定電流電源
【課題】本発明の課題は、誤差を低減させて、出力安定度を向上させる定電流電源を提供することにある。
【解決手段】本発明は、トランス２５，２５１のそれぞれ１次側にフルブリッジ回路及びＬＣ直列共振回路が接続されると共にトランス２５，２５１の２次側にそれぞれ整流器２６，２６１が接続される２つの回路を直流電源１１とコンデンサ負荷２９間に並列に接続する主充電系及び副充電系と、前記副充電系のトランス２５１の１次側に並列にＬＣ直列共振回路及びフルブリッジ回路を介して直流電源１１が接続されると共に、トランス２５１の１次側にコンデンサ負荷２９が設定電圧値になる短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、前記シャント回路によりコンデンサ負荷２９への出力電圧を連続的に制御することを特徴とする。
【解決手段】本発明は、トランス２５，２５１のそれぞれ１次側にフルブリッジ回路及びＬＣ直列共振回路が接続されると共にトランス２５，２５１の２次側にそれぞれ整流器２６，２６１が接続される２つの回路を直流電源１１とコンデンサ負荷２９間に並列に接続する主充電系及び副充電系と、前記副充電系のトランス２５１の１次側に並列にＬＣ直列共振回路及びフルブリッジ回路を介して直流電源１１が接続されると共に、トランス２５１の１次側にコンデンサ負荷２９が設定電圧値になる短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、前記シャント回路によりコンデンサ負荷２９への出力電圧を連続的に制御することを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は各種レーダ装置及び線形加速器等の高電圧コンデンサ充電電源の充電用として使用される定電流電源に係り、特に出力電圧安定度を向上させる場合に利用可能である定電流電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷に安定的に充電するための定電流電源として、トランスの１次側にＬＣ直列共振回路及びフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記トランスの２次側に整流器を介してコンデンサ負荷が接続されるコンバータがある。前記コンバータでは、コンデンサ負荷が設定電圧に到達したらコンバータをオフする方式が一般的である。
【０００３】
図３は従来の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。すなわち、図３に示すように、ドライブ信号Ａ，Ｂでフルブリッジ回路を駆動し、ＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流をトランスの１次側に流すと、トランスの２次側には整流出力の２次側電流が流れてコンデンサ負荷を充電する。前記コンデンサ負荷が設定電圧に到達すると、設定電圧到達信号が抽出されてコンバータをオフする。この場合、コンデンサ負荷の出力電圧が設定電圧に到達してから、コンバータの動作が停止するまでの時間は、出力を出し続けることとなり出力電圧を押し上げて余剰分（誤差分）となる。この余剰分（誤差分）は設定電圧到達タイミングによって異なり、最大で共振動作１回分が余分な電力として２次側へと伝送される。その伝送された電力が設定電圧に対して誤差となり、出力電圧安定度を向上させる上で障害となっていた。
【０００４】
図４は従来の定電流電源を示す回路図である。図４において、直流電源１１が接続される入力端子１２，１３間にはコンデンサ１４が接続される。前記入力端子１２にはダイオード１５，１６のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５，１６のそれぞれアノードにはダイオード１７，１８のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７，１８のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９，２０，２１，２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５のアノードにはインダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６のアノードに接続される。前記トランス２５の２次側巻線には整流器２６を介して出力端子２７，２８が接続され、前記出力端子２７，２８には一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷２９が接続される。前記トランス２５の１次側巻線の一端にはダイオード３２のアノードが接続されると共にダイオード３３のカソードが接続される。前記トランス２５の１次側巻線の他端にはダイオード３０のアノードが接続されると共にダイオード３１のカソードが接続される。前記ダイオード３０のカソードはダイオード３２のカソードに接続され、前記ダイオード３３のアノードは前記ダイオード３１のアノードに接続される。前記ダイオード３２のカソードと前記ダイオード３３のアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ３４が接続される。前記ダイオード３０，３１，３２，３３及びスイッチ３４は高速シャント回路を構成する。
【０００５】
図５は図４の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。すなわち、スイッチ１９，２２を図５（ａ）に示すようなドライブ信号Ａで駆動すると共にスイッチ２０，２１を図５（ｂ）に示すようなドライブ信号Ｂで駆動すると、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路によりトランス２５の１次側巻線には図５（ｄ）に示すようなＬＣ共振電流が流れる。トランス２５の１次側巻線に図５（ｄ）に示すようなＬＣ共振電流が流れると、トランス２５の２次側巻線には電流が誘起され、整流器２６で整流されて図５（ｅ）に示すような２次側電流（整流出力）が出力端子２７，２８を介してコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。而して、コンデンサ負荷２９が例えば５０ｋＶ等の所定の設定電圧に到達すると、図５（ｃ）に示すような設定電圧到達信号がスイッチ３４に印加されてダイオード３０，３１，３２，３３及びスイッチ３４よりなる高速シャント回路がオン（ＯＮ）するため、図５（ｅ）に示すように余剰分（誤差分）のうち回路の動作遅れを除いた部分につてはトランス２５の２次側に伝送されない。このように、コンデンサ負荷２９の設定電圧到達タイミングにて高速シャント回路を動作させトランス２５の１次側巻線の両端を短絡することで、コンデンサ負荷２９の設定電圧到達から共振動作が停止するまでの間にトランス２５を経由し２次側へと伝送されてしまう電力をバイパスし１次側へ回生する。その結果、出力端子２７，２８での設定電圧に対する出力電圧の誤差が低減し、出力電圧安定度が改善されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７-０６８２８９号公報
【特許文献２】特開２００２−０１０４８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図４の従来の定電流電源においても、高出力安定度を実現させる上では依然として下記２点の問題があった。
【０００８】
（１） 出力電力の大きい電源においては共振動作１回分の電流が大きいため、シャント動作開始までの遅れ時間に伝送される電力も大きくなり出力電圧安定度を悪化させる。
【０００９】
（２） 設定電圧到達時点で共振動作を止めるため、負荷側の変動分を吸収できない。
【００１０】
尚、設定電圧到達時の誤差を低減させるには、共振動作１回分の電流を小さくすれば良いが、充電時間の制約があるため限界がある。また、負荷側の変動分を押さえるためには、シャント回路を従来のＯＮ／ＯＦＦ制御ではなくアナログ的に制御（負荷インピーダンスの低下分のみを電源側より供給し続ける）すれば良いが、共振動作の電流が大きい上に、シャント回路は出力電圧の１次変換電圧で連続的に動作することから、シャント回路の損失は非常に大きくなる。
【００１１】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、トランスの１次側回路（フルブリッジ回路＋ＬＣ直列共振回路）を分割し、設定電圧到達後に共振回路の切換えを行い、微小電力の共振回路を設定電圧到達後も動作させ、その出力電圧をシャント回路にて連続的に制御することで、誤差を低減し、出力安定度を向上させる定電流電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために本発明の定電流電源は、第１のトランスの１次側に第１のＬＣ直列共振回路及び第１のフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記第１のトランスの２次側に第１の整流器を介してコンデンサ負荷が接続されて構成される主充電系と、第２のトランスの１次側に前記第１のＬＣ直列共振回路及び前記第１のフルブリッジ回路と並列に接続された第２のＬＣ直列共振回路及び第２のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続され、前記第２のトランスの２次側に前記第１の整流器と並列に接続された第２の整流器を介して前記コンデンサ負荷が接続されて構成される副充電系と、前記第２のトランスの１次側に前記第２のＬＣ直列共振回路及び前記第２のフルブリッジ回路と並列に接続された第３のＬＣ直列共振回路及び第３のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続されると共に、前記第２のトランスの１次側に前記コンデンサ負荷が設定電圧値になると前記第２のトランスの１次側を短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、前記シャント回路により前記コンデンサ負荷への出力電圧を連続的に制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の定電流電源は、トランスの１次側回路（フルブリッジ回路＋ＬＣ直列共振回路）を分割することで、設定電圧到達時に２次側へ供給されている電力を下げ誤差を低減させると共に、設定電圧到達後に共振回路の切換えを行い、微小電力の共振回路を設定電圧到達後も動作させ、その出力電圧をシャント回路にて連続的に制御することで、誤差を低減し、出力安定度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施形態に係る定電流電源を示す回路図である。
【図２】（ａ）は図１の定電流電源でコンデンサ負荷を充電する場合の出力電圧波形を示す波形図であり、（ｂ）は（ａ）のイ部を示す拡大図である。
【図３】従来の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】従来の定電流電源を示す回路図である。
【図５】図４の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１６】
図１は本発明の実施形態に係る定電流電源を示す回路図である。図中、同一部分に対応する部分は同一符号に対応する符号を付して説明する。
【００１７】
図１において、直流電源１１が接続される入力端子１２，１３間にはコンデンサ１４が接続される。前記入力端子１２にはダイオード１５，１６のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５，１６のそれぞれアノードにはダイオード１７，１８のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７，１８のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９，２０，２１，２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５のアノードにはインダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６のアノードに接続される。前記トランス２５の２次側巻線には整流器２６を介して出力端子２７，２８が接続され、前記出力端子２７，２８には一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷２９が接続される。前記出力端子２８は接地される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５、および整流器２６は主充電系を構成する。
【００１８】
前記入力端子１２にはダイオード１５１，１６１のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５１，１６１のそれぞれアノードにはダイオード１７１，１８１のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７１，１８１のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１及びスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５１のアノードにはインダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５１の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５１の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６１のアノードに接続される。前記トランス２５１の２次側巻線には整流器２６１を介して出力端子２７，２８が接続される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１及びスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５１、および整流器２６１は副充電系を構成する。
【００１９】
前記入力端子１２にはダイオード１５２，１６２のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５２，１６２のそれぞれアノードにはダイオード１７２，１８２のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７２，１８２のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２及びスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５２のアノードにはインダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５１の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５１の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６２のアノードに接続される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２及びスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５１、および整流器２６１は補充電系を構成する。
【００２０】
前記トランス２５１の１次側巻線の一端にはダイオード３２のアノードが接続されると共にダイオード３３のカソードが接続される。前記トランス２５１の１次側巻線の他端にはダイオード３０のアノードが接続されると共にダイオード３１のカソードが接続される。前記ダイオード３０のカソードはダイオード３２のカソードに接続され、前記ダイオード３３のアノードは前記ダイオード３１のアノードに接続される。前記ダイオード３２のカソードにはトランジスタ３９のコレクタが接続され、前記ダイオード３３のアノードにはトランジスタ３９のエミッタが接続される。前記ダイオード３０，３１，３２，３３及びトランジスタ３９はシャント回路を構成する。
【００２１】
前記出力端子２７と出力端子２８の間には出力分圧抵抗３５，３６が直列に接続され、抵抗３５と抵抗３６の接続点は誤差増幅器３７の＋側入力端に接続され、誤差増幅器３７の−側入力端には基準電圧Ｖ０が印加される。誤差増幅器３７の出力端は例えば発光ダイオードとフォトトランジスタよりなる光回路等の絶縁回路３８を介してトランジスタ３９のベースに接続される。
【００２２】
すなわち、前記主充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９，２０，２１，２２が駆動され、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５の１次巻線に流れると、トランス２５の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２３】
また、前記副充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１が駆動され、インダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５１の１次巻線に流れると、トランス２５１の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６１で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２４】
また、前記補充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２が駆動され、インダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５１の１次巻線に流れると、トランス２５１の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６１で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２５】
図２（ａ）は図１の定電流電源でコンデンサ負荷を充電する場合の出力電圧波形を示す波形図であり、図２（ｂ）は図２（ａ）のイ部を示す拡大図である。
【００２６】
すなわち、主充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９，２０，２１，２２を駆動するドライブ信号、副充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１を駆動するドライブ信号、及び補充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２を駆動するドライブ信号を調整してＡ部、Ｂ部、Ｃ部の充電を行い、Ａ部は充電開始から主充電系と副充電系の並列動作でコンデンサ負荷２９を充電し、充電時間短縮のため大電力で設定電圧値の９９％程度まで充電を行う。Ｂ部は設定電圧値の９９％程度まで充電した時から副充電系のみの動作でコンデンサ負荷２９を充電し、主充電系の１／４程度の電力で設定電圧値に到達する時まで充電動作を行い、設定電圧到達時の誤差を低減する。Ｃ部は設定電圧値に到達した時から補充電系のみの動作でコンデンサ負荷２９を充電し、副充電系から更に１／４程度の電力で充電動作を行う。
【００２７】
この場合、コンデンサ負荷２９が例えば５０ｋＶ等の所定の設定電圧に到達すると、設定電圧到達信号がダイオード３０，３１，３２，３３及びトランジスタ３９よりなるシャント回路のトランジスタ３９のベースに印加されてオン（ＯＮ）するため、トランス２５１の１次側巻線の両端のインピーダンスを変えることで、設定電圧到達時の誤差と負荷変動による影響を打ち消すように、シャント回路にて２次側への供給量を制御する。
【００２８】
すなわち、出力端子２７，２８への出力電圧は、出力分圧抵抗３５，３６で分圧されて誤差増幅器３７の＋側入力端に加えられ、基準電圧Ｖ０と比較・増幅される。出力端子２７，２８への出力電圧が設定電圧を超えると、誤差増幅器３７の＋側入力端に加えられる出力分圧抵抗３５，３６で分圧された電圧が基準電圧Ｖ０を超え、誤差増幅器３７の出力信号が＋（高レベル）となる。誤差増幅器３７の＋（高レベル）出力信号は絶縁回路３８を介してトランジスタ３９をドライブする。トランジスタ３９はベースに＋（高レベル）出力が加えられてオンし、トランジスタ３９のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスを下げる。このとき、補充電系のＬＣ直列共振回路側（変圧トランス２５１の１次側）からみると、トランジスタ３９のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスは負荷側のインピーダンスの変圧トランス２５１の１次変換分と並列に接続されたことになり、補充電系のＬＣ直列共振回路のＬＣ共振電流は分流されることとなる。補充電系のＬＣ直列共振回路のＬＣ共振電流の一部はダイオード３２、ダイオード３３、ダイオード３０、及びダイオード３１よりなる整流回路を介してトランジスタ３９のコレクタ・エミッタに流れる。
【００２９】
尚、図１で分かるように、補充電系の回路は副充電系とトランス２５１の１次側で共通となっている。これはＣ部の動作時は主充電系と副充電系の共振動作が停止しているため、補充電系を副充電系に並列接続しても影響を受けることがないためである。
【００３０】
次に、動作条件を下記と仮定し、図１の回路構成にて動作させた場合の出力電圧安定度の概算を算出する。
【００３１】
・設定電圧 ：５０ｋＶ
・負荷充電周期 ：５０Ｈｚ
・設定電圧に到達するまでの時間 ：１６ｍｓ（Ａ部１４ｍｓ、Ｂ部２ｍｓ）
・設定電圧に到達後の制御時間 ：４ｍｓ
・共振動作の周期 ：２５μｓ（Ａ、Ｂ、Ｃ部共通）
・負荷容量 ：０．３μＦ
・負荷インピーダンス ：１００ＭΩ
この条件にてコンデンサ負荷への充電動作を考えると、Ａ、Ｂ部の設定電圧に到達するまでのステップ数（共振動作の回数）は、
Ａ部：１４ｍｓ／２５μｓ＝５６０ｓｔｅｐ
Ｂ部：２ｍｓ／２５μｓ＝８０ｓｔｅｐ
共振動作１回で上昇する充電電圧の平均値は、
Ａ部：４９．５ｋＶ／５６０ｓｔｅｐ＝８８．４Ｖ（設定値の９９％まで充電）
Ｂ部：５００Ｖ／８０ｓｔｅｐ＝６．２５Ｖ（設定値の９９％→１００％を充電）
Ａ部は主充電系と副充電系の並列動作なので主充電系のみの電圧上昇分は、
８８．４Ｖ−６．２５Ｖ＝８２．１５Ｖ
Ａ、Ｂ部の電圧上昇分の比較により、副充電系を主充電系の１／４程度の電力とすることは、充電時間的には十分可能である。
【００３２】
負荷条件からＣ部の電圧降下（自然放電）は、
（（５０ｋＶ／１００ＭΩ）×４ｍｓ）／０．３μＦ＝６．７Ｖ
Ｃ部の共振動作１回で上昇する充電電圧の平均値を副充電系の１／４とすると、
６．２５Ｖ／４＝１．６Ｖ
Ｃ部のステップ数は、
４ｍｓ／２５μｓ＝１６０ｓｔｅｐ
Ｃ部の制御時間は４ｍｓであり、その間で負荷条件による電圧降下分を補い、設定電圧値に制御されれば良いので、共振動作１回で１．６Ｖの充電が可能な電力を供給する能力があれば十分であることが分かる。
【００３３】
この場合、補充電系の共振動作１回で上昇する電圧１．６Ｖが、出力電圧の誤差範囲となるため、出力電圧安定度は、
（１．６Ｖ／５０ｋＶ）×１００＝０．００３２％ｐ−ｐ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ）
よって、定電流電源内で使用する部品条件、負荷条件等により各系統の分担電力は適正化する必要があるが、補充電系の電力を十分に下げ、最終的にシャント回路により制御される電圧の振幅を低減することで、大幅に安定度を改善することが可能である。
【００３４】
以上のように、一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷に安定的に充電するためのフルブリッジ回路及びＬＣ直列共振回路を用いた定電流電源において、直列共振後のトランスにて変圧する前の１次側電流を、設定電圧に到達する際、ＬＣ直列共振回路の切替えとシャント回路により制御することで、余分な電力が２次側へ伝送されることを防ぎ、設定電圧に対する出力電圧の安定度を向上させることができる。
【００３５】
なお、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【符号の説明】
【００３６】
１１…直流電源、１２，１３…入力端子、１４…コンデンサ、１５，１６，１７，１８，１５１，１６１，１７１，１８１，１５２，１６２，１７２，１８２…ダイオード、１９，２０，２１，２２，１９１，２０１，２１１，２２１，１９２，２０２，２１２，２２２…スイッチ、２３，２３１，２３２…インダクタンス、２４，２４１，２４２…コンデンサ、２５，２５１…トランス、２６，２６１…整流器、２７，２８…出力端子、２９…コンデンサ負荷、３０，３１，３２，３３…ダイオード、３５，３６…出力分圧抵抗、３７…誤差増幅器、３８…絶縁回路、３９…トランジスタ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は各種レーダ装置及び線形加速器等の高電圧コンデンサ充電電源の充電用として使用される定電流電源に係り、特に出力電圧安定度を向上させる場合に利用可能である定電流電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷に安定的に充電するための定電流電源として、トランスの１次側にＬＣ直列共振回路及びフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記トランスの２次側に整流器を介してコンデンサ負荷が接続されるコンバータがある。前記コンバータでは、コンデンサ負荷が設定電圧に到達したらコンバータをオフする方式が一般的である。
【０００３】
図３は従来の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。すなわち、図３に示すように、ドライブ信号Ａ，Ｂでフルブリッジ回路を駆動し、ＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流をトランスの１次側に流すと、トランスの２次側には整流出力の２次側電流が流れてコンデンサ負荷を充電する。前記コンデンサ負荷が設定電圧に到達すると、設定電圧到達信号が抽出されてコンバータをオフする。この場合、コンデンサ負荷の出力電圧が設定電圧に到達してから、コンバータの動作が停止するまでの時間は、出力を出し続けることとなり出力電圧を押し上げて余剰分（誤差分）となる。この余剰分（誤差分）は設定電圧到達タイミングによって異なり、最大で共振動作１回分が余分な電力として２次側へと伝送される。その伝送された電力が設定電圧に対して誤差となり、出力電圧安定度を向上させる上で障害となっていた。
【０００４】
図４は従来の定電流電源を示す回路図である。図４において、直流電源１１が接続される入力端子１２，１３間にはコンデンサ１４が接続される。前記入力端子１２にはダイオード１５，１６のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５，１６のそれぞれアノードにはダイオード１７，１８のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７，１８のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９，２０，２１，２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５のアノードにはインダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６のアノードに接続される。前記トランス２５の２次側巻線には整流器２６を介して出力端子２７，２８が接続され、前記出力端子２７，２８には一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷２９が接続される。前記トランス２５の１次側巻線の一端にはダイオード３２のアノードが接続されると共にダイオード３３のカソードが接続される。前記トランス２５の１次側巻線の他端にはダイオード３０のアノードが接続されると共にダイオード３１のカソードが接続される。前記ダイオード３０のカソードはダイオード３２のカソードに接続され、前記ダイオード３３のアノードは前記ダイオード３１のアノードに接続される。前記ダイオード３２のカソードと前記ダイオード３３のアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ３４が接続される。前記ダイオード３０，３１，３２，３３及びスイッチ３４は高速シャント回路を構成する。
【０００５】
図５は図４の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。すなわち、スイッチ１９，２２を図５（ａ）に示すようなドライブ信号Ａで駆動すると共にスイッチ２０，２１を図５（ｂ）に示すようなドライブ信号Ｂで駆動すると、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路によりトランス２５の１次側巻線には図５（ｄ）に示すようなＬＣ共振電流が流れる。トランス２５の１次側巻線に図５（ｄ）に示すようなＬＣ共振電流が流れると、トランス２５の２次側巻線には電流が誘起され、整流器２６で整流されて図５（ｅ）に示すような２次側電流（整流出力）が出力端子２７，２８を介してコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。而して、コンデンサ負荷２９が例えば５０ｋＶ等の所定の設定電圧に到達すると、図５（ｃ）に示すような設定電圧到達信号がスイッチ３４に印加されてダイオード３０，３１，３２，３３及びスイッチ３４よりなる高速シャント回路がオン（ＯＮ）するため、図５（ｅ）に示すように余剰分（誤差分）のうち回路の動作遅れを除いた部分につてはトランス２５の２次側に伝送されない。このように、コンデンサ負荷２９の設定電圧到達タイミングにて高速シャント回路を動作させトランス２５の１次側巻線の両端を短絡することで、コンデンサ負荷２９の設定電圧到達から共振動作が停止するまでの間にトランス２５を経由し２次側へと伝送されてしまう電力をバイパスし１次側へ回生する。その結果、出力端子２７，２８での設定電圧に対する出力電圧の誤差が低減し、出力電圧安定度が改善されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７-０６８２８９号公報
【特許文献２】特開２００２−０１０４８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図４の従来の定電流電源においても、高出力安定度を実現させる上では依然として下記２点の問題があった。
【０００８】
（１） 出力電力の大きい電源においては共振動作１回分の電流が大きいため、シャント動作開始までの遅れ時間に伝送される電力も大きくなり出力電圧安定度を悪化させる。
【０００９】
（２） 設定電圧到達時点で共振動作を止めるため、負荷側の変動分を吸収できない。
【００１０】
尚、設定電圧到達時の誤差を低減させるには、共振動作１回分の電流を小さくすれば良いが、充電時間の制約があるため限界がある。また、負荷側の変動分を押さえるためには、シャント回路を従来のＯＮ／ＯＦＦ制御ではなくアナログ的に制御（負荷インピーダンスの低下分のみを電源側より供給し続ける）すれば良いが、共振動作の電流が大きい上に、シャント回路は出力電圧の１次変換電圧で連続的に動作することから、シャント回路の損失は非常に大きくなる。
【００１１】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、トランスの１次側回路（フルブリッジ回路＋ＬＣ直列共振回路）を分割し、設定電圧到達後に共振回路の切換えを行い、微小電力の共振回路を設定電圧到達後も動作させ、その出力電圧をシャント回路にて連続的に制御することで、誤差を低減し、出力安定度を向上させる定電流電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために本発明の定電流電源は、第１のトランスの１次側に第１のＬＣ直列共振回路及び第１のフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記第１のトランスの２次側に第１の整流器を介してコンデンサ負荷が接続されて構成される主充電系と、第２のトランスの１次側に前記第１のＬＣ直列共振回路及び前記第１のフルブリッジ回路と並列に接続された第２のＬＣ直列共振回路及び第２のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続され、前記第２のトランスの２次側に前記第１の整流器と並列に接続された第２の整流器を介して前記コンデンサ負荷が接続されて構成される副充電系と、前記第２のトランスの１次側に前記第２のＬＣ直列共振回路及び前記第２のフルブリッジ回路と並列に接続された第３のＬＣ直列共振回路及び第３のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続されると共に、前記第２のトランスの１次側に前記コンデンサ負荷が設定電圧値になると前記第２のトランスの１次側を短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、前記シャント回路により前記コンデンサ負荷への出力電圧を連続的に制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の定電流電源は、トランスの１次側回路（フルブリッジ回路＋ＬＣ直列共振回路）を分割することで、設定電圧到達時に２次側へ供給されている電力を下げ誤差を低減させると共に、設定電圧到達後に共振回路の切換えを行い、微小電力の共振回路を設定電圧到達後も動作させ、その出力電圧をシャント回路にて連続的に制御することで、誤差を低減し、出力安定度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施形態に係る定電流電源を示す回路図である。
【図２】（ａ）は図１の定電流電源でコンデンサ負荷を充電する場合の出力電圧波形を示す波形図であり、（ｂ）は（ａ）のイ部を示す拡大図である。
【図３】従来の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】従来の定電流電源を示す回路図である。
【図５】図４の定電流電源の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１６】
図１は本発明の実施形態に係る定電流電源を示す回路図である。図中、同一部分に対応する部分は同一符号に対応する符号を付して説明する。
【００１７】
図１において、直流電源１１が接続される入力端子１２，１３間にはコンデンサ１４が接続される。前記入力端子１２にはダイオード１５，１６のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５，１６のそれぞれアノードにはダイオード１７，１８のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７，１８のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９，２０，２１，２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５のアノードにはインダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６のアノードに接続される。前記トランス２５の２次側巻線には整流器２６を介して出力端子２７，２８が接続され、前記出力端子２７，２８には一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷２９が接続される。前記出力端子２８は接地される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５，１６，１７，１８及びスイッチ１９，２０，２１，２２よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５、および整流器２６は主充電系を構成する。
【００１８】
前記入力端子１２にはダイオード１５１，１６１のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５１，１６１のそれぞれアノードにはダイオード１７１，１８１のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７１，１８１のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１及びスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５１のアノードにはインダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５１の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５１の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６１のアノードに接続される。前記トランス２５１の２次側巻線には整流器２６１を介して出力端子２７，２８が接続される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５１，１６１，１７１，１８１及びスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５１、および整流器２６１は副充電系を構成する。
【００１９】
前記入力端子１２にはダイオード１５２，１６２のそれぞれカソードが接続され、前記ダイオード１５２，１６２のそれぞれアノードにはダイオード１７２，１８２のカソードがそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１７２，１８２のそれぞれアノードは入力端子１３に接続される。前記ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２のそれぞれ対応したカソードとアノード間には例えばスイッチングトランジスタ等よりなるスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２がそれぞれ対応して接続される。前記ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２及びスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２はフルブリッジ回路を構成する。前記ダイオード１５２のアノードにはインダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路を介してトランス２５１の１次側巻線の一端が接続され、前記トランス２５１の１次側巻線の他端は前記ダイオード１６２のアノードに接続される。前記直流電源１１、コンデンサ１４、ダイオード１５２，１６２，１７２，１８２及びスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２よりなるフルブリッジ回路、インダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路、トランス２５１、および整流器２６１は補充電系を構成する。
【００２０】
前記トランス２５１の１次側巻線の一端にはダイオード３２のアノードが接続されると共にダイオード３３のカソードが接続される。前記トランス２５１の１次側巻線の他端にはダイオード３０のアノードが接続されると共にダイオード３１のカソードが接続される。前記ダイオード３０のカソードはダイオード３２のカソードに接続され、前記ダイオード３３のアノードは前記ダイオード３１のアノードに接続される。前記ダイオード３２のカソードにはトランジスタ３９のコレクタが接続され、前記ダイオード３３のアノードにはトランジスタ３９のエミッタが接続される。前記ダイオード３０，３１，３２，３３及びトランジスタ３９はシャント回路を構成する。
【００２１】
前記出力端子２７と出力端子２８の間には出力分圧抵抗３５，３６が直列に接続され、抵抗３５と抵抗３６の接続点は誤差増幅器３７の＋側入力端に接続され、誤差増幅器３７の−側入力端には基準電圧Ｖ０が印加される。誤差増幅器３７の出力端は例えば発光ダイオードとフォトトランジスタよりなる光回路等の絶縁回路３８を介してトランジスタ３９のベースに接続される。
【００２２】
すなわち、前記主充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９，２０，２１，２２が駆動され、インダクタンス２３及びコンデンサ２４よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５の１次巻線に流れると、トランス２５の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２３】
また、前記副充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１が駆動され、インダクタンス２３１及びコンデンサ２４１よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５１の１次巻線に流れると、トランス２５１の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６１で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２４】
また、前記補充電系において、ドライブ信号でフルブリッジ回路のスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２が駆動され、インダクタンス２３２及びコンデンサ２４２よりなるＬＣ直列共振回路で発生したＬＣ共振電流がトランス２５１の１次巻線に流れると、トランス２５１の２次巻線には電流が誘起され、整流器２６１で整流された２次側電流（整流出力）がコンデンサ負荷２９に供給されて充電される。
【００２５】
図２（ａ）は図１の定電流電源でコンデンサ負荷を充電する場合の出力電圧波形を示す波形図であり、図２（ｂ）は図２（ａ）のイ部を示す拡大図である。
【００２６】
すなわち、主充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９，２０，２１，２２を駆動するドライブ信号、副充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９１，２０１，２１１，２２１を駆動するドライブ信号、及び補充電系のフルブリッジ回路のスイッチ１９２，２０２，２１２，２２２を駆動するドライブ信号を調整してＡ部、Ｂ部、Ｃ部の充電を行い、Ａ部は充電開始から主充電系と副充電系の並列動作でコンデンサ負荷２９を充電し、充電時間短縮のため大電力で設定電圧値の９９％程度まで充電を行う。Ｂ部は設定電圧値の９９％程度まで充電した時から副充電系のみの動作でコンデンサ負荷２９を充電し、主充電系の１／４程度の電力で設定電圧値に到達する時まで充電動作を行い、設定電圧到達時の誤差を低減する。Ｃ部は設定電圧値に到達した時から補充電系のみの動作でコンデンサ負荷２９を充電し、副充電系から更に１／４程度の電力で充電動作を行う。
【００２７】
この場合、コンデンサ負荷２９が例えば５０ｋＶ等の所定の設定電圧に到達すると、設定電圧到達信号がダイオード３０，３１，３２，３３及びトランジスタ３９よりなるシャント回路のトランジスタ３９のベースに印加されてオン（ＯＮ）するため、トランス２５１の１次側巻線の両端のインピーダンスを変えることで、設定電圧到達時の誤差と負荷変動による影響を打ち消すように、シャント回路にて２次側への供給量を制御する。
【００２８】
すなわち、出力端子２７，２８への出力電圧は、出力分圧抵抗３５，３６で分圧されて誤差増幅器３７の＋側入力端に加えられ、基準電圧Ｖ０と比較・増幅される。出力端子２７，２８への出力電圧が設定電圧を超えると、誤差増幅器３７の＋側入力端に加えられる出力分圧抵抗３５，３６で分圧された電圧が基準電圧Ｖ０を超え、誤差増幅器３７の出力信号が＋（高レベル）となる。誤差増幅器３７の＋（高レベル）出力信号は絶縁回路３８を介してトランジスタ３９をドライブする。トランジスタ３９はベースに＋（高レベル）出力が加えられてオンし、トランジスタ３９のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスを下げる。このとき、補充電系のＬＣ直列共振回路側（変圧トランス２５１の１次側）からみると、トランジスタ３９のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスは負荷側のインピーダンスの変圧トランス２５１の１次変換分と並列に接続されたことになり、補充電系のＬＣ直列共振回路のＬＣ共振電流は分流されることとなる。補充電系のＬＣ直列共振回路のＬＣ共振電流の一部はダイオード３２、ダイオード３３、ダイオード３０、及びダイオード３１よりなる整流回路を介してトランジスタ３９のコレクタ・エミッタに流れる。
【００２９】
尚、図１で分かるように、補充電系の回路は副充電系とトランス２５１の１次側で共通となっている。これはＣ部の動作時は主充電系と副充電系の共振動作が停止しているため、補充電系を副充電系に並列接続しても影響を受けることがないためである。
【００３０】
次に、動作条件を下記と仮定し、図１の回路構成にて動作させた場合の出力電圧安定度の概算を算出する。
【００３１】
・設定電圧 ：５０ｋＶ
・負荷充電周期 ：５０Ｈｚ
・設定電圧に到達するまでの時間 ：１６ｍｓ（Ａ部１４ｍｓ、Ｂ部２ｍｓ）
・設定電圧に到達後の制御時間 ：４ｍｓ
・共振動作の周期 ：２５μｓ（Ａ、Ｂ、Ｃ部共通）
・負荷容量 ：０．３μＦ
・負荷インピーダンス ：１００ＭΩ
この条件にてコンデンサ負荷への充電動作を考えると、Ａ、Ｂ部の設定電圧に到達するまでのステップ数（共振動作の回数）は、
Ａ部：１４ｍｓ／２５μｓ＝５６０ｓｔｅｐ
Ｂ部：２ｍｓ／２５μｓ＝８０ｓｔｅｐ
共振動作１回で上昇する充電電圧の平均値は、
Ａ部：４９．５ｋＶ／５６０ｓｔｅｐ＝８８．４Ｖ（設定値の９９％まで充電）
Ｂ部：５００Ｖ／８０ｓｔｅｐ＝６．２５Ｖ（設定値の９９％→１００％を充電）
Ａ部は主充電系と副充電系の並列動作なので主充電系のみの電圧上昇分は、
８８．４Ｖ−６．２５Ｖ＝８２．１５Ｖ
Ａ、Ｂ部の電圧上昇分の比較により、副充電系を主充電系の１／４程度の電力とすることは、充電時間的には十分可能である。
【００３２】
負荷条件からＣ部の電圧降下（自然放電）は、
（（５０ｋＶ／１００ＭΩ）×４ｍｓ）／０．３μＦ＝６．７Ｖ
Ｃ部の共振動作１回で上昇する充電電圧の平均値を副充電系の１／４とすると、
６．２５Ｖ／４＝１．６Ｖ
Ｃ部のステップ数は、
４ｍｓ／２５μｓ＝１６０ｓｔｅｐ
Ｃ部の制御時間は４ｍｓであり、その間で負荷条件による電圧降下分を補い、設定電圧値に制御されれば良いので、共振動作１回で１．６Ｖの充電が可能な電力を供給する能力があれば十分であることが分かる。
【００３３】
この場合、補充電系の共振動作１回で上昇する電圧１．６Ｖが、出力電圧の誤差範囲となるため、出力電圧安定度は、
（１．６Ｖ／５０ｋＶ）×１００＝０．００３２％ｐ−ｐ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ）
よって、定電流電源内で使用する部品条件、負荷条件等により各系統の分担電力は適正化する必要があるが、補充電系の電力を十分に下げ、最終的にシャント回路により制御される電圧の振幅を低減することで、大幅に安定度を改善することが可能である。
【００３４】
以上のように、一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷に安定的に充電するためのフルブリッジ回路及びＬＣ直列共振回路を用いた定電流電源において、直列共振後のトランスにて変圧する前の１次側電流を、設定電圧に到達する際、ＬＣ直列共振回路の切替えとシャント回路により制御することで、余分な電力が２次側へ伝送されることを防ぎ、設定電圧に対する出力電圧の安定度を向上させることができる。
【００３５】
なお、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【符号の説明】
【００３６】
１１…直流電源、１２，１３…入力端子、１４…コンデンサ、１５，１６，１７，１８，１５１，１６１，１７１，１８１，１５２，１６２，１７２，１８２…ダイオード、１９，２０，２１，２２，１９１，２０１，２１１，２２１，１９２，２０２，２１２，２２２…スイッチ、２３，２３１，２３２…インダクタンス、２４，２４１，２４２…コンデンサ、２５，２５１…トランス、２６，２６１…整流器、２７，２８…出力端子、２９…コンデンサ負荷、３０，３１，３２，３３…ダイオード、３５，３６…出力分圧抵抗、３７…誤差増幅器、３８…絶縁回路、３９…トランジスタ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のトランスの１次側に第１のＬＣ直列共振回路及び第１のフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記第１のトランスの２次側に第１の整流器を介してコンデンサ負荷が接続されて構成される主充電系と、
第２のトランスの１次側に前記第１のＬＣ直列共振回路及び前記第１のフルブリッジ回路と並列に接続された第２のＬＣ直列共振回路及び第２のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続され、前記第２のトランスの２次側に前記第１の整流器と並列に接続された第２の整流器を介して前記コンデンサ負荷が接続されて構成される副充電系と、
前記第２のトランスの１次側に前記第２のＬＣ直列共振回路及び前記第２のフルブリッジ回路と並列に接続された第３のＬＣ直列共振回路及び第３のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続されると共に、前記第２のトランスの１次側に前記コンデンサ負荷が設定電圧値になると前記第２のトランスの１次側を短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、
前記シャント回路により前記コンデンサ負荷への出力電圧を連続的に制御することを特徴とする定電流電源。
【請求項１】
第１のトランスの１次側に第１のＬＣ直列共振回路及び第１のフルブリッジ回路を介して直流電源が接続され、前記第１のトランスの２次側に第１の整流器を介してコンデンサ負荷が接続されて構成される主充電系と、
第２のトランスの１次側に前記第１のＬＣ直列共振回路及び前記第１のフルブリッジ回路と並列に接続された第２のＬＣ直列共振回路及び第２のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続され、前記第２のトランスの２次側に前記第１の整流器と並列に接続された第２の整流器を介して前記コンデンサ負荷が接続されて構成される副充電系と、
前記第２のトランスの１次側に前記第２のＬＣ直列共振回路及び前記第２のフルブリッジ回路と並列に接続された第３のＬＣ直列共振回路及び第３のフルブリッジ回路を介して前記直流電源が接続されると共に、前記第２のトランスの１次側に前記コンデンサ負荷が設定電圧値になると前記第２のトランスの１次側を短絡するシャント回路が接続される補充電系とを具備し、
前記シャント回路により前記コンデンサ負荷への出力電圧を連続的に制御することを特徴とする定電流電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−２２３６４６（Ｐ２０１１−２２３６４６Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−８６５４５（Ｐ２０１０−８６５４５）
【出願日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【出願人】（０００２２１１５５）東芝電波プロダクツ株式会社 (62)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月２日（２０１０．４．２）
【出願人】（０００２２１１５５）東芝電波プロダクツ株式会社 (62)
【Ｆターム（参考）】
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