多相電動機駆動装置
【課題】キャリア同期方式のメリットを生かし、直流電源の電圧と電流の振動を抑制する。
【解決手段】４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機１と、各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータ回路１１と、各１１の内、第１と第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角だけシフト、第２と第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角だけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、各１１の線間電圧のオンするタイミングが分散するように各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正回路とを備え、巻線数Ｍが相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、各１１の出力に１の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続した多相電動機駆動装置。
【解決手段】４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機１と、各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータ回路１１と、各１１の内、第１と第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角だけシフト、第２と第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角だけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、各１１の線間電圧のオンするタイミングが分散するように各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正回路とを備え、巻線数Ｍが相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、各１１の出力に１の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続した多相電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相ＰＷＭ（パルス幅変調方式）のインバータのキャリア比較ＰＷＭ制御により多相電動機を駆動する多相電動機駆動装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、多相電動機の各相の巻線に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータによる多相電動機駆動装置が開示され、これは電動機が発生するトルクに脈動が生じ、効率が低下するという問題を改善するための発明である。具体的には、電流制御回路と、誘導電圧演算手段とゲート制御回路を備え、誘導電圧演算手段で各相の負荷電流検出値に基づいて自己インダクタンス分、また自分（明細書原文の記載通りであるが、これは誤記と思われる）及び相互インダクタンス分による誘導電圧が演算される。電流制御回路で、各相の電流負荷指令と対応する相の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力する。ゲート制御回路で、前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２の電圧指令及び波高値一定の搬送波に基づいて単相ＰＷＭインバータの各々のゲートを制御する。
【０００３】
この結果、特許文献１の発明は、インダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能となり、多相電動機に発生するトルクの脈動を軽減することができ、効率の低下を可及的に防止することができる。
【０００４】
特許文献２は、複数台のＰＷＭ電力変換器（電力変換ユニット）の出力を、多相巻線を持つ１台のモータの各巻線別に供給してモータを速度制御し、ＰＷＭ同期制御の同期ズレを防止する電力変換システムであって、以下に述べる機能を有するマスターユニット及びスレーブユニットを有している。マスターユニットは、電流制御部とＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの１つの巻線に供給し、速度指令とモータの速度検出値とから電流制御部に電流制御指令を出力する速度制御部を実装し、またＰＷＭキャリアの同期基準信号を発生する手段を備えている。スレーブユニットは、前記速度制御部から電流制御指令を受信する電流制御部と、ＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの他の巻線に供給するものであり、またスレーブユニットは、前記同期基準信号を受信して自ユニットのＰＷＭキャリア同期基準信号との位相比較で前記マスターユニットとのＰＷＭキャリア位相を同期させる手段と、該ＰＷＭキャリア信号を前記同期基準信号の伝送遅れ時間だけ位相を進める位相補正手段とを備えたものである。
【０００５】
この結果、例えば電力変換ユニットＡからＢに同期信号を伝送するには、伝送路の伝送遅れ時間や、信号絶縁用のフォトカプラなどの遅延時間が存在する。この遅延時間の分だけ位相補正手段が進めるように作用するので、実際のＰＷＭキャリアを同期させることができる。
【０００６】
特許文献３は、複数台を並列したインバータ制御装置について、１台の基準とするインバータのＰＷＭキャリア信号を位相基準として他のインバータのＰＷＭキャリア信号の基準とするインバータとの差分を取ることにより、位相差を無くし、複数台の並列されたインバータ制御装置の全てのＰＷＭキャリア信号を同期させることができ、横流を抑制することができる、というものである。
【０００７】
図９〜図１３は現在実施している多相電動機駆動装置の問題点を説明するための図であり、図９は図１のごとき構成の多相電動機駆動装置における制御装置部分のみを示すブロック図である。速度制御回路４は、加算器２１と、速度制御回路本体２２とを有している。設定した速度指令値と、速度検出器６で検出した速度検出値とを用いて加算器２１にて速度偏差を演算し、速度制御回路本体２２に入力する。速度制御回路本体２２では、この速度偏差が零になるように制御して電流指令波高値を各単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。
【０００８】
電流制御回路１２は、乗算器２３と、電流位相演算回路２４と、加算器２１と、電流制御回路本体２５と、ＰＷＭ制御回路２６と、キャリア発生回路２７と、キャリア同期ＰＬＬ回路２８と、キャリア周波数設定器２９とを有している。
【０００９】
電流位相演算回路２４では多相電動機１の回転角度に応じた電流の位相を演算する。多相電動機１の相間には巻線構成に基づいて一定の位相差があり、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの夫々で異なる位相を演算している。電流位相演算回路２４で演算した上記位相の正弦と、速度制御回路４からの電流指令波高値とを用いて乗算器２３にて電流指令値を演算する。
【００１０】
この電流指令値は多相電動機１の巻線に流すべき交流負荷電流である。この電流指令値と、電流検出器１４で検出した電流検出値とを用いて加算器２１にて電流偏差を演算し、電流制御回路本体２５に入力する。電流制御回路本体２５では、この電流偏差が零になるように制御して電圧指令値ＥＲ１をＰＷＭ制御回路２６に入力する。
【００１１】
キャリア周波数設定器２９にてキャリア周波数を設定し、キャリア同期信号源５から与えられたキャリア同期信号に基づき、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアの位相が同期するようにキャリア同期ＰＬＬ回路２８にてキャリア周波数を制御し、キャリア発生回路２７から各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ間で同期したキャリアＣ１を発生させ、ＰＷＭ制御回路２６に入力する。
【００１２】
各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアＣ１は図１１に示すように同期していて、位相差もない。ＰＷＭ制御回路２６では、電圧指令値ＥＲ１とキャリアＣ１とを用いて次に述べるようなキャリア比較ＰＷＭ制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）をおこない、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する。
【００１３】
ＰＷＭ制御回路２６は、電圧指令値ＥＲ１と、キャリアＣ１との比較演算をおこない、例えば、ＥＲ１≧Ｃ１のとき、図１のインバータ回路１１を構成している半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のうちのＳ２及びＳ３をオン、Ｓ１及びＳ４をオフさせる。逆に、ＥＲ１＜Ｃ１のときＳ１とＳ４をオン、Ｓ２とＳ３をオフさせる。これによりインバータ回路１１は交流電圧を出力し、所望の交流負荷電流を流すことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平７−３２７３８３号公報
【特許文献２】特開２００７−２４４００９号公報
【特許文献３】特開２００３−１３４８３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
このような多相電動機駆動装置において、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ（ｉは１、２、３…Ｎ）はＰＷＭ制御をしているため、多相電動機１の電流には交流負荷電流である低周波の基本波電流の他に、ＰＷＭ制御により流れるキャリア周波数程度あるいはそれ以上の高調波電流が流れる。
【００１６】
一般的なＰＷＭ制御による電流制御は、基本波電流を制御するものであり、高調波電流は制御できず、電動機の巻線に印加された矩形波電圧と巻線のインピーダンスの大きさに応じて高調波電流は流れる。
【００１７】
ここで多相電動機１と各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの配置を図１２に示す。各相の巻線に対応して単相ＰＷＭインバータが配置されている。多相電動機１の各相の巻線は電気的には接続されていないが、異なる相の巻線による磁路がオーバラップするため磁気的に結合されている。全ての異なる相との磁気的な結合はあるが、特に隣り合う相の磁気的な結合が強いため、磁気的な結合は隣り合う相のみに限定して簡略化すると、図１３に示す等価回路となる。今、第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ１０ｉの端子電圧をＶｉ、逆起電力をＥｉ、電流をＩｉ、抵抗をＲｉ、自己インダクタンスをＬｉ、相互インダクタンスをＭｉとすると、第ｉ相における電圧方程式は次の（１）式となる。
【数１】
【００１８】
ここで、（１）式の左辺第３項のＭｉ ｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔは第ｉ＋１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表し、左辺第４項のＭ（ｉ−１） ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔは第ｉ−１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表している。磁気的な結合は隣り合う相に限定しているため第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧のみとし、他の相については省略する。
【００１９】
（１）式によると第ｉ相の電流は第ｉ相の端子電圧と逆起電力の他に、第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧に基づいて流れる。基本波電流は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉでの電流制御により必要な交流負荷電流分だけ流れるが、ＰＷＭ制御による高調波電流に関しては制御できない。第ｉ相の高調波電流は、第ｉ相の端子電圧の高調波成分と、第ｉ＋１相と第ｉ−１相の誘起電圧の高調波成分に基づいて流れる。
【００２０】
多相電動機１の相間には一定の位相差が存在するため同一の電圧指令値にはならないが、隣り合う相との位相差が十分に小さければ、電圧指令値は隣り合う相とほぼ同じになる。
【００２１】
また、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアは同期しているため、各相の電圧指令値が同一ならば、ゲートパルスのオンオフのタイミングは各相で同じになる。そのため、第ｉ相の端子電圧Ｖｉの高調波成分は、第ｉ＋１相の誘起電圧Ｍｉ ｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔの高調波成分と第ｉ−１相の誘起電圧Ｍ（ｉ−１） ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔの高調波成分により打ち消されるため、第ｉ相に流れる高調波電流は小さくなる。
【００２２】
多相電動機１の各相の線間電圧波形についての説明図を図１０（ａ）、（ｂ）に示す。ＰＷＭ制御を行っているため各相の線間電圧は方形波パルスが繰り返した波形となり、相間には一定の位相差がある。各相のキャリアが同期しているため、各相の方形波の中心位置は一致し、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域では、高調波成分の電圧を打ち消すため高調波電流は小さくなる。
【００２３】
このように、多相電動機１を各相に対応して設けた単相ＰＷＭインバータ１０ｉで駆動する場合、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すれば高調波電流を抑制でき、多相電動機での銅損を減らすことができる。
【００２４】
しかしながら、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すると、直流電源の電圧と電流にキャリア周波数程度あるいはその整数倍の振動が発生するという問題がある。
【００２５】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するため、 ４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎の主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記各インバータの主回路を制御する制御回路と、
前記各制御回路のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源と、
前記インバータの内、第１のインバータと第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、第２のインバータと第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置である。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態の基本構成を示す構成図。
【図２】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態を示す制御回路のブロック図。
【図３】本発明に関わる線間電圧波形についての説明図。
【図４】図２のキャリアについて説明するための図。
【図５】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。
【図６】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。
【図７】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態の基本構成を示す構成図。
【図８】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態を示す制御回路のブロック図。
【図９】従来の多相電動機駆動装置の例を説明するための制御回路のブロック図。
【図１０】図９に関わる線間電圧波形についての説明図。
【図１１】図９のキャリアについて説明するための図。
【図１２】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を示す図。
【図１３】図１２の等価回路を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明による多相電動機駆動装置の実施形態について図面を参照して説明する。図１は第１の実施形態の全体の概略構成を示すブロック図であり、図２は図１の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。なお、図１は、従来の説明にも使用しているが、このブロック図は共通である。
【００３０】
概略構成は、少なくとも４個又は少なくとも４相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機１と、前述した図１２の各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する少なくとも４台の単相パルス幅変調方式のインバータ回路１１と、各インバータ回路１１に直流電力を供給する直流電源２と、各インバータ回路１１毎の主回路を構成する半導体主回路素子例えばＩＧＢＴのゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて各インバータ回路１１の主回路を制御する電流制御回路１２と、各電流制御回路１２のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源５と、各インバータ回路１１の線間電圧のオンするタイミングが分散するように各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段例えば位相補正回路３４を備えたものである。
【００３１】
多相電動機１はＮ相の多相電動機であって、各相ｉ（ｉ ＝ １， ２， ・・・， Ｎ）に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータ１０ｉ （ｉ ＝ １， ２， ・・・， Ｎ）によって駆動される。多相電動機駆動装置３は単相ＰＷＭインバータ１０ｉと、速度制御回路４と、キャリア同期信号源５と、多相電動機１の回転速度を検出する速度検出器６とを有している。
【００３２】
速度制御回路４は設定した速度指令値の速度となるように制御して電流指令波高値を単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。キャリア同期信号源５は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの電流制御回路１２に同一のキャリア同期信号を与えるものである。
【００３３】
各単相ＰＷＭインバータ１０ｉはＩＧＢＴ等の半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とを各々逆並列に接続してフルブリッジ回路を構成したインバータ回路１１と、平滑コンデンサ１３と、多相電動機１の巻線に流れる電流を検出する電流検出器１４と、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する電流制御回路１２とを有している。この単相ＰＷＭインバータ１０ｉは平滑コンデンサ１３にて直流電源２の直流電圧を平滑化し、電流指令波高値の電流が流れるように電流制御回路１２はゲートパルスをインバータ回路１１に出力し、インバータ回路１１は交流電圧を出力する。
【００３４】
図２は、図９に示す従来の電流制御回路１２のブロック図に新たにキャリア信号位相補正器３４を加えたものである。キャリア信号位相補正器３４は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉについて、単相ＰＷＭインバータ１０１と単相ＰＷＭインバータ１０２に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、単相ＰＷＭインバータ１０２と単相ＰＷＭインバータ１０３に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフト、という方法で、キャリアの位相を個別に設定する。
【００３５】
このように全単相ＰＷＭインバータ相互間でキャリアの位相をシフトすることで、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、各単相ＰＷＭインバータの線間電圧がオンするタイミングが分散するため、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００３６】
図４に示すようにＮ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を３６０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合、多相電動機１の各相の線間電圧波形は、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、各相の方形波の中心位置は３６０／Ｎ度ずつずれる。多相電動機の相数は３よりも十分に大きいため、１つの方形波の中心位置は隣り合う相とのずれ３６０／Ｎ度は十分に小さい。そのため、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域は、全相のキャリアが同期している場合と比べても殆んど減少しない。そのため、高調波成分の電圧を打ち消すことができ、高調波電流による多相電動機の銅損を減らす効果は保たれる。
【００３７】
三相同期電動機に上記の方法でキャリアの位相をシフトしても、相数３であり１つの方形波の中心位置が１２０°ずれるため、キャリアを同期することによって高調波電流による銅損を減らす効果を十分に得られない。本制御装置は多相電動機駆動装置に対して効果を得られる。
【００３８】
また、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００３９】
さらに、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００４０】
また、ここまで単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＮ、多相電動機の相数をＮの場合について述べたが、図５に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＭ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。図５の意味するところは具体的には、各巻線に単相ＰＷＭインバータ１台を接続し、Ｍ／Ｎ群で構成する。このように構成すると、多相電動機が低出力の場合には、減群した状態で運転できる。
【００４１】
さらに、図６に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成し、各々の単相ＰＷＭインバータ１台の出力に多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続した場合である。具体的には、各相の巻線Ｍ／Ｎを並列接続し、各相に単相ＰＷＭインバータを１台接続して構成したものである。このように構成することで、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００４２】
図７は、本発明の第２の実施形態を説明するための多相電動機駆動装置の概略構成を示すブロック図であり、図８は図７の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。図１の第１の実施形態と異なる点は、キャリア同期信号源（１）５と、キャリア同期信号源（２）５ａを設け、両者を切換え可能に切換スイッチ７を設けたものである。この場合、通常時はキャリア同期信号１を使用し、断線等の故障によりキャリア同期信号１を使用することができない場合にはキャリア同期信号２に切り換えて使用する。
【符号の説明】
【００４３】
１…多相電動機、２…直流電源、３…多相電動機駆動装置、４…速度制御回路、５、５ａ…キャリア同期信号源、６…速度検出器、７…切換スイッチ、１０ｉ （ｉ ＝ １， ２， ３， ・・・， Ｎ）…単相ＰＷＭインバータ、１１…インバータ回路、１２…電流制御回路、１３…平滑コンデンサ、１４…電流検出器、２１…加算器、２２…速度制御回路本体、２３…加算器、２４…電流位相演算回路、２５…電流制御回路本体、２６…ゲート制御回路、２７…キャリア発生回路、２８…キャリア同期ＰＬＬ回路、２９…キャリア周波数設定器、３４…キャリア信号位相補正回路。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相ＰＷＭ（パルス幅変調方式）のインバータのキャリア比較ＰＷＭ制御により多相電動機を駆動する多相電動機駆動装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、多相電動機の各相の巻線に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータによる多相電動機駆動装置が開示され、これは電動機が発生するトルクに脈動が生じ、効率が低下するという問題を改善するための発明である。具体的には、電流制御回路と、誘導電圧演算手段とゲート制御回路を備え、誘導電圧演算手段で各相の負荷電流検出値に基づいて自己インダクタンス分、また自分（明細書原文の記載通りであるが、これは誤記と思われる）及び相互インダクタンス分による誘導電圧が演算される。電流制御回路で、各相の電流負荷指令と対応する相の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力する。ゲート制御回路で、前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２の電圧指令及び波高値一定の搬送波に基づいて単相ＰＷＭインバータの各々のゲートを制御する。
【０００３】
この結果、特許文献１の発明は、インダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能となり、多相電動機に発生するトルクの脈動を軽減することができ、効率の低下を可及的に防止することができる。
【０００４】
特許文献２は、複数台のＰＷＭ電力変換器（電力変換ユニット）の出力を、多相巻線を持つ１台のモータの各巻線別に供給してモータを速度制御し、ＰＷＭ同期制御の同期ズレを防止する電力変換システムであって、以下に述べる機能を有するマスターユニット及びスレーブユニットを有している。マスターユニットは、電流制御部とＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの１つの巻線に供給し、速度指令とモータの速度検出値とから電流制御部に電流制御指令を出力する速度制御部を実装し、またＰＷＭキャリアの同期基準信号を発生する手段を備えている。スレーブユニットは、前記速度制御部から電流制御指令を受信する電流制御部と、ＰＷＭ制御部及びインバータとを有して該インバータの出力をモータの他の巻線に供給するものであり、またスレーブユニットは、前記同期基準信号を受信して自ユニットのＰＷＭキャリア同期基準信号との位相比較で前記マスターユニットとのＰＷＭキャリア位相を同期させる手段と、該ＰＷＭキャリア信号を前記同期基準信号の伝送遅れ時間だけ位相を進める位相補正手段とを備えたものである。
【０００５】
この結果、例えば電力変換ユニットＡからＢに同期信号を伝送するには、伝送路の伝送遅れ時間や、信号絶縁用のフォトカプラなどの遅延時間が存在する。この遅延時間の分だけ位相補正手段が進めるように作用するので、実際のＰＷＭキャリアを同期させることができる。
【０００６】
特許文献３は、複数台を並列したインバータ制御装置について、１台の基準とするインバータのＰＷＭキャリア信号を位相基準として他のインバータのＰＷＭキャリア信号の基準とするインバータとの差分を取ることにより、位相差を無くし、複数台の並列されたインバータ制御装置の全てのＰＷＭキャリア信号を同期させることができ、横流を抑制することができる、というものである。
【０００７】
図９〜図１３は現在実施している多相電動機駆動装置の問題点を説明するための図であり、図９は図１のごとき構成の多相電動機駆動装置における制御装置部分のみを示すブロック図である。速度制御回路４は、加算器２１と、速度制御回路本体２２とを有している。設定した速度指令値と、速度検出器６で検出した速度検出値とを用いて加算器２１にて速度偏差を演算し、速度制御回路本体２２に入力する。速度制御回路本体２２では、この速度偏差が零になるように制御して電流指令波高値を各単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。
【０００８】
電流制御回路１２は、乗算器２３と、電流位相演算回路２４と、加算器２１と、電流制御回路本体２５と、ＰＷＭ制御回路２６と、キャリア発生回路２７と、キャリア同期ＰＬＬ回路２８と、キャリア周波数設定器２９とを有している。
【０００９】
電流位相演算回路２４では多相電動機１の回転角度に応じた電流の位相を演算する。多相電動機１の相間には巻線構成に基づいて一定の位相差があり、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの夫々で異なる位相を演算している。電流位相演算回路２４で演算した上記位相の正弦と、速度制御回路４からの電流指令波高値とを用いて乗算器２３にて電流指令値を演算する。
【００１０】
この電流指令値は多相電動機１の巻線に流すべき交流負荷電流である。この電流指令値と、電流検出器１４で検出した電流検出値とを用いて加算器２１にて電流偏差を演算し、電流制御回路本体２５に入力する。電流制御回路本体２５では、この電流偏差が零になるように制御して電圧指令値ＥＲ１をＰＷＭ制御回路２６に入力する。
【００１１】
キャリア周波数設定器２９にてキャリア周波数を設定し、キャリア同期信号源５から与えられたキャリア同期信号に基づき、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアの位相が同期するようにキャリア同期ＰＬＬ回路２８にてキャリア周波数を制御し、キャリア発生回路２７から各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ間で同期したキャリアＣ１を発生させ、ＰＷＭ制御回路２６に入力する。
【００１２】
各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアＣ１は図１１に示すように同期していて、位相差もない。ＰＷＭ制御回路２６では、電圧指令値ＥＲ１とキャリアＣ１とを用いて次に述べるようなキャリア比較ＰＷＭ制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）をおこない、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する。
【００１３】
ＰＷＭ制御回路２６は、電圧指令値ＥＲ１と、キャリアＣ１との比較演算をおこない、例えば、ＥＲ１≧Ｃ１のとき、図１のインバータ回路１１を構成している半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のうちのＳ２及びＳ３をオン、Ｓ１及びＳ４をオフさせる。逆に、ＥＲ１＜Ｃ１のときＳ１とＳ４をオン、Ｓ２とＳ３をオフさせる。これによりインバータ回路１１は交流電圧を出力し、所望の交流負荷電流を流すことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平７−３２７３８３号公報
【特許文献２】特開２００７−２４４００９号公報
【特許文献３】特開２００３−１３４８３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
このような多相電動機駆動装置において、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉ（ｉは１、２、３…Ｎ）はＰＷＭ制御をしているため、多相電動機１の電流には交流負荷電流である低周波の基本波電流の他に、ＰＷＭ制御により流れるキャリア周波数程度あるいはそれ以上の高調波電流が流れる。
【００１６】
一般的なＰＷＭ制御による電流制御は、基本波電流を制御するものであり、高調波電流は制御できず、電動機の巻線に印加された矩形波電圧と巻線のインピーダンスの大きさに応じて高調波電流は流れる。
【００１７】
ここで多相電動機１と各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの配置を図１２に示す。各相の巻線に対応して単相ＰＷＭインバータが配置されている。多相電動機１の各相の巻線は電気的には接続されていないが、異なる相の巻線による磁路がオーバラップするため磁気的に結合されている。全ての異なる相との磁気的な結合はあるが、特に隣り合う相の磁気的な結合が強いため、磁気的な結合は隣り合う相のみに限定して簡略化すると、図１３に示す等価回路となる。今、第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ１０ｉの端子電圧をＶｉ、逆起電力をＥｉ、電流をＩｉ、抵抗をＲｉ、自己インダクタンスをＬｉ、相互インダクタンスをＭｉとすると、第ｉ相における電圧方程式は次の（１）式となる。
【数１】
【００１８】
ここで、（１）式の左辺第３項のＭｉ ｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔは第ｉ＋１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表し、左辺第４項のＭ（ｉ−１） ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔは第ｉ−１相の電流が変化したときの第ｉ相の誘起電圧を表している。磁気的な結合は隣り合う相に限定しているため第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧のみとし、他の相については省略する。
【００１９】
（１）式によると第ｉ相の電流は第ｉ相の端子電圧と逆起電力の他に、第ｉ＋１相と第ｉ−１相による誘起電圧に基づいて流れる。基本波電流は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉでの電流制御により必要な交流負荷電流分だけ流れるが、ＰＷＭ制御による高調波電流に関しては制御できない。第ｉ相の高調波電流は、第ｉ相の端子電圧の高調波成分と、第ｉ＋１相と第ｉ−１相の誘起電圧の高調波成分に基づいて流れる。
【００２０】
多相電動機１の相間には一定の位相差が存在するため同一の電圧指令値にはならないが、隣り合う相との位相差が十分に小さければ、電圧指令値は隣り合う相とほぼ同じになる。
【００２１】
また、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアは同期しているため、各相の電圧指令値が同一ならば、ゲートパルスのオンオフのタイミングは各相で同じになる。そのため、第ｉ相の端子電圧Ｖｉの高調波成分は、第ｉ＋１相の誘起電圧Ｍｉ ｄＩ（ｉ＋１）／ｄｔの高調波成分と第ｉ−１相の誘起電圧Ｍ（ｉ−１） ｄＩ（ｉ−１）／ｄｔの高調波成分により打ち消されるため、第ｉ相に流れる高調波電流は小さくなる。
【００２２】
多相電動機１の各相の線間電圧波形についての説明図を図１０（ａ）、（ｂ）に示す。ＰＷＭ制御を行っているため各相の線間電圧は方形波パルスが繰り返した波形となり、相間には一定の位相差がある。各相のキャリアが同期しているため、各相の方形波の中心位置は一致し、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域では、高調波成分の電圧を打ち消すため高調波電流は小さくなる。
【００２３】
このように、多相電動機１を各相に対応して設けた単相ＰＷＭインバータ１０ｉで駆動する場合、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すれば高調波電流を抑制でき、多相電動機での銅損を減らすことができる。
【００２４】
しかしながら、各単相ＰＷＭインバータ１０ｉのキャリアを同期すると、直流電源の電圧と電流にキャリア周波数程度あるいはその整数倍の振動が発生するという問題がある。
【００２５】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するため、 ４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎の主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記各インバータの主回路を制御する制御回路と、
前記各制御回路のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源と、
前記インバータの内、第１のインバータと第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、第２のインバータと第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置である。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、直流電源の電圧と電流の振動を抑制することのできる多相電動機駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態の基本構成を示す構成図。
【図２】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第１の実施形態を示す制御回路のブロック図。
【図３】本発明に関わる線間電圧波形についての説明図。
【図４】図２のキャリアについて説明するための図。
【図５】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。
【図６】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を説明するための図。
【図７】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態の基本構成を示す構成図。
【図８】本発明に関わる多相電動機駆動装置の第２の実施形態を示す制御回路のブロック図。
【図９】従来の多相電動機駆動装置の例を説明するための制御回路のブロック図。
【図１０】図９に関わる線間電圧波形についての説明図。
【図１１】図９のキャリアについて説明するための図。
【図１２】多相電動機と単相ＰＷＭインバータの配置を示す図。
【図１３】図１２の等価回路を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明による多相電動機駆動装置の実施形態について図面を参照して説明する。図１は第１の実施形態の全体の概略構成を示すブロック図であり、図２は図１の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。なお、図１は、従来の説明にも使用しているが、このブロック図は共通である。
【００３０】
概略構成は、少なくとも４個又は少なくとも４相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機１と、前述した図１２の各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する少なくとも４台の単相パルス幅変調方式のインバータ回路１１と、各インバータ回路１１に直流電力を供給する直流電源２と、各インバータ回路１１毎の主回路を構成する半導体主回路素子例えばＩＧＢＴのゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて各インバータ回路１１の主回路を制御する電流制御回路１２と、各電流制御回路１２のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源５と、各インバータ回路１１の線間電圧のオンするタイミングが分散するように各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段例えば位相補正回路３４を備えたものである。
【００３１】
多相電動機１はＮ相の多相電動機であって、各相ｉ（ｉ ＝ １， ２， ・・・， Ｎ）に対応して設けられた単相ＰＷＭインバータ１０ｉ （ｉ ＝ １， ２， ・・・， Ｎ）によって駆動される。多相電動機駆動装置３は単相ＰＷＭインバータ１０ｉと、速度制御回路４と、キャリア同期信号源５と、多相電動機１の回転速度を検出する速度検出器６とを有している。
【００３２】
速度制御回路４は設定した速度指令値の速度となるように制御して電流指令波高値を単相ＰＷＭインバータ１０ｉへ出力する。キャリア同期信号源５は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉの電流制御回路１２に同一のキャリア同期信号を与えるものである。
【００３３】
各単相ＰＷＭインバータ１０ｉはＩＧＢＴ等の半導体主回路素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とを各々逆並列に接続してフルブリッジ回路を構成したインバータ回路１１と、平滑コンデンサ１３と、多相電動機１の巻線に流れる電流を検出する電流検出器１４と、インバータ回路１１にゲートパルスを出力する電流制御回路１２とを有している。この単相ＰＷＭインバータ１０ｉは平滑コンデンサ１３にて直流電源２の直流電圧を平滑化し、電流指令波高値の電流が流れるように電流制御回路１２はゲートパルスをインバータ回路１１に出力し、インバータ回路１１は交流電圧を出力する。
【００３４】
図２は、図９に示す従来の電流制御回路１２のブロック図に新たにキャリア信号位相補正器３４を加えたものである。キャリア信号位相補正器３４は各単相ＰＷＭインバータ１０ｉについて、単相ＰＷＭインバータ１０１と単相ＰＷＭインバータ１０２に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、単相ＰＷＭインバータ１０２と単相ＰＷＭインバータ１０３に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフト、という方法で、キャリアの位相を個別に設定する。
【００３５】
このように全単相ＰＷＭインバータ相互間でキャリアの位相をシフトすることで、キャリア同期方式のメリットを生かしつつ、各単相ＰＷＭインバータの線間電圧がオンするタイミングが分散するため、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００３６】
図４に示すようにＮ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を３６０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合、多相電動機１の各相の線間電圧波形は、図３（ａ）、（ｂ）に示すように、各相の方形波の中心位置は３６０／Ｎ度ずつずれる。多相電動機の相数は３よりも十分に大きいため、１つの方形波の中心位置は隣り合う相とのずれ３６０／Ｎ度は十分に小さい。そのため、自相と隣り合う相の電圧が共にオンしている領域は、全相のキャリアが同期している場合と比べても殆んど減少しない。そのため、高調波成分の電圧を打ち消すことができ、高調波電流による多相電動機の銅損を減らす効果は保たれる。
【００３７】
三相同期電動機に上記の方法でキャリアの位相をシフトしても、相数３であり１つの方形波の中心位置が１２０°ずれるため、キャリアを同期することによって高調波電流による銅損を減らす効果を十分に得られない。本制御装置は多相電動機駆動装置に対して効果を得られる。
【００３８】
また、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータの隣り合う相でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００３９】
さらに、Ｎ台の単相ＰＷＭインバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００４０】
また、ここまで単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＮ、多相電動機の相数をＮの場合について述べたが、図５に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＭ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成した場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。図５の意味するところは具体的には、各巻線に単相ＰＷＭインバータ１台を接続し、Ｍ／Ｎ群で構成する。このように構成すると、多相電動機が低出力の場合には、減群した状態で運転できる。
【００４１】
さらに、図６に示すように単相ＰＷＭインバータの台数をＮ、多相電動機の巻線数をＭ、多相電動機の相数をＮとして、ＭがＮの整数倍となるように構成し、各々の単相ＰＷＭインバータ１台の出力に多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続した場合である。具体的には、各相の巻線Ｍ／Ｎを並列接続し、各相に単相ＰＷＭインバータを１台接続して構成したものである。このように構成することで、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。
【００４２】
図７は、本発明の第２の実施形態を説明するための多相電動機駆動装置の概略構成を示すブロック図であり、図８は図７の速度制御回路及び電流制御回路の詳細な構成を示すブロック図である。図１の第１の実施形態と異なる点は、キャリア同期信号源（１）５と、キャリア同期信号源（２）５ａを設け、両者を切換え可能に切換スイッチ７を設けたものである。この場合、通常時はキャリア同期信号１を使用し、断線等の故障によりキャリア同期信号１を使用することができない場合にはキャリア同期信号２に切り換えて使用する。
【符号の説明】
【００４３】
１…多相電動機、２…直流電源、３…多相電動機駆動装置、４…速度制御回路、５、５ａ…キャリア同期信号源、６…速度検出器、７…切換スイッチ、１０ｉ （ｉ ＝ １， ２， ３， ・・・， Ｎ）…単相ＰＷＭインバータ、１１…インバータ回路、１２…電流制御回路、１３…平滑コンデンサ、１４…電流検出器、２１…加算器、２２…速度制御回路本体、２３…加算器、２４…電流位相演算回路、２５…電流制御回路本体、２６…ゲート制御回路、２７…キャリア発生回路、２８…キャリア同期ＰＬＬ回路、２９…キャリア周波数設定器、３４…キャリア信号位相補正回路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎の主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記各インバータの主回路を制御する制御回路と、
前記各制御回路のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源と、
前記インバータの内、第１のインバータと第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、第２のインバータと第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置。
【請求項２】
前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらしたことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【請求項３】
前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定することを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【請求項４】
前記キャリア同期信号源は、複数で構成したことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【請求項１】
４以上の整数Ｍ個の巻線且つ４以上の整数Ｎ相の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合された多相電動機と、
前記各巻線にそれぞれ接続され、直流電力を交流電力に変換する４以上の整数Ｎ台の単相パルス幅変調方式のインバータと、
前記各インバータに直流電力を供給する直流電源と、
前記各インバータ毎の主回路を構成する半導体主回路素子のゲートに、基準信号とキャリアの比較制御によって得られるゲート信号を与えて前記各インバータの主回路を制御する制御回路と、
前記各制御回路のキャリアを生成する基準となるキャリア同期信号を与えるキャリア同期信号源と、
前記インバータの内、第１のインバータと第２のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ａだけシフト、第２のインバータと第３のインバータの間に対してキャリアの位相を位相角Ｂだけシフトさせるという方法を繰り返すことにより、前記各インバータの線間電圧のオンするタイミングが分散するように前記各制御回路のキャリアの位相をシフトさせる位相補正手段と、
を備え、前記巻線数Ｍが前記相数Ｎ、インバータの台数Ｎの整数倍となるように構成し、前記各インバータの出力に前記多相電動機の巻線数Ｍ／Ｎだけ並列接続したことを特徴とする多相電動機駆動装置。
【請求項２】
前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらしたことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【請求項３】
前記位相補正手段は、前記インバータ間でキャリアの位相を不規則にずらし、かつその位相関係が変化しないよう固定することを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【請求項４】
前記キャリア同期信号源は、複数で構成したことを特徴とする請求項１記載の多相電動機駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−３９０３３（Ｐ２０１３−３９０３３Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２１７５２２（Ｐ２０１２−２１７５２２）
【出願日】平成２４年９月２８日（２０１２．９．２８）
【分割の表示】特願２００８−１１６０２９（Ｐ２００８−１１６０２９）の分割
【原出願日】平成２０年４月２５日（２００８．４．２５）
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年９月２８日（２０１２．９．２８）
【分割の表示】特願２００８−１１６０２９（Ｐ２００８−１１６０２９）の分割
【原出願日】平成２０年４月２５日（２００８．４．２５）
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
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