スイッチング電源装置
【課題】 軽負荷時の電源の変換効率向上を図るとともに、トランスサイズの変更なく、短期間の負荷増加にも対応することが可能となるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 １次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段を有し、前記制御手段により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させることを特徴とする。
【解決手段】 １次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段を有し、前記制御手段により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、消費電力の観点から見て複数の動作状態が存在する機器に対して電力供給を行うスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
特に軽負荷時における効率向上及び電力変換に用いるスイッチングトランスの有効利用を図るための回路構成及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
一般に不連続モードで動作するフライバックコンバータ等のスイッチング電源装置は、熱設計の観点からスイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。
【０００４】
そのため、機器休止等、すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が低下する。
【０００５】
また、スイッチング電源装置に用いるトランスは、トランスに用いるコアの飽和の観点から最大負荷の状態において飽和状態に至らないように設計される。
【０００６】
この軽負荷時の効率低下を回避するための方法として特許文献１が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第０３４７５９０４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記の特許文献１で提案されているトランスの複数の２次側巻線を接続する方法では、トランスの出力巻線同士の接続になるため、電流バランスが崩れてしまう。
【０００９】
電流バランスが崩れると、電位の高い方の巻線からの電流供給が増え、強いてはトランスの異常発熱を招く。
【００１０】
軽負荷時の発振周波数を下げることができたとしても、トランスの異常発熱による損失増加は決して無視できるものではない。また、トランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線を用いなければならず、トランスの小型化への大きな障害になる。一方、スイッチング電源は軽負荷時のみならず、機器動作時にはさまざまな負荷に対応しなければならないが、入力電力によって必要なトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。以下、これらの課題について動作原理も含めて順次説明する。
【００１１】
（スイッチング電源装置の基本動作）
不連続モードで動作するフライバックコンバータとして図６に示したリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）を例に説明する。絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。
【００１２】
補助巻線Ｎｂは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子の導通／非導通制御を行うスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線である。入力電圧ＶｉｎはＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、アルミ電界コンデンサにて平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端の電圧である。本図ではブリッジダイオード、アルミ電解コンデンサ、入力フィルタ等は図示していない。入力電圧Ｖｉｎは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。
【００１３】
入力電圧の（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続されている。
【００１４】
また、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と直流電圧Ｖｉｎの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続され、起動抵抗Ｒ６０１と直流電圧Ｖｉｎを分圧することにより主スイッチング素子Ｑ６０１が導通するに充分な電圧を発生する。
【００１５】
主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続されている。抵抗Ｒ６０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ６０１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の導通／非導通を制御するために設けられており、電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｖｉｎの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続されている。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２との間で時定数回路を構成している。
【００１７】
フォトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、フォトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ６０１の２次巻線Ｎｓの１次巻線との異極側には整流用のダイオードＤ６０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ６０２のカソード側と２次巻線Ｎｓの１次巻線と同極側との間には電界コンデンサＣ６０３が接続され、ダイオードＤ６０２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。
【００１８】
出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧され、分圧された電圧はエラーアンプＩＣ６０２の検出端子に接続され、エラーアンプＩＣ６０２は検出電圧を、基準電圧と比較することで出力端子の電圧を変化させ、抵抗Ｒ６１０を介してフォトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。
【００１９】
主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。
【００２０】
主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線と同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。
【００２１】
このとき、励磁電流は時間に比例し、オン時間ton後には（１）に従った電流I1pとなる。
【００２２】
【数１】
【００２３】
１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。以下（２）式に従ってトランスにエネルギーが蓄積される。
【００２４】
【数２】
【００２５】
その後、時定数回路を構成している抵抗Ｒ６０５、コンデンサＣ６０２には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下することで主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。
【００２６】
このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。（２）式に従って絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。これは２次側にエネルギーの伝達が終わるとバックスイングによりＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。
【００２７】
フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖｏｕｔが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、
これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。
【００２８】
リンギングチョークコンバータのオフ時間ｔｏｆｆは以下の基本式（３）により算出される。
【００２９】
【数３】
【００３０】
一方、（２）よりオン時間ｔｏｎは式（４）になる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
ｆ＝１／（ton＋ｔｏｆｆ）から、式（３）、（４）より発振周波数ｆは以下の式（５）になる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
式（５）よりＰｉｎ（入力電力）が大きくなるほど、発振周波数ｆは低下することになる。逆に軽負荷になればなるほど発振周波数が増加することになる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、発振周波数ｆが上昇することになる。
【００３５】
また、入力電圧Ｖｉｎが高いほど、（４）式よりＤｕｔｙ（ton／Ｔ）は小さくなる。
【００３６】
以上がリンギングチョークコンバータにおける基本的な動作になる。
【００３７】
図７はある単一負荷状態におけるリンギングチョークコンバータの各部の波形を示している。Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧を、Ｉ１ｐは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流を示している。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。
【００３８】
起動抵抗により制御端子に電圧が印加され、制御端子の電位が上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉ１ｐは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギーが蓄積される。
【００３９】
このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード逆バイアスされているためＩｓは流れない。主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態となると、Ｉ１ｐは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１のドレインソース間電圧Ｖｄｓは入力電圧Ｖｉｎと２次側出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードは導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。
【００４０】
主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になった直後には、ダンピング用コンデンサＣ６０４の放電電流が流れる。ダンピング用コンデンサＣ６０４は非導通状態になったときの主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓの上昇を抑制する働きをしている。
【００４１】
また、一方で、トランス設計する際は飽和させない動作条件として、以下の（６）式を満たさなければならない。
【００４２】
【数６】
【００４３】
（６）式のＢは磁束密度を表しており、Ｓがトランスの断面積を表している。
【００４４】
一方、一次インダクタンスＬｐは（７）式で表される。μ０は透磁率、ｌ0はギャップ長である。
【００４５】
【数７】
【００４６】
（１）、（６）、（７）式より
【００４７】
【数８】
【００４８】
一般的に（２）式より同一周波数ｆ、オン時間ｔｏｎにて入力容量（強いては出力容量）を増加させる場合、Ｉ１ｐを増加させる手法がとられる。ギャップ長ｌ0は必要以上には大きくしない（漏れ磁束の上昇を防止）。
【００４９】
（８）式よりトランスの飽和をまねくことなく、Ｉ１ｐを増加させるためには一次インダクタンスＬｐを低下させるか、断面積Ｓを増加させる必要がある。一次インダクタンスＬｐはＮｐの２乗に比例するため、具体的にはＮｐを下げるとともに断面積Ｓを大きくする手法がとられる。
【００５０】
（課題となる動作）
通常の機器特にＯＡ機器の場合、例えば電動機等のモータ負荷、制御機器、その他バイアス回路等で構成されていることが多い。そのため、負荷に必要な電流の推移としては図８の下図のようになる。機器の形態にもよるが、モータ負荷の総負荷に占める割合が高く、特にモータの起動時に大きな負荷電流が必要になるケースが多い。そのため、トランス設計をする場合にはモータ起動時の負荷電流を満足するよう設計することになる。
【００５１】
図８は機器動作状態と負荷電流及びとリンギングチョークコンバータの動作波形の推移を示したものである。
【００５２】
本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移も合わせて記載してある。
【００５３】
図８よりスタンバイ時（すなわち軽負荷時）は（５）式より発振周波数が高いため、オン時間が短くなっている。モータが起動されると負荷電流が増加し、オン時間が最大となり、発振周波数は最も低くなる。
【００５４】
このときＩ１ｐは最大値Ｉｐ１（ｍａｘ）に達する。このＩｐ１（ｍａｘ）が（８）式を満足するよう、トランスサイズが決定されることになる。
その後モータが通常回転状態に達すると負荷電流が低下し、オン時間が短くなるとともに発振周波数が増加する。
モータ動作が終了しスタンバイ状態に移行するとさらにオン時間がさらに短くなるとともに発振周波数がさらに増加する。
【００５５】
例として入力電力Ｐｉｎと発振周波数ｆ、磁束密度Ｂとの関係を式（５）、（８）から計算すると下記になる。
【００５６】
【表１】
【００５７】
表１の負荷１はスタンバイ等の軽負荷の状態を表しており、負荷２から負荷４へ入力電力（強いては出力電力）が増加していくに従って、発振周波数ｆは低下し、磁束密度Ｂが増加しているのがわかる。
【００５８】
一般的なフェライトコアの場合、磁束密度の上限は２０００Ｇａｕｓｓ程度であるため、表１より負荷４の状態は満足できない。フェライトコアの磁束密度上限を超えて動作させた場合には、一次インダクタンスＬｐが極端に低下し、１次巻線Ｎｐを流れる電流Ｉ１ｐが極端に増加するため、絶縁トランスＴ６０１の異常発熱、主スイッチング素子Ｑ６０１の故障等を招くことになる。
【００５９】
負荷４を満足するためには上述したように（８）式に従い、一次インダクタンスＬｐを下げ、断面積Ｓを大きくする必要がある。すなわち、機器の電力消費を増加に対応するためには負荷４を満足すべく、トランスサイズを大きくする必要がある。
【００６０】
以上のような理由により、入力電力により基板への設置面積、容積が大きいトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。
【００６１】
一方、図８に示すように（５）式よりリンギングチョークコンバータは軽負荷時に発振周波数が上昇し、スイッチングロス、高周波ノイズが大きくなるという課題がある。表１の例では発振周波数ｆが３４１ｋＨｚにも達している。
【００６２】
特登録０３４７５９０４に記載されているスイッチング電源装置では、軽負荷時の発振周波数の上昇を抑制するために、スイッチ手段Ｓ６０１を配置し、複数の２次巻線出力間（図６ではＮｓ２とＮｓ）を接続し、補助巻線Ｎｂのバイアス電圧を低下させる手段を提案している。
【００６３】
しかしながら、複数の２次巻線出力間を接続するという手段では、出力巻線同士の接続になるため、高電位側の巻線である巻線Ｎｓ２からの電流供給が多くなるため、電流バランスが崩れる。そのため、高電位側からの電流の流れ込みが増え、トランスが異常発熱し、強いては飽和することになる。
【００６４】
加えてトランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線（線径大）を用いなければならず、トランスの小型化への障害になるという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【００６５】
上記目的を達成するため、本出願に係る第１の発明は、
１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段とを有し、
前記制御手段により前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。
【００６６】
本出願に係る第２の発明は、
前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、前記検知電流手段からの出力により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。
【００６７】
本出願に係る第３の発明は、
前記切換手段を前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成するという手段を提供する。
【００６８】
本出願に係る第４の発明は、
前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、一定時間以上動作状態を固定せず、任意の動作状態間を遷移させるという手段を提供する。
【発明の効果】
【００６９】
本出願に係る第１の発明により、トランスサイズを変更することなく、短期間の負荷増加にも対応が可能となる。加えて軽負荷時の効率向上も図ることが可能となり、例えばスタンバイ状態の機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。
【００７０】
本出願に係る第２の発明である同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図ることが可能となる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。
本出願に係る第３の発明では、コントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。
【００７１】
本出願に係る第４の発明では、スイッチング電源装置の発振周波数を任意のタイミングで制御することが可能となるため、スイッチング電源装置からの外来ノイズを低下させることが可能となり、強いては図示していないが、商用電源側へのフィルタ回路の簡素化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の第１の実施例を説明するための回路構成図
【図２】本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形
【図３】本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形
【図４】本発明の第２の実施例を説明するための回路構成図
【図５】本発明の第３の実施例を説明するための回路構成図
【図６】本発明の従来例を説明するための回路構成図
【図７】本発明の従来例を説明するための各部動作波形
【図８】本発明の従来例を説明するための各部動作波形
【発明を実施するための形態】
【００７３】
［実施例１］
図１は本実施例を第１の実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、従来例との違いは機器動作状態によって、複数の２次巻線を任意に選択するようにしたところに特徴がある。
【００７４】
図６の従来例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【００７５】
本実施例では２次側のインダクタンス値を変化させる手段として選択する巻線を変更する方法について述べる。
【００７６】
図１の絶縁トランスＴ１０１は複数の２次側端子を有しており、２次巻線が順次巻き上げられているところに特徴がある。
【００７７】
例えば４本端子の場合を考慮すると、端子１から端子２に５ターン、端子２から端子３に５ターン、端子３から端子４に５ターンという具合に巻線される。
【００７８】
本実施例では巻線の例として、端子１から端子２に１０ターン（巻線１）、端子２から端子３に８ターン（巻線２）、端子３から端子４に１０ターン（巻線３）を例としている。
【００７９】
また、機器動作状態判断手段として、機器動作制御用のコントローラＩＣ１０１を用いる。
【００８０】
コントローラＩＣ１０１は機器に用いるモータ制御、その他各種制御を行う。
【００８１】
巻線１の一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続され、他端には整流用のダイオードＤ１０１のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０１のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０１の電流流入端子が接続されている。
【００８２】
巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端は同じく整流用のダイオードＤ１０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０２のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子が接続されている。
【００８３】
巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線２の他端には同じく整流用のダイオードＤ１０３のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０３のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０３の電流流入端子が接続されている。
【００８４】
スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の電流流出端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【００８５】
定電圧制御を行うエラーアンプＩＣ６０２の検出端子には電界コンデンサＣ６０３の高電位側が接続され、電解コンデンサＣ６０３の端子電圧が一定電圧となるよう制御を行う。
【００８６】
スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の制御端子は抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３を介して、各々コントローラＩＣ１０１のポートP1〜P3に接続されている。コントローラＩＣ１０１はポートＰ１〜Ｐ３をＬｏｗレベルに維持することで、選択手段であるスイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の導通状態に維持することが可能となる。
【００８７】
図２は本実施例の動作波形の一部を示すものである。
【００８８】
図２は従来例同様、主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓ、主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流Ｉ１ｐ、２次側の整流ダイオードに流れる電流Ｉｓを示している。
【００８９】
また、本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移、コントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３の状態も合わせて記載している。
【００９０】
機器動作状態判断手段であるコントローラＩＣ１０１は、機器がスタンバイ状態のときはポートＰ３をＬｏｗレベルにすることで、２次側のインダクタンス値が高い状態で動作させる。また、機器が動作状態に移行し、負荷が大きい状態（モータ起動時等）ではポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンス状態にするともにポートＰ１をＬｏｗレベルに維持する。これにより２次側のインダクタンス値を低い状態にする。また、スタンバイ状態よりは負荷電流が大きく、過渡期な負荷が小さい状態（モータ回転時等）では、ポートＰ１、Ｐ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともにポート２をＬｏｗレベルにする。
【００９１】
図２にはスタンバイ状態から機器の動作開始（モータ起動）までの各部の波形と、ポート状態が示されている。
【００９２】
図２よりスタンバイ時にはポートＰ３がＬｏｗレベルに維持されていることで、２次側インダクタンス値が高い状態になるため、主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間が長くなるため、発振周波数は従来例より低くなっている。
【００９３】
これは２次側のインダクタンス値が大きくなることより、（５）式によって導かれる。このとき主スイッチング素子Ｑ６０１のオン時間であるが、これは（４）式に従い長くなることになる。オン時間、オフ時間ともに長くなるため、スイッチング周波数が下がり、スイッチングロスの軽減を図れることになる。
【００９４】
一方、スタンバイ状態からモータ起動状態に移行するときにはポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともに、ポートＰ１をＬｏｗレベルにする。これにより主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間を短くする。これは式（５）より理解できる。ポートＰ１をＬｏｗにすることにより、２次側のインダクタンス値が小さくなる。（５）式によればＮｓが小さくなることで発振周波数ｆが上昇することになる。一方でオン時間は発振周波数ｆが上がることから、（４）式より短くなる。オン時間、オフ時間共に短くなることから、単位時間当たりの発振回数の上昇が可能になり、トランスからよりエネルギーを取り出せることになる。すなわち図２にも示したが、同一負荷状態においてはＩ１ｐの傾きは変わらず、ｔｏｎが短くなることでＩ１ｐは小さくなる。また、Ｉｓの傾きはインダクタンス値が小さくなっていることから傾きが小さくなるともに、Ｉｓのピーク値は大きくなることになる。
【００９５】
モータ起動状態が終了するのに十分な時間経過後、コントローラＩＣ１０１はポートＰ１をＨｉｇｈインピーダンス状態にするとともにポートＰ２をＬｏｗレベルにする。ポートＰ２がＬｏｗレベルになることにより、２次側インダクタンス値は軽負荷時と起動負荷時の間に位置する負荷（今回で言えばモータ定常回転負荷）に最適な値に維持される。図３は図２以降のスタンバイ動作に復帰するまでの動作波形を示したものである。
【００９６】
モータが定常回転後、機器動作終了する際はポートＰ２をＨｉｇｈインピーダンス状態にし、ポートＰ３をＬｏｗ状態にすることで図２のスタンバイ状態と同じ動作状態になる。
【００９７】
図２、３で主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓが各動作状態において大きさが変化しているのは以下の式（９）による。
【００９８】
【数９】
【００９９】
式（９）によれば、Ｖｄｓは入力電圧ＶｉｎとＶｏｕｔの巻線比倍の電圧、サージ分Ｖｓの合計によって決まる。今回は特に巻線比を変化させているため動作状態に応じて巻線比がかわり、Ｖｄｓが変化している。当然のことながら、すべての状態において主スイッチング素子Ｑ６０１のＶｄｓ間の耐圧を満足するような巻線比が選択されることになる。
【０１００】
次の表２は本実施例での動作状態を従来例と同一条件にて比較したものである。
【０１０１】
【表２】
【０１０２】
表２を従来例での計算例と比較すると、負荷１では従来例では発振周波数が３４１ｋＨｚであるのに対し、本実施例では１８３ｋＨｚに低減可能となる。また、負荷４では従来例では発振周波数は４９ｋＨｚであるが、磁束密度が２２０３Ｇａｕｓｓと、判断基準である２０００Ｇａｕｓｓを越えているのに対し、本実施例では発振周波数が９７ｋＨｚとなり、磁束密度が１５６０Ｇａｕｓｓとなる。これは負荷４の状態でもトランスが飽和することなく、動作可能であることを示している。
【０１０３】
発振周波数が増加することで、スイッチング損失に加え、ヒステリシス損、うず電流損等の鉄損が増加することになるが、モータ起動等に要する数１００ｍｓ程度の短期間であれば、熱的に問題になることはない。
【０１０４】
以上に述べているように、機器動作時に短時間の負荷増加が存在する機器において、トランスサイズを変更することなく、電力供給が可能になる。すなわち機器の機能アップ等により電力消費が増加する場合にも短期間の負荷増加であればトランスサイズを変更することなく対応可能であることを示している。
【０１０５】
一方、スタンバイ等の状態にて発振周波数を下げることが可能になる効果は大きく、機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。
【０１０６】
本実施例では軽負荷時には２次側インダクタンス値を上げ、負荷が大きい時には２次側インダクタンスを下げるような構成になっているが、いずれかのみの場合でも対応した効果が得られることは言及するに及ばない。
【０１０７】
また、本実施例では不連続モードで動作するフライバックコンバータの例としてリンギングチョークコンバータを取り上げたが、本実施例に該当する方式としては他に不連続モードで動作するフライバック方式であえば適用可能である。
【０１０８】
［実施例２］
図４は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第１の実施例との違いは整流用のダイオードと２次巻線の選択動作をするスイッチング素子の直列回路を、スイッチング素子を２個直列に接続した同期整流回路構成にしたところに特徴がある。
【０１０９】
以下、図１の第１の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【０１１０】
巻線１の一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続され、他端にはスイッチング素子Ｑ２０１の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０１の電流流出端子にはスイッチング素子Ｑ２０２の電流流出端子が接続されている。スイッチング素子Ｑ２０２の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【０１１１】
巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０３の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０３の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０４の電流流出端子が接続されている。
【０１１２】
スイッチング素子Ｑ２０４の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。
【０１１３】
巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線３の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０５の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子が接続されている。
【０１１４】
スイッチング素子Ｑ２０６の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。
【０１１５】
スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０６の電流流出端子と制御端子間には各々抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２，Ｒ２０３が接続され、抵抗Ｒ２０４、Ｒ２０５、Ｒ２０６を介して出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【０１１６】
バイアス用巻線である巻線４の一端は巻線３と共通となっており、他端は抵抗２０７を介して、選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６の制御端子との間にスイッチング素子Ｑ２０７が接続されている。
【０１１７】
同様にして選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４の制御端子と巻線３の他端との間には、抵抗Ｒ２０８を介してスイッチング素子Ｑ２０８が接続されている。
【０１１８】
選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２も同様に巻線２と制御端子との間に抵抗Ｒ２０９を介してスイッチング素子Ｑ２０９が接続されている。
【０１１９】
スイッチング素子Ｑ２０７〜Ｑ２０９の制御端子は抵抗Ｒ２１０〜Ｒ２１２を介してコントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３に接続されている。
【０１２０】
機器動作状態判断手段であるコントローラＩＣ１０１は、機器がスタンバイ状態のときはポートＰ３をＬｏｗレベルにすることで、２次側のインダクタンス値が高い状態で動作させる。また、機器が動作状態に移行し、負荷が大きい状態（モータ起動時等）ではポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンス状態にするともにポートＰ１をＬｏｗレベルに維持する。これにより２次側のインダクタンス値を低い状態にする。また、スタンバイ状態よりは負荷電流が大きく、過渡期な負荷が小さい状態（モータ回転時等）では、ポートＰ１、Ｐ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともにポート２をＬｏｗレベルにする。
【０１２１】
例として用いているリンギングチョークコンバータの切換動作時の波形は実施例１と同様であるため、本実施例では省略する。
【０１２２】
整流ダイオードは順方向電圧降下が存在し、電流依存性はあるものの順方向電圧降下は例えば０．７Ｖ以上の値になるのが常である。そのため、フライバックコンバータ等の２次側整流ダイオードに流れる電流の平均値を乗じた導通損失が発生する。そのため、この導通損による効率低下が課題となる。一方ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子はオン時の抵抗成分による損失はあるが、オン抵抗成分は数１０ｍΩと小さいため、平均電流値にもよるが導通損は整流ダイオードに比べると小さいという特徴がある。
【０１２３】
本実施例では切換手段として用いているＮチャネルＭＯＳＦＥＴに整流ダイオードの役割も兼ねているところに特徴がある。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを直列に接続するのは内蔵ダイオードによるトランスの逆励磁を防止するためである。
【０１２４】
整流ダイオード方式と本実施例のような同期整流方式を比べた場合、選択する素子のスペックにもよるが、例えば整流ダイオードでは０．７Ｖ×３Ａ＝２．１Ｗが導通損として発生する場合には、同期整流方式では２０ｍΩ×３Ａ×３Ａ×２＝０．３６Ｗの導通損失となる。
【０１２５】
以上のような動作により同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図れる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。
【０１２６】
［実施例３］
図５は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第２の実施例との違いは、電流検出回路を設け、電流検出回路により選択手段を動作させるところに特徴がある。
【０１２７】
以下、図４の第２の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【０１２８】
Ｒ５０１は出力電圧Ｖｏｕｔの高電位側に挿入され、Ｒ５０１の降下電圧を検出することで、切換手段を選択する。
【０１２９】
Ｒ５０１の電圧降下は抵抗Ｒ５０２〜Ｒ５０７によって検出レベルが決められ、コンパレータＩＣ５０１、ＩＣ５０２の反転入力端子及び非反転入力端子にレベル信号が入力される。負荷電流が増加し、Ｒ５０１の電圧降下が規定値に到達すると、コンパレータＩＣ５０１の出力端子がＬｏｗレベルに反転することで、ＮＡＮＤゲートとＮＯＲゲートで構成される論理回路ＩＣ５０３の動作により、スイッチング素子Ｑ５０１が非導通状態、Ｑ５０２が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６が非導通の状態となり、スイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が導通状態となる。
【０１３０】
また、さらに負荷電流が増加するとコンパレータＩＣ５０２の出力端子がＬｏｗレベルに反転し、スイッチング素子Ｑ５０２が非導通状態、Ｑ５０３が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が非導通状態となるとともにスイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２が導通状態となる。
【０１３１】
論理回路ＩＣ５０３は軽負荷時には２次側のインダクタンス値が大きくなるように優先的に選択し、負荷増加に伴って２次側インダクタンス値が小さくなるように切り換える論理動作を行っており、動作波形等は実施例１にて述べた内容と違いがないため、説明は省略する。
【０１３２】
本実施例ではコントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。
【符号の説明】
【０１３３】
Ｔ１０１ ・・・・絶縁トランス
ＩＣ１０１ ・・・・コントローラ
Ｑ１０１〜Ｑ１０３ ・・・・スイッチング素子
Ｑ２０１〜Ｑ２０６ ・・・・同期整流用スイッチング素子
Ｒ５０１ ・・・・電流検出抵抗
ＩＣ５０１、ＩＣ５０２ ・・・・コンパレータ
ＩＣ５０３ ・・・・論理回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、消費電力の観点から見て複数の動作状態が存在する機器に対して電力供給を行うスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
特に軽負荷時における効率向上及び電力変換に用いるスイッチングトランスの有効利用を図るための回路構成及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
一般に不連続モードで動作するフライバックコンバータ等のスイッチング電源装置は、熱設計の観点からスイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。
【０００４】
そのため、機器休止等、すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が低下する。
【０００５】
また、スイッチング電源装置に用いるトランスは、トランスに用いるコアの飽和の観点から最大負荷の状態において飽和状態に至らないように設計される。
【０００６】
この軽負荷時の効率低下を回避するための方法として特許文献１が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第０３４７５９０４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記の特許文献１で提案されているトランスの複数の２次側巻線を接続する方法では、トランスの出力巻線同士の接続になるため、電流バランスが崩れてしまう。
【０００９】
電流バランスが崩れると、電位の高い方の巻線からの電流供給が増え、強いてはトランスの異常発熱を招く。
【００１０】
軽負荷時の発振周波数を下げることができたとしても、トランスの異常発熱による損失増加は決して無視できるものではない。また、トランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線を用いなければならず、トランスの小型化への大きな障害になる。一方、スイッチング電源は軽負荷時のみならず、機器動作時にはさまざまな負荷に対応しなければならないが、入力電力によって必要なトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。以下、これらの課題について動作原理も含めて順次説明する。
【００１１】
（スイッチング電源装置の基本動作）
不連続モードで動作するフライバックコンバータとして図６に示したリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）を例に説明する。絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。
【００１２】
補助巻線Ｎｂは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子の導通／非導通制御を行うスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線である。入力電圧ＶｉｎはＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、アルミ電界コンデンサにて平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端の電圧である。本図ではブリッジダイオード、アルミ電解コンデンサ、入力フィルタ等は図示していない。入力電圧Ｖｉｎは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。
【００１３】
入力電圧の（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続されている。
【００１４】
また、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と直流電圧Ｖｉｎの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続され、起動抵抗Ｒ６０１と直流電圧Ｖｉｎを分圧することにより主スイッチング素子Ｑ６０１が導通するに充分な電圧を発生する。
【００１５】
主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続されている。抵抗Ｒ６０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ６０１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の導通／非導通を制御するために設けられており、電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｖｉｎの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続されている。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２との間で時定数回路を構成している。
【００１７】
フォトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、フォトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ６０１の２次巻線Ｎｓの１次巻線との異極側には整流用のダイオードＤ６０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ６０２のカソード側と２次巻線Ｎｓの１次巻線と同極側との間には電界コンデンサＣ６０３が接続され、ダイオードＤ６０２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。
【００１８】
出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧され、分圧された電圧はエラーアンプＩＣ６０２の検出端子に接続され、エラーアンプＩＣ６０２は検出電圧を、基準電圧と比較することで出力端子の電圧を変化させ、抵抗Ｒ６１０を介してフォトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。
【００１９】
主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。
【００２０】
主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線と同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。
【００２１】
このとき、励磁電流は時間に比例し、オン時間ton後には（１）に従った電流I1pとなる。
【００２２】
【数１】
【００２３】
１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。以下（２）式に従ってトランスにエネルギーが蓄積される。
【００２４】
【数２】
【００２５】
その後、時定数回路を構成している抵抗Ｒ６０５、コンデンサＣ６０２には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下することで主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。
【００２６】
このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。（２）式に従って絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。これは２次側にエネルギーの伝達が終わるとバックスイングによりＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。
【００２７】
フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖｏｕｔが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、
これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖｏｕｔが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。
【００２８】
リンギングチョークコンバータのオフ時間ｔｏｆｆは以下の基本式（３）により算出される。
【００２９】
【数３】
【００３０】
一方、（２）よりオン時間ｔｏｎは式（４）になる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
ｆ＝１／（ton＋ｔｏｆｆ）から、式（３）、（４）より発振周波数ｆは以下の式（５）になる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
式（５）よりＰｉｎ（入力電力）が大きくなるほど、発振周波数ｆは低下することになる。逆に軽負荷になればなるほど発振周波数が増加することになる。また、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、発振周波数ｆが上昇することになる。
【００３５】
また、入力電圧Ｖｉｎが高いほど、（４）式よりＤｕｔｙ（ton／Ｔ）は小さくなる。
【００３６】
以上がリンギングチョークコンバータにおける基本的な動作になる。
【００３７】
図７はある単一負荷状態におけるリンギングチョークコンバータの各部の波形を示している。Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧を、Ｉ１ｐは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流を示している。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。
【００３８】
起動抵抗により制御端子に電圧が印加され、制御端子の電位が上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉ１ｐは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギーが蓄積される。
【００３９】
このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード逆バイアスされているためＩｓは流れない。主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態となると、Ｉ１ｐは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１のドレインソース間電圧Ｖｄｓは入力電圧Ｖｉｎと２次側出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードは導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。
【００４０】
主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になった直後には、ダンピング用コンデンサＣ６０４の放電電流が流れる。ダンピング用コンデンサＣ６０４は非導通状態になったときの主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓの上昇を抑制する働きをしている。
【００４１】
また、一方で、トランス設計する際は飽和させない動作条件として、以下の（６）式を満たさなければならない。
【００４２】
【数６】
【００４３】
（６）式のＢは磁束密度を表しており、Ｓがトランスの断面積を表している。
【００４４】
一方、一次インダクタンスＬｐは（７）式で表される。μ０は透磁率、ｌ0はギャップ長である。
【００４５】
【数７】
【００４６】
（１）、（６）、（７）式より
【００４７】
【数８】
【００４８】
一般的に（２）式より同一周波数ｆ、オン時間ｔｏｎにて入力容量（強いては出力容量）を増加させる場合、Ｉ１ｐを増加させる手法がとられる。ギャップ長ｌ0は必要以上には大きくしない（漏れ磁束の上昇を防止）。
【００４９】
（８）式よりトランスの飽和をまねくことなく、Ｉ１ｐを増加させるためには一次インダクタンスＬｐを低下させるか、断面積Ｓを増加させる必要がある。一次インダクタンスＬｐはＮｐの２乗に比例するため、具体的にはＮｐを下げるとともに断面積Ｓを大きくする手法がとられる。
【００５０】
（課題となる動作）
通常の機器特にＯＡ機器の場合、例えば電動機等のモータ負荷、制御機器、その他バイアス回路等で構成されていることが多い。そのため、負荷に必要な電流の推移としては図８の下図のようになる。機器の形態にもよるが、モータ負荷の総負荷に占める割合が高く、特にモータの起動時に大きな負荷電流が必要になるケースが多い。そのため、トランス設計をする場合にはモータ起動時の負荷電流を満足するよう設計することになる。
【００５１】
図８は機器動作状態と負荷電流及びとリンギングチョークコンバータの動作波形の推移を示したものである。
【００５２】
本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移も合わせて記載してある。
【００５３】
図８よりスタンバイ時（すなわち軽負荷時）は（５）式より発振周波数が高いため、オン時間が短くなっている。モータが起動されると負荷電流が増加し、オン時間が最大となり、発振周波数は最も低くなる。
【００５４】
このときＩ１ｐは最大値Ｉｐ１（ｍａｘ）に達する。このＩｐ１（ｍａｘ）が（８）式を満足するよう、トランスサイズが決定されることになる。
その後モータが通常回転状態に達すると負荷電流が低下し、オン時間が短くなるとともに発振周波数が増加する。
モータ動作が終了しスタンバイ状態に移行するとさらにオン時間がさらに短くなるとともに発振周波数がさらに増加する。
【００５５】
例として入力電力Ｐｉｎと発振周波数ｆ、磁束密度Ｂとの関係を式（５）、（８）から計算すると下記になる。
【００５６】
【表１】
【００５７】
表１の負荷１はスタンバイ等の軽負荷の状態を表しており、負荷２から負荷４へ入力電力（強いては出力電力）が増加していくに従って、発振周波数ｆは低下し、磁束密度Ｂが増加しているのがわかる。
【００５８】
一般的なフェライトコアの場合、磁束密度の上限は２０００Ｇａｕｓｓ程度であるため、表１より負荷４の状態は満足できない。フェライトコアの磁束密度上限を超えて動作させた場合には、一次インダクタンスＬｐが極端に低下し、１次巻線Ｎｐを流れる電流Ｉ１ｐが極端に増加するため、絶縁トランスＴ６０１の異常発熱、主スイッチング素子Ｑ６０１の故障等を招くことになる。
【００５９】
負荷４を満足するためには上述したように（８）式に従い、一次インダクタンスＬｐを下げ、断面積Ｓを大きくする必要がある。すなわち、機器の電力消費を増加に対応するためには負荷４を満足すべく、トランスサイズを大きくする必要がある。
【００６０】
以上のような理由により、入力電力により基板への設置面積、容積が大きいトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。
【００６１】
一方、図８に示すように（５）式よりリンギングチョークコンバータは軽負荷時に発振周波数が上昇し、スイッチングロス、高周波ノイズが大きくなるという課題がある。表１の例では発振周波数ｆが３４１ｋＨｚにも達している。
【００６２】
特登録０３４７５９０４に記載されているスイッチング電源装置では、軽負荷時の発振周波数の上昇を抑制するために、スイッチ手段Ｓ６０１を配置し、複数の２次巻線出力間（図６ではＮｓ２とＮｓ）を接続し、補助巻線Ｎｂのバイアス電圧を低下させる手段を提案している。
【００６３】
しかしながら、複数の２次巻線出力間を接続するという手段では、出力巻線同士の接続になるため、高電位側の巻線である巻線Ｎｓ２からの電流供給が多くなるため、電流バランスが崩れる。そのため、高電位側からの電流の流れ込みが増え、トランスが異常発熱し、強いては飽和することになる。
【００６４】
加えてトランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線（線径大）を用いなければならず、トランスの小型化への障害になるという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【００６５】
上記目的を達成するため、本出願に係る第１の発明は、
１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段とを有し、
前記制御手段により前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。
【００６６】
本出願に係る第２の発明は、
前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、前記検知電流手段からの出力により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。
【００６７】
本出願に係る第３の発明は、
前記切換手段を前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成するという手段を提供する。
【００６８】
本出願に係る第４の発明は、
前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、一定時間以上動作状態を固定せず、任意の動作状態間を遷移させるという手段を提供する。
【発明の効果】
【００６９】
本出願に係る第１の発明により、トランスサイズを変更することなく、短期間の負荷増加にも対応が可能となる。加えて軽負荷時の効率向上も図ることが可能となり、例えばスタンバイ状態の機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。
【００７０】
本出願に係る第２の発明である同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図ることが可能となる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。
本出願に係る第３の発明では、コントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。
【００７１】
本出願に係る第４の発明では、スイッチング電源装置の発振周波数を任意のタイミングで制御することが可能となるため、スイッチング電源装置からの外来ノイズを低下させることが可能となり、強いては図示していないが、商用電源側へのフィルタ回路の簡素化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の第１の実施例を説明するための回路構成図
【図２】本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形
【図３】本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形
【図４】本発明の第２の実施例を説明するための回路構成図
【図５】本発明の第３の実施例を説明するための回路構成図
【図６】本発明の従来例を説明するための回路構成図
【図７】本発明の従来例を説明するための各部動作波形
【図８】本発明の従来例を説明するための各部動作波形
【発明を実施するための形態】
【００７３】
［実施例１］
図１は本実施例を第１の実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、従来例との違いは機器動作状態によって、複数の２次巻線を任意に選択するようにしたところに特徴がある。
【００７４】
図６の従来例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【００７５】
本実施例では２次側のインダクタンス値を変化させる手段として選択する巻線を変更する方法について述べる。
【００７６】
図１の絶縁トランスＴ１０１は複数の２次側端子を有しており、２次巻線が順次巻き上げられているところに特徴がある。
【００７７】
例えば４本端子の場合を考慮すると、端子１から端子２に５ターン、端子２から端子３に５ターン、端子３から端子４に５ターンという具合に巻線される。
【００７８】
本実施例では巻線の例として、端子１から端子２に１０ターン（巻線１）、端子２から端子３に８ターン（巻線２）、端子３から端子４に１０ターン（巻線３）を例としている。
【００７９】
また、機器動作状態判断手段として、機器動作制御用のコントローラＩＣ１０１を用いる。
【００８０】
コントローラＩＣ１０１は機器に用いるモータ制御、その他各種制御を行う。
【００８１】
巻線１の一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続され、他端には整流用のダイオードＤ１０１のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０１のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０１の電流流入端子が接続されている。
【００８２】
巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端は同じく整流用のダイオードＤ１０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０２のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子が接続されている。
【００８３】
巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線２の他端には同じく整流用のダイオードＤ１０３のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０３のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０３の電流流入端子が接続されている。
【００８４】
スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の電流流出端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【００８５】
定電圧制御を行うエラーアンプＩＣ６０２の検出端子には電界コンデンサＣ６０３の高電位側が接続され、電解コンデンサＣ６０３の端子電圧が一定電圧となるよう制御を行う。
【００８６】
スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の制御端子は抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３を介して、各々コントローラＩＣ１０１のポートP1〜P3に接続されている。コントローラＩＣ１０１はポートＰ１〜Ｐ３をＬｏｗレベルに維持することで、選択手段であるスイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の導通状態に維持することが可能となる。
【００８７】
図２は本実施例の動作波形の一部を示すものである。
【００８８】
図２は従来例同様、主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓ、主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流Ｉ１ｐ、２次側の整流ダイオードに流れる電流Ｉｓを示している。
【００８９】
また、本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移、コントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３の状態も合わせて記載している。
【００９０】
機器動作状態判断手段であるコントローラＩＣ１０１は、機器がスタンバイ状態のときはポートＰ３をＬｏｗレベルにすることで、２次側のインダクタンス値が高い状態で動作させる。また、機器が動作状態に移行し、負荷が大きい状態（モータ起動時等）ではポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンス状態にするともにポートＰ１をＬｏｗレベルに維持する。これにより２次側のインダクタンス値を低い状態にする。また、スタンバイ状態よりは負荷電流が大きく、過渡期な負荷が小さい状態（モータ回転時等）では、ポートＰ１、Ｐ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともにポート２をＬｏｗレベルにする。
【００９１】
図２にはスタンバイ状態から機器の動作開始（モータ起動）までの各部の波形と、ポート状態が示されている。
【００９２】
図２よりスタンバイ時にはポートＰ３がＬｏｗレベルに維持されていることで、２次側インダクタンス値が高い状態になるため、主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間が長くなるため、発振周波数は従来例より低くなっている。
【００９３】
これは２次側のインダクタンス値が大きくなることより、（５）式によって導かれる。このとき主スイッチング素子Ｑ６０１のオン時間であるが、これは（４）式に従い長くなることになる。オン時間、オフ時間ともに長くなるため、スイッチング周波数が下がり、スイッチングロスの軽減を図れることになる。
【００９４】
一方、スタンバイ状態からモータ起動状態に移行するときにはポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともに、ポートＰ１をＬｏｗレベルにする。これにより主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間を短くする。これは式（５）より理解できる。ポートＰ１をＬｏｗにすることにより、２次側のインダクタンス値が小さくなる。（５）式によればＮｓが小さくなることで発振周波数ｆが上昇することになる。一方でオン時間は発振周波数ｆが上がることから、（４）式より短くなる。オン時間、オフ時間共に短くなることから、単位時間当たりの発振回数の上昇が可能になり、トランスからよりエネルギーを取り出せることになる。すなわち図２にも示したが、同一負荷状態においてはＩ１ｐの傾きは変わらず、ｔｏｎが短くなることでＩ１ｐは小さくなる。また、Ｉｓの傾きはインダクタンス値が小さくなっていることから傾きが小さくなるともに、Ｉｓのピーク値は大きくなることになる。
【００９５】
モータ起動状態が終了するのに十分な時間経過後、コントローラＩＣ１０１はポートＰ１をＨｉｇｈインピーダンス状態にするとともにポートＰ２をＬｏｗレベルにする。ポートＰ２がＬｏｗレベルになることにより、２次側インダクタンス値は軽負荷時と起動負荷時の間に位置する負荷（今回で言えばモータ定常回転負荷）に最適な値に維持される。図３は図２以降のスタンバイ動作に復帰するまでの動作波形を示したものである。
【００９６】
モータが定常回転後、機器動作終了する際はポートＰ２をＨｉｇｈインピーダンス状態にし、ポートＰ３をＬｏｗ状態にすることで図２のスタンバイ状態と同じ動作状態になる。
【００９７】
図２、３で主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖｄｓが各動作状態において大きさが変化しているのは以下の式（９）による。
【００９８】
【数９】
【００９９】
式（９）によれば、Ｖｄｓは入力電圧ＶｉｎとＶｏｕｔの巻線比倍の電圧、サージ分Ｖｓの合計によって決まる。今回は特に巻線比を変化させているため動作状態に応じて巻線比がかわり、Ｖｄｓが変化している。当然のことながら、すべての状態において主スイッチング素子Ｑ６０１のＶｄｓ間の耐圧を満足するような巻線比が選択されることになる。
【０１００】
次の表２は本実施例での動作状態を従来例と同一条件にて比較したものである。
【０１０１】
【表２】
【０１０２】
表２を従来例での計算例と比較すると、負荷１では従来例では発振周波数が３４１ｋＨｚであるのに対し、本実施例では１８３ｋＨｚに低減可能となる。また、負荷４では従来例では発振周波数は４９ｋＨｚであるが、磁束密度が２２０３Ｇａｕｓｓと、判断基準である２０００Ｇａｕｓｓを越えているのに対し、本実施例では発振周波数が９７ｋＨｚとなり、磁束密度が１５６０Ｇａｕｓｓとなる。これは負荷４の状態でもトランスが飽和することなく、動作可能であることを示している。
【０１０３】
発振周波数が増加することで、スイッチング損失に加え、ヒステリシス損、うず電流損等の鉄損が増加することになるが、モータ起動等に要する数１００ｍｓ程度の短期間であれば、熱的に問題になることはない。
【０１０４】
以上に述べているように、機器動作時に短時間の負荷増加が存在する機器において、トランスサイズを変更することなく、電力供給が可能になる。すなわち機器の機能アップ等により電力消費が増加する場合にも短期間の負荷増加であればトランスサイズを変更することなく対応可能であることを示している。
【０１０５】
一方、スタンバイ等の状態にて発振周波数を下げることが可能になる効果は大きく、機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。
【０１０６】
本実施例では軽負荷時には２次側インダクタンス値を上げ、負荷が大きい時には２次側インダクタンスを下げるような構成になっているが、いずれかのみの場合でも対応した効果が得られることは言及するに及ばない。
【０１０７】
また、本実施例では不連続モードで動作するフライバックコンバータの例としてリンギングチョークコンバータを取り上げたが、本実施例に該当する方式としては他に不連続モードで動作するフライバック方式であえば適用可能である。
【０１０８】
［実施例２］
図４は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第１の実施例との違いは整流用のダイオードと２次巻線の選択動作をするスイッチング素子の直列回路を、スイッチング素子を２個直列に接続した同期整流回路構成にしたところに特徴がある。
【０１０９】
以下、図１の第１の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【０１１０】
巻線１の一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続され、他端にはスイッチング素子Ｑ２０１の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０１の電流流出端子にはスイッチング素子Ｑ２０２の電流流出端子が接続されている。スイッチング素子Ｑ２０２の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【０１１１】
巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０３の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０３の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０４の電流流出端子が接続されている。
【０１１２】
スイッチング素子Ｑ２０４の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。
【０１１３】
巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線３の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０５の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子が接続されている。
【０１１４】
スイッチング素子Ｑ２０６の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。
【０１１５】
スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０６の電流流出端子と制御端子間には各々抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２，Ｒ２０３が接続され、抵抗Ｒ２０４、Ｒ２０５、Ｒ２０６を介して出力電圧Ｖｏｕｔの低電位側に接続されている。
【０１１６】
バイアス用巻線である巻線４の一端は巻線３と共通となっており、他端は抵抗２０７を介して、選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６の制御端子との間にスイッチング素子Ｑ２０７が接続されている。
【０１１７】
同様にして選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４の制御端子と巻線３の他端との間には、抵抗Ｒ２０８を介してスイッチング素子Ｑ２０８が接続されている。
【０１１８】
選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２も同様に巻線２と制御端子との間に抵抗Ｒ２０９を介してスイッチング素子Ｑ２０９が接続されている。
【０１１９】
スイッチング素子Ｑ２０７〜Ｑ２０９の制御端子は抵抗Ｒ２１０〜Ｒ２１２を介してコントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３に接続されている。
【０１２０】
機器動作状態判断手段であるコントローラＩＣ１０１は、機器がスタンバイ状態のときはポートＰ３をＬｏｗレベルにすることで、２次側のインダクタンス値が高い状態で動作させる。また、機器が動作状態に移行し、負荷が大きい状態（モータ起動時等）ではポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンス状態にするともにポートＰ１をＬｏｗレベルに維持する。これにより２次側のインダクタンス値を低い状態にする。また、スタンバイ状態よりは負荷電流が大きく、過渡期な負荷が小さい状態（モータ回転時等）では、ポートＰ１、Ｐ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともにポート２をＬｏｗレベルにする。
【０１２１】
例として用いているリンギングチョークコンバータの切換動作時の波形は実施例１と同様であるため、本実施例では省略する。
【０１２２】
整流ダイオードは順方向電圧降下が存在し、電流依存性はあるものの順方向電圧降下は例えば０．７Ｖ以上の値になるのが常である。そのため、フライバックコンバータ等の２次側整流ダイオードに流れる電流の平均値を乗じた導通損失が発生する。そのため、この導通損による効率低下が課題となる。一方ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子はオン時の抵抗成分による損失はあるが、オン抵抗成分は数１０ｍΩと小さいため、平均電流値にもよるが導通損は整流ダイオードに比べると小さいという特徴がある。
【０１２３】
本実施例では切換手段として用いているＮチャネルＭＯＳＦＥＴに整流ダイオードの役割も兼ねているところに特徴がある。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを直列に接続するのは内蔵ダイオードによるトランスの逆励磁を防止するためである。
【０１２４】
整流ダイオード方式と本実施例のような同期整流方式を比べた場合、選択する素子のスペックにもよるが、例えば整流ダイオードでは０．７Ｖ×３Ａ＝２．１Ｗが導通損として発生する場合には、同期整流方式では２０ｍΩ×３Ａ×３Ａ×２＝０．３６Ｗの導通損失となる。
【０１２５】
以上のような動作により同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図れる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。
【０１２６】
［実施例３］
図５は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第２の実施例との違いは、電流検出回路を設け、電流検出回路により選択手段を動作させるところに特徴がある。
【０１２７】
以下、図４の第２の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。
【０１２８】
Ｒ５０１は出力電圧Ｖｏｕｔの高電位側に挿入され、Ｒ５０１の降下電圧を検出することで、切換手段を選択する。
【０１２９】
Ｒ５０１の電圧降下は抵抗Ｒ５０２〜Ｒ５０７によって検出レベルが決められ、コンパレータＩＣ５０１、ＩＣ５０２の反転入力端子及び非反転入力端子にレベル信号が入力される。負荷電流が増加し、Ｒ５０１の電圧降下が規定値に到達すると、コンパレータＩＣ５０１の出力端子がＬｏｗレベルに反転することで、ＮＡＮＤゲートとＮＯＲゲートで構成される論理回路ＩＣ５０３の動作により、スイッチング素子Ｑ５０１が非導通状態、Ｑ５０２が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６が非導通の状態となり、スイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が導通状態となる。
【０１３０】
また、さらに負荷電流が増加するとコンパレータＩＣ５０２の出力端子がＬｏｗレベルに反転し、スイッチング素子Ｑ５０２が非導通状態、Ｑ５０３が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が非導通状態となるとともにスイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２が導通状態となる。
【０１３１】
論理回路ＩＣ５０３は軽負荷時には２次側のインダクタンス値が大きくなるように優先的に選択し、負荷増加に伴って２次側インダクタンス値が小さくなるように切り換える論理動作を行っており、動作波形等は実施例１にて述べた内容と違いがないため、説明は省略する。
【０１３２】
本実施例ではコントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。
【符号の説明】
【０１３３】
Ｔ１０１ ・・・・絶縁トランス
ＩＣ１０１ ・・・・コントローラ
Ｑ１０１〜Ｑ１０３ ・・・・スイッチング素子
Ｑ２０１〜Ｑ２０６ ・・・・同期整流用スイッチング素子
Ｒ５０１ ・・・・電流検出抵抗
ＩＣ５０１、ＩＣ５０２ ・・・・コンパレータ
ＩＣ５０３ ・・・・論理回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、
前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、
前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、
機器の動作状態を判断する制御手段を有し、
前記制御手段により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、
前記検知電流手段からの出力により、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させること特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記切換手段は前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、
一定時間以上動作状態を固定せず、
任意の動作状態間を遷移させることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、
前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、
前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、
機器の動作状態を判断する制御手段を有し、
前記制御手段により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、
前記検知電流手段からの出力により、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させること特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記切換手段は前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、
一定時間以上動作状態を固定せず、
任意の動作状態間を遷移させることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−１４３１１２（Ｐ２０１２−１４３１１２Ａ）
【公開日】平成２４年７月２６日（２０１２．７．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１４１（Ｐ２０１１−１１４１）
【出願日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月２６日（２０１２．７．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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