センサ装置及びセンサ装置の自己診断方法
【課題】機能診断をより精度良く行うことができるセンサ装置を提供する。
【解決手段】センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２と、抵抗素子Ｒ２とを接続し、抵抗素子Ｒ１＿２と並列にスイッチ回路Ｓ１を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ１のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはスイッチ回路Ｓ１をオンして出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を変化させてセンサ素子１の出力電圧を変化させる。
【解決手段】センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２と、抵抗素子Ｒ２とを接続し、抵抗素子Ｒ１＿２と並列にスイッチ回路Ｓ１を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ１のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはスイッチ回路Ｓ１をオンして出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を変化させてセンサ素子１の出力電圧を変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子に駆動電流を供給し、前記センサ素子の出力電圧を増幅して出力するセンサ装置，及びセンサ装置の自己診断方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１８は、特許文献１に開示されている半導体式加速度検出装置の構成を示すものである。センサ素子１は、４つの半導体歪ゲージ抵抗２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｂの共通接続点にはセンサ駆動電流発生回路３からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ抵抗２ｃ及び２ｄの共通接続点はグランドに接続されている。
歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点（電位ＶＳＰ）と、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点（電位ＶＳＭ）とは、夫々増幅調整部４の入力端子に接続されており、増幅調整部４は、両接続点の電位差を増幅率Ａｖで増幅した電圧ＶＯＵＴを出力する。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（ＶＳＰ−ＶＳＭ）＋ＶＯＦＳ …（１）
尚、ＶＯＦＳは、増幅調整部４の回路において発生するオフセット電圧である。
【０００３】
また、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ１及びスイッチ回路Ｓ１の直列回路が接続され、歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２の直列回路が接続されている。これらは、センサ素子１が正常に動作するか診断を行うために使用され、この場合、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は僅かに異なる値に設定される。
【０００４】
即ち、図１９に示すように、通常動作時はスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をオフしておき、自己診断時には、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてそれらをオンすることで各端子ＶＳＰ，ＶＳＭをプルダウンする。プルダウン抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は異なるので端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電圧が不平衡となり、その差に応じた電圧ΔＶＯＵＴが出力されれば、センサ素子１が正常に動作していることを確認できる。
【特許文献１】特許第３０１９５５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術では、通常動作時において、センサ素子１の各出力端子ＶＳＰ，ＶＳＭと増幅調整部４との間が断線すると、増幅調整部４の入力端子電位が不定になるため、断線状態を検出することができないという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、通常動作時における断線の検出も可能にして自己診断を行うことができるセンサ装置，及びセンサ装置の自己診断方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載のセンサ装置によれば、センサ素子の各出力端子と基準電位との間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子を接続し、電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と基準電位との間に１つ以上のスイッチ回路を備える。そして、スイッチ回路のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を変化させることでセンサ素子の出力電圧を変化させ、通常動作時には、センサ素子の各出力端子を、抵抗素子を介して基準電位に接続する。したがって、通常動作時においてセンサ素子の出力端子に断線が発生すると増幅回路の対応する入力端子の電位は電位確定用抵抗素子を介して基準電位となるので、断線の発生を確実に検出することができる。
【０００７】
請求項２記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にはスイッチ回路がオンされてセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を減少させる。したがって、自己診断には、出力端子の電位が基準電位側に近付くように変化することで、センサ素子の診断結果を得ることができる。
【０００８】
請求項３記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と基準電位との間に、スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成されてオフ状態に維持されるダミースイッチ回路を配置する。すなわち、トランジスタはオフ状態でも微小なリーク電流が流れるので、通常動作時にスイッチ回路をオフにしてもリーク電流分だけ出力電圧に変化が生じることが想定される。そこで、スイッチ回路を接続しない出力端子側にダミースイッチ回路を配置すれば、通常動作時にリーク電流が流れても各出力端子に生じる電圧変化が同じになるので、出力端子間に電位差が発生することを防止できる。
【０００９】
請求項４記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続されて自己診断時にオフされることで、センサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を増加させる。したがって、自己診断には、出力端子の電位が基準電位側より遠ざかるように変化することで、センサ素子の診断結果を得ることができる。
【００１０】
請求項５記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路は、抵抗素子に直列に接続されて自己診断時にオフされることでセンサ素子の出力端子と基準電位との間をハイインピーダンス状態にするので、前記出力端子の電位を変化させることができる。
【００１１】
請求項６記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と基準電位との間に、スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成されオン状態に維持されるダミースイッチ回路を配置する。すなわち、トランジスタはオン抵抗を有しているので、通常動作時にスイッチ回路をオンしていると、オン抵抗分だけ出力電圧に変化が生じることが想定される。そこで、スイッチ回路を接続しない出力端子側にダミースイッチ回路を配置すれば、通常動作時において、オン抵抗の影響により各出力端子に生じる電圧変化が同じになるので、出力端子間に電位差が発生することを防止できる。
【００１２】
請求項７記載のセンサ装置によれば、基準電位をグランドレベルとするので、抵抗素子をグランドに接続すれば、基準電位を付与して出力端子の電位を簡単に確定させることができる。
請求項８記載のセンサ装置によれば、基準電位を、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電位を分圧した電位とする。この場合、基準電位が例えば請求項７のグランドレベルと比較してより高くなるので、その分だけ電位確定用抵抗素子の抵抗値を小さくすることができる。
【００１３】
請求項９記載のセンサ装置によれば、抵抗値調整手段の作用により、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時におけるセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように前記出力端子と基準電位との間の抵抗値を自動的に調整することができる。
【００１４】
請求項１０記載のセンサ装置によれば、抵抗値調整手段は、電流増幅回路が、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第１電流とセンサ素子の印加電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力すると、Ｉ／Ｖ変換回路がその電流を電圧に変換する。そして、複数のコンパレータは、Ｉ／Ｖ変換回路により変換された電圧と複数の基準抵抗素子で分圧された各レベルの基準電位とを比較し、複数のコンパレータの出力信号に応じて自己診断時における各スイッチ回路のオンオフ状態を決定する。したがって、センサ素子の印加電圧等が変化した場合でも自己診断時における出力電圧の変化量を一定にできる。
【００１５】
請求項１１記載のセンサ装置によれば、複数のレベル保持回路は、複数のコンパレータに対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして各コンパレータの出力信号レベルを保持する。したがって、複数の基準抵抗素子で分圧されて定められる各レベルの基準電位の境界付近で電圧変化が発生した場合に、チャタリングのような現象が発生して、スイッチ回路のオンオフ状態が変化することを防止できる。
【００１６】
請求項１２記載のセンサ装置によれば、センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子を接続し、電位確定用抵抗素子の一端と基準電位との間に配置され、１つは電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路を備える。この場合、センサ素子の出力端子が接続される増幅回路の入力段を、バイポーラトランジスタで構成する。
そして、スイッチ回路のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を変化させてセンサ素子の出力電圧を変化させ、その際に、抵抗値調整手段は、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電圧の変化に応じてセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する。また、通常動作時には、電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路をオフさせる。
【００１７】
すなわち、増幅回路の入力段をバイポーラトランジスタで構成すると、センサ素子の出力端子の電位が抵抗素子を介して定まるように構成されていない場合でも、通常動作時にセンサ素子の出力端子に断線が発生すると増幅回路の対応する入力端子の電位が確定する。したがって、この場合も断線の発生を確実に検出することができる。また、抵抗値調整手段が請求項９と同様に作用することにより、自己診断時におけるセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように自動的に調整できる。
【００１８】
請求項１３記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するので、歪ゲージ抵抗により構成したブリッジ回路により圧力や加速度を検出するものに本発明を適用することができる。
【００１９】
請求項１４記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１を参照して説明する。図１は、本実施例の圧力センサ装置１１の構成を示すものである。尚、図１８と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。圧力センサ装置１１では、センサ素子１の出力端子ＶＳＭとグランド（基準電位）との間に抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ１＿２（電位確定用抵抗素子）の直列回路を接続し、抵抗素子Ｒ１＿２に対して並列にスイッチ回路Ｓ１を接続している。
また、出力端子ＶＳＰ側についてはスイッチ回路Ｓ２を削除し、抵抗素子Ｒ２（電位確定用抵抗素子）を直接グランドに接続している。そして、抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ１＿２の抵抗値の和は、抵抗素子Ｒ２の抵抗値に等しくなるように設定されている。すなわち、
Ｒ１＿１＋Ｒ１＿２＝Ｒ２ …（1.1）
である。
【００２１】
次に、本実施例の作用について説明する。圧力センサ装置１１の通常動作時には、スイッチ回路Ｓ１をオフすることで、センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰは、同じ抵抗値でプルダウンされる。そして、自己診断を行う場合は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてスイッチ回路Ｓ１をオンにして、抵抗素子Ｒ１＿２を短絡する。この場合のタイミングチャートは図１９と同様になる。すると、出力端子ＶＳＭは、抵抗素子Ｒ１＿１のみでプルダウンされる。この時、
Ｒ１＿１＜Ｒ２ …（1.2）
となるから、圧力センサ装置１１の出力電圧ＶＯＵＴを変化させることができる。
【００２２】
以上のように本実施例によれば、センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２と、抵抗素子Ｒ２とを接続し、抵抗素子Ｒ１＿２と並列にスイッチ回路Ｓ１を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ１のオンオフ状態が自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはスイッチ回路Ｓ１をオンして出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を変化（減少）させてセンサ素子１の出力電圧を変化させるようにした。
【００２３】
したがって、通常動作時においてセンサ素子１の出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに断線が発生すると、増幅調整部４（増幅回路）の対応する入力端子の電位が、それぞれ抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２，Ｒ２を介してグランドレベルとなるので、断線の発生を確実に検出することができる。また、基準電位をグランドレベルとするので、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２をグランドに接続すれば、基準電位を付与して出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの電位を簡単に確定させることができる。
【００２４】
（第２実施例）
図２は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第２実施例の圧力センサ装置１２は、センサ素子１の出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２＿１，Ｒ２＿２の直列回路を接続し、抵抗素子Ｒ２＿２に対して並列にスイッチ回路Ｓ２を接続している。この場合、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＋Ｒ１＿２＝Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（2.1）
となっている。
【００２５】
また、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２は、例えばＮＰＮトランジスタや、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴなどであり、両者は電気的特性が同一のトランジスタで構成されている。
次に、第２実施例の作用について説明する。第２実施例では、第１実施例と同様に、圧力センサ装置１２について自己診断を行う場合は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてスイッチ回路Ｓ１をオンにして抵抗素子Ｒ１＿２を短絡する。スイッチ回路Ｓ２については、常時オフ状態を維持させる。この場合、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（2.2）
となる。
【００２６】
スイッチ回路Ｓ１がトランジスタで構成される場合は、オフ状態であっても僅かながらリーク電流が発生している。そこで、自己診断時にもオンさせる必要がないスイッチ回路Ｓ２を敢えて接続し、通常動作時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方に同じリーク電流を流すことで、各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの対称性を確保する。
【００２７】
以上のように第２実施例によれば、スイッチ回路Ｓ１がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路Ｓ１が接続されていない方の出力端子ＶＳＰとグランドとの間に、スイッチ回路Ｓ１と同じ電気的特性のトランジスタで構成されてオフ状態に維持されるダミーのスイッチ回路Ｓ２を配置したので、通常動作時にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方でリーク電流が流れても、各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに生じる電圧変化が同じになり、それらの端子間に電位差が発生することを防止できる。
【００２８】
（第３実施例）
図３及び図４は本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例の圧力センサ装置１３は、第２実施例の構成において、出力端子ＶＳＰはそのままとし、出力端子ＶＳＭを抵抗素子Ｒ１により直接プルダウンしたものである。この場合、抵抗素子Ｒ１の抵抗値は、
Ｒ１＝Ｒ２＿１ …（3.1）
とする。
【００２９】
そして、スイッチ回路Ｓ２を、通常動作時はオン，自己診断時にはオフとするように制御する。したがって、通常動作時には（3.1）式が成立し、自己診断時は端子ＶＳＰ側のプルダウン抵抗値が大きくなり、
Ｒ１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（3.2）
となる。この場合のタイミングチャートは図４に示すようになり、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電位は上昇する方向に変化する。
【００３０】
以上のように第３実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２を、抵抗素子Ｒ２＿２に並列に接続されて自己診断時にオフさせて、出力端子ＶＳＰとグランドとの間の抵抗値を増加させるようにしたので、自己診断には、出力端子ＶＳＰの電位がグランドレベルより遠ざかるように変化することで、センサ素子１の診断結果を得ることができる。
【００３１】
（第４実施例）
図５は本発明の第４実施例を示すものであり、第３実施例と異なる部分について説明する。第４実施例の圧力センサ装置１４では、第３実施例の圧力センサ装置１３に対して、抵抗素子Ｒ１とグランドとの間にスイッチ回路Ｓ１を配置し、スイッチ回路Ｓ１については常時オン状態を維持させる。この場合、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２は、第２実施例と同様に同一特性のトランジスタで構成する。
【００３２】
すなわち、スイッチ回路Ｓ２がトランジスタで構成される場合は、オン状態であっても、ドレイン−ソース，若しくはエミッタ−コレクタ間にオン電圧が発生している。そこで、自己診断時にオフさせる必要がないスイッチ回路Ｓ１を敢えて接続し、通常動作時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方に同じオン電圧を発生させることで、各端子ＶＳＭ，ＶＳＰの対称性を確保する。
【００３３】
以上のように第４実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路Ｓ２が接続されない方の出力端子ＶＳＭとグランドとの間に、スイッチ回路Ｓ２と同じ電気的特性のトランジスタで構成されオン状態に維持されるダミーのスイッチ回路Ｓ１を配置するので、通常動作時にオン抵抗の影響により各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに生じる電圧変化が同じになり、出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰ間に電位差が発生することを防止できる。
【００３４】
（第５実施例）
図６は本発明の第５実施例を示すものであり、第２，第４実施例と異なる部分について説明する。第５実施例の圧力センサ装置１５は、第４実施例の圧力センサ装置１４を改良したものであるが、回路構成としては、第２実施例の圧力センサ装置１２と同じである。但し、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオンオフ状態は、第２実施例と異なっている。すなわち、第５実施例では、スイッチ回路Ｓ１については常時オン状態を維持させ、スイッチ回路Ｓ２については第４実施例と同様に、通常動作時にオン，自己診断時にオフさせる。
【００３５】
そして、通常動作時には、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＝Ｒ２＿１ …（5.1）
となり、自己診断時には、
Ｒ１＿１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（5.2）
となる。これにより、通常動作時におけるスイッチ回路Ｓ２のオン抵抗を、端子ＶＳＭ側について補償する。
【００３６】
以上のように第５実施例によれば、センサ素子１の出力端子ＶＳＭとグランドとの間に抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２を接続し、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２＿１及びＲ２＿２を接続した。そして、抵抗素子Ｒ１＿２，Ｒ２＿２とそれぞれ並列にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２を接続し、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態として、スイッチ回路Ｓ２は通常動作時にオン，自己診断時にオフさせるようにした。したがって、自己診断時には、出力端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値を増加させるように変化させてセンサ素子１の出力電圧を変化させ、ダミースイッチ回路Ｓ１により第４実施例と同様にオン抵抗の影響をキャンセルできる。
【００３７】
（第６実施例）
図７は本発明の第６実施例を示すものである。第６実施例の圧力センサ装置１６は、出力端子ＶＳＭを抵抗素子Ｒ１により直接プルダウンし、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗素子Ｒ２とスイッチ回路Ｓ２との直列回路を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ２を、通常動作時はオンにして、自己診断時にはオフにする。したがって、通常動作時は、
Ｒ１＝Ｒ２ …（6.1）
となり、自己診断時には、抵抗素子Ｒ２の下端をオープン状態にする。
以上のように第６実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２を、抵抗素子Ｒ２と直列に接続して自己診断時にオフさせて出力端子ＶＳＰをハイインピーダンス状態にして、出力端子ＶＳＰの電位を変化させることができる。
【００３８】
（第７実施例）
図８は本発明の第７実施例を示すものである。第７実施例の圧力センサ装置１７は、第６実施例の圧力センサ装置１６を改良したもので、抵抗素子Ｒ１とグランドとの間にスイッチ回路Ｓ１を挿入する。そして、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態に維持する。これにより、通常動作時にスイッチ回路Ｓ２をオンした場合に発生するオン電圧を、端子ＶＳＭ側について補償する。
【００３９】
尚、圧力センサ装置１７では、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２に与える制御信号について、簡単な論理回路を付加すれば、検査時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をともにオフすることで、増幅調整部４の入力電流を測定することができる。これに対して、第１〜第６実施例の構成では、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの何れか一方が直列にスイッチ回路を介すことなくプルダウンされているため、上記入力電流を測定するには、別途スイッチ回路を追加する必要がある。
追加するスイッチ回路のオン抵抗を小さくするには、ＭＯＳＦＥＴで構成する場合、ゲート幅Ｗとゲート長Ｌとの比Ｗ／Ｌを大きくする必要があり、スイッチ回路のサイズが大きくなってしまう。これに対して、論理回路を追加する方が、回路サイズがより小さくなる。
【００４０】
以上のように第７実施例によれば、出力端子ＶＳＭとグランドとの間に抵抗素子Ｒ１及びスイッチ回路Ｓ１の直列回路を接続し、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２の直列回路を接続した。そして、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態に維持することで、通常動作時にスイッチ回路Ｓ２をオンした場合に発生するオン電圧を端子ＶＳＭ側について補償し、検査時にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をともにオフにすることで、増幅調整部４の入力電流を測定できる。
【００４１】
（第８実施例）
図９は本発明の第８実施例を示すものである。第８実施例の圧力センサ装置１８は、例えば第１実施例の圧力センサ装置１１について、抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ１の一端に、電位がグランドよりも高く設定される基準電位ＶＤ＿ＲＥＦを与えるように構成したものである。
【００４２】
そのため、センサ駆動電流発生回路３（電流源回路）と、センサ素子１の共通接続点の電位ＶＳＩを、オペアンプＯＰ１により構成される電圧バッファを介して電位ＶＯ１とし、オペアンプＯＰ１の出力端子とグランドとの間に、抵抗素子ＲＯ１Ｈ，ＲＯ１Ｌの直列回路を接続する。そして、両者の共通接続点で得られる分圧電位を、オペアンプＯＰ２により構成される電圧バッファを介して、抵抗素子Ｒ１＿２，Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ１の低電位側端子に供給する。
【００４３】
圧力が印加された場合のセンサ素子１の歪みゲージ抵抗２（ａ〜ｄ）の抵抗値変化は、高々数％であるから、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電位は、
ＶＳＰ＝ＶＳＭ≒ＶＳＩ／２ …（8.1）
となっている。したがって、第１〜第７実施例ではプルダウンされた抵抗素子の両端には電圧ＶＳＩ／２が印加されるが、第８実施例で印加される電圧は（ＶＳＩ／２−ＶＤ＿ＲＥＦ）となる。
【００４４】
そして、基準電位ＶＤ＿ＲＥＦは、
ＶＤ＿ＲＥＦ＝｛ＲＯ１Ｌ／（ＲＯ１Ｈ＋ＲＯ１Ｌ）｝・ＶＳＩ …（8.2）
であるから、例えば、ＲＯ１Ｈ＝３・ＲＯ１Ｌ，とすれば、
ＶＤ＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ／４ …（8.3）
となる。したがって、プルダウンされた抵抗素子の両端に印加される電圧は、
ＶＳＩ／２−ＶＳＩ／４＝ＶＳＩ／４ …（8.4）
となり、他の実施例の１／２となるので、プルダウン用抵抗素子の抵抗値を１／２にすることができる。
以上のように第８実施例によれば、基準電位を、センサ駆動電流発生回路３を介してセンサ素子１に印加される電位ＶＳＩを分圧した電位としてグランドレベルよりも高い電位にすることで、その分だけ抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を小さくできる。
【００４５】
（第９実施例）
図１０乃至図１３は本発明の第９実施例を示すものである。第１〜第８実施例において、自己診断時における圧力センサ装置の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの何れもプルダウンされる場合は、
【００４６】
【数１】
端子ＶＳＰはプルダウンされず、端子ＶＳＭがプルダウンされる場合は、
【００４７】
【数２】
となる。但し、Ａｖは増幅調整部４のゲイン，Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧは、それぞれ自己診断時における出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗値である。また、Ｒｓ≪Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧであり、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ１＿０，…，Ｓ１＿Ｎ−１，Ｓ２のオン抵抗は無視している。
【００４８】
ゲインＡｖは抵抗比で決定されるため、そのばらつきは１％程度であるが、センサ駆動電流発生回路３によって供給される電流Ｉｓは、センサ素子１の感度と同程度であり約２０％である。また、各抵抗値Ｒｓ，Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧも２０％程度ばらつく。その結果、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの精度が悪く、自己診断時における異常検出の精度に影響を及ぼしている。更に、歪みゲージ抵抗２の温度係数は数１０００ｐｐｍ／℃であるから、温度特性も悪くなっている。
そこで、第９実施例では、（9.1）式に含まれている項（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて、自己診断時のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを自動調整することで、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの精度向上を図る。
【００４９】
図１０は、第７実施例における圧力センサ装置１７について、抵抗素子Ｒ１を自動調整する構成に置き換えて構成した圧力センサ装置２１を示す。まず、センサ駆動電流発生回路（電流源回路）３の詳細構成について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｐ１１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，抵抗素子Ｒ１１の直列回路が接続されており、オペアンプＯＰ１１の反転入力端子と出力端子とは、トランジスタＮ１１のソース，ゲートに夫々接続されている。そして、オペアンプＯＰ１１の非反転入力端子には、Ｄ／Ａ変換回路（ＤＡＣ＿Ｋ）２２より基準電圧ＶＫ（電流決定電圧）が与えられる。そのＤ／Ａ変換回路２２に対しては、ＥＰＲＯＭ２３より上記の基準電圧ＶＫを与えるためのデータＤＫが入力されている。
【００５０】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１２，Ｐ１３のソースは電源ＶＣＣに接続され、ゲートは、トランジスタＰ１１のゲート及びドレインに接続されてワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路を構成している。トランジスタＰ１３のドレインとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２が接続されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３のソースはグランドに接続され、ゲートはトランジスタＮ１２のゲート及びドレインに接続されて、トランジスタＮ１２，Ｎ１３はカレントミラー回路を構成している。また、電源とトランジスタＮ１３との間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１４が接続されている。
【００５１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１５のソースはトランジスタＰ１２のドレインに、ゲートはトランジスタＰ１４のドレインに夫々接続されている。そして、トランジスタＰ１４のゲートは、トランジスタＰ１５のソースに接続されており、トランジスタＰ１５のドレインより定電流Ｉｓが出力される。尚、以上の構成は、特開２００６−１４０８８８号公報に開示されている定電流生成回路と同様である。
【００５２】
次に、センサ駆動電流発生回路３の詳細動作について説明する。トランジスタＰ１１，Ｐ１２の電流ミラー比をｍとすると、センサ素子１に供給される定電流Ｉｓは、
【００５３】
【数３】
となる。ミラー比ｍは、トランジスタＰ１１のゲート幅，ゲート長をＷ１１，Ｌ１１とし、トランジスタＰ１２のゲート幅，ゲート長をＷ１２，Ｌ１２とすれば、
【００５４】
【数４】
で表される。
【００５５】
一般に定電流回路では、トランジスタＰ１１，Ｐ１２の特性の相対精度を高めるため、Ｌ１１＝Ｌ１２に設定し、ゲート幅がＷ１１，Ｗ１２よりも小さい単位トランジスタを複数個並列に接続してトランジスタＰ１１，Ｐ１２を構成する。また、トランジスタＰ１３〜Ｐ１５やトランジスタＮ１２，Ｎ１３は、電流ミラー比の変動を抑制するために配置されている。即ち、圧力センサ素子１の抵抗値が変化すると、トランジスタＰ１５のソース−ドレイン間電圧は変化するが、トランジスタＰ１２のソース−ドレイン間電圧は変化しないので、電流ミラー比ｍは一定に維持される。
【００５６】
次に、Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４について説明する。Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４は、オペアンプＯＰ２１と、トランジスタＰ２１〜Ｐ２５，Ｎ２１〜Ｎ２３により、センサ駆動電流発生回路３と同様に構成される定電流回路２５を備えており、オペアンプＯＰ２１の非反転入力端子には、トランジスタＰ１５のドレインが接続されている。定電流回路２５の電流ミラー比を「１」とすると、出力電流ＩＲ２２は（9.4）式となり、
【００５７】
【数５】
電圧ＶＳＩに比例した電流となる。
【００５８】
定電流回路２５の電流出力端子（トランジスタＰ２５のドレイン）は、抵抗素子Ｒ２２の一端に接続されていると共に、電流増幅回路２６の入力端子ＩＮに接続されている。抵抗素子Ｒ２２の他端は、電流増幅回路２６の入力端子ＩＰに接続されていると共に、後述する自己診断抵抗調整回路２７（抵抗値調整手段）より基準電圧ＶＲＥＦが与えられている。電流増幅回路２６の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦには、センサ駆動電流発生回路３と同様に基準電圧ＶＫが与えられており、入力端子Ｉ２＿ＲＥＦには、センサ素子１への印加電圧ＶＳＩが与えられている。
【００５９】
図１１は、電流増幅回路２６の具体構成を示すものである。この回路は、例えば特開２００６−１７０６２０号公報の図１２に開示されているものと同様である（但し、出力において電流−電圧変換を行うＩＶ変換回路７１９を除く）。ここで、電流増幅回路２６の回路動作について説明する。電流増幅回路２６は、定電流発生回路２８及び２９，差動回路３０，差動増幅部３１で構成されている。
【００６０】
ＶＩ１＿ＲＥＦを入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路２８において、トランジスタＱ３８，Ｑ３９のコレクタ電流（定電流）Ｉ１は（9.5）式となる。
Ｉ１＝ＶＩ１＿ＲＥＦ／ＲＩ１＿ＲＥＦ …（9.5）
そして、差動回路３０において、入力端子ＩＰ，ＩＮ間には、抵抗素子Ｒ２２の端子電圧ＶＡが印加される。
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝ＶＡ …（9.6）
ＶＩＰ，ＶＩＮは、それぞれ入力端子ＩＰ，ＩＮに印加される電圧である。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ３，ＩＱ４は、（9.7），（9.8）式となる。
ＩＱ３＝Ｉ１＋ＶＡ／ＲＩＮ …（9.7）
ＩＱ４＝Ｉ１−ＶＡ／ＲＩＮ …（9.8）
この時、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電位ＶＰ，ＶＮは、（9.9），（9.10）式となる。
ＶＰ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ３／Ｉｓ） …（9.9）
ＶＮ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／Ｉｓ） …（9.10）
ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷、ＩｓはトランジスタＱ３，Ｑ４の逆方向飽和電流である。
【００６１】
トランジスタＱ５〜Ｑ８のベースエミッタ間電圧をＶＦとすると、差動増幅部３１におけるトランジスタＱ９，Ｑ１０のベース電位ＶＱ９，ＶＱ１０は、（9.11），（9.12）式となる。
ＶＱ９ ＝ＶＮ−２ＶＦ …（9.11）
ＶＱ１０＝ＶＰ−２ＶＦ …（9.12）
また、ＶＩ２＿ＲＥＦを入力端子Ｉ２＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路２９において、トランジスタＱ４８のコレクタ電流（定電流）Ｉ２は（9.13）式となる。
Ｉ２＝ＶＩ２＿ＲＥＦ／ＲＩ２＿ＲＥＦ …（9.13）
差動増幅部３１におけるトランジスタＱ９側に流れる電流をＩｘ，Ｑ１０側に流れる電流をＩｙとすると、定電流Ｉ２との関係は、（9.14）式となる。
Ｉ２＝Ｉｘ＋Ｉｙ …（9.14）
（9.14）式より電流Ｉｘ，Ｉｙの増減は互いに逆になる。変数ΔＩ２を電流をＩｘ，Ｉｙの差で定義する。即ち、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２ …（9.15）
と表す。（9.14）式，（9.15）式より
Ｉｘ＝Ｉ２／２＋ΔＩ２，Ｉｙ＝Ｉ２／２−ΔＩ２ …（9.16）
となる。
【００６２】
また、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ電位をＶＥ，逆方向飽和電流をＩｓ’とすすると、（9.11），（9.12）式より、（9.17），（9.18）式が成り立つ。
ＶＮ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｘ／Ｉｓ’） …（9.17）
ＶＰ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｓ’） …（9.18）
そして、（9.18）式と（9.17）式との差をとり、（9.9），（9.10）式を使うと、
ＶＰ−ＶＮ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／ＩＱ３）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
となるから、
ＩＱ４／ＩＱ３＝Ｉｙ／Ｉｘ …（9.19）
の関係が成り立つ。すると、（9.7），（9.8），（9.16），（9.19）式より、（9.15）式を計算すると、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２＝（ＶＡ／ＲＩＮ）・（Ｉ２／Ｉ１） …（9.20）
となる。
【００６３】
ここで、差動増幅部３１の出力段において、トランジスタＱ２１のコレクタ電流がＩｘ，トランジスタＱ１８のコレクタ電流がＩｙに相当するから、電流（Ｉｘ−Ｉｙ）は、差動増幅部３１の出力電流ＩＯに等しい。出力電流ＩＯは、（9.20）式に、（9.5），（9.6），（9.13）式を代入すると、
【００６４】
【数６】
と表される。
【００６５】
入力端子Ｉ１＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦには、それぞれ電圧ＶＳＩ，ＶＫが印加されているので、
ＶＩ１＿ＲＥＦ＝ＶＫ …（9.22a）
ＶＩ２＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓ …（9.22b）
である。また、ＩＰ、ＩＮにはＲ２２が接続されているので、
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝−ＩＲ２２・Ｒ２２ …（9.23）
である。（9.21）式に（9.22a），（9.22b），（9.23）式を代入し、（9.2），（9.4）式を使って整理すると
【００６６】
【数７】
となる。
【００６７】
図１０において、電流増幅回路２６の出力端子には、オペアンプＯＰ３１により構成されるＩ／Ｖ変換回路３２が配置されており、オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦが与えられている。従って、Ｉ／Ｖ変換回路３２の出力電圧ＶＯは、
ＶＯ＝−ＩＯ・ＲＯ＋ＶＲＥＦ …（9.25）
となる。ＲＯは、オペアンプＯＰ３１に接続されている帰還抵抗である。
【００６８】
（9.24）式を（9.25）式に代入すると、
【００６９】
【数８】
ここで、係数αを（9.27）式に定義すると、
【００７０】
【数９】
出力電圧ＶＯは、
ＶＯ＝−α・Ｉｓ・Ｒｓ２＋ＶＲＥＦ …（9.28）
となり、出力電圧ＶＯによって［Ｉｓ・Ｒｓ２］が検出できることが判る。
【００７１】
次に、自己診断抵抗調整回路２７について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０，ＲＬ１，ＲＬ２，…，ＲＬＮ−１，ＲＬＮの直列回路が接続されており、抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０の共通接続点は、オペアンプＯＰ４１の非反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ４１は、電圧バッファを構成しており、前記共通接続点の分圧電位が上述した基準電圧ＶＲＥＦとして出力される。基準電圧ＶＲＥＦは、（9.29）式となる。
【００７２】
【数１０】
また、抵抗素子ＲＬ０及びＲＬ１，ＲＬ１及びＲＬ２，…，ＲＬＮ−１及びＲＬＮの各共通接続点は、コンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各反転入力端子に接続されており、これらのコンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各非反転入力端子には、Ｉ／Ｖ変換回路３２の出力電圧ＶＯが共通に与えられている。抵抗素子ＲＬ０及びＲＬ１，ＲＬ１及びＲＬ２，…，ＲＬＮ−１及びＲＬＮの各共通接続点は、基準電圧ＶＲＥＦ０，…，ＶＲＥＦＮ−１となる。これらは、例えば
【００７３】
【数１１】
となる。
【００７４】
コンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各出力端子は、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１（レベル保持回路）の各入力端子Ｄに接続されており、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１のクロック端子Ｃには、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが共通に与えられている。また、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１のリセット端子ＲＢには、パワーオンリセット（ＰＯＲ）回路からのパワーオンリセット信号が共通に与えられている。
ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１の各出力端子Ｑは、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の一方の入力端子にそれぞれ接続されており、各ＡＮＤゲートの他方の入力端子には自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが共通に与えられている。
【００７５】
センサ素子１の端子ＶＳＭとグランドとの間には、抵抗素子Ｒ１＿０，Ｒ１＿１，Ｒ１＿２，…，Ｒ１＿Ｎ−１，Ｒ１＿Ｎ及びスイッチ回路Ｓ１（常時オン）の直列回路が接続されており、抵抗素子Ｒ１＿０及びＲ１＿１，Ｒ１＿１及びＲ１＿２，…，Ｒ１＿Ｎ−１及びＲ１＿Ｎの各共通接続点とグランドとの間には、スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１が接続されている。そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の出力信号が、各スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１の制御信号として与えられている。
【００７６】
図１２は、横軸に［Ｉｓ・Ｒｓ２］，縦軸に電流増幅回路２６を介して出力される電圧ＶＯに基づく各基準電圧ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の値をとって両者の関係を示すもので、図中の直線は（9.28）式を示す。基準電圧ＶＲＥＦ０は、想定される出力電圧ＶＯの最大値ＭＡＸ（すなわち、［Ｉｓ・Ｒｓ２］の最小値ＭＩＮ）よりも高い値に設定し、基準電圧ＶＲＥＦＮ−１は、想定される出力電圧ＶＯの最小値ＭＩＮ（すなわち、［Ｉｓ・Ｒｓ２］の最大値ＭＡＸ）よりも低い値に設定する。そして、その他の基準電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２，…，ＶＲＥＦＮ−２は、電位差（ＶＲＥＦ０−ＶＲＥＦＮ−１）を等間隔で分圧するように抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０，…，ＲＬＮの抵抗値を設定する。
【００７７】
ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１は、出力電圧ＶＯが何れかの基準電圧境界付近で変動した場合に発生するチャタリングを防止するために配置されており、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧの立上りエッジで、各スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ切替え状態を確定させる。
端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗素子の抵抗値は、以下のような関係で設定する。
Ｒ１＿１＝ｒ／２ …（9.32）
Ｒ１＿２＝Ｒ１＿３＝…＝Ｒ１＿Ｎ−１＝ｒ …（9.33）
Ｒ２＝Ｒ１＿０＋Ｒ１＿１＋…＋Ｒ１＿Ｎ−１＋Ｒ１＿Ｎ …（9.34）
ここで、ｒは抵抗素子の直列回路（抵抗ラダー）を構成する単位抵抗値である。
【００７８】
図１３は、図１２と同じ縦軸に対し、横軸に自己診断時における端子ＶＳＭ側のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを示す。［ＶＲＥＦＮ−１＜ＶＯ＜ＶＲＥＦ０］の範囲では、抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧが図中に示すように折れ線状に切り替わる。図中で折れ線の中心を結んで通る直線は、
【００７９】
【数１２】
となるように抵抗値Ｒ１＿０，ｒを設定する。そして、抵抗値Ｒ１＿Ｎは（9.34）式を満たすように設定する。
【００８０】
次に、第９実施例の作用を、出力電圧ＶＯが、図１２，図１３に示すＶＲＥＦｉ−１と、ＶＲＥＦｉとの間にある場合について説明する。
＜通常動作時＞
通常動作時は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはインアクティブ（Ｌレベル）であるから、全てのＡＮＤゲートＡＮＤ０〜ＡＮＤＮ−１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１は全てオフになる。この場合、端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＮＯＲは、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ１＿０＋Ｒ１＿１＋…＋Ｒ１＿Ｎ−１＋Ｒ１＿Ｎ
＝Ｒ２ …（9.36）
となり、端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ２＿ＮＯＲは、
Ｒ２＿ＮＯＲ＝Ｒ２ …（9.37）
となる。したがって、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿ＮＯＲ…（9.38）
となり、端子ＶＳＭ，ＶＳＰは、同じ抵抗値でプルダウンされる。
【００８１】
＜自己診断時＞
この時、コンパレータＣＰ０，…，ＣＰｉ−１の出力信号はＬレベルであるから、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿ｉ−１はオフになり、コンパレータＣＰｉ，…，ＣＰＮ−１の出力信号はＨレベルであるから、スイッチ回路Ｓ１＿ｉ〜Ｓ１＿Ｎ−１はオンになる。したがって、端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、
Ｒ１＿ＤＩＧ＝Ｒ１＿０＋…＋Ｒ１＿ｉ
＝Ｒ１＿０＋（ｉ−１／２）・ｒ …（9.39）
となる。また、スイッチ回路Ｓ２はオフしているので、端子ＶＳＰ側はプルダウンされない。
【００８２】
プルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、±ｒ／２の誤差以内で、出電圧ＶＯと（9.35）式の関係にある。したがって、（9.28），（9.35）式より、
【００８３】
【数１３】
となる。（9.40）式を、（9.1b）式に代入すると、
【００８４】
【数１４】
となり、基準電圧ＶＲＥＦ，ＶＲＥＦ０は、電源電圧ＶＣＣと抵抗比とで決定される。更に、（9.27）式より、
【００８５】
【数１５】
となるから、［α・Ｒ１＿０］も、ＭＯＳＦＥＴのサイズ比と抵抗比とで決定される。すなわち、自己診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、駆動電流Ｉｓ，ゲージ抵抗Ｒｓ，プルダウン抵抗のばらつきに関係なく、全て回路定数の比で決定されるので、自己診断を高精度で行うことができる。
【００８６】
実際には、（9.35）式に基づいて決定されるプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、±ｒ／２の誤差を含んでいる。［ｒ≪Ｒ１＿ＤＩＧ］とすると、
【００８７】
【数１６】
となるから、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、厳密には
【００８８】
【数１７】
となり、ｒ／（２・Ｒ１＿ＤＩＧ）の誤差を含むことになる。したがって、出力電圧変化ΔＶＯＵＴについて要求される精度に応じて、プルダウン抵抗素子の分割数Ｎを設定すれば良い。
【００８９】
以上のように第９実施例によれば、Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４と自己診断抵抗調整回路２７の作用により、（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて、自己診断時におけるセンサ素子１の出力電圧の変化が一定となるように、出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を自動的に調整することができる。電流増幅回路２６が、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧ＶＫに応じて流れる第１電流Ｉ１と電圧ＶＳＩに応じて流れる第２電流Ｉ２との比に応じた電流を増幅して出力すると、Ｉ／Ｖ変換回路３２がその電流を電圧Ｖｏに変換する。
【００９０】
そして、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１は、Ｉ／Ｖ変換回路３２により変換された電圧Ｖｏと基準抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０〜ＲＬＮで分圧された各レベルの基準電位ＶＲＥＦ０〜ＶＲＥＦＮ−１とを比較し、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１の出力信号に応じて自己診断時における各スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ状態を決定する。このようにして、（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を自動的に調整することにより、自己診断時における出力電圧ΔＶＯＵＴの変化量を一定にできる。
【００９１】
また、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１は、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１に対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして各コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１の出力信号レベルを保持する。したがって、基準抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０〜ＲＬＮで分圧されて定められる各レベルの基準電位ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の境界付近で電圧変化が発生した場合に、チャタリングのような現象が発生して、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ状態が変化することを防止できる。
【００９２】
（第１０実施例）
図１４及び図１５は本発明の第１０実施例を示すものであり、第９実施例と異なる部分について説明する。第１０実施例では、自己診断時に出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの双方をプルダウンすると共に、双方のプルダウン抵抗値を自動調整する場合である。第１０実施例の圧力センサ装置４１では、センサ素子１の端子ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗素子Ｒ２に替えて、抵抗素子Ｒ２＿０，Ｒ２＿１，Ｒ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１，Ｒ２＿Ｎの直列回路が接続されている。
【００９３】
そして、抵抗素子Ｒ２＿０及びＲ２＿１，Ｒ２＿１及びＲ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１及びＲ２＿Ｎの各共通接続点とグランドとの間には、スイッチ回路Ｓ２＿０，Ｓ２＿１，…，Ｓ２＿Ｎ−１が接続されている。そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の出力信号が、各スイッチ回路Ｓ２＿０，Ｓ２＿１，…，Ｓ２＿Ｎ−１に対しても制御信号として与えられている。また、出力端子ＶＳＭ側のスイッチ回路Ｓ１は削除されている。
【００９４】
出力端子ＶＳＰ側のプルダウン抵抗値は、以下のように設定される。抵抗素子Ｒ２＿０及びＲ２＿１，Ｒ２＿１及びＲ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１及びＲ２＿Ｎの抵抗値は、対応する出力端子ＶＳＭ側の抵抗値のβ（＞１）倍に設定する。
Ｒ２＿０＝β・Ｒ１＿０ …（10.1）
Ｒ２＿１＝β・Ｒ１＿１＝β・（ｒ／２） …（10.2）
Ｒ２＿２＝…＝Ｒ２＿Ｎ−１＝β・ｒ …（10.3）
また、通常動作時に、端子ＶＳＭ，ＶＳＰを同じ抵抗値でプルダウンするため、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿ＮＯＲ …（10.4）
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ１＿０＋（Ｎ−３／２）・ｒ＋Ｒ１＿Ｎ …（10.5）
Ｒ２＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿０＋Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２＋…＋Ｒ２＿Ｎ−１＋Ｒ２＿Ｎ
＝β・｛Ｒ１＿０＋（Ｎ−３／２）・ｒ｝＋Ｒ２＿Ｎ …（10.6）
を満足するように、抵抗素子Ｒ２＿Ｎの抵抗値は設定されている。
【００９５】
次に、第１０実施例の作用について図１５も参照して説明する。
＜通常動作時＞
通常動作時は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはインアクティブ（Ｌレベル）であるから、全てのＡＮＤゲートＡＮＤ０〜ＡＮＤＮ−１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１は全てオフになるから、（10.4）〜（10.6）式に示すように、出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰは同じ抵抗値でプルダウンされる。
【００９６】
＜自己診断時＞
第９実施例と同様に、出力電圧ＶＯがＶＲＥＦｉ−１とＶＲＥＦｉとの間にあるとする。出力端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、第９実施例と同様である。出力端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ２＿ＤＩＧは、
Ｒ２＿ＤＩＧ＝β・Ｒ１＿ＤＩＧ …（10.7）
であるから、（9.1a）より、
【００９７】
【数１８】
さらに、（9.40）より、
【００９８】
【数１９】
となる。
【００９９】
すなわち、図１５に示すように、端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、Ｒ２＿ＤＩＧは、それぞれの折れ線の中心を結んで通る直線の傾きが「β」分異なっている。したがって、第９実施例と同様に、自己診断を高精度に行うことができる。
【０１００】
（第１１実施例）
図１６は本発明の第１１実施例を示すものである。第１１実施例の圧力センサ装置５１は、第９実施例の圧力センサ装置２１より、出力端子ＶＳＰ側の抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２を取り除き、通常動作時にプルダウンを行わない構成である。そして、端子ＶＳＭ側については、第９実施例と同様にプルダウンを行う。この場合、増幅調整部４Ａの入力段をバイポーラトランジスタで構成すれば、通常動作時においてセンサ素子１と増幅調整部４Ａとの間が断線しても、入力電圧レベルが確定されるため、断線を検出することができる。
【０１０１】
（第１２実施例）
図１７は本発明の第１２実施例を示すものである。第１２実施例は、本発明の圧力センサ装置を、車両における側面衝突検出用の圧力センサに適用した場合を具体的に示す。自動車の側面ドア６１は、車体外側のドアアウタパネル６１ａと、車室内側のドアインナパネル６１ｂとによって断面が中空となるように形成されており、このドア内空間６１ｃには、圧力センサ６２が、ドアインナパネル６１ｂの内面のほぼ中央に固定して、ドア内空間６１ｃの気圧を測定可能に設けられている。
【０１０２】
圧力センサ６２は、エアバッグ制御用のＥＣＵ（Electronic Control Unit）６３に接続されている。ＥＣＵ６３は、圧力センサ６２から入力された信号を処理して側面衝突の判定を行い、また側面衝突の判定時には、エアバッグモジュール６４にインフレータの着火信号を出力するように構成されている。なお、ここでエアバッグモジュール６４は、インフレータとエアバッグとをアッセンブリ化して構成されている。
【０１０３】
以上のように構成される第１２実施例によれば、本発明の圧力センサ装置を、車両側面のドア６１内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサ６２に適用したので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【０１０４】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
車両の側面衝突検出用の圧力センサに限ることなく、その他の用途の圧力センサについても広く適用することができる。
また、圧力センサに限ることなく、加速度センサや歪みゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子を使用するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】本発明の第１実施例であり、圧力センサ装置の構成を示す図
【図２】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図３】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図４】自己診断時における各端子の電圧変化を示す図
【図５】本発明の第４実施例を示す図１相当図
【図６】本発明の第５実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第６実施例を示す図１相当図
【図８】本発明の第７実施例を示す図１相当図
【図９】本発明の第８実施例を示す図１相当図
【図１０】本発明の第９実施例を示す図１相当図
【図１１】電流増幅回路の詳細構成を示す図
【図１２】横軸に［Ｉｓ・Ｒｓ２］，縦軸に電圧ＶＯに基づく各基準電圧ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の値を示す図
【図１３】図１２と同じ縦軸に対し、横軸に自己診断時における端子ＶＳＭ側のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを示す図
【図１４】本発明の第１０実施例を示す図１０相当図
【図１５】図１３相当図
【図１６】本発明の第１１実施例を示す図１０相当図
【図１７】本発明の第１２実施例であり、車両の側面ドア内部に圧力センサを配置した状態を示す断面図
【図１８】従来技術を示す図１相当図
【図１９】図４相当図
【符号の説明】
【０１０６】
図面中、１は圧力センサ素子（歪ゲージブリッジ回路）、３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４は増幅調整部（増幅回路）、１１〜１８，２１は圧力センサ装置、２４はＩｓ・Ｒｓ２検出回路（抵抗値調整手段）、２６は電流増幅回路、２７は自己診断抵抗調整回路（抵抗値調整手段）、３２はＩ／Ｖ変換回路、４１，５１は圧力センサ装置、６２は圧力センサ、Ｒ１，Ｒ２は電位確定用抵抗素子、Ｓ１，Ｓ２はスイッチ回路、ＲＨ，ＲＬ０，…，ＲＬＮは基準抵抗素子、ＣＰ０〜ＣＰＮ−１はコンパレータ、ＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１はＤフリップフロップ（レベル保持回路）を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子に駆動電流を供給し、前記センサ素子の出力電圧を増幅して出力するセンサ装置，及びセンサ装置の自己診断方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１８は、特許文献１に開示されている半導体式加速度検出装置の構成を示すものである。センサ素子１は、４つの半導体歪ゲージ抵抗２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｂの共通接続点にはセンサ駆動電流発生回路３からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ抵抗２ｃ及び２ｄの共通接続点はグランドに接続されている。
歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点（電位ＶＳＰ）と、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点（電位ＶＳＭ）とは、夫々増幅調整部４の入力端子に接続されており、増幅調整部４は、両接続点の電位差を増幅率Ａｖで増幅した電圧ＶＯＵＴを出力する。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（ＶＳＰ−ＶＳＭ）＋ＶＯＦＳ …（１）
尚、ＶＯＦＳは、増幅調整部４の回路において発生するオフセット電圧である。
【０００３】
また、歪ゲージ抵抗２ａ及び２ｃの共通接続点とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ１及びスイッチ回路Ｓ１の直列回路が接続され、歪ゲージ抵抗２ｂ及び２ｄの共通接続点とグランドとの間には、抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２の直列回路が接続されている。これらは、センサ素子１が正常に動作するか診断を行うために使用され、この場合、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は僅かに異なる値に設定される。
【０００４】
即ち、図１９に示すように、通常動作時はスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をオフしておき、自己診断時には、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてそれらをオンすることで各端子ＶＳＰ，ＶＳＭをプルダウンする。プルダウン抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は異なるので端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電圧が不平衡となり、その差に応じた電圧ΔＶＯＵＴが出力されれば、センサ素子１が正常に動作していることを確認できる。
【特許文献１】特許第３０１９５５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術では、通常動作時において、センサ素子１の各出力端子ＶＳＰ，ＶＳＭと増幅調整部４との間が断線すると、増幅調整部４の入力端子電位が不定になるため、断線状態を検出することができないという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、通常動作時における断線の検出も可能にして自己診断を行うことができるセンサ装置，及びセンサ装置の自己診断方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載のセンサ装置によれば、センサ素子の各出力端子と基準電位との間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子を接続し、電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と基準電位との間に１つ以上のスイッチ回路を備える。そして、スイッチ回路のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を変化させることでセンサ素子の出力電圧を変化させ、通常動作時には、センサ素子の各出力端子を、抵抗素子を介して基準電位に接続する。したがって、通常動作時においてセンサ素子の出力端子に断線が発生すると増幅回路の対応する入力端子の電位は電位確定用抵抗素子を介して基準電位となるので、断線の発生を確実に検出することができる。
【０００７】
請求項２記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にはスイッチ回路がオンされてセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を減少させる。したがって、自己診断には、出力端子の電位が基準電位側に近付くように変化することで、センサ素子の診断結果を得ることができる。
【０００８】
請求項３記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と基準電位との間に、スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成されてオフ状態に維持されるダミースイッチ回路を配置する。すなわち、トランジスタはオフ状態でも微小なリーク電流が流れるので、通常動作時にスイッチ回路をオフにしてもリーク電流分だけ出力電圧に変化が生じることが想定される。そこで、スイッチ回路を接続しない出力端子側にダミースイッチ回路を配置すれば、通常動作時にリーク電流が流れても各出力端子に生じる電圧変化が同じになるので、出力端子間に電位差が発生することを防止できる。
【０００９】
請求項４記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続されて自己診断時にオフされることで、センサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を増加させる。したがって、自己診断には、出力端子の電位が基準電位側より遠ざかるように変化することで、センサ素子の診断結果を得ることができる。
【００１０】
請求項５記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路は、抵抗素子に直列に接続されて自己診断時にオフされることでセンサ素子の出力端子と基準電位との間をハイインピーダンス状態にするので、前記出力端子の電位を変化させることができる。
【００１１】
請求項６記載のセンサ装置によれば、スイッチ回路がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と基準電位との間に、スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成されオン状態に維持されるダミースイッチ回路を配置する。すなわち、トランジスタはオン抵抗を有しているので、通常動作時にスイッチ回路をオンしていると、オン抵抗分だけ出力電圧に変化が生じることが想定される。そこで、スイッチ回路を接続しない出力端子側にダミースイッチ回路を配置すれば、通常動作時において、オン抵抗の影響により各出力端子に生じる電圧変化が同じになるので、出力端子間に電位差が発生することを防止できる。
【００１２】
請求項７記載のセンサ装置によれば、基準電位をグランドレベルとするので、抵抗素子をグランドに接続すれば、基準電位を付与して出力端子の電位を簡単に確定させることができる。
請求項８記載のセンサ装置によれば、基準電位を、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電位を分圧した電位とする。この場合、基準電位が例えば請求項７のグランドレベルと比較してより高くなるので、その分だけ電位確定用抵抗素子の抵抗値を小さくすることができる。
【００１３】
請求項９記載のセンサ装置によれば、抵抗値調整手段の作用により、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時におけるセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように前記出力端子と基準電位との間の抵抗値を自動的に調整することができる。
【００１４】
請求項１０記載のセンサ装置によれば、抵抗値調整手段は、電流増幅回路が、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第１電流とセンサ素子の印加電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力すると、Ｉ／Ｖ変換回路がその電流を電圧に変換する。そして、複数のコンパレータは、Ｉ／Ｖ変換回路により変換された電圧と複数の基準抵抗素子で分圧された各レベルの基準電位とを比較し、複数のコンパレータの出力信号に応じて自己診断時における各スイッチ回路のオンオフ状態を決定する。したがって、センサ素子の印加電圧等が変化した場合でも自己診断時における出力電圧の変化量を一定にできる。
【００１５】
請求項１１記載のセンサ装置によれば、複数のレベル保持回路は、複数のコンパレータに対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして各コンパレータの出力信号レベルを保持する。したがって、複数の基準抵抗素子で分圧されて定められる各レベルの基準電位の境界付近で電圧変化が発生した場合に、チャタリングのような現象が発生して、スイッチ回路のオンオフ状態が変化することを防止できる。
【００１６】
請求項１２記載のセンサ装置によれば、センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子を接続し、電位確定用抵抗素子の一端と基準電位との間に配置され、１つは電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路を備える。この場合、センサ素子の出力端子が接続される増幅回路の入力段を、バイポーラトランジスタで構成する。
そして、スイッチ回路のオンオフ状態を自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはセンサ素子の出力端子と基準電位との間の抵抗値を変化させてセンサ素子の出力電圧を変化させ、その際に、抵抗値調整手段は、電流源回路を介してセンサ素子に印加される電圧の変化に応じてセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する。また、通常動作時には、電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路をオフさせる。
【００１７】
すなわち、増幅回路の入力段をバイポーラトランジスタで構成すると、センサ素子の出力端子の電位が抵抗素子を介して定まるように構成されていない場合でも、通常動作時にセンサ素子の出力端子に断線が発生すると増幅回路の対応する入力端子の電位が確定する。したがって、この場合も断線の発生を確実に検出することができる。また、抵抗値調整手段が請求項９と同様に作用することにより、自己診断時におけるセンサ素子の出力電圧の変化が一定となるように自動的に調整できる。
【００１８】
請求項１３記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するので、歪ゲージ抵抗により構成したブリッジ回路により圧力や加速度を検出するものに本発明を適用することができる。
【００１９】
請求項１４記載のセンサ装置によれば、センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１を参照して説明する。図１は、本実施例の圧力センサ装置１１の構成を示すものである。尚、図１８と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。圧力センサ装置１１では、センサ素子１の出力端子ＶＳＭとグランド（基準電位）との間に抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ１＿２（電位確定用抵抗素子）の直列回路を接続し、抵抗素子Ｒ１＿２に対して並列にスイッチ回路Ｓ１を接続している。
また、出力端子ＶＳＰ側についてはスイッチ回路Ｓ２を削除し、抵抗素子Ｒ２（電位確定用抵抗素子）を直接グランドに接続している。そして、抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ１＿２の抵抗値の和は、抵抗素子Ｒ２の抵抗値に等しくなるように設定されている。すなわち、
Ｒ１＿１＋Ｒ１＿２＝Ｒ２ …（1.1）
である。
【００２１】
次に、本実施例の作用について説明する。圧力センサ装置１１の通常動作時には、スイッチ回路Ｓ１をオフすることで、センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰは、同じ抵抗値でプルダウンされる。そして、自己診断を行う場合は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてスイッチ回路Ｓ１をオンにして、抵抗素子Ｒ１＿２を短絡する。この場合のタイミングチャートは図１９と同様になる。すると、出力端子ＶＳＭは、抵抗素子Ｒ１＿１のみでプルダウンされる。この時、
Ｒ１＿１＜Ｒ２ …（1.2）
となるから、圧力センサ装置１１の出力電圧ＶＯＵＴを変化させることができる。
【００２２】
以上のように本実施例によれば、センサ素子１の各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗値がそれぞれ等しく設定される抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２と、抵抗素子Ｒ２とを接続し、抵抗素子Ｒ１＿２と並列にスイッチ回路Ｓ１を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ１のオンオフ状態が自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、自己診断時にはスイッチ回路Ｓ１をオンして出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を変化（減少）させてセンサ素子１の出力電圧を変化させるようにした。
【００２３】
したがって、通常動作時においてセンサ素子１の出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに断線が発生すると、増幅調整部４（増幅回路）の対応する入力端子の電位が、それぞれ抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２，Ｒ２を介してグランドレベルとなるので、断線の発生を確実に検出することができる。また、基準電位をグランドレベルとするので、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２をグランドに接続すれば、基準電位を付与して出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの電位を簡単に確定させることができる。
【００２４】
（第２実施例）
図２は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第２実施例の圧力センサ装置１２は、センサ素子１の出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２＿１，Ｒ２＿２の直列回路を接続し、抵抗素子Ｒ２＿２に対して並列にスイッチ回路Ｓ２を接続している。この場合、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＋Ｒ１＿２＝Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（2.1）
となっている。
【００２５】
また、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２は、例えばＮＰＮトランジスタや、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴなどであり、両者は電気的特性が同一のトランジスタで構成されている。
次に、第２実施例の作用について説明する。第２実施例では、第１実施例と同様に、圧力センサ装置１２について自己診断を行う場合は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧを与えてスイッチ回路Ｓ１をオンにして抵抗素子Ｒ１＿２を短絡する。スイッチ回路Ｓ２については、常時オフ状態を維持させる。この場合、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（2.2）
となる。
【００２６】
スイッチ回路Ｓ１がトランジスタで構成される場合は、オフ状態であっても僅かながらリーク電流が発生している。そこで、自己診断時にもオンさせる必要がないスイッチ回路Ｓ２を敢えて接続し、通常動作時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方に同じリーク電流を流すことで、各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの対称性を確保する。
【００２７】
以上のように第２実施例によれば、スイッチ回路Ｓ１がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路Ｓ１が接続されていない方の出力端子ＶＳＰとグランドとの間に、スイッチ回路Ｓ１と同じ電気的特性のトランジスタで構成されてオフ状態に維持されるダミーのスイッチ回路Ｓ２を配置したので、通常動作時にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方でリーク電流が流れても、各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに生じる電圧変化が同じになり、それらの端子間に電位差が発生することを防止できる。
【００２８】
（第３実施例）
図３及び図４は本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例の圧力センサ装置１３は、第２実施例の構成において、出力端子ＶＳＰはそのままとし、出力端子ＶＳＭを抵抗素子Ｒ１により直接プルダウンしたものである。この場合、抵抗素子Ｒ１の抵抗値は、
Ｒ１＝Ｒ２＿１ …（3.1）
とする。
【００２９】
そして、スイッチ回路Ｓ２を、通常動作時はオン，自己診断時にはオフとするように制御する。したがって、通常動作時には（3.1）式が成立し、自己診断時は端子ＶＳＰ側のプルダウン抵抗値が大きくなり、
Ｒ１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（3.2）
となる。この場合のタイミングチャートは図４に示すようになり、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電位は上昇する方向に変化する。
【００３０】
以上のように第３実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２を、抵抗素子Ｒ２＿２に並列に接続されて自己診断時にオフさせて、出力端子ＶＳＰとグランドとの間の抵抗値を増加させるようにしたので、自己診断には、出力端子ＶＳＰの電位がグランドレベルより遠ざかるように変化することで、センサ素子１の診断結果を得ることができる。
【００３１】
（第４実施例）
図５は本発明の第４実施例を示すものであり、第３実施例と異なる部分について説明する。第４実施例の圧力センサ装置１４では、第３実施例の圧力センサ装置１３に対して、抵抗素子Ｒ１とグランドとの間にスイッチ回路Ｓ１を配置し、スイッチ回路Ｓ１については常時オン状態を維持させる。この場合、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２は、第２実施例と同様に同一特性のトランジスタで構成する。
【００３２】
すなわち、スイッチ回路Ｓ２がトランジスタで構成される場合は、オン状態であっても、ドレイン−ソース，若しくはエミッタ−コレクタ間にオン電圧が発生している。そこで、自己診断時にオフさせる必要がないスイッチ回路Ｓ１を敢えて接続し、通常動作時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の双方に同じオン電圧を発生させることで、各端子ＶＳＭ，ＶＳＰの対称性を確保する。
【００３３】
以上のように第４実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２がトランジスタで構成される場合に、スイッチ回路Ｓ２が接続されない方の出力端子ＶＳＭとグランドとの間に、スイッチ回路Ｓ２と同じ電気的特性のトランジスタで構成されオン状態に維持されるダミーのスイッチ回路Ｓ１を配置するので、通常動作時にオン抵抗の影響により各出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰに生じる電圧変化が同じになり、出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰ間に電位差が発生することを防止できる。
【００３４】
（第５実施例）
図６は本発明の第５実施例を示すものであり、第２，第４実施例と異なる部分について説明する。第５実施例の圧力センサ装置１５は、第４実施例の圧力センサ装置１４を改良したものであるが、回路構成としては、第２実施例の圧力センサ装置１２と同じである。但し、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２のオンオフ状態は、第２実施例と異なっている。すなわち、第５実施例では、スイッチ回路Ｓ１については常時オン状態を維持させ、スイッチ回路Ｓ２については第４実施例と同様に、通常動作時にオン，自己診断時にオフさせる。
【００３５】
そして、通常動作時には、各抵抗素子の抵抗値の関係は、
Ｒ１＿１＝Ｒ２＿１ …（5.1）
となり、自己診断時には、
Ｒ１＿１＜Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２ …（5.2）
となる。これにより、通常動作時におけるスイッチ回路Ｓ２のオン抵抗を、端子ＶＳＭ側について補償する。
【００３６】
以上のように第５実施例によれば、センサ素子１の出力端子ＶＳＭとグランドとの間に抵抗素子Ｒ１＿１及びＲ１＿２を接続し、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２＿１及びＲ２＿２を接続した。そして、抵抗素子Ｒ１＿２，Ｒ２＿２とそれぞれ並列にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２を接続し、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態として、スイッチ回路Ｓ２は通常動作時にオン，自己診断時にオフさせるようにした。したがって、自己診断時には、出力端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値を増加させるように変化させてセンサ素子１の出力電圧を変化させ、ダミースイッチ回路Ｓ１により第４実施例と同様にオン抵抗の影響をキャンセルできる。
【００３７】
（第６実施例）
図７は本発明の第６実施例を示すものである。第６実施例の圧力センサ装置１６は、出力端子ＶＳＭを抵抗素子Ｒ１により直接プルダウンし、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗素子Ｒ２とスイッチ回路Ｓ２との直列回路を接続する。そして、スイッチ回路Ｓ２を、通常動作時はオンにして、自己診断時にはオフにする。したがって、通常動作時は、
Ｒ１＝Ｒ２ …（6.1）
となり、自己診断時には、抵抗素子Ｒ２の下端をオープン状態にする。
以上のように第６実施例によれば、スイッチ回路Ｓ２を、抵抗素子Ｒ２と直列に接続して自己診断時にオフさせて出力端子ＶＳＰをハイインピーダンス状態にして、出力端子ＶＳＰの電位を変化させることができる。
【００３８】
（第７実施例）
図８は本発明の第７実施例を示すものである。第７実施例の圧力センサ装置１７は、第６実施例の圧力センサ装置１６を改良したもので、抵抗素子Ｒ１とグランドとの間にスイッチ回路Ｓ１を挿入する。そして、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態に維持する。これにより、通常動作時にスイッチ回路Ｓ２をオンした場合に発生するオン電圧を、端子ＶＳＭ側について補償する。
【００３９】
尚、圧力センサ装置１７では、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２に与える制御信号について、簡単な論理回路を付加すれば、検査時においてスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をともにオフすることで、増幅調整部４の入力電流を測定することができる。これに対して、第１〜第６実施例の構成では、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの何れか一方が直列にスイッチ回路を介すことなくプルダウンされているため、上記入力電流を測定するには、別途スイッチ回路を追加する必要がある。
追加するスイッチ回路のオン抵抗を小さくするには、ＭＯＳＦＥＴで構成する場合、ゲート幅Ｗとゲート長Ｌとの比Ｗ／Ｌを大きくする必要があり、スイッチ回路のサイズが大きくなってしまう。これに対して、論理回路を追加する方が、回路サイズがより小さくなる。
【００４０】
以上のように第７実施例によれば、出力端子ＶＳＭとグランドとの間に抵抗素子Ｒ１及びスイッチ回路Ｓ１の直列回路を接続し、出力端子ＶＳＰとグランドとの間に抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２の直列回路を接続した。そして、スイッチ回路Ｓ１は常時オン状態に維持することで、通常動作時にスイッチ回路Ｓ２をオンした場合に発生するオン電圧を端子ＶＳＭ側について補償し、検査時にスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２をともにオフにすることで、増幅調整部４の入力電流を測定できる。
【００４１】
（第８実施例）
図９は本発明の第８実施例を示すものである。第８実施例の圧力センサ装置１８は、例えば第１実施例の圧力センサ装置１１について、抵抗素子Ｒ１＿１，Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ１の一端に、電位がグランドよりも高く設定される基準電位ＶＤ＿ＲＥＦを与えるように構成したものである。
【００４２】
そのため、センサ駆動電流発生回路３（電流源回路）と、センサ素子１の共通接続点の電位ＶＳＩを、オペアンプＯＰ１により構成される電圧バッファを介して電位ＶＯ１とし、オペアンプＯＰ１の出力端子とグランドとの間に、抵抗素子ＲＯ１Ｈ，ＲＯ１Ｌの直列回路を接続する。そして、両者の共通接続点で得られる分圧電位を、オペアンプＯＰ２により構成される電圧バッファを介して、抵抗素子Ｒ１＿２，Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ１の低電位側端子に供給する。
【００４３】
圧力が印加された場合のセンサ素子１の歪みゲージ抵抗２（ａ〜ｄ）の抵抗値変化は、高々数％であるから、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの電位は、
ＶＳＰ＝ＶＳＭ≒ＶＳＩ／２ …（8.1）
となっている。したがって、第１〜第７実施例ではプルダウンされた抵抗素子の両端には電圧ＶＳＩ／２が印加されるが、第８実施例で印加される電圧は（ＶＳＩ／２−ＶＤ＿ＲＥＦ）となる。
【００４４】
そして、基準電位ＶＤ＿ＲＥＦは、
ＶＤ＿ＲＥＦ＝｛ＲＯ１Ｌ／（ＲＯ１Ｈ＋ＲＯ１Ｌ）｝・ＶＳＩ …（8.2）
であるから、例えば、ＲＯ１Ｈ＝３・ＲＯ１Ｌ，とすれば、
ＶＤ＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ／４ …（8.3）
となる。したがって、プルダウンされた抵抗素子の両端に印加される電圧は、
ＶＳＩ／２−ＶＳＩ／４＝ＶＳＩ／４ …（8.4）
となり、他の実施例の１／２となるので、プルダウン用抵抗素子の抵抗値を１／２にすることができる。
以上のように第８実施例によれば、基準電位を、センサ駆動電流発生回路３を介してセンサ素子１に印加される電位ＶＳＩを分圧した電位としてグランドレベルよりも高い電位にすることで、その分だけ抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を小さくできる。
【００４５】
（第９実施例）
図１０乃至図１３は本発明の第９実施例を示すものである。第１〜第８実施例において、自己診断時における圧力センサ装置の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、端子ＶＳＰ，ＶＳＭの何れもプルダウンされる場合は、
【００４６】
【数１】
端子ＶＳＰはプルダウンされず、端子ＶＳＭがプルダウンされる場合は、
【００４７】
【数２】
となる。但し、Ａｖは増幅調整部４のゲイン，Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧは、それぞれ自己診断時における出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗値である。また、Ｒｓ≪Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧであり、スイッチ回路Ｓ１，Ｓ１＿０，…，Ｓ１＿Ｎ−１，Ｓ２のオン抵抗は無視している。
【００４８】
ゲインＡｖは抵抗比で決定されるため、そのばらつきは１％程度であるが、センサ駆動電流発生回路３によって供給される電流Ｉｓは、センサ素子１の感度と同程度であり約２０％である。また、各抵抗値Ｒｓ，Ｒ１＿ＤＩＧ，Ｒ２＿ＤＩＧも２０％程度ばらつく。その結果、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの精度が悪く、自己診断時における異常検出の精度に影響を及ぼしている。更に、歪みゲージ抵抗２の温度係数は数１０００ｐｐｍ／℃であるから、温度特性も悪くなっている。
そこで、第９実施例では、（9.1）式に含まれている項（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて、自己診断時のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを自動調整することで、出力電圧変化ΔＶＯＵＴの精度向上を図る。
【００４９】
図１０は、第７実施例における圧力センサ装置１７について、抵抗素子Ｒ１を自動調整する構成に置き換えて構成した圧力センサ装置２１を示す。まず、センサ駆動電流発生回路（電流源回路）３の詳細構成について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｐ１１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，抵抗素子Ｒ１１の直列回路が接続されており、オペアンプＯＰ１１の反転入力端子と出力端子とは、トランジスタＮ１１のソース，ゲートに夫々接続されている。そして、オペアンプＯＰ１１の非反転入力端子には、Ｄ／Ａ変換回路（ＤＡＣ＿Ｋ）２２より基準電圧ＶＫ（電流決定電圧）が与えられる。そのＤ／Ａ変換回路２２に対しては、ＥＰＲＯＭ２３より上記の基準電圧ＶＫを与えるためのデータＤＫが入力されている。
【００５０】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１２，Ｐ１３のソースは電源ＶＣＣに接続され、ゲートは、トランジスタＰ１１のゲート及びドレインに接続されてワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路を構成している。トランジスタＰ１３のドレインとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２が接続されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３のソースはグランドに接続され、ゲートはトランジスタＮ１２のゲート及びドレインに接続されて、トランジスタＮ１２，Ｎ１３はカレントミラー回路を構成している。また、電源とトランジスタＮ１３との間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１４が接続されている。
【００５１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１５のソースはトランジスタＰ１２のドレインに、ゲートはトランジスタＰ１４のドレインに夫々接続されている。そして、トランジスタＰ１４のゲートは、トランジスタＰ１５のソースに接続されており、トランジスタＰ１５のドレインより定電流Ｉｓが出力される。尚、以上の構成は、特開２００６−１４０８８８号公報に開示されている定電流生成回路と同様である。
【００５２】
次に、センサ駆動電流発生回路３の詳細動作について説明する。トランジスタＰ１１，Ｐ１２の電流ミラー比をｍとすると、センサ素子１に供給される定電流Ｉｓは、
【００５３】
【数３】
となる。ミラー比ｍは、トランジスタＰ１１のゲート幅，ゲート長をＷ１１，Ｌ１１とし、トランジスタＰ１２のゲート幅，ゲート長をＷ１２，Ｌ１２とすれば、
【００５４】
【数４】
で表される。
【００５５】
一般に定電流回路では、トランジスタＰ１１，Ｐ１２の特性の相対精度を高めるため、Ｌ１１＝Ｌ１２に設定し、ゲート幅がＷ１１，Ｗ１２よりも小さい単位トランジスタを複数個並列に接続してトランジスタＰ１１，Ｐ１２を構成する。また、トランジスタＰ１３〜Ｐ１５やトランジスタＮ１２，Ｎ１３は、電流ミラー比の変動を抑制するために配置されている。即ち、圧力センサ素子１の抵抗値が変化すると、トランジスタＰ１５のソース−ドレイン間電圧は変化するが、トランジスタＰ１２のソース−ドレイン間電圧は変化しないので、電流ミラー比ｍは一定に維持される。
【００５６】
次に、Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４について説明する。Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４は、オペアンプＯＰ２１と、トランジスタＰ２１〜Ｐ２５，Ｎ２１〜Ｎ２３により、センサ駆動電流発生回路３と同様に構成される定電流回路２５を備えており、オペアンプＯＰ２１の非反転入力端子には、トランジスタＰ１５のドレインが接続されている。定電流回路２５の電流ミラー比を「１」とすると、出力電流ＩＲ２２は（9.4）式となり、
【００５７】
【数５】
電圧ＶＳＩに比例した電流となる。
【００５８】
定電流回路２５の電流出力端子（トランジスタＰ２５のドレイン）は、抵抗素子Ｒ２２の一端に接続されていると共に、電流増幅回路２６の入力端子ＩＮに接続されている。抵抗素子Ｒ２２の他端は、電流増幅回路２６の入力端子ＩＰに接続されていると共に、後述する自己診断抵抗調整回路２７（抵抗値調整手段）より基準電圧ＶＲＥＦが与えられている。電流増幅回路２６の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦには、センサ駆動電流発生回路３と同様に基準電圧ＶＫが与えられており、入力端子Ｉ２＿ＲＥＦには、センサ素子１への印加電圧ＶＳＩが与えられている。
【００５９】
図１１は、電流増幅回路２６の具体構成を示すものである。この回路は、例えば特開２００６−１７０６２０号公報の図１２に開示されているものと同様である（但し、出力において電流−電圧変換を行うＩＶ変換回路７１９を除く）。ここで、電流増幅回路２６の回路動作について説明する。電流増幅回路２６は、定電流発生回路２８及び２９，差動回路３０，差動増幅部３１で構成されている。
【００６０】
ＶＩ１＿ＲＥＦを入力端子Ｉ１＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路２８において、トランジスタＱ３８，Ｑ３９のコレクタ電流（定電流）Ｉ１は（9.5）式となる。
Ｉ１＝ＶＩ１＿ＲＥＦ／ＲＩ１＿ＲＥＦ …（9.5）
そして、差動回路３０において、入力端子ＩＰ，ＩＮ間には、抵抗素子Ｒ２２の端子電圧ＶＡが印加される。
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝ＶＡ …（9.6）
ＶＩＰ，ＶＩＮは、それぞれ入力端子ＩＰ，ＩＮに印加される電圧である。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ３，ＩＱ４は、（9.7），（9.8）式となる。
ＩＱ３＝Ｉ１＋ＶＡ／ＲＩＮ …（9.7）
ＩＱ４＝Ｉ１−ＶＡ／ＲＩＮ …（9.8）
この時、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電位ＶＰ，ＶＮは、（9.9），（9.10）式となる。
ＶＰ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ３／Ｉｓ） …（9.9）
ＶＮ＝ＶＣＣ−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／Ｉｓ） …（9.10）
ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷、ＩｓはトランジスタＱ３，Ｑ４の逆方向飽和電流である。
【００６１】
トランジスタＱ５〜Ｑ８のベースエミッタ間電圧をＶＦとすると、差動増幅部３１におけるトランジスタＱ９，Ｑ１０のベース電位ＶＱ９，ＶＱ１０は、（9.11），（9.12）式となる。
ＶＱ９ ＝ＶＮ−２ＶＦ …（9.11）
ＶＱ１０＝ＶＰ−２ＶＦ …（9.12）
また、ＶＩ２＿ＲＥＦを入力端子Ｉ２＿ＲＥＦに印加される電圧とすると、定電流発生回路２９において、トランジスタＱ４８のコレクタ電流（定電流）Ｉ２は（9.13）式となる。
Ｉ２＝ＶＩ２＿ＲＥＦ／ＲＩ２＿ＲＥＦ …（9.13）
差動増幅部３１におけるトランジスタＱ９側に流れる電流をＩｘ，Ｑ１０側に流れる電流をＩｙとすると、定電流Ｉ２との関係は、（9.14）式となる。
Ｉ２＝Ｉｘ＋Ｉｙ …（9.14）
（9.14）式より電流Ｉｘ，Ｉｙの増減は互いに逆になる。変数ΔＩ２を電流をＩｘ，Ｉｙの差で定義する。即ち、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２ …（9.15）
と表す。（9.14）式，（9.15）式より
Ｉｘ＝Ｉ２／２＋ΔＩ２，Ｉｙ＝Ｉ２／２−ΔＩ２ …（9.16）
となる。
【００６２】
また、トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタ電位をＶＥ，逆方向飽和電流をＩｓ’とすすると、（9.11），（9.12）式より、（9.17），（9.18）式が成り立つ。
ＶＮ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｘ／Ｉｓ’） …（9.17）
ＶＰ−２ＶＦ−ＶＥ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｓ’） …（9.18）
そして、（9.18）式と（9.17）式との差をとり、（9.9），（9.10）式を使うと、
ＶＰ−ＶＮ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＩＱ４／ＩＱ３）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉｙ／Ｉｘ）
となるから、
ＩＱ４／ＩＱ３＝Ｉｙ／Ｉｘ …（9.19）
の関係が成り立つ。すると、（9.7），（9.8），（9.16），（9.19）式より、（9.15）式を計算すると、
Ｉｘ−Ｉｙ＝２・ΔＩ２＝（ＶＡ／ＲＩＮ）・（Ｉ２／Ｉ１） …（9.20）
となる。
【００６３】
ここで、差動増幅部３１の出力段において、トランジスタＱ２１のコレクタ電流がＩｘ，トランジスタＱ１８のコレクタ電流がＩｙに相当するから、電流（Ｉｘ−Ｉｙ）は、差動増幅部３１の出力電流ＩＯに等しい。出力電流ＩＯは、（9.20）式に、（9.5），（9.6），（9.13）式を代入すると、
【００６４】
【数６】
と表される。
【００６５】
入力端子Ｉ１＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦには、それぞれ電圧ＶＳＩ，ＶＫが印加されているので、
ＶＩ１＿ＲＥＦ＝ＶＫ …（9.22a）
ＶＩ２＿ＲＥＦ＝ＶＳＩ＝Ｒｓ・Ｉｓ …（9.22b）
である。また、ＩＰ、ＩＮにはＲ２２が接続されているので、
ＶＩＰ−ＶＩＮ＝−ＩＲ２２・Ｒ２２ …（9.23）
である。（9.21）式に（9.22a），（9.22b），（9.23）式を代入し、（9.2），（9.4）式を使って整理すると
【００６６】
【数７】
となる。
【００６７】
図１０において、電流増幅回路２６の出力端子には、オペアンプＯＰ３１により構成されるＩ／Ｖ変換回路３２が配置されており、オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦが与えられている。従って、Ｉ／Ｖ変換回路３２の出力電圧ＶＯは、
ＶＯ＝−ＩＯ・ＲＯ＋ＶＲＥＦ …（9.25）
となる。ＲＯは、オペアンプＯＰ３１に接続されている帰還抵抗である。
【００６８】
（9.24）式を（9.25）式に代入すると、
【００６９】
【数８】
ここで、係数αを（9.27）式に定義すると、
【００７０】
【数９】
出力電圧ＶＯは、
ＶＯ＝−α・Ｉｓ・Ｒｓ２＋ＶＲＥＦ …（9.28）
となり、出力電圧ＶＯによって［Ｉｓ・Ｒｓ２］が検出できることが判る。
【００７１】
次に、自己診断抵抗調整回路２７について説明する。電源ＶＣＣとグランドとの間には、抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０，ＲＬ１，ＲＬ２，…，ＲＬＮ−１，ＲＬＮの直列回路が接続されており、抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０の共通接続点は、オペアンプＯＰ４１の非反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ４１は、電圧バッファを構成しており、前記共通接続点の分圧電位が上述した基準電圧ＶＲＥＦとして出力される。基準電圧ＶＲＥＦは、（9.29）式となる。
【００７２】
【数１０】
また、抵抗素子ＲＬ０及びＲＬ１，ＲＬ１及びＲＬ２，…，ＲＬＮ−１及びＲＬＮの各共通接続点は、コンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各反転入力端子に接続されており、これらのコンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各非反転入力端子には、Ｉ／Ｖ変換回路３２の出力電圧ＶＯが共通に与えられている。抵抗素子ＲＬ０及びＲＬ１，ＲＬ１及びＲＬ２，…，ＲＬＮ−１及びＲＬＮの各共通接続点は、基準電圧ＶＲＥＦ０，…，ＶＲＥＦＮ−１となる。これらは、例えば
【００７３】
【数１１】
となる。
【００７４】
コンパレータＣＰ０，ＣＰ１，…，ＣＰＮ−１の各出力端子は、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１（レベル保持回路）の各入力端子Ｄに接続されており、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１のクロック端子Ｃには、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが共通に与えられている。また、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１のリセット端子ＲＢには、パワーオンリセット（ＰＯＲ）回路からのパワーオンリセット信号が共通に与えられている。
ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１の各出力端子Ｑは、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の一方の入力端子にそれぞれ接続されており、各ＡＮＤゲートの他方の入力端子には自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが共通に与えられている。
【００７５】
センサ素子１の端子ＶＳＭとグランドとの間には、抵抗素子Ｒ１＿０，Ｒ１＿１，Ｒ１＿２，…，Ｒ１＿Ｎ−１，Ｒ１＿Ｎ及びスイッチ回路Ｓ１（常時オン）の直列回路が接続されており、抵抗素子Ｒ１＿０及びＲ１＿１，Ｒ１＿１及びＲ１＿２，…，Ｒ１＿Ｎ−１及びＲ１＿Ｎの各共通接続点とグランドとの間には、スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１が接続されている。そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の出力信号が、各スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１の制御信号として与えられている。
【００７６】
図１２は、横軸に［Ｉｓ・Ｒｓ２］，縦軸に電流増幅回路２６を介して出力される電圧ＶＯに基づく各基準電圧ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の値をとって両者の関係を示すもので、図中の直線は（9.28）式を示す。基準電圧ＶＲＥＦ０は、想定される出力電圧ＶＯの最大値ＭＡＸ（すなわち、［Ｉｓ・Ｒｓ２］の最小値ＭＩＮ）よりも高い値に設定し、基準電圧ＶＲＥＦＮ−１は、想定される出力電圧ＶＯの最小値ＭＩＮ（すなわち、［Ｉｓ・Ｒｓ２］の最大値ＭＡＸ）よりも低い値に設定する。そして、その他の基準電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２，…，ＶＲＥＦＮ−２は、電位差（ＶＲＥＦ０−ＶＲＥＦＮ−１）を等間隔で分圧するように抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０，…，ＲＬＮの抵抗値を設定する。
【００７７】
ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１は、出力電圧ＶＯが何れかの基準電圧境界付近で変動した場合に発生するチャタリングを防止するために配置されており、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧの立上りエッジで、各スイッチ回路Ｓ１＿０，Ｓ１＿１，…，Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ切替え状態を確定させる。
端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗素子の抵抗値は、以下のような関係で設定する。
Ｒ１＿１＝ｒ／２ …（9.32）
Ｒ１＿２＝Ｒ１＿３＝…＝Ｒ１＿Ｎ−１＝ｒ …（9.33）
Ｒ２＝Ｒ１＿０＋Ｒ１＿１＋…＋Ｒ１＿Ｎ−１＋Ｒ１＿Ｎ …（9.34）
ここで、ｒは抵抗素子の直列回路（抵抗ラダー）を構成する単位抵抗値である。
【００７８】
図１３は、図１２と同じ縦軸に対し、横軸に自己診断時における端子ＶＳＭ側のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを示す。［ＶＲＥＦＮ−１＜ＶＯ＜ＶＲＥＦ０］の範囲では、抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧが図中に示すように折れ線状に切り替わる。図中で折れ線の中心を結んで通る直線は、
【００７９】
【数１２】
となるように抵抗値Ｒ１＿０，ｒを設定する。そして、抵抗値Ｒ１＿Ｎは（9.34）式を満たすように設定する。
【００８０】
次に、第９実施例の作用を、出力電圧ＶＯが、図１２，図１３に示すＶＲＥＦｉ−１と、ＶＲＥＦｉとの間にある場合について説明する。
＜通常動作時＞
通常動作時は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはインアクティブ（Ｌレベル）であるから、全てのＡＮＤゲートＡＮＤ０〜ＡＮＤＮ−１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１は全てオフになる。この場合、端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＮＯＲは、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ１＿０＋Ｒ１＿１＋…＋Ｒ１＿Ｎ−１＋Ｒ１＿Ｎ
＝Ｒ２ …（9.36）
となり、端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ２＿ＮＯＲは、
Ｒ２＿ＮＯＲ＝Ｒ２ …（9.37）
となる。したがって、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿ＮＯＲ…（9.38）
となり、端子ＶＳＭ，ＶＳＰは、同じ抵抗値でプルダウンされる。
【００８１】
＜自己診断時＞
この時、コンパレータＣＰ０，…，ＣＰｉ−１の出力信号はＬレベルであるから、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿ｉ−１はオフになり、コンパレータＣＰｉ，…，ＣＰＮ−１の出力信号はＨレベルであるから、スイッチ回路Ｓ１＿ｉ〜Ｓ１＿Ｎ−１はオンになる。したがって、端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、
Ｒ１＿ＤＩＧ＝Ｒ１＿０＋…＋Ｒ１＿ｉ
＝Ｒ１＿０＋（ｉ−１／２）・ｒ …（9.39）
となる。また、スイッチ回路Ｓ２はオフしているので、端子ＶＳＰ側はプルダウンされない。
【００８２】
プルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、±ｒ／２の誤差以内で、出電圧ＶＯと（9.35）式の関係にある。したがって、（9.28），（9.35）式より、
【００８３】
【数１３】
となる。（9.40）式を、（9.1b）式に代入すると、
【００８４】
【数１４】
となり、基準電圧ＶＲＥＦ，ＶＲＥＦ０は、電源電圧ＶＣＣと抵抗比とで決定される。更に、（9.27）式より、
【００８５】
【数１５】
となるから、［α・Ｒ１＿０］も、ＭＯＳＦＥＴのサイズ比と抵抗比とで決定される。すなわち、自己診断時の出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、駆動電流Ｉｓ，ゲージ抵抗Ｒｓ，プルダウン抵抗のばらつきに関係なく、全て回路定数の比で決定されるので、自己診断を高精度で行うことができる。
【００８６】
実際には、（9.35）式に基づいて決定されるプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、±ｒ／２の誤差を含んでいる。［ｒ≪Ｒ１＿ＤＩＧ］とすると、
【００８７】
【数１６】
となるから、出力電圧変化ΔＶＯＵＴは、厳密には
【００８８】
【数１７】
となり、ｒ／（２・Ｒ１＿ＤＩＧ）の誤差を含むことになる。したがって、出力電圧変化ΔＶＯＵＴについて要求される精度に応じて、プルダウン抵抗素子の分割数Ｎを設定すれば良い。
【００８９】
以上のように第９実施例によれば、Ｉｓ・Ｒｓ２検出回路２４と自己診断抵抗調整回路２７の作用により、（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて、自己診断時におけるセンサ素子１の出力電圧の変化が一定となるように、出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を自動的に調整することができる。電流増幅回路２６が、電流源回路において駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧ＶＫに応じて流れる第１電流Ｉ１と電圧ＶＳＩに応じて流れる第２電流Ｉ２との比に応じた電流を増幅して出力すると、Ｉ／Ｖ変換回路３２がその電流を電圧Ｖｏに変換する。
【００９０】
そして、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１は、Ｉ／Ｖ変換回路３２により変換された電圧Ｖｏと基準抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０〜ＲＬＮで分圧された各レベルの基準電位ＶＲＥＦ０〜ＶＲＥＦＮ−１とを比較し、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１の出力信号に応じて自己診断時における各スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ状態を決定する。このようにして、（Ｉｓ・Ｒｓ２）に応じて出力端子ＶＳＭとグランドとの間の抵抗値を自動的に調整することにより、自己診断時における出力電圧ΔＶＯＵＴの変化量を一定にできる。
【００９１】
また、ＤフリップフロップＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１は、コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１に対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして各コンパレータＣＰ０〜ＣＰＮ−１の出力信号レベルを保持する。したがって、基準抵抗素子ＲＨ，ＲＬ０〜ＲＬＮで分圧されて定められる各レベルの基準電位ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の境界付近で電圧変化が発生した場合に、チャタリングのような現象が発生して、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１のオンオフ状態が変化することを防止できる。
【００９２】
（第１０実施例）
図１４及び図１５は本発明の第１０実施例を示すものであり、第９実施例と異なる部分について説明する。第１０実施例では、自己診断時に出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰの双方をプルダウンすると共に、双方のプルダウン抵抗値を自動調整する場合である。第１０実施例の圧力センサ装置４１では、センサ素子１の端子ＶＳＰとグランドとの間に、抵抗素子Ｒ２に替えて、抵抗素子Ｒ２＿０，Ｒ２＿１，Ｒ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１，Ｒ２＿Ｎの直列回路が接続されている。
【００９３】
そして、抵抗素子Ｒ２＿０及びＲ２＿１，Ｒ２＿１及びＲ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１及びＲ２＿Ｎの各共通接続点とグランドとの間には、スイッチ回路Ｓ２＿０，Ｓ２＿１，…，Ｓ２＿Ｎ−１が接続されている。そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ０，ＡＮＤ１，…，ＡＮＤＮ−１の出力信号が、各スイッチ回路Ｓ２＿０，Ｓ２＿１，…，Ｓ２＿Ｎ−１に対しても制御信号として与えられている。また、出力端子ＶＳＭ側のスイッチ回路Ｓ１は削除されている。
【００９４】
出力端子ＶＳＰ側のプルダウン抵抗値は、以下のように設定される。抵抗素子Ｒ２＿０及びＲ２＿１，Ｒ２＿１及びＲ２＿２，…，Ｒ２＿Ｎ−１及びＲ２＿Ｎの抵抗値は、対応する出力端子ＶＳＭ側の抵抗値のβ（＞１）倍に設定する。
Ｒ２＿０＝β・Ｒ１＿０ …（10.1）
Ｒ２＿１＝β・Ｒ１＿１＝β・（ｒ／２） …（10.2）
Ｒ２＿２＝…＝Ｒ２＿Ｎ−１＝β・ｒ …（10.3）
また、通常動作時に、端子ＶＳＭ，ＶＳＰを同じ抵抗値でプルダウンするため、
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿ＮＯＲ …（10.4）
Ｒ１＿ＮＯＲ＝Ｒ１＿０＋（Ｎ−３／２）・ｒ＋Ｒ１＿Ｎ …（10.5）
Ｒ２＿ＮＯＲ＝Ｒ２＿０＋Ｒ２＿１＋Ｒ２＿２＋…＋Ｒ２＿Ｎ−１＋Ｒ２＿Ｎ
＝β・｛Ｒ１＿０＋（Ｎ−３／２）・ｒ｝＋Ｒ２＿Ｎ …（10.6）
を満足するように、抵抗素子Ｒ２＿Ｎの抵抗値は設定されている。
【００９５】
次に、第１０実施例の作用について図１５も参照して説明する。
＜通常動作時＞
通常動作時は、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはインアクティブ（Ｌレベル）であるから、全てのＡＮＤゲートＡＮＤ０〜ＡＮＤＮ−１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチ回路Ｓ１＿０〜Ｓ１＿Ｎ−１は全てオフになるから、（10.4）〜（10.6）式に示すように、出力端子ＶＳＭ，ＶＳＰは同じ抵抗値でプルダウンされる。
【００９６】
＜自己診断時＞
第９実施例と同様に、出力電圧ＶＯがＶＲＥＦｉ−１とＶＲＥＦｉとの間にあるとする。出力端子ＶＳＭのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、第９実施例と同様である。出力端子ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ２＿ＤＩＧは、
Ｒ２＿ＤＩＧ＝β・Ｒ１＿ＤＩＧ …（10.7）
であるから、（9.1a）より、
【００９７】
【数１８】
さらに、（9.40）より、
【００９８】
【数１９】
となる。
【００９９】
すなわち、図１５に示すように、端子ＶＳＭ，ＶＳＰのプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧは、Ｒ２＿ＤＩＧは、それぞれの折れ線の中心を結んで通る直線の傾きが「β」分異なっている。したがって、第９実施例と同様に、自己診断を高精度に行うことができる。
【０１００】
（第１１実施例）
図１６は本発明の第１１実施例を示すものである。第１１実施例の圧力センサ装置５１は、第９実施例の圧力センサ装置２１より、出力端子ＶＳＰ側の抵抗素子Ｒ２及びスイッチ回路Ｓ２を取り除き、通常動作時にプルダウンを行わない構成である。そして、端子ＶＳＭ側については、第９実施例と同様にプルダウンを行う。この場合、増幅調整部４Ａの入力段をバイポーラトランジスタで構成すれば、通常動作時においてセンサ素子１と増幅調整部４Ａとの間が断線しても、入力電圧レベルが確定されるため、断線を検出することができる。
【０１０１】
（第１２実施例）
図１７は本発明の第１２実施例を示すものである。第１２実施例は、本発明の圧力センサ装置を、車両における側面衝突検出用の圧力センサに適用した場合を具体的に示す。自動車の側面ドア６１は、車体外側のドアアウタパネル６１ａと、車室内側のドアインナパネル６１ｂとによって断面が中空となるように形成されており、このドア内空間６１ｃには、圧力センサ６２が、ドアインナパネル６１ｂの内面のほぼ中央に固定して、ドア内空間６１ｃの気圧を測定可能に設けられている。
【０１０２】
圧力センサ６２は、エアバッグ制御用のＥＣＵ（Electronic Control Unit）６３に接続されている。ＥＣＵ６３は、圧力センサ６２から入力された信号を処理して側面衝突の判定を行い、また側面衝突の判定時には、エアバッグモジュール６４にインフレータの着火信号を出力するように構成されている。なお、ここでエアバッグモジュール６４は、インフレータとエアバッグとをアッセンブリ化して構成されている。
【０１０３】
以上のように構成される第１２実施例によれば、本発明の圧力センサ装置を、車両側面のドア６１内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサ６２に適用したので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
【０１０４】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
車両の側面衝突検出用の圧力センサに限ることなく、その他の用途の圧力センサについても広く適用することができる。
また、圧力センサに限ることなく、加速度センサや歪みゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子を使用するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】本発明の第１実施例であり、圧力センサ装置の構成を示す図
【図２】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図３】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図４】自己診断時における各端子の電圧変化を示す図
【図５】本発明の第４実施例を示す図１相当図
【図６】本発明の第５実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第６実施例を示す図１相当図
【図８】本発明の第７実施例を示す図１相当図
【図９】本発明の第８実施例を示す図１相当図
【図１０】本発明の第９実施例を示す図１相当図
【図１１】電流増幅回路の詳細構成を示す図
【図１２】横軸に［Ｉｓ・Ｒｓ２］，縦軸に電圧ＶＯに基づく各基準電圧ＶＲＥＦ（０〜Ｎ−１）の値を示す図
【図１３】図１２と同じ縦軸に対し、横軸に自己診断時における端子ＶＳＭ側のプルダウン抵抗値Ｒ１＿ＤＩＧを示す図
【図１４】本発明の第１０実施例を示す図１０相当図
【図１５】図１３相当図
【図１６】本発明の第１１実施例を示す図１０相当図
【図１７】本発明の第１２実施例であり、車両の側面ドア内部に圧力センサを配置した状態を示す断面図
【図１８】従来技術を示す図１相当図
【図１９】図４相当図
【符号の説明】
【０１０６】
図面中、１は圧力センサ素子（歪ゲージブリッジ回路）、３はセンサ駆動電流発生回路（電流源回路）、４は増幅調整部（増幅回路）、１１〜１８，２１は圧力センサ装置、２４はＩｓ・Ｒｓ２検出回路（抵抗値調整手段）、２６は電流増幅回路、２７は自己診断抵抗調整回路（抵抗値調整手段）、３２はＩ／Ｖ変換回路、４１，５１は圧力センサ装置、６２は圧力センサ、Ｒ１，Ｒ２は電位確定用抵抗素子、Ｓ１，Ｓ２はスイッチ回路、ＲＨ，ＲＬ０，…，ＲＬＮは基準抵抗素子、ＣＰ０〜ＣＰＮ−１はコンパレータ、ＤＦ０，ＤＦ１，…，ＤＦＮ−１はＤフリップフロップ（レベル保持回路）を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の各出力端子と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置される１つ以上のスイッチ回路とを備え、
前記スイッチ回路のオンオフ状態は、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御され、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させることで、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記センサ素子の各出力端子が前記抵抗素子を介して前記基準電位に接続されることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続され、自己診断時にオンされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を減少させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項３】
前記スイッチ回路が、トランジスタで構成される場合に、
前記スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と前記基準電位との間に、前記スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成され、オフ状態に維持されるダミースイッチ回路を配置したことを特徴とする請求項２記載のセンサ装置。
【請求項４】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続され、自己診断時にオフされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を増加させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に直列に接続され、自己診断時にオフされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間をハイインピーダンス状態にすることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記スイッチ回路が、トランジスタで構成される場合に、
前記スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と前記基準電位との間に、前記スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成され、オン状態に維持されるダミースイッチ回路を配置したことを特徴とする請求項４又は５記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記基準電位を、グランドレベルとすることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記基準電位を、前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電位を分圧した電位とすることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記抵抗値調整手段は、前記電流源回路において前記駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第１電流と、前記センサ素子の印加電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路と、
前記電流増幅回路の出力電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路と、
電源とグランドとの間に接続される複数の基準抵抗素子と、
前記Ｉ／Ｖ変換回路によって変換された電圧と、前記基準抵抗素子によって分圧された各レベルの基準電位とを比較する複数のコンパレータとを備え、
これら複数のコンパレータの出力信号に応じて、自己診断時における各スイッチ回路のオンオフ状態を決定することを特徴とする請求項９記載のセンサ装置。
【請求項１１】
前記複数のコンパレータに対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして、各コンパレータの出力信号レベルを保持する複数のレベル保持回路を備えたことを特徴とする請求項１０記載のセンサ装置。
【請求項１２】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置され、１つは前記電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路と、
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段とを備え、
前記センサ素子の出力端子が接続される前記増幅回路の入力段は、バイポーラトランジスタで構成されており、
前記スイッチ回路のオンオフ状態は、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御され、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させることで、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路がオフされることを特徴とするセンサ装置。
【請求項１３】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１４】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１５】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の各出力端子と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置される１つ以上のスイッチ回路とを備えてなるセンサ装置の自己診断方法において、
前記スイッチ回路のオンオフ状態を、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御することで、自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させて前記センサ素子の出力電圧を変化させ、通常動作時には、前記センサ素子の各出力端子を、前記抵抗素子を介して前記基準電位に接続させることを特徴とするセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１６】
前記スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にオンすることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を減少させることを特徴とする請求項１５記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１７】
前記スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にオフすることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を増加させることを特徴とする請求項１５記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１８】
前記基準電位を、グランドレベルとすることを特徴とする請求項１５乃至１７の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１９】
前記基準電位を、前記センサ素子に印加される電位を分圧した電位とすることを特徴とする請求項１５乃至１７の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２０】
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整することを特徴とする請求項１５乃至１９の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置され、１つは前記電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路と、
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段とを備えてなるセンサ装置の自己診断方法において、
前記センサ素子の出力端子が接続される前記増幅回路の入力段を、バイポーラトランジスタで構成し、
前記スイッチ回路のオンオフ状態を、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させて、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路をオフすることを特徴とするセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２２】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１５乃至２１の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２３】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１５乃至２２の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の各出力端子と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置される１つ以上のスイッチ回路とを備え、
前記スイッチ回路のオンオフ状態は、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御され、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させることで、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記センサ素子の各出力端子が前記抵抗素子を介して前記基準電位に接続されることを特徴とするセンサ装置。
【請求項２】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続され、自己診断時にオンされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を減少させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項３】
前記スイッチ回路が、トランジスタで構成される場合に、
前記スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と前記基準電位との間に、前記スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成され、オフ状態に維持されるダミースイッチ回路を配置したことを特徴とする請求項２記載のセンサ装置。
【請求項４】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に並列に接続され、自己診断時にオフされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を増加させることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項５】
前記スイッチ回路は、前記抵抗素子に直列に接続され、自己診断時にオフされることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間をハイインピーダンス状態にすることを特徴とする請求項１記載のセンサ装置。
【請求項６】
前記スイッチ回路が、トランジスタで構成される場合に、
前記スイッチ回路が接続されていない方の出力端子と前記基準電位との間に、前記スイッチ回路と同じ電気的特性のトランジスタで構成され、オン状態に維持されるダミースイッチ回路を配置したことを特徴とする請求項４又は５記載のセンサ装置。
【請求項７】
前記基準電位を、グランドレベルとすることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項８】
前記基準電位を、前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電位を分圧した電位とすることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項９】
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１０】
前記抵抗値調整手段は、前記電流源回路において前記駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第１電流と、前記センサ素子の印加電圧に応じて流れる第２電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路と、
前記電流増幅回路の出力電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路と、
電源とグランドとの間に接続される複数の基準抵抗素子と、
前記Ｉ／Ｖ変換回路によって変換された電圧と、前記基準抵抗素子によって分圧された各レベルの基準電位とを比較する複数のコンパレータとを備え、
これら複数のコンパレータの出力信号に応じて、自己診断時における各スイッチ回路のオンオフ状態を決定することを特徴とする請求項９記載のセンサ装置。
【請求項１１】
前記複数のコンパレータに対応してそれぞれ配置され、自己診断を行う場合に与えられる自己診断信号をトリガとして、各コンパレータの出力信号レベルを保持する複数のレベル保持回路を備えたことを特徴とする請求項１０記載のセンサ装置。
【請求項１２】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置され、１つは前記電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路と、
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段とを備え、
前記センサ素子の出力端子が接続される前記増幅回路の入力段は、バイポーラトランジスタで構成されており、
前記スイッチ回路のオンオフ状態は、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御され、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させることで、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路がオフされることを特徴とするセンサ装置。
【請求項１３】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１４】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載のセンサ装置。
【請求項１５】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の各出力端子と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の少なくとも一方について、前記抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置される１つ以上のスイッチ回路とを備えてなるセンサ装置の自己診断方法において、
前記スイッチ回路のオンオフ状態を、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御することで、自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させて前記センサ素子の出力電圧を変化させ、通常動作時には、前記センサ素子の各出力端子を、前記抵抗素子を介して前記基準電位に接続させることを特徴とするセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１６】
前記スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にオンすることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を減少させることを特徴とする請求項１５記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１７】
前記スイッチ回路を前記抵抗素子に並列に接続し、自己診断時にオフすることで、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を増加させることを特徴とする請求項１５記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１８】
前記基準電位を、グランドレベルとすることを特徴とする請求項１５乃至１７の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項１９】
前記基準電位を、前記センサ素子に印加される電位を分圧した電位とすることを特徴とする請求項１５乃至１７の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２０】
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整することを特徴とする請求項１５乃至１９の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２１】
歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子の出力端子の一方と基準電位との間に接続され、抵抗値がそれぞれ等しく設定される１つ以上の電位確定用の抵抗素子と、
この電位確定用抵抗素子の一端と前記基準電位との間に配置され、１つは前記電位確定用抵抗素子と直列に接続される１つ以上のスイッチ回路と、
前記電流源回路を介して前記センサ素子に印加される電圧の変化に応じて、自己診断時における前記センサ素子の出力電圧の変化が一定となるように、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を調整する抵抗値調整手段とを備えてなるセンサ装置の自己診断方法において、
前記センサ素子の出力端子が接続される前記増幅回路の入力段を、バイポーラトランジスタで構成し、
前記スイッチ回路のオンオフ状態を、自己診断時と通常動作時とで異なるように制御し、
自己診断時には、前記センサ素子の出力端子と前記基準電位との間の抵抗値を変化させて、前記センサ素子の出力電圧を変化させ、
通常動作時には、前記電位確定用抵抗素子と直列に接続されているスイッチ回路をオフすることを特徴とするセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２２】
前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項１５乃至２１の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【請求項２３】
前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項１５乃至２２の何れかに記載のセンサ装置の自己診断方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１０−８５１９０（Ｐ２０１０−８５１９０Ａ）
【公開日】平成２２年４月１５日（２０１０．４．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２５３４１８（Ｐ２００８−２５３４１８）
【出願日】平成２０年９月３０日（２００８．９．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月１５日（２０１０．４．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年９月３０日（２００８．９．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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