半導体波長可変レーザ
【課題】低損失であり、かつ広い波長可変域を有する生産が容易な半導体波長可変レーザを提供すること。
【解決手段】波長可変レーザは、利得領域と、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域と、利得領域とフィルタ領域との間の位相調整領域と、出力端面とを備える。フィルタ領域は、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２×２光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる。リング共振器１及び２は、光導波路により直接接続され、直列に配置されている。リング共振器１及び２は、互いに異なるＦＳＲを有することにより波長可変域を拡大させている。２×２光カプラとリング共振器１及び２の接続、並びにリング共振器１及び２の間の接続にハイメサ光導波路を用いる。また、低損失かつ容易に作製可能なＭＭＩ光カプラを、リング共振器１及び２の光結合部分と２×２光カプラに用いる。
【解決手段】波長可変レーザは、利得領域と、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域と、利得領域とフィルタ領域との間の位相調整領域と、出力端面とを備える。フィルタ領域は、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２×２光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる。リング共振器１及び２は、光導波路により直接接続され、直列に配置されている。リング共振器１及び２は、互いに異なるＦＳＲを有することにより波長可変域を拡大させている。２×２光カプラとリング共振器１及び２の接続、並びにリング共振器１及び２の間の接続にハイメサ光導波路を用いる。また、低損失かつ容易に作製可能なＭＭＩ光カプラを、リング共振器１及び２の光結合部分と２×２光カプラに用いる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、波長多重大容量通信を支えるための重要な光部品である半導体波長可変レーザに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インターネットにおけるトラフィックの増大により、ノード間を結ぶ伝送には波長多重を用いて伝送容量を増加させている。波長可変レーザは、このような波長多重伝送において欠かすことのできない重要な光部品である。
【０００３】
このような中で、非特許文献１に示されるように、２重リング共振器を用いたモノリシック集積型波長可変レーザが提案されている。図１に構造図を示す。リング共振器は、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）で透過強度が大きくなる特長を持つ透過型光フィルタであり、このレーザでは、２つの異なるＦＳＲを持つリング共振器を用いることにより２つのＦＳＲの最小公倍数の周波数領域で波長可変動作を得る事を可能にしている（バーニア効果）。通信波長帯、例えばＣ帯（１５３０〜１５７０ｎｍ）をカバーするような大きな波長可変範囲を得るためには、ＦＳＲを大きく、すなわち共振器長を小さくする必要があり、急峻な曲げ半径が実現可能であるハイメサ光導波路を用いている。図２に、ハイメサ光導波路の断面構造図を示す。コア層および下部クラッド層まで垂直に半導体をエッチングした構造である。また、リング共振器の光カプラ部分には、光結合効率が５０％のマルチモード干渉（ＭＭＩ）光カプラを用いている。レーザの発振波長を変化させるためには、２つのリング共振器にそれぞれ独立に電流注入することにより光導波路の屈折率を変化させて共振ピーク波長を調整する。電流注入は、ナノ秒程度で高速に屈折率変調が可能である。さらに位相調整用の光導波路（位相調整領域）をレーザ内に設けることにより縦モード間隔を微調整し、正確に所望の発振波長に調整可能としている。この位相調整も電流注入によって行っている。
【０００４】
しかしながら、上述した図１に示される構造には以下のような問題点があった。第１の問題点は、高出力化が困難なことである。図１の構成では、利得領域からの光のうち２つのリング共振器の共振ピーク波長に一致した光が有効にフィルタ領域を通過し、端面により反射され、再びフィルタ領域を通過し利得領域に結合する。リング共振器は共振ピーク波長の光でさえ数ｄＢ程度の損失が存在し、リング共振器を通過する毎に損失が増大する。さらに端面からの反射率は、劈開端面のままでは約３０％しかなく約５．２ｄＢのミラー損失があった。端面に高反射膜を形成することによりミラー損失を低減することも可能であるが、高反射膜を形成した端面からの反射率も実際には１００％ではなく、数％から十数％の損失があった。したがって、２回のリング共振器の通過および端面におけるミラー損失により、利得領域へのフィードバック光は実際には１０ｄＢ前後の損失を受けてしまい、レーザ光出力の低下を招いていた。第２の問題点は、さらなる波長可変域の拡大が困難なことである。波長分割多重伝送方式を用いた現在の光通信システムにおいて、通信容量の大容量化とともに波長帯は前述のＣ帯のみではなく、Ｌ帯（１５７０−１６１０ｎｍ）やＳ帯（１４６０−１５３０ｎｍ）などの波長帯域も使用されている。したがって、１台の波長可変レーザで複数の波長帯をカバーできるより広い波長可変帯域を有することが求められている。しかしながら、非特許文献１の構成では、リング共振器のフィネスで決定される波長選択性能とのトレードオフから、最大でも波長可変域が５０ｎｍと限界があった。
【０００５】
リング共振器への通過回数の低減し、かつ端面反射を用いない構成として、図３に示すものが挙げられる。２つのリング共振器と非対称マッハツェンダ干渉計をループ状に接続したサニャック（Ｓａｇｎａｃ）干渉計をフィルタ領域に配置した、１チップ集積型半導体波長可変レーザである（非特許文献２参照）。この構成において、利得領域からの光は、1×２光カプラにより等分岐され、それぞれ右回りと左回りにループ内を周回し、再び１×２光カプラに入射する。右回り光と左回り光は同位相で１×２光カプラに再入射するため、ほぼ１００％の光結合効率で利得領域にフィードバックされる。このとき、２つのリング共振器のＦＳＲを異ならせ、バーニア効果により波長可変域を拡大する手法は図１の構成と同様であるが、各リング共振器への通過回数はループ構成により１回となる。通過回数の削減によりリング共振器に起因する損失は低減できるものの波長選択性能は劣化するので、その劣化を補うために非対称マッハツェンダ干渉計を第３のフィルタとしてサニャック干渉計のループに挿入する。こうした構成により、波長可変域拡大と波長選択性能の両立を試みている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−０６６３１８号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】IEEE Photonics Technology Letters, vol. 19, 2007, pp. 1322-1324
【非特許文献２】IEEE 21st International Semiconductor Laser Conference (ISLC 2008), 2008, pp. 153-154
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、第３のフィルタを波長制御のために追加することには生産上、重大な問題がある。それは、波長可変レーザの波長制御機構が複雑化し、例えば波長可変特性を取得するのに多大な測定時間を必要とすることである。リング共振器あるいはマッハツェンダ干渉計において、ＦＳＲおよび透過ピーク波長の設計値と実測値は必ずしも一致することはなく、実際の値には製造誤差で決まるばらつきが存在する。したがって、波長可変レーザの製造後には、レーザの発振波長とフィルタ領域に注入する電流（熱で制御する場合は印加電力、電圧で制御する場合は印加電圧）の関係を実際に調べなければ、レーザの発振波長を正確に制御することができない。例えば、リング共振器の共振ピークを隣の共振ピークまで移動させるのに１０ｍＡの注入電流が必要であったとする。図１の構成によりバーニア効果で波長可変域を拡大させた場合、２つのリング共振器にそれぞれ最大１０ｍＡの電流を注入することで波長可変域内のすべての波長を選択できることになる。０．１ｍＡのステップで上述の発振波長と電流の関係を取得する場合、１００×１００＝１００００点の数値データが必要になる。測定時間が１点あたり１秒かかる測定系（例えば電流源と波長計で構成）を用いた場合、１台の波長可変レーザの特性取得にかかる時間は約２．８時間になる。さらに波長制御フィルタが追加された図３の構成で同様な電流ステップ数の測定を行うと約２８０時間（１００×１００×１００＝１００００００点）が必要になることになる。上記の例は必要とする発振波長の精度やフィルタ形状、測定速度等に依存するが、急峻なフィルタ特性をもつリング共振器を含む場合、十分な測定ステップ数が必要になる。したがって、新たに波長制御フィルタを追加した図３の構成は波長制御機構が複雑化し、著しい量産性の低下を招いていた。
【０００９】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、低損失であり、かつ広い波長可変域を有する生産が容易な半導体波長可変レーザを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域を備える波長可変レーザにおいて、前記フィルタ領域は、クロスポートに対する結合効率が５０％未満の光結合器を有し、互いに異なる周波数間隔（ＦＳＲ）を有する第１及び第２のリング共振器と、前記利得領域からの光を、前記第１及び第２のリング共振器に向けて等分岐する第１の光結合器とを備え、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記第１のリング共振器と前記第２のリング共振器が、光導波路により直接接続され、直列に配置されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の第３の態様は、第１の態様において、前記第１のリング共振器が、前記第１の光結合器により等分岐された一方の光をさらに等分岐する第２の光結合器の出力ポートに接続されて第１のサニャック干渉計を構成し、前記第２のリング共振器が、前記第１の光結合器により等分岐された他方の光をさらに等分岐する第３の光結合器の出力ポートに接続されて第２のサニャック干渉計を構成し、前記第１及び第２のサニャック干渉計は並列に配置されていることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の第４の態様は、第１〜第３のいずれかの態様において、前記第１及び第２のリング共振器が、クロスポートに対する結合効率が５０％以上の光結合器を備え、共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路をリング共振器の周回内部にすることで実効的に結合効率を５０％未満としたリング共振器であることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の第５の態様は、第１〜第４のいずれかの態様において、前記光結合器が、それぞれマルチモード干渉カプラであることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の第６の態様は、第５の態様において、前記マルチモード干渉カプラは結合効率が１５％であり、８５％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の第７の態様は、第５の態様において、前記マルチモード干渉カプラは結合効率が２８％であり、７２％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の第８の態様は、第１〜第４のいずれかの態様において、前記光結合器が、それぞれ方向性結合器であることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の第９の態様は、第８の態様において、前記方向性結合器はリッジ型光導波路で構成されていることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の第１０の態様は、第１〜第９のいずれかの態様において、前記利得領域と前記フィルタ領域との間に、導波する光の位相を調整するための位相調整領域を備え、前記位相調整領域により発振波長を微調整可能とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、リング共振器のフィネスが向上するとともに、反射膜を形成することなしに利得領域への高い反射率が得られる。すなわち、波長制御が簡単で、広い波長可変帯域かつ低損失な特性を有する波長選択フィルタが容易に作製可能となる。よって、これまで実現できなかった高性能かつ低コストの半導体波長可変レーザを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】リング共振器を用いた従来の半導体波長可変レーザの構成図である。
【図２】ハイメサ光導波路の断面図である。
【図３】従来のループ型の半導体波長可変レーザの構成図である。
【図４】本発明の実施形態１に係る半導体波長可変レーザの構成図である。
【図５】実施形態１のリング共振器の透過スペクトル、およびフィルタ領域からの反射スペクトルを示す特性図である。
【図６】実施形態１に係る１５％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図（（ａ）は上面図、（ｂ）は断面図）である。
【図７】（ａ）は実施形態１に係る１５％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図、（ｂ）は伝搬の様子（シミュレーション）を示す図である。
【図８】実施形態１に係る２８％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図（（ａ）は上面図、（ｂ）は断面図）である。
【図９】実施形態１および従来技術に係る反射率差ΔＲと増倍係数Ｍの関係を示す特性図である。
【図１０】実施形態１および従来技術に係るフィルタ領域の損失と増倍係数Ｍの関係を示す特性図である。
【図１１】本発明の実施形態２に係る半導体波長可変レーザを示す構成図である。
【図１２】実施形態１及び２に係るフィルタ領域のロスとカプラの強度結合効率の関係を示す特性図である。
【図１３】（ａ）は従来技術のリング共振器、（ｂ）は実施形態３のリング共振器の構造を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態４に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図（（ａ）は平面図、（ｂ）は断面図）である。
【図１５】（ａ）は実施形態４のリッジ型光導波路を用いた方向性結合器の伝搬の様子（シミュレーション）を示す図、（ｂ）は結合効率と結合器の長さの関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２３】
（実施形態１）
図４に、実施形態１の半導体可変レーザを示す。図示のように、波長可変レーザは、利得領域と、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域と、利得領域とフィルタ領域との間の位相調整領域と、出力端面とを備える。フィルタ領域は、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２入力２出力型（２×２）光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる。リング共振器１及び２は、光導波路により直接接続され、直列に配置されている。２×２光カプラは、１入力２出力型（１×２）光カプラでもよい。
【００２４】
利得領域からの光は２×２光カプラ（「第１の光結合器」に対応）により等分岐され、それぞれ右回りと左回りにループ内を周回し、再び２×２光カプラに入射する。右回り光と左回り光は同位相で２×２光カプラに再入射するため、１００％の光結合効率で利得領域にフィードバックされる。
【００２５】
ループ内のリング共振器１及び２は、直列に配置され、かつ互いに異なるＦＳＲを有することにより波長可変域を拡大させている。ここで、リング共振器のＦＳＲは、
【００２６】
【数１】
【００２７】
と表せる。ここで、cは光速、neffは光導波路の実行屈折率、Ｌはリング共振器の共振器長である。リング共振器１及びリング共振器２のＦＳＲをそれぞれＦＳＲ１及びＦＳＲ２とすると、波長可変域Δλは、非特許文献１に示されているように、
【００２８】
【数２】
【００２９】
と表せる。ここで増倍係数Ｍは、
【００３０】
【数３】
【００３１】
と表せる。式（１）ないし（３）より、大きな波長可変範囲を得るためには、増倍係数Ｍを大きくするか、あるいはＦＳＲを大きくする必要がある。本実施形態の実施例では、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、ＦＳＲ２を４１７ＧＨｚ、Ｍを約２５とし、波長可変域Δλは１００００ＧＨｚ（８０ｎｍ）となった。これは、非特許文献１記載の従来技術と比較して１．５倍以上、非特許文献２と比較して２倍以上の波長可変性能である。
【００３２】
図５に、本実施形態に用いるリング共振器のそれぞれの透過スペクトル、及びフィルタ領域からの反射スペクトルを示す。Ｍを増大させるためには、上述の式（３）から分かるように、２つのＦＳＲの差を減少させる必要がある。その場合、２つのリング共振器の透過スペクトルの重なりが大きくなる。すなわち、フィルタ領域からの反射スペクトルにおいて、メインピークと隣接ピークの反射率差ΔＲが減少する。ΔＲはフィルタ領域の波長選択性能、つまり波長可変レーザのサイドモード抑圧比を決定する重要なパラメータである。リング共振器の共振が鋭ければ鋭いほど透過スペクトルの重なりが小さくなり、ΔＲは向上する。本実施形態の実施例では、ΔＲが１．５ｄＢであり、サイドモード抑圧比４０ｄＢ以上を得ている。
【００３３】
図６〜８を参照して、本実施形態の半導体波長可変レーザが備えるフィルタ領域の詳細を説明する。本実施形態では、２×２光カプラとリング共振器１及び２の接続、並びにリング共振器１及び２の間の接続に、急峻な曲げ半径が可能なハイメサ光導波路を用いる。これにより、曲げ半径を１０μｍ程度まで縮小しても曲げによる損失を無視できる。また、低損失かつ容易に作製可能なマルチモード干渉（ＭＭＩ）光カプラを、リング共振器１及び２の光結合部分と２×２光カプラに用いる。共振器長Ｌを小さくするには光結合部分の長さ（光結合長）も縮小しなければならないが、ハイメサ光導波路で構成される公知の方向性結合器では、作製上の問題がある。ハイメサ光導波路は、空気との比屈折率差が大きいため光の横方向へのしみ出しが小さい。したがって、光結合部分にハイメサ光導波路で構成された方向性結合器を用いた場合、光結合長を短くするためには２本のハイメサ光導波路の間隔を０．１ミクロン以下にする必要があるが、０．１ミクロン程度の幅をもつ深い溝（一般に３〜４ミクロン）をエッチング等で形成することは加工上、非常に困難である。
【００３４】
ＭＭＩ光カプラは、前記利点をもつ一方、固定の光結合効率しか得られないという欠点をもつ。特にリング共振器に用いる２×２ＭＭＩ光カプラの場合、入力ポートに入射された光のクロスポートへの光結合効率が、５０％、７２％、８５％の３つのタイプのみ考えられている。３つのタイプのＭＭＩ光カプラの長さＬMMIは、それぞれ次式で表される。
【００３５】
【数４】
【００３６】
【数５】
【００３７】
【数６】
【００３８】
ここで、ｎeqは等価屈折率、Ｗwgは入出力導波路の幅、Ｗgapは入出力導波路間隔、λは使用波長である。リング共振器は、その光結合部分においてクロスポートへの光結合効率が小さくなればなるほどフィネスが向上する特徴がある。すなわち、光がリング共振器をより周回し共振が鋭くなり波長選択性能が向上する。従来技術では、非特許文献１又は２で示されるように、３つのタイプのうち最も低い結合効率である５０％のＭＭＩカプラ(３ｄＢ−ＭＭＩカプラ)を用いるほかなかった。しかしながら、本実施形態では、利得領域からの光は、ループ構成によりフィルタ領域を１回のみ通過し、非特許文献１と比べ通過回数は半分となり、結合効率が５０％のＭＭＩカプラではフィルタ領域の波長選択性能が低下せざるを得ない。したがって、本実施形態では、ＭＭＩカプラの構造を適切に設計することで５０％未満の低い結合効率を実現し、フィルタ領域の波長選択性能の向上を行っている。
【００３９】
図６に、本実施形態に係るＭＭＩカプラの構造図を示す。本実施形態の実施例では、Ｗwgを１．２μｍ、Ｗgapを０．５μｍ、ＷMMIを３．４μｍ、３ＬMMI-85%の値を７２μｍとして、図のように入出力導波路を光結合部分の両端に配置した。ＭＭＩカプラは、入射導波路とＷMMIとの相対位置関係により、入射光フィールドの結像の位置と強度が決定される特徴をもつ。８５％の結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラにおいて、入力ポートに入力された光は、前記結合効率で２分岐されて出力ポート（クロスポート及びバーポート）に結像される。ＭＭＩカプラの長さを２倍の２ＬMMI-85%にまで増やした場合、入力光フィールドは等しく分岐され、結合効率５０％のカプラとして動作する。さらにＭＭＩカプラの長さを３倍の3ＬMMI-85%にまで増やすと、今度は、結合効率が１５％で２分岐されて出力ポートに結像する。すなわち長さ２ＬMMI-85%を足すことにより、入力した導波路とは対称位置からの入力と等価になり、分岐比が反転する。これにより、結合効率が１５％という低結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラが実現できた。図７に、ビーム伝搬法で求めたシミュレーション結果を示す。
【００４０】
本実施形態では結合効率８５％のＭＭＩカプラを用いたが、結合効率７２％のＭＭＩカプラの長さを３倍にしても同様に分岐比が反転する。また、本実施形態に係るＭＭＩカプラのもう１つの例を図８に示す。この構造を用いることにより結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラが実現できる。
【００４１】
このように、ＭＭＩカプラの構造を適切に設計することで５０％未満の低い結合効率を実現し、フィルタ領域の波長選択性能の向上を図ることができるが、２×２ＭＭＩカプラの長さが３倍になるのでリング共振器の構造パラメータに制約が生じる。共振器長Ｌをもつリング共振器は、２つの２×２ＭＭＩカプラと曲がり導波路で構成される（図４参照）。曲がり導波路の曲率が一定の場合、曲がり半径Ｒは以下の式で表せる。
【００４２】
【数７】
【００４３】
曲がり導波路にハイメサ光導波路を用いた場合、前述したようＲを１０μｍ程度まで損失が小さいまま縮小できる。さらに、式（４）ないし（６）より、ＭＭＩ光カプラの構造パラメータのＷwgとＷgapを縮小すればＭＭＩ光カプラの長さを縮小できることがわかる。以上を勘案すると、本実施形態ではＷwg、Ｗgap、及びＦＳＲは下記の条件を満たせば良いことがわかる。
（１）入出力導波路幅Ｗwgは光がシングルモードで伝搬する条件であり、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。範囲として０．５〜３μｍ程度。上述の実施例では１．２μｍ。
（２）入出力導波路間隔Ｗｇａｐは、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。最小値は狭ギャップの作製精度に決まり、最大値は２μｍ程度。上述の実施例では０．５μｍ。
（３）周波数間隔ＦＳＲは、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。条件（１）及び（２）から範囲は５０〜６００ＧＨｚ程度。上述の実施例ではＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、ＦＳＲ２を４１７ＧＨｚ。
【００４４】
図９には、従来技術である非特許文献１の構成と本実施形態の構成を比較するため、フィルタ領域の波長選択性能を決めるΔＲと増倍係数Ｍの関係を計算で求めた結果を示す。計算では光導波路の損失を５ｄＢ／ｃｍ、光カプラの損失を０．５ｄＢ、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚとして計算した。Ｍを増大すると２つのリング共振器の透過スペクトルの重なりが大きくなるためΔＲが減少する。しかし、本実施形態の実施例では１５％という低い結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラを用いているため、ループ構成にしているにもかかわらずＭを２５まで増大することができた。これは従来技術と比較して約２倍の波長可変帯域の向上に相当する。図１０は、同様にフィルタ領域で発生する損失と増倍係数Ｍの関係を示している。結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラを用いることによって波長可変性能を微増しつつ約６．６ｄＢもの損失を減少させることが可能であることがわかる。これにより高反射膜を形成することなしに波長可変レーザの発振閾値が大幅に減少し、レーザ光出力が＋１３ｄＢｍ以上の高出力化が可能となった。
【００４５】
最後に、本実施形態に係る半導体波長可変レーザの作製方法について述べる。素子のレーザ活性層は、ｎ−ＩｎＰ基板上にｎ−ＩｎＰ層、ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰ多重量子井戸構造(ＭＱＷ)の活性層(フォトルミネッセンスピーク波長１．５３μｍ)と活性層の上下をＳＣＨ（Ｓｅｐａｒａｔｅ−ｃｏｎｆｉｎｅｍｅｎｔ ｈｅｔｅｒｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）層で閉じこめる構造とした。次にＳｉＯ2膜をスパッタリングにより成膜し、利得領域となる部分を除きエッチングにより除去、さらにパターン化されたＳｉＯ2膜をマスクとして活性層を除去する。次に、選択成長により１．４Ｑ組成、０．３μｍ膜厚のＩｎＧａＡｓＰ光導波路層をバットジョイント成長し、その後、ＳｉＯ2層を除去して基板全体にｐ−ＩｎＰ層、ｐ+−ＩｎＧａＡｓ層を成長した。次に、コア層の直上までエッチングされたリッジ型光導波路をフォトリソグラフィとウェットエッチングにより作製し、利得領域および位相調整領域を形成した。リング共振器部分を含むフィルタ領域は、フォトリソグラフィとドライエッチングにより、ハイメサ光導波路構造で一括作製し形成した。最後に、電流注入用電極を利得領域と位相調整領域のリッジ型光導波路のｐ+−ＩｎＧａＡｓ層上、さらにリング共振器の入出力導波路を構成するハイメサ光導波路のｐ+−ＩｎＧａＡｓ層上、および基板裏面に形成し完成となる。
【００４６】
（実施形態２）
実施形態２に係る半導体波長可変レーザを図１１に示す。本実施形態では、フィルタ領域が、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２×２光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる点で実施形態１と同様であるが、リング共振器１及び２はそれぞれ別個のサニャック干渉計を構成する点で異なる。２×２光カプラの出力ポートにサニャック干渉計がそれぞれ並列に接続されている。これにより、レーザ内を伝搬する光の位相を有効利用し、レーザ光出力の増大や波長可変域、あるいはサイドモード抑圧比のさらなる改善が可能となる。
【００４７】
利得領域からの光は、まず２×２光カプラ（「第１の光結合器」に対応）により等分岐される。等分岐された光は、さらに１×２光カプラ（「第２の光結合器」及び「第３の光結合器」に対応）によってそれぞれ等分岐され、右回りと左回りにループ内を周回する。右回り光と左回り光は、１×２光カプラの出力ポートに接続されたリング共振器を通過した後、それぞれ同位相で１×２光カプラに再入射するため、１００％の光結合効率でフィードバックされるのは実施形態１と等しい。また、ループ内に配置されたリング共振器は、互いに異なるＦＳＲをもち波長可変域を拡大させている。
【００４８】
フィードバックされた光は、ともに２×２光カプラに再入射する。経路２（リング共振器２を通過する経路）には、経路１（リング共振器１を通過する経路）と経路２との間の位相差が共振ピーク波長において常に０となるように、長さＬPhaseの位相調整部が付与されている。長さＬPhaseは、二つの経路長の差で決まり、
【００４９】
【数８】
【００５０】
と表せる。Ｌ１、Ｌ２は、それぞれ経路１、２の経路長である。経路１と経路２の経路長を等しくすることによって、２つのリング共振器の無限にある共振ピークのうち、ピークが一致した波長の光は、２×２光カプラに常に同位相で再入射し、利得領域に１００％フィードバックする。さらに重要なことに、それ以外の波長の光には位相と振幅に差が生じ、２×２光カプラによって分岐出力される。すなわち、位相と振幅の差に応じて２×２光カプラの放射導波路側にも光が出力され、共振ピーク波長以外の光は利得領域への結合効率が低下することになる。この効果により、メインピークと隣接ピークの反射率差ΔＲが実施形態１と比較して向上し、波長可変域やサイドモード抑圧比が改善する。このとき、経路間の位相関係は、リング共振器に電流注入し、ピーク波長を変化させても保たれる。さらに、リング共振器を直列接続構成から並列接続構成にすることは、フィルタ透過率が積から和になることに他ならない。例えば、1つのリング共振器のピーク透過率が０．５であった場合、フィルタ領域からの反射率はその積である０．２５から、分岐した和の０．５になる。つまり、フィルタ領域からの反射率が向上し、レーザ光出力が増大する。
【００５１】
図１２には、実施形態１と実施形態２の構成を比較するため、フィルタ領域のロスとカプラの結合効率の関係を計算で求めた結果を示す。計算では光導波路の損失を５ｄＢ／ｃｍ、光カプラの損失を０．５ｄＢ、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、Ｍを２０として計算した。光カプラの結合効率を低減するとフィルタ領域の損失は実施形態１、実施形態２ともに増大する。しかしながら、実施形態２の方が損失増大は緩やかであり、結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラを用いた場合、実施形態１と比較して波長可変性能を増大しつつ約３ｄＢもの損失を減少させることが可能であった。これにより高反射膜を形成することなしに波長可変レーザの発振閾値が大幅に減少し、レーザ光出力のさらなる高出力化が可能となった。本実施形態のリング共振器における光カプラや光導波路の構造、作製方法は、実施形態１と全く等しい。また、作製誤差によって生じる経路間の位相差を補償するために経路１又は経路２の導波路上に位相調整用の電流注入用電極を形成してもよい。さらに、利得領域からの光を等分岐する２×２光カプラを１×２光カプラにしてもよい。
【００５２】
（実施形態３）
図１３（ｂ）に、実施形態３に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図を示す。従来技術では、２×２ＭＭＩカプラを用いてリング共振器を構成する場合、図１３（ａ）に示すようにＭＭＩカプラを並列に配置し、２つのＭＭＩカプラの内側の入出力導波路間を曲がり導波路で接続している。ＭＭＩカプラのその他の入出力導波路は、リング共振器への入出力に用いるか、あるいは共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路として用いられる。実施形態１又は２の場合、ＭＭＩカプラの長さを３倍にしてはじめて波長可変レーザの広帯域化あるいは高出力化が可能になった。しかしながら、図１３（ｂ）に示すように、リング共振器への入出力側は従来通りに接続し、もう一方の側の入出力導波路では外側の導波路間を接続し、かつ内側の導波路を放射導波路とすると、カプラの分岐比が反転することと等価になる。すなわち長さを３倍にすることなく７２％、８５％の大きな結合効率をもつＭＭＩカプラのままレーザの高性能化が可能になる。この構成により、式（７）の右辺第２項の３ＬMMIがＬMMIとなり、上述の制約条件が緩くなる。つまり、同じＲでより大きなＦＳＲ（具体的には最大９００ＧＨｚ程度まで）をもつ波長可変レーザが可能となる。作製方法は実施形態１と同様である。
【００５３】
（実施形態４）
図１４（ａ）及び（ｂ）に、実施形態４に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図を示す。ハイメサ光導波路は前述したように横方向の光閉じこめが強く、実施形態１〜３のような十分に短い方向性結合器を作製することが技術的に困難である。したがって、実施形態１〜３ではリング共振器の光カプラを２×２ＭＭＩカプラとした。しかしながら、本実施形態では、光カプラの前後でハイメサ光導波路からリッジ型導波路に適切にモード変換し、方向性結合器をリッジ型光導波路で構成することにより、十分短い方向性結合器を容易に作製した。リッジ型光導波路は、コア層直上までエッチングした光導波路で、利得領域および位相調整領域に用いられる構造であり、本実施形態のリング共振器は、実施形態１で説明した作製プロセスとの親和性が極めて高い。本実施形態の実施例では、リッジ型光導波路幅Ｗwgを１．２μｍ、リッジ型光導波路間隔Ｗgapを前述の作製プロセスで作製可能な０．５μｍとしている。
【００５４】
図１５に、リッジ型光導波路を用いた方向性結合器の光伝搬の様子（ビーム伝搬法によるシミュレーション）、および結合効率と方向性結合器の長さの関係を示す。図１５より、方向性結合器の長さを２０μｍとすると結合効率１５％が実現できるのがわかる。これは、リッジ型光導波路がハイメサ光導波路に比べ横方向の光のしみ出しが大きいことに起因する。これにより、方向性結合器の長さや導波路間隔Ｗgapを調整することで任意の結合効率が実現できるようになり、より設計の自由度が増大することとなった。光のしみ出し量は導波路幅に主に依存し、本実施形態の方向性結合器の構造パラメータの範囲として、結合効率が１％以上５０％未満となるように
（１）導波路幅Ｗwgは０．５〜３．０μｍ、
（２）導波路間隔Ｗgapは０．１〜２．０μｍ、
（３）方向性結合器の長さは５〜２００μｍ
が考えられる。
【００５５】
本実施形態では、ハイメサ光導波路からリッジ型光導波路への接続を低損失で作製することが重要となる。リッジ型光導波路は横方向へのしみ出しが大きい分（光のフィールド分布が横に広い）、ハイメサ光導波路の導波路幅を１．４μｍと０．２μｍ程度太くすることで９８％以上の結合効率を実現できた。また、特許文献１に示すようなハイメサ光導波路とリッジ導波路の接続にテーパ形状変換構造を導入することでより低損失に接続することも可能である。さらに、本実施形態では、方向性結合器部分にリッジ型光導波路構造を用いたが、他にハイメサ光導波路よりも光閉じこめの弱い導波路、例えばコア層の両横が半導体で埋め込まれた埋め込み型導波路やリブ型導波路なども考えられる。
【００５６】
最後に本実施形態では、ＩｎＰ系の化合物半導体を用いたがＧａＡｓ系や石英系、あるいはＳｉとＳｉＯ2やポリイミドなどで構成されるシリコン細線導波路でも利得媒質を集積すれば同様に実現できる事を付記しておく。また、本実施形態では、電流注入による屈折率変化を用いたが、電圧や熱や圧力による屈折率変化を用いても、波長可変動作を得ることができる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、波長多重大容量通信を支えるための重要な光部品である半導体波長可変レーザに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インターネットにおけるトラフィックの増大により、ノード間を結ぶ伝送には波長多重を用いて伝送容量を増加させている。波長可変レーザは、このような波長多重伝送において欠かすことのできない重要な光部品である。
【０００３】
このような中で、非特許文献１に示されるように、２重リング共振器を用いたモノリシック集積型波長可変レーザが提案されている。図１に構造図を示す。リング共振器は、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）で透過強度が大きくなる特長を持つ透過型光フィルタであり、このレーザでは、２つの異なるＦＳＲを持つリング共振器を用いることにより２つのＦＳＲの最小公倍数の周波数領域で波長可変動作を得る事を可能にしている（バーニア効果）。通信波長帯、例えばＣ帯（１５３０〜１５７０ｎｍ）をカバーするような大きな波長可変範囲を得るためには、ＦＳＲを大きく、すなわち共振器長を小さくする必要があり、急峻な曲げ半径が実現可能であるハイメサ光導波路を用いている。図２に、ハイメサ光導波路の断面構造図を示す。コア層および下部クラッド層まで垂直に半導体をエッチングした構造である。また、リング共振器の光カプラ部分には、光結合効率が５０％のマルチモード干渉（ＭＭＩ）光カプラを用いている。レーザの発振波長を変化させるためには、２つのリング共振器にそれぞれ独立に電流注入することにより光導波路の屈折率を変化させて共振ピーク波長を調整する。電流注入は、ナノ秒程度で高速に屈折率変調が可能である。さらに位相調整用の光導波路（位相調整領域）をレーザ内に設けることにより縦モード間隔を微調整し、正確に所望の発振波長に調整可能としている。この位相調整も電流注入によって行っている。
【０００４】
しかしながら、上述した図１に示される構造には以下のような問題点があった。第１の問題点は、高出力化が困難なことである。図１の構成では、利得領域からの光のうち２つのリング共振器の共振ピーク波長に一致した光が有効にフィルタ領域を通過し、端面により反射され、再びフィルタ領域を通過し利得領域に結合する。リング共振器は共振ピーク波長の光でさえ数ｄＢ程度の損失が存在し、リング共振器を通過する毎に損失が増大する。さらに端面からの反射率は、劈開端面のままでは約３０％しかなく約５．２ｄＢのミラー損失があった。端面に高反射膜を形成することによりミラー損失を低減することも可能であるが、高反射膜を形成した端面からの反射率も実際には１００％ではなく、数％から十数％の損失があった。したがって、２回のリング共振器の通過および端面におけるミラー損失により、利得領域へのフィードバック光は実際には１０ｄＢ前後の損失を受けてしまい、レーザ光出力の低下を招いていた。第２の問題点は、さらなる波長可変域の拡大が困難なことである。波長分割多重伝送方式を用いた現在の光通信システムにおいて、通信容量の大容量化とともに波長帯は前述のＣ帯のみではなく、Ｌ帯（１５７０−１６１０ｎｍ）やＳ帯（１４６０−１５３０ｎｍ）などの波長帯域も使用されている。したがって、１台の波長可変レーザで複数の波長帯をカバーできるより広い波長可変帯域を有することが求められている。しかしながら、非特許文献１の構成では、リング共振器のフィネスで決定される波長選択性能とのトレードオフから、最大でも波長可変域が５０ｎｍと限界があった。
【０００５】
リング共振器への通過回数の低減し、かつ端面反射を用いない構成として、図３に示すものが挙げられる。２つのリング共振器と非対称マッハツェンダ干渉計をループ状に接続したサニャック（Ｓａｇｎａｃ）干渉計をフィルタ領域に配置した、１チップ集積型半導体波長可変レーザである（非特許文献２参照）。この構成において、利得領域からの光は、1×２光カプラにより等分岐され、それぞれ右回りと左回りにループ内を周回し、再び１×２光カプラに入射する。右回り光と左回り光は同位相で１×２光カプラに再入射するため、ほぼ１００％の光結合効率で利得領域にフィードバックされる。このとき、２つのリング共振器のＦＳＲを異ならせ、バーニア効果により波長可変域を拡大する手法は図１の構成と同様であるが、各リング共振器への通過回数はループ構成により１回となる。通過回数の削減によりリング共振器に起因する損失は低減できるものの波長選択性能は劣化するので、その劣化を補うために非対称マッハツェンダ干渉計を第３のフィルタとしてサニャック干渉計のループに挿入する。こうした構成により、波長可変域拡大と波長選択性能の両立を試みている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−０６６３１８号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】IEEE Photonics Technology Letters, vol. 19, 2007, pp. 1322-1324
【非特許文献２】IEEE 21st International Semiconductor Laser Conference (ISLC 2008), 2008, pp. 153-154
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、第３のフィルタを波長制御のために追加することには生産上、重大な問題がある。それは、波長可変レーザの波長制御機構が複雑化し、例えば波長可変特性を取得するのに多大な測定時間を必要とすることである。リング共振器あるいはマッハツェンダ干渉計において、ＦＳＲおよび透過ピーク波長の設計値と実測値は必ずしも一致することはなく、実際の値には製造誤差で決まるばらつきが存在する。したがって、波長可変レーザの製造後には、レーザの発振波長とフィルタ領域に注入する電流（熱で制御する場合は印加電力、電圧で制御する場合は印加電圧）の関係を実際に調べなければ、レーザの発振波長を正確に制御することができない。例えば、リング共振器の共振ピークを隣の共振ピークまで移動させるのに１０ｍＡの注入電流が必要であったとする。図１の構成によりバーニア効果で波長可変域を拡大させた場合、２つのリング共振器にそれぞれ最大１０ｍＡの電流を注入することで波長可変域内のすべての波長を選択できることになる。０．１ｍＡのステップで上述の発振波長と電流の関係を取得する場合、１００×１００＝１００００点の数値データが必要になる。測定時間が１点あたり１秒かかる測定系（例えば電流源と波長計で構成）を用いた場合、１台の波長可変レーザの特性取得にかかる時間は約２．８時間になる。さらに波長制御フィルタが追加された図３の構成で同様な電流ステップ数の測定を行うと約２８０時間（１００×１００×１００＝１００００００点）が必要になることになる。上記の例は必要とする発振波長の精度やフィルタ形状、測定速度等に依存するが、急峻なフィルタ特性をもつリング共振器を含む場合、十分な測定ステップ数が必要になる。したがって、新たに波長制御フィルタを追加した図３の構成は波長制御機構が複雑化し、著しい量産性の低下を招いていた。
【０００９】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、低損失であり、かつ広い波長可変域を有する生産が容易な半導体波長可変レーザを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域を備える波長可変レーザにおいて、前記フィルタ領域は、クロスポートに対する結合効率が５０％未満の光結合器を有し、互いに異なる周波数間隔（ＦＳＲ）を有する第１及び第２のリング共振器と、前記利得領域からの光を、前記第１及び第２のリング共振器に向けて等分岐する第１の光結合器とを備え、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記第１のリング共振器と前記第２のリング共振器が、光導波路により直接接続され、直列に配置されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の第３の態様は、第１の態様において、前記第１のリング共振器が、前記第１の光結合器により等分岐された一方の光をさらに等分岐する第２の光結合器の出力ポートに接続されて第１のサニャック干渉計を構成し、前記第２のリング共振器が、前記第１の光結合器により等分岐された他方の光をさらに等分岐する第３の光結合器の出力ポートに接続されて第２のサニャック干渉計を構成し、前記第１及び第２のサニャック干渉計は並列に配置されていることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の第４の態様は、第１〜第３のいずれかの態様において、前記第１及び第２のリング共振器が、クロスポートに対する結合効率が５０％以上の光結合器を備え、共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路をリング共振器の周回内部にすることで実効的に結合効率を５０％未満としたリング共振器であることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の第５の態様は、第１〜第４のいずれかの態様において、前記光結合器が、それぞれマルチモード干渉カプラであることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の第６の態様は、第５の態様において、前記マルチモード干渉カプラは結合効率が１５％であり、８５％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の第７の態様は、第５の態様において、前記マルチモード干渉カプラは結合効率が２８％であり、７２％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の第８の態様は、第１〜第４のいずれかの態様において、前記光結合器が、それぞれ方向性結合器であることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の第９の態様は、第８の態様において、前記方向性結合器はリッジ型光導波路で構成されていることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の第１０の態様は、第１〜第９のいずれかの態様において、前記利得領域と前記フィルタ領域との間に、導波する光の位相を調整するための位相調整領域を備え、前記位相調整領域により発振波長を微調整可能とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、リング共振器のフィネスが向上するとともに、反射膜を形成することなしに利得領域への高い反射率が得られる。すなわち、波長制御が簡単で、広い波長可変帯域かつ低損失な特性を有する波長選択フィルタが容易に作製可能となる。よって、これまで実現できなかった高性能かつ低コストの半導体波長可変レーザを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】リング共振器を用いた従来の半導体波長可変レーザの構成図である。
【図２】ハイメサ光導波路の断面図である。
【図３】従来のループ型の半導体波長可変レーザの構成図である。
【図４】本発明の実施形態１に係る半導体波長可変レーザの構成図である。
【図５】実施形態１のリング共振器の透過スペクトル、およびフィルタ領域からの反射スペクトルを示す特性図である。
【図６】実施形態１に係る１５％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図（（ａ）は上面図、（ｂ）は断面図）である。
【図７】（ａ）は実施形態１に係る１５％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図、（ｂ）は伝搬の様子（シミュレーション）を示す図である。
【図８】実施形態１に係る２８％の結合効率を有するＭＭＩカプラの構造図（（ａ）は上面図、（ｂ）は断面図）である。
【図９】実施形態１および従来技術に係る反射率差ΔＲと増倍係数Ｍの関係を示す特性図である。
【図１０】実施形態１および従来技術に係るフィルタ領域の損失と増倍係数Ｍの関係を示す特性図である。
【図１１】本発明の実施形態２に係る半導体波長可変レーザを示す構成図である。
【図１２】実施形態１及び２に係るフィルタ領域のロスとカプラの強度結合効率の関係を示す特性図である。
【図１３】（ａ）は従来技術のリング共振器、（ｂ）は実施形態３のリング共振器の構造を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態４に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図（（ａ）は平面図、（ｂ）は断面図）である。
【図１５】（ａ）は実施形態４のリッジ型光導波路を用いた方向性結合器の伝搬の様子（シミュレーション）を示す図、（ｂ）は結合効率と結合器の長さの関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２３】
（実施形態１）
図４に、実施形態１の半導体可変レーザを示す。図示のように、波長可変レーザは、利得領域と、利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域と、利得領域とフィルタ領域との間の位相調整領域と、出力端面とを備える。フィルタ領域は、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２入力２出力型（２×２）光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる。リング共振器１及び２は、光導波路により直接接続され、直列に配置されている。２×２光カプラは、１入力２出力型（１×２）光カプラでもよい。
【００２４】
利得領域からの光は２×２光カプラ（「第１の光結合器」に対応）により等分岐され、それぞれ右回りと左回りにループ内を周回し、再び２×２光カプラに入射する。右回り光と左回り光は同位相で２×２光カプラに再入射するため、１００％の光結合効率で利得領域にフィードバックされる。
【００２５】
ループ内のリング共振器１及び２は、直列に配置され、かつ互いに異なるＦＳＲを有することにより波長可変域を拡大させている。ここで、リング共振器のＦＳＲは、
【００２６】
【数１】
【００２７】
と表せる。ここで、cは光速、neffは光導波路の実行屈折率、Ｌはリング共振器の共振器長である。リング共振器１及びリング共振器２のＦＳＲをそれぞれＦＳＲ１及びＦＳＲ２とすると、波長可変域Δλは、非特許文献１に示されているように、
【００２８】
【数２】
【００２９】
と表せる。ここで増倍係数Ｍは、
【００３０】
【数３】
【００３１】
と表せる。式（１）ないし（３）より、大きな波長可変範囲を得るためには、増倍係数Ｍを大きくするか、あるいはＦＳＲを大きくする必要がある。本実施形態の実施例では、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、ＦＳＲ２を４１７ＧＨｚ、Ｍを約２５とし、波長可変域Δλは１００００ＧＨｚ（８０ｎｍ）となった。これは、非特許文献１記載の従来技術と比較して１．５倍以上、非特許文献２と比較して２倍以上の波長可変性能である。
【００３２】
図５に、本実施形態に用いるリング共振器のそれぞれの透過スペクトル、及びフィルタ領域からの反射スペクトルを示す。Ｍを増大させるためには、上述の式（３）から分かるように、２つのＦＳＲの差を減少させる必要がある。その場合、２つのリング共振器の透過スペクトルの重なりが大きくなる。すなわち、フィルタ領域からの反射スペクトルにおいて、メインピークと隣接ピークの反射率差ΔＲが減少する。ΔＲはフィルタ領域の波長選択性能、つまり波長可変レーザのサイドモード抑圧比を決定する重要なパラメータである。リング共振器の共振が鋭ければ鋭いほど透過スペクトルの重なりが小さくなり、ΔＲは向上する。本実施形態の実施例では、ΔＲが１．５ｄＢであり、サイドモード抑圧比４０ｄＢ以上を得ている。
【００３３】
図６〜８を参照して、本実施形態の半導体波長可変レーザが備えるフィルタ領域の詳細を説明する。本実施形態では、２×２光カプラとリング共振器１及び２の接続、並びにリング共振器１及び２の間の接続に、急峻な曲げ半径が可能なハイメサ光導波路を用いる。これにより、曲げ半径を１０μｍ程度まで縮小しても曲げによる損失を無視できる。また、低損失かつ容易に作製可能なマルチモード干渉（ＭＭＩ）光カプラを、リング共振器１及び２の光結合部分と２×２光カプラに用いる。共振器長Ｌを小さくするには光結合部分の長さ（光結合長）も縮小しなければならないが、ハイメサ光導波路で構成される公知の方向性結合器では、作製上の問題がある。ハイメサ光導波路は、空気との比屈折率差が大きいため光の横方向へのしみ出しが小さい。したがって、光結合部分にハイメサ光導波路で構成された方向性結合器を用いた場合、光結合長を短くするためには２本のハイメサ光導波路の間隔を０．１ミクロン以下にする必要があるが、０．１ミクロン程度の幅をもつ深い溝（一般に３〜４ミクロン）をエッチング等で形成することは加工上、非常に困難である。
【００３４】
ＭＭＩ光カプラは、前記利点をもつ一方、固定の光結合効率しか得られないという欠点をもつ。特にリング共振器に用いる２×２ＭＭＩ光カプラの場合、入力ポートに入射された光のクロスポートへの光結合効率が、５０％、７２％、８５％の３つのタイプのみ考えられている。３つのタイプのＭＭＩ光カプラの長さＬMMIは、それぞれ次式で表される。
【００３５】
【数４】
【００３６】
【数５】
【００３７】
【数６】
【００３８】
ここで、ｎeqは等価屈折率、Ｗwgは入出力導波路の幅、Ｗgapは入出力導波路間隔、λは使用波長である。リング共振器は、その光結合部分においてクロスポートへの光結合効率が小さくなればなるほどフィネスが向上する特徴がある。すなわち、光がリング共振器をより周回し共振が鋭くなり波長選択性能が向上する。従来技術では、非特許文献１又は２で示されるように、３つのタイプのうち最も低い結合効率である５０％のＭＭＩカプラ(３ｄＢ−ＭＭＩカプラ)を用いるほかなかった。しかしながら、本実施形態では、利得領域からの光は、ループ構成によりフィルタ領域を１回のみ通過し、非特許文献１と比べ通過回数は半分となり、結合効率が５０％のＭＭＩカプラではフィルタ領域の波長選択性能が低下せざるを得ない。したがって、本実施形態では、ＭＭＩカプラの構造を適切に設計することで５０％未満の低い結合効率を実現し、フィルタ領域の波長選択性能の向上を行っている。
【００３９】
図６に、本実施形態に係るＭＭＩカプラの構造図を示す。本実施形態の実施例では、Ｗwgを１．２μｍ、Ｗgapを０．５μｍ、ＷMMIを３．４μｍ、３ＬMMI-85%の値を７２μｍとして、図のように入出力導波路を光結合部分の両端に配置した。ＭＭＩカプラは、入射導波路とＷMMIとの相対位置関係により、入射光フィールドの結像の位置と強度が決定される特徴をもつ。８５％の結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラにおいて、入力ポートに入力された光は、前記結合効率で２分岐されて出力ポート（クロスポート及びバーポート）に結像される。ＭＭＩカプラの長さを２倍の２ＬMMI-85%にまで増やした場合、入力光フィールドは等しく分岐され、結合効率５０％のカプラとして動作する。さらにＭＭＩカプラの長さを３倍の3ＬMMI-85%にまで増やすと、今度は、結合効率が１５％で２分岐されて出力ポートに結像する。すなわち長さ２ＬMMI-85%を足すことにより、入力した導波路とは対称位置からの入力と等価になり、分岐比が反転する。これにより、結合効率が１５％という低結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラが実現できた。図７に、ビーム伝搬法で求めたシミュレーション結果を示す。
【００４０】
本実施形態では結合効率８５％のＭＭＩカプラを用いたが、結合効率７２％のＭＭＩカプラの長さを３倍にしても同様に分岐比が反転する。また、本実施形態に係るＭＭＩカプラのもう１つの例を図８に示す。この構造を用いることにより結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラが実現できる。
【００４１】
このように、ＭＭＩカプラの構造を適切に設計することで５０％未満の低い結合効率を実現し、フィルタ領域の波長選択性能の向上を図ることができるが、２×２ＭＭＩカプラの長さが３倍になるのでリング共振器の構造パラメータに制約が生じる。共振器長Ｌをもつリング共振器は、２つの２×２ＭＭＩカプラと曲がり導波路で構成される（図４参照）。曲がり導波路の曲率が一定の場合、曲がり半径Ｒは以下の式で表せる。
【００４２】
【数７】
【００４３】
曲がり導波路にハイメサ光導波路を用いた場合、前述したようＲを１０μｍ程度まで損失が小さいまま縮小できる。さらに、式（４）ないし（６）より、ＭＭＩ光カプラの構造パラメータのＷwgとＷgapを縮小すればＭＭＩ光カプラの長さを縮小できることがわかる。以上を勘案すると、本実施形態ではＷwg、Ｗgap、及びＦＳＲは下記の条件を満たせば良いことがわかる。
（１）入出力導波路幅Ｗwgは光がシングルモードで伝搬する条件であり、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。範囲として０．５〜３μｍ程度。上述の実施例では１．２μｍ。
（２）入出力導波路間隔Ｗｇａｐは、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。最小値は狭ギャップの作製精度に決まり、最大値は２μｍ程度。上述の実施例では０．５μｍ。
（３）周波数間隔ＦＳＲは、式（７）でＲが１０μｍ以上となる条件。条件（１）及び（２）から範囲は５０〜６００ＧＨｚ程度。上述の実施例ではＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、ＦＳＲ２を４１７ＧＨｚ。
【００４４】
図９には、従来技術である非特許文献１の構成と本実施形態の構成を比較するため、フィルタ領域の波長選択性能を決めるΔＲと増倍係数Ｍの関係を計算で求めた結果を示す。計算では光導波路の損失を５ｄＢ／ｃｍ、光カプラの損失を０．５ｄＢ、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚとして計算した。Ｍを増大すると２つのリング共振器の透過スペクトルの重なりが大きくなるためΔＲが減少する。しかし、本実施形態の実施例では１５％という低い結合効率をもつ２×２ＭＭＩカプラを用いているため、ループ構成にしているにもかかわらずＭを２５まで増大することができた。これは従来技術と比較して約２倍の波長可変帯域の向上に相当する。図１０は、同様にフィルタ領域で発生する損失と増倍係数Ｍの関係を示している。結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラを用いることによって波長可変性能を微増しつつ約６．６ｄＢもの損失を減少させることが可能であることがわかる。これにより高反射膜を形成することなしに波長可変レーザの発振閾値が大幅に減少し、レーザ光出力が＋１３ｄＢｍ以上の高出力化が可能となった。
【００４５】
最後に、本実施形態に係る半導体波長可変レーザの作製方法について述べる。素子のレーザ活性層は、ｎ−ＩｎＰ基板上にｎ−ＩｎＰ層、ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰ多重量子井戸構造(ＭＱＷ)の活性層(フォトルミネッセンスピーク波長１．５３μｍ)と活性層の上下をＳＣＨ（Ｓｅｐａｒａｔｅ−ｃｏｎｆｉｎｅｍｅｎｔ ｈｅｔｅｒｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）層で閉じこめる構造とした。次にＳｉＯ2膜をスパッタリングにより成膜し、利得領域となる部分を除きエッチングにより除去、さらにパターン化されたＳｉＯ2膜をマスクとして活性層を除去する。次に、選択成長により１．４Ｑ組成、０．３μｍ膜厚のＩｎＧａＡｓＰ光導波路層をバットジョイント成長し、その後、ＳｉＯ2層を除去して基板全体にｐ−ＩｎＰ層、ｐ+−ＩｎＧａＡｓ層を成長した。次に、コア層の直上までエッチングされたリッジ型光導波路をフォトリソグラフィとウェットエッチングにより作製し、利得領域および位相調整領域を形成した。リング共振器部分を含むフィルタ領域は、フォトリソグラフィとドライエッチングにより、ハイメサ光導波路構造で一括作製し形成した。最後に、電流注入用電極を利得領域と位相調整領域のリッジ型光導波路のｐ+−ＩｎＧａＡｓ層上、さらにリング共振器の入出力導波路を構成するハイメサ光導波路のｐ+−ＩｎＧａＡｓ層上、および基板裏面に形成し完成となる。
【００４６】
（実施形態２）
実施形態２に係る半導体波長可変レーザを図１１に示す。本実施形態では、フィルタ領域が、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であり、２×２光カプラ及び光導波路で構成されるリング共振器１及び２がループ内に配置された構成をとる点で実施形態１と同様であるが、リング共振器１及び２はそれぞれ別個のサニャック干渉計を構成する点で異なる。２×２光カプラの出力ポートにサニャック干渉計がそれぞれ並列に接続されている。これにより、レーザ内を伝搬する光の位相を有効利用し、レーザ光出力の増大や波長可変域、あるいはサイドモード抑圧比のさらなる改善が可能となる。
【００４７】
利得領域からの光は、まず２×２光カプラ（「第１の光結合器」に対応）により等分岐される。等分岐された光は、さらに１×２光カプラ（「第２の光結合器」及び「第３の光結合器」に対応）によってそれぞれ等分岐され、右回りと左回りにループ内を周回する。右回り光と左回り光は、１×２光カプラの出力ポートに接続されたリング共振器を通過した後、それぞれ同位相で１×２光カプラに再入射するため、１００％の光結合効率でフィードバックされるのは実施形態１と等しい。また、ループ内に配置されたリング共振器は、互いに異なるＦＳＲをもち波長可変域を拡大させている。
【００４８】
フィードバックされた光は、ともに２×２光カプラに再入射する。経路２（リング共振器２を通過する経路）には、経路１（リング共振器１を通過する経路）と経路２との間の位相差が共振ピーク波長において常に０となるように、長さＬPhaseの位相調整部が付与されている。長さＬPhaseは、二つの経路長の差で決まり、
【００４９】
【数８】
【００５０】
と表せる。Ｌ１、Ｌ２は、それぞれ経路１、２の経路長である。経路１と経路２の経路長を等しくすることによって、２つのリング共振器の無限にある共振ピークのうち、ピークが一致した波長の光は、２×２光カプラに常に同位相で再入射し、利得領域に１００％フィードバックする。さらに重要なことに、それ以外の波長の光には位相と振幅に差が生じ、２×２光カプラによって分岐出力される。すなわち、位相と振幅の差に応じて２×２光カプラの放射導波路側にも光が出力され、共振ピーク波長以外の光は利得領域への結合効率が低下することになる。この効果により、メインピークと隣接ピークの反射率差ΔＲが実施形態１と比較して向上し、波長可変域やサイドモード抑圧比が改善する。このとき、経路間の位相関係は、リング共振器に電流注入し、ピーク波長を変化させても保たれる。さらに、リング共振器を直列接続構成から並列接続構成にすることは、フィルタ透過率が積から和になることに他ならない。例えば、1つのリング共振器のピーク透過率が０．５であった場合、フィルタ領域からの反射率はその積である０．２５から、分岐した和の０．５になる。つまり、フィルタ領域からの反射率が向上し、レーザ光出力が増大する。
【００５１】
図１２には、実施形態１と実施形態２の構成を比較するため、フィルタ領域のロスとカプラの結合効率の関係を計算で求めた結果を示す。計算では光導波路の損失を５ｄＢ／ｃｍ、光カプラの損失を０．５ｄＢ、ＦＳＲ１を４００ＧＨｚ、Ｍを２０として計算した。光カプラの結合効率を低減するとフィルタ領域の損失は実施形態１、実施形態２ともに増大する。しかしながら、実施形態２の方が損失増大は緩やかであり、結合効率が２８％の２×２ＭＭＩカプラを用いた場合、実施形態１と比較して波長可変性能を増大しつつ約３ｄＢもの損失を減少させることが可能であった。これにより高反射膜を形成することなしに波長可変レーザの発振閾値が大幅に減少し、レーザ光出力のさらなる高出力化が可能となった。本実施形態のリング共振器における光カプラや光導波路の構造、作製方法は、実施形態１と全く等しい。また、作製誤差によって生じる経路間の位相差を補償するために経路１又は経路２の導波路上に位相調整用の電流注入用電極を形成してもよい。さらに、利得領域からの光を等分岐する２×２光カプラを１×２光カプラにしてもよい。
【００５２】
（実施形態３）
図１３（ｂ）に、実施形態３に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図を示す。従来技術では、２×２ＭＭＩカプラを用いてリング共振器を構成する場合、図１３（ａ）に示すようにＭＭＩカプラを並列に配置し、２つのＭＭＩカプラの内側の入出力導波路間を曲がり導波路で接続している。ＭＭＩカプラのその他の入出力導波路は、リング共振器への入出力に用いるか、あるいは共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路として用いられる。実施形態１又は２の場合、ＭＭＩカプラの長さを３倍にしてはじめて波長可変レーザの広帯域化あるいは高出力化が可能になった。しかしながら、図１３（ｂ）に示すように、リング共振器への入出力側は従来通りに接続し、もう一方の側の入出力導波路では外側の導波路間を接続し、かつ内側の導波路を放射導波路とすると、カプラの分岐比が反転することと等価になる。すなわち長さを３倍にすることなく７２％、８５％の大きな結合効率をもつＭＭＩカプラのままレーザの高性能化が可能になる。この構成により、式（７）の右辺第２項の３ＬMMIがＬMMIとなり、上述の制約条件が緩くなる。つまり、同じＲでより大きなＦＳＲ（具体的には最大９００ＧＨｚ程度まで）をもつ波長可変レーザが可能となる。作製方法は実施形態１と同様である。
【００５３】
（実施形態４）
図１４（ａ）及び（ｂ）に、実施形態４に係る半導体波長可変レーザのリング共振器の構造図を示す。ハイメサ光導波路は前述したように横方向の光閉じこめが強く、実施形態１〜３のような十分に短い方向性結合器を作製することが技術的に困難である。したがって、実施形態１〜３ではリング共振器の光カプラを２×２ＭＭＩカプラとした。しかしながら、本実施形態では、光カプラの前後でハイメサ光導波路からリッジ型導波路に適切にモード変換し、方向性結合器をリッジ型光導波路で構成することにより、十分短い方向性結合器を容易に作製した。リッジ型光導波路は、コア層直上までエッチングした光導波路で、利得領域および位相調整領域に用いられる構造であり、本実施形態のリング共振器は、実施形態１で説明した作製プロセスとの親和性が極めて高い。本実施形態の実施例では、リッジ型光導波路幅Ｗwgを１．２μｍ、リッジ型光導波路間隔Ｗgapを前述の作製プロセスで作製可能な０．５μｍとしている。
【００５４】
図１５に、リッジ型光導波路を用いた方向性結合器の光伝搬の様子（ビーム伝搬法によるシミュレーション）、および結合効率と方向性結合器の長さの関係を示す。図１５より、方向性結合器の長さを２０μｍとすると結合効率１５％が実現できるのがわかる。これは、リッジ型光導波路がハイメサ光導波路に比べ横方向の光のしみ出しが大きいことに起因する。これにより、方向性結合器の長さや導波路間隔Ｗgapを調整することで任意の結合効率が実現できるようになり、より設計の自由度が増大することとなった。光のしみ出し量は導波路幅に主に依存し、本実施形態の方向性結合器の構造パラメータの範囲として、結合効率が１％以上５０％未満となるように
（１）導波路幅Ｗwgは０．５〜３．０μｍ、
（２）導波路間隔Ｗgapは０．１〜２．０μｍ、
（３）方向性結合器の長さは５〜２００μｍ
が考えられる。
【００５５】
本実施形態では、ハイメサ光導波路からリッジ型光導波路への接続を低損失で作製することが重要となる。リッジ型光導波路は横方向へのしみ出しが大きい分（光のフィールド分布が横に広い）、ハイメサ光導波路の導波路幅を１．４μｍと０．２μｍ程度太くすることで９８％以上の結合効率を実現できた。また、特許文献１に示すようなハイメサ光導波路とリッジ導波路の接続にテーパ形状変換構造を導入することでより低損失に接続することも可能である。さらに、本実施形態では、方向性結合器部分にリッジ型光導波路構造を用いたが、他にハイメサ光導波路よりも光閉じこめの弱い導波路、例えばコア層の両横が半導体で埋め込まれた埋め込み型導波路やリブ型導波路なども考えられる。
【００５６】
最後に本実施形態では、ＩｎＰ系の化合物半導体を用いたがＧａＡｓ系や石英系、あるいはＳｉとＳｉＯ2やポリイミドなどで構成されるシリコン細線導波路でも利得媒質を集積すれば同様に実現できる事を付記しておく。また、本実施形態では、電流注入による屈折率変化を用いたが、電圧や熱や圧力による屈折率変化を用いても、波長可変動作を得ることができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域を備える波長可変レーザにおいて、
前記フィルタ領域は、
互いに異なる周波数間隔（ＦＳＲ）を有する第１及び第２のリング共振器と、前記利得領域からの光を、前記第１及び第２のリング共振器に向けて等分岐する第１の光結合器とを備え、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であって、
前記第１のリング共振器は、前記第１の光結合器により等分岐された一方の光をさらに等分岐する第２の光結合器の出力ポートに接続されて第１のサニャック干渉計を構成し、
前記第２のリング共振器は、前記第１の光結合器により等分岐された他方の光をさらに等分岐する第３の光結合器の出力ポートに接続されて第２のサニャック干渉計を構成し、
前記第１及び第２のサニャック干渉計は並列に配置されていることを特徴とする半導体波長可変レーザ。
【請求項２】
前記第１及び第２のリング共振器は、クロスポートに対する結合効率が５０％未満の光結合器を備えたリング共振器であることを特徴とする請求項１に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項３】
前記第１及び第２のリング共振器は、
クロスポートに対する結合効率が５０％以上の光結合器を用いて、共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路をリング共振器の周回内部にすることで実効的に結合効率を５０％未満としたリング共振器であることを特徴とする請求項２に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項４】
前記光結合器は、それぞれマルチモード干渉カプラであることを特徴とする請求項２または３に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項５】
前記マルチモード干渉カプラは、結合効率が１５％であり、８５％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする請求項４に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項６】
前記マルチモード干渉カプラは、結合効率が２８％であり、７２％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする請求項４に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項７】
前記光結合器は、それぞれ方向性結合器であることを特徴とする請求項２または３に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項８】
前記方向性結合器はリッジ型光導波路で構成されていることを特徴とする請求項７に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項９】
前記利得領域と前記フィルタ領域との間に、導波する光の位相を調整するための位相調整領域を備え、
前記位相調整領域により発振波長を微調整可能とすることを特徴とする請求項２〜８のいずれかに記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項１】
利得領域からの光に対する波長選択機能を有するフィルタ領域を備える波長可変レーザにおいて、
前記フィルタ領域は、
互いに異なる周波数間隔（ＦＳＲ）を有する第１及び第２のリング共振器と、前記利得領域からの光を、前記第１及び第２のリング共振器に向けて等分岐する第１の光結合器とを備え、ループミラーとして機能するサニャック干渉計であって、
前記第１のリング共振器は、前記第１の光結合器により等分岐された一方の光をさらに等分岐する第２の光結合器の出力ポートに接続されて第１のサニャック干渉計を構成し、
前記第２のリング共振器は、前記第１の光結合器により等分岐された他方の光をさらに等分岐する第３の光結合器の出力ポートに接続されて第２のサニャック干渉計を構成し、
前記第１及び第２のサニャック干渉計は並列に配置されていることを特徴とする半導体波長可変レーザ。
【請求項２】
前記第１及び第２のリング共振器は、クロスポートに対する結合効率が５０％未満の光結合器を備えたリング共振器であることを特徴とする請求項１に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項３】
前記第１及び第２のリング共振器は、
クロスポートに対する結合効率が５０％以上の光結合器を用いて、共振ピーク波長以外の光を破棄する放射導波路をリング共振器の周回内部にすることで実効的に結合効率を５０％未満としたリング共振器であることを特徴とする請求項２に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項４】
前記光結合器は、それぞれマルチモード干渉カプラであることを特徴とする請求項２または３に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項５】
前記マルチモード干渉カプラは、結合効率が１５％であり、８５％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする請求項４に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項６】
前記マルチモード干渉カプラは、結合効率が２８％であり、７２％の結合効率を有するマルチモード干渉カプラの３倍の長さを有することを特徴とする請求項４に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項７】
前記光結合器は、それぞれ方向性結合器であることを特徴とする請求項２または３に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項８】
前記方向性結合器はリッジ型光導波路で構成されていることを特徴とする請求項７に記載の半導体波長可変レーザ。
【請求項９】
前記利得領域と前記フィルタ領域との間に、導波する光の位相を調整するための位相調整領域を備え、
前記位相調整領域により発振波長を微調整可能とすることを特徴とする請求項２〜８のいずれかに記載の半導体波長可変レーザ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１３−９３６２７（Ｐ２０１３−９３６２７Ａ）
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１３−２９３９８（Ｐ２０１３−２９３９８）
【出願日】平成２５年２月１８日（２０１３．２．１８）
【分割の表示】特願２０１０−１５５９（Ｐ２０１０−１５５９）の分割
【原出願日】平成２２年１月６日（２０１０．１．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２５年２月１８日（２０１３．２．１８）
【分割の表示】特願２０１０−１５５９（Ｐ２０１０−１５５９）の分割
【原出願日】平成２２年１月６日（２０１０．１．６）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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