フィードフォワード増幅器
【課題】 フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することができるフィードフォワード増幅器を提供する。
【解決手段】 フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９において、可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定（変更）した場合に、制御回路１８内の加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを制御部１８１が検出して、当該出力電圧が最小となるよう可変移相器４に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、可変減衰器５に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1を調整するフィードフォワード増幅器である。
【解決手段】 フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９において、可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定（変更）した場合に、制御回路１８内の加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを制御部１８１が検出して、当該出力電圧が最小となるよう可変移相器４に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、可変減衰器５に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1を調整するフィードフォワード増幅器である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィードフォワード増幅器に係り、特に、歪検出ループの制御方法を変化させることで、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することが可能なフィードフォワード増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
［従来の技術］
一般に高いピーク／平均電力比を持つ変調波信号を増幅する場合、効率を高めるために増幅器のバック・オフを小さくすると線形性が悪化し、大きな歪を生じる。反対に線形性を良くするためにバック・オフを大きくすると効率が悪くなる。
【０００３】
また、移動体通信で使用されているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）等の多数のキャリアを小さな周波数間隔で並べる多重化方式を採用する場合、増幅器の非線形性により、キャリア同士の相互変調が生じ、その結果キャリア信号近傍に相互変調歪が発生する。
【０００４】
［フィードフォワード増幅器：図１４，１５］
このような小さなバック・オフで生じる相互変調歪をはじめとする各種の歪成分を補償する方法として図１４及び図１５に示すフィードフォワード歪補償方式がある。図１４は、フィードフォワード増幅器におけるキャリア成分の信号の流れを示すブロック図であり、図１５は、フィードフォワード増幅器における歪成分の信号の流れを示すブロック図である。
【０００５】
フィードフォワード歪補償方式では、歪検出ループ１９及び歪除去ループ２０という２種類のフィードフォワードループを用いる。
歪検出ループ１９では、信号経路（２）に示すように、入力端子１から入力された信号が電力分配器３により２つの信号に分割され、一方の信号は可変移相器４及び可変減衰器５を通り、パイロット信号発生器１５から生成されるパイロット信号が注入された後に、主増幅器６を通り電力分配器７にて電力合成器１１に入力される信号に分割される。
【０００６】
電力分配器３で分割された他の信号は、信号経路（３）に示すように遅延線１０を通り、電力合成器１１に供給される。
信号経路（２）及び信号経路（３）にて供給された信号は、電力合成器１１で結合されることにより電力合成器１１の出力点（Ａ）において歪信号を生成している。
【０００７】
歪信号のキャリア成分の残留を抑え、主増幅器６にて発生する歪成分のみを歪信号として取り出すため、信号経路（２）及び信号経路（３）における遅延時間は一致するよう設定されており、２種類の信号中のキャリア成分の振幅及び位相を可変移相器４及び可変減衰器５により同振幅及び逆位相にし、キャリア検出器１６において検波電力が最小となるように制御回路１８により制御される。
【０００８】
また、歪除去ループ２０では、信号経路（１）に示すように、主増幅器６の出力信号を電力分配器７及び遅延線８を介し電力合成器９に供給させる一方で、信号経路（４）に示すように、歪信号を可変移相器１２、可変減衰器１３及び誤差増幅器１４を介し電力合成器９に供給させる。
信号経路（１）及び信号経路（４）にて供給された信号は、電力合成器９で結合させることにより低歪出力信号として出力端子２から出力される。
【０００９】
低歪出力信号の歪成分の残留を抑えるため、図１５に示すように、主増幅器６の出力を起点とした信号経路（５）及び信号経路（６）における遅延時間は一致するよう設定されており、低歪出力信号生成のため結合の対象となる２種類の信号中の歪成分の振幅及び位相を可変移相器１２及び可変減衰器１３により同振幅および逆位相にし、パイロット信号検出器１７において歪成分の帯域に注入されたパイロット信号が最小となるように制御回路１８により制御される。
【００１０】
すなわちフィードフォワード歪補償方式では、電力合成器１１の出力点（Ａ）において２信号を合成し、その電力を最小とすることで誤差増幅器１４の動作点を最小とし、結果として誤差増幅器１４の消費電力及び誤差増幅器１４で発生する歪を最小にし、さらに低歪出力信号へ誤差増幅器１４で発生する歪の影響を最小としている。
【００１１】
一般に２信号の利得偏差 ΔＧ［[dB]、逆位相からの位相偏差 Δｄ［deg］とすると、２信号の合成におけるキャンセル量Ｐ［dB］の関係は、（１）式に示されることが知られている。
【００１２】
【数１】
【００１３】
（１）式の関係を示したのが図１６である。図１６は、２信号の利得偏差、位相偏差とキャンセル量の関係を示す図である。
しかしながら、実際のフィードフォワード歪補償方式における歪検出ループ１９では、利得偏差及び位相偏差の周波数特性により広帯域にキャリア成分の大きなキャンセル量をとることは難しく、キャリア成分のキャンセル量は最大でも−３５［dB］程度となることが多い。
【００１４】
また、実際の主増幅器６の動作点における３次相互変調歪は−３５［dBc］程度となるため、実際のフィードフォワード歪補償方式における歪検出ループ１９における残留キャリア成分の電力と歪のみの成分の電力はほぼ同等であることが多い。
【００１５】
すなわち、歪検出ループ１９における残留キャリア成分の電力や歪のみの成分との相対位相の関係により、誤差増幅器１４に入力される残留キャリア成分を含む歪信号の電力及びピーク／平均電力比が変化し、よって誤差増幅器14の消費電力および誤差増幅器14から出力される歪信号が変化し、結果としてフィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果が変化する。
さらに、使用する主増幅器６及び誤差増幅器１４の利得の周波数特性や歪特性によっても様々に変化する。
【００１６】
［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開２００８−１４７８２０号公報「フィードフォワード増幅器」（出願人：株式会社日立国際電気／特許文献１）、Nick Pothecary "Feedforward Linear Amplifiers" Jul, 1999, Artech House Microwave Library（非特許文献１）がある。
【００１７】
特許文献１には、フィードフォワード増幅器において、制御回路１９で主増幅器６の利得低下分及び副増幅器１４の利得低下分に応じて減衰量を小さくなるよう可変減衰器４，１２を制御し、制御回路２３で主増幅器６の周囲温度及び副増幅器１４の周囲温度に応じた最適な減衰量となるよう可変減衰器２１，２２を制御することが示されている。
【００１８】
非特許文献１には、モバイル通信システム、ワイヤレスマルチメディアサービスのためのリニアフィードフォワード型パワーアンプの分析を提供し、高速データレートのアプリケーション用として、効率的なスペクトル線形変調方式及び広帯域での使用に関連した解説が為されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００８−１４７８２０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Nick Pothecary "Feedforward Linear Amplifiers" Jul, 1999, Artech House Microwave Library
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、従来のフィードフォワード歪補償方式では、ある一定のアルゴリズムに基づき可変移相器４及び可変減衰器５を変化させ、（Ａ）点における電力を最小とすることで歪検出ループ１９の制御を自動的に行っていた。
【００２２】
このため、抽出された残留キャリア成分を含む歪信号の電力及びピーク／平均電力比の状態によりフィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスが自動的に決定されるため、使用する主増幅器６及び誤差増幅器１４の様々な特性に応じた消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することが難しいという問題点があった。
【００２３】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することができるフィードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、歪検出ループが、主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、歪除去ループが、第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、主増幅器からの出力と誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、第１の制御手段と第２の制御手段を備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整することを特徴とする。
【００２５】
本発明は、上記フィードフォワード増幅器において、主増幅器の周囲の温度を検出し、温度情報を出力する温度検出部を備え、制御回路は、検出温度に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を記憶する温度テーブルを有する記憶部と、温度検出部からの温度情報に基づいて、温度テーブルを参照して、温度情報に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値から第１の基準電圧と第２の基準電圧を出力する制御部とを備えることを特徴とする。
【００２６】
本発明は、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、歪検出ループが、主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、歪除去ループが、第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、主増幅器からの出力と誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、第１の制御手段と第２の制御手段を備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器において、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【００２８】
本発明によれば、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器において、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器の制御回路の構成ブロック図である。
【図２】加算電圧検出部の回路図である。
【図３】一般的な乗算回路のブロック図である。
【図４】本実施の形態に係る可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係を示す図である。
【図５】従来の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
【図６】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【図７】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪（IM3_low）の関係の実験値を示す図である。
【図８】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪（IM3_high）の関係の実験値を示す図である。
【図９】本実施の形態の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
【図１０】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【図１１】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【図１２】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【図１３】従来及び本実施の形態の制御方法における自動制御範囲での各項目の規格値からの差の平均値を示す図である。
【図１４】フィードフォワード増幅器におけるキャリア成分の信号の流れを示すブロック図である。
【図１５】フィードフォワード増幅器における歪成分の信号の流れを示すブロック図である。
【図１６】２信号の利得偏差、位相偏差とキャンセル量の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器は、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有し、制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できるものである。
【００３１】
［本増幅器の構成］
本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器（本増幅器）は、図１４、図１５に示した構成と基本的には同様であるが、制御回路１８の構成及び処理に特徴があり、それにより、消費電力を最小となるよう可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での可変移相器又は可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できるものである。
【００３２】
本増幅器について、図１４，１５を参照しながら説明する。
本増幅器は、入力端子１から入力された信号は分配器３により分配される。分配された一方の信号は、可変移相器４、可変減衰器５を通りパイロット信号発生器１５から生成されるパイロット信号が注入された後、主増幅器６へ入力される。ここで、可変移相器４及び可変減衰器５は、制御回路１８により制御される。
また、分配器３で分配された他方の信号は、遅延線１０で遅延されて合成器１１に入力される。
【００３３】
主増幅器６の出力は分配器７に入力され、一方は遅延線８を通り合成器９へ、また他方は合成器１１へ入力される。
合成器１１では、遅延線１０を通った信号と分配器７の出力とが合成される。合成器１１の出力は、可変移相器１２、可変減衰器１３を通り誤差増幅器（副増幅器）１４に入力される。ここで、可変移相器１２及び可変減衰器１３は制御回路１８により制御される。
【００３４】
誤差増幅器１４の出力は、合成器９により遅延線８を通ってきた信号と合成され出力端子２より出力される。
また、合成器１１の出力点においては、キャリア検出器１６によりキャリア成分を検出し、この検出キャリアレベルを制御回路１８へ入力する。
また、合成器９の出力点においては、パイロット信号検出器１７により注入されたパイロット信号レベルを検出して制御回路１８へ入力する。
【００３５】
［本増幅器の動作］
次に、本増幅器の動作について説明する。
入力端子１から入力された信号は分配器３により分配され、一方の信号経路と他方の信号経路に出力される。一方の信号経路と他方の信号経路とは合成器１１で合成され、合成出力のキャリア成分がキャリア検出器１６で検出されて制御回路１８に入力される。
【００３６】
制御回路１８は、キャリア検出器１６の出力が最小になるように、可変移相器４及び可変減衰器５を制御する。このように制御することで、一方の信号経路と他方の信号経路とは同振幅、逆位相になり合成器１１の出力において主増幅器６の歪成分のみが抽出されることになる。
【００３７】
また、合成器１１により抽出された歪成分は可変移相器１２、可変減衰器１３を通り誤差増幅器１４で増幅された後、合成器９で遅延線８を通ってきた信号と合成される。合成器９の出力に含まれるパイロット信号成分はパイロット検出器１７により検出されて制御回路１８へ入力される。
【００３８】
制御回路１８は、パイロット検出器１７の出力が最小になるように、可変移相器１２及び可変減衰器１３を制御する。このように制御することで、分配器７で分配された一方の信号経路と他方の信号経路とは同振幅、逆位相になり、主増幅器６で発生した歪を打ち消すことができる。
【００３９】
［動作原理］
次に、本実施の形態を理解するために、動作原理として、フィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９及び歪除去ループ２０とフィードフォワード歪補償方式の利得の関係について説明する。
図１４、図１５に示すフィードフォワード歪補償方式において、分配器３において入力端子１から可変移相器４への分配比をｃ１とし、入力端子１から遅延線１０への分配比をγ１とする。
【００４０】
分配器７において主増幅器６から合成器１１への分配比をｃ２とし、主増幅器６から遅延線８への分配比をγ２とする。
合成器９において誤差増幅器１４から出力端子２への合成比をｃ３とし、遅延線８から出力端子２への合成比をγ３とする。
合成器１１において分配器７から可変移送器１２への合成比をｃ４とし、遅延線１０から可変移送器１２への合成比をγ４とする。
【００４１】
遅延線８及び遅延線１０の損失をそれぞれｌ１（エル１）、ｌ２（エル２）とする。
可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得をＧＭとし、可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得をＧＥとする。
入力端子１に入力される入力電圧をＶinとし、出力端子２に出力される出力電圧をＶoutとする。
【００４２】
ここでｃ１からｃ４までの各値と、γ１からγ４までの各値と、ｌ１とｌ２及びＧＭとＧＥ及びＶin、Ｖoutは、すべてキャリア成分であり、かつ真数であるとする。このとき図１４に示すフィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは（２）式で表される。
【００４３】
【数２】
【００４４】
出力電圧Ｖoutは、主増幅器と誤差増幅器の合成から求められるので（３）式にて表される。
【数３】
【００４５】
ただし、合成器１１での２信号の位相差は逆位相であるとする。（２）式及び（３）式からフィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（４）式で表される。
【数４】
【００４６】
ここで、歪検出ループ１９が完全に機能している場合、すなわち２信号の利得偏差及び位相偏差が無い場合は、信号経路（２）と信号経路（３）の値が等しいので、（５）式が成立する。
【数５】
【００４７】
更に、それを基に可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭを求めると（６）式になる。
【数６】
【００４８】
（５）式と（６）式を（４）式に代入すると、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（７）式で表される。
【数７】
【００４９】
すなわち、歪検出ループ１９が完全に機能（歪検出）している場合、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
【００５０】
また、歪除去ループ２０が完全に機能している場合、すなわち２信号の利得偏差及び位相偏差が無い場合、図１５において信号経路（５）と信号経路（６）の値が等しいので、（８）式が成立する。
【数８】
【００５１】
更に、それを基に可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥを求めると（９）式になる。
【数９】
【００５２】
（８）式と（９）式を（４）式に代入すると、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（１０）式で表される。
【数１０】
【００５３】
すなわち、歪除去ループ２０が完全に機能している場合、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
よって、歪検出ループ１９と歪除去ループ２０のどちらか一方のキャンセルが取れている時、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ、及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
【００５４】
本発明の実施の形態では、上記フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９の制御方法を変化させることで、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することを可能にするものである。
つまり、消費電力より歪補償効果に重みを置く設定と、歪補償効果より消費電力に重みを置く設定が可能となる。
【００５５】
［制御回路：図１］
本増幅器における制御回路について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器の制御回路の構成ブロック図である。
本増幅器の制御回路１８は、図１に示すように、制御部１８１と、記憶部１８２と、第１の基準電圧供給部１８３と、第２の基準電圧供給部１８４と、加算電圧検出部１８５とを基本的に有している。
尚、制御部１８１は、制御回路１８内の各部に接続している。
【００５６】
［制御回路の各部］
本増幅器の制御回路の各部について具体的に説明する。
制御部１８１は、キャリア検出部１６で検出されたキャリア成分を入力し、キャリア成分が最小になるよう可変移相器４に対して制御電圧V_PH1を出力すると共に可変減衰器５に対して制御電圧V_AT1を出力する。
また、制御部１８１は、パイロット信号検出部１７で検出されたパイロット信号成分を入力し、パイロット信号成分が最小になるよう可変移相器１２に対して制御電圧V_PH2を出力すると共に可変減衰器１３に対して制御電圧V_AT2を出力する。尚、図１において、可変移相器１２と可変減衰器１３に対して出力される制御電圧は省略している。
【００５７】
制御部１８１は、主増幅器６の周囲の温度を検出する温度検出部２４から検出した温度データを入力する。
また、制御部１８１は、第１の基準電圧供給部１８３に第１の基準電圧の値を出力し、第２の基準電圧供給部１８４に第２の基準電圧の値を出力する。
【００５８】
制御部１８１は、加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detの値が最小になるよう第１の基準電圧の値、第２の基準電圧の値を設定する。
また、制御部１８１は、温度検出部２４から入力された温度データを読み込み、記憶部１８２の温度テーブル１８２ａを参照し、当該温度データに対応する第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を読み取り、第１の基準電圧供給部１８３と第２の基準電圧供給部１８４に設定するようにしてもよい。
【００５９】
また、制御部１８１は、外部からオペレータによって可変移相器４の制御電圧V_PH1又は／及び可変減衰器５の制御電圧V_AT1をずらして設定する調整できるものとなっている。
そして、制御部１８１は、上記制御電圧をずらして設定された場合に、加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを検出し、第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を変更し、出力電圧V_detの値が最小になるよう第１の基準電圧の値、第２の基準電圧の値を調整して設定する。
【００６０】
記憶部１８２は、温度テーブル１８２ａ等を記憶している。
温度テーブル１８２ａは、温度検出部２４で検出された温度の値に対応した最適な第１の基準電圧の値及び第２の基準電圧の値を記憶している。
【００６１】
第１の基準電圧供給部１８３は、制御部１８１からの第１の基準電圧の値に基づいて第１の基準電圧V_Ref_PH1を出力する。第１の基準電圧は、可変移相器４に対応した基準電圧である。
第２の基準電圧供給部１８４は、制御部１８１からの第２の基準電圧の値に基づいて第２の基準電圧V_Ref_AT1を出力する。第２の基準電圧は、可変減衰器５に対応した基準電圧である。
【００６２】
加算電圧検出部１８５は、制御部１８１から出力された可変移相器４への制御電圧V_PH1と可変減衰器５への制御電圧V_AT1を入力し、第１の基準電圧供給部１８３から第１の基準電圧V_Ref_PH1を入力し、第２の基準電圧供給部１８４から第２の基準電圧V_Ref_AT1を入力し、キャリア検出部１６から出力電圧（キャリア検出信号）Vdet_refを入力し、乗算処理及び加算処理を行い、出力電圧V_detを制御部１８１に出力する。
加算電圧検出部１８５の詳細は後述する。
【００６３】
［加算電圧検出部１８５：図２］
次に、制御回路１８における加算電圧検出部１８５の具体的回路について図２を参照しながら説明する。図２は、加算電圧検出部の回路図である。
加算電圧検出部１８５は、図２に示すように、乗算器２１と、乗算器２２と、加算器２３とを備えている。
【００６４】
［加算電圧検出部の各部］
乗算器２１は、可変減衰器５の制御電圧V_AT1と第２の基準電圧V_Ref_AT1とを乗算する。尚、乗算器２１では、乗算係数αが乗算される。
乗算器２２は、可変移相器４の制御電圧V_PH1と第２の基準電圧V_Ref_PH1とを乗算する。尚、乗算器２２では、乗算係数βが乗算される。
【００６５】
加算器２３は、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refと乗算器２１の出力電圧と乗算器２２の出力電圧を加算する。
加算器２３は、乗算器２１からの出力電圧を入力する端子には抵抗Ｒ１が接続され、乗算器２２からの出力電圧を入力する端子には抵抗Ｒ２が接続され、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refを入力する端子には抵抗Ｒ３が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプの入力端子（−）に入力している。オペアンプの入力端子（＋）は抵抗を介して接地され、オペアンプの出力は、抵抗Ｒを介して入力端子（−）に帰還している。
【００６６】
［乗算回路：図３］
図３は、一般的な乗算回路のブロック図である。図３において係数Kは入力電圧V2に反比例して抵抗値を変化させることができる素子の抵抗係数である。
図３において、V1はＦＥＴ（Field Effect Transistor）のソース（Ｓ）に接続し、V2はＦＥＴのゲート（Ｇ）に入力し、ＦＥＴのドレイン（Ｄ）がオペアンプの入力端子（−）に接続し、入力端子（＋）が接地され、オペアンプの出力が抵抗Ｒを介して入力端子（−）に帰還している。
【００６７】
図３において、ＦＥＴのソース（Ｓ）とドレイン（Ｄ）間の抵抗Ｒdsは、
Ｒds＝K／V2 であり、
オペアンプからの出力電圧Voは、
Vo＝−R／K＊V1＊V2 となる。
【００６８】
また、図２において、αを乗算器２１の乗算係数、βを乗算器２２の乗算係数とすると、加算器２３の出力電圧V_detは、（１１）式で表される。
【数１１】
【００６９】
（１１）式は、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refに可変減衰器５の制御電圧V_AT1に比例する電圧と可変移相器４の制御電圧V_PH1に比例する電圧を加算している。
例えば、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refが（１２）式に示すような可変減衰器５の制御電圧V_AT1のみの関数であり、かつ基準電圧V_Ref_PH1＝0であるとして、（１１）式は、（１３）式のようになる。また、（１１）式における一部分を（１４）式に示すように、「ε」とおく。
【００７０】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【００７１】
従来方法によるキャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refの最小値は、（１２）式よりV_AT1 ＝ δで与えられる。ここで、δは任意の値とする。
（１３）式では電圧V_detの最小値が V_AT1 ＝ δ − ε／２ で与えられるため、Ｒ１／Ｒの値により加算器２３の出力電圧V_detの最小値を得る可変減衰器５の制御電圧を任意にずらすことが可能となる。
【００７２】
歪除去ループ２０の制御方法は従来通り、すなわち、歪除去ループ２０が完全に機能しているとすることで、フィードフォワード歪補償方式の利得ＧffはV_AT1の値によらず一定となる。
キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refが可変移相器４の制御電圧V_PH1のみの関数であるとした場合も、同様に最小値を得る可変減衰器５の制御電圧を任意にずらすことが可能となる。
【００７３】
［可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係：図４］
図４は、本実施の形態に係る可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係を示す図である。
図４に示したように、実際にはキャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refは、可変移相器４の制御電圧V_PH1と可変減衰器５の制御電圧V_AT1の関数として表されるので、（１１）式に示す本実施の形態による加算器２３の出力電圧の最小値をとる可変移相器４の制御電圧V_PH1と可変減衰器５の制御電圧V_AT1をR、R1、R2、R3、V_Ref_AT1、V_Ref_PH1を適切に設定することで任意にずらすことが可能となる。
【００７４】
［実験結果］
次に、従来の自動制御範囲、従来の効率、従来の下側３次相互変調歪の関係、従来の上側３次相互変調歪の関係と比較しながら、本実施の形態における自動制御範囲、効率、下側３次相互変調歪の関係、上側３次相互変調歪の関係について図５〜図１２を参照しながら説明する。
【００７５】
［従来の自動制御範囲：図５］
図５は、従来の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
ここで、AT1は可変減衰器５における制御電圧のある基準電圧からの差を示す制御値番号であり、PH1は可変移相器４における制御電圧のある基準電圧からの差を示す制御値番号である。
このとき、歪除去ループ２０は完全にキャンセルが取れている状態であり、AT1及びPH1を変化させてもフィードフォワード歪補償方式増幅器の利得及び出力電力は一定である。
【００７６】
［従来の効率：図６］
また、図６は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
［従来の下側３次相互変調歪：図７］
図７は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪（IM3_low）の関係の実験値を示す図である。
［従来の上側３次相互変調歪：図８］
図８は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪（IM3_high）の関係の実験値を示す図である。
【００７７】
［実施の形態の自動制御範囲：図９］
また、図９は、本実施の形態の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
［実施の形態の効率：図１０］
図１０は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【００７８】
［実施の形態の下側３次相互変調歪：図１１］
図１１は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
［実施の形態の上側３次相互変調歪：図１２］
図１２は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【００７９】
図５から図８において、図１５に示す従来の制御方法における自動制御範囲は、効率、下側３次相互変調歪、上側３次相互変調歪の最適範囲からずれた範囲となっている。
しかしながら、図１０から図１２において、図９に示す本実施の形態の制御方法における自動制御範囲は、効率、下側３次相互変調歪、上側３次相互変調歪の最適範囲のバランスがよい範囲となっている。
【００８０】
［従来と本実施の形態の効率等比較：図１３］
図１３は、従来及び本実施の形態の制御方法における自動制御範囲での各項目の規格値からの差の平均値を示す図である。
従来の制御方法では、上側３次相互変調歪の取り得る平均値に余裕があるが、本実施の形態による制御方法では、下側及び上側３次相互変調歪の取り得る平均値はバランスが取れかつ効率も向上している結果となっている。
また、（１１）式の計算を行う演算処理機能を備えることでも同様の効果が期待できる。
【００８１】
［実施の形態の効果］
本増幅器によれば、フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９において、可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定（変更）した場合に、制御回路１８内の加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを検出して、当該出力電圧が最小となるよう可変移相器４に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、可変減衰器５に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1を調整するようにしているので、消費電力を最小となるよう可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定することができ、主増幅器６、誤差増幅器１４の特性に応じて、最小消費電力での可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
本発明は、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することができるフィードフォワード増幅器に好適である。
【符号の説明】
【００８３】
１…入力端子、 ２…出力端子、 ３…分配器、 ４…可変移相器、 ５…可変減衰器、 ６…主増幅器、 ７…分配器、 ８…遅延線、 ９…合成器、 １０…遅延線、 １１…合成器、 １２…可変移相器、 １３…可変減衰器、 １４…誤差増幅器、 １５…パイロット信号発生器、 １６…キャリア検出器、 １７…パイロット信号検出器、 １８…制御回路、 １９…歪検出ループ、 ２０…歪除去ループ、 ２１…乗算器、 ２２…乗算器、 ２３…加算器、 ２４…温度検出部、 １８１…制御部、 １８２…記憶部、 １８２ａ…温度テーブル、 １８３…第１の基準電圧供給部、 １８４…第２の基準電圧供給部、 １８５…加算電圧検出部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィードフォワード増幅器に係り、特に、歪検出ループの制御方法を変化させることで、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することが可能なフィードフォワード増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
［従来の技術］
一般に高いピーク／平均電力比を持つ変調波信号を増幅する場合、効率を高めるために増幅器のバック・オフを小さくすると線形性が悪化し、大きな歪を生じる。反対に線形性を良くするためにバック・オフを大きくすると効率が悪くなる。
【０００３】
また、移動体通信で使用されているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）等の多数のキャリアを小さな周波数間隔で並べる多重化方式を採用する場合、増幅器の非線形性により、キャリア同士の相互変調が生じ、その結果キャリア信号近傍に相互変調歪が発生する。
【０００４】
［フィードフォワード増幅器：図１４，１５］
このような小さなバック・オフで生じる相互変調歪をはじめとする各種の歪成分を補償する方法として図１４及び図１５に示すフィードフォワード歪補償方式がある。図１４は、フィードフォワード増幅器におけるキャリア成分の信号の流れを示すブロック図であり、図１５は、フィードフォワード増幅器における歪成分の信号の流れを示すブロック図である。
【０００５】
フィードフォワード歪補償方式では、歪検出ループ１９及び歪除去ループ２０という２種類のフィードフォワードループを用いる。
歪検出ループ１９では、信号経路（２）に示すように、入力端子１から入力された信号が電力分配器３により２つの信号に分割され、一方の信号は可変移相器４及び可変減衰器５を通り、パイロット信号発生器１５から生成されるパイロット信号が注入された後に、主増幅器６を通り電力分配器７にて電力合成器１１に入力される信号に分割される。
【０００６】
電力分配器３で分割された他の信号は、信号経路（３）に示すように遅延線１０を通り、電力合成器１１に供給される。
信号経路（２）及び信号経路（３）にて供給された信号は、電力合成器１１で結合されることにより電力合成器１１の出力点（Ａ）において歪信号を生成している。
【０００７】
歪信号のキャリア成分の残留を抑え、主増幅器６にて発生する歪成分のみを歪信号として取り出すため、信号経路（２）及び信号経路（３）における遅延時間は一致するよう設定されており、２種類の信号中のキャリア成分の振幅及び位相を可変移相器４及び可変減衰器５により同振幅及び逆位相にし、キャリア検出器１６において検波電力が最小となるように制御回路１８により制御される。
【０００８】
また、歪除去ループ２０では、信号経路（１）に示すように、主増幅器６の出力信号を電力分配器７及び遅延線８を介し電力合成器９に供給させる一方で、信号経路（４）に示すように、歪信号を可変移相器１２、可変減衰器１３及び誤差増幅器１４を介し電力合成器９に供給させる。
信号経路（１）及び信号経路（４）にて供給された信号は、電力合成器９で結合させることにより低歪出力信号として出力端子２から出力される。
【０００９】
低歪出力信号の歪成分の残留を抑えるため、図１５に示すように、主増幅器６の出力を起点とした信号経路（５）及び信号経路（６）における遅延時間は一致するよう設定されており、低歪出力信号生成のため結合の対象となる２種類の信号中の歪成分の振幅及び位相を可変移相器１２及び可変減衰器１３により同振幅および逆位相にし、パイロット信号検出器１７において歪成分の帯域に注入されたパイロット信号が最小となるように制御回路１８により制御される。
【００１０】
すなわちフィードフォワード歪補償方式では、電力合成器１１の出力点（Ａ）において２信号を合成し、その電力を最小とすることで誤差増幅器１４の動作点を最小とし、結果として誤差増幅器１４の消費電力及び誤差増幅器１４で発生する歪を最小にし、さらに低歪出力信号へ誤差増幅器１４で発生する歪の影響を最小としている。
【００１１】
一般に２信号の利得偏差 ΔＧ［[dB]、逆位相からの位相偏差 Δｄ［deg］とすると、２信号の合成におけるキャンセル量Ｐ［dB］の関係は、（１）式に示されることが知られている。
【００１２】
【数１】
【００１３】
（１）式の関係を示したのが図１６である。図１６は、２信号の利得偏差、位相偏差とキャンセル量の関係を示す図である。
しかしながら、実際のフィードフォワード歪補償方式における歪検出ループ１９では、利得偏差及び位相偏差の周波数特性により広帯域にキャリア成分の大きなキャンセル量をとることは難しく、キャリア成分のキャンセル量は最大でも−３５［dB］程度となることが多い。
【００１４】
また、実際の主増幅器６の動作点における３次相互変調歪は−３５［dBc］程度となるため、実際のフィードフォワード歪補償方式における歪検出ループ１９における残留キャリア成分の電力と歪のみの成分の電力はほぼ同等であることが多い。
【００１５】
すなわち、歪検出ループ１９における残留キャリア成分の電力や歪のみの成分との相対位相の関係により、誤差増幅器１４に入力される残留キャリア成分を含む歪信号の電力及びピーク／平均電力比が変化し、よって誤差増幅器14の消費電力および誤差増幅器14から出力される歪信号が変化し、結果としてフィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果が変化する。
さらに、使用する主増幅器６及び誤差増幅器１４の利得の周波数特性や歪特性によっても様々に変化する。
【００１６】
［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開２００８−１４７８２０号公報「フィードフォワード増幅器」（出願人：株式会社日立国際電気／特許文献１）、Nick Pothecary "Feedforward Linear Amplifiers" Jul, 1999, Artech House Microwave Library（非特許文献１）がある。
【００１７】
特許文献１には、フィードフォワード増幅器において、制御回路１９で主増幅器６の利得低下分及び副増幅器１４の利得低下分に応じて減衰量を小さくなるよう可変減衰器４，１２を制御し、制御回路２３で主増幅器６の周囲温度及び副増幅器１４の周囲温度に応じた最適な減衰量となるよう可変減衰器２１，２２を制御することが示されている。
【００１８】
非特許文献１には、モバイル通信システム、ワイヤレスマルチメディアサービスのためのリニアフィードフォワード型パワーアンプの分析を提供し、高速データレートのアプリケーション用として、効率的なスペクトル線形変調方式及び広帯域での使用に関連した解説が為されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００８−１４７８２０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Nick Pothecary "Feedforward Linear Amplifiers" Jul, 1999, Artech House Microwave Library
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、従来のフィードフォワード歪補償方式では、ある一定のアルゴリズムに基づき可変移相器４及び可変減衰器５を変化させ、（Ａ）点における電力を最小とすることで歪検出ループ１９の制御を自動的に行っていた。
【００２２】
このため、抽出された残留キャリア成分を含む歪信号の電力及びピーク／平均電力比の状態によりフィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスが自動的に決定されるため、使用する主増幅器６及び誤差増幅器１４の様々な特性に応じた消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することが難しいという問題点があった。
【００２３】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することができるフィードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、歪検出ループが、主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、歪除去ループが、第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、主増幅器からの出力と誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、第１の制御手段と第２の制御手段を備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整することを特徴とする。
【００２５】
本発明は、上記フィードフォワード増幅器において、主増幅器の周囲の温度を検出し、温度情報を出力する温度検出部を備え、制御回路は、検出温度に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を記憶する温度テーブルを有する記憶部と、温度検出部からの温度情報に基づいて、温度テーブルを参照して、温度情報に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値から第１の基準電圧と第２の基準電圧を出力する制御部とを備えることを特徴とする。
【００２６】
本発明は、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、歪検出ループが、主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、歪除去ループが、第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、主増幅器からの出力と誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、第１の制御手段と第２の制御手段を備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器において、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【００２８】
本発明によれば、主増幅器と、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器において、検出したキャリア成分が最小となるよう第１の可変移相器と第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段と、検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう第２の可変移相器と第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを備える制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器の制御回路の構成ブロック図である。
【図２】加算電圧検出部の回路図である。
【図３】一般的な乗算回路のブロック図である。
【図４】本実施の形態に係る可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係を示す図である。
【図５】従来の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
【図６】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【図７】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪（IM3_low）の関係の実験値を示す図である。
【図８】従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪（IM3_high）の関係の実験値を示す図である。
【図９】本実施の形態の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
【図１０】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【図１１】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【図１２】本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【図１３】従来及び本実施の形態の制御方法における自動制御範囲での各項目の規格値からの差の平均値を示す図である。
【図１４】フィードフォワード増幅器におけるキャリア成分の信号の流れを示すブロック図である。
【図１５】フィードフォワード増幅器における歪成分の信号の流れを示すブロック図である。
【図１６】２信号の利得偏差、位相偏差とキャンセル量の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器は、主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有し、制御回路が、第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、第１の乗算器からの出力と、第２の乗算器からの出力と、キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、第１の可変移相器への制御電圧、第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう第１の基準電圧、第２の基準電圧を調整する制御部とを有するようにしているので、消費電力を最小となるよう第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での第１の可変移相器又は第１の可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できるものである。
【００３１】
［本増幅器の構成］
本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器（本増幅器）は、図１４、図１５に示した構成と基本的には同様であるが、制御回路１８の構成及び処理に特徴があり、それにより、消費電力を最小となるよう可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧をずらして設定することができ、主増幅器、誤差増幅器の特性に応じて、最小消費電力での可変移相器又は可変減衰器に対する制御電圧を任意に設定できるものである。
【００３２】
本増幅器について、図１４，１５を参照しながら説明する。
本増幅器は、入力端子１から入力された信号は分配器３により分配される。分配された一方の信号は、可変移相器４、可変減衰器５を通りパイロット信号発生器１５から生成されるパイロット信号が注入された後、主増幅器６へ入力される。ここで、可変移相器４及び可変減衰器５は、制御回路１８により制御される。
また、分配器３で分配された他方の信号は、遅延線１０で遅延されて合成器１１に入力される。
【００３３】
主増幅器６の出力は分配器７に入力され、一方は遅延線８を通り合成器９へ、また他方は合成器１１へ入力される。
合成器１１では、遅延線１０を通った信号と分配器７の出力とが合成される。合成器１１の出力は、可変移相器１２、可変減衰器１３を通り誤差増幅器（副増幅器）１４に入力される。ここで、可変移相器１２及び可変減衰器１３は制御回路１８により制御される。
【００３４】
誤差増幅器１４の出力は、合成器９により遅延線８を通ってきた信号と合成され出力端子２より出力される。
また、合成器１１の出力点においては、キャリア検出器１６によりキャリア成分を検出し、この検出キャリアレベルを制御回路１８へ入力する。
また、合成器９の出力点においては、パイロット信号検出器１７により注入されたパイロット信号レベルを検出して制御回路１８へ入力する。
【００３５】
［本増幅器の動作］
次に、本増幅器の動作について説明する。
入力端子１から入力された信号は分配器３により分配され、一方の信号経路と他方の信号経路に出力される。一方の信号経路と他方の信号経路とは合成器１１で合成され、合成出力のキャリア成分がキャリア検出器１６で検出されて制御回路１８に入力される。
【００３６】
制御回路１８は、キャリア検出器１６の出力が最小になるように、可変移相器４及び可変減衰器５を制御する。このように制御することで、一方の信号経路と他方の信号経路とは同振幅、逆位相になり合成器１１の出力において主増幅器６の歪成分のみが抽出されることになる。
【００３７】
また、合成器１１により抽出された歪成分は可変移相器１２、可変減衰器１３を通り誤差増幅器１４で増幅された後、合成器９で遅延線８を通ってきた信号と合成される。合成器９の出力に含まれるパイロット信号成分はパイロット検出器１７により検出されて制御回路１８へ入力される。
【００３８】
制御回路１８は、パイロット検出器１７の出力が最小になるように、可変移相器１２及び可変減衰器１３を制御する。このように制御することで、分配器７で分配された一方の信号経路と他方の信号経路とは同振幅、逆位相になり、主増幅器６で発生した歪を打ち消すことができる。
【００３９】
［動作原理］
次に、本実施の形態を理解するために、動作原理として、フィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９及び歪除去ループ２０とフィードフォワード歪補償方式の利得の関係について説明する。
図１４、図１５に示すフィードフォワード歪補償方式において、分配器３において入力端子１から可変移相器４への分配比をｃ１とし、入力端子１から遅延線１０への分配比をγ１とする。
【００４０】
分配器７において主増幅器６から合成器１１への分配比をｃ２とし、主増幅器６から遅延線８への分配比をγ２とする。
合成器９において誤差増幅器１４から出力端子２への合成比をｃ３とし、遅延線８から出力端子２への合成比をγ３とする。
合成器１１において分配器７から可変移送器１２への合成比をｃ４とし、遅延線１０から可変移送器１２への合成比をγ４とする。
【００４１】
遅延線８及び遅延線１０の損失をそれぞれｌ１（エル１）、ｌ２（エル２）とする。
可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得をＧＭとし、可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得をＧＥとする。
入力端子１に入力される入力電圧をＶinとし、出力端子２に出力される出力電圧をＶoutとする。
【００４２】
ここでｃ１からｃ４までの各値と、γ１からγ４までの各値と、ｌ１とｌ２及びＧＭとＧＥ及びＶin、Ｖoutは、すべてキャリア成分であり、かつ真数であるとする。このとき図１４に示すフィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは（２）式で表される。
【００４３】
【数２】
【００４４】
出力電圧Ｖoutは、主増幅器と誤差増幅器の合成から求められるので（３）式にて表される。
【数３】
【００４５】
ただし、合成器１１での２信号の位相差は逆位相であるとする。（２）式及び（３）式からフィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（４）式で表される。
【数４】
【００４６】
ここで、歪検出ループ１９が完全に機能している場合、すなわち２信号の利得偏差及び位相偏差が無い場合は、信号経路（２）と信号経路（３）の値が等しいので、（５）式が成立する。
【数５】
【００４７】
更に、それを基に可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭを求めると（６）式になる。
【数６】
【００４８】
（５）式と（６）式を（４）式に代入すると、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（７）式で表される。
【数７】
【００４９】
すなわち、歪検出ループ１９が完全に機能（歪検出）している場合、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
【００５０】
また、歪除去ループ２０が完全に機能している場合、すなわち２信号の利得偏差及び位相偏差が無い場合、図１５において信号経路（５）と信号経路（６）の値が等しいので、（８）式が成立する。
【数８】
【００５１】
更に、それを基に可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥを求めると（９）式になる。
【数９】
【００５２】
（８）式と（９）式を（４）式に代入すると、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、（１０）式で表される。
【数１０】
【００５３】
すなわち、歪除去ループ２０が完全に機能している場合、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
よって、歪検出ループ１９と歪除去ループ２０のどちらか一方のキャンセルが取れている時、フィードフォワード歪補償方式の利得Ｇffは、可変移送器４と可変減衰器５及び主増幅器６の合計利得ＧＭ、及び可変移送器１２と可変減衰器１３及び誤差増幅器１４の合計利得ＧＥによらず一定である。
【００５４】
本発明の実施の形態では、上記フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９の制御方法を変化させることで、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することを可能にするものである。
つまり、消費電力より歪補償効果に重みを置く設定と、歪補償効果より消費電力に重みを置く設定が可能となる。
【００５５】
［制御回路：図１］
本増幅器における制御回路について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るフィードフォワード増幅器の制御回路の構成ブロック図である。
本増幅器の制御回路１８は、図１に示すように、制御部１８１と、記憶部１８２と、第１の基準電圧供給部１８３と、第２の基準電圧供給部１８４と、加算電圧検出部１８５とを基本的に有している。
尚、制御部１８１は、制御回路１８内の各部に接続している。
【００５６】
［制御回路の各部］
本増幅器の制御回路の各部について具体的に説明する。
制御部１８１は、キャリア検出部１６で検出されたキャリア成分を入力し、キャリア成分が最小になるよう可変移相器４に対して制御電圧V_PH1を出力すると共に可変減衰器５に対して制御電圧V_AT1を出力する。
また、制御部１８１は、パイロット信号検出部１７で検出されたパイロット信号成分を入力し、パイロット信号成分が最小になるよう可変移相器１２に対して制御電圧V_PH2を出力すると共に可変減衰器１３に対して制御電圧V_AT2を出力する。尚、図１において、可変移相器１２と可変減衰器１３に対して出力される制御電圧は省略している。
【００５７】
制御部１８１は、主増幅器６の周囲の温度を検出する温度検出部２４から検出した温度データを入力する。
また、制御部１８１は、第１の基準電圧供給部１８３に第１の基準電圧の値を出力し、第２の基準電圧供給部１８４に第２の基準電圧の値を出力する。
【００５８】
制御部１８１は、加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detの値が最小になるよう第１の基準電圧の値、第２の基準電圧の値を設定する。
また、制御部１８１は、温度検出部２４から入力された温度データを読み込み、記憶部１８２の温度テーブル１８２ａを参照し、当該温度データに対応する第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を読み取り、第１の基準電圧供給部１８３と第２の基準電圧供給部１８４に設定するようにしてもよい。
【００５９】
また、制御部１８１は、外部からオペレータによって可変移相器４の制御電圧V_PH1又は／及び可変減衰器５の制御電圧V_AT1をずらして設定する調整できるものとなっている。
そして、制御部１８１は、上記制御電圧をずらして設定された場合に、加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを検出し、第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を変更し、出力電圧V_detの値が最小になるよう第１の基準電圧の値、第２の基準電圧の値を調整して設定する。
【００６０】
記憶部１８２は、温度テーブル１８２ａ等を記憶している。
温度テーブル１８２ａは、温度検出部２４で検出された温度の値に対応した最適な第１の基準電圧の値及び第２の基準電圧の値を記憶している。
【００６１】
第１の基準電圧供給部１８３は、制御部１８１からの第１の基準電圧の値に基づいて第１の基準電圧V_Ref_PH1を出力する。第１の基準電圧は、可変移相器４に対応した基準電圧である。
第２の基準電圧供給部１８４は、制御部１８１からの第２の基準電圧の値に基づいて第２の基準電圧V_Ref_AT1を出力する。第２の基準電圧は、可変減衰器５に対応した基準電圧である。
【００６２】
加算電圧検出部１８５は、制御部１８１から出力された可変移相器４への制御電圧V_PH1と可変減衰器５への制御電圧V_AT1を入力し、第１の基準電圧供給部１８３から第１の基準電圧V_Ref_PH1を入力し、第２の基準電圧供給部１８４から第２の基準電圧V_Ref_AT1を入力し、キャリア検出部１６から出力電圧（キャリア検出信号）Vdet_refを入力し、乗算処理及び加算処理を行い、出力電圧V_detを制御部１８１に出力する。
加算電圧検出部１８５の詳細は後述する。
【００６３】
［加算電圧検出部１８５：図２］
次に、制御回路１８における加算電圧検出部１８５の具体的回路について図２を参照しながら説明する。図２は、加算電圧検出部の回路図である。
加算電圧検出部１８５は、図２に示すように、乗算器２１と、乗算器２２と、加算器２３とを備えている。
【００６４】
［加算電圧検出部の各部］
乗算器２１は、可変減衰器５の制御電圧V_AT1と第２の基準電圧V_Ref_AT1とを乗算する。尚、乗算器２１では、乗算係数αが乗算される。
乗算器２２は、可変移相器４の制御電圧V_PH1と第２の基準電圧V_Ref_PH1とを乗算する。尚、乗算器２２では、乗算係数βが乗算される。
【００６５】
加算器２３は、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refと乗算器２１の出力電圧と乗算器２２の出力電圧を加算する。
加算器２３は、乗算器２１からの出力電圧を入力する端子には抵抗Ｒ１が接続され、乗算器２２からの出力電圧を入力する端子には抵抗Ｒ２が接続され、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refを入力する端子には抵抗Ｒ３が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してオペアンプの入力端子（−）に入力している。オペアンプの入力端子（＋）は抵抗を介して接地され、オペアンプの出力は、抵抗Ｒを介して入力端子（−）に帰還している。
【００６６】
［乗算回路：図３］
図３は、一般的な乗算回路のブロック図である。図３において係数Kは入力電圧V2に反比例して抵抗値を変化させることができる素子の抵抗係数である。
図３において、V1はＦＥＴ（Field Effect Transistor）のソース（Ｓ）に接続し、V2はＦＥＴのゲート（Ｇ）に入力し、ＦＥＴのドレイン（Ｄ）がオペアンプの入力端子（−）に接続し、入力端子（＋）が接地され、オペアンプの出力が抵抗Ｒを介して入力端子（−）に帰還している。
【００６７】
図３において、ＦＥＴのソース（Ｓ）とドレイン（Ｄ）間の抵抗Ｒdsは、
Ｒds＝K／V2 であり、
オペアンプからの出力電圧Voは、
Vo＝−R／K＊V1＊V2 となる。
【００６８】
また、図２において、αを乗算器２１の乗算係数、βを乗算器２２の乗算係数とすると、加算器２３の出力電圧V_detは、（１１）式で表される。
【数１１】
【００６９】
（１１）式は、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refに可変減衰器５の制御電圧V_AT1に比例する電圧と可変移相器４の制御電圧V_PH1に比例する電圧を加算している。
例えば、キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refが（１２）式に示すような可変減衰器５の制御電圧V_AT1のみの関数であり、かつ基準電圧V_Ref_PH1＝0であるとして、（１１）式は、（１３）式のようになる。また、（１１）式における一部分を（１４）式に示すように、「ε」とおく。
【００７０】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【００７１】
従来方法によるキャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refの最小値は、（１２）式よりV_AT1 ＝ δで与えられる。ここで、δは任意の値とする。
（１３）式では電圧V_detの最小値が V_AT1 ＝ δ − ε／２ で与えられるため、Ｒ１／Ｒの値により加算器２３の出力電圧V_detの最小値を得る可変減衰器５の制御電圧を任意にずらすことが可能となる。
【００７２】
歪除去ループ２０の制御方法は従来通り、すなわち、歪除去ループ２０が完全に機能しているとすることで、フィードフォワード歪補償方式の利得ＧffはV_AT1の値によらず一定となる。
キャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refが可変移相器４の制御電圧V_PH1のみの関数であるとした場合も、同様に最小値を得る可変減衰器５の制御電圧を任意にずらすことが可能となる。
【００７３】
［可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係：図４］
図４は、本実施の形態に係る可変減衰器５の制御電圧と加算回路２３の出力電圧の関係を示す図である。
図４に示したように、実際にはキャリア検出器１６の出力電圧Vdet_Refは、可変移相器４の制御電圧V_PH1と可変減衰器５の制御電圧V_AT1の関数として表されるので、（１１）式に示す本実施の形態による加算器２３の出力電圧の最小値をとる可変移相器４の制御電圧V_PH1と可変減衰器５の制御電圧V_AT1をR、R1、R2、R3、V_Ref_AT1、V_Ref_PH1を適切に設定することで任意にずらすことが可能となる。
【００７４】
［実験結果］
次に、従来の自動制御範囲、従来の効率、従来の下側３次相互変調歪の関係、従来の上側３次相互変調歪の関係と比較しながら、本実施の形態における自動制御範囲、効率、下側３次相互変調歪の関係、上側３次相互変調歪の関係について図５〜図１２を参照しながら説明する。
【００７５】
［従来の自動制御範囲：図５］
図５は、従来の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
ここで、AT1は可変減衰器５における制御電圧のある基準電圧からの差を示す制御値番号であり、PH1は可変移相器４における制御電圧のある基準電圧からの差を示す制御値番号である。
このとき、歪除去ループ２０は完全にキャンセルが取れている状態であり、AT1及びPH1を変化させてもフィードフォワード歪補償方式増幅器の利得及び出力電力は一定である。
【００７６】
［従来の効率：図６］
また、図６は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
［従来の下側３次相互変調歪：図７］
図７は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪（IM3_low）の関係の実験値を示す図である。
［従来の上側３次相互変調歪：図８］
図８は、従来の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪（IM3_high）の関係の実験値を示す図である。
【００７７】
［実施の形態の自動制御範囲：図９］
また、図９は、本実施の形態の制御方法におけるフィードフォワード歪補償方式の歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と自動制御範囲の関係の実験値を示す図である。
［実施の形態の効率：図１０］
図１０は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と効率の関係の実験値を示す図である。
【００７８】
［実施の形態の下側３次相互変調歪：図１１］
図１１は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と下側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
［実施の形態の上側３次相互変調歪：図１２］
図１２は、本実施の形態の制御方法における歪検出ループ１９の可変移送器４及び可変減衰器５の制御電圧を示す制御値番号と上側３次相互変調歪の関係の実験値を示す図である。
【００７９】
図５から図８において、図１５に示す従来の制御方法における自動制御範囲は、効率、下側３次相互変調歪、上側３次相互変調歪の最適範囲からずれた範囲となっている。
しかしながら、図１０から図１２において、図９に示す本実施の形態の制御方法における自動制御範囲は、効率、下側３次相互変調歪、上側３次相互変調歪の最適範囲のバランスがよい範囲となっている。
【００８０】
［従来と本実施の形態の効率等比較：図１３］
図１３は、従来及び本実施の形態の制御方法における自動制御範囲での各項目の規格値からの差の平均値を示す図である。
従来の制御方法では、上側３次相互変調歪の取り得る平均値に余裕があるが、本実施の形態による制御方法では、下側及び上側３次相互変調歪の取り得る平均値はバランスが取れかつ効率も向上している結果となっている。
また、（１１）式の計算を行う演算処理機能を備えることでも同様の効果が期待できる。
【００８１】
［実施の形態の効果］
本増幅器によれば、フィードフォワード歪補償方式の性質を利用し、歪検出ループ１９において、可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定（変更）した場合に、制御回路１８内の加算電圧検出部１８５からの出力電圧V_detを検出して、当該出力電圧が最小となるよう可変移相器４に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、可変減衰器５に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1を調整するようにしているので、消費電力を最小となるよう可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧V_PH1，V_AT1をずらして設定することができ、主増幅器６、誤差増幅器１４の特性に応じて、最小消費電力での可変移相器４又は可変減衰器５に対する制御電圧を任意に設定できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００８２】
本発明は、フィードフォワード歪補償方式での全体の消費電力及び歪補償効果のバランスを任意に設定することができるフィードフォワード増幅器に好適である。
【符号の説明】
【００８３】
１…入力端子、 ２…出力端子、 ３…分配器、 ４…可変移相器、 ５…可変減衰器、 ６…主増幅器、 ７…分配器、 ８…遅延線、 ９…合成器、 １０…遅延線、 １１…合成器、 １２…可変移相器、 １３…可変減衰器、 １４…誤差増幅器、 １５…パイロット信号発生器、 １６…キャリア検出器、 １７…パイロット信号検出器、 １８…制御回路、 １９…歪検出ループ、 ２０…歪除去ループ、 ２１…乗算器、 ２２…乗算器、 ２３…加算器、 ２４…温度検出部、 １８１…制御部、 １８２…記憶部、 １８２ａ…温度テーブル、 １８３…第１の基準電圧供給部、 １８４…第２の基準電圧供給部、 １８５…加算電圧検出部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主増幅器と、前記主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、前記主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、
前記歪検出ループが、
前記主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、
前記主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、
前記主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と前記主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、
前記第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、
前記検出したキャリア成分が最小となるよう前記第１の可変移相器と前記第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、
前記歪除去ループが、
前記第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、
前記主増幅器からの出力と前記誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、
前記第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、
前記検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう前記第２の可変移相器と前記第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、
前記第１の制御手段と前記第２の制御手段を備える制御回路が、
前記第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、前記第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、前記第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、前記第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、前記キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、前記加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、
前記加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
前記制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、前記出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【請求項２】
主増幅器の周囲の温度を検出し、温度情報を出力する温度検出部を備え、
制御回路は、検出温度に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を記憶する温度テーブルを有する記憶部と、
前記温度検出部からの温度情報に基づいて、前記温度テーブルを参照して、前記温度情報に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値から第１の基準電圧と第２の基準電圧を出力する制御部とを備えることを特徴とする請求項１記載のフィードフォワード増幅器。
【請求項３】
主増幅器と、前記主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、前記主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、
前記歪検出ループが、
前記主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、
前記主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、
前記主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と前記主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、
前記第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、
前記検出したキャリア成分が最小となるよう前記第１の可変移相器と前記第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、
前記歪除去ループが、
前記第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、
前記主増幅器からの出力と前記誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、
前記第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、
前記検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう前記第２の可変移相器と前記第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、
前記第１の制御手段と前記第２の制御手段を備える制御回路が、
前記第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と前記第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、前記第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と前記第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、前記第１の乗算器からの出力と、前記第２の乗算器からの出力と、前記キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、
前記第１の可変移相器への制御電圧、前記第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、前記加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう前記第１の基準電圧、前記第２の基準電圧を調整する制御部とを有することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【請求項１】
主増幅器と、前記主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、前記主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、
前記歪検出ループが、
前記主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、
前記主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、
前記主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と前記主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、
前記第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、
前記検出したキャリア成分が最小となるよう前記第１の可変移相器と前記第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、
前記歪除去ループが、
前記第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、
前記主増幅器からの出力と前記誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、
前記第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、
前記検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう前記第２の可変移相器と前記第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、
前記第１の制御手段と前記第２の制御手段を備える制御回路が、
前記第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧V_Ref_PH1、前記第１の可変移相器への制御電圧V_PH1、前記第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧V_Ref_AT1、前記第１の可変減衰器への制御電圧V_AT1、前記キャリア検出器の出力電圧Vdet_Ref、乗算係数α、乗算係数β、加算器における帰還抵抗R、前記加算器の入力端子に設けられた抵抗R1，R2，R3とした場合に、
前記加算器からの出力電圧V_detを以下の演算式で求め、
V_det＝R1／R・α・V_AT1・V_Ref_AT1＋R2／R・β・V_PH1・V_Ref_PH1＋R3／R・Vdet_Ref
前記制御電圧V_PH1，V_AT1を変更した場合に、前記出力電圧V_detが最小となるようR，R1，R2，R3，V_Ref_PH1，V_Ref_AT1を調整することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【請求項２】
主増幅器の周囲の温度を検出し、温度情報を出力する温度検出部を備え、
制御回路は、検出温度に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を記憶する温度テーブルを有する記憶部と、
前記温度検出部からの温度情報に基づいて、前記温度テーブルを参照して、前記温度情報に対応した第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値から第１の基準電圧と第２の基準電圧を出力する制御部とを備えることを特徴とする請求項１記載のフィードフォワード増幅器。
【請求項３】
主増幅器と、前記主増幅器の歪成分を検出する歪検出ループと、前記主増幅器の出力に検出された歪成分を注入して歪除去を行う歪除去ループとを有するフィードフォワード増幅器であって、
前記歪検出ループが、
前記主増幅器の入力にパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、
前記主増幅器の入力経路に設けられた第１の可変移相器と第１の可変減衰器と、
前記主増幅器への入力信号の一部を分岐した信号と前記主増幅器の出力の一部とを合成する第１の合成器と、
前記第１の合成器からの出力からキャリア成分を検出するキャリア検出器と、
前記検出したキャリア成分が最小となるよう前記第１の可変移相器と前記第１の可変減衰器を制御する第１の制御手段とを有し、
前記歪除去ループが、
前記第１の合成器からの出力を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の入力経路に設けられた第２の可変移相器と第２の可変減衰器と、
前記主増幅器からの出力と前記誤差増幅器からの出力を合成する第２の合成器と、
前記第２の合成器からの出力からパイロット信号を検出するパイロット信号検出器と、
前記検出したパイロット信号のレベルが最小となるよう前記第２の可変移相器と前記第２の可変減衰器を制御する第２の制御手段とを有し、
前記第１の制御手段と前記第２の制御手段を備える制御回路が、
前記第１の可変移相器に対応する第１の基準電圧と前記第１の可変移相器への制御電圧を乗算する第１の乗算器と、前記第１の可変減衰器に対応する第２の基準電圧と前記第１の可変減衰器への制御電圧を乗算する第２の乗算器と、前記第１の乗算器からの出力と、前記第２の乗算器からの出力と、前記キャリア検出器の出力を加算する加算器とを備える加算電圧検出部と、
前記第１の可変移相器への制御電圧、前記第１の可変減衰器への制御電圧を変更した場合に、前記加算電圧検出部からの出力電圧が最小となるよう前記第１の基準電圧、前記第２の基準電圧を調整する制御部とを有することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１１−１８２００５（Ｐ２０１１−１８２００５Ａ）
【公開日】平成２３年９月１５日（２０１１．９．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−４１４６３（Ｐ２０１０−４１４６３）
【出願日】平成２２年２月２６日（２０１０．２．２６）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１５日（２０１１．９．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２６日（２０１０．２．２６）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
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