容量性負荷駆動回路
【課題】容量成分または誘導成分を有する容量性負荷の駆動信号を、安定してしかも電力
消費を抑制しながら生成する。
【解決手段】容量性負荷に印加すべき駆動信号の基準となる駆動波形信号を、パルス変調
することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電力増幅した後、平滑化するこ
とによって、駆動信号を生成する。また、こうして容量性負荷に印加された駆動信号を、
駆動信号の基準となる駆動波形信号に負帰還させる。このとき、駆動信号に含まれる周波
数帯域でのゲイン特性が平坦となるような所定のアナログ補償処理を駆動信号に対して加
えた後、得られた信号をデジタル信号に変換して、駆動波形信号に負帰還させる。
消費を抑制しながら生成する。
【解決手段】容量性負荷に印加すべき駆動信号の基準となる駆動波形信号を、パルス変調
することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電力増幅した後、平滑化するこ
とによって、駆動信号を生成する。また、こうして容量性負荷に印加された駆動信号を、
駆動信号の基準となる駆動波形信号に負帰還させる。このとき、駆動信号に含まれる周波
数帯域でのゲイン特性が平坦となるような所定のアナログ補償処理を駆動信号に対して加
えた後、得られた信号をデジタル信号に変換して、駆動波形信号に負帰還させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量成分が変動する容量性負荷を駆動する技術や、あるいは容量成分が異な
る複数の容量性負荷を切り換えて駆動する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドなどのように、所定の駆動信号
を印加することによって動作するアクチュエーターは数多く存在する。この駆動信号を、
アナログ増幅回路を用いて生成しようとすると、回路内を大きな電流が流れるために大き
な電力が消費される。その結果、電力効率が低下するだけでなく、回路基板が大きくなり
、更には、消費された電力が熱に変わるので大きな放熱版が必要になって、ますます基板
が大型化する。
【０００３】
そこで、アナログの駆動信号を直接増幅するのではなく、駆動信号の基準となる駆動波
形信号を変調信号に一旦変換し、得られた変調信号を増幅した後に平滑フィルターを通す
ことによって、増幅された駆動信号を得るようにした技術が提案されている（特許文献１
）。変調信号の増幅は、スイッチのＯＮ／ＯＦＦを切り換えるだけで実現することが可能
である。更に、平滑フィルターは、コイルとコンデンサーとを組み合わせたＬＣ回路を用
いて実現できるので、原理的には電力を消費することがない。このため提案の技術によれ
ば、大きな電力を消費することなく駆動信号を生成することが可能であり、その結果、電
力効率が向上するだけでなく、回路基板を小型化することが可能である。しかし、提案の
技術では、ＬＣ回路で平滑フィルターを構成しているため、高周波数帯域における共振特
性が生じてしまい、目的の駆動信号を得ることが困難となる。この共振特性を抑制するた
めに抵抗を平滑フィルターに挿入する方法があるが、電流が抵抗を通過する際に電力が消
費されてしまうので、電力効率を向上させて回路基板を小型化するという当初も目的が大
きく減殺されてしまう。
【０００４】
そこで、アクチュエーターへ印加された駆動信号をＡ／Ｄコンバータで変換し、微分演
算等の安定化処理をデジタル信号処理することによって共振特性を抑制して安定した駆動
信号を得るようにした技術が提案されている（特許文献２）。この技術によれば、デジタ
ル駆動信号とデジタル負荷電圧信号とから、圧電素子に流れる電流の大きさを推定する状
態安定機構を構成することで、抵抗を用いることなく平滑フィルターの共振特性を抑制す
ることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１６８１７２号公報
【特許文献２】特開２０１０−４６９８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、提案の技術では、この状態安定機構でのデジタル信号処理は複雑であり、処理
を完了するのに十数〜数十クロックかかるため、負帰還させるための遅れ時間が長くなる
。例えば、デジタル信号処理ＩＣのクロック周波数が数十ＭＨｚである場合、処理を完了
するのに数百ｎ〜数μ秒の時間を要するので、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚにまで
高くしようとすると、その逆数となる周期成分の数μ秒に対して、デジタル信号処理を含
めた全体の遅れ時間が１８０度以上の位相遅れとなり、この負帰還システムの安定性が低
下する。また、駆動しようとする容量性負荷の特定が変更されると、駆動信号が歪んでし
まうことがあるという問題があった。これは次のような理由によるものである。たとえば
、インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドではピエゾ素子を駆動すること
によってインクを噴射しているが、同時に駆動するピエゾ素子の数は、印刷しようとする
画像によって大きく変動する。そして、ピエゾ素子は容量成分を有する容量性負荷なので
、駆動するピエゾ素子の数が増加するということは、駆動信号を生成するための平滑フィ
ルターのコンデンサー容量が増加することに等しく、コンデンサー容量が増加すると平滑
フィルターの周波数特性が変化する。その結果、得られる駆動信号がその影響で歪んでし
まう。あるいは、たとえば特性の異なるアタッチメントを付け替えながら使用するような
装置で、アタッチメントに内蔵されたアクチュエーターとしてピエゾ素子が用いられてい
る場合にも、同様な問題が生じ得る。すなわち、装着したアタッチメントによってピエゾ
素子の容量成分の大きさが違うので、平滑フィルターの周波数特性が変化して駆動信号が
歪んでしまうことが起こり得る。
【０００７】
この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになさ
れたものであり、平滑フィルターの共振特性を抑制しながら、駆動信号の周波数成分を数
百ｋＨｚまで高く設定した場合や、外乱に対しても安定して精度の良い駆動信号を生成す
ることが可能で、しかも電力効率が高く、回路基板を小型化することが可能な技術を提供
することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の
構成を採用した。すなわち、
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を、デジタル信号の形態で出力する駆動波形信
号発生回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号からデジタル信号の形態で生成されたデジタル補
償信号を、前記駆動波形信号に対して負帰還させて得られる信号を、デジタル演算するこ
とによって生成するデジタル演算回路と、
前記デジタル演算回路の出力をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回
路と、
前記変調信号を電力増幅して、パルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタルデジ
タル電力増幅回路と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって、前記容量性負荷に印加
される前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
前記駆動信号に含まれる周波数帯域でのゲイン特性が平坦となるように、前記容量性負
荷に印加された前記駆動信号に対して所定のアナログ補償処理を加えるアナログ補償回路
と、
前記アナログ補償回路の出力をデジタル信号に変換して、前記デジタル補償信号として
前記デジタル演算回路に供給するデジタル変換回路と
を備えることを要旨とする。
【０００９】
こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加すべき駆動信号の
基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変
調信号を電力増幅した後、平滑化することによって、駆動信号を生成する。また、こうし
て容量性負荷に印加された駆動信号を、駆動信号の基準となる駆動波形信号に負帰還させ
る。このとき、駆動信号に含まれる周波数帯域でのゲイン特性が平坦となるような所定の
アナログ補償処理を駆動信号に対して加えた後、得られた信号をデジタル信号に変換して
、駆動波形信号に負帰還させる。
【００１０】
こうすれば、容量性負荷に印加された駆動信号に対して、駆動信号の周波数帯域でのゲ
イン特性が平坦となるような補償を加えて負帰還させるので、平滑フィルターのＬＣ回路
による共振特性を抑制することが可能となる。また、パルス変調された変調信号を電力増
幅しているので、電力を増幅する際に余分な電力が消費されることがなく、回路基板を小
型化することもできる。更に、駆動信号の負帰還や、変調信号への変調はデジタル信号で
行うが、駆動信号を負帰還させる際の駆動信号に対する補償は、アナログ回路によって実
行するので、負帰還させるための遅れ時間を短くすることができる。その結果、駆動信号
を負帰還させているにも拘わらず、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した
場合でも安定した駆動信号を出力することが可能となる。
【００１１】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、駆動波形信号に対してデジタ
ル補償信号を負帰還させるためのデジタル演算回路を、減算回路によって構成するように
してもよい。
【００１２】
減算回路であれば、迅速にデジタル演算が可能なので、負帰還させる際の遅れ時間を短
縮して、安定して駆動信号を出力することが可能となる。
【００１３】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加された駆動
信号に対するアナログ補償として、位相進み補償を行うようにしてもよい。
【００１４】
容量性負荷に印加される駆動信号は、平滑フィルターによって平滑化された電圧波形で
あるため、基準となる駆動波形信号に対して位相が遅れた電圧波形となっている。従って
、駆動信号を負帰還させる際に、位相進み補償を行ってから負帰還させれば、負帰還によ
る共振現象の発生を抑制することができるので、駆動信号が不安定になることを回避する
ことが可能となる。
【００１５】
また、駆動信号に対して位相進み補償を行う本実施例の容量性負荷駆動回路においては
、次のようにしても良い。先ず、位相進み補償を行うための第１のアナログ回路と、駆動
信号を所定の分圧比で分圧する第２のアナログ回路とを並列に設けておく。そして、駆動
信号を、第１のアナログ回路および第２のアナログ回路のそれぞれに導いて、第１のアナ
ログ回路の出力と第２のアナログ回路の出力とを合成したアナログ信号をデジタル信号に
変換した後、駆動波形信号に対して負帰還させるようにしても良い。
【００１６】
こうすれば、駆動信号に位相進み補償を行って負帰還させることによる効果と、駆動信
号を分圧して負帰還させることによる効果とを得ることができる。このため、容量性負荷
の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさの変動や、変調信号を増幅する際の電源電圧の
変動や、容量性負荷駆動回路を構成する各種の素子のバラツキなどが生じた場合でも、駆
動信号に歪みが生じることを抑制することが可能となる。更に、合成したアナログ信号を
デジタル信号に変換しているので、Ａ／Ｄコンバータが1つのみで実現が可能となる。
【００１７】
また、液体を噴射するためのアクチュエーターと、該アクチュエーターを駆動するため
の駆動信号を生成する容量性負荷駆動回路とを備えた液体噴射装置においては、上述した
本発明の何れかの容量性負荷駆動回路を搭載しても良い。
【００１８】
こうすれば、アクチュエーターの容量成分の大きさ、あるいは誘導成分の大きさが変わ
った場合でも、そのことによる影響を受けることのない駆動信号をアクチュエーターに印
加することができるので、適切に液体を噴射することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載したインクジェットプリンターを例示した説明図である。
【図２】プリンター制御回路の制御の下で、容量性負荷駆動回路が噴射ヘッドを駆動する様子を示した説明図である。
【図３】第１実施例の容量性負荷駆動回路の詳細な構成を示した説明図である。
【図４】デジタル増幅回路が駆動信号を生成する動作の概要を示した説明図である。
【図５】ＬＣ回路で平滑フィルターを構成した場合に、駆動信号に歪みが発生する理由を示した説明図である。
【図６】第１実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示す説明図である。
【図７】第１実施例の容量性負荷駆動回路の伝達関数のゲイン特性を示した説明図である。
【図８】第１実施例の容量性負荷駆動回路の一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）の周波数応答を示した説明図である。
【図９】第１実施例の容量性負荷駆動回路で容量性負荷の容量成分が大幅に増加したことによるゲイン特性の変化を示した説明図である。
【図１０】第２実施例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【図１１】第２実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示す説明図である。
【図１２】第２実施例の容量性負荷駆動回路を採用することで駆動信号帯域のゲイン特性を良好に維持できる様子を示した説明図である。
【図１３】ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプの大まかな構成を示した説明図である。
【図１４】第２変形例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【図１５】第３変形例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施
例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．装置構成：
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成：
Ａ−３．容量性負荷駆動回路の動作：
Ｂ．第２実施例：
Ｃ．変形例：
Ｃ−１．第１変形例：
Ｃ−２．第２変形例：
Ｃ−３．第３変形例：
【００２１】
Ａ．第１実施例 ：
Ａ−１．装置構成 ：
図１は、本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載したインクジェットプリンター１０を例
示した説明図である。図示したインクジェットプリンター１０は、主走査方向に往復動し
ながら印刷媒体２上にインクドットを形成するキャリッジ２０と、キャリッジ２０を往復
動させる駆動機構３０と、印刷媒体２の紙送りを行うためのプラテンローラー４０などか
ら構成されている。キャリッジ２０には、インクを収容したインクカートリッジ２６や、
インクカートリッジ２６が装着されるキャリッジケース２２、キャリッジケース２２の底
面側（印刷媒体２に向いた側）に搭載されてインクを噴射する噴射ヘッド２４などが設け
られており、インクカートリッジ２６内のインクを噴射ヘッド２４に導いて、噴射ヘッド
２４から印刷媒体２にインクを噴射することによって画像を印刷する。
【００２２】
キャリッジ２０を往復動させる駆動機構３０は、プーリーによって張設されたタイミン
グベルト３２や、プーリーを介してタイミングベルト３２を駆動するステップモータ３４
などから構成されている。タイミングベルト３２の一箇所はキャリッジケース２２に固定
されており、タイミングベルト３２を駆動することでキャリッジケース２２を往復動させ
ることができる。また、プラテンローラー４０は、図示しない駆動モータやギア機構とと
もに、印刷媒体２の紙送りを行う紙送り機構を構成しており、印刷媒体２を副走査方向に
所定量ずつ紙送りすることが可能となっている。
【００２３】
インクジェットプリンター１０には、全体の動作を制御するプリンター制御回路５０や
、噴射ヘッド２４を駆動するための容量性負荷駆動回路２００も搭載されている。プリン
ター制御回路５０は、容量性負荷駆動回路２００や、駆動機構３０、紙送り機構などが、
印刷媒体２を紙送りしながら、噴射ヘッド２４を駆動してインクを噴射する全体の動作を
制御している。
【００２４】
図２は、プリンター制御回路５０の制御の下で、容量性負荷駆動回路２００が噴射ヘッ
ド２４を駆動する様子を示した説明図である。先ず始めに、噴射ヘッド２４の内部構造に
ついて簡単に説明する。図示されている様に、噴射ヘッド２４の底面（印刷媒体２に向い
ている面）には、インク滴を噴射する複数の噴射口１００が設けられている。各噴射口１
００はそれぞれインク室１０２に接続されており、インク室１０２には、インクカートリ
ッジ２６から供給されたインクが満たされている。各インク室１０２の上にはピエゾ素子
１０４が設けられており、ピエゾ素子１０４に電圧を印加すると、ピエゾ素子が変形して
インク室１０２を加圧することによって、噴射口１００からインクが噴射される。また、
ピエゾ素子１０４は、印加する電圧値に応じて変形量が変わるので、ピエゾ素子１０４に
適切な電圧波形を印加して、インク室１０２の変形量やタイミングを制御してやれば、適
切な分量のインクを、適切なタイミングで噴射することが可能となる。
【００２５】
ピエゾ素子１０４に印加する電圧波形（駆動信号）は、プリンター制御回路５０の制御
の下で容量性負荷駆動回路２００によって生成される。また、生成された駆動信号は、ゲ
ートユニット３００を介してピエゾ素子１０４に供給される。ゲートユニット３００は、
複数のゲート素子３０２が並列に接続された回路ユニットであり、各ゲート素子３０２は
、プリンター制御回路５０からの制御の下で、個別に導通状態または切断状態とすること
が可能である。従って、容量性負荷駆動回路２００から出力された駆動信号は、プリンタ
ー制御回路５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子３０２だけを通過して、対
応するピエゾ素子１０４に印加され、その噴射口からインクが噴射される。
【００２６】
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成 ：
図３は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の詳細な構成を示した説明図である。
図示されているように、容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号の基準となる駆動波形信
号を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号を増幅してアナログの駆動信
号を生成するデジタル増幅回路２２０と、アナログの駆動信号をデジタル増幅回路２２０
に負帰還させるための負帰還回路２３０およびデジタル演算器２４０などから構成されて
いる。また、デジタル増幅回路２２０は、駆動波形信号をパルス変調して変調信号を出力
する変調回路２２２と、変調信号の電力を増幅するデジタルデジタル電力増幅回路２２４
と、増幅された変調信号の高周波数成分を取り除いて駆動信号を生成するための平滑フィ
ルター２２６などから構成されており、負帰還回路２３０は、駆動信号の特性を改善する
ために所定の補償を加えるアナログ補償回路２３２と、補償された駆動信号をデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器２３４と、Ａ／Ｄ変換器２３４の入力インピーダンスを変換す
る演算増幅回路２３５などから構成されている。尚、図３中に示された破線の矢印は、デ
ジタル信号の形態で信号が伝達されることを表しており、実線の矢印は、アナログ信号の
形態で信号が伝達されることを表している。
【００２７】
図４は、デジタル増幅回路２２０が駆動信号を生成する動作の概要を示した説明図であ
る。デジタル増幅回路２２０内の変調回路２２２は、駆動波形信号発生回路２１０からの
駆動波形信号を受け取ると、変調信号に変換する。このとき、駆動波形信号の階調値が大
きい場合には個々のパルスの幅が広くなるように、逆に階調値が小さい場合にはパルスの
幅が狭くなるように、パルス幅が変調された変調信号に変換する。尚、ここでは、変調回
路２２２は駆動波形信号の階調値に応じてパルス幅が変調されたパルス幅変調回路である
ものとして説明するが、変調の形態はこのような形態に限られるものではない。たとえば
変調回路２２２を、パルス幅はそのままで、駆動波形信号の階調値に応じてパルスの密度
が変調されたパルス密度変調回路としてもよい。
【００２８】
続いて、得られた変調信号をデジタル電力増幅回路２２４に供給して電力増幅を行う。
変調信号であれば、プッシュ・プル接続されたスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴなど）と、電
源と、スイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを用いて容易に電力を増幅することが
できる。図４に示した例では、デジタル電力増幅回路２２４によって変調信号の電圧が増
幅されている。こうして電力増幅された変調信号を、今度は平滑フィルター２２６に供給
する。すると、広いパルス幅に変調されている部分は電圧値が高く、狭いパルス幅に変調
されている部分は電圧値が低いアナログの駆動信号を得ることができる。平滑フィルター
２２６は、コイルとコンデンサーとを組み合わせることによって簡単に実現することがで
きる。
【００２９】
このようにして駆動信号を生成してやれば、デジタル電力増幅回路２２４の内部では単
にスイッチ素子を用いて、電源を接続したり切断したりしているだけなので、電力を増幅
するために余分な電力が消費されることがない。また、平滑フィルター２２６も、コイル
やコンデンサーのように電力を消費しない部品で構成することができる。このため、ほと
んど電力を消費することなく駆動信号を生成することが可能となる。
【００３０】
ここで、コイルとコンデンサーとによって構成されている平滑フィルター２２６は、一
種の共振回路となっている。図５は、この共振回路の周波数特性を示した説明図である。
図５中の破線に示すように、平均化回路２２６のコイルの誘導成分をＬ、コンデンサーの
容量成分をＣとすると、共振周波数ｆ０は、図５中に示した計算式で求められる。従って
、コイルの誘導成分の大きさ（インピーダンスＬ）と、コンデンサーの容量成分の大きさ
（キャパシタンスＣ）とによって決まる共振周波数に近い周波数成分の波形が入力される
と、共振を起こして、たいへんに大きな振幅の波形が出力される。
【００３１】
図５中の実線に示すように、平滑フィルター２２６に抵抗Ｒを挿入すれば、共振による
歪みの影響を抑制することができるが、すべての電流が抵抗Ｒを流れることになって大き
な電力が消費されてしまう。これでは、電力消費を抑制するために、駆動信号を変調信号
に一旦変換してから電力増幅している意味が無くなってしまう。
【００３２】
そこで、本実施例の容量性負荷駆動回路２００では、この共振周波数ｆ０付近の共振特
性を抑制するために、図３に示すように負帰還回路２３０を設けて、ピエゾ素子１０４に
出力された駆動信号を負帰還させる。更に、出力された駆動信号を負帰還させたことによ
って制御システムの安定性が損なわれることを回避するために、負帰還回路２３０を、ア
ナログ補償回路２３２およびＡ／Ｄ変換器２３４などによって構成し、アナログの駆動信
号に対して所定の補償を加えた後、デジタルデータに変換して、デジタル増幅回路２２０
に負帰還させる構成を採用している。こうすることで、平滑フィルターの共振特性を抑制
することができ、しかもアナログ補償回路２３２では遅延することなく補償を加え、更に
加減算といった簡素なデジタル演算器２４０により負帰還を行うことによって、全体とし
ての遅れ時間を短く抑えることが可能となるので、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚま
で高く設定した場合でも、安定して動作する容量性負荷駆動回路２００を実現することが
できる。もちろん、変調信号の状態で電力増幅しているために、電力効率が高く、回路基
板を小型化することも可能である。以下では、このような本実施例の容量性負荷駆動回路
２００の動作について説明する。
【００３３】
Ａ−３．容量性負荷駆動回路の動作 ：
図６は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作についての説明図である。図６
（ａ）には、図３に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００のブロック線図が示さ
れている。図６では、駆動波形信号発生回路２１０の出力する駆動波形信号は、制御シス
テムへの入力に対応するので「Ｖin」と表示され、ピエゾ素子１０４に出力される駆動信
号は、制御システムの出力に対応するので「Ｖout 」と表示されている。また、デジタル
電力増幅回路２２４は、入力をＧ倍するゲイン要素として表示され、平滑フィルター２２
６は、伝達関数Ｌｆ（ｓ）を有するローパスフィルターとして表示され、アナログ補償回
路２３２は、伝達関数β（ｓ）を有する要素として表示されている。
【００３４】
尚、Ｌｆ（ｓ）あるいはβ（ｓ）は、周波数領域で表示されていることを表している。
すなわち、平滑フィルター２２６やアナログ補償回路２３２の応答は、本来的には時間を
変数とする線形微分方程式によって記述されるが、ラプラス変換を行って変数を周波数に
変更すれば、線形微分方程式は単純な伝達関数によって表すことができる。そして、平滑
フィルター２２６やアナログ補償回路２３２などの複数の要素を組み合わせたシステムの
応答は、周波数領域では、それぞれの要素の伝達関数の加減算や乗算によって表すことが
できる。従って、時間領域で微分方程式を解くことによってシステムの応答を調べるより
も、ラプラス変換によって周波数領域での伝達関数に変換してから周波数応答を調べた方
が簡単である。Ｌｆ（ｓ）あるいはβ（ｓ）は、平滑フィルター２２６あるいはアナログ
補償回路２３２の時間的な応答を表す微分方程式を、ラプラス変換して得られた周波数領
域での伝達関数を表している。
【００３５】
また、図３に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作は、図６（ａ）のブ
ロック線図で表される制御システムの全体の伝達関数によって記述することができる。そ
して、制御システム全体の伝達関数を求めるためには、各要素についての伝達関数を求め
ればよい。
【００３６】
図６（ｂ）には、平滑フィルター２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）が示されている。コイル
の誘導成分の大きさをＬ、コンデンサーの容量成分の大きさをＣとすれば、平滑フィルタ
ー２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）は、図６（ｂ）中に示したように、１／（ｓ２ＬＣ＋１）
で与えられる。また、平滑フィルター２２６は、位相を遅らせる特性を有しており、位相
が遅れた波形を負帰還させると、制御システムを不安定にする虞がある。そこで、遅れた
位相を進ませるために、アナログ補償回路２３２では、位相を進ませる補償を行う。
【００３７】
図６（ｃ）には、アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）が示されている。図示さ
れているように、アナログ補償回路２３２は、コンデンサーと抵抗とを組み合わせること
によって構成することができる。そして、コンデンサーの容量成分の大きさをＣ、抵抗の
大きさをＲとすると、アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）は、図中に示されるよ
うに、１／（１＋１／ＣＲｓ）で与えられる。
【００３８】
従って、図６（ａ）のブロック線図に示されるように、システムの出力Ｖout （ｓ）に
アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）を乗算した値を、システムへの入力Ｖin（ｓ
）から減算し、得られた値に、ゲインＧと、平滑フィルター２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）
とを乗算した値が、システムの出力Ｖout （ｓ）となることが分かる。そして、この関係
式を整理してＶout （ｓ）／Ｖin（ｓ）を求めると、図６（ｄ）に示されるように制御シ
ステム全体の伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝１／｛β（ｓ）＋１／ＧＬｆ（ｓ）｝
となる。
【００３９】
図７には、こうして得られた伝達関数のゲイン特性に関する周波数応答が示されており
、図中に示した実線が伝達関数Ｈ（ｓ）の周波数応答を表し、細い一点鎖線が位相進み補
償回路の伝達関数β（ｓ）の周波数応答を表している。尚、参考として図７には、駆動信
号の負帰還を行わなかった場合（従って、位相進み補償も行わない場合）の伝達関数ＧＬ
ｆ（ｓ）のゲイン特性も、破線で示されている。図示されているように、駆動信号に位相
進み補償を行って負帰還することにより、駆動信号帯域でのゲインを保ったまま、共振周
波数ｆ0 付近でのピークを十分に抑制することができる。また、平滑フィルター２２６に
抵抗Ｒを挿入した場合とは異なって、図６（ｃ）に示すようなアナログ補償回路が追加さ
れているだけなので、大きな電力が消費されることもない。
【００４０】
もちろん、平滑フィルター２２６のように、デジタル信号を最終的にアナログ信号に変
換するための要素だけを残して、他のすべての要素をデジタル化すれば、容量性負荷の変
動の影響を受けずに、しかも電力消費を抑制することが可能である。例えば、ピエゾ素子
１０４に出力された駆動信号をＡ／Ｄ変換器によってアナログ信号に変換し、アナログ補
償回路２３２をデジタルフィルターによって実現しても、同様なことは実現することがで
きる。しかし実際には、こうした方法では安定した駆動信号を生成することは困難である
。以下では、この点について説明する。
【００４１】
まず、位相進み補償をデジタル的に実現するために、微分フィルターを搭載することが
考えられるが、微分フィルターはノイズの影響を受け易く、ノイズを負帰還することにな
ってしまうので、安定した駆動信号を生成することは困難である。微分フィルターの前段
に、ノイズを取り除くためのデジタルフィルター（ローパスフィルター）を挿入する方法
も考えられるが、デジタルフィルターを用いてローパスフィルターを構成すると、大きな
遅れ時間が発生する。他にも、特許文献２（特開２０１０−４６９８９号公報）のように
、デジタル駆動信号とデジタル負荷電圧信号とから、圧電素子に流れる電流の大きさを推
定する状態安定機構を構成する場合にも大きな遅れ時間が発生する。そして、大きな遅れ
時間の発生は、制御システムの安定性を大きく損なう結果となる。
【００４２】
これに対して、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、アナログ補
償回路２３２をアナログ回路によって実現しているため、全体としての遅れ時間は、負帰
還回路２３０の中のＡ／Ｄ変換器２３４や、デジタル信号を負帰還させるためのデジタル
演算器２４０（実際には減算回路）や、変調回路２２２、およびデジタル電力増幅回路２
２４で生じる遅れ時間によって決定されるが、これら個々の要素で生じる遅れ時間は短い
ので、全体としての遅れ時間も、高々２００ｎ秒程度と十分に短くすることができる。そ
して、この程度の遅れ時間であれば、以下に示すように、制御システムを十分に安定に動
作させることができる。
【００４３】
先ず、制御システムの安定性は、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）によって決定される。制御シ
ステムが安定して動作するためには、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）のゲインが０ｄｂ以上とな
る周波数範囲で、位相の遅れが１８０度より大きくならなければよい（位相が−１８０度
以下にならなければよい）。図６に示した制御システムの一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）は、
Ｈｏ（ｓ）＝Ｇ・Ｌｆ（ｓ）・β（ｓ）・ｅｘｐ（−ｓτ）
となる。これは、負帰還させない場合の伝達関数Ｇ・Ｌｆ（ｓ）に、位相進み回路の伝達
関数β（ｓ）と、制御システム全体としての遅れ時間を「τ」とした時の遅れ時間要素の
伝達関数ｅｘｐ（−ｓτ）を乗算したものに相当するから、Ｈｏ（ｓ）のゲインおよび位
相の周波数応答は、図８に示したものとなる。
【００４４】
図８は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）についての
周波数応答を示した説明図である。図８（１ａ）、図８（１ｂ）には、遅れ時間τが短い
場合のゲインの周波数応答、位相の周波数応答が示されており、図８（２ａ）、図８（２
ｂ）には、遅れ時間τが長い場合のゲインの周波数応答、位相の周波数応答が示されてい
る。また、図中に示した実線が、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）の周波数応答を表しており、図
中に示した細い破線が、負帰還させない場合の伝達関数の周波数応答を、細い一点鎖線が
、位相進み補償回路の伝達関数β（ｓ）の周波数応答を表し、細い二点鎖線が、遅れ時間
を表している。図中に細い破線で示したように、負帰還させない場合の伝達関数の位相は
最大で−１８０度まで遅れるが、β（ｓ）の位相進み補償を行っているために９０度分の
余裕が生じる。その結果、Ｈｏ（ｓ）のゲインが０ｄｂ以上の周波数範囲において安定に
動作する条件は、
−９０度＜−τ・動作周波数ｆ・３６０度
が成り立つこと、すなわち、「τ・動作周波数ｆ＜１／４」であればよい。上述したよう
に、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の遅れ時間τは、高々２００ｎ
秒（実際には、百数十ｎ秒程度）と短いため、図８（１ｂ）に示すように、動作周波数ｆ
が１ＭＨｚまでの範囲であっても十分に安定に動作する。これに対して、補償回路を微分
フィルターおよびノイズを取り除くためのローパスフィルターをデジタル的に実現したり
、あるいは特許文献２（特開２０１０−４６９８９号公報）のように、デジタル駆動信号
とデジタル負荷電圧信号とに基づいて、圧電素子に流れる電流の大きさを推定する状態安
定機構をデジタル的に実現したりしたのでは、遅れ時間が数百ｎ秒〜数μ秒に長くなる。
その結果、図８（２ｂ）に示すように、動作周波数ｆが数百ｋＨｚになると、上記の条件
を満足しなくなって、制御システムが不安定になり易くなり、安定して駆動信号を生成す
ることが困難となる。
【００４５】
以上に説明したように、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、平
滑フィルター２２６から出力された駆動信号を、位相進み補償を行って負帰還させること
によって、共振周波数付近でのゲイン特性を抑制することができる。また、その位相進み
補償は、アナログ補償回路２３２を用いてアナログ的に行っている。このため、駆動信号
を負帰還させているにも拘わらず、制御システムを安定に保つことができ、駆動信号の周
波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した場合でも、精度の良い駆動信号を安定して生成す
ることが可能となる。しかも、電力増幅は変調信号の段階で行っているため、電力消費を
抑制して、回路基板を小型化することが可能となる。また、Ａ／Ｄ変換器２３４には、演
算増幅回路２３５を介して入力しているので、入力インピーダンスが低くなり、その結果
、位相進み補償された駆動信号は、ノイズなどの影響を受けることなく確実にデジタル変
換することが可能となる。尚、本実施例では、演算増幅回路２３５の構成を非反転増幅（
ボルテージフォロワ）として構成しているが、反転増幅として構成し、デジタル演算器２
４０を加算回路としても構わない。
【００４６】
Ｂ．第２実施例 ：
以上に説明した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、平滑フィルター２２６の
共振周波数付近でゲインが増大することを抑制することで、駆動信号に歪みが生じないよ
うにしていた。しかし、実際には、容量性負荷の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさ
が大幅に増加すると、平滑フィルターの周波数特性が変化して、駆動信号に若干の歪みが
現れる。
【００４７】
図９は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００で容量性負荷の容量成分が大幅に増加
したことによるゲイン特性の変化を示した説明図である。図中に破線で示した特性が、容
量性負荷の容量成分が大幅に増加する前のゲイン特性であり、図中に実線で示した特性が
、容量性負荷の容量成分が大幅に増加した場合のゲイン特性である。図９では若干強調し
て表示されているが、容量性負荷の容量成分が大幅に増加したことで、共振周波数が「−
ｄｆ」だけ低下して駆動信号帯域に近付くとともに、共振周波数付近でのゲインの増加も
完全には抑制できなくなっている。その結果、駆動信号の高周波数成分が強調されて、僅
かではあるが、駆動信号に歪みが現れるようになる。しかし、前述した第１実施例の容量
性負荷駆動回路２００のアナログ補償回路２３２を、以下のような構成とすることで、こ
うした僅かな波形の歪みも抑制することができる。更に、駆動信号の周波数成分を数百ｋ
Ｈｚまで高く設定した場合や外乱に対しても、より一層安定して駆動信号を生成すること
が可能となる。以下、このような第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０について説明す
る。
【００４８】
図１０は、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の詳細な構成を示した説明図である
。図３を用いて前述した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００と比較すると明らかなよ
うに、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、アナログ補償回路２３２が変更され
ている点と、駆動波形信号に対してある定数を乗算した値に対して負帰還制御されている
点とが異なっている。そして、第２実施例のアナログ補償回路２３２は、第１実施例のア
ナログ補償回路２３２に対応する位相進み補償回路２３２ａに対して、分圧回路２３２ｂ
が並列に接続された構成となっている。この分圧回路２３２ｂの分圧比が、α／Ｇである
ものとする。すると、駆動波形信号に対して乗算される定数は（α＋１）に設定される。
【００４９】
このような第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の伝達関数Ｋ（ｓ）が、駆動信号帯
域でどのような周波数応答を示すかについて考える。先ず、この第２実施例の位相進み補
償回路２３２ａは、第１実施例の図３に示した移動進み補償回路２３２と同じなので、デ
ジタル増幅回路２２０と位相進み補償回路２３２ａとで構成される伝達関数は、Ｈ（ｓ）
となる。その結果、図１０に示した第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の動作は、次
のようなブロック線図によって記述することができる。
【００５０】
図１１は、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の動作を示す説明図である。図１１
（ａ）には、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０のブロック線図が示されている。尚
、ブロック線図中に示された外乱要素δは、容量性負荷の容量成分の大きさの変動や、変
調信号を増幅する際の電源電圧の変動によるゲインＧの変動や、容量性負荷駆動回路２５
０を構成する各種の素子のバラツキなどによる影響を表している。
【００５１】
このようなブロック線図に基づいて、制御システムへの入力Ｖin（駆動波形信号発生回
路２１０が出力する駆動波形信号に相当）と、制御システムの出力Ｖout （容量性負荷駆
動回路２５０が生成する駆動信号に相当）との関係を記述すると、図１１（ｂ）に示す関
係式が得られる。そして、この式をＶinとδとについて整理することで、図１１（ｃ）に
示すように、信号成分であるＶinと、外乱成分であるδとが、それぞれ出力Ｖout に与え
る影響を示す関係式が求められる。更に、ここでは駆動信号帯域に着目しており、この周
波数範囲ではＨ（ｓ）の大きさはほぼ「Ｇ」となる。従って、図１１（ｃ）に示した関係
式でＨ（ｓ）を「Ｇ」とすると、最終的に、図１１（ｄ）に示した関係式が得られる。
【００５２】
この関係式から明らかなように、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、信号成
分である入力ＶinについてはＧ倍に増幅されているが、外乱成分δについては１／（１＋
α）に抑制されている。従って、容量性負荷の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさや
、変調信号を増幅する際の電源電圧などの影響を受けることなく、精度の良い駆動信号を
安定して生成することが可能となる。尚、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、
入力Ｖinをそのまま入力するのではなく、定数（α＋１）を乗算してから入力しているの
は、図１１（ｃ）に示した関係式の信号成分で、Ｈ（ｓ）＝Ｇの条件で、信号成分が、
Ｖｏｕｔ＝Ｇ・Ｖｉｎ
となるようにするためである。また、図１２には、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５
０を採用することで、容量性負荷の変動などによる外乱の影響を受けることなく、駆動信
号帯域のゲイン特性を良好に維持できる様子が示されている。図１２（ａ）に示した第１
実施例の容量性負荷駆動回路２００のゲイン特性Ｈ（ｓ）と、図１２（ｂ）に示した第２
実施例の容量性負荷駆動回路２５０のゲイン特性Ｋ（ｓ）とを比較すれば、第２実施例の
容量性負荷駆動回路２５０を採用することで、外乱の影響を受けずに、駆動信号帯域での
ゲイン特性を良好に保っておくことが可能になるとともに、高周波数帯域におけるゲイン
特性も向上していることが了解される。その結果、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５
０では、より一層精度の良い駆動信号を安定して生成することが可能となる。もちろん、
第1実施例と同様に、全体としての遅れ時間τを短く抑えることが可能となるので、駆動
信号の周波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した場合でも、精度の良い駆動信号を安定し
て生成することが可能となる。更に、合成したアナログ信号をデジタル信号に変換してい
るので、Ａ／Ｄコンバータが1つのみで実現が可能となる。
【００５３】
尚、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００とは異なり、第２実施例の容量性負荷駆動
回路２５０では、負帰還回路２３０を構成するアナログ補償回路２３２の中に、抵抗によ
って構成された分圧回路２３２ｂが挿入されている。従って、第２実施例の容量性負荷駆
動回路２５０では、この抵抗を流れる電流に相当する電力が消費されることになる。しか
し、負帰還回路２３０の中に、演算増幅回路２３５を挿入しているので、分圧回路２３２
ｂを大きな抵抗で構成しておくことが可能となり、分圧回路２３２ｂでの電力消費はほと
んど問題にならない程度に抑制することができる。
【００５４】
Ｃ．変形例 ：
上述した各種実施例の容量性負荷駆動回路には、いくつかの変形例を考えることができ
る。以下では、これらの変形例について簡単に説明する。
【００５５】
Ｃ−１．第１変形例 ：
上述した第１実施例あるいは第２実施例では、駆動信号を印加することによって駆動す
る容量性負荷が、噴射ヘッド２４内のピエゾ素子１０４であるものとして説明した。前述
したように、駆動されるピエゾ素子１０４の数は、画像の印刷中に大きく変動するので、
それに伴って容量性負荷の容量成分の大きさが大きく変動する。しかし、駆動する容量性
負荷は噴射ヘッド２４内のピエゾ素子１０４に限られるものではなく、容量成分の大きさ
が変動するような容量性負荷であれば、どのような容量性負荷であってもよい。たとえば
、ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプを駆動する場合にも、上述した第１実施
例の容量性負荷駆動回路２００あるいは第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０を好適に
適用することができる。
【００５６】
図１３は、ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプ７０の大まかな構成を示した
説明図である。図示されているように液体ポンプ７０は、大きく分けると、液体をパルス
状に噴射する噴射ユニット８０と、噴射ユニット８０から噴射される液体を噴射ユニット
８０に向けて供給する供給ポンプ９０と、噴射ユニット８０および供給ポンプ９０の動作
を制御する制御ユニット７５などから構成されている。
【００５７】
噴射ユニット８０は、金属製で略長方形形状の前ブロック８３に、同じく金属製の後ブ
ロック８４を重ねてネジ止めしたような構造となっており、前ブロック８３の前面には円
管形状の液体通路管８２が立設され、液体通路管８２の先端には噴射ノズル８１が挿着さ
れている。前ブロック８３と後ブロック８４との合わせ面には、薄い円板形状の液体室８
５が設けられており、液体室８５は、液体通路管８２を介して噴射ノズル８１に接続され
ている。また、後ブロック８４の内部には、ピエゾ素子によって構成されたアクチュエー
ター８６が設けられており、アクチュエーター８６を駆動することによって、液体室８５
を変形させて、液体室８５の容積を変化させることが可能となっている。
【００５８】
供給ポンプ９０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が貯められた
液体タンク９３から、チューブ９１を介して液体を吸い上げた後、チューブ９２を介して
噴射ユニット８０の液体室８５内に供給する。供給ポンプ９０の動作は、制御ユニット７
５によって制御されている。更に、制御ユニット７５には容量性負荷駆動回路２００，２
５０が内蔵されており、この容量性負荷駆動回路２００，２５０が生成した駆動信号を供
給してアクチュエーター８６を駆動することによって、噴射ユニット８０の噴射ノズル８
１から、パルス状の液体を噴射している。
【００５９】
ここで、噴射ユニット８０は、噴射しようとする液体に応じて、あるいは噴射する態様
（パルスの大きさ、パルスの繰り返し周波数、噴射流量など）に応じて、適切な特性の噴
射ユニット８０に付け替えて使用される。そして、噴射ユニット８０の特性が異なれば、
内蔵されているアクチュエーター８６（ピエゾ素子）の容量成分の大きさは異なったもの
となる。あるいは、噴射ユニット８０が誘導成分を有する場合は、誘導成分の大きさが異
なったものとなる。
【００６０】
従って、アクチュエーター８６の駆動信号を、上述した第１実施例の容量性負荷駆動回
路２００、あるいは第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０を用いて生成すれば、噴射ユ
ニット８０が付け替えられた場合でも、常に精度の良い駆動信号を安定して出力すること
が可能となる。
【００６１】
Ｃ−２．第２変形例 ：
上述した第１実施例あるいは第２実施例では、アナログ補償回路２３２の出力が正負に
振れる波形となるので、この波形をＡ／Ｄ変換するためには正電圧の電源と、負電圧の電
源とが必要になる。そこで、図１４に示すように、演算増幅回路２３５の非反転入力端子
にバイアス電圧Ｖｃを加えることで正電圧側のみに振れる波形を出力し、Ａ／Ｄ変換器２
３４でＡ／Ｄ変換した後、負帰還させる直前にバイアス電圧Ｖｃを減算するようにしても
よい。こうすれば、負電圧の電源が不要となるので、回路を小型化することが可能となる
。尚、第２実施例のような分圧回路２３２ｂを用いる必要はなく、図１４に示すように、
抵抗を介して直接演算増幅回路２３５に駆動信号を入力しても良い。こうすることで、抵
抗の数を減らすことが可能となり、より低コストで実現することができる。
【００６２】
Ｃ−３．第３変形例 ：
上述した第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、分圧比α／Ｇを大きくする程、
外乱の影響を抑制することが可能となる。しかし、分圧比α／Ｇを大きくすることは、負
帰還させる際のゲインを大きくすることに他ならない。従って、外乱の影響を抑制しよう
として、あまりに分圧比α／Ｇを大きくすると、制御システムを不安定にする虞がある。
そこで、たとえば、図２に示した複数の容量性負荷を選択して駆動する場合には、同時に
駆動するピエゾ素子の数による影響を打ち消すような逆フィルターや、あるいは図１３に
示した噴射ユニット８０を付け替えるような場合には、噴射ユニット８０を付け替えたこ
とによる影響を打ち消すような逆フィルターを用いて、駆動波形信号発生回路２１０が出
力するデジタル波形を予め補償しておくようにしても良い。
【００６３】
図１５は、駆動波形信号発生回路２１０に逆フィルターを挿入した場合の構成を示した
説明図である。プリンター制御回路５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子３
０２の数や、噴射ユニット８０毎にゲイン特性の劣化（周波数に応じてゲインが変化する
様子）を予め調べておき、劣化を打ち消すような逆フィルターを求めておく。そして、駆
動波形信号発生回路２１０が出力する駆動波形信号に、予め求めておいた逆フィルターを
作用させた後に、制御システムに入力するようにしてもよい。
【００６４】
もちろん、同時に駆動するピエゾ素子の数や、噴射ユニット８０を付け替えたことによ
る影響を、すべて逆フィルターだけで打ち消そうとすると、逆フィルターを精度良く設定
しなければならない。しかし、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０に加えて、逆フィ
ルターを併用してやれば、逆フィルターを用いて大まかに打ち消した状態で、分圧比α／
Ｇの分だけ更に外乱の影響を抑制することができる。その結果、同時に駆動するピエゾ素
子の数や、噴射ユニット８０を付け替えたことによる影響をほとんど受けることなく、精
度の良い駆動信号を安定して出力することが可能となる。
【００６５】
以上、本実施例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実施
例および変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様
で実施することが可能であり、例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成
することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性
負荷駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができ
る。
【符号の説明】
【００６６】
２…印刷媒体、 １０…インクジェットプリンター、 ２０…キャリッジ、
２２…キャリッジケース、 ２４…噴射ヘッド、 ２６…インクカートリッジ、
３０…駆動機構、 ３２…タイミングベルト、 ３４…ステップモータ、
４０…プラテンローラー、 ５０…プリンター制御回路、 ７０…液体ポンプ、
７５…制御ユニット、 ８０…噴射ユニット、 ８１…噴射ノズル、
８２…液体通路管、 ８３…前ブロック、 ８４…後ブロック、
８５…液体室、 ８６…アクチュエーター、 ９０…供給ポンプ、
９１…チューブ、 ９２…チューブ、 ９３…液体タンク、
１００…噴射口、 １０２…インク室、 １０４…ピエゾ素子、
２００…容量性負荷駆動回路、 ２１０…駆動波形信号発生回路、
２２０…デジタル増幅回路、 ２２２…変調回路、 ２２４…デジタル電力増幅回路、
２２６…平滑フィルター、 ２３０…負帰還回路、 ２３２…アナログ補償回路、
２３２ａ…補償回路、 ２３２ｂ…分圧回路、 ２３４…Ａ／Ｄ変換器、
２３５…演算増幅回路、 ２４０…デジタル演算器、
２５０…容量性負荷駆動回路、 ３００…ゲートユニット、 ３０２…ゲート素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量成分が変動する容量性負荷を駆動する技術や、あるいは容量成分が異な
る複数の容量性負荷を切り換えて駆動する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドなどのように、所定の駆動信号
を印加することによって動作するアクチュエーターは数多く存在する。この駆動信号を、
アナログ増幅回路を用いて生成しようとすると、回路内を大きな電流が流れるために大き
な電力が消費される。その結果、電力効率が低下するだけでなく、回路基板が大きくなり
、更には、消費された電力が熱に変わるので大きな放熱版が必要になって、ますます基板
が大型化する。
【０００３】
そこで、アナログの駆動信号を直接増幅するのではなく、駆動信号の基準となる駆動波
形信号を変調信号に一旦変換し、得られた変調信号を増幅した後に平滑フィルターを通す
ことによって、増幅された駆動信号を得るようにした技術が提案されている（特許文献１
）。変調信号の増幅は、スイッチのＯＮ／ＯＦＦを切り換えるだけで実現することが可能
である。更に、平滑フィルターは、コイルとコンデンサーとを組み合わせたＬＣ回路を用
いて実現できるので、原理的には電力を消費することがない。このため提案の技術によれ
ば、大きな電力を消費することなく駆動信号を生成することが可能であり、その結果、電
力効率が向上するだけでなく、回路基板を小型化することが可能である。しかし、提案の
技術では、ＬＣ回路で平滑フィルターを構成しているため、高周波数帯域における共振特
性が生じてしまい、目的の駆動信号を得ることが困難となる。この共振特性を抑制するた
めに抵抗を平滑フィルターに挿入する方法があるが、電流が抵抗を通過する際に電力が消
費されてしまうので、電力効率を向上させて回路基板を小型化するという当初も目的が大
きく減殺されてしまう。
【０００４】
そこで、アクチュエーターへ印加された駆動信号をＡ／Ｄコンバータで変換し、微分演
算等の安定化処理をデジタル信号処理することによって共振特性を抑制して安定した駆動
信号を得るようにした技術が提案されている（特許文献２）。この技術によれば、デジタ
ル駆動信号とデジタル負荷電圧信号とから、圧電素子に流れる電流の大きさを推定する状
態安定機構を構成することで、抵抗を用いることなく平滑フィルターの共振特性を抑制す
ることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１６８１７２号公報
【特許文献２】特開２０１０−４６９８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、提案の技術では、この状態安定機構でのデジタル信号処理は複雑であり、処理
を完了するのに十数〜数十クロックかかるため、負帰還させるための遅れ時間が長くなる
。例えば、デジタル信号処理ＩＣのクロック周波数が数十ＭＨｚである場合、処理を完了
するのに数百ｎ〜数μ秒の時間を要するので、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚにまで
高くしようとすると、その逆数となる周期成分の数μ秒に対して、デジタル信号処理を含
めた全体の遅れ時間が１８０度以上の位相遅れとなり、この負帰還システムの安定性が低
下する。また、駆動しようとする容量性負荷の特定が変更されると、駆動信号が歪んでし
まうことがあるという問題があった。これは次のような理由によるものである。たとえば
、インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドではピエゾ素子を駆動すること
によってインクを噴射しているが、同時に駆動するピエゾ素子の数は、印刷しようとする
画像によって大きく変動する。そして、ピエゾ素子は容量成分を有する容量性負荷なので
、駆動するピエゾ素子の数が増加するということは、駆動信号を生成するための平滑フィ
ルターのコンデンサー容量が増加することに等しく、コンデンサー容量が増加すると平滑
フィルターの周波数特性が変化する。その結果、得られる駆動信号がその影響で歪んでし
まう。あるいは、たとえば特性の異なるアタッチメントを付け替えながら使用するような
装置で、アタッチメントに内蔵されたアクチュエーターとしてピエゾ素子が用いられてい
る場合にも、同様な問題が生じ得る。すなわち、装着したアタッチメントによってピエゾ
素子の容量成分の大きさが違うので、平滑フィルターの周波数特性が変化して駆動信号が
歪んでしまうことが起こり得る。
【０００７】
この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになさ
れたものであり、平滑フィルターの共振特性を抑制しながら、駆動信号の周波数成分を数
百ｋＨｚまで高く設定した場合や、外乱に対しても安定して精度の良い駆動信号を生成す
ることが可能で、しかも電力効率が高く、回路基板を小型化することが可能な技術を提供
することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の
構成を採用した。すなわち、
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を、デジタル信号の形態で出力する駆動波形信
号発生回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号からデジタル信号の形態で生成されたデジタル補
償信号を、前記駆動波形信号に対して負帰還させて得られる信号を、デジタル演算するこ
とによって生成するデジタル演算回路と、
前記デジタル演算回路の出力をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回
路と、
前記変調信号を電力増幅して、パルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタルデジ
タル電力増幅回路と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって、前記容量性負荷に印加
される前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
前記駆動信号に含まれる周波数帯域でのゲイン特性が平坦となるように、前記容量性負
荷に印加された前記駆動信号に対して所定のアナログ補償処理を加えるアナログ補償回路
と、
前記アナログ補償回路の出力をデジタル信号に変換して、前記デジタル補償信号として
前記デジタル演算回路に供給するデジタル変換回路と
を備えることを要旨とする。
【０００９】
こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加すべき駆動信号の
基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変
調信号を電力増幅した後、平滑化することによって、駆動信号を生成する。また、こうし
て容量性負荷に印加された駆動信号を、駆動信号の基準となる駆動波形信号に負帰還させ
る。このとき、駆動信号に含まれる周波数帯域でのゲイン特性が平坦となるような所定の
アナログ補償処理を駆動信号に対して加えた後、得られた信号をデジタル信号に変換して
、駆動波形信号に負帰還させる。
【００１０】
こうすれば、容量性負荷に印加された駆動信号に対して、駆動信号の周波数帯域でのゲ
イン特性が平坦となるような補償を加えて負帰還させるので、平滑フィルターのＬＣ回路
による共振特性を抑制することが可能となる。また、パルス変調された変調信号を電力増
幅しているので、電力を増幅する際に余分な電力が消費されることがなく、回路基板を小
型化することもできる。更に、駆動信号の負帰還や、変調信号への変調はデジタル信号で
行うが、駆動信号を負帰還させる際の駆動信号に対する補償は、アナログ回路によって実
行するので、負帰還させるための遅れ時間を短くすることができる。その結果、駆動信号
を負帰還させているにも拘わらず、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した
場合でも安定した駆動信号を出力することが可能となる。
【００１１】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、駆動波形信号に対してデジタ
ル補償信号を負帰還させるためのデジタル演算回路を、減算回路によって構成するように
してもよい。
【００１２】
減算回路であれば、迅速にデジタル演算が可能なので、負帰還させる際の遅れ時間を短
縮して、安定して駆動信号を出力することが可能となる。
【００１３】
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加された駆動
信号に対するアナログ補償として、位相進み補償を行うようにしてもよい。
【００１４】
容量性負荷に印加される駆動信号は、平滑フィルターによって平滑化された電圧波形で
あるため、基準となる駆動波形信号に対して位相が遅れた電圧波形となっている。従って
、駆動信号を負帰還させる際に、位相進み補償を行ってから負帰還させれば、負帰還によ
る共振現象の発生を抑制することができるので、駆動信号が不安定になることを回避する
ことが可能となる。
【００１５】
また、駆動信号に対して位相進み補償を行う本実施例の容量性負荷駆動回路においては
、次のようにしても良い。先ず、位相進み補償を行うための第１のアナログ回路と、駆動
信号を所定の分圧比で分圧する第２のアナログ回路とを並列に設けておく。そして、駆動
信号を、第１のアナログ回路および第２のアナログ回路のそれぞれに導いて、第１のアナ
ログ回路の出力と第２のアナログ回路の出力とを合成したアナログ信号をデジタル信号に
変換した後、駆動波形信号に対して負帰還させるようにしても良い。
【００１６】
こうすれば、駆動信号に位相進み補償を行って負帰還させることによる効果と、駆動信
号を分圧して負帰還させることによる効果とを得ることができる。このため、容量性負荷
の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさの変動や、変調信号を増幅する際の電源電圧の
変動や、容量性負荷駆動回路を構成する各種の素子のバラツキなどが生じた場合でも、駆
動信号に歪みが生じることを抑制することが可能となる。更に、合成したアナログ信号を
デジタル信号に変換しているので、Ａ／Ｄコンバータが1つのみで実現が可能となる。
【００１７】
また、液体を噴射するためのアクチュエーターと、該アクチュエーターを駆動するため
の駆動信号を生成する容量性負荷駆動回路とを備えた液体噴射装置においては、上述した
本発明の何れかの容量性負荷駆動回路を搭載しても良い。
【００１８】
こうすれば、アクチュエーターの容量成分の大きさ、あるいは誘導成分の大きさが変わ
った場合でも、そのことによる影響を受けることのない駆動信号をアクチュエーターに印
加することができるので、適切に液体を噴射することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載したインクジェットプリンターを例示した説明図である。
【図２】プリンター制御回路の制御の下で、容量性負荷駆動回路が噴射ヘッドを駆動する様子を示した説明図である。
【図３】第１実施例の容量性負荷駆動回路の詳細な構成を示した説明図である。
【図４】デジタル増幅回路が駆動信号を生成する動作の概要を示した説明図である。
【図５】ＬＣ回路で平滑フィルターを構成した場合に、駆動信号に歪みが発生する理由を示した説明図である。
【図６】第１実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示す説明図である。
【図７】第１実施例の容量性負荷駆動回路の伝達関数のゲイン特性を示した説明図である。
【図８】第１実施例の容量性負荷駆動回路の一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）の周波数応答を示した説明図である。
【図９】第１実施例の容量性負荷駆動回路で容量性負荷の容量成分が大幅に増加したことによるゲイン特性の変化を示した説明図である。
【図１０】第２実施例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【図１１】第２実施例の容量性負荷駆動回路の動作を示す説明図である。
【図１２】第２実施例の容量性負荷駆動回路を採用することで駆動信号帯域のゲイン特性を良好に維持できる様子を示した説明図である。
【図１３】ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプの大まかな構成を示した説明図である。
【図１４】第２変形例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【図１５】第３変形例の容量性負荷駆動回路の構成を示した説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施
例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．装置構成：
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成：
Ａ−３．容量性負荷駆動回路の動作：
Ｂ．第２実施例：
Ｃ．変形例：
Ｃ−１．第１変形例：
Ｃ−２．第２変形例：
Ｃ−３．第３変形例：
【００２１】
Ａ．第１実施例 ：
Ａ−１．装置構成 ：
図１は、本実施例の容量性負荷駆動回路を搭載したインクジェットプリンター１０を例
示した説明図である。図示したインクジェットプリンター１０は、主走査方向に往復動し
ながら印刷媒体２上にインクドットを形成するキャリッジ２０と、キャリッジ２０を往復
動させる駆動機構３０と、印刷媒体２の紙送りを行うためのプラテンローラー４０などか
ら構成されている。キャリッジ２０には、インクを収容したインクカートリッジ２６や、
インクカートリッジ２６が装着されるキャリッジケース２２、キャリッジケース２２の底
面側（印刷媒体２に向いた側）に搭載されてインクを噴射する噴射ヘッド２４などが設け
られており、インクカートリッジ２６内のインクを噴射ヘッド２４に導いて、噴射ヘッド
２４から印刷媒体２にインクを噴射することによって画像を印刷する。
【００２２】
キャリッジ２０を往復動させる駆動機構３０は、プーリーによって張設されたタイミン
グベルト３２や、プーリーを介してタイミングベルト３２を駆動するステップモータ３４
などから構成されている。タイミングベルト３２の一箇所はキャリッジケース２２に固定
されており、タイミングベルト３２を駆動することでキャリッジケース２２を往復動させ
ることができる。また、プラテンローラー４０は、図示しない駆動モータやギア機構とと
もに、印刷媒体２の紙送りを行う紙送り機構を構成しており、印刷媒体２を副走査方向に
所定量ずつ紙送りすることが可能となっている。
【００２３】
インクジェットプリンター１０には、全体の動作を制御するプリンター制御回路５０や
、噴射ヘッド２４を駆動するための容量性負荷駆動回路２００も搭載されている。プリン
ター制御回路５０は、容量性負荷駆動回路２００や、駆動機構３０、紙送り機構などが、
印刷媒体２を紙送りしながら、噴射ヘッド２４を駆動してインクを噴射する全体の動作を
制御している。
【００２４】
図２は、プリンター制御回路５０の制御の下で、容量性負荷駆動回路２００が噴射ヘッ
ド２４を駆動する様子を示した説明図である。先ず始めに、噴射ヘッド２４の内部構造に
ついて簡単に説明する。図示されている様に、噴射ヘッド２４の底面（印刷媒体２に向い
ている面）には、インク滴を噴射する複数の噴射口１００が設けられている。各噴射口１
００はそれぞれインク室１０２に接続されており、インク室１０２には、インクカートリ
ッジ２６から供給されたインクが満たされている。各インク室１０２の上にはピエゾ素子
１０４が設けられており、ピエゾ素子１０４に電圧を印加すると、ピエゾ素子が変形して
インク室１０２を加圧することによって、噴射口１００からインクが噴射される。また、
ピエゾ素子１０４は、印加する電圧値に応じて変形量が変わるので、ピエゾ素子１０４に
適切な電圧波形を印加して、インク室１０２の変形量やタイミングを制御してやれば、適
切な分量のインクを、適切なタイミングで噴射することが可能となる。
【００２５】
ピエゾ素子１０４に印加する電圧波形（駆動信号）は、プリンター制御回路５０の制御
の下で容量性負荷駆動回路２００によって生成される。また、生成された駆動信号は、ゲ
ートユニット３００を介してピエゾ素子１０４に供給される。ゲートユニット３００は、
複数のゲート素子３０２が並列に接続された回路ユニットであり、各ゲート素子３０２は
、プリンター制御回路５０からの制御の下で、個別に導通状態または切断状態とすること
が可能である。従って、容量性負荷駆動回路２００から出力された駆動信号は、プリンタ
ー制御回路５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子３０２だけを通過して、対
応するピエゾ素子１０４に印加され、その噴射口からインクが噴射される。
【００２６】
Ａ−２．容量性負荷駆動回路の回路構成 ：
図３は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の詳細な構成を示した説明図である。
図示されているように、容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号の基準となる駆動波形信
号を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号を増幅してアナログの駆動信
号を生成するデジタル増幅回路２２０と、アナログの駆動信号をデジタル増幅回路２２０
に負帰還させるための負帰還回路２３０およびデジタル演算器２４０などから構成されて
いる。また、デジタル増幅回路２２０は、駆動波形信号をパルス変調して変調信号を出力
する変調回路２２２と、変調信号の電力を増幅するデジタルデジタル電力増幅回路２２４
と、増幅された変調信号の高周波数成分を取り除いて駆動信号を生成するための平滑フィ
ルター２２６などから構成されており、負帰還回路２３０は、駆動信号の特性を改善する
ために所定の補償を加えるアナログ補償回路２３２と、補償された駆動信号をデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器２３４と、Ａ／Ｄ変換器２３４の入力インピーダンスを変換す
る演算増幅回路２３５などから構成されている。尚、図３中に示された破線の矢印は、デ
ジタル信号の形態で信号が伝達されることを表しており、実線の矢印は、アナログ信号の
形態で信号が伝達されることを表している。
【００２７】
図４は、デジタル増幅回路２２０が駆動信号を生成する動作の概要を示した説明図であ
る。デジタル増幅回路２２０内の変調回路２２２は、駆動波形信号発生回路２１０からの
駆動波形信号を受け取ると、変調信号に変換する。このとき、駆動波形信号の階調値が大
きい場合には個々のパルスの幅が広くなるように、逆に階調値が小さい場合にはパルスの
幅が狭くなるように、パルス幅が変調された変調信号に変換する。尚、ここでは、変調回
路２２２は駆動波形信号の階調値に応じてパルス幅が変調されたパルス幅変調回路である
ものとして説明するが、変調の形態はこのような形態に限られるものではない。たとえば
変調回路２２２を、パルス幅はそのままで、駆動波形信号の階調値に応じてパルスの密度
が変調されたパルス密度変調回路としてもよい。
【００２８】
続いて、得られた変調信号をデジタル電力増幅回路２２４に供給して電力増幅を行う。
変調信号であれば、プッシュ・プル接続されたスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴなど）と、電
源と、スイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを用いて容易に電力を増幅することが
できる。図４に示した例では、デジタル電力増幅回路２２４によって変調信号の電圧が増
幅されている。こうして電力増幅された変調信号を、今度は平滑フィルター２２６に供給
する。すると、広いパルス幅に変調されている部分は電圧値が高く、狭いパルス幅に変調
されている部分は電圧値が低いアナログの駆動信号を得ることができる。平滑フィルター
２２６は、コイルとコンデンサーとを組み合わせることによって簡単に実現することがで
きる。
【００２９】
このようにして駆動信号を生成してやれば、デジタル電力増幅回路２２４の内部では単
にスイッチ素子を用いて、電源を接続したり切断したりしているだけなので、電力を増幅
するために余分な電力が消費されることがない。また、平滑フィルター２２６も、コイル
やコンデンサーのように電力を消費しない部品で構成することができる。このため、ほと
んど電力を消費することなく駆動信号を生成することが可能となる。
【００３０】
ここで、コイルとコンデンサーとによって構成されている平滑フィルター２２６は、一
種の共振回路となっている。図５は、この共振回路の周波数特性を示した説明図である。
図５中の破線に示すように、平均化回路２２６のコイルの誘導成分をＬ、コンデンサーの
容量成分をＣとすると、共振周波数ｆ０は、図５中に示した計算式で求められる。従って
、コイルの誘導成分の大きさ（インピーダンスＬ）と、コンデンサーの容量成分の大きさ
（キャパシタンスＣ）とによって決まる共振周波数に近い周波数成分の波形が入力される
と、共振を起こして、たいへんに大きな振幅の波形が出力される。
【００３１】
図５中の実線に示すように、平滑フィルター２２６に抵抗Ｒを挿入すれば、共振による
歪みの影響を抑制することができるが、すべての電流が抵抗Ｒを流れることになって大き
な電力が消費されてしまう。これでは、電力消費を抑制するために、駆動信号を変調信号
に一旦変換してから電力増幅している意味が無くなってしまう。
【００３２】
そこで、本実施例の容量性負荷駆動回路２００では、この共振周波数ｆ０付近の共振特
性を抑制するために、図３に示すように負帰還回路２３０を設けて、ピエゾ素子１０４に
出力された駆動信号を負帰還させる。更に、出力された駆動信号を負帰還させたことによ
って制御システムの安定性が損なわれることを回避するために、負帰還回路２３０を、ア
ナログ補償回路２３２およびＡ／Ｄ変換器２３４などによって構成し、アナログの駆動信
号に対して所定の補償を加えた後、デジタルデータに変換して、デジタル増幅回路２２０
に負帰還させる構成を採用している。こうすることで、平滑フィルターの共振特性を抑制
することができ、しかもアナログ補償回路２３２では遅延することなく補償を加え、更に
加減算といった簡素なデジタル演算器２４０により負帰還を行うことによって、全体とし
ての遅れ時間を短く抑えることが可能となるので、駆動信号の周波数成分を数百ｋＨｚま
で高く設定した場合でも、安定して動作する容量性負荷駆動回路２００を実現することが
できる。もちろん、変調信号の状態で電力増幅しているために、電力効率が高く、回路基
板を小型化することも可能である。以下では、このような本実施例の容量性負荷駆動回路
２００の動作について説明する。
【００３３】
Ａ−３．容量性負荷駆動回路の動作 ：
図６は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作についての説明図である。図６
（ａ）には、図３に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００のブロック線図が示さ
れている。図６では、駆動波形信号発生回路２１０の出力する駆動波形信号は、制御シス
テムへの入力に対応するので「Ｖin」と表示され、ピエゾ素子１０４に出力される駆動信
号は、制御システムの出力に対応するので「Ｖout 」と表示されている。また、デジタル
電力増幅回路２２４は、入力をＧ倍するゲイン要素として表示され、平滑フィルター２２
６は、伝達関数Ｌｆ（ｓ）を有するローパスフィルターとして表示され、アナログ補償回
路２３２は、伝達関数β（ｓ）を有する要素として表示されている。
【００３４】
尚、Ｌｆ（ｓ）あるいはβ（ｓ）は、周波数領域で表示されていることを表している。
すなわち、平滑フィルター２２６やアナログ補償回路２３２の応答は、本来的には時間を
変数とする線形微分方程式によって記述されるが、ラプラス変換を行って変数を周波数に
変更すれば、線形微分方程式は単純な伝達関数によって表すことができる。そして、平滑
フィルター２２６やアナログ補償回路２３２などの複数の要素を組み合わせたシステムの
応答は、周波数領域では、それぞれの要素の伝達関数の加減算や乗算によって表すことが
できる。従って、時間領域で微分方程式を解くことによってシステムの応答を調べるより
も、ラプラス変換によって周波数領域での伝達関数に変換してから周波数応答を調べた方
が簡単である。Ｌｆ（ｓ）あるいはβ（ｓ）は、平滑フィルター２２６あるいはアナログ
補償回路２３２の時間的な応答を表す微分方程式を、ラプラス変換して得られた周波数領
域での伝達関数を表している。
【００３５】
また、図３に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の動作は、図６（ａ）のブ
ロック線図で表される制御システムの全体の伝達関数によって記述することができる。そ
して、制御システム全体の伝達関数を求めるためには、各要素についての伝達関数を求め
ればよい。
【００３６】
図６（ｂ）には、平滑フィルター２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）が示されている。コイル
の誘導成分の大きさをＬ、コンデンサーの容量成分の大きさをＣとすれば、平滑フィルタ
ー２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）は、図６（ｂ）中に示したように、１／（ｓ２ＬＣ＋１）
で与えられる。また、平滑フィルター２２６は、位相を遅らせる特性を有しており、位相
が遅れた波形を負帰還させると、制御システムを不安定にする虞がある。そこで、遅れた
位相を進ませるために、アナログ補償回路２３２では、位相を進ませる補償を行う。
【００３７】
図６（ｃ）には、アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）が示されている。図示さ
れているように、アナログ補償回路２３２は、コンデンサーと抵抗とを組み合わせること
によって構成することができる。そして、コンデンサーの容量成分の大きさをＣ、抵抗の
大きさをＲとすると、アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）は、図中に示されるよ
うに、１／（１＋１／ＣＲｓ）で与えられる。
【００３８】
従って、図６（ａ）のブロック線図に示されるように、システムの出力Ｖout （ｓ）に
アナログ補償回路２３２の伝達関数β（ｓ）を乗算した値を、システムへの入力Ｖin（ｓ
）から減算し、得られた値に、ゲインＧと、平滑フィルター２２６の伝達関数Ｌｆ（ｓ）
とを乗算した値が、システムの出力Ｖout （ｓ）となることが分かる。そして、この関係
式を整理してＶout （ｓ）／Ｖin（ｓ）を求めると、図６（ｄ）に示されるように制御シ
ステム全体の伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝１／｛β（ｓ）＋１／ＧＬｆ（ｓ）｝
となる。
【００３９】
図７には、こうして得られた伝達関数のゲイン特性に関する周波数応答が示されており
、図中に示した実線が伝達関数Ｈ（ｓ）の周波数応答を表し、細い一点鎖線が位相進み補
償回路の伝達関数β（ｓ）の周波数応答を表している。尚、参考として図７には、駆動信
号の負帰還を行わなかった場合（従って、位相進み補償も行わない場合）の伝達関数ＧＬ
ｆ（ｓ）のゲイン特性も、破線で示されている。図示されているように、駆動信号に位相
進み補償を行って負帰還することにより、駆動信号帯域でのゲインを保ったまま、共振周
波数ｆ0 付近でのピークを十分に抑制することができる。また、平滑フィルター２２６に
抵抗Ｒを挿入した場合とは異なって、図６（ｃ）に示すようなアナログ補償回路が追加さ
れているだけなので、大きな電力が消費されることもない。
【００４０】
もちろん、平滑フィルター２２６のように、デジタル信号を最終的にアナログ信号に変
換するための要素だけを残して、他のすべての要素をデジタル化すれば、容量性負荷の変
動の影響を受けずに、しかも電力消費を抑制することが可能である。例えば、ピエゾ素子
１０４に出力された駆動信号をＡ／Ｄ変換器によってアナログ信号に変換し、アナログ補
償回路２３２をデジタルフィルターによって実現しても、同様なことは実現することがで
きる。しかし実際には、こうした方法では安定した駆動信号を生成することは困難である
。以下では、この点について説明する。
【００４１】
まず、位相進み補償をデジタル的に実現するために、微分フィルターを搭載することが
考えられるが、微分フィルターはノイズの影響を受け易く、ノイズを負帰還することにな
ってしまうので、安定した駆動信号を生成することは困難である。微分フィルターの前段
に、ノイズを取り除くためのデジタルフィルター（ローパスフィルター）を挿入する方法
も考えられるが、デジタルフィルターを用いてローパスフィルターを構成すると、大きな
遅れ時間が発生する。他にも、特許文献２（特開２０１０−４６９８９号公報）のように
、デジタル駆動信号とデジタル負荷電圧信号とから、圧電素子に流れる電流の大きさを推
定する状態安定機構を構成する場合にも大きな遅れ時間が発生する。そして、大きな遅れ
時間の発生は、制御システムの安定性を大きく損なう結果となる。
【００４２】
これに対して、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、アナログ補
償回路２３２をアナログ回路によって実現しているため、全体としての遅れ時間は、負帰
還回路２３０の中のＡ／Ｄ変換器２３４や、デジタル信号を負帰還させるためのデジタル
演算器２４０（実際には減算回路）や、変調回路２２２、およびデジタル電力増幅回路２
２４で生じる遅れ時間によって決定されるが、これら個々の要素で生じる遅れ時間は短い
ので、全体としての遅れ時間も、高々２００ｎ秒程度と十分に短くすることができる。そ
して、この程度の遅れ時間であれば、以下に示すように、制御システムを十分に安定に動
作させることができる。
【００４３】
先ず、制御システムの安定性は、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）によって決定される。制御シ
ステムが安定して動作するためには、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）のゲインが０ｄｂ以上とな
る周波数範囲で、位相の遅れが１８０度より大きくならなければよい（位相が−１８０度
以下にならなければよい）。図６に示した制御システムの一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）は、
Ｈｏ（ｓ）＝Ｇ・Ｌｆ（ｓ）・β（ｓ）・ｅｘｐ（−ｓτ）
となる。これは、負帰還させない場合の伝達関数Ｇ・Ｌｆ（ｓ）に、位相進み回路の伝達
関数β（ｓ）と、制御システム全体としての遅れ時間を「τ」とした時の遅れ時間要素の
伝達関数ｅｘｐ（−ｓτ）を乗算したものに相当するから、Ｈｏ（ｓ）のゲインおよび位
相の周波数応答は、図８に示したものとなる。
【００４４】
図８は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）についての
周波数応答を示した説明図である。図８（１ａ）、図８（１ｂ）には、遅れ時間τが短い
場合のゲインの周波数応答、位相の周波数応答が示されており、図８（２ａ）、図８（２
ｂ）には、遅れ時間τが長い場合のゲインの周波数応答、位相の周波数応答が示されてい
る。また、図中に示した実線が、一巡伝達関数Ｈｏ（ｓ）の周波数応答を表しており、図
中に示した細い破線が、負帰還させない場合の伝達関数の周波数応答を、細い一点鎖線が
、位相進み補償回路の伝達関数β（ｓ）の周波数応答を表し、細い二点鎖線が、遅れ時間
を表している。図中に細い破線で示したように、負帰還させない場合の伝達関数の位相は
最大で−１８０度まで遅れるが、β（ｓ）の位相進み補償を行っているために９０度分の
余裕が生じる。その結果、Ｈｏ（ｓ）のゲインが０ｄｂ以上の周波数範囲において安定に
動作する条件は、
−９０度＜−τ・動作周波数ｆ・３６０度
が成り立つこと、すなわち、「τ・動作周波数ｆ＜１／４」であればよい。上述したよう
に、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００の遅れ時間τは、高々２００ｎ
秒（実際には、百数十ｎ秒程度）と短いため、図８（１ｂ）に示すように、動作周波数ｆ
が１ＭＨｚまでの範囲であっても十分に安定に動作する。これに対して、補償回路を微分
フィルターおよびノイズを取り除くためのローパスフィルターをデジタル的に実現したり
、あるいは特許文献２（特開２０１０−４６９８９号公報）のように、デジタル駆動信号
とデジタル負荷電圧信号とに基づいて、圧電素子に流れる電流の大きさを推定する状態安
定機構をデジタル的に実現したりしたのでは、遅れ時間が数百ｎ秒〜数μ秒に長くなる。
その結果、図８（２ｂ）に示すように、動作周波数ｆが数百ｋＨｚになると、上記の条件
を満足しなくなって、制御システムが不安定になり易くなり、安定して駆動信号を生成す
ることが困難となる。
【００４５】
以上に説明したように、図６に示した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、平
滑フィルター２２６から出力された駆動信号を、位相進み補償を行って負帰還させること
によって、共振周波数付近でのゲイン特性を抑制することができる。また、その位相進み
補償は、アナログ補償回路２３２を用いてアナログ的に行っている。このため、駆動信号
を負帰還させているにも拘わらず、制御システムを安定に保つことができ、駆動信号の周
波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した場合でも、精度の良い駆動信号を安定して生成す
ることが可能となる。しかも、電力増幅は変調信号の段階で行っているため、電力消費を
抑制して、回路基板を小型化することが可能となる。また、Ａ／Ｄ変換器２３４には、演
算増幅回路２３５を介して入力しているので、入力インピーダンスが低くなり、その結果
、位相進み補償された駆動信号は、ノイズなどの影響を受けることなく確実にデジタル変
換することが可能となる。尚、本実施例では、演算増幅回路２３５の構成を非反転増幅（
ボルテージフォロワ）として構成しているが、反転増幅として構成し、デジタル演算器２
４０を加算回路としても構わない。
【００４６】
Ｂ．第２実施例 ：
以上に説明した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００では、平滑フィルター２２６の
共振周波数付近でゲインが増大することを抑制することで、駆動信号に歪みが生じないよ
うにしていた。しかし、実際には、容量性負荷の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさ
が大幅に増加すると、平滑フィルターの周波数特性が変化して、駆動信号に若干の歪みが
現れる。
【００４７】
図９は、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００で容量性負荷の容量成分が大幅に増加
したことによるゲイン特性の変化を示した説明図である。図中に破線で示した特性が、容
量性負荷の容量成分が大幅に増加する前のゲイン特性であり、図中に実線で示した特性が
、容量性負荷の容量成分が大幅に増加した場合のゲイン特性である。図９では若干強調し
て表示されているが、容量性負荷の容量成分が大幅に増加したことで、共振周波数が「−
ｄｆ」だけ低下して駆動信号帯域に近付くとともに、共振周波数付近でのゲインの増加も
完全には抑制できなくなっている。その結果、駆動信号の高周波数成分が強調されて、僅
かではあるが、駆動信号に歪みが現れるようになる。しかし、前述した第１実施例の容量
性負荷駆動回路２００のアナログ補償回路２３２を、以下のような構成とすることで、こ
うした僅かな波形の歪みも抑制することができる。更に、駆動信号の周波数成分を数百ｋ
Ｈｚまで高く設定した場合や外乱に対しても、より一層安定して駆動信号を生成すること
が可能となる。以下、このような第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０について説明す
る。
【００４８】
図１０は、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の詳細な構成を示した説明図である
。図３を用いて前述した第１実施例の容量性負荷駆動回路２００と比較すると明らかなよ
うに、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、アナログ補償回路２３２が変更され
ている点と、駆動波形信号に対してある定数を乗算した値に対して負帰還制御されている
点とが異なっている。そして、第２実施例のアナログ補償回路２３２は、第１実施例のア
ナログ補償回路２３２に対応する位相進み補償回路２３２ａに対して、分圧回路２３２ｂ
が並列に接続された構成となっている。この分圧回路２３２ｂの分圧比が、α／Ｇである
ものとする。すると、駆動波形信号に対して乗算される定数は（α＋１）に設定される。
【００４９】
このような第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の伝達関数Ｋ（ｓ）が、駆動信号帯
域でどのような周波数応答を示すかについて考える。先ず、この第２実施例の位相進み補
償回路２３２ａは、第１実施例の図３に示した移動進み補償回路２３２と同じなので、デ
ジタル増幅回路２２０と位相進み補償回路２３２ａとで構成される伝達関数は、Ｈ（ｓ）
となる。その結果、図１０に示した第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の動作は、次
のようなブロック線図によって記述することができる。
【００５０】
図１１は、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０の動作を示す説明図である。図１１
（ａ）には、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０のブロック線図が示されている。尚
、ブロック線図中に示された外乱要素δは、容量性負荷の容量成分の大きさの変動や、変
調信号を増幅する際の電源電圧の変動によるゲインＧの変動や、容量性負荷駆動回路２５
０を構成する各種の素子のバラツキなどによる影響を表している。
【００５１】
このようなブロック線図に基づいて、制御システムへの入力Ｖin（駆動波形信号発生回
路２１０が出力する駆動波形信号に相当）と、制御システムの出力Ｖout （容量性負荷駆
動回路２５０が生成する駆動信号に相当）との関係を記述すると、図１１（ｂ）に示す関
係式が得られる。そして、この式をＶinとδとについて整理することで、図１１（ｃ）に
示すように、信号成分であるＶinと、外乱成分であるδとが、それぞれ出力Ｖout に与え
る影響を示す関係式が求められる。更に、ここでは駆動信号帯域に着目しており、この周
波数範囲ではＨ（ｓ）の大きさはほぼ「Ｇ」となる。従って、図１１（ｃ）に示した関係
式でＨ（ｓ）を「Ｇ」とすると、最終的に、図１１（ｄ）に示した関係式が得られる。
【００５２】
この関係式から明らかなように、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、信号成
分である入力ＶinについてはＧ倍に増幅されているが、外乱成分δについては１／（１＋
α）に抑制されている。従って、容量性負荷の容量成分（あるいは誘導成分）の大きさや
、変調信号を増幅する際の電源電圧などの影響を受けることなく、精度の良い駆動信号を
安定して生成することが可能となる。尚、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、
入力Ｖinをそのまま入力するのではなく、定数（α＋１）を乗算してから入力しているの
は、図１１（ｃ）に示した関係式の信号成分で、Ｈ（ｓ）＝Ｇの条件で、信号成分が、
Ｖｏｕｔ＝Ｇ・Ｖｉｎ
となるようにするためである。また、図１２には、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５
０を採用することで、容量性負荷の変動などによる外乱の影響を受けることなく、駆動信
号帯域のゲイン特性を良好に維持できる様子が示されている。図１２（ａ）に示した第１
実施例の容量性負荷駆動回路２００のゲイン特性Ｈ（ｓ）と、図１２（ｂ）に示した第２
実施例の容量性負荷駆動回路２５０のゲイン特性Ｋ（ｓ）とを比較すれば、第２実施例の
容量性負荷駆動回路２５０を採用することで、外乱の影響を受けずに、駆動信号帯域での
ゲイン特性を良好に保っておくことが可能になるとともに、高周波数帯域におけるゲイン
特性も向上していることが了解される。その結果、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５
０では、より一層精度の良い駆動信号を安定して生成することが可能となる。もちろん、
第1実施例と同様に、全体としての遅れ時間τを短く抑えることが可能となるので、駆動
信号の周波数成分を数百ｋＨｚまで高く設定した場合でも、精度の良い駆動信号を安定し
て生成することが可能となる。更に、合成したアナログ信号をデジタル信号に変換してい
るので、Ａ／Ｄコンバータが1つのみで実現が可能となる。
【００５３】
尚、第１実施例の容量性負荷駆動回路２００とは異なり、第２実施例の容量性負荷駆動
回路２５０では、負帰還回路２３０を構成するアナログ補償回路２３２の中に、抵抗によ
って構成された分圧回路２３２ｂが挿入されている。従って、第２実施例の容量性負荷駆
動回路２５０では、この抵抗を流れる電流に相当する電力が消費されることになる。しか
し、負帰還回路２３０の中に、演算増幅回路２３５を挿入しているので、分圧回路２３２
ｂを大きな抵抗で構成しておくことが可能となり、分圧回路２３２ｂでの電力消費はほと
んど問題にならない程度に抑制することができる。
【００５４】
Ｃ．変形例 ：
上述した各種実施例の容量性負荷駆動回路には、いくつかの変形例を考えることができ
る。以下では、これらの変形例について簡単に説明する。
【００５５】
Ｃ−１．第１変形例 ：
上述した第１実施例あるいは第２実施例では、駆動信号を印加することによって駆動す
る容量性負荷が、噴射ヘッド２４内のピエゾ素子１０４であるものとして説明した。前述
したように、駆動されるピエゾ素子１０４の数は、画像の印刷中に大きく変動するので、
それに伴って容量性負荷の容量成分の大きさが大きく変動する。しかし、駆動する容量性
負荷は噴射ヘッド２４内のピエゾ素子１０４に限られるものではなく、容量成分の大きさ
が変動するような容量性負荷であれば、どのような容量性負荷であってもよい。たとえば
、ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプを駆動する場合にも、上述した第１実施
例の容量性負荷駆動回路２００あるいは第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０を好適に
適用することができる。
【００５６】
図１３は、ピエゾ素子を用いて液体を噴射する液体ポンプ７０の大まかな構成を示した
説明図である。図示されているように液体ポンプ７０は、大きく分けると、液体をパルス
状に噴射する噴射ユニット８０と、噴射ユニット８０から噴射される液体を噴射ユニット
８０に向けて供給する供給ポンプ９０と、噴射ユニット８０および供給ポンプ９０の動作
を制御する制御ユニット７５などから構成されている。
【００５７】
噴射ユニット８０は、金属製で略長方形形状の前ブロック８３に、同じく金属製の後ブ
ロック８４を重ねてネジ止めしたような構造となっており、前ブロック８３の前面には円
管形状の液体通路管８２が立設され、液体通路管８２の先端には噴射ノズル８１が挿着さ
れている。前ブロック８３と後ブロック８４との合わせ面には、薄い円板形状の液体室８
５が設けられており、液体室８５は、液体通路管８２を介して噴射ノズル８１に接続され
ている。また、後ブロック８４の内部には、ピエゾ素子によって構成されたアクチュエー
ター８６が設けられており、アクチュエーター８６を駆動することによって、液体室８５
を変形させて、液体室８５の容積を変化させることが可能となっている。
【００５８】
供給ポンプ９０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が貯められた
液体タンク９３から、チューブ９１を介して液体を吸い上げた後、チューブ９２を介して
噴射ユニット８０の液体室８５内に供給する。供給ポンプ９０の動作は、制御ユニット７
５によって制御されている。更に、制御ユニット７５には容量性負荷駆動回路２００，２
５０が内蔵されており、この容量性負荷駆動回路２００，２５０が生成した駆動信号を供
給してアクチュエーター８６を駆動することによって、噴射ユニット８０の噴射ノズル８
１から、パルス状の液体を噴射している。
【００５９】
ここで、噴射ユニット８０は、噴射しようとする液体に応じて、あるいは噴射する態様
（パルスの大きさ、パルスの繰り返し周波数、噴射流量など）に応じて、適切な特性の噴
射ユニット８０に付け替えて使用される。そして、噴射ユニット８０の特性が異なれば、
内蔵されているアクチュエーター８６（ピエゾ素子）の容量成分の大きさは異なったもの
となる。あるいは、噴射ユニット８０が誘導成分を有する場合は、誘導成分の大きさが異
なったものとなる。
【００６０】
従って、アクチュエーター８６の駆動信号を、上述した第１実施例の容量性負荷駆動回
路２００、あるいは第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０を用いて生成すれば、噴射ユ
ニット８０が付け替えられた場合でも、常に精度の良い駆動信号を安定して出力すること
が可能となる。
【００６１】
Ｃ−２．第２変形例 ：
上述した第１実施例あるいは第２実施例では、アナログ補償回路２３２の出力が正負に
振れる波形となるので、この波形をＡ／Ｄ変換するためには正電圧の電源と、負電圧の電
源とが必要になる。そこで、図１４に示すように、演算増幅回路２３５の非反転入力端子
にバイアス電圧Ｖｃを加えることで正電圧側のみに振れる波形を出力し、Ａ／Ｄ変換器２
３４でＡ／Ｄ変換した後、負帰還させる直前にバイアス電圧Ｖｃを減算するようにしても
よい。こうすれば、負電圧の電源が不要となるので、回路を小型化することが可能となる
。尚、第２実施例のような分圧回路２３２ｂを用いる必要はなく、図１４に示すように、
抵抗を介して直接演算増幅回路２３５に駆動信号を入力しても良い。こうすることで、抵
抗の数を減らすことが可能となり、より低コストで実現することができる。
【００６２】
Ｃ−３．第３変形例 ：
上述した第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０では、分圧比α／Ｇを大きくする程、
外乱の影響を抑制することが可能となる。しかし、分圧比α／Ｇを大きくすることは、負
帰還させる際のゲインを大きくすることに他ならない。従って、外乱の影響を抑制しよう
として、あまりに分圧比α／Ｇを大きくすると、制御システムを不安定にする虞がある。
そこで、たとえば、図２に示した複数の容量性負荷を選択して駆動する場合には、同時に
駆動するピエゾ素子の数による影響を打ち消すような逆フィルターや、あるいは図１３に
示した噴射ユニット８０を付け替えるような場合には、噴射ユニット８０を付け替えたこ
とによる影響を打ち消すような逆フィルターを用いて、駆動波形信号発生回路２１０が出
力するデジタル波形を予め補償しておくようにしても良い。
【００６３】
図１５は、駆動波形信号発生回路２１０に逆フィルターを挿入した場合の構成を示した
説明図である。プリンター制御回路５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子３
０２の数や、噴射ユニット８０毎にゲイン特性の劣化（周波数に応じてゲインが変化する
様子）を予め調べておき、劣化を打ち消すような逆フィルターを求めておく。そして、駆
動波形信号発生回路２１０が出力する駆動波形信号に、予め求めておいた逆フィルターを
作用させた後に、制御システムに入力するようにしてもよい。
【００６４】
もちろん、同時に駆動するピエゾ素子の数や、噴射ユニット８０を付け替えたことによ
る影響を、すべて逆フィルターだけで打ち消そうとすると、逆フィルターを精度良く設定
しなければならない。しかし、第２実施例の容量性負荷駆動回路２５０に加えて、逆フィ
ルターを併用してやれば、逆フィルターを用いて大まかに打ち消した状態で、分圧比α／
Ｇの分だけ更に外乱の影響を抑制することができる。その結果、同時に駆動するピエゾ素
子の数や、噴射ユニット８０を付け替えたことによる影響をほとんど受けることなく、精
度の良い駆動信号を安定して出力することが可能となる。
【００６５】
以上、本実施例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実施
例および変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様
で実施することが可能であり、例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成
することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性
負荷駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができ
る。
【符号の説明】
【００６６】
２…印刷媒体、 １０…インクジェットプリンター、 ２０…キャリッジ、
２２…キャリッジケース、 ２４…噴射ヘッド、 ２６…インクカートリッジ、
３０…駆動機構、 ３２…タイミングベルト、 ３４…ステップモータ、
４０…プラテンローラー、 ５０…プリンター制御回路、 ７０…液体ポンプ、
７５…制御ユニット、 ８０…噴射ユニット、 ８１…噴射ノズル、
８２…液体通路管、 ８３…前ブロック、 ８４…後ブロック、
８５…液体室、 ８６…アクチュエーター、 ９０…供給ポンプ、
９１…チューブ、 ９２…チューブ、 ９３…液体タンク、
１００…噴射口、 １０２…インク室、 １０４…ピエゾ素子、
２００…容量性負荷駆動回路、 ２１０…駆動波形信号発生回路、
２２０…デジタル増幅回路、 ２２２…変調回路、 ２２４…デジタル電力増幅回路、
２２６…平滑フィルター、 ２３０…負帰還回路、 ２３２…アナログ補償回路、
２３２ａ…補償回路、 ２３２ｂ…分圧回路、 ２３４…Ａ／Ｄ変換器、
２３５…演算増幅回路、 ２４０…デジタル演算器、
２５０…容量性負荷駆動回路、 ３００…ゲートユニット、 ３０２…ゲート素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を、デジタル信号の形態で出力する駆動波形信
号出力回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号からデジタル信号の形態で生成されたデジタル補
償信号を、前記駆動波形信号に対して負帰還させて得られる信号を、デジタル演算するこ
とによって生成するデジタル演算回路と、
前記デジタル演算回路の出力をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回
路と、
前記変調信号を電力増幅して、パルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタル電力
増幅回路と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって、前記容量性負荷に印加
される前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
前記容量性負荷に印加された前記駆動信号に対して、該駆動信号に含まれる周波数帯域
でのゲイン特性が平坦となるような所定のアナログ補償を実行するアナログ補償回路と、
前記アナログ補償回路の出力をデジタル信号に変換して、前記デジタル補償信号として
前記デジタル演算回路に供給するデジタル変換回路と
を備える容量性負荷駆動回路。
【請求項２】
前記デジタル演算回路が減算回路である請求項１に記載の容量性負荷駆動回路。
【請求項３】
前記アナログ補償回路が、前記アナログ補償として、位相進み補償を行うアナログ回路
である請求項１または請求項２に記載の容量性負荷駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載の容量性負荷駆動回路であって、
前記アナログ補償回路は、
前記位相進み補償を行う第１のアナログ回路と、
前記第１のアナログ回路と並列に設けられて、前記容量性負荷に印加された前記駆動
信号を所定の分圧比で分圧する第２のアナログ回路と
を備え、
前記第１のアナログ回路の出力と前記第２のアナログ回路の出力とを合成したアナロ
グ信号を、前記デジタル変換回路に出力する回路である容量性負荷駆動回路。
【請求項５】
液体を噴射するためのアクチュエーターと、該アクチュエーターを駆動するための駆動
信号を生成する容量性負荷駆動回路とを備えた液体噴射装置であって、
前記容量性負荷駆動回路は、請求項１ないし請求項４の何れかに記載された容量性負荷
駆動回路である液体噴射装置。
【請求項１】
容量成分を有する容量性負荷に対して所定の駆動信号を印加することによって、該容量
性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を、デジタル信号の形態で出力する駆動波形信
号出力回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号からデジタル信号の形態で生成されたデジタル補
償信号を、前記駆動波形信号に対して負帰還させて得られる信号を、デジタル演算するこ
とによって生成するデジタル演算回路と、
前記デジタル演算回路の出力をパルス変調することによって変調信号を生成する変調回
路と、
前記変調信号を電力増幅して、パルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタル電力
増幅回路と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって、前記容量性負荷に印加
される前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
前記容量性負荷に印加された前記駆動信号に対して、該駆動信号に含まれる周波数帯域
でのゲイン特性が平坦となるような所定のアナログ補償を実行するアナログ補償回路と、
前記アナログ補償回路の出力をデジタル信号に変換して、前記デジタル補償信号として
前記デジタル演算回路に供給するデジタル変換回路と
を備える容量性負荷駆動回路。
【請求項２】
前記デジタル演算回路が減算回路である請求項１に記載の容量性負荷駆動回路。
【請求項３】
前記アナログ補償回路が、前記アナログ補償として、位相進み補償を行うアナログ回路
である請求項１または請求項２に記載の容量性負荷駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載の容量性負荷駆動回路であって、
前記アナログ補償回路は、
前記位相進み補償を行う第１のアナログ回路と、
前記第１のアナログ回路と並列に設けられて、前記容量性負荷に印加された前記駆動
信号を所定の分圧比で分圧する第２のアナログ回路と
を備え、
前記第１のアナログ回路の出力と前記第２のアナログ回路の出力とを合成したアナロ
グ信号を、前記デジタル変換回路に出力する回路である容量性負荷駆動回路。
【請求項５】
液体を噴射するためのアクチュエーターと、該アクチュエーターを駆動するための駆動
信号を生成する容量性負荷駆動回路とを備えた液体噴射装置であって、
前記容量性負荷駆動回路は、請求項１ないし請求項４の何れかに記載された容量性負荷
駆動回路である液体噴射装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１２−１０５２３９（Ｐ２０１２−１０５２３９Ａ）
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５４５７７（Ｐ２０１０−２５４５７７）
【出願日】平成２２年１１月１５日（２０１０．１１．１５）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１５日（２０１０．１１．１５）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]