スイッチング電源装置

【課題】電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても、共振用インダクタのサイズを小さくすることができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング回路と電圧変換用トランスと共振用インダクタとを備える。スイッチング回路は、スイッチング素子と、このスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサとを含んで構成される。電圧変換用トランスは８の字状に磁路を構成する第１磁芯を備える。この第１磁芯には１次側に設けられた第１巻線と、２次側に設けられた第２巻線および第３巻線とが巻回されている。共振用インダクタは８の字状に磁路を構成する第２磁芯を備える。この第２磁芯には第２巻線に直列に接続された第１共振用インダクタと、第３巻数に直列に接続された第２共振用インダクタがそれぞれ巻回されている。この共振用インダクタはスイッチング回路のコンデンサと共に共振回路を構成している。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その１つとして、特許文献１に記載されているように、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチング回路のスイッチング動作により、高圧バッテリからの入力直流電圧Ｖｉｎをスイッチングし、スイッチングにより得られた入力交流電圧を電力変換トランスの入力巻線に入力し、電力変換トランスにより変換された出力交流電圧を電力変換トランスの出力巻線から取り出す方式がある。スイッチング回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換されて出力されるようになっている。
【０００３】
この種のスイッチング電源装置では、スイッチング回路は、例えば、４つのスイッチ素子をブリッジ接続してなるフルブリッジ型のインバータ回路であり、各スイッチ素子にはコンデンサが並列に接続されている。このコンデンサと、スイッチング回路および電力変換トランスの間に直列に接続された共振用インダクタとにより、共振回路を構成し、その共振特性を利用して、スイッチング素子のオン・オフによって生じるサージ電圧が低減される。
【０００４】
【特許文献１】国際公開第ＷＯ０１−０７１８９６号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合は、共振用インダクタの巻き数を増やしてインダクタンスを大きくすることが必要となる。また、巻線と磁芯との絶縁距離を広げるためにそれらの間に設けられた絶縁材を厚くすることも必要となる。このように、電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合は、巻数を増やしたり、絶縁材を厚くする必要があるため、共振用インダクタのサイズが大きくなってしまい、これにより、スイッチング電源装置の小型化を阻害する虞があった。
【０００６】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても、共振用インダクタのサイズを小さくすることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング回路と、電圧変換用トランスと、整流回路と、共振用インダクタとを備えたものである。スイッチング回路は、スイッチング素子と、このスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサとを含んで構成され、直流入力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路である。電圧変換用トランスは、８の字状に磁路を構成する第１磁芯と、この第１磁芯にそれぞれ巻回された１次側巻線、２次側第１巻線および２次側第２巻線とを備え、スイッチング回路からの交流電圧を降圧して出力するようになっている。１次側巻線は、電圧変換用トランスの１次側に設けられ、スイッチング回路の動作に応じて自身に流れる電流の方向が変化するようにスイッチング回路に接続されている。２次側第１巻線および２次側第２巻線は、電圧変換用トランスの２次側にそれぞれ設けられ、それぞれの一端が互いに接続されている。整流回路は、電圧変換用トランスの２次側の出力交流電圧を整流するようになっている。共振用インダクタは、８の字状に磁路を構成する第２磁芯と、この第２磁芯にそれぞれ巻回された第１共振用インダクタおよび第２共振用インダクタとを備える。第１共振用インダクタは、２次側第１巻線および２次側第２巻線の接続点から２次側第１巻線を介して整流回路の終端までの第１経路中に設けられており、第２共振用インダクタは、接続点から２次側第２巻線を介して整流回路の終端までの第２経路中に設けられている。この共振用インダクタは、スイッチング回路のコンデンサと共に共振回路を構成している。
【０００８】
第２磁芯は、例えば、Ｅ型磁芯同士を互いに重ね合わせたり、または、Ｅ型磁芯とＩ型磁芯とを互いに重ね合わせて構成されている。Ｅ型磁芯とＩ型磁芯との重ね合わせ方としては、例えば、支持基体上にＩ型磁芯を載置してその上にＥ型磁芯を重ね合わせる方法や、支持基体上にＥ型磁芯を載置してその上にＩ型磁芯を重ね合わせる方法がある。
【０００９】
また、第１磁芯および第２磁芯がそれぞれ、Ｅ型磁芯とＩ型磁芯とを互いに重ね合わせて構成されていてもよい。このとき、第１磁芯および第２磁芯の各Ｉ型磁芯が共通化されていることが好ましい。ただし、第１磁芯および第２磁芯が互いに独立していることが必要となる。ここで、「互いに独立している」とは、２つのＥ型磁芯が単に空間的に分離されているだけでなく、第１磁芯および第２磁芯の各磁路が別個の磁路と同視できる程度に磁気的に分離されていることを指している。
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置では、高圧の直流入力電圧がスイッチング回路によって交流電圧に一旦変換されたのち、その交流電圧が電圧変換トランスで変圧（降圧）される。このとき、電圧変換トランスの１次側に設けられたスイッチング回路のコンデンサと、電圧変換トランスの２次側に設けられた共振用インダクタの第１共振用インダクタおよび第２共振用インダクタとにより、共振回路を構成し、その共振特性を利用して、スイッチング素子のオン・オフによって生じるサージ電圧が低減される。
【００１１】
このように、共振回路を構成する第１共振用インダクタおよび第２共振用インダクタを、降圧型の電圧変換トランスの２次側に設けることにより、１次側に設けた場合と比べて、これら共振用インダクタに入力される電圧が小さくなり、これら共振用インダクタの巻き数が少なくて済む。これにより、巻線が多層になることはなく、巻線と磁芯との間に絶縁材を設けた場合であっても、絶縁材を厚くする必要はない。このことは、降圧型の電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても同様である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明のスイッチング電源装置によれば、共振回路を構成する第１共振用インダクタおよび第２共振用インダクタを降圧型の電圧変換トランスの２次側に設けるようにしたので、降圧型の電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても、従来のような降圧型の電圧変換用トランスの１次側に設けた場合と比べて、共振用インダクタを小さくすることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の一実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、高圧バッテリＨＢから供給される高圧の直流入力電圧Ｖｉｎを、より低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、負荷Ｌに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するように２次側がセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。
【００１５】
このスイッチング電源装置は、１次側巻線２２および２次側巻線２３，２４を含んで構成された３巻線型のトランス２（電圧変換用トランス）を有している。トランス２の１次側にはインバータ回路１（スイッチング回路）が、２次側には共振用インダクタ３、整流回路４および平滑回路５がそれぞれ設けられている。インバータ回路１は一次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。
【００１６】
また、１次側高圧ラインＬ１Ｈに入力端子Ｔ１が、１次側低圧ラインＬ１Ｌに入力端子Ｔ２がそれぞれ設けられており、これら入力端子Ｔ１，Ｔ２が高圧バッテリＨＢの出力端子と接続されるようになっている。また、平滑回路５の高圧側のラインである出力ラインＬ０に出力端子Ｔ３が、平滑回路５の低圧側のラインである接地ラインＬＧに出力端子Ｔ４がそれぞれ設けられており、これら出力端子Ｔ３，Ｔ４が負荷Ｌの入出力端子と接続されるようになっている。
【００１７】
インバータ回路１は、高圧バッテリＨＢから出力される直流入力電圧Ｖｉｎをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路である。このインバータ回路１は、制御回路（図示せず）から供給されるスイッチング信号によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子１１，１２，１３，１４をフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子としては、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor ）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor ）などの素子が用いられる。また、各コンデンサ１５，１６，１７，１８が、スイッチング素子１１，１２，１３，１４の各々に並列に接続されている。なお、スイッチング素子をＭＯＳ−ＦＥＴで構成した場合は、ＭＯＳ−ＦＥＴが有する寄生容量を、コンデンサ１５，１６，１７，１８として利用してもよい。
【００１８】
スイッチング素子１１は、トランス２の１次側巻線２２の一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１２は１次側巻線２２の一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３は１次側巻線２２の他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１４は１次側巻線２２の他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。
【００１９】
これより、インバータ回路１は、スイッチング素子１１，１４のオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１１、１次側巻線１１Ａおよびスイッチング素子１４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子１２，１３のオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３、１次側巻線２２およびスイッチング素子１２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。
【００２０】
トランス２は、１次側巻線２２（１次側巻線）、２次側巻線２３（２次側第１巻線）および２次側巻線２４（２次側第２巻線）が互いに同じ向きの極性を有するように磁芯２１に巻回されることにより磁気結合された磁気素子である。このトランス２は、降圧型のトランスであり、２次側巻線２３および２次側巻線２４の巻き数が、１次側巻線２２のそれよりも少なくなっている。
【００２１】
トランス２の一対の２次側巻線２３，２４は後述の第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３を介してセンタタップＣ（接続点）で互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に接続されている。つまり、トランス２の２次側はセンタタップ型の接続となっている。これより、このトランス２は、インバータ回路１によって変換された交流電圧を変圧（降圧）し、一対の２次側巻線２３，２４の各端部Ａ，Ｂから、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線２２と２次側巻線２３，２４との巻数比によって定まる。
【００２２】
共振用インダクタ３は、磁芯３１（第２磁芯）と、磁芯３１に巻回された第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３とを備える。第１共振用インダクタ３２は、磁気結合した状態で２つのインダクタ３２Ａ，３２Ｂに分離されており、インダクタ３２Ａの一端がトランス２の２次側巻線２３の一端に直列に接続され、インダクタ３２Ｂの一端がトランス２の２次側巻線２３の他端に直列に接続されている。また、インダクタ３２Ａの他端が整流回路４に接続され、インダクタ３２Ｂの他端がセンタタップＣに接続されている。第２共振用インダクタ３３も同様に、磁気結合した状態で２つのインダクタ３３Ａ，３３Ｂに分離されており、インダクタ３３Ａの一端がトランス２の２次側巻線２４の一端に直列に接続され、インダクタ３３Ｂの一端がトランス２の２次側巻線２４の他端に直列に接続されている。また、インダクタ３３Ａの他端が整流回路４に接続され、インダクタ３３Ｂの他端がセンタタップＣに接続されている。
【００２３】
なお、センタタップＣから２次側巻線２３を介して整流回路４の終端である接続点Ｄ（後述）までの経路が、本発明の「第１経路」に対応し、センタタップＣから２次側巻線２４を介して整流回路４の終端である接続点Ｄ（後述）までの経路が、本発明の「第２経路」に対応する。
【００２４】
これにより、電圧変換トランス２の１次側に設けられたスイッチング回路１のコンデンサ１５，１６，１７および１８の少なくとも１つと、電圧変換トランス３の２次側に設けられた共振用インダクタ３の第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３とにより、共振回路を構成するようになっており、その共振特性を利用して、スイッチング素子のオン・オフによって生じるサージ電圧を低減するようになっている。
【００２５】
ここで、トランス２は上記したように降圧型であり、トランス２の２次側の電圧の方が１次側の電圧よりも低いので、第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３のそれぞれの巻数を、従来のように共振回路をトランス２の１次側に設けた場合と比べて少なくすることができ、１巻きにすることも可能である。また、第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３と、磁芯３１とを絶縁するために、これらの間に絶縁材（図示せず）を設ける必要がある場合であっても、第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３に印加される電圧は低いので、絶縁材を薄くしたり、なくすることが可能である。これにより、共振用インダクタ３を簡易かつ小さな構造にすることができる。
【００２６】
また、上記したように、第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３のそれぞれの巻数を１巻きにすることも可能であることから、第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３を１巻きの板状の板金でそれぞれ構成することもできる。これにより、トランス２の２次側に大電流を流す場合であっても、共振用インダクタ３を簡易かつ小さな構造にすることができる。
【００２７】
ところで、磁芯２１および磁芯３１はそれぞれ、８の字状の磁路を有している。磁芯２１は、第１磁芯２１Ａと第２磁芯２１Ｂとからなり、第１磁芯２１Ａを導電性の支持基体（図示せず）上に載置すると共にその第１磁芯２１Ａ上に第２磁芯２１Ｂを重ね合わせて構成されたものである。磁芯３１についても同様に、第１磁芯３１Ａと第２磁芯３１Ｂとからなり、第１磁芯３１Ａを導電性の支持基体（図示せず）上に載置すると共にその第１磁芯３１Ａ上に第２磁芯３１Ｂを重ね合わせて構成されたものである。
【００２８】
ここで、第１磁芯２１Ａおよび第２磁芯２１Ｂは、互いに等しい形状であってもよいし、互いに異なる形状であってもよい。第１磁芯３１Ａおよび第２磁芯３１Ｂについても同様に、互いに等しい形状であってもよいし、互いに異なる形状であってもよい。互いに等しい形状としては、例えば、図４に示したように、第１磁芯２１Ａ、第２磁芯２１Ｂ、第１磁芯３１Ａおよび第２磁芯３１ＢがいずれもＥ型形状となっているケース（第１のケース）が考えられる。互いに異なる形態としては、例えば、第１磁芯２１Ａおよび第１磁芯３１Ａが共にＩ型形状、第２磁芯２１Ｂおよび第２磁芯３１Ｂが共にＥ型形状となっているケース（第２のケース）や、逆に、第１磁芯２１Ａおよび第１磁芯３１Ａが共にＥ型形状、第２磁芯２１Ｂおよび第２磁芯３１Ｂが共にＩ型形状となっているケース（第３のケース）が考えられる。
【００２９】
第２のケースでは、図５に示したように、第１磁芯２１Ａおよび第１磁芯３１Ａが共通のＩ型の磁芯２１Ｃで構成されていることが好ましく、第３のケースでは、図６に示したように、第２磁芯２１Ｂおよび第２磁芯３１Ｂが共通のＩ型の磁芯２１Ｄで構成されていることが好ましい。これにより、磁芯の形状が互いに等しい場合と比べて、部品点数を１つ削減することができる。
【００３０】
ただし、トランス２のＩ型磁芯と、共振用インダクタ３のＩ型磁芯とを共通化する場合は、磁芯２１および磁芯３１が互いに独立していることが必要となる。ここで、「互いに独立している」とは、２つのＥ型磁芯が単に空間的に分離されているだけでなく、磁芯２１および磁芯３１の各磁路が別個の磁路と同視できる程度に磁気的に分離されていることを指す。このように、トランス２のＩ型磁芯と、共振用インダクタ３のＩ型磁芯とが共通化されていても、磁芯２１および磁芯３１が互いに独立していれば、トランス２の磁芯２１と共振用インダクタ３の磁芯３１とが互いに影響を及ぼし合うことはなく、それぞれのインダクタンスが変動して所望の値からずれてしまう虞はない。このことは、数値シミュレーションで確認されている。
【００３１】
ところで、磁芯には一般に表面に反りがあるため、磁芯の表面のうち支持基体や他の磁芯と接する面を平らに研磨する作業が必ず必要となるが、第１のケースでは、第１磁芯２１Ａおよび第２磁芯２１Ｂ、第１磁芯３１Ａおよび第２磁芯３１Ｂはそれぞれ共通形状であり、実装上、上側および下側のいずれにも配置可能であることから、Ｉ型磁芯の両面およびＥ型磁芯の両面の合計４面を研磨しなければならない。一方、第２のケース（Ｉ型磁芯を共通化した場合も含む）では、Ｉ型磁芯の両面およびＥ型磁芯の片面の合計３面だけを研磨すればよく、同様に、第３のケース（Ｉ型磁芯を共通化した場合も含む）では、Ｉ型磁芯の片面およびＥ型磁芯の両面の合計３面だけを研磨すればよい。このように、第２のケースおよび第３のケース（いずれもＩ型磁芯を共通化した場合も含む）では、第１のケースと比べて研磨面数を１つ削減することができる。
【００３２】
また、磁芯を支持基体に固定するには固定用の金具が必要となるが、第１のケースおよび第２のケース（Ｉ型磁芯を共通化した場合も含む）ならびに第３のケースでは、トランス２側の磁芯２１と共振用インダクタ３側の磁芯３１とをそれぞれ留める金具が２つ必要となる。一方、第３のケースにおいてＩ型磁芯を共通化した場合では、Ｉ型磁芯が上側に配置されているので、１つの金具で済み、その結果、他の場合と比べて、部品点数を１つ削減することができる。
【００３３】
整流回路４は、一対のダイオード４１，４２からなる単相全波整流型のものである。ダイオード４１のアノードは第１共振用インダクタ３２の一端に、ダイオード４２のアノードは第２共振用インダクタ３３の一端にそれぞれ接続されている。ダイオード４１，４２の各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路４はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス２の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード４１，４２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。
【００３４】
平滑回路５は、チョークコイル５１と平滑コンデンサ５２とを含んで構成されている。チョークコイル５１は、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端は接続点Ｄに、その他端は出力端子Ｔ３にそれぞれ接続されている。平滑コンデンサ５２は、チョークコイル５１の他端と接地ラインＬＧとの間に接続されている。平滑回路５は、このような構成により、整流回路４で整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から負荷Ｌに供給するようになっている。
【００３５】
次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の作用を説明する。なお、以下では、一般的なスイッチング動作でインバータ回路１を駆動する場合について説明するが、例えば、ゼロボルトスイッチング（Zero Volto Switching）動作でインバータ回路１を駆動することも可能である。
【００３６】
インバータ回路１のスイッチング素子１１，１４がオンすると、スイッチング素子１１からスイッチング素子１４の方向に電流が流れ、トランス２の２次側巻線２３，２４に現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード４２に対して逆方向となり、ダイオード４１に対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード４１を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。
【００３７】
次に、スイッチング素子１１，１４がオンからオフになると、トランス２の２次側巻線２４に現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード４２に対して順方向となる。このため、２次側巻線２４からダイオード４２を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。
【００３８】
次に、スイッチング素子１２，１３がオンすると、スイッチング素子１３からスイッチング素子１２の方向に電流が流れ、トランス２の２次側巻線２３，２４に現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード４２に対して順方向になる一方、ダイオード４１に対して逆方向となる。このため、２次側巻線２４からダイオード４２を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。
【００３９】
最後に、スイッチング素子１２，１３がオンからオフになると、トランス２の２次側巻線２３に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード４１に対して順方向となる。このため、２次側巻線２３からダイオード４１を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。
【００４０】
このようにして、電源本体部１０は、高圧バッテリＨＢから供給された直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに変圧（降圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを低圧バッテリＬＢに給電する。
【００４１】
このとき、スイッチング回路１のコンデンサ１５，１６，１７および１８の少なくとも１つと、共振用インダクタ３の第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３とにより、共振回路を構成し、その共振特性を利用して、スイッチング素子１１，１２，１３および１４のオン・オフによって生じるサージ電圧が低減される。
【００４２】
このように、共振回路を構成する第１共振用インダクタおよび第２共振用インダクタが、電圧変換トランスの２次側に設けられることにより、１次側に設けた場合と比べて、これら共振用インダクタに入力される電圧を小さくすることができる。
【００４３】
これより、本実施の形態のスイッチング電源装置では、共振回路を構成する第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３を電圧変換トランス２の２次側に設けるようにしたので、１次側に設けた場合と比べて、これら共振用インダクタ３２，３３に入力される電圧は小さくなり、これら共振用インダクタ３２，３３の巻き数が少なくて済む。これにより、巻線が多層になることはなく、巻線と磁芯との間に絶縁材を設けた場合であっても、絶縁材を厚くする必要はない。このことは、電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても同様である。
【００４４】
したがって、本実施の形態のスイッチング電源装置では、電力変換トランスの入出力間の電圧の差を大きくした場合であっても、従来のような電圧変換用トランス２の１次側に設けた場合と比べて、共振用インダクタ３のサイズを小さくすることができる。
【００４５】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は、これらに限定されず、種々の変形が可能である。
【００４６】
例えば、上記実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス２の２次側がカソードコモン接続であったが、図７に示したように、アノードコモン接続であってもよい。また、インバータ回路１はフルブリッジ型であったが、図８（Ａ）〜（Ｅ）に例示したような、フォーワード型１−１、リセット巻線付きフォーワード型１−２、ダブルフォーワード型１−３、プッシュプル型１−４およびハーフブリッジ型１−５などであってもよい。
【００４７】
また、上記実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス２の一対の２次側巻線２３，２４が共振用インダクタ３の第１共振用インダクタ３２および第２共振用インダクタ３３を介してセンタタップＣで互いに接続されるようにしていたが、図９ないし図１１に示したように、トランス２の一対の２次側巻線２３，２４が直接センタタップＣに接続されるようにしてもよい。このとき、トランス２の第１磁芯２１Ａおよび共振用インダクタ３の第１磁芯３１ＡをＩ型磁芯でそれぞれ構成した場合は、図１２および図１３に示したように、それぞれのＩ型磁芯を共通化してもよい。
【００４８】
また、トランス２の２次側の接続関係は、上記実施の形態や、図９ないし図１１に示した形態の他に、例えば、図１４ないし図１６や、図１８ないし図２０、図２３、図２４に示したような形態であってもよい。なお、トランス２の２次側の接続関係を、図１４ないし図１６や、図１８ないし図２０に示したような形態とした場合であって、トランス２の第１磁芯２１Ａおよび共振用インダクタ３の第１磁芯３１ＡをＩ型磁芯でそれぞれ構成したときは、図１７や、図２１および図２２に示したように、それぞれのＩ型磁芯を共通化してもよい。
【００４９】
なお、上記したような種々の接続関係とした場合であっても、上記実施の形態と同様、第１共振用インダクタ３２は、センタタップＣから２次側巻線２３を介して接続点Ｄ（整流回路４の末端）までの経路中に設けられ、第２共振用インダクタ３３は、センタタップＣから２次側巻線２４を介して接続点Ｄ（整流回路４の末端）までの経路中に設けられている。
【００５０】
また、上記実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス２の２次側がセンタータップ型であったが、他の構成であってもよく、例えば、フォーワード型やカレントダブラ型、フルブリッジ型などであってもよい。ただし、このような構成とした場合は、トランス２の２次側の巻線が１つになるので、その２次側の１つの巻線に一端に第１共振用インダクタ３２が、その２次側の１つの巻線に他端に第２共振用インダクタ３３が、それぞれ直列に接続されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図２】図１のトランスおよび共振用インダクタのそれぞれの磁芯の上面図である。
【図３】図２の磁芯の側面図である。
【図４】図２の磁芯の斜視図である。
【図５】図２の磁芯の一変形例を表す側面図である。
【図６】図２の磁芯の他の変形例を表す側面図である。
【図７】スイッチング電源装置の一変形例の構成を表す回路図である
【図８】スイッチング回路の種々の変形例を表す回路図である。
【図９】スイッチング電源装置の他の変形例の構成を表す回路図である。
【図１０】図９の磁芯の上面図である。
【図１１】図９の磁芯の側面図である。
【図１２】図９の磁芯の一変形例を表す側面図である。
【図１３】図９の磁芯の他の変形例を表す側面図である。
【図１４】スイッチング電源装置の他の変形例の構成を表す回路図である。
【図１５】図１４の磁芯の上面図である。
【図１６】図１４の磁芯の側面図である。
【図１７】図１４の磁芯の他の変形例を表す側面図である。
【図１８】スイッチング電源装置の他の変形例の構成を表す回路図である。
【図１９】図１８の磁芯の上面図である。
【図２０】図１８の磁芯の側面図である。
【図２１】図１８の磁芯の一変形例を表す側面図である。
【図２２】図１８の磁芯の他の変形例を表す側面図である。
【図２３】スイッチング電源装置の他の変形例の構成を表す回路図である。
【図２４】スイッチング電源装置の他の変形例の構成を表す回路図である。
【符号の説明】
【００５２】
１…インバータ回路、２…トランス、３…共振用インダクタ、４…整流回路、５…平滑回路、１１，１２，１３，１４…スイッチング素子、１５，１６，１７，１８…コンデンサ、２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，３１，３１Ａ，３１Ｂ…磁芯、２２…１次側巻線、２３，２４…２次側巻線、３２…第１共振用インダクタ、３３…第２共振用インダクタ、４１，４２…ダイオード、５１…チョークコイル５１、５２…平滑コンデンサ、Ａ，Ｂ…端部、Ｃ…接続点、ＨＢ…高圧バッテリ、Ｌ…負荷、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｖｉｎ…入力直流電圧、Ｖｏｕｔ…出力直流電圧。

【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、このスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサとを含んで構成され、直流入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、
８の字状に磁路を構成する第１磁芯と、前記第１磁芯に巻回されると共に前記スイッチング回路の動作に応じて自身に流れる電流の方向が変化するように前記スイッチング回路に接続された１次側巻線と、前記第１磁芯に巻回されると共にそれぞれの一端が互いに接続された２次側第１巻線および２次側第２巻線とを有し、前記スイッチング回路からの交流電圧を降圧して出力する電圧変換用トランスと、
前記電圧変換用トランスの２次側の出力交流電圧を整流する整流回路と、
８の字状に磁路を構成する第２磁芯と、前記２次側第１巻線および前記２次側第２巻線の接続点から前記２次側第１巻線を介して前記整流回路の終端までの第１経路中に設けられると共に前記第２磁芯に巻回された第１共振用インダクタと、前記接続点から前記２次側第２巻線を介して前記整流回路の終端までの第２経路中に設けられると共に前記第２磁芯に巻回された第２共振用インダクタとを有し、前記コンデンサと共に共振回路を構成する共振用インダクタと
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第２磁芯は、Ｅ型磁芯同士を互いに重ね合わせて構成されたものである
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第２磁芯は、Ｅ型磁芯とＩ型磁芯とを互いに重ね合わせて構成されたものである
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第１磁芯および第２磁芯は、互いに独立した２つのＥ型磁芯と、互いに共通のＩ型磁芯とを互いに重ね合わせて構成されたものである
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
支持基体をさらに備え、
前記第１磁芯および第２磁芯は、前記Ｉ型磁芯を前記支持基体上に載置すると共に、そのＩ型磁芯上に前記２つのＥ型磁芯をそれぞれ重ね合わせて構成されたものである
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
支持基体をさらに備え、
前記第１磁芯および第２磁芯は、前記２つのＥ型磁芯を前記支持基体上に載置すると共に、その２つのＥ型磁芯上に前記Ｉ型磁芯を重ね合わせて構成されたものである
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。

【図１】