の傾きはＡＣ１００Ｖ時の２倍となる。
【００１０】
一方、連続伝導モードでは、図９（ｂ）に示すように、オン期間の初期電流がゼロからではなく、あるオフセットをもって増加し始める。次に、不連続伝導モードと連続伝導モードについて、図１０に示すＢ−Ｈ曲線に関連付けて説明する。
【００１１】
＜Ｂ−Ｈ曲線の説明＞
図１０に示すＢ−Ｈ曲線は、周知のようにＨ（磁界）とＢ（磁束密度）の関係を示す。コアが磁化されていない初期状態（Ｏ点）から磁界を印加していくにつれ、磁束密度Ｂは増加していき、最終的に飽和点Ｐに達する。このときの磁束密度Ｂsを飽和磁束密度と呼ぶ。その後、磁界が減少していくと磁束密度も減少するが、磁界がゼロになっても磁束密度はゼロにはならず、残留磁束密度Ｂｒ0が残留する。さらに逆方向に磁界を印加していくと、やがて磁束密度がゼロとなる。このときの磁界の強さ（Ｈc）を保持力と呼ぶ。その後、さらに磁界を強めていくと、Ｑ点で磁束密度が飽和する。このときの磁束密度は−Ｂsである。再度磁界を弱めていくと、磁界がゼロのときに残留磁束密度−Ｂrが残留し、その後、再度正方向の磁界を印加していくことで、保持力Ｈcのときに磁束密度がゼロとなり、さらに磁界を強めていくと、再度飽和点Ｐに達する。
【００１２】
このようにＢ−Ｈ曲線はヒステリシス特性を有し、ヒステリシスで囲まれた面積がトランスのコアによる熱損失となる。
【００１３】
ところで、フライバック方式では、両方向に磁界が印加されるプッシュプル方式などとは異なり、一方向の磁界しか印加されない。従って、フライバック方式の実際の動作は、図１０に示すＢ−Ｈ曲線の第１象限だけを利用するものと言える。
【００１４】
次に、図９に関連して上述した不連続伝導モードと連続伝導モードと、図１０に示すＢ−Ｈ曲線との相関について説明する。
【００１５】
図９（ａ）で示した不連続伝導モードは、図１０のＢ−Ｈ曲線のＸ０領域で動作しており、磁束密度が残留磁束密度Ｂｒ0と最大磁束密度Ｂｍ0との間で変化する。図１０において、この磁束密度の変化がΔＢ0で示される。つまり、不連続伝導モードでは、磁界Ｈがゼロまでリセットされて、励磁が繰り返される。換言すると、不連続伝導モードでは、スイッチング素子のターンオン期間にトランスの１次巻線に蓄積されたエネルギーが、ターンオフ期間に完全に２次巻線により放出された後に、次のサイクルが再開される。
【００１６】
一方、図９（ｂ）で示した連続伝導モードは図１０のＸ１領域で動作し、磁束密度が残留磁束密度Ｂｒ1と最大磁束密度Ｂｍ1との間で変化する。図１０において、この磁束密度の変化がΔＢ1で示される。つまり、連続伝導モードでは、磁界Ｈがゼロまでリセットされない状態で、次の励磁が繰り返される。言い換えれば、不連続伝導モードでは、スイッチング素子のターンオン期間にトランスの１次巻線に蓄積されたエネルギーが、ターンオフ期間に２次巻線により完全には放出されることなく、次のサイクルが再開される。
【００１７】
さて次に、不連続伝導モードと連続伝導モードの各場合において、トランスが生成するエネルギーについて説明する。不連続伝導モードの場合の生成エネルギーは式（３）で表される。
【００１８】
Ｅ＝（１／２）・ｆ・Ｌp・（Ｉp2） ……（３）
ここで、ｆはスイッチング周波数、Ｌpはトランスの１次巻線のインダクタンス、Ｉpは１次巻線に流れる電流ピーク値であり、図９ではＩp1、Ｉp2として示される。
【００１９】
一方、連続伝導モードの場合の生成エネルギーは、式（４）で表される。
【００２０】
Ｅ＝（１／２）・ｆ・Ｌp・（Ｉp2−Ｉq2） ……（４）
ここで、Ｉqは図９ではＩq1、Ｉq2として示され、ターンオン時のオフセット電流を示す。もしも、重負荷の場合であっても不連続伝導モードを実現しようとすると、トランスのサイズ（即ち、コアサイズ）を大きくしなければならず、コスト面、スペース面などから実用性がないものとなってしまう。
【００２１】
次に、式（４）で表される連続伝導モードが、重負荷に対応した大きなエネルギーを生成できる理由について、簡単に説明する。
【００２２】
図９（ｂ）に示されるように、ターンオン時のオフセット電流Ｉqはピーク電流Ｉpに比べてかなり小さく、通常過電流保護機能がかかるポイントにおいても、ＩqをＩpの２分の１程度に設計する。さて、式（４）はＩpとＩqの二乗差をファクタとしているため、Ｉqによる減分の影響は実際には２５％程度に過ぎず、結果的に、Ｉqによる減分を差し引いても、Ｉpを増加させれば大きなエネルギーを生成することができる。このことが、連続伝導モードにより、適度なサイズのトランスを使用して、大きなエネルギーを生成できる所以である。
【００２３】
ところで、過電流保護動作は重負荷の時に、即ち、連続伝導モードで発生するように設計されるため、過電流保護動作を正確に実現するには、制御ＩＣ内に式（４）を実現する回路を設ける必要がある。しかしながら、式（４）を実現することは実際には極めて困難であり、実際には一般的に、オフセット成分Ｉqを無視して過電流検出が行われる。即ち、ピーク電流Ｉpだけを検出し、過電流か否かを検出するわけである。この場合、前述のように、オフセット成分Ｉqに起因する約２５％程度のファクタを無視することになるため、所望の結果から大きな誤差を生じてしまう。
【００２４】
こうした誤差を低減するために、これまでにも制御ＩＣとは別に外部回路を設け、オフセット電流Ｉqに相当する補正を行う工夫が提案されてはいる。しかしながら、こうした工夫も、例えば、（１）過電流検出電圧の誤検出につながりうるダイナミックレンジの低下、或は、（２）補正に起因する消費電力の増加（即ち、省エネレベルの悪化）など、二次弊害を生じかねない。
【００２５】
さらに正確な過電流検出を困難にしている別の原因として、制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延がある。この点について、図１１を参照して説明する。
【００２６】
図１１において、上側の電流変化は入力がＡＣ１００Ｖの場合、下側の電流変化は入力ＡＣ２００Ｖの場合のトランス１次巻線に流れる電流、従って、スイッチング素子（図８のＴｒ1)に流れる電流を示している。前述のように、電流の傾きはＡＣ２００Ｖでは、ＡＣ１００Ｖの場合のそれの２倍となる。ＡＣ１００Ｖの場合を参照して、制御ＩＣは図１１のＩp1Aに達した時点に過電流を検出し、スイッチング素子をターンオフしようとする。しかしながら、実際には検出の瞬間から実際にスイッチング素子の駆動信号をオフするまでに時間遅延Δｔが存在し、そのために実際にスイッチング素子がオフされる時点の電流はＩp1Bとなる。つまり、Ｉp1BとＩp1Aの差分ΔＩ1だけ、ターンオフ時の電流が所望のピーク電流値よりも大きくなってしまい、その分だけ過電流が増えてしまう。
【００２７】
一方、ＡＣ２００Ｖの時にもこうした遅延は同様に発生し、その遅延時間ΔｔはＡＣ１００Ｖと同じである。このため、電流の傾きがＡＣ１００Ｖ時の２倍と大きい分、ピーク電流の増分ΔＩ2もΔＩ1の2倍となる。即ち、式（５）に示すようになる。
【００２８】
ΔＩ2＝２ΔＩ1 …… （５）
式（４）に関連して説明したように、ピーク電流Ｉpは生成エネルギーにその二乗で寄与するために、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点はＡＣ１００Ｖ時に比べて、かなり大きな値をとってしまう結果となる。
【００２９】
以上のように、市販の制御ＩＣを用いたスイッチング電源では、制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延や連続伝導モードの場合の正確な電力シミュレーションの実現困難性などに起因して過電流保護動作点が入力電圧の影響を受ける。このような欠点を解決するために、これまでにも、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３に開示するような技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３０】
【特許文献１】特開８−３４０６７２号公報
【特許文献２】特開２００２−１９１１７２号公報
【特許文献３】特開平８−１４９８２１号公報
【特許文献４】特開平１１−１７８３３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
しかしながら、上記のような従来技術には依然として以下のような欠点がある。
【００３２】
特許文献１は、スイッチング素子に流れる電流を検出する検出抵抗に並列に接続されたパワーＭＯＳトランジスタを線形に導通制御することで、検出抵抗値を等価的に可変制御するものである。しかしながら、特許文献１に開示する技術では、そのパワーＭＯＳトランジスタがメインのスイッチング素子並の仕様を有する必要があること、またパワーＭＯＳトランジスタを線形に導通制御するための回路がかなり複雑となるなどの欠点がある。
【００３３】
特許文献２は、トランスの補助巻線を使用することにより、マイナス電源を生成するなど、回路が複雑になるという欠点がある。
【００３４】
特許文献３は、アクティブフィルタの過大電流保護回路を提案しているが、本願発明のフライバック方式とは基本的に技術的な関係がなく、本発明の課題としているフライバック方式の課題に対する何の解決策も提案していない。
【００３５】
特許文献４は、入力電圧が高くなるに従い、スイッチング周波数を高くすることで、所望の過電流検出を実現するもので、特許文献３と同様に、本発明の課題としているフライバック方式の課題に対する何の解決策も提案していない。
【００３６】
本発明は上記従来例に鑑みてなされたもので、簡単な構成で、商用電源からの入力電圧に依存することなく、過電力や過電流保護動作点をほぼ一様に制御可能なスイッチング電源回路とこれを用いた記録装置を提供すること目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記目的を達成するために本発明の記録ヘッドは次のような構成からなる。
【００３８】
即ち、電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に前記整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から前記直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路であって、前記トランスの１次側に直列に接続され、前記１次側への前記交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子に接続され前記トランスの１次側の電圧を検出する検出回路と、前記検出回路により検出された電圧に従って利得が変化し、該利得に従って、前記検出回路により検出された電圧を増幅する増幅器と、前記増幅器から出力された電圧に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００３９】
また本発明を別の側面から見れば、上記構成のスイッチング電源回路を用いた記録装置を備える。
【発明の効果】
【００４０】
従って本発明によれば、商用電源の入力電圧に応じて増幅器の利得が実質的に変化する増幅器からの出力電圧に従って、交流電圧の入力を制御するスイッチング素子のオンオフを制御できる。これにより、入力電圧が変化しても、スイッチング素子のオンオフ動作点、即ち、過電力または過電流保護動作点をほぼ一定の維持することができ、装置の安全性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録装置の構成を示す概観斜視図である。
【図２】図１に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１に従うフライバック方式の電源回路を示す図である。
【図４】制御ＩＣで実行される比較動作を示す図である。
【図５】過電流保護動作を説明する図である。
【図６】入力商用電圧の違いに応じた過電流検出点の差異について説明する図である。
【図７】本発明の実施例２に従うフライバック方式の電源回路を示す図である。
【図８】従来のフライバック方式の電源回路の基本構成を示す図である。
【図９】図９に示す電源回路における、軽負荷時と重負荷時とにおけるトランスの１次側巻線に流れる電流を示す図である。
【図１０】トランスのＨ（磁界）とＢ（磁束密度）の関係を示す図である。
【図１１】トランス１次巻線に流れる電流を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下添付図面を参照して本発明の好適な実施例について、さらに具体的かつ詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている構成要素の相対配置等は、特定の記載がない限りは、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００４３】
なお、この明細書において、「記録」（「プリント」という場合もある）とは、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わない。さらに人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かも問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、または媒体の加工を行う場合も表すものとする。
【００４４】
また、「記録媒体」とは、一般的な記録装置で用いられる紙のみならず、広く、布、プラスチック・フィルム、金属板、ガラス、セラミックス、木材、皮革等、インクを受容可能なものも表すものとする。
【００４５】
さらに、「インク」（「液体」と言う場合もある）とは、上記「記録（プリント）」の定義と同様広く解釈されるべきものである。従って、記録媒体上に付与されることによって、画像、模様、パターン等の形成または記録媒体の加工、或いはインクの処理（例えば記録媒体に付与されるインク中の色剤の凝固または不溶化）に供され得る液体を表すものとする。
【００４６】
またさらに、「記録要素」とは、特にことわらない限り吐出口ないしこれに連通する液路およびインク吐出に利用されるエネルギーを発生する素子を総括して言うものとする。
【００４７】
＜インクジェット記録装置の説明（図１）＞
図１は本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録装置１の構成の概要を示す外観斜視図である。
【００４８】
図１に示すように、インクジェット記録装置（以下、記録装置）はインクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行なうインクジェット記録ヘッド（以下、記録ヘッド）３をキャリッジ２に搭載し、キャリッジ２を矢印Ａ方向に往復移動させて記録を行う。記録紙などの記録媒体Ｐを給紙機構５を介して給紙し、記録位置まで搬送し、その記録位置において記録ヘッド３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行なう。
【００４９】
記録装置１のキャリッジ２には記録ヘッド３を搭載するのみならず、記録ヘッド３に供給するインクを貯留するインクカートリッジ６を装着する。インクカートリッジ６はキャリッジ２に対して着脱自在になっている。
【００５０】
図１に示した記録装置１はカラー記録が可能であり、そのためにキャリッジ２にはマゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、イエロ（Ｙ）、ブラック（Ｋ）のインクを夫々、収容した４つのインクカートリッジを搭載している。これら４つのインクカートリッジは夫々独立に着脱可能である。
【００５１】
この実施例の記録ヘッド３は、熱エネルギを利用してインクを吐出するインクジェット方式を採用している。このため、電気熱変換体を備えている。この電気熱変換体は各吐出口のそれぞれに対応して設けられ、記録信号に応じて対応する電気熱変換体にパルス電圧を印加することによって対応する吐出口からインクを吐出する。
【００５２】
また、図１に示す例では、記録ヘッド３とインクカートリッジ６とが分離している構成であるが、記録ヘッドとインクカートリッジとが一体となったヘッドカートリッジを用いても良い。
【００５３】
＜インクジェット記録装置の制御構成（図２）＞
図２は図１に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【００５４】
図２に示すように、コントローラ６００は、ＭＰＵ６０１、ＲＯＭ６０２、特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）６０３、ＲＡＭ６０４、システムバス６０５、Ａ／Ｄ変換器６０６などで構成される。ここで、ＲＯＭ６０２は後述する制御シーケンスに対応したプログラム、所要のテーブル、その他の固定データを格納する。ＡＳＩＣ６０３は、キャリッジモータＭ１の制御、搬送モータＭ２の制御、及び、記録ヘッド３の制御のための制御信号を生成する。ＲＡＭ６０４は、画像データの展開領域やプログラム実行のための作業用領域等として用いられる。システムバス６０５は、ＭＰＵ６０１、ＡＳＩＣ６０３、ＲＡＭ６０４を相互に接続してデータの授受を行う。Ａ／Ｄ変換器６０６は以下に説明するセンサ群からのアナログ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタル信号をＭＰＵ６０１に供給する。
【００５５】
また、図２において、６１０は画像データの供給源となるコンピュータ（或いは、画像読取り用のリーダやデジタルカメラなど）でありホスト装置と総称される。ホスト装置６１０と記録装置１との間ではインタフェース（Ｉ／Ｆ）６１１を介して画像データ、コマンド、ステータス信号等を送受信する。この画像データは、例えば、ラスタ形式で入力される。
【００５６】
さらに、６２０はスイッチ群であり、電源スイッチ６２１、プリントスイッチ６２２、回復スイッチ６２３などから構成される。
【００５７】
６３０は装置状態を検出するためのセンサ群であり、位置センサ６３１、温度センサ６３２等から構成される。
【００５８】
さらに、６４０はキャリッジ２を矢印Ａ方向に往復走査させるためのキャリッジモータＭ１を駆動させるキャリッジモータドライバ、６４２は記録媒体Ｐを搬送するための搬送モータＭ２を駆動させる搬送モータドライバである。また、６４４はコントローラ６００から転送される記録データや制御信号に基づいて記録ヘッドを駆動するヘッドドライバである。
【００５９】
ＡＳＩＣ６０３は、記録ヘッド３による記録走査の際に、ＲＡＭ６０４の記憶領域に直接アクセスしながら記録ヘッドに対して記録素子（吐出用のヒータ）を駆動するためのデータを転送する。
【００６０】
スイッチング電源回路６５０は交流の商用電源の周波数が５０Ｈｚ〜６０Ｈｚで電圧が１００Ｖ〜２４０Ｖの交流電圧を入力し、記録装置の各部に直流（ＤＣ）電圧を供給するスイッチング電源回路である。
【００６１】
次に、以上の構成の記録装置が用いる電源回路の実施例について説明する。
【実施例１】
【００６２】
図３は本発明の実施例１に従うフライバック方式の電源回路の構成を示す図である。この電源回路はユニバーサル電源に対応しており、入力電圧範囲はＡＣ１００〜２４０Ｖである。入力電圧はブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後電解コンデンサＣ１により平滑化され直流（ＤＣ）となる。平滑化された直流電圧は、トランスＴ１の１次側に入力され、トランスＴ１及びスイッチング素子Ｑ１（ここではＭＯＳＦＥＴ）を通じてスイッチングされ、トランスＴ１の２次側に所望のＤＣ電圧Ｖoが生成される。さらにＶoは破線で囲まれたフィードバック回路３００を通じて、一定電圧に維持されるように制御される。
【００６３】
フィードバック回路３００は、誤差検出・増幅回路３０１とフォトカプラＩＣ３０２とから構成される。フォトカプラＩＣ３０２の出力信号ＦＢは制御ＩＣ４００内で基準信号ＲＥＦと比較される。
【００６４】
図４はこの比較の様子を示す図である。図４に示すように、基準信号ＲＥＦは三角波（または鋸波）であり、その周波数はスイッチング素子Ｑ１のオンオフのスイッチング周波数ｆに等しい。一方、フォトカプラＩＣ３０２の出力信号ＦＢは、２次側の負荷電流が大きくなると上昇し、逆に負荷電流が小さくなると低下する。そして、両者の信号の比較結果が、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＲＶとして出力される。駆動信号ＤＲＶは抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１、ここではＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される。なお、抵抗Ｒ２に並列接続されるダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にその少数キャリアの解消を促進し、オフ時間を短縮する役目を果たす。
【００６５】
図４から明らかなように、駆動信号ＤＲＶの周期Ｔ１では信号ＦＢのレベルが低い、即ち、負荷電流が小さいので、駆動信号ＤＲＶのオン期間（ＤＲＶのハイレベル期間）が短い。これに対し、周期Ｔ２では信号ＦＢのレベルが高い、従って、負荷電流が増えたために、駆動信号ＤＲＶのオン期間が長くなっている。このように、２次側の負荷電流の変動により信号ＦＢのレベルが変化し、これによりスイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＲＶのオン期間が制御され、結果的に出力電圧Ｖoが一定になるように制御される。
【００６６】
図３に戻り説明を続けると、図の破線で囲んだ回路１００は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のレベルを検出する検出回路である。また、回路２００は回路１００の出力を受けてトリガされるサイリスタ回路である。このサイリスタ回路がトリガされると、ダイオードＤ２を通じて、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号を強制的にローレベルに引き込み、スイッチング素子Ｑ１を永久的にオフする役目を果たす。いわば、このサイリスタ回路はスイッチング素子Ｑ１の動作を制御する制御回路としての役目を果たす。
【００６７】
まず、回路１００について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、抵抗Ｒ１によって検出される。抵抗Ｒ１に発生する電圧が抵抗Ｒ３を介して増幅器（ＩＣ）１０１の一方の入力である（＋）入力に入力され、その後、増幅器１０１の利得Ａに従って増幅される。利得Ａは増幅器の他方の入力である反転（−）入力に接続される幾つかの抵抗により決定され、この実施例では抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８がそれに関連付けられる。従って、増幅器（ＩＣ）１０１はこの実施例では差動増幅器として動作する。さらに、抵抗Ｒ６は商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合には、トランジスタＱ２によってバイパスされるため、そのときは利得Ａには寄与せず、結果的にＡＣ１００Ｖの場合だけ利得Ａに寄与することになる。
【００６８】
この点について詳細に説明する。即ち、商用電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖの場合、電解コンデンサＣ１のプラス側電圧（図中のノード１５０）は約ＤＣ１３５Ｖ程度となる。また、ツエナーダイオードＺＤ１はそのツエナー電圧を例えば２００Ｖに選択すると、ノード１５０の電圧がＤＣ１３５Ｖの場合にはカットオフ状態となる。このため、ツエナーダイオードＺＤ１に直列に接続される抵抗Ｒ４とＲ５には電流が流れないため、トランジスタＱ２はオフ状態となる。従って、商用電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖの場合には、トランジスタＱ２がオフとなり、増幅器（ＩＣ）１０１の利得Ａは式（６）に示すようになる。
【００６９】
Ａ ＝ Ｒ８／（Ｒ６＋Ｒ７） …… （６）
一方、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合には、ノード１５０の電圧が約ＤＣ２７０Ｖ程度となり、ツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧２００Ｖよりも高くなる。このため、ツエナーダイオードＺＤ１を通じて抵抗Ｒ４、Ｒ５に電流が流れ、トランジスタＱ２がオンする。その結果、抵抗Ｒ６がトランジスタＱ２によりバイパスされることになる。従って、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合の増幅器（ＩＣ）１０１の利得Ａは式（７）に示すようになる。
【００７０】
Ａ ＝ Ｒ８／Ｒ７ …… （７）
式（６）と式（７）とを比較すると明らかなように、この実施例では、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合の利得Ａは、ＡＣ１００Ｖの場合よりも大きくなることが分かる。このことは、即ち、抵抗Ｒ１に流れる電流が同じであっても、増幅器（ＩＣ）１０１の出力（図中のノード１６０）に現れる電圧は、ＡＣ２００Ｖの場合のほうがＡＣ１００Ｖの場合に比べて大きいことを意味する。
【００７１】
なお、ノード１６０の電圧は抵抗Ｒ９とＲ１０とにより分圧されて、後段のラッチ回路（図中、破線で囲まれた回路２００）に伝達される。
上述のように、ラッチ回路２００は基本的にサイリスタ回路であり、２個のトランジスタＱ３とＱ４とから構成される。図中ノード１７０として示されるトランジスタＱ３のベース電圧が約０．６Ｖを上回るとトランジスタＱ３がオンし、その瞬間、ＰＮＰトランジスタＱ４もオンし、その後、トランジスタＱ３とＱ４の両者は永久的にオン状態を維持する。この実施例では、サイリスタ回路２００がオンすると、ダイオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が強制的にローレベルに引っ張られ、それ以降、スイッチング素子Ｑ１の駆動は停止する。
【００７２】
以上述べた動作は、図５に示すようにまとめられる。図５に示されているように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が徐々に増加し、ノード１６０として示される増幅器（ＩＣ）１０１のピーク出力電圧もそれに伴って増加する。その結果、ノード１７０として示されるトランジスタＱ３のベース電圧が徐々に増加する。そして、トランジスタＱ３のトリガレベル、即ち、約０．６Ｖに達した時点Ｐで、トランジスタＱ３とＱ４とから成るサイリスタ回路２００がオフ状態からオン状態に遷移し、その後スイッチング素子Ｑ１の駆動が停止する。ここで、トランジスタＱ３のトリガ感度は、２個の抵抗Ｒ９及びＲ１０と１個のコンデンサＣ３とから成る時定数回路で決定され、通常、ノイズによる誤作動を回避するために、数１０ｍ秒から数１００ｍ秒の時定数を有する。従って、図５からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流パルスのピーク値が、連続的にある期間大きな値を取り続けない限り、トランジスタＱ３はトリガされず、過電流保護動作が作動しない。
【００７３】
次に、図６を参照して、商用電源の入力電圧の違いに応じた過電流検出点の差異について説明する。
【００７４】
図６（ａ）はＡＣ１００Ｖ時の電流波形を示す図である。波形９１は増幅器（ＩＣ）１０１の出力を示し、波形９２はトランジスタＱ３の入力電圧、即ち、ノード１７０の電圧を示す。図６（ａ）から明らかなように、オン期間Ｔonには抵抗Ｒ９、Ｒ１０を通じてコンデンサＣ３が充電され、オフ期間ＴoffにはコンデンサＣ３は放電される。しかしながら、ＩＣ３０２のピーク電圧Ｉp1の上昇に伴い、波形９２のレベルは徐々に上昇する。そして、トランジスタＱ３のトリガレベルに達すると（Ｐ１点）、前述のようにサイリスタ回路２００をトリガする。ここで、図６（ａ）に示されているように、ＡＣ１００Ｖ時のＩＣ１０１の出力波形の傾きをαとする。
【００７５】
次に、ＡＣ２００Ｖの場合、もし増幅器（ＩＣ）１０１の利得がＡＣ１００Ｖの場合と同様、式（６）で与えられると仮定すると、増幅器（ＩＣ）１０１の出力電流は、図６（ｂ）の実線で示される波形９３と波形９５の結果となる。ここで、ＩＣ１０１の出力波形の傾きは、ＡＣ１００Ｖ時の２倍、従って、２αとなる。また、理論的には、過電流保護動作が作動すべきタイミングは、おおよそピーク電圧Ｉp2がＩp1に等しくなるタイミングである。なぜなら、生成エネルギーは式（４）により与えられ、その大きさは大半がＩpにより決定され、Ｉqが寄与する割合はＩpに比べてかなり小さいといえるからである。
【００７６】
ところで、図６（ｂ）から明らかなように、ＩＣ１０１の出力電圧がＩp2に達したにも関わらず、トランジスタＱ３の入力、即ち、ノード１７０はトリガレベルに達せずに、Ｐ２点に留まっている。この理由は、図６（ｂ）から明らかなように、ＡＣ２００Ｖの場合、そのオン期間ＴonがＡＣ１００Ｖの場合のほぼ２分の1となる反面、オフ期間Ｔoffはより長くなるからである。つまり、充電時間は約半分に短縮される一方で、放電時間はより長くなり、その結果、コンデンサＣ３の電位がＡＣ１００Ｖの場合のように上昇しないことによる。こうした理由から、もしＡＣ１００Ｖ時とＡＣ２００Ｖ時の増幅器の利得が等しい場合、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点はＡＣ１００Ｖ時のそれと比較して、かなり大きな値を取ることとなり、安全上の問題を引き起こしうる結果となる。
【００７７】
この実施例では、こうした課題を解決するために、ＡＣ２００Ｖ時の増幅器（ＩＣ）の１０１の利得をＡＣ１００Ｖ時よりも大きな値に設定する手段を備える。具体的には、前述したように、利得決定に関わる複数の抵抗の内の特定のものを、状況に応じてバイパスすることにより、利得を可変制御する。これにより、図６（ｂ）の破線で示した波形９４及び９６が得られる。波形９４は、式（７）で得られる増幅器利得に基づき、ノード１６０で得られ、波形９６はそれに対応するノード１７０の波形、即ち、トランジスタＱ３の入力電圧を示す。
【００７８】
このように以上説明した実施例に従えば、バイパスする抵抗Ｒ６の値を調整することで、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点を、ＡＣ１００Ｖ時とほぼ同等の値（図中のＰ３）に設定することが可能になる。これにより、使用する商用電源の入力電圧が高くとも低くとも過電流保護動作点をほぼ一定に維持し、回路、最終的には記録装置そのものを保護することができる。
【００７９】
このように、スイッチング素子に流れる電流を検出するための増幅器の利得を制御することにより、商用電源の入力電圧に応じて、ほぼ一定の過電力保護動作点または過電流保護動作点を維持することができる。
【００８０】
なお、増幅器の利得Ａは、上述の時定数回路に関連付けられる過電流応答感度などのファクタにも影響されるため、別途シミュレーションや実験により適切に決定されることが望ましい。
【実施例２】
【００８１】
図７は本発明の実施例２に従う電源回路の構成を示す図である。なお、図７において、既に図３を参照して説明したのと同じ構成要素には同じ参照番号を付し、その説明は省略する。ここでは、実施例１の場合のように増幅器（ＩＣ）１０１の利得を制御するのではなく利得は一定のままとし、その出力の分割比を制御し、後段のサイリスタ回路２００にその結果を伝達することを特徴としている。
【００８２】
以下、この実施例の特徴的な構成と動作について詳細に説明する。
【００８３】
実施例１の場合同様、ＡＣ２００Ｖ時にはトランジスタＱ２がオン状態となり、その結果、ＰＮＰトランジスタＱ５もオン状態となり、抵抗Ｒ９がバイパスされる。従って、ノード１７０に現れる電圧レベルＶnd3は式（８）で表される。
【００８４】
Ｖnd3＝｛Ｒ１０／（Ｒ１０＋Ｒ１６）｝・Ｖnd2 …… （８）
ここで、Ｖnd2は増幅器（ＩＣ）１０１の出力、即ち、ノード１６０に現れる電圧を示す。
【００８５】
一方、ＡＣ１００Ｖ時にはトランジスタＱ２はオフ状態のため、トランジスタＱ５もオフ状態となり、ノード１７０に現れる電圧レベルＶnd3は式（９）で表わされる。
【００８６】
Ｖnd3＝｛Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０＋Ｒ１６）｝・Ｖnd2 ……（９）
式（８）と式（９）とから、ＡＣ２００Ｖ時にノード１７０に現れる電圧は除数に抵抗Ｒ９のファクタを含まない分、ＡＣ１００Ｖ時のそれに比べて大きくなることが分かる。
【００８７】
従って、以上説明した実施例に従えば、増幅器の出力電圧の分割比を制御することも、実施例１の場合と同様の効果を達成することができる。
【００８８】
このように、スイッチング素子に流れる電流を検出するための増幅器の出力電圧の分割比を制御することにより、商用電源の入力電圧に応じて、ほぼ一定の過電力保護動作点または過電流保護動作点を維持することができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置に関し、特に、過電力保護回路を備え、入力電圧の違いによる過電力保護動作点の差異を補正することが可能なスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用交流電源から安定した直流電圧を生成するためのスイッチング電源回路は、今日数多くの家電製品や事務機製品で使用されている。こうしたスイッチング電源回路は一般に、市販の制御ＩＣを用いて設計されており、これらの多くは過電力保護機能あるいは過電流保護機能を内蔵している。しかしながら、こうした機能には技術的な妥協点が多い。例えば、入力電圧の違い、例えば、入力電圧がＡＣ１００Ｖの時とＡＣ２００Ｖ（欧州、豪州地域など一般にＡＣ２３０Ｖ）の時とで、保護動作点に大きな差異が生じ、安全性に影響するといった欠点がある。
【０００３】
一般には、入力電圧がＡＣ２００Ｖの時の保護動作点は、ＡＣ１００Ｖの時のそれと比較して、過大となる傾向がある。その理由として、典型的には、（１）制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延、（２）連続伝導モードの場合の正確な電力シミュレーションの実現困難性などに起因する。以下、こうした理由に関し詳細に説明する。
【０００４】
最初に、一般に消費電力が６０〜８０Ｗ程度のスイッチング電源回路の場合、コスト優位性の観点から、フライバック方式が採用されるケースが多い。
【０００５】
図８はフライバック方式の電源回路の基本構成を示す図である。この構成では、トランジスタＴｒ1がオン状態でトランスの１次側巻線に電力が蓄えられ、Ｔｒ1がオフとなるとトランスの２次側巻線に電流が流れる。そして、トランス内に蓄えられていたエネルギーが出力側（Ｖo）に放出される。このサイクルを繰り返すことにより安定した直流電力を供給する。
【０００６】
図９は、図８に示したフライバック方式の電源回路において、トランスの１次側巻線に流れる電流、従って、スイッチング素子として動作するトランジスタＴｒ1に流れる電流を示す図である。
【０００７】
図９において、（ａ）はスイッチング電源回路及びその電源を用いた記録装置が軽負荷の場合であり、（ｂ）は重負荷の場合を示す。フライバック方式では、ある特定の電力負荷までは、図９（ａ）に示すように不連続伝導モード（Discontinuous Conduction Mode）という称されるモードで動作する。しかしながら、その電力を超えると、図９（ｂ）に示すように連続伝導モード（Continuous Conduction Mode）で動作する。図９（ａ）に示す不連続伝導モードでは、スイッチング素子に流れる電流はオン期間（Ｔon）の間にゼロ点から徐々に増加する。そして、ピーク点に達した後オフし、オフ期間中はゼロレベルとなる。なお、この電流（Ｉ）の波形は式（１）で表され、入力電圧に比例する。
【０００８】
Ｉ＝ＶDC／Ｌp・ｔ …… （１）
ここでＶDCは入力交流電圧を整流平滑後のＤＣ電圧、Ｌｐはトランスの１次インダクタンス、ｔはスイッチング素子のオン後の経過時間である。ＶDCは入力電圧Ｖinとおおよそ次の関係、ＶDC＝１．４Ｖinがある。従って、式（１）は次のように表される。
【０００９】
Ｉ＝１．４Ｖin／Ｌp・ｔ …… （２）
つまり、電流Ｉの傾きは入力電圧Ｖinに比例する結果となり、ＡＣ２００Ｖ時の電流増加の傾きはＡＣ１００Ｖ時の２倍となる。
【００１０】
一方、連続伝導モードでは、図９（ｂ）に示すように、オン期間の初期電流がゼロからではなく、あるオフセットをもって増加し始める。次に、不連続伝導モードと連続伝導モードについて、図１０に示すＢ−Ｈ曲線に関連付けて説明する。
【００１１】
＜Ｂ−Ｈ曲線の説明＞
図１０に示すＢ−Ｈ曲線は、周知のようにＨ（磁界）とＢ（磁束密度）の関係を示す。コアが磁化されていない初期状態（Ｏ点）から磁界を印加していくにつれ、磁束密度Ｂは増加していき、最終的に飽和点Ｐに達する。このときの磁束密度Ｂsを飽和磁束密度と呼ぶ。その後、磁界が減少していくと磁束密度も減少するが、磁界がゼロになっても磁束密度はゼロにはならず、残留磁束密度Ｂｒ0が残留する。さらに逆方向に磁界を印加していくと、やがて磁束密度がゼロとなる。このときの磁界の強さ（Ｈc）を保持力と呼ぶ。その後、さらに磁界を強めていくと、Ｑ点で磁束密度が飽和する。このときの磁束密度は−Ｂsである。再度磁界を弱めていくと、磁界がゼロのときに残留磁束密度−Ｂrが残留し、その後、再度正方向の磁界を印加していくことで、保持力Ｈcのときに磁束密度がゼロとなり、さらに磁界を強めていくと、再度飽和点Ｐに達する。
【００１２】
このようにＢ−Ｈ曲線はヒステリシス特性を有し、ヒステリシスで囲まれた面積がトランスのコアによる熱損失となる。
【００１３】
ところで、フライバック方式では、両方向に磁界が印加されるプッシュプル方式などとは異なり、一方向の磁界しか印加されない。従って、フライバック方式の実際の動作は、図１０に示すＢ−Ｈ曲線の第１象限だけを利用するものと言える。
【００１４】
次に、図９に関連して上述した不連続伝導モードと連続伝導モードと、図１０に示すＢ−Ｈ曲線との相関について説明する。
【００１５】
図９（ａ）で示した不連続伝導モードは、図１０のＢ−Ｈ曲線のＸ０領域で動作しており、磁束密度が残留磁束密度Ｂｒ0と最大磁束密度Ｂｍ0との間で変化する。図１０において、この磁束密度の変化がΔＢ0で示される。つまり、不連続伝導モードでは、磁界Ｈがゼロまでリセットされて、励磁が繰り返される。換言すると、不連続伝導モードでは、スイッチング素子のターンオン期間にトランスの１次巻線に蓄積されたエネルギーが、ターンオフ期間に完全に２次巻線により放出された後に、次のサイクルが再開される。
【００１６】
一方、図９（ｂ）で示した連続伝導モードは図１０のＸ１領域で動作し、磁束密度が残留磁束密度Ｂｒ1と最大磁束密度Ｂｍ1との間で変化する。図１０において、この磁束密度の変化がΔＢ1で示される。つまり、連続伝導モードでは、磁界Ｈがゼロまでリセットされない状態で、次の励磁が繰り返される。言い換えれば、不連続伝導モードでは、スイッチング素子のターンオン期間にトランスの１次巻線に蓄積されたエネルギーが、ターンオフ期間に２次巻線により完全には放出されることなく、次のサイクルが再開される。
【００１７】
さて次に、不連続伝導モードと連続伝導モードの各場合において、トランスが生成するエネルギーについて説明する。不連続伝導モードの場合の生成エネルギーは式（３）で表される。
【００１８】
Ｅ＝（１／２）・ｆ・Ｌp・（Ｉp2） ……（３）
ここで、ｆはスイッチング周波数、Ｌpはトランスの１次巻線のインダクタンス、Ｉpは１次巻線に流れる電流ピーク値であり、図９ではＩp1、Ｉp2として示される。
【００１９】
一方、連続伝導モードの場合の生成エネルギーは、式（４）で表される。
【００２０】
Ｅ＝（１／２）・ｆ・Ｌp・（Ｉp2−Ｉq2） ……（４）
ここで、Ｉqは図９ではＩq1、Ｉq2として示され、ターンオン時のオフセット電流を示す。もしも、重負荷の場合であっても不連続伝導モードを実現しようとすると、トランスのサイズ（即ち、コアサイズ）を大きくしなければならず、コスト面、スペース面などから実用性がないものとなってしまう。
【００２１】
次に、式（４）で表される連続伝導モードが、重負荷に対応した大きなエネルギーを生成できる理由について、簡単に説明する。
【００２２】
図９（ｂ）に示されるように、ターンオン時のオフセット電流Ｉqはピーク電流Ｉpに比べてかなり小さく、通常過電流保護機能がかかるポイントにおいても、ＩqをＩpの２分の１程度に設計する。さて、式（４）はＩpとＩqの二乗差をファクタとしているため、Ｉqによる減分の影響は実際には２５％程度に過ぎず、結果的に、Ｉqによる減分を差し引いても、Ｉpを増加させれば大きなエネルギーを生成することができる。このことが、連続伝導モードにより、適度なサイズのトランスを使用して、大きなエネルギーを生成できる所以である。
【００２３】
ところで、過電流保護動作は重負荷の時に、即ち、連続伝導モードで発生するように設計されるため、過電流保護動作を正確に実現するには、制御ＩＣ内に式（４）を実現する回路を設ける必要がある。しかしながら、式（４）を実現することは実際には極めて困難であり、実際には一般的に、オフセット成分Ｉqを無視して過電流検出が行われる。即ち、ピーク電流Ｉpだけを検出し、過電流か否かを検出するわけである。この場合、前述のように、オフセット成分Ｉqに起因する約２５％程度のファクタを無視することになるため、所望の結果から大きな誤差を生じてしまう。
【００２４】
こうした誤差を低減するために、これまでにも制御ＩＣとは別に外部回路を設け、オフセット電流Ｉqに相当する補正を行う工夫が提案されてはいる。しかしながら、こうした工夫も、例えば、（１）過電流検出電圧の誤検出につながりうるダイナミックレンジの低下、或は、（２）補正に起因する消費電力の増加（即ち、省エネレベルの悪化）など、二次弊害を生じかねない。
【００２５】
さらに正確な過電流検出を困難にしている別の原因として、制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延がある。この点について、図１１を参照して説明する。
【００２６】
図１１において、上側の電流変化は入力がＡＣ１００Ｖの場合、下側の電流変化は入力ＡＣ２００Ｖの場合のトランス１次巻線に流れる電流、従って、スイッチング素子（図８のＴｒ1)に流れる電流を示している。前述のように、電流の傾きはＡＣ２００Ｖでは、ＡＣ１００Ｖの場合のそれの２倍となる。ＡＣ１００Ｖの場合を参照して、制御ＩＣは図１１のＩp1Aに達した時点に過電流を検出し、スイッチング素子をターンオフしようとする。しかしながら、実際には検出の瞬間から実際にスイッチング素子の駆動信号をオフするまでに時間遅延Δｔが存在し、そのために実際にスイッチング素子がオフされる時点の電流はＩp1Bとなる。つまり、Ｉp1BとＩp1Aの差分ΔＩ1だけ、ターンオフ時の電流が所望のピーク電流値よりも大きくなってしまい、その分だけ過電流が増えてしまう。
【００２７】
一方、ＡＣ２００Ｖの時にもこうした遅延は同様に発生し、その遅延時間ΔｔはＡＣ１００Ｖと同じである。このため、電流の傾きがＡＣ１００Ｖ時の２倍と大きい分、ピーク電流の増分ΔＩ2もΔＩ1の2倍となる。即ち、式（５）に示すようになる。
【００２８】
ΔＩ2＝２ΔＩ1 …… （５）
式（４）に関連して説明したように、ピーク電流Ｉpは生成エネルギーにその二乗で寄与するために、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点はＡＣ１００Ｖ時に比べて、かなり大きな値をとってしまう結果となる。
【００２９】
以上のように、市販の制御ＩＣを用いたスイッチング電源では、制御ＩＣによる過電流検出時点から実際の保護動作に至る時間遅延や連続伝導モードの場合の正確な電力シミュレーションの実現困難性などに起因して過電流保護動作点が入力電圧の影響を受ける。このような欠点を解決するために、これまでにも、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３に開示するような技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３０】
【特許文献１】特開８−３４０６７２号公報
【特許文献２】特開２００２−１９１１７２号公報
【特許文献３】特開平８−１４９８２１号公報
【特許文献４】特開平１１−１７８３３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
しかしながら、上記のような従来技術には依然として以下のような欠点がある。
【００３２】
特許文献１は、スイッチング素子に流れる電流を検出する検出抵抗に並列に接続されたパワーＭＯＳトランジスタを線形に導通制御することで、検出抵抗値を等価的に可変制御するものである。しかしながら、特許文献１に開示する技術では、そのパワーＭＯＳトランジスタがメインのスイッチング素子並の仕様を有する必要があること、またパワーＭＯＳトランジスタを線形に導通制御するための回路がかなり複雑となるなどの欠点がある。
【００３３】
特許文献２は、トランスの補助巻線を使用することにより、マイナス電源を生成するなど、回路が複雑になるという欠点がある。
【００３４】
特許文献３は、アクティブフィルタの過大電流保護回路を提案しているが、本願発明のフライバック方式とは基本的に技術的な関係がなく、本発明の課題としているフライバック方式の課題に対する何の解決策も提案していない。
【００３５】
特許文献４は、入力電圧が高くなるに従い、スイッチング周波数を高くすることで、所望の過電流検出を実現するもので、特許文献３と同様に、本発明の課題としているフライバック方式の課題に対する何の解決策も提案していない。
【００３６】
本発明は上記従来例に鑑みてなされたもので、簡単な構成で、商用電源からの入力電圧に依存することなく、過電力や過電流保護動作点をほぼ一様に制御可能なスイッチング電源回路とこれを用いた記録装置を提供すること目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記目的を達成するために本発明の記録ヘッドは次のような構成からなる。
【００３８】
即ち、電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に前記整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から前記直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路であって、前記トランスの１次側に直列に接続され、前記１次側への前記交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子に接続され前記トランスの１次側の電圧を検出する検出回路と、前記検出回路により検出された電圧に従って利得が変化し、該利得に従って、前記検出回路により検出された電圧を増幅する増幅器と、前記増幅器から出力された電圧に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００３９】
また本発明を別の側面から見れば、上記構成のスイッチング電源回路を用いた記録装置を備える。
【発明の効果】
【００４０】
従って本発明によれば、商用電源の入力電圧に応じて増幅器の利得が実質的に変化する増幅器からの出力電圧に従って、交流電圧の入力を制御するスイッチング素子のオンオフを制御できる。これにより、入力電圧が変化しても、スイッチング素子のオンオフ動作点、即ち、過電力または過電流保護動作点をほぼ一定の維持することができ、装置の安全性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録装置の構成を示す概観斜視図である。
【図２】図１に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１に従うフライバック方式の電源回路を示す図である。
【図４】制御ＩＣで実行される比較動作を示す図である。
【図５】過電流保護動作を説明する図である。
【図６】入力商用電圧の違いに応じた過電流検出点の差異について説明する図である。
【図７】本発明の実施例２に従うフライバック方式の電源回路を示す図である。
【図８】従来のフライバック方式の電源回路の基本構成を示す図である。
【図９】図９に示す電源回路における、軽負荷時と重負荷時とにおけるトランスの１次側巻線に流れる電流を示す図である。
【図１０】トランスのＨ（磁界）とＢ（磁束密度）の関係を示す図である。
【図１１】トランス１次巻線に流れる電流を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下添付図面を参照して本発明の好適な実施例について、さらに具体的かつ詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている構成要素の相対配置等は、特定の記載がない限りは、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００４３】
なお、この明細書において、「記録」（「プリント」という場合もある）とは、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わない。さらに人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かも問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、または媒体の加工を行う場合も表すものとする。
【００４４】
また、「記録媒体」とは、一般的な記録装置で用いられる紙のみならず、広く、布、プラスチック・フィルム、金属板、ガラス、セラミックス、木材、皮革等、インクを受容可能なものも表すものとする。
【００４５】
さらに、「インク」（「液体」と言う場合もある）とは、上記「記録（プリント）」の定義と同様広く解釈されるべきものである。従って、記録媒体上に付与されることによって、画像、模様、パターン等の形成または記録媒体の加工、或いはインクの処理（例えば記録媒体に付与されるインク中の色剤の凝固または不溶化）に供され得る液体を表すものとする。
【００４６】
またさらに、「記録要素」とは、特にことわらない限り吐出口ないしこれに連通する液路およびインク吐出に利用されるエネルギーを発生する素子を総括して言うものとする。
【００４７】
＜インクジェット記録装置の説明（図１）＞
図１は本発明の代表的な実施例であるインクジェット記録装置１の構成の概要を示す外観斜視図である。
【００４８】
図１に示すように、インクジェット記録装置（以下、記録装置）はインクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行なうインクジェット記録ヘッド（以下、記録ヘッド）３をキャリッジ２に搭載し、キャリッジ２を矢印Ａ方向に往復移動させて記録を行う。記録紙などの記録媒体Ｐを給紙機構５を介して給紙し、記録位置まで搬送し、その記録位置において記録ヘッド３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行なう。
【００４９】
記録装置１のキャリッジ２には記録ヘッド３を搭載するのみならず、記録ヘッド３に供給するインクを貯留するインクカートリッジ６を装着する。インクカートリッジ６はキャリッジ２に対して着脱自在になっている。
【００５０】
図１に示した記録装置１はカラー記録が可能であり、そのためにキャリッジ２にはマゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、イエロ（Ｙ）、ブラック（Ｋ）のインクを夫々、収容した４つのインクカートリッジを搭載している。これら４つのインクカートリッジは夫々独立に着脱可能である。
【００５１】
この実施例の記録ヘッド３は、熱エネルギを利用してインクを吐出するインクジェット方式を採用している。このため、電気熱変換体を備えている。この電気熱変換体は各吐出口のそれぞれに対応して設けられ、記録信号に応じて対応する電気熱変換体にパルス電圧を印加することによって対応する吐出口からインクを吐出する。
【００５２】
また、図１に示す例では、記録ヘッド３とインクカートリッジ６とが分離している構成であるが、記録ヘッドとインクカートリッジとが一体となったヘッドカートリッジを用いても良い。
【００５３】
＜インクジェット記録装置の制御構成（図２）＞
図２は図１に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
【００５４】
図２に示すように、コントローラ６００は、ＭＰＵ６０１、ＲＯＭ６０２、特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）６０３、ＲＡＭ６０４、システムバス６０５、Ａ／Ｄ変換器６０６などで構成される。ここで、ＲＯＭ６０２は後述する制御シーケンスに対応したプログラム、所要のテーブル、その他の固定データを格納する。ＡＳＩＣ６０３は、キャリッジモータＭ１の制御、搬送モータＭ２の制御、及び、記録ヘッド３の制御のための制御信号を生成する。ＲＡＭ６０４は、画像データの展開領域やプログラム実行のための作業用領域等として用いられる。システムバス６０５は、ＭＰＵ６０１、ＡＳＩＣ６０３、ＲＡＭ６０４を相互に接続してデータの授受を行う。Ａ／Ｄ変換器６０６は以下に説明するセンサ群からのアナログ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタル信号をＭＰＵ６０１に供給する。
【００５５】
また、図２において、６１０は画像データの供給源となるコンピュータ（或いは、画像読取り用のリーダやデジタルカメラなど）でありホスト装置と総称される。ホスト装置６１０と記録装置１との間ではインタフェース（Ｉ／Ｆ）６１１を介して画像データ、コマンド、ステータス信号等を送受信する。この画像データは、例えば、ラスタ形式で入力される。
【００５６】
さらに、６２０はスイッチ群であり、電源スイッチ６２１、プリントスイッチ６２２、回復スイッチ６２３などから構成される。
【００５７】
６３０は装置状態を検出するためのセンサ群であり、位置センサ６３１、温度センサ６３２等から構成される。
【００５８】
さらに、６４０はキャリッジ２を矢印Ａ方向に往復走査させるためのキャリッジモータＭ１を駆動させるキャリッジモータドライバ、６４２は記録媒体Ｐを搬送するための搬送モータＭ２を駆動させる搬送モータドライバである。また、６４４はコントローラ６００から転送される記録データや制御信号に基づいて記録ヘッドを駆動するヘッドドライバである。
【００５９】
ＡＳＩＣ６０３は、記録ヘッド３による記録走査の際に、ＲＡＭ６０４の記憶領域に直接アクセスしながら記録ヘッドに対して記録素子（吐出用のヒータ）を駆動するためのデータを転送する。
【００６０】
スイッチング電源回路６５０は交流の商用電源の周波数が５０Ｈｚ〜６０Ｈｚで電圧が１００Ｖ〜２４０Ｖの交流電圧を入力し、記録装置の各部に直流（ＤＣ）電圧を供給するスイッチング電源回路である。
【００６１】
次に、以上の構成の記録装置が用いる電源回路の実施例について説明する。
【実施例１】
【００６２】
図３は本発明の実施例１に従うフライバック方式の電源回路の構成を示す図である。この電源回路はユニバーサル電源に対応しており、入力電圧範囲はＡＣ１００〜２４０Ｖである。入力電圧はブリッジダイオードＢＤ１により整流され、その後電解コンデンサＣ１により平滑化され直流（ＤＣ）となる。平滑化された直流電圧は、トランスＴ１の１次側に入力され、トランスＴ１及びスイッチング素子Ｑ１（ここではＭＯＳＦＥＴ）を通じてスイッチングされ、トランスＴ１の２次側に所望のＤＣ電圧Ｖoが生成される。さらにＶoは破線で囲まれたフィードバック回路３００を通じて、一定電圧に維持されるように制御される。
【００６３】
フィードバック回路３００は、誤差検出・増幅回路３０１とフォトカプラＩＣ３０２とから構成される。フォトカプラＩＣ３０２の出力信号ＦＢは制御ＩＣ４００内で基準信号ＲＥＦと比較される。
【００６４】
図４はこの比較の様子を示す図である。図４に示すように、基準信号ＲＥＦは三角波（または鋸波）であり、その周波数はスイッチング素子Ｑ１のオンオフのスイッチング周波数ｆに等しい。一方、フォトカプラＩＣ３０２の出力信号ＦＢは、２次側の負荷電流が大きくなると上昇し、逆に負荷電流が小さくなると低下する。そして、両者の信号の比較結果が、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＲＶとして出力される。駆動信号ＤＲＶは抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１、ここではＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される。なお、抵抗Ｒ２に並列接続されるダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にその少数キャリアの解消を促進し、オフ時間を短縮する役目を果たす。
【００６５】
図４から明らかなように、駆動信号ＤＲＶの周期Ｔ１では信号ＦＢのレベルが低い、即ち、負荷電流が小さいので、駆動信号ＤＲＶのオン期間（ＤＲＶのハイレベル期間）が短い。これに対し、周期Ｔ２では信号ＦＢのレベルが高い、従って、負荷電流が増えたために、駆動信号ＤＲＶのオン期間が長くなっている。このように、２次側の負荷電流の変動により信号ＦＢのレベルが変化し、これによりスイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＲＶのオン期間が制御され、結果的に出力電圧Ｖoが一定になるように制御される。
【００６６】
図３に戻り説明を続けると、図の破線で囲んだ回路１００は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のレベルを検出する検出回路である。また、回路２００は回路１００の出力を受けてトリガされるサイリスタ回路である。このサイリスタ回路がトリガされると、ダイオードＤ２を通じて、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号を強制的にローレベルに引き込み、スイッチング素子Ｑ１を永久的にオフする役目を果たす。いわば、このサイリスタ回路はスイッチング素子Ｑ１の動作を制御する制御回路としての役目を果たす。
【００６７】
まず、回路１００について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、抵抗Ｒ１によって検出される。抵抗Ｒ１に発生する電圧が抵抗Ｒ３を介して増幅器（ＩＣ）１０１の一方の入力である（＋）入力に入力され、その後、増幅器１０１の利得Ａに従って増幅される。利得Ａは増幅器の他方の入力である反転（−）入力に接続される幾つかの抵抗により決定され、この実施例では抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８がそれに関連付けられる。従って、増幅器（ＩＣ）１０１はこの実施例では差動増幅器として動作する。さらに、抵抗Ｒ６は商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合には、トランジスタＱ２によってバイパスされるため、そのときは利得Ａには寄与せず、結果的にＡＣ１００Ｖの場合だけ利得Ａに寄与することになる。
【００６８】
この点について詳細に説明する。即ち、商用電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖの場合、電解コンデンサＣ１のプラス側電圧（図中のノード１５０）は約ＤＣ１３５Ｖ程度となる。また、ツエナーダイオードＺＤ１はそのツエナー電圧を例えば２００Ｖに選択すると、ノード１５０の電圧がＤＣ１３５Ｖの場合にはカットオフ状態となる。このため、ツエナーダイオードＺＤ１に直列に接続される抵抗Ｒ４とＲ５には電流が流れないため、トランジスタＱ２はオフ状態となる。従って、商用電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖの場合には、トランジスタＱ２がオフとなり、増幅器（ＩＣ）１０１の利得Ａは式（６）に示すようになる。
【００６９】
Ａ ＝ Ｒ８／（Ｒ６＋Ｒ７） …… （６）
一方、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合には、ノード１５０の電圧が約ＤＣ２７０Ｖ程度となり、ツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧２００Ｖよりも高くなる。このため、ツエナーダイオードＺＤ１を通じて抵抗Ｒ４、Ｒ５に電流が流れ、トランジスタＱ２がオンする。その結果、抵抗Ｒ６がトランジスタＱ２によりバイパスされることになる。従って、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合の増幅器（ＩＣ）１０１の利得Ａは式（７）に示すようになる。
【００７０】
Ａ ＝ Ｒ８／Ｒ７ …… （７）
式（６）と式（７）とを比較すると明らかなように、この実施例では、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖの場合の利得Ａは、ＡＣ１００Ｖの場合よりも大きくなることが分かる。このことは、即ち、抵抗Ｒ１に流れる電流が同じであっても、増幅器（ＩＣ）１０１の出力（図中のノード１６０）に現れる電圧は、ＡＣ２００Ｖの場合のほうがＡＣ１００Ｖの場合に比べて大きいことを意味する。
【００７１】
なお、ノード１６０の電圧は抵抗Ｒ９とＲ１０とにより分圧されて、後段のラッチ回路（図中、破線で囲まれた回路２００）に伝達される。
上述のように、ラッチ回路２００は基本的にサイリスタ回路であり、２個のトランジスタＱ３とＱ４とから構成される。図中ノード１７０として示されるトランジスタＱ３のベース電圧が約０．６Ｖを上回るとトランジスタＱ３がオンし、その瞬間、ＰＮＰトランジスタＱ４もオンし、その後、トランジスタＱ３とＱ４の両者は永久的にオン状態を維持する。この実施例では、サイリスタ回路２００がオンすると、ダイオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が強制的にローレベルに引っ張られ、それ以降、スイッチング素子Ｑ１の駆動は停止する。
【００７２】
以上述べた動作は、図５に示すようにまとめられる。図５に示されているように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が徐々に増加し、ノード１６０として示される増幅器（ＩＣ）１０１のピーク出力電圧もそれに伴って増加する。その結果、ノード１７０として示されるトランジスタＱ３のベース電圧が徐々に増加する。そして、トランジスタＱ３のトリガレベル、即ち、約０．６Ｖに達した時点Ｐで、トランジスタＱ３とＱ４とから成るサイリスタ回路２００がオフ状態からオン状態に遷移し、その後スイッチング素子Ｑ１の駆動が停止する。ここで、トランジスタＱ３のトリガ感度は、２個の抵抗Ｒ９及びＲ１０と１個のコンデンサＣ３とから成る時定数回路で決定され、通常、ノイズによる誤作動を回避するために、数１０ｍ秒から数１００ｍ秒の時定数を有する。従って、図５からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流パルスのピーク値が、連続的にある期間大きな値を取り続けない限り、トランジスタＱ３はトリガされず、過電流保護動作が作動しない。
【００７３】
次に、図６を参照して、商用電源の入力電圧の違いに応じた過電流検出点の差異について説明する。
【００７４】
図６（ａ）はＡＣ１００Ｖ時の電流波形を示す図である。波形９１は増幅器（ＩＣ）１０１の出力を示し、波形９２はトランジスタＱ３の入力電圧、即ち、ノード１７０の電圧を示す。図６（ａ）から明らかなように、オン期間Ｔonには抵抗Ｒ９、Ｒ１０を通じてコンデンサＣ３が充電され、オフ期間ＴoffにはコンデンサＣ３は放電される。しかしながら、ＩＣ３０２のピーク電圧Ｉp1の上昇に伴い、波形９２のレベルは徐々に上昇する。そして、トランジスタＱ３のトリガレベルに達すると（Ｐ１点）、前述のようにサイリスタ回路２００をトリガする。ここで、図６（ａ）に示されているように、ＡＣ１００Ｖ時のＩＣ１０１の出力波形の傾きをαとする。
【００７５】
次に、ＡＣ２００Ｖの場合、もし増幅器（ＩＣ）１０１の利得がＡＣ１００Ｖの場合と同様、式（６）で与えられると仮定すると、増幅器（ＩＣ）１０１の出力電流は、図６（ｂ）の実線で示される波形９３と波形９５の結果となる。ここで、ＩＣ１０１の出力波形の傾きは、ＡＣ１００Ｖ時の２倍、従って、２αとなる。また、理論的には、過電流保護動作が作動すべきタイミングは、おおよそピーク電圧Ｉp2がＩp1に等しくなるタイミングである。なぜなら、生成エネルギーは式（４）により与えられ、その大きさは大半がＩpにより決定され、Ｉqが寄与する割合はＩpに比べてかなり小さいといえるからである。
【００７６】
ところで、図６（ｂ）から明らかなように、ＩＣ１０１の出力電圧がＩp2に達したにも関わらず、トランジスタＱ３の入力、即ち、ノード１７０はトリガレベルに達せずに、Ｐ２点に留まっている。この理由は、図６（ｂ）から明らかなように、ＡＣ２００Ｖの場合、そのオン期間ＴonがＡＣ１００Ｖの場合のほぼ２分の1となる反面、オフ期間Ｔoffはより長くなるからである。つまり、充電時間は約半分に短縮される一方で、放電時間はより長くなり、その結果、コンデンサＣ３の電位がＡＣ１００Ｖの場合のように上昇しないことによる。こうした理由から、もしＡＣ１００Ｖ時とＡＣ２００Ｖ時の増幅器の利得が等しい場合、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点はＡＣ１００Ｖ時のそれと比較して、かなり大きな値を取ることとなり、安全上の問題を引き起こしうる結果となる。
【００７７】
この実施例では、こうした課題を解決するために、ＡＣ２００Ｖ時の増幅器（ＩＣ）の１０１の利得をＡＣ１００Ｖ時よりも大きな値に設定する手段を備える。具体的には、前述したように、利得決定に関わる複数の抵抗の内の特定のものを、状況に応じてバイパスすることにより、利得を可変制御する。これにより、図６（ｂ）の破線で示した波形９４及び９６が得られる。波形９４は、式（７）で得られる増幅器利得に基づき、ノード１６０で得られ、波形９６はそれに対応するノード１７０の波形、即ち、トランジスタＱ３の入力電圧を示す。
【００７８】
このように以上説明した実施例に従えば、バイパスする抵抗Ｒ６の値を調整することで、ＡＣ２００Ｖ時の過電流保護動作点を、ＡＣ１００Ｖ時とほぼ同等の値（図中のＰ３）に設定することが可能になる。これにより、使用する商用電源の入力電圧が高くとも低くとも過電流保護動作点をほぼ一定に維持し、回路、最終的には記録装置そのものを保護することができる。
【００７９】
このように、スイッチング素子に流れる電流を検出するための増幅器の利得を制御することにより、商用電源の入力電圧に応じて、ほぼ一定の過電力保護動作点または過電流保護動作点を維持することができる。
【００８０】
なお、増幅器の利得Ａは、上述の時定数回路に関連付けられる過電流応答感度などのファクタにも影響されるため、別途シミュレーションや実験により適切に決定されることが望ましい。
【実施例２】
【００８１】
図７は本発明の実施例２に従う電源回路の構成を示す図である。なお、図７において、既に図３を参照して説明したのと同じ構成要素には同じ参照番号を付し、その説明は省略する。ここでは、実施例１の場合のように増幅器（ＩＣ）１０１の利得を制御するのではなく利得は一定のままとし、その出力の分割比を制御し、後段のサイリスタ回路２００にその結果を伝達することを特徴としている。
【００８２】
以下、この実施例の特徴的な構成と動作について詳細に説明する。
【００８３】
実施例１の場合同様、ＡＣ２００Ｖ時にはトランジスタＱ２がオン状態となり、その結果、ＰＮＰトランジスタＱ５もオン状態となり、抵抗Ｒ９がバイパスされる。従って、ノード１７０に現れる電圧レベルＶnd3は式（８）で表される。
【００８４】
Ｖnd3＝｛Ｒ１０／（Ｒ１０＋Ｒ１６）｝・Ｖnd2 …… （８）
ここで、Ｖnd2は増幅器（ＩＣ）１０１の出力、即ち、ノード１６０に現れる電圧を示す。
【００８５】
一方、ＡＣ１００Ｖ時にはトランジスタＱ２はオフ状態のため、トランジスタＱ５もオフ状態となり、ノード１７０に現れる電圧レベルＶnd3は式（９）で表わされる。
【００８６】
Ｖnd3＝｛Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０＋Ｒ１６）｝・Ｖnd2 ……（９）
式（８）と式（９）とから、ＡＣ２００Ｖ時にノード１７０に現れる電圧は除数に抵抗Ｒ９のファクタを含まない分、ＡＣ１００Ｖ時のそれに比べて大きくなることが分かる。
【００８７】
従って、以上説明した実施例に従えば、増幅器の出力電圧の分割比を制御することも、実施例１の場合と同様の効果を達成することができる。
【００８８】
このように、スイッチング素子に流れる電流を検出するための増幅器の出力電圧の分割比を制御することにより、商用電源の入力電圧に応じて、ほぼ一定の過電力保護動作点または過電流保護動作点を維持することができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に前記整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から前記直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路であって、
前記トランスの１次側に直列に接続され、前記１次側への前記交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に接続され前記トランスの１次側の電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された電圧に従って利得が変化し、該利得に従って、前記検出回路により検出された電圧を増幅する増幅器と、
前記増幅器から出力された電圧に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、
前記制御回路はサイリスタ回路であり、
前記サイリスタ回路の出力が前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに入力され、
前記サイリスタ回路からの出力電圧により前記ＭＯＳＦＥＴがオンオフすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記検出回路はツエナーダイオードを含み、
前記増幅器は差動増幅器であり、
前記差動増幅器の１つの入力に前記検出回路によって検出された電圧が入力されることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従って動作するトランジスタと、
前記差動増幅器の他方の入力に直列に接続される２個の抵抗とをさらに有し、
前記トランジスタは前記２個の抵抗の内の１個の抵抗に並列接続され、前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従ってオンオフすることにより、前記並列接続された１個の抵抗に流れる電流をバイパスすることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記検出回路はツエナーダイオードを含み、
前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従って動作するトランジスタと、
前記増幅器の出力電圧を分圧する２個の抵抗と、
前記２個の抵抗と前記増幅器の出力との間に接続され、前記トランジスタにより動作するトランジスタとをさらに有し、
前記制御回路への出力電圧として前記分圧を接続することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記商用電源の入力電圧が２００Ｖのときに、前記商用電源の入力電圧が１００Ｖの場合に比較して、前記増幅器の利得を大きいことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路を用いる記録装置。
【請求項１】
電圧の異なる交流の商用電源を入力して整流し、１次側に前記整流された交流電圧を入力して直流電圧に変換し、２次側から前記直流電圧を出力するトランスを備えたスイッチング電源回路であって、
前記トランスの１次側に直列に接続され、前記１次側への前記交流電圧の入力を制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に接続され前記トランスの１次側の電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路により検出された電圧に従って利得が変化し、該利得に従って、前記検出回路により検出された電圧を増幅する増幅器と、
前記増幅器から出力された電圧に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、
前記制御回路はサイリスタ回路であり、
前記サイリスタ回路の出力が前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに入力され、
前記サイリスタ回路からの出力電圧により前記ＭＯＳＦＥＴがオンオフすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記検出回路はツエナーダイオードを含み、
前記増幅器は差動増幅器であり、
前記差動増幅器の１つの入力に前記検出回路によって検出された電圧が入力されることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従って動作するトランジスタと、
前記差動増幅器の他方の入力に直列に接続される２個の抵抗とをさらに有し、
前記トランジスタは前記２個の抵抗の内の１個の抵抗に並列接続され、前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従ってオンオフすることにより、前記並列接続された１個の抵抗に流れる電流をバイパスすることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記検出回路はツエナーダイオードを含み、
前記ツエナーダイオードからの出力電圧に従って動作するトランジスタと、
前記増幅器の出力電圧を分圧する２個の抵抗と、
前記２個の抵抗と前記増幅器の出力との間に接続され、前記トランジスタにより動作するトランジスタとをさらに有し、
前記制御回路への出力電圧として前記分圧を接続することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記商用電源の入力電圧が２００Ｖのときに、前記商用電源の入力電圧が１００Ｖの場合に比較して、前記増幅器の利得を大きいことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路を用いる記録装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１１−２４４６６０（Ｐ２０１１−２４４６６０Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１６６９６（Ｐ２０１０−１１６６９６）
【出願日】平成２２年５月２０日（２０１０．５．２０）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月２０日（２０１０．５．２０）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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