双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体
【課題】高効率化を図ることができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備える。昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流される。降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流される。そして、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい。
【解決手段】双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備える。昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流される。降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流される。そして、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体に関する。
【背景技術】
【０００２】
双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは従来から種々の構成が提案されている。例えば、特許文献１に開示されている電源装置（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、図１９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。
【０００３】
特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。
【０００４】
なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５０４０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、リレー接点１０６に機械式リレーを用いた場合、リレー自体の消費電力が大きな損失の要因という問題があった。そこで、リレー接点１０６において大きな損失が発生しないようにリレー接点１０６に電磁リレーを用いることが考えられるが、この場合には接点磨耗によって信頼性が低下するという新たな問題が起こる。また、リレー接点１０６の代わりにトランジスタ等のスイッチング素子を用いることも考えられるが、この場合にはスイッチング素子を駆動するための高電圧電源を別途設ける必要が生じるため、複雑な回路構成となりコストがかかるという新たな問題と主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に常時スイッチング素子をＯＮにするには通常のドライバによる駆動が不可能であるため工夫が必要であるという新たな問題とが起こる。
【０００８】
本発明は、上記の状況に鑑み、高効率化を図ることができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成（第１の構成）とする。
【００１０】
また、上記第１の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記降圧動作時に、前記第１スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成（第２の構成）としてもよい。
【００１１】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成（第３の構成）としてもよい。
【００１２】
また、上記第１〜第３のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作する構成（第４の構成）としてもよい。
【００１３】
また、上記第４の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２スイッチング回路が、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子と、第３スイッチング素子と、第４スイッチング素子と、第５スイッチング素子と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを備え、前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第１スイッチング素子の一端及び前記第２スイッチング素子の一端が接続され、前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第３スイッチング素子の一端、前記第４スイッチング素子の一端、及び前記第５スイッチング素子の一端が接続され、前記第１スイッチング素子の他端、前記第３スイッチング素子の他端、及び前記第１コンデンサの一端が共通接続され、前記第２スイッチング素子の他端、前記第４スイッチング素子の他端、及び前記第２コンデンサの一端が共通接続され、前記第１コンデンサの他端、前記第２コンデンサの他端、及び前記第５スイッチング素子の他端が共通接続される構成（第５の構成）としてもよい。
【００１４】
また、上記第５の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第５スイッチング素子が互いの寄生ダイオードが逆方向接続される２つのＭＯＳＦＥＴによって構成される構成（第６の構成）としてもよい。
【００１５】
また、上記第５の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２コンデンサが充電時に前記第２コンデンサの一端の電位よりも前記第２コンデンサの他端の電位の方が高くなり、前記第２スイッチング回路が、前記第２コンデンサに並列に接続される放電回路を備える構成（第７の構成）としてもよい。
【００１６】
また、上記第５〜第７のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成（第８の構成）としてもよい。
【００１７】
また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが上記第１〜第８のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである構成とする。
【００１８】
また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。
【００１９】
また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成である。このような構成によると、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率を最小限にして昇降圧両方の仕様を満たす双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。したがって、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率が大きいほど大きくなる前記トランスの抵抗成分を低減することができ、高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１Ａ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１Ｂ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す図である。
【図１Ｃ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す図である。
【図１Ｄ】昇降圧チョッパ回路の昇圧動作時における各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１Ｅ】昇降圧チョッパ回路の降圧動作時における各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２】本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図３】昇圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】昇圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図５】降圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図６】降圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１０】電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。
【図１１】第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図１２】第１好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１３】第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図１４】図２０に示す従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図１５】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。
【図１６】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。
【図１７】第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図１８】第２好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１９】特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。
【図２０】従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
【００２３】
図１Ａは本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1及びＴL2によって構成されトランスＴＲ１の低圧側巻線に接続されるプッシュプル回路と、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴH1〜ＴH4によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリＢ１との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴH5並びにコンデンサＣH1及びＣH2とを備えている。
【００２４】
トランジスタＴL1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴL2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴL1及びＴL2の各ソースはサブバッテリＢ１の負極に接続される。サブバッテリＢ１の正極はトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。なお、サブバッテリＢ１の正極と負極との間にコンデンサを設け、降圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能させてもよい。
【００２５】
トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴH1のソース及びトランジスタＴH2のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴH3のソース、トランジスタＴH4のドレイン、及びトランジスタＴH5のドレインが接続されている。トランジスタＴH1のドレイン及びトランジスタＴH3のドレイン、及びコンデンサＣH1の一端がメインバッテリＢ２の正極に接続され、トランジスタＴH2のソース及びトランジスタＴH4のソース、及びコンデンサＣH2の一端がメインバッテリＢ２の負極に接続される。そして、コンデンサＣH1の他端及びコンデンサＣH2の他端がトランジスタＴH3のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。また、メインバッテリＢ２はサブバッテリＢ１よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、ＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するＳＬＩを流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、ＳＬ１に対して行うのが好ましい。また、インダクタＳＬ１の代わりに図１Ｂに示すようにインダクタＳＬ２を設けてもよい。また、図示はしないがＳＬ１及びＳＬ２を共に備える構成としてもよい。
【００２６】
また、図１Ｃに示すように、コンデンサＣH1及びＣH2とメインバッテリＢ２との間に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴC1及びＴC2と、インダクタＬC1と、コンデンサＣC1とによって構成される昇降圧チョッパ回路を設けてもよい。上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタＴC2のスイッチング動作により昇圧を行う。この昇圧動作時に、トランジスタＴC1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴC1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。また、上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタＴC1のスイッチング動作により降圧を行う。この降圧動作時に、トランジスタＴC2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴC2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。昇圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図１Ｄに、降圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図１Ｅにそれぞれ示す。昇圧動作時、降圧動作時のいずれにおいても、トランジスタＴC1をＯＮにする期間とトランジスタＴC2をＯＮにする期間を交互に繰り返すが、トランジスタＴC1及びＴC2の同時ＯＮを防止するためにデッドタイムを設けている。なお、本実施例では、同期整流によりダイオード素子通過分の損失を低減しているが、同期整流は必ずしも必要ではなく、上記昇降圧チョッパ回路に流れる電流が十分に小さい場合、同期整流を行わず、昇圧動作時は、トランジスタＴC1を常にＯＦＦにし、トランジスタＴC2のみをスイッチング動作させ、降圧動作時は、トランジスタＴC2を常にＯＦＦにし、トランジスタＴC1のみをスイッチング動作させてもよい。
【００２７】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時にトランジスタＴH5を常時ＯＮにして、サブバッテリＢ１から出力される直流電圧を上記プッシュプル回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴH1及びＴH2とトランジスタＴH5とコンデンサＣH1及びＣH2とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をメインバッテリＢ２に供給する。トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎであるため、本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴL1およびＴL2の駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００２８】
また、図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時にトランジスタＴH5を常時ＯＦＦにして、メインバッテリＢ２から出力される直流電圧を上記フルブリッジ回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴL1及びＴL2によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をサブバッテリＢ１に供給する。巻線比が１：Ｎであるため、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴH1、ＴH2、ＴH3、ＴH4のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００２９】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、サブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をプッシュプル回路にしているが、サブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路はプッシュプル回路に限定されることはなく、例えば、図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのようにサブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1〜ＴL4によって構成されるフルブリッジ回路にしてもよい。なお、図２において図１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００３０】
図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータも図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続される。また、図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで用いられたトランスＴＲ１（低圧側巻線にセンタータップが設けられているトランス）の代わりに、トランスＴＲ２（低圧側巻線にセンタータップが設けられていないトランス）を用いている。トランスＴＲ２においてもトランスＴＲ１と同様に低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比を１：Ｎとする。
【００３１】
ここで、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。
【００３２】
例えば、サブバッテリＢ１の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小） 〜 Ｖsub_max（最大）、メインバッテリＢ２の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜 Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンスに等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。
この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴL1、ＴL2のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴL1、ＴL2のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。サブバッテリＢ１およびメインバッテリＢ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００３３】
次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴH1、ＴH2、ＴH3、ＴH4のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴH1とＴH4がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴH2とＴH3がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。サブバッテリＢ１およびメインバッテリＢ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００３４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１Ａの回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１Ａの回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００３５】
次に、昇圧動作時における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図３に示す。
【００３６】
トランジスタＴL1をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴH5及びＴH1を通る電流が流れる（図４参照）。このとき、トランジスタＴH1の寄生ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴH1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴL2をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴH2及びＴH5を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴH2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴH2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００３７】
トランジスタＴL1をＯＮにする期間とトランジスタＴL2をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴH1及びＴH2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴH1及びＴH2の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴH1及びＴH2が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００３８】
次に、降圧動作時における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図５に示す。
【００３９】
トランジスタＴH1及びＴH4をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴL1を通る電流が流れる（図６参照）。このとき、トランジスタＴL1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴL1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴH3及びＴH2をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴL2を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴL2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴL2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００４０】
トランジスタＴH1及びＴH4をＯＮにする期間とトランジスタＴH2及びＴH3をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴH1及びＴH2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴH3及びＴH4が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴH1及びＴH2の同時ＯＮ並びにトランジスタＴH3及びＴH4の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴH1〜ＴH4が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００４１】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのように、トランジスタＴH5を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣH2が充電されたままの状態にてトランジスタＴH4がＯＮしたときに、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサＣH2、トランジスタＴH4、及びトランジスタＴH5がダメージを受けてしまう。
【００４２】
そこで、例えば、図７に示す本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図８に示す本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図７及び図８において図１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００４３】
図７に示す本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH5をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴH4がＯＮしたときであっても、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡されなくなる。
【００４４】
また、図８に示す本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コンデンサＣH2に並列に抵抗ＲH1及びトランジスタＴH6によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴH4をＯＮにする前に、トランジスタＴH6をＯＮにしてコンデンサＣH2の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗ＲH1による放電を実施した後にトランジスタＴH6をＯＦＦにし、その後トランジスタＴH4をＯＮにする。これにより、トランジスタＴH4がＯＮになって、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。
【００４５】
次に、図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。
【００４６】
ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。
【００４７】
そこで、図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH1及びＴH3にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴH1における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴH3における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴH1及びＴH3のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリＢ２の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH1及びＴH3をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴH2及びＴH4をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴH1及びＴH3をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴH2及びＴH4をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図９に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴH1及びＴH3）に並列にダイオードを接続することが望ましい。
【００４８】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。
【００４９】
図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図１０においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。
【００５０】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにすればよい。これにより、メインバッテリ７から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してサブバッテリ４に供給することも可能になる。
【００５１】
電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。
【００５２】
図１０においては、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。
【００５３】
ここで、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの低電圧側巻線に接続されるスイッチング回路にプッシュプル回路を採用した場合、前記トランスの低電圧側巻線の寄生インダクタに起因するサージ電圧を抑制する手段をプッシュプル回路に設けることが高効率化の観点から望ましい。
【００５４】
以下、上記のサージ電圧を抑制する手段について説明する。
【００５５】
図１１は第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1及びＴL2と、ダイオードＤAC1及びＤAC2と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴAC1及びＴAC2とを備えている。
【００５６】
トランジスタＴL1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴL2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴL1及びＴL2の各ソースはサブバッテリＢ１の負極に接続される。なお、図１１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。
【００５７】
ダイオードＤAC1のアノードはトランジスタＴL1のドレインに接続され、ダイオードＤAC1のカソードはトランジスタＴAC1のドレインに接続され、トランジスタＴAC1のソースはサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤAC2のアノードはトランジスタＴL2のドレインに接続され、ダイオードＤAC2のカソードはトランジスタＴAC2のドレインに接続され、トランジスタＴAC2のソースはサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。
【００５８】
図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL1のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤAC1を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴAC1が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤAC1を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL2のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤAC2を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴAC2が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤAC2を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。
【００５９】
したがって、トランジスタＴL1がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴAC1がＯＮ状態であり、トランジスタＴL2がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴAC1がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴL2がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴAC2がＯＮ状態であり、トランジスタＴL1がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴAC2がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1、及びＴAC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図１２に示すようなタイミングで行うとよい。図１２に示すようなタイミングでトランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1、及びＴAC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴAC1の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴL1の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴAC2の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴL2の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴAC1の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴAC2の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。
【００６０】
ここで、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図１３に示す。また、比較のため、図２０に示す従来のサージ電圧抑制手段（ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２）を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図１４に示す。図１３及び図１４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図１３及び図１４それぞれにおいて、サブバッテリＢ１の電圧は１２Ｖとした。
【００６１】
図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴAC1、ＴAC2の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴAC1、ＴAC2を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤAC1→トランジスタＴAC1→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤAC2→トランジスタＴAC2→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。
【００６２】
次に、トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成例について説明する。
【００６３】
トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図１５に示す。図１５において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図１５に記載している電圧値は一例である。
【００６４】
図１５に示す第１実施例では、トランジスタＴAC1及びＴAC2をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリＢ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴAC1駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴAC2駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図１５に示す第１実施例では、トランジスタＴL1のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴL2のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴAC1をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴAC1のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴAC2をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴAC1のソース端子）も接続する。なお、図１５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴL1のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴL2のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴAC1、ＴAC2を駆動するための電源電圧が得られるのは、図１３に示すように、トランジスタＴAC1オフ時のトランジスタＴAC1のドレイン電圧、および、トランジスタＴAC2オフ時のトランジスタＴAC2のドレイン電圧が、サブバッテリＢ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。
【００６５】
このような電源構成によると、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、サブバッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、サブバッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。
【００６６】
トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図１６に示す。図１６において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図１６に記載している電圧値は一例である。
【００６７】
図１６に示す第２実施例では、トランジスタＴAC1及びＴAC2をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴAC1駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴAC2駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図１６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴAC1をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴAC2をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。
【００６８】
このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図１６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴAC1及びＴAC2として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴAC1及びＴAC2に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図１６においてはトランジスタＴAC1及びＴAC2の並列ダイオードを図示していないが、図１５と同様にトランジスタＴAC1及びＴAC2と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。
【００６９】
次に、第２好適例に係るプッシュプル回路について説明する。図１７は第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１７において図１１と同一の部分には、図１１中のトランジスタＴAC1及びＴAC2を図１７ではトランジスタＴAC1A及びＴAC2Aに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００７０】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路は、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路からダイオードＤAC1及びＤAC2を取り除き、その代わりに同期整流用トランジスタＴAC1B及びＴAC2Bを設けた構成である。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。
【００７１】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL1がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴAC1BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴAC1AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴAC1BがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴL2がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴAC2BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴAC2AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴAC2BがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1A、ＴAC2A、ＴAC1B、及びＴAC2BのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図１８に示すようなタイミングで行うとよい。
【００７２】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成例は、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００７３】
なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
Ｂ１ サブバッテリ
Ｂ２ メインバッテリ
ＣH1、ＣH2、Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、ＤAC1、ＤAC2 ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＴL1〜ＴL4 トランジスタ
ＴH1〜ＴH5 トランジスタ
ＴAC1、ＴAC2 トランジスタ
ＴＲ１、ＴＲ２ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体に関する。
【背景技術】
【０００２】
双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは従来から種々の構成が提案されている。例えば、特許文献１に開示されている電源装置（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、図１９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。
【０００３】
特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。
【０００４】
なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５０４０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、リレー接点１０６に機械式リレーを用いた場合、リレー自体の消費電力が大きな損失の要因という問題があった。そこで、リレー接点１０６において大きな損失が発生しないようにリレー接点１０６に電磁リレーを用いることが考えられるが、この場合には接点磨耗によって信頼性が低下するという新たな問題が起こる。また、リレー接点１０６の代わりにトランジスタ等のスイッチング素子を用いることも考えられるが、この場合にはスイッチング素子を駆動するための高電圧電源を別途設ける必要が生じるため、複雑な回路構成となりコストがかかるという新たな問題と主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に常時スイッチング素子をＯＮにするには通常のドライバによる駆動が不可能であるため工夫が必要であるという新たな問題とが起こる。
【０００８】
本発明は、上記の状況に鑑み、高効率化を図ることができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成（第１の構成）とする。
【００１０】
また、上記第１の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記降圧動作時に、前記第１スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成（第２の構成）としてもよい。
【００１１】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成（第３の構成）としてもよい。
【００１２】
また、上記第１〜第３のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作する構成（第４の構成）としてもよい。
【００１３】
また、上記第４の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２スイッチング回路が、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子と、第３スイッチング素子と、第４スイッチング素子と、第５スイッチング素子と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを備え、前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第１スイッチング素子の一端及び前記第２スイッチング素子の一端が接続され、前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第３スイッチング素子の一端、前記第４スイッチング素子の一端、及び前記第５スイッチング素子の一端が接続され、前記第１スイッチング素子の他端、前記第３スイッチング素子の他端、及び前記第１コンデンサの一端が共通接続され、前記第２スイッチング素子の他端、前記第４スイッチング素子の他端、及び前記第２コンデンサの一端が共通接続され、前記第１コンデンサの他端、前記第２コンデンサの他端、及び前記第５スイッチング素子の他端が共通接続される構成（第５の構成）としてもよい。
【００１４】
また、上記第５の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第５スイッチング素子が互いの寄生ダイオードが逆方向接続される２つのＭＯＳＦＥＴによって構成される構成（第６の構成）としてもよい。
【００１５】
また、上記第５の構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２コンデンサが充電時に前記第２コンデンサの一端の電位よりも前記第２コンデンサの他端の電位の方が高くなり、前記第２スイッチング回路が、前記第２コンデンサに並列に接続される放電回路を備える構成（第７の構成）としてもよい。
【００１６】
また、上記第５〜第７のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成（第８の構成）としてもよい。
【００１７】
また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが上記第１〜第８のいずれかの構成の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである構成とする。
【００１８】
また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。
【００１９】
また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成である。このような構成によると、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率を最小限にして昇降圧両方の仕様を満たす双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。したがって、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率が大きいほど大きくなる前記トランスの抵抗成分を低減することができ、高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１Ａ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１Ｂ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す図である。
【図１Ｃ】本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す図である。
【図１Ｄ】昇降圧チョッパ回路の昇圧動作時における各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１Ｅ】昇降圧チョッパ回路の降圧動作時における各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２】本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図３】昇圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】昇圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図５】降圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図６】降圧動作における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１０】電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。
【図１１】第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図１２】第１好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１３】第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図１４】図２０に示す従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図１５】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。
【図１６】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。
【図１７】第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図１８】第２好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１９】特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。
【図２０】従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
【００２３】
図１Ａは本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1及びＴL2によって構成されトランスＴＲ１の低圧側巻線に接続されるプッシュプル回路と、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴH1〜ＴH4によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリＢ１との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴH5並びにコンデンサＣH1及びＣH2とを備えている。
【００２４】
トランジスタＴL1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴL2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴL1及びＴL2の各ソースはサブバッテリＢ１の負極に接続される。サブバッテリＢ１の正極はトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。なお、サブバッテリＢ１の正極と負極との間にコンデンサを設け、降圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能させてもよい。
【００２５】
トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴH1のソース及びトランジスタＴH2のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴH3のソース、トランジスタＴH4のドレイン、及びトランジスタＴH5のドレインが接続されている。トランジスタＴH1のドレイン及びトランジスタＴH3のドレイン、及びコンデンサＣH1の一端がメインバッテリＢ２の正極に接続され、トランジスタＴH2のソース及びトランジスタＴH4のソース、及びコンデンサＣH2の一端がメインバッテリＢ２の負極に接続される。そして、コンデンサＣH1の他端及びコンデンサＣH2の他端がトランジスタＴH3のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。また、メインバッテリＢ２はサブバッテリＢ１よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、ＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するＳＬＩを流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、ＳＬ１に対して行うのが好ましい。また、インダクタＳＬ１の代わりに図１Ｂに示すようにインダクタＳＬ２を設けてもよい。また、図示はしないがＳＬ１及びＳＬ２を共に備える構成としてもよい。
【００２６】
また、図１Ｃに示すように、コンデンサＣH1及びＣH2とメインバッテリＢ２との間に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴC1及びＴC2と、インダクタＬC1と、コンデンサＣC1とによって構成される昇降圧チョッパ回路を設けてもよい。上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタＴC2のスイッチング動作により昇圧を行う。この昇圧動作時に、トランジスタＴC1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴC1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。また、上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタＴC1のスイッチング動作により降圧を行う。この降圧動作時に、トランジスタＴC2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴC2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。昇圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図１Ｄに、降圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図１Ｅにそれぞれ示す。昇圧動作時、降圧動作時のいずれにおいても、トランジスタＴC1をＯＮにする期間とトランジスタＴC2をＯＮにする期間を交互に繰り返すが、トランジスタＴC1及びＴC2の同時ＯＮを防止するためにデッドタイムを設けている。なお、本実施例では、同期整流によりダイオード素子通過分の損失を低減しているが、同期整流は必ずしも必要ではなく、上記昇降圧チョッパ回路に流れる電流が十分に小さい場合、同期整流を行わず、昇圧動作時は、トランジスタＴC1を常にＯＦＦにし、トランジスタＴC2のみをスイッチング動作させ、降圧動作時は、トランジスタＴC2を常にＯＦＦにし、トランジスタＴC1のみをスイッチング動作させてもよい。
【００２７】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時にトランジスタＴH5を常時ＯＮにして、サブバッテリＢ１から出力される直流電圧を上記プッシュプル回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴH1及びＴH2とトランジスタＴH5とコンデンサＣH1及びＣH2とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をメインバッテリＢ２に供給する。トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎであるため、本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴL1およびＴL2の駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００２８】
また、図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時にトランジスタＴH5を常時ＯＦＦにして、メインバッテリＢ２から出力される直流電圧を上記フルブリッジ回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴL1及びＴL2によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をサブバッテリＢ１に供給する。巻線比が１：Ｎであるため、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴH1、ＴH2、ＴH3、ＴH4のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００２９】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、サブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をプッシュプル回路にしているが、サブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路はプッシュプル回路に限定されることはなく、例えば、図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのようにサブバッテリＢ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1〜ＴL4によって構成されるフルブリッジ回路にしてもよい。なお、図２において図１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００３０】
図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータも図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続される。また、図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで用いられたトランスＴＲ１（低圧側巻線にセンタータップが設けられているトランス）の代わりに、トランスＴＲ２（低圧側巻線にセンタータップが設けられていないトランス）を用いている。トランスＴＲ２においてもトランスＴＲ１と同様に低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比を１：Ｎとする。
【００３１】
ここで、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。
【００３２】
例えば、サブバッテリＢ１の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小） 〜 Ｖsub_max（最大）、メインバッテリＢ２の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜 Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンスに等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。
この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴL1、ＴL2のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴL1、ＴL2のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。サブバッテリＢ１およびメインバッテリＢ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００３３】
次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴH1、ＴH2、ＴH3、ＴH4のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴH1とＴH4がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴH2とＴH3がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。サブバッテリＢ１およびメインバッテリＢ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００３４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１Ａの回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１Ａの回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００３５】
次に、昇圧動作時における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図３に示す。
【００３６】
トランジスタＴL1をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴH5及びＴH1を通る電流が流れる（図４参照）。このとき、トランジスタＴH1の寄生ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴH1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴL2をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴH2及びＴH5を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴH2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴH2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００３７】
トランジスタＴL1をＯＮにする期間とトランジスタＴL2をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴH1及びＴH2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴH1及びＴH2の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴH1及びＴH2が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００３８】
次に、降圧動作時における本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図５に示す。
【００３９】
トランジスタＴH1及びＴH4をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴL1を通る電流が流れる（図６参照）。このとき、トランジスタＴL1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴL1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴH3及びＴH2をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴL2を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴL2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴL2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００４０】
トランジスタＴH1及びＴH4をＯＮにする期間とトランジスタＴH2及びＴH3をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴH1及びＴH2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴH3及びＴH4が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴH1及びＴH2の同時ＯＮ並びにトランジスタＴH3及びＴH4の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴH1〜ＴH4が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００４１】
図１Ａに示す本発明の第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図２に示す本発明の第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのように、トランジスタＴH5を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣH2が充電されたままの状態にてトランジスタＴH4がＯＮしたときに、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサＣH2、トランジスタＴH4、及びトランジスタＴH5がダメージを受けてしまう。
【００４２】
そこで、例えば、図７に示す本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図８に示す本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図７及び図８において図１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００４３】
図７に示す本発明の第３実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH5をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴH4がＯＮしたときであっても、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡されなくなる。
【００４４】
また、図８に示す本発明の第４実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コンデンサＣH2に並列に抵抗ＲH1及びトランジスタＴH6によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴH4をＯＮにする前に、トランジスタＴH6をＯＮにしてコンデンサＣH2の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗ＲH1による放電を実施した後にトランジスタＴH6をＯＦＦにし、その後トランジスタＴH4をＯＮにする。これにより、トランジスタＴH4がＯＮになって、トランジスタＴH5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴH4を介してコンデンサＣH2が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。
【００４５】
次に、図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。
【００４６】
ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。
【００４７】
そこで、図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH1及びＴH3にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴH1における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴH3における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴH1及びＴH3のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリＢ２の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図９に示す本発明の第５実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴH1及びＴH3をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴH2及びＴH4をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴH1及びＴH3をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴH2及びＴH4をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図９に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴH1及びＴH3）に並列にダイオードを接続することが望ましい。
【００４８】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。
【００４９】
図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図１０においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。
【００５０】
本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを図１０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにすればよい。これにより、メインバッテリ７から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してサブバッテリ４に供給することも可能になる。
【００５１】
電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。
【００５２】
図１０においては、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。
【００５３】
ここで、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの低電圧側巻線に接続されるスイッチング回路にプッシュプル回路を採用した場合、前記トランスの低電圧側巻線の寄生インダクタに起因するサージ電圧を抑制する手段をプッシュプル回路に設けることが高効率化の観点から望ましい。
【００５４】
以下、上記のサージ電圧を抑制する手段について説明する。
【００５５】
図１１は第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴL1及びＴL2と、ダイオードＤAC1及びＤAC2と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴAC1及びＴAC2とを備えている。
【００５６】
トランジスタＴL1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴL2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴL1及びＴL2の各ソースはサブバッテリＢ１の負極に接続される。なお、図１１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。
【００５７】
ダイオードＤAC1のアノードはトランジスタＴL1のドレインに接続され、ダイオードＤAC1のカソードはトランジスタＴAC1のドレインに接続され、トランジスタＴAC1のソースはサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤAC2のアノードはトランジスタＴL2のドレインに接続され、ダイオードＤAC2のカソードはトランジスタＴAC2のドレインに接続され、トランジスタＴAC2のソースはサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。
【００５８】
図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL1のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤAC1を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴAC1が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤAC1を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL2のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤAC2を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴAC2が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤAC2を経由してサブバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。
【００５９】
したがって、トランジスタＴL1がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴAC1がＯＮ状態であり、トランジスタＴL2がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴAC1がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴL2がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴAC2がＯＮ状態であり、トランジスタＴL1がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴAC2がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1、及びＴAC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図１２に示すようなタイミングで行うとよい。図１２に示すようなタイミングでトランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1、及びＴAC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴAC1の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴL1の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴAC2の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴL2の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴAC1の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴAC2の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。
【００６０】
ここで、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図１３に示す。また、比較のため、図２０に示す従来のサージ電圧抑制手段（ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２）を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図１４に示す。図１３及び図１４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図１３及び図１４それぞれにおいて、サブバッテリＢ１の電圧は１２Ｖとした。
【００６１】
図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴAC1、ＴAC2の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴAC1、ＴAC2を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤAC1→トランジスタＴAC1→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤAC2→トランジスタＴAC2→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。
【００６２】
次に、トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成例について説明する。
【００６３】
トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図１５に示す。図１５において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図１５に記載している電圧値は一例である。
【００６４】
図１５に示す第１実施例では、トランジスタＴAC1及びＴAC2をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリＢ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴAC1駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴAC2駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図１５に示す第１実施例では、トランジスタＴL1のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴL2のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴAC1をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴAC1のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴAC2をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴAC1のソース端子）も接続する。なお、図１５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴL1のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴL2のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴAC1、ＴAC2を駆動するための電源電圧が得られるのは、図１３に示すように、トランジスタＴAC1オフ時のトランジスタＴAC1のドレイン電圧、および、トランジスタＴAC2オフ時のトランジスタＴAC2のドレイン電圧が、サブバッテリＢ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。
【００６５】
このような電源構成によると、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、サブバッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、サブバッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。
【００６６】
トランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図１６に示す。図１６において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図１６に記載している電圧値は一例である。
【００６７】
図１６に示す第２実施例では、トランジスタＴAC1及びＴAC2をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴAC1駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴAC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴAC2駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴAC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図１６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴAC1をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴAC2をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。
【００６８】
このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図１６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴAC1及びＴAC2として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴAC1及びＴAC2に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図１６においてはトランジスタＴAC1及びＴAC2の並列ダイオードを図示していないが、図１５と同様にトランジスタＴAC1及びＴAC2と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。
【００６９】
次に、第２好適例に係るプッシュプル回路について説明する。図１７は第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１７において図１１と同一の部分には、図１１中のトランジスタＴAC1及びＴAC2を図１７ではトランジスタＴAC1A及びＴAC2Aに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００７０】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路は、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路からダイオードＤAC1及びＤAC2を取り除き、その代わりに同期整流用トランジスタＴAC1B及びＴAC2Bを設けた構成である。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。
【００７１】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴL1がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴAC1BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴAC1AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴAC1BがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴL2がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴAC2BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴAC2AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴAC2BがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴL1、ＴL2、ＴAC1A、ＴAC2A、ＴAC1B、及びＴAC2BのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図１８に示すようなタイミングで行うとよい。
【００７２】
図１７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴAC1及びＴAC2駆動用ドライバの電源構成例は、図１１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００７３】
なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
Ｂ１ サブバッテリ
Ｂ２ メインバッテリ
ＣH1、ＣH2、Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、ＤAC1、ＤAC2 ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＴL1〜ＴL4 トランジスタ
ＴH1〜ＴH5 トランジスタ
ＴAC1、ＴAC2 トランジスタ
ＴＲ１、ＴＲ２ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、
前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、
昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、
降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、
前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きいことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記降圧動作時に、前記第１スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作することを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第２スイッチング回路が、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子と、第３スイッチング素子と、第４スイッチング素子と、第５スイッチング素子と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを備え、
前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第１スイッチング素子の一端及び前記第２スイッチング素子の一端が接続され、
前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第３スイッチング素子の一端、前記第４スイッチング素子の一端、及び前記第５スイッチング素子の一端が接続され、
前記第１スイッチング素子の他端、前記第３スイッチング素子の他端、及び前記第１コンデンサの一端が共通接続され、
前記第２スイッチング素子の他端、前記第４スイッチング素子の他端、及び前記第２コンデンサの一端が共通接続され、
前記第１コンデンサの他端、前記第２コンデンサの他端、及び前記第５スイッチング素子の他端が共通接続されることを特徴とする請求項４に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第５スイッチング素子が互いの寄生ダイオードが逆方向接続される２つのＭＯＳＦＥＴによって構成されることを特徴とする請求項５に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第２コンデンサが充電時に前記第２コンデンサの一端の電位よりも前記第２コンデンサの他端の電位の方が高くなり、
前記第２スイッチング回路が、前記第２コンデンサに並列に接続される放電回路を備えることを特徴とする請求項５に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
太陽電池と、
前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、
前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項１〜８のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
【請求項１０】
請求項９に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
【請求項１１】
前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項１０に記載の移動体。
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、
前記トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とを備え、
昇圧動作時に、前記第１スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第２スイッチング回路により整流され、
降圧動作時に、前記第２スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第１スイッチング回路により整流され、
前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きいことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記降圧動作時に、前記第１スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作することを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記昇圧動作時に、前記第２スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第２スイッチング回路が、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子と、第３スイッチング素子と、第４スイッチング素子と、第５スイッチング素子と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを備え、
前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第１スイッチング素子の一端及び前記第２スイッチング素子の一端が接続され、
前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第３スイッチング素子の一端、前記第４スイッチング素子の一端、及び前記第５スイッチング素子の一端が接続され、
前記第１スイッチング素子の他端、前記第３スイッチング素子の他端、及び前記第１コンデンサの一端が共通接続され、
前記第２スイッチング素子の他端、前記第４スイッチング素子の他端、及び前記第２コンデンサの一端が共通接続され、
前記第１コンデンサの他端、前記第２コンデンサの他端、及び前記第５スイッチング素子の他端が共通接続されることを特徴とする請求項４に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第５スイッチング素子が互いの寄生ダイオードが逆方向接続される２つのＭＯＳＦＥＴによって構成されることを特徴とする請求項５に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第２コンデンサが充電時に前記第２コンデンサの一端の電位よりも前記第２コンデンサの他端の電位の方が高くなり、
前記第２スイッチング回路が、前記第２コンデンサに並列に接続される放電回路を備えることを特徴とする請求項５に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第１スイッチング素子及び前記３スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第２スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
太陽電池と、
前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、
前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項１〜８のいずれか１項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
【請求項１０】
請求項９に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
【請求項１１】
前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項１０に記載の移動体。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図１Ｄ】
【図１Ｅ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図１Ｄ】
【図１Ｅ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１３−９４０３４（Ｐ２０１３−９４０３４Ａ）
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２３６１６９（Ｐ２０１１−２３６１６９）
【出願日】平成２３年１０月２７日（２０１１．１０．２７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月２７日（２０１１．１０．２７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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