回転電機制御装置
【課題】インバータを不連続パルス幅変調方式で駆動する際の電流リップルを低減する。
【解決手段】複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの先頭に出現する場合は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割して、基準変調期間ＴＣの末尾に配分し、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの末尾に出現する場合は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割して、基準変調期間ＴＣの先頭に配分して、変調パルスＳ１，Ｓ３，Ｓ５を生成する。
【解決手段】複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの先頭に出現する場合は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割して、基準変調期間ＴＣの末尾に配分し、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの末尾に出現する場合は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割して、基準変調期間ＴＣの先頭に配分して、変調パルスＳ１，Ｓ３，Ｓ５を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流の回転電機を駆動するインバータを制御する手法として、高い変調率での制御が可能なことから、しばしば不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）が用いられる。ＤＰＷＭは、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変化させる。具体的には、電気角で６０度（π／３）ずつ各相が順次固定される。これに対して、全ての相が変化する正弦波パルス幅変調や、空間ベクトルパルス幅変調は、連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ：continuous PWM）と呼ばれる。
【０００３】
ＤＰＷＭでは、３相電圧に対して８つの状態（（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１））で表される空間ベクトルの内、ゼロベクトルと称される（０００），（１１１）が出現する頻度がＣＰＷＭに比べて少なくなる。ここで、“１”は駆動信号の信号レベルがハイレベルの状態を示し、“０”は信号レベルがローレベルの状態を示す。ＤＰＷＭで１相の駆動信号の信号レベルがハイレベルに固定されている期間、つまり、１相の空間ベクトルが“１”に固定された期間では、ゼロベクトル（０００）は出現しない。また、１相の駆動信号の信号レベルがローレベルに固定されている期間、つまり、１相の空間ベクトルが“０”に固定された期間では、ゼロベクトル（１１１）は出現しない。従って、ＤＰＷＭではＣＰＷＭに比べて、全体としてゼロベクトルが出現する機会が減少することになる。
【０００４】
ここで、各相の電流に着目すると、ゼロベクトルではない区間（アクティブベクトル区間）には電流が正負何れかの方向に増加し、ゼロベクトル区間には逆方向に電流が減少する。これは、アクティブベクトル区間では、直流電源と回転電機とがインバータを介して接続されて電流が流れるが、ゼロベクトル区間では、直流電源と回転電機との間に電流が流れず、インバータと回転電機との間で電流が還流して抵抗損失等によって電流が消費されるためである。上述したように、ＣＰＷＭに比べてＤＰＷＭでは、ゼロベクトルの出現頻度が低下することにより、アクティブベクトル区間が長くなるので、電流の増減幅が大きくなる。このため、電流リップルが大きくなってＣＰＷＭに比べて損失が大きくなる。
【０００５】
特開２００８−６１４９４号公報（特許文献１）には、このようなＤＰＷＭを用いて交流モータを制御するシステムが開示されている（上述した８つの状態の空間ベクトルは、特許文献１の図３等を参照。）。交流モータ（回転電機）の制御においては、多くの場合電流フィードバック制御が行われるが、このためには実際に交流モータ（回転電機）を流れる電流を検出することが必要である。上述したように電流リップルが大きいと、この電流の検出の際に誤差が大きくなる可能性がある。特許文献１では、この点に鑑みて、電流を検出するサンプリングタイミングを適切に設定している。具体的には、ＤＰＷＭを用いたパルスシーケンスの基準となるスイッチング・サイクルの開始時や終了時にリップル電流がゼロとなることに着目し、スイッチング・サイクルの開始時にサンプリングタイミングが設定される（第１９〜２０段落、図２９等）。
【０００６】
但し、特許文献１では、電流リップルそのものを抑制することについては、提言されていない。上述したように、ＤＰＷＭは、ＣＰＷＭに比べて損失が大きくなる。従って、電流のサンプリング誤差を抑制するだけでなく、根本的な原因である電流リップルを低減することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−６１４９４ 号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記背景に鑑みて、インバータを不連続パルス幅変調方式で駆動制御する際に生じる電流リップルを低減する技術の提供が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記複数相の交流電力の内の１相に対応する前記インバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、信号レベルを固定する際には、前記変調周波数に基づく基準変調期間の全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定し、信号レベルを変動させる際には、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させるものであり、
前記複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間が前記基準変調期間の先頭に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の末尾に配分し、前記ゼロベクトル区間が前記基準変調期間の末尾に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の先頭に配分して、前記変調パルスを生成する点にある。
【００１０】
この特徴構成によれば、各基準変調期間において、先頭と末尾とにゼロベクトル区間が分割配置されるので、基準変調期間の区切りにおいてゼロベクトル区間が出現するようになる。このため、アクティブベクトル区間が継続する期間が短くなり、１回のアクティブベクトル区間における電流の増加量がゼロベクトル区間の分割前と比べて少なくなる。その結果、電流の増減幅が抑制され、電流リップルも抑制される。尚、各基準変調期間においてゼロベクトル区間が分割、配分されるので、各基準変調期間における線間電圧は影響を受けない。従って、回転電機に印加する電圧を維持した状態で電流リップルが抑制される。
【００１１】
また、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に低下させ、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に上昇させると好適である。この構成によれば、全ての相のデューティーを一律に上昇又は減少させるので、各相の相電圧が一律にオフセットされることになる。つまり、線間電圧は変化しないので、ゼロベクトルの分割・配分前と同等の電圧を回転電機に印加することができる。つまり、回転電機に印加する電圧を維持したままで、各基本制御周期にゼロベクトル区間を出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００１２】
ここで、本発明に係る回転電機制御装置は、分割後のそれぞれの前記ゼロベクトル区間が、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。直流電源の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流電源を短絡させてしまう。従って、両アームスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子が共にオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータの安全性を確保するために必ず設けなければならない期間であるから、分割後のゼロベクトル区間の長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。尚、１つの態様として、インバータ制御部は、分割後のゼロベクトル区間の長さがこのデッドタイム期間以上の長さに設定可能か否かに応じて、ゼロベクトル区間の分割を行うか否かを決定するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】回転電機制御装置を含むシステム構成例を模式的に示すブロック図
【図２】インバータを含む回転電機駆動装置の構成例を模式的に示すブロック図
【図３】不連続パルス幅変調の原理を示す説明図
【図４】分割前のゼロベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図
【図５】分割後のゼロベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図
【図６】ゼロベクトル区間を分割し配分する一例を示す波形図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態を、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両の駆動源及び当該車両の直流電源への回生源となる回転電機を制御する回転電機制御装置を例として、図面に基づいて説明する。本実施形態では、回転電機制御装置が、内燃機関と回転電機とが協働するハイブリッド自動車に搭載される回転電機を制御する場合を例として説明する。説明を容易にするために、本実施形態では、１つの回転電機を制御する場合を例として説明するが、複数の回転電機を制御する回転電機制御装置にも本発明を適用することが可能である。尚、以下、回転電機を適宜、モータと称して説明するが、これは、電動機及び発電機として機能する回転電機を指す。
【００１５】
図１のブロック図は、そのようなモータＭの制御装置５０（回転電機制御装置）を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示している。図１に示すように、本実施形態では、交流の回転電機として３相同期モータＭが備えられている。図１に示すように、モータＭは、インバータ５を備えた回転電気駆動装置１を介して、直流電源３と電気的に接続される。この直流電源３は、バッテリであっても良いし、バッテリ及びバッテリの出力電圧を昇圧するコンバータを含むものであってもよい。本実施形態では、図２に示すように直流電源３としてバッテリを例示している。インバータ５は、直流電源３から出力される直流電力を３相交流電力（多相交流電力）に変換する。変換された３相交流電力によって、電動機として機能するモータＭが駆動される。また、インバータ５は、モータＭが発電機として機能する場合には、発電された３相交流電力を直流電力に変換して直流電源３に回生する。
【００１６】
インバータ５は、よく知られているようにスイッチング素子を用いた複数相（ここでは３相）のブリッジ回路により構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。
【００１７】
図２に示すように、インバータ５の直流の正極側と直流の負極側との間には、２つのＩＧＢＴが直列に接続された１相分のレッグが構成され、このレッグが３回線並列接続される。つまり、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応するステータコイルのそれぞれに一組のレッグが対応したブリッジ回路が構成される。各レッグの上段側のＩＧＢＴ（Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５）のコレクタはインバータ５の直流の正極側に接続され、エミッタは各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のコレクタに接続される。また、各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のエミッタは、インバータ５の直流の負極側（例えば、グラウンド）に接続される。各レッグにおいて対となるＩＧＢＴの中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、モータＭの３相のステータコイルにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴには、それぞれ、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形でフリーホイールダイオード（還流ダイオード）が並列に（逆並列に）接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、後述するドライバ回路５５を介してＥＣＵ（electronic control unit）５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。
【００１８】
ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）５１と、インターフェース回路５２と、その他の周辺回路等とを有して構成される。ＣＰＵ５１は、回転電機制御プログラムを実行するコンピュータであり、本発明の回転電機制御装置に相当する制御装置５０の中核となる。インターフェース回路５２は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。ドライバ回路５５は、インバータ５のスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６を駆動する駆動信号（スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６）の電圧を変換する回路である。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート）に入力される駆動信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の電源電圧よりも高い電圧を必要とする。このため、駆動信号は、ドライバ回路５５を介して電圧変換（例えば昇圧）された後、インバータ５に入力される。
【００１９】
本実施形態のＣＰＵ５１は、例えば、ＣＰＵコア１１と、プログラムメモリ１２と、パラメータメモリ１３と、ワークメモリ１４と、通信制御部１５と、Ａ／Ｄコンバータ１６と、タイマ１７と、ポート１８とを有して構成される。ＣＰＵコア１１は、ＣＰＵ５１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。つまり、ＣＰＵコア１１を主として、ワークメモリ１４やタイマ１７なども含むハードウェアと、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３に格納されたプログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働により、制御装置５０の中核が構成される。
【００２０】
プログラムメモリ１２は、モータ制御プログラム（回転電機制御プログラム）が格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ１３は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。尚、パラメータメモリ１３は、プログラムメモリ１２と区別することなく構築されてもよい。また、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ１４は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ１４は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
【００２１】
通信制御部１５は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。例えば、車両内のＣＡＮ（controller area network）などのネットワークを介して、走行制御システム６０や、その他のシステム、センサ等との通信を制御する。本実施形態では、ＣＰＵ５１は、通信制御部１５を介して、走行制御システム６０から、モータ制御指令Ｈｒ（例えば、モータＭに対する要求トルク）を受け取り、これに基づいて、モータＭを制御する。
【００２２】
Ａ／Ｄコンバータ１６は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、モータＭの各ステータコイルに流れるモータ電流の検出結果を電流センサ５８から受け取り、デジタルデータに変換する。本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相電流の全てが非接触型の電流センサ５８により検出される場合を例示している。但し、３相電流は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、２相分のみの電流を検出し、残る１相はＣＰＵ５１において演算により求めてもよい。また、本例では、Ａ／Ｄコンバータ１６が複数のアナログ入力を有しているように図示しているが、必ずしも複数の入力を有する必要はない。例えば、インターフェース回路５２にマルチプレクサを備えて、時分割により複数の電流値を取得してもよい。
【００２３】
ところで、交流モータを制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相各相のステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向に準じた第１軸（例えば、磁界の方向に沿ったｄ軸）と、第１軸に直交する第２軸（例えばｑ軸）との２相のベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本実施形態においては、このｄ−ｑ軸ベクトル空間におけるベクトル制御を採用した場合を例として説明する。
【００２４】
ベクトル制御における座標変換に際しては、モータＭの回転状態をリアルタイムで知る必要がある。従って、図１に示すように、モータＭの近傍にレゾルバなどの回転検出センサ５９が備えられる。その検出結果は、上述したように、ＣＰＵ５１のポート１８を介して、ＣＰＵコア１１内のレジスタやワークメモリ１４に伝達される。制御装置５０は、回転検出センサ５９の回転検出信号Ｒに基づいて、ロータ位置（電気角θ）や、回転速度（角速度ω）を求める。尚、回転検出センサ５９が直接、電気角θや角速度ωを出力するものであってもよい。
【００２５】
図２に示すように、制御装置５０は、ベクトル制御によりインバータ５を含む回転電機駆動装置を制御する機能部として、インバータ制御部１０を備えて構成されている。インバータ制御部１０は、走行制御システム６０から与えられるモータ制御指令（走行制御指令）Ｈｒに基づいて、各モータＭを制御するための要求トルクであるトルク指令を演算し、それぞれのトルク指令に応じて電流フィードバック制御のための２相の目標電流である電流指令ｉｄ，ｉｑを設定する。電流指令ｉｄ，ｉｑは、上述したｄ軸及びｑ軸に対応して設定される目標電流である。続いて、インバータ制御部１０は、電流指令ｉｄ，ｉｑと、フィードバックされたモータ電流との偏差に基づいて、例えば比例積分制御（ＰＩ制御）や、比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を行い、目標電圧である電圧指令ｖｄ，ｖｑを設定する。尚、電流センサ５８により検出されるモータ電流は、３相電流であるから、電気角θに基づいて２相電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換される。そして、電流指令ｉｄ，ｉｑと２相モータ電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差、及び、角速度ωに基づいて、ＰＩＤ制御が行われ、電圧指令ｖｄ，ｖｑが演算される。
【００２６】
次に、インバータ制御部１０は、電圧指令ｖｄ，ｖｑに基づいて、インバータ５の３相のＩＧＢＴを駆動するスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６（変調パルス）を生成する。インバータ制御部１０は、２相の電圧指令ｖｄ，ｖｑを、電気角θに基づいて３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。そして、インバータ制御部１０は、インバータ５を構成する各ＩＧＢＴのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、パルス幅変調によって生成される。
【００２７】
パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調や空間ベクトルパルス幅変調などの連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ：continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）などの方式がある。ＤＰＷＭは、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる方式である。ＣＰＷＭは、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される方式である。これらの変調方式は、モータＭに求められる回転速度やトルクなどの運転条件、そして、その運転条件を満足するために必要な変調率（３相交流の相間電圧の実効値に対する直流電圧の割合）に応じて決定される。ここでは、変調方式として、ＤＰＷＭが選択されている場合について説明する。
【００２８】
ここで、図３を参照して、ＤＰＷＭの原理について説明する。図３に示すように、ＤＰＷＭでは、３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの内の一相が順次、π／３（＝６０度）ずつ直流電源３の正極の電圧レベル又は負極の電圧レベルに固定される。例えば、Ｕ相の電圧指令Ｖｕが正極側に固定されている間、つまり１／３πから２／３πまでの期間は、Ｕ相の電圧指令ＶｕはキャリアＣＡよりも小さくなることがない。このため、当該期間において、Ｕ相レッグの上段側アームのスイッチング素子Ｅ１のスイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルは常にハイレベル（Ｈ）に固定されることになる。一方、この期間において電圧指令が固定されていないＶ相及びＷ相の上段側アームのスイッチング素子Ｅ３，Ｅ５のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５については、電圧指令Ｖｖ，ＶｗとキャリアＣＡとの大小関係に基づいて変調されて信号レベルが変化する。Ｕ相の電圧指令Ｖｕが負極側に固定されている期間、つまり４／３πから５／３πまでの期間についても同様である。スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルは常にローレベル（Ｌ）に固定され、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５は信号レベルが変化する。
【００２９】
図３に示すように、順次、Ｕ相の電圧指令Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令Ｖｗがπ／３ずつ固定される。つまり、Ｖ相のスイッチング制御信号Ｓ３が固定されてＷ相及びＵ相のスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ１が変化する期間、Ｗ相のスイッチング制御信号Ｓ５が固定されてＵ相及びＶ相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３が変化する期間が出現する。このように、インバータ制御部１０は、複数相の内の１相に対応するインバータ５のスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数（キャリアＣＡの周波数）に応じた変調パルスを生成して、インバータ５を制御する。
【００３０】
図４は、スイッチング制御信号Ｓ１がハイレベルに固定されている期間を拡大したものである。インバータ制御部１０は、不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成する。この変調周波数は、図３及び図４に示すキャリアＣＡの周波数である。本実施形態では、さらにこのキャリアＣＡの半周期、つまり三角波のキャリアＣＡの波形が谷（ボトム）から山（ピーク）へ向かう期間と、山から谷へ向かう期間とを基準変調期間ＴＣとして変調パルスを生成する。
【００３１】
ベクトル制御においては、例えば上段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５の信号レベルの組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる。各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、（ＵＶＷ）で示される空間ベクトルは以下の８つとなる。即ち、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つである。尚、下段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６については、それぞれ上段側アームのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５と相補的な信号レベルとなる。従って、３相のインバータ５をスイッチング制御するための空間ベクトルは上述した８つに代表される。
【００３２】
上記、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、相間電圧がゼロとなってモータＭに電流が流れないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称される。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称される。ＤＰＷＭでは、何れかの相のスイッチング制御信号がハイレベルに固定されている期間では、ゼロベクトル（０００）は出現せず、何れかの相のスイッチング制御信号がローレベルに固定されている期間では、ゼロベクトル（１１１）は出現しない。このため、固定期間が存在しない例えばＣＰＷＭのような方式に比べて、ＤＰＷＭではゼロベクトルの出現頻度が少なくなる。
【００３３】
図４の下段には、Ｕ相電流Ｉｕを模式的に示している。図４に示すように、ゼロベクトルではない期間（アクティブベクトル区間ＡＶ）には電流が増加し、ゼロベクトル区間ＮＶには電流が減少する。これは、アクティブベクトル区間ＡＶでは、直流電源３とモータＭとがインバータ５を介して接続されて電流が流れるが、ゼロベクトル区間ＮＶでは、直流電源３とモータＭとの間に電流が流れず、インバータ５とモータＭとの間で電流が還流して抵抗損失等によって電流が消費されるためである。そして、上述したように、ＤＰＷＭでは、例えばＣＰＭＷと比べてゼロベクトルが出現する機会が減少するから、アクティブベクトル区間ＡＶが長くなる。このため、例えばＣＰＷＭと比べて電流の増減幅が大きくなって電流リップルも大きくなり、損失も大きくなる。
【００３４】
このような観点より、インバータ制御部１０は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割してアクティブベクトル区間ＡＶの中に配分する。つまり、アクティブベクトル区間ＡＶの中にゼロベクトル区間ＮＶを設けてゼロベクトルの出現頻度を増加させる。これにより、分割前に比べてアクティブベクトル区間ＡＶの長さが短くなるから、アクティブベクトル区間ＡＶに増加する電流も小さくなる。その結果、分割前に比べて電流の増減幅が小さくなり、リップルも抑制されて損失も小さくなる。
【００３５】
本実施形態において、インバータ制御部１０は、スイッチング制御信号の信号レベルを固定する際には、変調周波数に基づく基準変調期間ＴＣの全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定する。一方、インバータ制御部１０は、信号レベルを変動させる際には、基準変調期間ＴＣのそれぞれにおいて信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させる。図４に示す例においては、スイッチング制御信号Ｓ１は、各基準変調期間ＴＣのそれぞれ全期間に亘って信号レベルがハイレベルに固定されている。スイッチング制御信号Ｓ３及びＳ５は、共に、キャリアＣＡが谷から山へ向かう上り期間（第１期間）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてハイレベルからローベルに１回変化し、キャリアＣＡが山から谷へ向かう下り期間（第２期間）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてローレベルからハイベルに１回変化している。尚、キャリアＣＡの上り期間及び下り期間に対する第１期間及び第２期間の呼称は、単に区別のためのものであって何ら順序を規定するものではない。当然ながら、第１期間と第２期間との呼称が反対であってもよい。
【００３６】
ここで、図４に示すように、スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルがハイレベルに固定されており、キャリアＣＡの谷のタイミングで（１１１）のゼロベクトル区間ＮＶが出現する場合を考える。この谷のタイミングの次の山のタイミングでは、スイッチング制御信号Ｓ１を除く２つのスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５の信号レベルが共にローレベルであるが、スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルがハイレベルに固定されているためにゼロベクトル（０００）は出現しない。このため、さらに次の谷のタイミングで（１１１）のゼロベクトルが出現するまで、アクティブベクトル区間ＡＶが継続する。そこで、キャリアＣＡの谷のタイミングに出現する（１１１）のゼロベクトル区間ＮＶを分割し、元の谷のタイミングと、次の山のタイミングとにゼロベクトル区間ＮＶを配分する。
【００３７】
例えば、図４に示すように、キャリアＣＡの谷のタイミングにおける期間Ｔ１（Ｔ３）のゼロベクトル区間ＮＶを半分ずつ２つの期間Ｔ２（Ｔ４）に分割して、一方は元の谷のタイミングに残す。つまり、元のゼロベクトル区間ＮＶを半分の長さに短縮する。そして、分割した他方はキャリアＣＡの次の山のタイミングに配分して期間Ｔ２（Ｔ４）のゼロベクトル区間ＮＶを新たに設ける。このような分割及び配分によって、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５は図５に示すようなパルスとなる。上述したように、アクティブベクトル区間ＡＶには電流が増加し、ゼロベクトル区間ＮＶには電流が減少する。図４に示したパルス波形に比べて、ゼロベクトル区間ＮＶを分割・配分した後の図５に示したパルス波形では、ゼロベクトルが出現する機会が増加し、アクティブベクトル区間ＡＶが相対的に短くなっている。その結果、図５の下段に示すように電流の増減幅も相対的に小さくなって電流リップルも小さくなり、損失も低減される。
【００３８】
尚、このゼロベクトルの分割・配分の前後においてゼロベクトル区間ＮＶの総和は同じである。つまり、キャリアＣＡの谷のタイミングのゼロベクトル区間ＮＶが減少した分は、次の山のタイミングに配分されているから、全体としてゼロベクトル区間ＮＶは維持される。また、以下に説明するように、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を行っても３相の線間電圧は維持される。具体的には、図５に示す例では、キャリアＣＡの谷のタイミングでゼロベクトル区間ＮＶが短くなるので、Ｖ相及びＷ相のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５のハイレベルの期間が短くなり、Ｖ相及びＷ相の電圧が低下する。しかし、キャリアＣＡの山のタイミングにゼロベクトル区間ＮＶが設けられることによって、スイッチング制御信号Ｓ１のハイレベルの期間も短くなり、Ｕ相の電圧も低下する。このように、３相のそれぞれの電圧が一律に低下することになるので、ゼロベクトルの分割・配分前と同等の電圧をモータＭに印加することができる。つまり、モータＭに印加する電圧を維持したままで、基準変調期間ＴＣの区切りごとにゼロベクトル区間ＮＶを出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００３９】
以上、ゼロベクトル区間ＮＶを分割し、配分する概念について説明した。以下、図６を参照して、実際にマイクロコンピュータなどを用いてゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を実現する手法について説明する。上述したように、本実施形態のインバータ制御部１０は、ＣＰＵ５１を中核として構成されている。ＣＰＵ５１においてキャリアＣＡは、タイマ１７（カウンタと同義）やタイマ１７と協働するレジスタなどによって仮想的に実現される。具体的には、図６の下段に示すように、キャリアＣＡの上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の長さに対応する基準変調期間ＴＣは、タイマ１７によるカウント値ＣＴによって規定される。ここでは、１０進数で０〜９９の１００カウントによって、基準変調期間ＴＣが設定されている場合を例示している。
【００４０】
また、上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の区別は、別のカウント値ＣＴＳによって規定される。本実施形態では、カウント値ＣＴＳが“０”の場合が上り期間（第１期間）ＴＣ１であり、カウント値ＣＴＳが“１”の場合が下り期間（第２期間）ＴＣ２である。尚、同一のカウント値の上位ビットによって上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の区別を表し、下位ビットによって基準変調期間ＴＣの長さを表してもよい。また、本実施形態では、上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２共に、値が増加するアップカウンタ方式で規定する例を示したが、例えば、上り期間（第１期間）ＴＣ１はアップカウンタ方式で規定し、下り期間（第２期間）ＴＣ２は値が減少するダウンカウンタ方式で規定してもよい。このようなアップダウンカウンタ方式を採用すると、カウント値によって山や谷を表現することが可能である。
【００４１】
スイッチング制御信号Ｓ３の電圧指令Ｖｖとして“３”が設定され、スイッチング制御信号Ｓ５の電圧指令Ｖｗとして“１”が設定されているとする。変調パルスの長さとしては、それぞれ、スイッチング制御信号Ｓ３が“４”、スイッチング制御信号Ｓ５が“２”となる。基準変調期間ＴＣを通じて信号レベルがハイレベルに固定されるＵ相の電圧指令Ｖｕは、カウント値ＣＴと一致することのない値や最大値が設定される。ここでは、Ｕ相の電圧指令Ｖｕに最大値の“９９”が設定されている。つまり、変調パルスの長さとしては、“１００”が設定されていることとなり、基準変調期間ＴＣを通じて信号レベルがハイレベルに固定されることになる。図６に示すように、この場合には、上り期間ＴＣ１におけるゼロベクトル区間ＮＶの期間Ｔ１０は、カウント値ＣＴの“２”の長さとなる。これを“Ｔ１０＝２”と表す。次に、このゼロベクトル区間ＮＶが１／２ずつ２つの期間Ｔ１１に分割される。つまり、“Ｔ１１＝Ｔ１０／２＝１”となる。そして、この演算結果を用いて、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが調整される。
【００４２】
例えば、Ｖ相の電圧指令Ｖｖは、ゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１１＝１”だけ短くするために、“３”から“２（＝３−１）”に変更される。同様にＷ相の電圧指令Ｖｗは、元のゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１１＝１”だけ短くするために、“１”から“０（＝１−１）”に変更される。この上り期間ＴＣ１のように、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの先頭に出現する場合には、分割されたゼロベクトル区間ＮＶが、当該基準変調期間ＴＣ（上り期間ＴＣ１）の末尾に配分される。Ｕ相の電圧指令Ｖｕは、ゼロベクトル区間ＮＶを出現させるために、当該基準変調期間ＴＣの末尾から“Ｔ１１＝１”に相当する期間、固定された一方の信号レベル（ここでは“Ｈ”）から他方の信号レベル（ここでは“Ｌ”）へと変位するように変更される。上述したように、本実施形態では、Ｕ相の電圧指令Ｖｕとして、最大値“９９”が指定されているので、“９９”から“１”を減じて“９８（＝９９−１）”に変更される。
【００４３】
続く下り期間（第２期間）ＴＣ２では、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの末尾に出現している。この場合には、分割されたゼロベクトル区間ＮＶが、当該基準変調期間ＴＣ（下り期間ＴＣ２）の先頭に配分される。具体的には、下り期間ＴＣ２の末尾に出現するゼロベクトル区間ＮＶの期間Ｔ１２が１／２ずつ２つの期間Ｔ１３に分割される。Ｖ相の電圧指令Ｖｖは、元のゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１３＝１”だけ短くするために、“９５”から“９６（＝９５＋１）”に変更される。Ｗ相の電圧指令Ｖｗは、ゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１３＝１”だけ短くするために、“９７”から“９８（＝９７＋１）”に変更される。
【００４４】
Ｕ相の電圧指令Ｖｕは、ゼロベクトル区間ＮＶを出現させるために、当該基準変調期間ＴＣの先頭から“Ｔ１３＝１”に相当する期間、固定される一方の信号レベル（ここでは“Ｈ”）ではなく、他方の信号レベル（ここでは“Ｌ”）となるように電圧指令Ｖｕが変更される。本実施形態では、先行する上り期間ＴＣ１の末尾において固定される一方の電圧レベル（Ｈ）から他方の信号レベル（Ｌ）へと変位しているため、下り期間ＴＣ２の先頭においては固定される一方の信号レベル（Ｈ）ではなく、他方の信号レベル（Ｌ）となっている。従って、電圧指令Ｖｕは、固定される信号レベルではない他方の信号レベル（Ｌ）から、固定される一方の信号レベル（Ｈ）への変化点を指定する値として設定される。上述したように、本実施形態では、Ｕ相の電圧指令Ｖｕとして、最大値“９９”が指定されているので、“９９”に“１”を加える。ここでは“９９”は最大値であるから、“１”を加算したことによって値が“１００”となる。上述したようにカウンタ値ＣＴは、“０〜９９”の間に設定されるので、周回して最初の値である“０”に戻り、Ｕ相の電圧指令Ｖｕは“０”に変更される。
【００４５】
このように、１つの基準変調期間ＴＣの中において、ゼロベクトルが分割され、配分されると好適である。図４及び図５は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割し、配分する原理を説明するために、１つの基準変調期間ＴＣの中で分割・配分せず、キャリアＣＡの谷において分割し、山に配分するとして説明した。しかし、マイクロコンピュータなどによりインバータ制御部１０が構成される場合には、上述したように各基準変調期間ＴＣの中で分割と配分とが完結するようにすると、プログラムへの影響も少なく好適である。つまり、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を実施しない場合とほぼ同様のプログラムを利用して、電流リップルを抑制することができる。
【００４６】
ところで、１つの観点として、上り期間ＴＣ１及び下り期間ＴＣ２において、つまり、Ｕ相のスイッチング制御信号Ｓ１（変調パルス）の信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において、全ての相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５（変調パルス）の、基準変調期間ＴＣにおけるハイレベルのデューティーが一律に低下されている。具体的には、Ｕ相のスイッチング制御信号Ｓ１のハイレベルのデューティーは１００％から９９％に、Ｖ相のスイッチング制御信号Ｓ３のデューティーは４％から３％に、Ｗ相のスイッチング制御信号Ｓ５のデューティーは２％から１％に、それぞれ１％ずつ低下されている。
【００４７】
当業者であれば、容易に理解可能であるから図示及び詳細な説明は省略するが、何れか１相のスイッチング制御信号（変調パルス）の信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間においては、全相のスイッチング制御信号（変調パルス）の基準変調期間ＴＣにおけるハイレベルのデューティーが一律に上昇されることになる。つまり、全ての相のデューティーを一律に上昇又は減少させるので、各相の相電圧が一律にオフセットされたことになり、線間電圧は変化しないので、ゼロベクトルの分割・配分前と同様の電圧をモータＭに印加することができる。つまり、モータＭに印加する電圧を維持したままで、基準変調期間ＴＣの区切りごとにゼロベクトル区間ＮＶを出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００４８】
ところで、直流電源３の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流の正負両極を短絡させてしまう。従って、両アームスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子がオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータ５の安全性を確保するために必ず設けなければならない期間であるから、分割後のゼロベクトル区間ＮＶの長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定される。インバータ制御部１０は、分割の結果、デッドタイム期間を満足できない場合には、ゼロベクトル区間ＮＶの分割及び配分が実施されないようにしてもよい。
【００４９】
上述したようにキャリアＣＡの谷と山との間に基準変調期間ＴＣが設定される場合には、分割の前後何れにおいてもゼロベクトル区間ＮＶは、隣接する基準変調期間ＴＣをまたいで出現することになる。このような場合には、単独の基準変調期間ＴＣにおけるゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上でなくても、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって存在する１つのゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上となる場合がある。従って、各基準変調期間ＴＣで、分割後のゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上であることを判定するのではなく、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって連続して存在する１つのゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上であることを判定してもよい。
【００５０】
上記において、各基準変調区間ＴＣで制御を完結させると、プログラムへの影響も少なく好適であると説明した。しかし、多少プログラム等が複雑になったとしても、図４及び図５に例示したように、キャリアＣＡの山と谷とにおいて分割及び配分を行うと、デッドタイム期間により制限がかかりにくくなり、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分がより促進される。その結果、より電流リップルも抑制できる。従って、電流リップルの抑制効果を高めたい場合などでは、隣接する基準変調期間ＴＣをまとめて管理してキャリアＣＡの谷と山とのタイミングで分割・配分する形態も好適である。
【００５１】
〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００５２】
（１）上記実施形態においては、モータＭとして３相交流回転電機を例示して説明したが、当業者であれば３相を超える多相交流回転電機にも本発明を適用可能であろう。空間ベクトルの内、ゼロベクトルが出現する区間を分割して配分することによって、３相交流回転電機と同様の効果を得ることが可能である。従って、本発明は、３相を超える多相交流回転電機を制御対象とする回転電機制御装置にも適用することができる。
【００５３】
（２）上記実施形態においては、分割元のゼロベクトル区間ＮＶを１／２ずつ２つに分割して、１対１で配分する例を示した。しかし、これに限定されることなく、１対２や２対３など他の割合で分割、配分することを妨げるものではない。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００５５】
３ ：直流電源
５ ：インバータ
１０ ：インバータ制御部
５６ ：直流電源
５０ ：制御装置（回転電機制御装置）
ＡＶ ：アクティブベクトル区間
Ｅ１〜Ｅ６：スイッチング素子
Ｉｕ ：Ｕ相電流
Ｍ ：モータ
ＮＶ ：ゼロベクトル区間
Ｓ１〜Ｓ６：スイッチング制御信号（変調パルス）
ＴＣ ：基準変調期間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流の回転電機を駆動するインバータを制御する手法として、高い変調率での制御が可能なことから、しばしば不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）が用いられる。ＤＰＷＭは、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変化させる。具体的には、電気角で６０度（π／３）ずつ各相が順次固定される。これに対して、全ての相が変化する正弦波パルス幅変調や、空間ベクトルパルス幅変調は、連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ：continuous PWM）と呼ばれる。
【０００３】
ＤＰＷＭでは、３相電圧に対して８つの状態（（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１））で表される空間ベクトルの内、ゼロベクトルと称される（０００），（１１１）が出現する頻度がＣＰＷＭに比べて少なくなる。ここで、“１”は駆動信号の信号レベルがハイレベルの状態を示し、“０”は信号レベルがローレベルの状態を示す。ＤＰＷＭで１相の駆動信号の信号レベルがハイレベルに固定されている期間、つまり、１相の空間ベクトルが“１”に固定された期間では、ゼロベクトル（０００）は出現しない。また、１相の駆動信号の信号レベルがローレベルに固定されている期間、つまり、１相の空間ベクトルが“０”に固定された期間では、ゼロベクトル（１１１）は出現しない。従って、ＤＰＷＭではＣＰＷＭに比べて、全体としてゼロベクトルが出現する機会が減少することになる。
【０００４】
ここで、各相の電流に着目すると、ゼロベクトルではない区間（アクティブベクトル区間）には電流が正負何れかの方向に増加し、ゼロベクトル区間には逆方向に電流が減少する。これは、アクティブベクトル区間では、直流電源と回転電機とがインバータを介して接続されて電流が流れるが、ゼロベクトル区間では、直流電源と回転電機との間に電流が流れず、インバータと回転電機との間で電流が還流して抵抗損失等によって電流が消費されるためである。上述したように、ＣＰＷＭに比べてＤＰＷＭでは、ゼロベクトルの出現頻度が低下することにより、アクティブベクトル区間が長くなるので、電流の増減幅が大きくなる。このため、電流リップルが大きくなってＣＰＷＭに比べて損失が大きくなる。
【０００５】
特開２００８−６１４９４号公報（特許文献１）には、このようなＤＰＷＭを用いて交流モータを制御するシステムが開示されている（上述した８つの状態の空間ベクトルは、特許文献１の図３等を参照。）。交流モータ（回転電機）の制御においては、多くの場合電流フィードバック制御が行われるが、このためには実際に交流モータ（回転電機）を流れる電流を検出することが必要である。上述したように電流リップルが大きいと、この電流の検出の際に誤差が大きくなる可能性がある。特許文献１では、この点に鑑みて、電流を検出するサンプリングタイミングを適切に設定している。具体的には、ＤＰＷＭを用いたパルスシーケンスの基準となるスイッチング・サイクルの開始時や終了時にリップル電流がゼロとなることに着目し、スイッチング・サイクルの開始時にサンプリングタイミングが設定される（第１９〜２０段落、図２９等）。
【０００６】
但し、特許文献１では、電流リップルそのものを抑制することについては、提言されていない。上述したように、ＤＰＷＭは、ＣＰＷＭに比べて損失が大きくなる。従って、電流のサンプリング誤差を抑制するだけでなく、根本的な原因である電流リップルを低減することが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−６１４９４ 号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記背景に鑑みて、インバータを不連続パルス幅変調方式で駆動制御する際に生じる電流リップルを低減する技術の提供が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記複数相の交流電力の内の１相に対応する前記インバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、信号レベルを固定する際には、前記変調周波数に基づく基準変調期間の全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定し、信号レベルを変動させる際には、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させるものであり、
前記複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間が前記基準変調期間の先頭に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の末尾に配分し、前記ゼロベクトル区間が前記基準変調期間の末尾に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の先頭に配分して、前記変調パルスを生成する点にある。
【００１０】
この特徴構成によれば、各基準変調期間において、先頭と末尾とにゼロベクトル区間が分割配置されるので、基準変調期間の区切りにおいてゼロベクトル区間が出現するようになる。このため、アクティブベクトル区間が継続する期間が短くなり、１回のアクティブベクトル区間における電流の増加量がゼロベクトル区間の分割前と比べて少なくなる。その結果、電流の増減幅が抑制され、電流リップルも抑制される。尚、各基準変調期間においてゼロベクトル区間が分割、配分されるので、各基準変調期間における線間電圧は影響を受けない。従って、回転電機に印加する電圧を維持した状態で電流リップルが抑制される。
【００１１】
また、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に低下させ、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に上昇させると好適である。この構成によれば、全ての相のデューティーを一律に上昇又は減少させるので、各相の相電圧が一律にオフセットされることになる。つまり、線間電圧は変化しないので、ゼロベクトルの分割・配分前と同等の電圧を回転電機に印加することができる。つまり、回転電機に印加する電圧を維持したままで、各基本制御周期にゼロベクトル区間を出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００１２】
ここで、本発明に係る回転電機制御装置は、分割後のそれぞれの前記ゼロベクトル区間が、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。直流電源の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流電源を短絡させてしまう。従って、両アームスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子が共にオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータの安全性を確保するために必ず設けなければならない期間であるから、分割後のゼロベクトル区間の長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定されると好適である。尚、１つの態様として、インバータ制御部は、分割後のゼロベクトル区間の長さがこのデッドタイム期間以上の長さに設定可能か否かに応じて、ゼロベクトル区間の分割を行うか否かを決定するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】回転電機制御装置を含むシステム構成例を模式的に示すブロック図
【図２】インバータを含む回転電機駆動装置の構成例を模式的に示すブロック図
【図３】不連続パルス幅変調の原理を示す説明図
【図４】分割前のゼロベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図
【図５】分割後のゼロベクトル区間を含む変調パルスの一例を示す波形図
【図６】ゼロベクトル区間を分割し配分する一例を示す波形図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態を、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両の駆動源及び当該車両の直流電源への回生源となる回転電機を制御する回転電機制御装置を例として、図面に基づいて説明する。本実施形態では、回転電機制御装置が、内燃機関と回転電機とが協働するハイブリッド自動車に搭載される回転電機を制御する場合を例として説明する。説明を容易にするために、本実施形態では、１つの回転電機を制御する場合を例として説明するが、複数の回転電機を制御する回転電機制御装置にも本発明を適用することが可能である。尚、以下、回転電機を適宜、モータと称して説明するが、これは、電動機及び発電機として機能する回転電機を指す。
【００１５】
図１のブロック図は、そのようなモータＭの制御装置５０（回転電機制御装置）を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示している。図１に示すように、本実施形態では、交流の回転電機として３相同期モータＭが備えられている。図１に示すように、モータＭは、インバータ５を備えた回転電気駆動装置１を介して、直流電源３と電気的に接続される。この直流電源３は、バッテリであっても良いし、バッテリ及びバッテリの出力電圧を昇圧するコンバータを含むものであってもよい。本実施形態では、図２に示すように直流電源３としてバッテリを例示している。インバータ５は、直流電源３から出力される直流電力を３相交流電力（多相交流電力）に変換する。変換された３相交流電力によって、電動機として機能するモータＭが駆動される。また、インバータ５は、モータＭが発電機として機能する場合には、発電された３相交流電力を直流電力に変換して直流電源３に回生する。
【００１６】
インバータ５は、よく知られているようにスイッチング素子を用いた複数相（ここでは３相）のブリッジ回路により構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。
【００１７】
図２に示すように、インバータ５の直流の正極側と直流の負極側との間には、２つのＩＧＢＴが直列に接続された１相分のレッグが構成され、このレッグが３回線並列接続される。つまり、モータＭのＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応するステータコイルのそれぞれに一組のレッグが対応したブリッジ回路が構成される。各レッグの上段側のＩＧＢＴ（Ｅ１，Ｅ３，Ｅ５）のコレクタはインバータ５の直流の正極側に接続され、エミッタは各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のコレクタに接続される。また、各レッグの下段側のＩＧＢＴ（Ｅ２，Ｅ４，Ｅ６）のエミッタは、インバータ５の直流の負極側（例えば、グラウンド）に接続される。各レッグにおいて対となるＩＧＢＴの中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、モータＭの３相のステータコイルにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴには、それぞれ、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形でフリーホイールダイオード（還流ダイオード）が並列に（逆並列に）接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、後述するドライバ回路５５を介してＥＣＵ（electronic control unit）５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。
【００１８】
ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）５１と、インターフェース回路５２と、その他の周辺回路等とを有して構成される。ＣＰＵ５１は、回転電機制御プログラムを実行するコンピュータであり、本発明の回転電機制御装置に相当する制御装置５０の中核となる。インターフェース回路５２は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。ドライバ回路５５は、インバータ５のスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６を駆動する駆動信号（スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６）の電圧を変換する回路である。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート）に入力される駆動信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の電源電圧よりも高い電圧を必要とする。このため、駆動信号は、ドライバ回路５５を介して電圧変換（例えば昇圧）された後、インバータ５に入力される。
【００１９】
本実施形態のＣＰＵ５１は、例えば、ＣＰＵコア１１と、プログラムメモリ１２と、パラメータメモリ１３と、ワークメモリ１４と、通信制御部１５と、Ａ／Ｄコンバータ１６と、タイマ１７と、ポート１８とを有して構成される。ＣＰＵコア１１は、ＣＰＵ５１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。つまり、ＣＰＵコア１１を主として、ワークメモリ１４やタイマ１７なども含むハードウェアと、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３に格納されたプログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働により、制御装置５０の中核が構成される。
【００２０】
プログラムメモリ１２は、モータ制御プログラム（回転電機制御プログラム）が格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ１３は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。尚、パラメータメモリ１３は、プログラムメモリ１２と区別することなく構築されてもよい。また、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ１４は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ１４は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
【００２１】
通信制御部１５は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。例えば、車両内のＣＡＮ（controller area network）などのネットワークを介して、走行制御システム６０や、その他のシステム、センサ等との通信を制御する。本実施形態では、ＣＰＵ５１は、通信制御部１５を介して、走行制御システム６０から、モータ制御指令Ｈｒ（例えば、モータＭに対する要求トルク）を受け取り、これに基づいて、モータＭを制御する。
【００２２】
Ａ／Ｄコンバータ１６は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、モータＭの各ステータコイルに流れるモータ電流の検出結果を電流センサ５８から受け取り、デジタルデータに変換する。本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相電流の全てが非接触型の電流センサ５８により検出される場合を例示している。但し、３相電流は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、２相分のみの電流を検出し、残る１相はＣＰＵ５１において演算により求めてもよい。また、本例では、Ａ／Ｄコンバータ１６が複数のアナログ入力を有しているように図示しているが、必ずしも複数の入力を有する必要はない。例えば、インターフェース回路５２にマルチプレクサを備えて、時分割により複数の電流値を取得してもよい。
【００２３】
ところで、交流モータを制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相各相のステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向に準じた第１軸（例えば、磁界の方向に沿ったｄ軸）と、第１軸に直交する第２軸（例えばｑ軸）との２相のベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本実施形態においては、このｄ−ｑ軸ベクトル空間におけるベクトル制御を採用した場合を例として説明する。
【００２４】
ベクトル制御における座標変換に際しては、モータＭの回転状態をリアルタイムで知る必要がある。従って、図１に示すように、モータＭの近傍にレゾルバなどの回転検出センサ５９が備えられる。その検出結果は、上述したように、ＣＰＵ５１のポート１８を介して、ＣＰＵコア１１内のレジスタやワークメモリ１４に伝達される。制御装置５０は、回転検出センサ５９の回転検出信号Ｒに基づいて、ロータ位置（電気角θ）や、回転速度（角速度ω）を求める。尚、回転検出センサ５９が直接、電気角θや角速度ωを出力するものであってもよい。
【００２５】
図２に示すように、制御装置５０は、ベクトル制御によりインバータ５を含む回転電機駆動装置を制御する機能部として、インバータ制御部１０を備えて構成されている。インバータ制御部１０は、走行制御システム６０から与えられるモータ制御指令（走行制御指令）Ｈｒに基づいて、各モータＭを制御するための要求トルクであるトルク指令を演算し、それぞれのトルク指令に応じて電流フィードバック制御のための２相の目標電流である電流指令ｉｄ，ｉｑを設定する。電流指令ｉｄ，ｉｑは、上述したｄ軸及びｑ軸に対応して設定される目標電流である。続いて、インバータ制御部１０は、電流指令ｉｄ，ｉｑと、フィードバックされたモータ電流との偏差に基づいて、例えば比例積分制御（ＰＩ制御）や、比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を行い、目標電圧である電圧指令ｖｄ，ｖｑを設定する。尚、電流センサ５８により検出されるモータ電流は、３相電流であるから、電気角θに基づいて２相電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換される。そして、電流指令ｉｄ，ｉｑと２相モータ電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差、及び、角速度ωに基づいて、ＰＩＤ制御が行われ、電圧指令ｖｄ，ｖｑが演算される。
【００２６】
次に、インバータ制御部１０は、電圧指令ｖｄ，ｖｑに基づいて、インバータ５の３相のＩＧＢＴを駆動するスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６（変調パルス）を生成する。インバータ制御部１０は、２相の電圧指令ｖｄ，ｖｑを、電気角θに基づいて３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。そして、インバータ制御部１０は、インバータ５を構成する各ＩＧＢＴのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、パルス幅変調によって生成される。
【００２７】
パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調や空間ベクトルパルス幅変調などの連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ：continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ：discontinuous PWM）などの方式がある。ＤＰＷＭは、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる方式である。ＣＰＷＭは、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される方式である。これらの変調方式は、モータＭに求められる回転速度やトルクなどの運転条件、そして、その運転条件を満足するために必要な変調率（３相交流の相間電圧の実効値に対する直流電圧の割合）に応じて決定される。ここでは、変調方式として、ＤＰＷＭが選択されている場合について説明する。
【００２８】
ここで、図３を参照して、ＤＰＷＭの原理について説明する。図３に示すように、ＤＰＷＭでは、３相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの内の一相が順次、π／３（＝６０度）ずつ直流電源３の正極の電圧レベル又は負極の電圧レベルに固定される。例えば、Ｕ相の電圧指令Ｖｕが正極側に固定されている間、つまり１／３πから２／３πまでの期間は、Ｕ相の電圧指令ＶｕはキャリアＣＡよりも小さくなることがない。このため、当該期間において、Ｕ相レッグの上段側アームのスイッチング素子Ｅ１のスイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルは常にハイレベル（Ｈ）に固定されることになる。一方、この期間において電圧指令が固定されていないＶ相及びＷ相の上段側アームのスイッチング素子Ｅ３，Ｅ５のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５については、電圧指令Ｖｖ，ＶｗとキャリアＣＡとの大小関係に基づいて変調されて信号レベルが変化する。Ｕ相の電圧指令Ｖｕが負極側に固定されている期間、つまり４／３πから５／３πまでの期間についても同様である。スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルは常にローレベル（Ｌ）に固定され、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５は信号レベルが変化する。
【００２９】
図３に示すように、順次、Ｕ相の電圧指令Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令Ｖｗがπ／３ずつ固定される。つまり、Ｖ相のスイッチング制御信号Ｓ３が固定されてＷ相及びＵ相のスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ１が変化する期間、Ｗ相のスイッチング制御信号Ｓ５が固定されてＵ相及びＶ相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３が変化する期間が出現する。このように、インバータ制御部１０は、複数相の内の１相に対応するインバータ５のスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数（キャリアＣＡの周波数）に応じた変調パルスを生成して、インバータ５を制御する。
【００３０】
図４は、スイッチング制御信号Ｓ１がハイレベルに固定されている期間を拡大したものである。インバータ制御部１０は、不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成する。この変調周波数は、図３及び図４に示すキャリアＣＡの周波数である。本実施形態では、さらにこのキャリアＣＡの半周期、つまり三角波のキャリアＣＡの波形が谷（ボトム）から山（ピーク）へ向かう期間と、山から谷へ向かう期間とを基準変調期間ＴＣとして変調パルスを生成する。
【００３１】
ベクトル制御においては、例えば上段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５の信号レベルの組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる。各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、（ＵＶＷ）で示される空間ベクトルは以下の８つとなる。即ち、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つである。尚、下段側アームの３相のスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６については、それぞれ上段側アームのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５と相補的な信号レベルとなる。従って、３相のインバータ５をスイッチング制御するための空間ベクトルは上述した８つに代表される。
【００３２】
上記、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、相間電圧がゼロとなってモータＭに電流が流れないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称される。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称される。ＤＰＷＭでは、何れかの相のスイッチング制御信号がハイレベルに固定されている期間では、ゼロベクトル（０００）は出現せず、何れかの相のスイッチング制御信号がローレベルに固定されている期間では、ゼロベクトル（１１１）は出現しない。このため、固定期間が存在しない例えばＣＰＷＭのような方式に比べて、ＤＰＷＭではゼロベクトルの出現頻度が少なくなる。
【００３３】
図４の下段には、Ｕ相電流Ｉｕを模式的に示している。図４に示すように、ゼロベクトルではない期間（アクティブベクトル区間ＡＶ）には電流が増加し、ゼロベクトル区間ＮＶには電流が減少する。これは、アクティブベクトル区間ＡＶでは、直流電源３とモータＭとがインバータ５を介して接続されて電流が流れるが、ゼロベクトル区間ＮＶでは、直流電源３とモータＭとの間に電流が流れず、インバータ５とモータＭとの間で電流が還流して抵抗損失等によって電流が消費されるためである。そして、上述したように、ＤＰＷＭでは、例えばＣＰＭＷと比べてゼロベクトルが出現する機会が減少するから、アクティブベクトル区間ＡＶが長くなる。このため、例えばＣＰＷＭと比べて電流の増減幅が大きくなって電流リップルも大きくなり、損失も大きくなる。
【００３４】
このような観点より、インバータ制御部１０は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割してアクティブベクトル区間ＡＶの中に配分する。つまり、アクティブベクトル区間ＡＶの中にゼロベクトル区間ＮＶを設けてゼロベクトルの出現頻度を増加させる。これにより、分割前に比べてアクティブベクトル区間ＡＶの長さが短くなるから、アクティブベクトル区間ＡＶに増加する電流も小さくなる。その結果、分割前に比べて電流の増減幅が小さくなり、リップルも抑制されて損失も小さくなる。
【００３５】
本実施形態において、インバータ制御部１０は、スイッチング制御信号の信号レベルを固定する際には、変調周波数に基づく基準変調期間ＴＣの全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定する。一方、インバータ制御部１０は、信号レベルを変動させる際には、基準変調期間ＴＣのそれぞれにおいて信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させる。図４に示す例においては、スイッチング制御信号Ｓ１は、各基準変調期間ＴＣのそれぞれ全期間に亘って信号レベルがハイレベルに固定されている。スイッチング制御信号Ｓ３及びＳ５は、共に、キャリアＣＡが谷から山へ向かう上り期間（第１期間）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてハイレベルからローベルに１回変化し、キャリアＣＡが山から谷へ向かう下り期間（第２期間）に対応する基準変調期間ＴＣにおいてローレベルからハイベルに１回変化している。尚、キャリアＣＡの上り期間及び下り期間に対する第１期間及び第２期間の呼称は、単に区別のためのものであって何ら順序を規定するものではない。当然ながら、第１期間と第２期間との呼称が反対であってもよい。
【００３６】
ここで、図４に示すように、スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルがハイレベルに固定されており、キャリアＣＡの谷のタイミングで（１１１）のゼロベクトル区間ＮＶが出現する場合を考える。この谷のタイミングの次の山のタイミングでは、スイッチング制御信号Ｓ１を除く２つのスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５の信号レベルが共にローレベルであるが、スイッチング制御信号Ｓ１の信号レベルがハイレベルに固定されているためにゼロベクトル（０００）は出現しない。このため、さらに次の谷のタイミングで（１１１）のゼロベクトルが出現するまで、アクティブベクトル区間ＡＶが継続する。そこで、キャリアＣＡの谷のタイミングに出現する（１１１）のゼロベクトル区間ＮＶを分割し、元の谷のタイミングと、次の山のタイミングとにゼロベクトル区間ＮＶを配分する。
【００３７】
例えば、図４に示すように、キャリアＣＡの谷のタイミングにおける期間Ｔ１（Ｔ３）のゼロベクトル区間ＮＶを半分ずつ２つの期間Ｔ２（Ｔ４）に分割して、一方は元の谷のタイミングに残す。つまり、元のゼロベクトル区間ＮＶを半分の長さに短縮する。そして、分割した他方はキャリアＣＡの次の山のタイミングに配分して期間Ｔ２（Ｔ４）のゼロベクトル区間ＮＶを新たに設ける。このような分割及び配分によって、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５は図５に示すようなパルスとなる。上述したように、アクティブベクトル区間ＡＶには電流が増加し、ゼロベクトル区間ＮＶには電流が減少する。図４に示したパルス波形に比べて、ゼロベクトル区間ＮＶを分割・配分した後の図５に示したパルス波形では、ゼロベクトルが出現する機会が増加し、アクティブベクトル区間ＡＶが相対的に短くなっている。その結果、図５の下段に示すように電流の増減幅も相対的に小さくなって電流リップルも小さくなり、損失も低減される。
【００３８】
尚、このゼロベクトルの分割・配分の前後においてゼロベクトル区間ＮＶの総和は同じである。つまり、キャリアＣＡの谷のタイミングのゼロベクトル区間ＮＶが減少した分は、次の山のタイミングに配分されているから、全体としてゼロベクトル区間ＮＶは維持される。また、以下に説明するように、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を行っても３相の線間電圧は維持される。具体的には、図５に示す例では、キャリアＣＡの谷のタイミングでゼロベクトル区間ＮＶが短くなるので、Ｖ相及びＷ相のスイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ５のハイレベルの期間が短くなり、Ｖ相及びＷ相の電圧が低下する。しかし、キャリアＣＡの山のタイミングにゼロベクトル区間ＮＶが設けられることによって、スイッチング制御信号Ｓ１のハイレベルの期間も短くなり、Ｕ相の電圧も低下する。このように、３相のそれぞれの電圧が一律に低下することになるので、ゼロベクトルの分割・配分前と同等の電圧をモータＭに印加することができる。つまり、モータＭに印加する電圧を維持したままで、基準変調期間ＴＣの区切りごとにゼロベクトル区間ＮＶを出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００３９】
以上、ゼロベクトル区間ＮＶを分割し、配分する概念について説明した。以下、図６を参照して、実際にマイクロコンピュータなどを用いてゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を実現する手法について説明する。上述したように、本実施形態のインバータ制御部１０は、ＣＰＵ５１を中核として構成されている。ＣＰＵ５１においてキャリアＣＡは、タイマ１７（カウンタと同義）やタイマ１７と協働するレジスタなどによって仮想的に実現される。具体的には、図６の下段に示すように、キャリアＣＡの上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の長さに対応する基準変調期間ＴＣは、タイマ１７によるカウント値ＣＴによって規定される。ここでは、１０進数で０〜９９の１００カウントによって、基準変調期間ＴＣが設定されている場合を例示している。
【００４０】
また、上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の区別は、別のカウント値ＣＴＳによって規定される。本実施形態では、カウント値ＣＴＳが“０”の場合が上り期間（第１期間）ＴＣ１であり、カウント値ＣＴＳが“１”の場合が下り期間（第２期間）ＴＣ２である。尚、同一のカウント値の上位ビットによって上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２の区別を表し、下位ビットによって基準変調期間ＴＣの長さを表してもよい。また、本実施形態では、上り期間（第１期間）ＴＣ１及び下り期間（第２期間）ＴＣ２共に、値が増加するアップカウンタ方式で規定する例を示したが、例えば、上り期間（第１期間）ＴＣ１はアップカウンタ方式で規定し、下り期間（第２期間）ＴＣ２は値が減少するダウンカウンタ方式で規定してもよい。このようなアップダウンカウンタ方式を採用すると、カウント値によって山や谷を表現することが可能である。
【００４１】
スイッチング制御信号Ｓ３の電圧指令Ｖｖとして“３”が設定され、スイッチング制御信号Ｓ５の電圧指令Ｖｗとして“１”が設定されているとする。変調パルスの長さとしては、それぞれ、スイッチング制御信号Ｓ３が“４”、スイッチング制御信号Ｓ５が“２”となる。基準変調期間ＴＣを通じて信号レベルがハイレベルに固定されるＵ相の電圧指令Ｖｕは、カウント値ＣＴと一致することのない値や最大値が設定される。ここでは、Ｕ相の電圧指令Ｖｕに最大値の“９９”が設定されている。つまり、変調パルスの長さとしては、“１００”が設定されていることとなり、基準変調期間ＴＣを通じて信号レベルがハイレベルに固定されることになる。図６に示すように、この場合には、上り期間ＴＣ１におけるゼロベクトル区間ＮＶの期間Ｔ１０は、カウント値ＣＴの“２”の長さとなる。これを“Ｔ１０＝２”と表す。次に、このゼロベクトル区間ＮＶが１／２ずつ２つの期間Ｔ１１に分割される。つまり、“Ｔ１１＝Ｔ１０／２＝１”となる。そして、この演算結果を用いて、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが調整される。
【００４２】
例えば、Ｖ相の電圧指令Ｖｖは、ゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１１＝１”だけ短くするために、“３”から“２（＝３−１）”に変更される。同様にＷ相の電圧指令Ｖｗは、元のゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１１＝１”だけ短くするために、“１”から“０（＝１−１）”に変更される。この上り期間ＴＣ１のように、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの先頭に出現する場合には、分割されたゼロベクトル区間ＮＶが、当該基準変調期間ＴＣ（上り期間ＴＣ１）の末尾に配分される。Ｕ相の電圧指令Ｖｕは、ゼロベクトル区間ＮＶを出現させるために、当該基準変調期間ＴＣの末尾から“Ｔ１１＝１”に相当する期間、固定された一方の信号レベル（ここでは“Ｈ”）から他方の信号レベル（ここでは“Ｌ”）へと変位するように変更される。上述したように、本実施形態では、Ｕ相の電圧指令Ｖｕとして、最大値“９９”が指定されているので、“９９”から“１”を減じて“９８（＝９９−１）”に変更される。
【００４３】
続く下り期間（第２期間）ＴＣ２では、ゼロベクトル区間ＮＶが基準変調期間ＴＣの末尾に出現している。この場合には、分割されたゼロベクトル区間ＮＶが、当該基準変調期間ＴＣ（下り期間ＴＣ２）の先頭に配分される。具体的には、下り期間ＴＣ２の末尾に出現するゼロベクトル区間ＮＶの期間Ｔ１２が１／２ずつ２つの期間Ｔ１３に分割される。Ｖ相の電圧指令Ｖｖは、元のゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１３＝１”だけ短くするために、“９５”から“９６（＝９５＋１）”に変更される。Ｗ相の電圧指令Ｖｗは、ゼロベクトル区間ＮＶを“Ｔ１３＝１”だけ短くするために、“９７”から“９８（＝９７＋１）”に変更される。
【００４４】
Ｕ相の電圧指令Ｖｕは、ゼロベクトル区間ＮＶを出現させるために、当該基準変調期間ＴＣの先頭から“Ｔ１３＝１”に相当する期間、固定される一方の信号レベル（ここでは“Ｈ”）ではなく、他方の信号レベル（ここでは“Ｌ”）となるように電圧指令Ｖｕが変更される。本実施形態では、先行する上り期間ＴＣ１の末尾において固定される一方の電圧レベル（Ｈ）から他方の信号レベル（Ｌ）へと変位しているため、下り期間ＴＣ２の先頭においては固定される一方の信号レベル（Ｈ）ではなく、他方の信号レベル（Ｌ）となっている。従って、電圧指令Ｖｕは、固定される信号レベルではない他方の信号レベル（Ｌ）から、固定される一方の信号レベル（Ｈ）への変化点を指定する値として設定される。上述したように、本実施形態では、Ｕ相の電圧指令Ｖｕとして、最大値“９９”が指定されているので、“９９”に“１”を加える。ここでは“９９”は最大値であるから、“１”を加算したことによって値が“１００”となる。上述したようにカウンタ値ＣＴは、“０〜９９”の間に設定されるので、周回して最初の値である“０”に戻り、Ｕ相の電圧指令Ｖｕは“０”に変更される。
【００４５】
このように、１つの基準変調期間ＴＣの中において、ゼロベクトルが分割され、配分されると好適である。図４及び図５は、ゼロベクトル区間ＮＶを分割し、配分する原理を説明するために、１つの基準変調期間ＴＣの中で分割・配分せず、キャリアＣＡの谷において分割し、山に配分するとして説明した。しかし、マイクロコンピュータなどによりインバータ制御部１０が構成される場合には、上述したように各基準変調期間ＴＣの中で分割と配分とが完結するようにすると、プログラムへの影響も少なく好適である。つまり、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分を実施しない場合とほぼ同様のプログラムを利用して、電流リップルを抑制することができる。
【００４６】
ところで、１つの観点として、上り期間ＴＣ１及び下り期間ＴＣ２において、つまり、Ｕ相のスイッチング制御信号Ｓ１（変調パルス）の信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において、全ての相のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５（変調パルス）の、基準変調期間ＴＣにおけるハイレベルのデューティーが一律に低下されている。具体的には、Ｕ相のスイッチング制御信号Ｓ１のハイレベルのデューティーは１００％から９９％に、Ｖ相のスイッチング制御信号Ｓ３のデューティーは４％から３％に、Ｗ相のスイッチング制御信号Ｓ５のデューティーは２％から１％に、それぞれ１％ずつ低下されている。
【００４７】
当業者であれば、容易に理解可能であるから図示及び詳細な説明は省略するが、何れか１相のスイッチング制御信号（変調パルス）の信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間においては、全相のスイッチング制御信号（変調パルス）の基準変調期間ＴＣにおけるハイレベルのデューティーが一律に上昇されることになる。つまり、全ての相のデューティーを一律に上昇又は減少させるので、各相の相電圧が一律にオフセットされたことになり、線間電圧は変化しないので、ゼロベクトルの分割・配分前と同様の電圧をモータＭに印加することができる。つまり、モータＭに印加する電圧を維持したままで、基準変調期間ＴＣの区切りごとにゼロベクトル区間ＮＶを出現させて電流リップルを抑制することが可能となる。
【００４８】
ところで、直流電源３の正極と負極との間に直列接続されて相補的にオン状態となる上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とは、両アームのスイッチング素子が一時的にでも同時にオン状態となった場合に、直流の正負両極を短絡させてしまう。従って、両アームスイッチング素子の一方がオン状態からオフ状態へ、他方がオフ状態からオン状態へと遷移する際には、両アームのスイッチング素子がオフ状態となるようにスイッチングされる期間であるデッドタイム期間が設定される。このデッドタイム期間は、インバータ５の安全性を確保するために必ず設けなければならない期間であるから、分割後のゼロベクトル区間ＮＶの長さは、このデッドタイム期間以上の長さに設定される。インバータ制御部１０は、分割の結果、デッドタイム期間を満足できない場合には、ゼロベクトル区間ＮＶの分割及び配分が実施されないようにしてもよい。
【００４９】
上述したようにキャリアＣＡの谷と山との間に基準変調期間ＴＣが設定される場合には、分割の前後何れにおいてもゼロベクトル区間ＮＶは、隣接する基準変調期間ＴＣをまたいで出現することになる。このような場合には、単独の基準変調期間ＴＣにおけるゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上でなくても、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって存在する１つのゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上となる場合がある。従って、各基準変調期間ＴＣで、分割後のゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上であることを判定するのではなく、隣接する基準変調期間ＴＣにまたがって連続して存在する１つのゼロベクトル区間ＮＶがデッドタイム期間以上であることを判定してもよい。
【００５０】
上記において、各基準変調区間ＴＣで制御を完結させると、プログラムへの影響も少なく好適であると説明した。しかし、多少プログラム等が複雑になったとしても、図４及び図５に例示したように、キャリアＣＡの山と谷とにおいて分割及び配分を行うと、デッドタイム期間により制限がかかりにくくなり、ゼロベクトル区間ＮＶの分割・配分がより促進される。その結果、より電流リップルも抑制できる。従って、電流リップルの抑制効果を高めたい場合などでは、隣接する基準変調期間ＴＣをまとめて管理してキャリアＣＡの谷と山とのタイミングで分割・配分する形態も好適である。
【００５１】
〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００５２】
（１）上記実施形態においては、モータＭとして３相交流回転電機を例示して説明したが、当業者であれば３相を超える多相交流回転電機にも本発明を適用可能であろう。空間ベクトルの内、ゼロベクトルが出現する区間を分割して配分することによって、３相交流回転電機と同様の効果を得ることが可能である。従って、本発明は、３相を超える多相交流回転電機を制御対象とする回転電機制御装置にも適用することができる。
【００５３】
（２）上記実施形態においては、分割元のゼロベクトル区間ＮＶを１／２ずつ２つに分割して、１対１で配分する例を示した。しかし、これに限定されることなく、１対２や２対３など他の割合で分割、配分することを妨げるものではない。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００５５】
３ ：直流電源
５ ：インバータ
１０ ：インバータ制御部
５６ ：直流電源
５０ ：制御装置（回転電機制御装置）
ＡＶ ：アクティブベクトル区間
Ｅ１〜Ｅ６：スイッチング素子
Ｉｕ ：Ｕ相電流
Ｍ ：モータ
ＮＶ ：ゼロベクトル区間
Ｓ１〜Ｓ６：スイッチング制御信号（変調パルス）
ＴＣ ：基準変調期間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記複数相の交流電力の内の１相に対応する前記インバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、信号レベルを固定する際には、前記変調周波数に基づく基準変調期間の全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定し、信号レベルを変動させる際には、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させるものであり、
前記複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間が前記基準変調期間の先頭に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の末尾に配分し、前記ゼロベクトル区間が前記基準変調期間の末尾に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の先頭に配分して、前記変調パルスを生成する回転電機制御装置。
【請求項２】
前記インバータ制御部は、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に低下させ、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に上昇させる請求項１に記載の回転電機制御装置。
【請求項３】
分割後のそれぞれの前記ゼロベクトル区間は、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定される請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
【請求項１】
直流電源と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源の直流電力と前記回転電機の複数相の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記複数相の交流電力の内の１相に対応する前記インバータのスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを順次固定し、他の相に対応するスイッチング素子の駆動信号の信号レベルを変動させる不連続パルス幅変調方式により、所定の変調周波数に応じた変調パルスを生成して、前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、信号レベルを固定する際には、前記変調周波数に基づく基準変調期間の全期間に亘って信号レベルをハイレベル又はローレベルに固定し、信号レベルを変動させる際には、前記基準変調期間のそれぞれにおいて前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で１回変化させるものであり、
前記複数相の全てが同じ信号レベルとなるゼロベクトル区間が前記基準変調期間の先頭に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の末尾に配分し、前記ゼロベクトル区間が前記基準変調期間の末尾に出現する場合は、当該ゼロベクトル区間を分割して、当該基準変調期間の先頭に配分して、前記変調パルスを生成する回転電機制御装置。
【請求項２】
前記インバータ制御部は、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがハイレベルに固定されるハイ固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に低下させ、何れか１相の前記変調パルスの信号レベルがローレベルに固定されるロー固定期間において全相の前記変調パルスの前記基準変調期間におけるハイレベルのデューティーを一律に上昇させる請求項１に記載の回転電機制御装置。
【請求項３】
分割後のそれぞれの前記ゼロベクトル区間は、前記信号レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる際に、前記インバータの１相のレッグを構成する上段側アームの前記スイッチング素子及び下段側アームの前記スイッチング素子が共にオフ状態にスイッチングされる期間であるデッドタイム期間以上の長さに設定される請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−１３１９９（Ｐ２０１３−１３１９９Ａ）
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４３２９３（Ｐ２０１１−１４３２９３）
【出願日】平成２３年６月２８日（２０１１．６．２８）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２８日（２０１１．６．２８）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
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