寄生振動を低減したトランジスタ増幅器
【課題】寄生振動、すなわちパラメータ発振を低減したトランジスタ増幅器を提供する。
【解決手段】複数のトランジスタセル１５”を有するトランジスタデバイス１２”は複数のフィルタ１８”が設けられる。フィルタのそれぞれ１つは、入力ノード２０”と、複数のトランジスタセルの制御電極１７のうちの対応する１つとの間に結合されている。半導体によって、複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供される。フィルタのそれぞれ１つは、導電層と、導電層上に配置された誘電層と、誘電層の上に配置された抵抗層と、抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され入力ノードを提供する導電電極と、抵抗層の第１の部分から離れた抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、誘電体を通り第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む。
【解決手段】複数のトランジスタセル１５”を有するトランジスタデバイス１２”は複数のフィルタ１８”が設けられる。フィルタのそれぞれ１つは、入力ノード２０”と、複数のトランジスタセルの制御電極１７のうちの対応する１つとの間に結合されている。半導体によって、複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供される。フィルタのそれぞれ１つは、導電層と、導電層上に配置された誘電層と、誘電層の上に配置された抵抗層と、抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され入力ノードを提供する導電電極と、抵抗層の第１の部分から離れた抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、誘電体を通り第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的にトランジスタ増幅器に関し、より詳細には、寄生振動（発振）、すなわちパラメータ発振（振動）を低減したトランジスタ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
当業者には既知のように、トランジスタ増幅器、特に高出力ｐＨＥＭＴおよびＨＢＴ電力増幅器は、増幅器が大信号によって駆動されるときのみに生じる振動を頻繁に有する。小信号の状況では、このような振動は通常存在しない。このような振動は、パラメータ発振と呼ばれることがある。特定の外部パラメータ（バイアス、周波数、入力駆動、および温度）の変化に依存するからである。小信号の状況では増幅器が完全に安定しているように見えるかもしれないが、その増幅器をよりハードに（激しく）駆動（ドライブ）すると、振動が現れる可能性がある。このような振動は、入力駆動、バイアス状況、および動作周波数に対して非常に変動しやすい傾向がある。図１は、電力増幅器１０を示す。増幅器は、図示のように配置された複数のトランジスタデバイス１２を含む。このようなタイプの増幅器１０において典型的に観察される振動のいくつかを、図４ないし図７に示す。図４は、分数調波ｆ／２および３ｆ／２振動を示す。図５は、増幅器が約０．５ｄＢで圧縮して駆動された時に現れた、２００ＭＨｚのスプリアス振動を示す。図６および図７は、電力駆動下で困難な問題であるスプリアス振動のさらなる例を示す。さらなる例は、”Power Amplifiers:From Milliwatts to Kilowatts・・・Cool Devices with Hot Performance,”Short Course Notes of Aryeh Platzker’s section,1998 GaAs IC Symposiumにおいて見出すことができる。このような振動が存在していると、多くのワイドバンドレーダの用途では、振動のトーンが誤った信号と間違えられてしまう可能性があり、重大な問題になる可能性がある。システムが適切に作動するには、このような振動の除去が不可欠である。
【０００３】
このような寄生振動を低減するのに一般的に用いる技術のひとつは、”Power Amplifiers:From Milliwatts to Kilowatts・・・Cool Devices with Hot Performance,”Short Course Notes of Steve Nelson and Aryeh Platzker’s section,1998 GaAs IC Symposiumにおいて示されている、パラレルＲ−Ｃフィルタを用いる、というものである。したがって、図１および図２を参照して、図１のトランジスタデバイス１２を、図２に示すトランジスタデバイス１２’等のトランジスタデバイス１２と置換する。したがって、このときそれぞれのデバイスは、共通ノード１６に接続されたゲート電極Ｇを有する、ここではそれぞれＦＥＴである複数のトランジスタセル１５を含む。入力ノード２０と共通ノード１６との間には、フィルタ１８、すなわちＲ−Ｃネットワーク、が接続されている。このようなＲ−Ｃフィルタ（すなわち、ネットワーク）１８は、図２に示すようにトランジスタセル１５のゲートマニホルド（すなわち、共通ノード１６）上に一般的に配置されており、本質的なトランジスタデバイスからいくらか取り去られている。
【０００４】
これもまた当業者には既知のように、駆動に依存する振動は、管増幅器について１９２０年代および３０年代にまず研究された。まず、バンデルポール（Van Der Pol）は、非線形抵抗がどのようにして強制振動を持ち込みうるのかを研究した。”Forced Oscillations in a Circuit with Non-Linear Resistance(Reception with reactive Triode)”,by Balth Van Der Pol,published by The London,Edinburgh,and Dublin Philosophical Magazine and Journal of Science,series 7,vol.III,no.13,Jan 1927,pp.65-81、および、Nonlinear Oscillations,by Nicholas Minorsky,published by D.Van Nostrand Company,Princeton,NJ 1962,page 241を参照のこと。Nonlinear Oscillations,by Nicholas Minorsky,published by D.Van Nostrand Company,Princeton,NJ 1962,page 469において報告されているように、MandlestamおよびPapalexiはさらに、電子管における分数調波振動を調べた。
【０００５】
何年もにわたって、大信号振動について非常に多くの著者達が調べてきた。Otward Muller and William Figel,”Stability Problems in Transistor Power Amplifiers,”Proceedings of the IEEE,Aug.1967,pp.1458-1466、W.Mumford,”Some Notes on the History of Parametric Oscillations,”Proceedings of the IRE,May 1960,pp.848-850、R.Phillips,”Parametric Oscillation in a Damped Resonant System,”IEEE Transactions on Circuit Theory,December 1963,pp.512-515、J.Manley and H.Rowe,”Some General Properties of Nonlinear Elements-Part 1.General Energy Relations,”Proceedings of the IEEE,July 1956,pp.904-913を参照されたい。
【０００６】
分数調波振動（ｆ／２、３ｆ／２、等）は、徹底的に調べられてきており、ポンプ式（pumped）可変容量ダイオードに匹敵する多くのものを作って、ｐＨＥＭＴデバイスにおける現象を説明することができる。ポンプ式可変容量ダイオードは、キャパシタンスが非線形であるために分数調波成分を生じる、ということは周知である。P.Penfield,Jr.& R.Rafuse,Varactor Applications,The MIT Press,Cambridge,MA,1962も参照されたい。まず、ＦＥＴのゲートは、ポンプ式可変容量ダイオードとして分析することができる。分数調波振動の主な原因は、ＣｇｓおよびＣｇｄにおける非線形性である。ただしＣｇｓはゲート・ソース間キャパシタンス（the gate to source capacitance）であり、Ｃｇｄはゲート・ドレイン間キャパシタンス(the gate to drain capacitance)である。J.Imbornone,M.Murphey,R.Donahue,E.Heaney,”New Insignt into Subharmonic Oscillation Mode of GaAs Power Amplifiers Under Severe Output Mismatch Condition,”1996 GaAs IC Symposium,pp.307-310も参照されたい。簡略化したＦＥＴのモデルを図８に示し、それと等価な入力インピーダンスを図９に示す。ただし、Ｇはゲート、Ｄはドレイン、Ｓはソース、ＩＤＳはドレイン・ソース間電流、Ｒｇはゲート抵抗、Ｃｇｓはゲート・ソース間キャパシタンス、Ｃｄｇはドレイン・ゲート間キャパシタンス、およびＣｄｓはドレイン・ソース間キャパシタンスである。
【０００７】
図３に示す非線形キャパシタンスＣ（ｔ）が、
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただしｔは時間、ポンプ周波数（入力駆動周波数）は２ω0である、のように変化すると仮定すると、
【００１０】
【数２】
【００１１】
であれば駆動周波数の半分で振動が生じる。ただし２ω0は入力信号周波数、ω0はｆ／２寄生振動の周波数、Ｒｓはダイオードの直列抵抗（ゲート抵抗Ｒｇに似ている）、Ｚｌはω0におけるダイオードが見た負荷インピーダンス（ＦＥＴのゲートから逆方向に見たインピーダンスに似ている）、Ｃ0は小信号キャパシタンス、およびＣ２は可変容量ダイオードのキャパシタンスの非線形成分である。この理論は、簡略化し過ぎてはいるが、ｐＨＥＭＴ電力増幅器の挙動を定性的に記述している。低駆動（Ｃ２→０）の下では、またはＲｓが十分高い場合には、分数調波振動は現れない。Ｒ−Ｃフィルタ１８（図２）を付け加えることによって、低周波数において入力抵抗が十分増大して、駆動下の振動を除去する。
【００１２】
スプリアス寄生振動についての研究は少ないが、これもまたトランジスタにおける非線形性のためである。スプリアス寄生振動に対するいくらかの洞察を、Otward MullerおよびWilliam Figelによる上述の参照文献において見出すことができる。この文献において、著者らは、増幅器を、バイアス点が入力駆動によって決まる、非線形増幅器および線形増幅器の重なりと考えている。非線形増幅器によって分数調波振動が生じ、線形増幅器成分によってスプリアス振動が生じる。デバイスを激しく駆動すると、その結果負の入力インピーダンスが生じ、それによって今度は振動が生じる可能性がある。Ｒ−Ｃフィルタ１８（図２）の抵抗によって、デバイス内の負の抵抗が相殺され、それによっていかなる振動も抑制される。
【発明の概要】
【００１３】
本発明の１つの特徴によれば、複数のトランジスタセルを有するトランジスタデバイスが提供される。セルのそれぞれ１つは、半導体を通るキャリアの流れを制御する制御電極を有する。デバイスは、入力ノードを有する。複数のフィルタが設けられる。フィルタのそれぞれ１つは、入力ノードと、複数のトランジスタセルの制御電極のうちの対応する１つとの間に結合されている。
【００１４】
本発明の一実施形態において、対になった制御電極が共通領域に接続され、フィルタのそれぞれ１つは、入力ノードと、共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている。
【００１５】
本発明の他の特徴によれば、半導体によって、複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供される。
【００１６】
本発明の他の特徴によれば、フィルタのそれぞれ１つは、抵抗とコンデンサとを含み、抵抗とコンデンサとは、入力ノードと、制御電極のうちの対応する１つとの間に、並列接続されている。
【００１７】
本発明のさらに他の特徴によれば、フィルタのそれぞれ１つは、導電層と、導電層上に配置された絶縁体（誘電体）と、誘電体の上に配置された抵抗層と、抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され入力ノードを提供する導電電極と、抵抗層の第１の部分から転置（ずれて配置）された抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、誘電体を通り第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む。
【００１８】
このような配置であれば、それぞれのデバイスにおける対になった制御電極、例えばゲートフィンガーに接続する、コンパクトな抵抗−コンデンサ（Ｒ−Ｃ）ネットワーク（すなわち、Ｒ−Ｃフィルタ）が提供される。このコンパクトなＲ−Ｃフィルタは、いくつかのモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）電力増幅器における寄生振動の除去に成功している。大きさがコンパクトなので、さらに設計を調整する必要がほとんど、または全くない状態で、現在のＭＭＩＣの設計に容易に組み込むことができる。このコンパクトなＲ−Ｃフィルタは、ｐＨＥＭＴ電力増幅器における駆動に依存する分数調波振動およびスプリアス振動を効果的に除去する。
【００１９】
本発明のこれらおよびその他の特徴、および本発明自体は、以下の詳細な説明を図面とともに考慮すれば、より容易に明白となるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来技術による増幅器の概略図である。
【図２】従来技術による、図１の増幅器において使用するために適合されている、トランジスタデバイスの概略図である。
【図３】本発明による、図１の増幅器において使用するために適合されている、トランジスタデバイスの概略図である。
【図４】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．５６２ボルト、入力電力Ｐｉｎ１５．４ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0１２ＧＨｚで動作する場合の、分数調波寄生振動を示すグラフである。
【図５】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．５０７ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0１２ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図６】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）０．５２５ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0９．５ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図７】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．６２７ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0９．５ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図８】従来技術による、簡略ＦＥＴモデル等価回路の概略図である。
【図９】従来技術による図８のＦＥＴモデルの実効入力インピーダンスの概略図である。
【図１０】図３のトランジスタデバイスの概略平面図である。
【図１１】図３のトランジスタデバイスの一部の組立分解図であり、そのような組立分解部分は、図１０の９−９と名付けた矢印によって取り囲まれている。
【図１２】図１１のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１１の１０−１０線に沿っている。
【図１２Ａ】図１２Ａは、図３のトランジスタデバイスが用いるＲ−Ｃフィルタの概略図である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、図１１のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１１の１０Ｂ−１０Ｂ線に沿っている。
【図１３】図１０のトランジスタデバイスの一部の組立分解図であり、そのような組立分解部分は、図１０の１１−１１と名付けた矢印によって取り囲まれている。
【図１４】図１３のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１３の１２−１２線に沿っている。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
次に図３を参照すると、図１の増幅器において用いるようになっている、そのような増幅器において用いるトランジスタデバイス１２の代わりの、トランジスタデバイス１２”を示す。トランジスタデバイス１２”は、複数のトランジスタセル、ここでは８個のセル１５”を含む。セル１５”は、ここでは例えばガリウムヒ素半導体である半導体の活性領域において形成されている。セル１５”のそれぞれ１つは、例えばセルがＦＥＴの場合にはソース領域とドレイン領域との間に配置されたゲート電極、または、セルがバイポーラトランジスタの場合にはエミッタ領域とコレクタ領域との間に配置されたベース電極である、制御電極１７を含む。したがって、ＦＥＴトランジスタであってもバイポーラトランジスタであっても、制御電極１７（ゲートまたはベース）が、活性領域における１対の領域（ソース−ドレインまたはエミッタ−コレクタ）同士の間の活性領域においてキャリアの流れを制御する。
【００２２】
トランジスタデバイス１２”は、入力ノード２０”を含む。制御電極１７のそれぞれ１つは、Ｒ−Ｃフィルタ１８"を通じて入力ノード２０”に結合されている。ここで、制御電極１７のそれぞれの対は、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のうちの１つを共用する。したがって、この例においては、Ｒ−Ｃフィルタ１８”が４個ある。ここでは、トランジスタデバイス１５”はＦＥＴであり、ソース電極はアースに接続され、ドレイン電極は出力ノード３０に接続されている。
【００２３】
次に図１０ないし図１４を参照すると、トランジスタデバイス１２”が示されている。デバイス１２”は、半絶縁性ＩＩＩ族−Ｖ族、ここではガリウムヒ素、の基板３２（図１２、図１２Ｂ、および図１４）の上に形成される。デバイス１２”は、入力ノード２０”、複数（ここでは８個）のトランジスタセル１５”、および、複数（ここでは４個）のＲ−Ｃフィルタ１８”を含む。セル１５”のそれぞれ１つは、基板３２上の共通のメサ形状の活性領域３４（図１２、図１２Ｂ、および図１４）内に形成される。トランジスタセル１５”のそれぞれ１つは、ここでは、ソース領域Ｓとドレイン領域Ｄとの間に配置されたフィンガー状ゲート電極１７（すなわち、制御電極）を有するＦＥＴである。したがって、ゲート電極１７を用いて、ソース領域Ｓとドレイン領域Ｄとの間のキャリアの流れを制御する。特に図１３および図１４を参照して、ソース領域Ｓはソース接点（コンタクト）とオーム接触しており、これらは、図１２、図１２Ｂ、および図１４において最もはっきりと示されているように、エアブリッジ導体４０によって電気的に相互接続されている、ということが注意される。図１２Ｂおよび図１４において最もはっきりと示されているように、ソース領域Ｓは、基板３２の反対側の表面上に配置されたアース平面導体４３に接続されている。
【００２４】
図１０、図１１、および図１２を参照すると、まず、Ｒ−Ｃフィルタ１８”はそれぞれ構造が同一である、ということが注目される。その典型的なものを図１１、図１２、および図１２Ｂに詳細に示す。したがって、このようなフィルタ１８”は、基板３２の表面上に配置された導電層４０を含む。導電層４０は、ここでは金である。図示のように、導電層４０上に、ここでは窒化ケイ素である絶縁（誘電）層４２が形成される。誘電層４２の上に、ここではタンタルである抵抗層４４が配置される。抵抗層４４の第１の部分５０に電気接続するように、ここでは金である導電プレートすなわち電極４６が配置される。抵抗層４４の第２の部分５４には、ここでは金である電気コネクタ５２が電気接触しており、抵抗層４４のこのような第２の部分５４は、抵抗層４４の第１の部分５０から離れている。抵抗層４４の部分５０と部分５２との間の距離によって、Ｒ−Ｃフィルタ１８”の抵抗Ｒが提供される。導体層４０は、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のコンデンサＣの一方のプレートすなわち電極を提供し、コンデンサＣの他方のプレートは、導電プレート４６および抵抗層４４によって提供される。コンデンサＣの誘電体は、抵抗層４４とプレート４０との間に配置された誘電層４２によって提供される。抵抗層４４の部分５４は、説明するようにコネクタ５２に、抵抗層４４と誘電層４２とを貫く導電バイア（via）６２（図１２）によって導電層４０に、そして、コネクタ５２を通じて制御電極１７（図１２Ｂ）の一端に、電気接続されている。したがって、導電バイア６２（図１２）は、抵抗層４４の部分５４を、導電層４０が提供するコンデンサＣの下側プレートに電気接続する。結果として生じるＲ−Ｃフィルタ１８”を、図１２Ａに示す。図１１、図１２、および図１２Ａに示すように、コンデンサのプレート４６は、エアブリッジ導体４７によって入力ノード２０”に接続されている。上述のように、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のそれぞれ１つは、抵抗ＲとコンデンサＣとを含み、抵抗ＲとコンデンサＣとは、入力ノード２０”と、制御電極１７（図１２および図１２Ｂ）のうちの対応する１つとの間に、並列接続されている。抵抗層４４は、抵抗Ｒ（ここでは、例えば６オーム／ｓｑ）の抵抗層の役目も、コンデンサＣの頂部プレートすなわち電極の役目もする。Ｒ−Ｃフィルタ１８"の大きさを最小にするために、タンタルの抵抗層４４は、抵抗Ｒを提供する抵抗層の役目も、コンデンサＣの上部プレートすなわち電極の一部の役目もする。低周波数においては、フィルタ１８”は抵抗Ｒのみしか判断しない。しかし動作周波数帯においては、コンデンサＣが抵抗Ｒを短絡させ始め、利得が減少し過ぎることがない。
【００２５】
本発明者らは、１対のゲートフィンガー１７当たり１０オームの抵抗が適当であることを発見した。キャパシタンスＣは、容量性リアクタンスがバンドの下端における抵抗と等しくなるように選択した。本発明者らの場合であれば、１対のゲートフィンガー１７当たり１．６７ｐＦを用いて、Ｒ−Ｃの３ｄＢの周波数を９．５ＧＨｚに配置した。
【００２６】
従来の方法を用いれば４個から８個のフィルタになるのに対し、典型的な電力増幅器においては、３０個から５０個のコンパクトなＲ−Ｃフィルタが並列になる。本発明者らは、従来の方法は、本発明と比較して、セル１２の大きさが増大するとスプリアス振動の除去効果が少ないと考える。安定性を保証するために、従来の方法での性能は、本発明によるものよりもはるかに悪くなる。
【００２７】
他の実施形態も、添付の特許請求の範囲の精神および範囲内にある。例えば、それぞれのフィルタ１８”は１対の制御電極１７に接続されるが、フィルタ１８”は１つの制御電極１７のみに接続されてもよく、その場合には、図３のデバイス１２”は８個のフィルタ１８”を有する。
【符号の説明】
【００２８】
１２” トランジスタデバイス
１５” トランジスタセル
１７ 制御電極
１８” フィルタ
２０” 入力ノード
４０ 導電層
４２ 誘電層
４４ 抵抗層
４６ 導電電極
５０ 第１の部分
５２ コネクタ
５４ 第２の部分
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的にトランジスタ増幅器に関し、より詳細には、寄生振動（発振）、すなわちパラメータ発振（振動）を低減したトランジスタ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
当業者には既知のように、トランジスタ増幅器、特に高出力ｐＨＥＭＴおよびＨＢＴ電力増幅器は、増幅器が大信号によって駆動されるときのみに生じる振動を頻繁に有する。小信号の状況では、このような振動は通常存在しない。このような振動は、パラメータ発振と呼ばれることがある。特定の外部パラメータ（バイアス、周波数、入力駆動、および温度）の変化に依存するからである。小信号の状況では増幅器が完全に安定しているように見えるかもしれないが、その増幅器をよりハードに（激しく）駆動（ドライブ）すると、振動が現れる可能性がある。このような振動は、入力駆動、バイアス状況、および動作周波数に対して非常に変動しやすい傾向がある。図１は、電力増幅器１０を示す。増幅器は、図示のように配置された複数のトランジスタデバイス１２を含む。このようなタイプの増幅器１０において典型的に観察される振動のいくつかを、図４ないし図７に示す。図４は、分数調波ｆ／２および３ｆ／２振動を示す。図５は、増幅器が約０．５ｄＢで圧縮して駆動された時に現れた、２００ＭＨｚのスプリアス振動を示す。図６および図７は、電力駆動下で困難な問題であるスプリアス振動のさらなる例を示す。さらなる例は、”Power Amplifiers:From Milliwatts to Kilowatts・・・Cool Devices with Hot Performance,”Short Course Notes of Aryeh Platzker’s section,1998 GaAs IC Symposiumにおいて見出すことができる。このような振動が存在していると、多くのワイドバンドレーダの用途では、振動のトーンが誤った信号と間違えられてしまう可能性があり、重大な問題になる可能性がある。システムが適切に作動するには、このような振動の除去が不可欠である。
【０００３】
このような寄生振動を低減するのに一般的に用いる技術のひとつは、”Power Amplifiers:From Milliwatts to Kilowatts・・・Cool Devices with Hot Performance,”Short Course Notes of Steve Nelson and Aryeh Platzker’s section,1998 GaAs IC Symposiumにおいて示されている、パラレルＲ−Ｃフィルタを用いる、というものである。したがって、図１および図２を参照して、図１のトランジスタデバイス１２を、図２に示すトランジスタデバイス１２’等のトランジスタデバイス１２と置換する。したがって、このときそれぞれのデバイスは、共通ノード１６に接続されたゲート電極Ｇを有する、ここではそれぞれＦＥＴである複数のトランジスタセル１５を含む。入力ノード２０と共通ノード１６との間には、フィルタ１８、すなわちＲ−Ｃネットワーク、が接続されている。このようなＲ−Ｃフィルタ（すなわち、ネットワーク）１８は、図２に示すようにトランジスタセル１５のゲートマニホルド（すなわち、共通ノード１６）上に一般的に配置されており、本質的なトランジスタデバイスからいくらか取り去られている。
【０００４】
これもまた当業者には既知のように、駆動に依存する振動は、管増幅器について１９２０年代および３０年代にまず研究された。まず、バンデルポール（Van Der Pol）は、非線形抵抗がどのようにして強制振動を持ち込みうるのかを研究した。”Forced Oscillations in a Circuit with Non-Linear Resistance(Reception with reactive Triode)”,by Balth Van Der Pol,published by The London,Edinburgh,and Dublin Philosophical Magazine and Journal of Science,series 7,vol.III,no.13,Jan 1927,pp.65-81、および、Nonlinear Oscillations,by Nicholas Minorsky,published by D.Van Nostrand Company,Princeton,NJ 1962,page 241を参照のこと。Nonlinear Oscillations,by Nicholas Minorsky,published by D.Van Nostrand Company,Princeton,NJ 1962,page 469において報告されているように、MandlestamおよびPapalexiはさらに、電子管における分数調波振動を調べた。
【０００５】
何年もにわたって、大信号振動について非常に多くの著者達が調べてきた。Otward Muller and William Figel,”Stability Problems in Transistor Power Amplifiers,”Proceedings of the IEEE,Aug.1967,pp.1458-1466、W.Mumford,”Some Notes on the History of Parametric Oscillations,”Proceedings of the IRE,May 1960,pp.848-850、R.Phillips,”Parametric Oscillation in a Damped Resonant System,”IEEE Transactions on Circuit Theory,December 1963,pp.512-515、J.Manley and H.Rowe,”Some General Properties of Nonlinear Elements-Part 1.General Energy Relations,”Proceedings of the IEEE,July 1956,pp.904-913を参照されたい。
【０００６】
分数調波振動（ｆ／２、３ｆ／２、等）は、徹底的に調べられてきており、ポンプ式（pumped）可変容量ダイオードに匹敵する多くのものを作って、ｐＨＥＭＴデバイスにおける現象を説明することができる。ポンプ式可変容量ダイオードは、キャパシタンスが非線形であるために分数調波成分を生じる、ということは周知である。P.Penfield,Jr.& R.Rafuse,Varactor Applications,The MIT Press,Cambridge,MA,1962も参照されたい。まず、ＦＥＴのゲートは、ポンプ式可変容量ダイオードとして分析することができる。分数調波振動の主な原因は、ＣｇｓおよびＣｇｄにおける非線形性である。ただしＣｇｓはゲート・ソース間キャパシタンス（the gate to source capacitance）であり、Ｃｇｄはゲート・ドレイン間キャパシタンス(the gate to drain capacitance)である。J.Imbornone,M.Murphey,R.Donahue,E.Heaney,”New Insignt into Subharmonic Oscillation Mode of GaAs Power Amplifiers Under Severe Output Mismatch Condition,”1996 GaAs IC Symposium,pp.307-310も参照されたい。簡略化したＦＥＴのモデルを図８に示し、それと等価な入力インピーダンスを図９に示す。ただし、Ｇはゲート、Ｄはドレイン、Ｓはソース、ＩＤＳはドレイン・ソース間電流、Ｒｇはゲート抵抗、Ｃｇｓはゲート・ソース間キャパシタンス、Ｃｄｇはドレイン・ゲート間キャパシタンス、およびＣｄｓはドレイン・ソース間キャパシタンスである。
【０００７】
図３に示す非線形キャパシタンスＣ（ｔ）が、
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただしｔは時間、ポンプ周波数（入力駆動周波数）は２ω0である、のように変化すると仮定すると、
【００１０】
【数２】
【００１１】
であれば駆動周波数の半分で振動が生じる。ただし２ω0は入力信号周波数、ω0はｆ／２寄生振動の周波数、Ｒｓはダイオードの直列抵抗（ゲート抵抗Ｒｇに似ている）、Ｚｌはω0におけるダイオードが見た負荷インピーダンス（ＦＥＴのゲートから逆方向に見たインピーダンスに似ている）、Ｃ0は小信号キャパシタンス、およびＣ２は可変容量ダイオードのキャパシタンスの非線形成分である。この理論は、簡略化し過ぎてはいるが、ｐＨＥＭＴ電力増幅器の挙動を定性的に記述している。低駆動（Ｃ２→０）の下では、またはＲｓが十分高い場合には、分数調波振動は現れない。Ｒ−Ｃフィルタ１８（図２）を付け加えることによって、低周波数において入力抵抗が十分増大して、駆動下の振動を除去する。
【００１２】
スプリアス寄生振動についての研究は少ないが、これもまたトランジスタにおける非線形性のためである。スプリアス寄生振動に対するいくらかの洞察を、Otward MullerおよびWilliam Figelによる上述の参照文献において見出すことができる。この文献において、著者らは、増幅器を、バイアス点が入力駆動によって決まる、非線形増幅器および線形増幅器の重なりと考えている。非線形増幅器によって分数調波振動が生じ、線形増幅器成分によってスプリアス振動が生じる。デバイスを激しく駆動すると、その結果負の入力インピーダンスが生じ、それによって今度は振動が生じる可能性がある。Ｒ−Ｃフィルタ１８（図２）の抵抗によって、デバイス内の負の抵抗が相殺され、それによっていかなる振動も抑制される。
【発明の概要】
【００１３】
本発明の１つの特徴によれば、複数のトランジスタセルを有するトランジスタデバイスが提供される。セルのそれぞれ１つは、半導体を通るキャリアの流れを制御する制御電極を有する。デバイスは、入力ノードを有する。複数のフィルタが設けられる。フィルタのそれぞれ１つは、入力ノードと、複数のトランジスタセルの制御電極のうちの対応する１つとの間に結合されている。
【００１４】
本発明の一実施形態において、対になった制御電極が共通領域に接続され、フィルタのそれぞれ１つは、入力ノードと、共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている。
【００１５】
本発明の他の特徴によれば、半導体によって、複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供される。
【００１６】
本発明の他の特徴によれば、フィルタのそれぞれ１つは、抵抗とコンデンサとを含み、抵抗とコンデンサとは、入力ノードと、制御電極のうちの対応する１つとの間に、並列接続されている。
【００１７】
本発明のさらに他の特徴によれば、フィルタのそれぞれ１つは、導電層と、導電層上に配置された絶縁体（誘電体）と、誘電体の上に配置された抵抗層と、抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され入力ノードを提供する導電電極と、抵抗層の第１の部分から転置（ずれて配置）された抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、誘電体を通り第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む。
【００１８】
このような配置であれば、それぞれのデバイスにおける対になった制御電極、例えばゲートフィンガーに接続する、コンパクトな抵抗−コンデンサ（Ｒ−Ｃ）ネットワーク（すなわち、Ｒ−Ｃフィルタ）が提供される。このコンパクトなＲ−Ｃフィルタは、いくつかのモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）電力増幅器における寄生振動の除去に成功している。大きさがコンパクトなので、さらに設計を調整する必要がほとんど、または全くない状態で、現在のＭＭＩＣの設計に容易に組み込むことができる。このコンパクトなＲ−Ｃフィルタは、ｐＨＥＭＴ電力増幅器における駆動に依存する分数調波振動およびスプリアス振動を効果的に除去する。
【００１９】
本発明のこれらおよびその他の特徴、および本発明自体は、以下の詳細な説明を図面とともに考慮すれば、より容易に明白となるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来技術による増幅器の概略図である。
【図２】従来技術による、図１の増幅器において使用するために適合されている、トランジスタデバイスの概略図である。
【図３】本発明による、図１の増幅器において使用するために適合されている、トランジスタデバイスの概略図である。
【図４】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．５６２ボルト、入力電力Ｐｉｎ１５．４ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0１２ＧＨｚで動作する場合の、分数調波寄生振動を示すグラフである。
【図５】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．５０７ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0１２ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図６】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）０．５２５ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0９．５ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図７】図１の増幅器において用いられるトランジスタデバイスにおける、そのようなデバイスがドレイン・ゲート間電圧（Ｖｄｓ）２ボルト、ゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）−０．６２７ボルト、入力電力Ｐｉｎ１３．９ｄＢｍ、および入力周波数ｆ0９．５ＧＨｚで動作する場合の、スプリアス寄生振動を示すグラフである。
【図８】従来技術による、簡略ＦＥＴモデル等価回路の概略図である。
【図９】従来技術による図８のＦＥＴモデルの実効入力インピーダンスの概略図である。
【図１０】図３のトランジスタデバイスの概略平面図である。
【図１１】図３のトランジスタデバイスの一部の組立分解図であり、そのような組立分解部分は、図１０の９−９と名付けた矢印によって取り囲まれている。
【図１２】図１１のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１１の１０−１０線に沿っている。
【図１２Ａ】図１２Ａは、図３のトランジスタデバイスが用いるＲ−Ｃフィルタの概略図である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、図１１のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１１の１０Ｂ−１０Ｂ線に沿っている。
【図１３】図１０のトランジスタデバイスの一部の組立分解図であり、そのような組立分解部分は、図１０の１１−１１と名付けた矢印によって取り囲まれている。
【図１４】図１３のトランジスタデバイスの一部の概略断面図であり、そのような断面は、図１３の１２−１２線に沿っている。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
次に図３を参照すると、図１の増幅器において用いるようになっている、そのような増幅器において用いるトランジスタデバイス１２の代わりの、トランジスタデバイス１２”を示す。トランジスタデバイス１２”は、複数のトランジスタセル、ここでは８個のセル１５”を含む。セル１５”は、ここでは例えばガリウムヒ素半導体である半導体の活性領域において形成されている。セル１５”のそれぞれ１つは、例えばセルがＦＥＴの場合にはソース領域とドレイン領域との間に配置されたゲート電極、または、セルがバイポーラトランジスタの場合にはエミッタ領域とコレクタ領域との間に配置されたベース電極である、制御電極１７を含む。したがって、ＦＥＴトランジスタであってもバイポーラトランジスタであっても、制御電極１７（ゲートまたはベース）が、活性領域における１対の領域（ソース−ドレインまたはエミッタ−コレクタ）同士の間の活性領域においてキャリアの流れを制御する。
【００２２】
トランジスタデバイス１２”は、入力ノード２０”を含む。制御電極１７のそれぞれ１つは、Ｒ−Ｃフィルタ１８"を通じて入力ノード２０”に結合されている。ここで、制御電極１７のそれぞれの対は、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のうちの１つを共用する。したがって、この例においては、Ｒ−Ｃフィルタ１８”が４個ある。ここでは、トランジスタデバイス１５”はＦＥＴであり、ソース電極はアースに接続され、ドレイン電極は出力ノード３０に接続されている。
【００２３】
次に図１０ないし図１４を参照すると、トランジスタデバイス１２”が示されている。デバイス１２”は、半絶縁性ＩＩＩ族−Ｖ族、ここではガリウムヒ素、の基板３２（図１２、図１２Ｂ、および図１４）の上に形成される。デバイス１２”は、入力ノード２０”、複数（ここでは８個）のトランジスタセル１５”、および、複数（ここでは４個）のＲ−Ｃフィルタ１８”を含む。セル１５”のそれぞれ１つは、基板３２上の共通のメサ形状の活性領域３４（図１２、図１２Ｂ、および図１４）内に形成される。トランジスタセル１５”のそれぞれ１つは、ここでは、ソース領域Ｓとドレイン領域Ｄとの間に配置されたフィンガー状ゲート電極１７（すなわち、制御電極）を有するＦＥＴである。したがって、ゲート電極１７を用いて、ソース領域Ｓとドレイン領域Ｄとの間のキャリアの流れを制御する。特に図１３および図１４を参照して、ソース領域Ｓはソース接点（コンタクト）とオーム接触しており、これらは、図１２、図１２Ｂ、および図１４において最もはっきりと示されているように、エアブリッジ導体４０によって電気的に相互接続されている、ということが注意される。図１２Ｂおよび図１４において最もはっきりと示されているように、ソース領域Ｓは、基板３２の反対側の表面上に配置されたアース平面導体４３に接続されている。
【００２４】
図１０、図１１、および図１２を参照すると、まず、Ｒ−Ｃフィルタ１８”はそれぞれ構造が同一である、ということが注目される。その典型的なものを図１１、図１２、および図１２Ｂに詳細に示す。したがって、このようなフィルタ１８”は、基板３２の表面上に配置された導電層４０を含む。導電層４０は、ここでは金である。図示のように、導電層４０上に、ここでは窒化ケイ素である絶縁（誘電）層４２が形成される。誘電層４２の上に、ここではタンタルである抵抗層４４が配置される。抵抗層４４の第１の部分５０に電気接続するように、ここでは金である導電プレートすなわち電極４６が配置される。抵抗層４４の第２の部分５４には、ここでは金である電気コネクタ５２が電気接触しており、抵抗層４４のこのような第２の部分５４は、抵抗層４４の第１の部分５０から離れている。抵抗層４４の部分５０と部分５２との間の距離によって、Ｒ−Ｃフィルタ１８”の抵抗Ｒが提供される。導体層４０は、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のコンデンサＣの一方のプレートすなわち電極を提供し、コンデンサＣの他方のプレートは、導電プレート４６および抵抗層４４によって提供される。コンデンサＣの誘電体は、抵抗層４４とプレート４０との間に配置された誘電層４２によって提供される。抵抗層４４の部分５４は、説明するようにコネクタ５２に、抵抗層４４と誘電層４２とを貫く導電バイア（via）６２（図１２）によって導電層４０に、そして、コネクタ５２を通じて制御電極１７（図１２Ｂ）の一端に、電気接続されている。したがって、導電バイア６２（図１２）は、抵抗層４４の部分５４を、導電層４０が提供するコンデンサＣの下側プレートに電気接続する。結果として生じるＲ−Ｃフィルタ１８”を、図１２Ａに示す。図１１、図１２、および図１２Ａに示すように、コンデンサのプレート４６は、エアブリッジ導体４７によって入力ノード２０”に接続されている。上述のように、Ｒ−Ｃフィルタ１８”のそれぞれ１つは、抵抗ＲとコンデンサＣとを含み、抵抗ＲとコンデンサＣとは、入力ノード２０”と、制御電極１７（図１２および図１２Ｂ）のうちの対応する１つとの間に、並列接続されている。抵抗層４４は、抵抗Ｒ（ここでは、例えば６オーム／ｓｑ）の抵抗層の役目も、コンデンサＣの頂部プレートすなわち電極の役目もする。Ｒ−Ｃフィルタ１８"の大きさを最小にするために、タンタルの抵抗層４４は、抵抗Ｒを提供する抵抗層の役目も、コンデンサＣの上部プレートすなわち電極の一部の役目もする。低周波数においては、フィルタ１８”は抵抗Ｒのみしか判断しない。しかし動作周波数帯においては、コンデンサＣが抵抗Ｒを短絡させ始め、利得が減少し過ぎることがない。
【００２５】
本発明者らは、１対のゲートフィンガー１７当たり１０オームの抵抗が適当であることを発見した。キャパシタンスＣは、容量性リアクタンスがバンドの下端における抵抗と等しくなるように選択した。本発明者らの場合であれば、１対のゲートフィンガー１７当たり１．６７ｐＦを用いて、Ｒ−Ｃの３ｄＢの周波数を９．５ＧＨｚに配置した。
【００２６】
従来の方法を用いれば４個から８個のフィルタになるのに対し、典型的な電力増幅器においては、３０個から５０個のコンパクトなＲ−Ｃフィルタが並列になる。本発明者らは、従来の方法は、本発明と比較して、セル１２の大きさが増大するとスプリアス振動の除去効果が少ないと考える。安定性を保証するために、従来の方法での性能は、本発明によるものよりもはるかに悪くなる。
【００２７】
他の実施形態も、添付の特許請求の範囲の精神および範囲内にある。例えば、それぞれのフィルタ１８”は１対の制御電極１７に接続されるが、フィルタ１８”は１つの制御電極１７のみに接続されてもよく、その場合には、図３のデバイス１２”は８個のフィルタ１８”を有する。
【符号の説明】
【００２８】
１２” トランジスタデバイス
１５” トランジスタセル
１７ 制御電極
１８” フィルタ
２０” 入力ノード
４０ 導電層
４２ 誘電層
４４ 抵抗層
４６ 導電電極
５０ 第１の部分
５２ コネクタ
５４ 第２の部分
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体を通るキャリアの流れを制御する制御電極をそれぞれ有する複数のトランジスタセルと、
入力ノードと、
前記入力ノードと、前記複数のトランジスタセルの前記制御電極のうちの対応する１つとの間にそれぞれ結合されている複数のフィルタと、
を備えた、トランジスタデバイス。
【請求項２】
対になった前記制御電極は共通領域に接続され、前記フィルタはそれぞれ、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている、請求項１記載のトランジスタデバイス。
【請求項３】
前記半導体が、前記複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供する、請求項２記載のトランジスタデバイス。
【請求項４】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項１記載のトランジスタデバイス。
【請求項５】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項３記載のトランジスタデバイス。
【請求項６】
半導体と、
該半導体の活性領域において形成される複数のトランジスタセルであって、それぞれが、１対の領域の間に配置され前記活性領域を横切って延びて、前記１対の領域の間で前記活性領域を通るキャリアの流れを制御する制御電極を含む、複数のトランジスタセルと、
入力ノードと、
前記入力ノードと、前記複数のトランジスタセルの前記制御電極のうちの対応する１つとの間にそれぞれ結合されている複数のフィルタであって、該フィルタのそれぞれは、 導電層と、 該導電層上に配置された絶縁体と、 該絶縁体の上に配置された抵抗層と、 前記抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され前記入力ノードを提供する、導電電極と、 前記抵抗層の前記第１の部分から転置された前記抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、前記絶縁体を通り前記第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む複数のフィルタと、
を備える、トランジスタデバイス。
【請求項７】
対になった前記制御電極は共通領域に接続され、前記フィルタはそれぞれ、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項８】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項９】
前記フィルタはそれぞれ、
前記抵抗層によって提供される抵抗と、
前記導電層および前記導電電極および前記絶縁層によって提供されるコンデンサであって、前記抵抗と前記コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、コンデンサと、
を備える、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項１０】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項８記載のトランジスタデバイス。
【請求項１】
半導体を通るキャリアの流れを制御する制御電極をそれぞれ有する複数のトランジスタセルと、
入力ノードと、
前記入力ノードと、前記複数のトランジスタセルの前記制御電極のうちの対応する１つとの間にそれぞれ結合されている複数のフィルタと、
を備えた、トランジスタデバイス。
【請求項２】
対になった前記制御電極は共通領域に接続され、前記フィルタはそれぞれ、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている、請求項１記載のトランジスタデバイス。
【請求項３】
前記半導体が、前記複数のトランジスタセルの共通活性領域が提供する、請求項２記載のトランジスタデバイス。
【請求項４】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項１記載のトランジスタデバイス。
【請求項５】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項３記載のトランジスタデバイス。
【請求項６】
半導体と、
該半導体の活性領域において形成される複数のトランジスタセルであって、それぞれが、１対の領域の間に配置され前記活性領域を横切って延びて、前記１対の領域の間で前記活性領域を通るキャリアの流れを制御する制御電極を含む、複数のトランジスタセルと、
入力ノードと、
前記入力ノードと、前記複数のトランジスタセルの前記制御電極のうちの対応する１つとの間にそれぞれ結合されている複数のフィルタであって、該フィルタのそれぞれは、 導電層と、 該導電層上に配置された絶縁体と、 該絶縁体の上に配置された抵抗層と、 前記抵抗層の第１の部分に電気的に接触するように配置され前記入力ノードを提供する、導電電極と、 前記抵抗層の前記第１の部分から転置された前記抵抗層の第２の部分と電気的に接触するコネクタであって、前記絶縁体を通り前記第１の導体と電気的に接触するコネクタとを含む複数のフィルタと、
を備える、トランジスタデバイス。
【請求項７】
対になった前記制御電極は共通領域に接続され、前記フィルタはそれぞれ、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に結合されている、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項８】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項９】
前記フィルタはそれぞれ、
前記抵抗層によって提供される抵抗と、
前記導電層および前記導電電極および前記絶縁層によって提供されるコンデンサであって、前記抵抗と前記コンデンサとは、前記入力ノードと、前記制御電極のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、コンデンサと、
を備える、請求項６記載のトランジスタデバイス。
【請求項１０】
前記フィルタはそれぞれ、抵抗とコンデンサとを含み、該抵抗と該コンデンサとは、前記入力ノードと、前記共通領域のうちの対応する１つとの間に並列接続されている、請求項８記載のトランジスタデバイス。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１２−７５１７８（Ｐ２０１２−７５１７８Ａ）
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２６６７６４（Ｐ２０１１−２６６７６４）
【出願日】平成２３年１２月６日（２０１１．１２．６）
【分割の表示】特願２００１−５０４０６９（Ｐ２００１−５０４０６９）の分割
【原出願日】平成１２年６月９日（２０００．６．９）
【出願人】（５０３４５５３６３）レイセオン カンパニー (244)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１２月６日（２０１１．１２．６）
【分割の表示】特願２００１−５０４０６９（Ｐ２００１−５０４０６９）の分割
【原出願日】平成１２年６月９日（２０００．６．９）
【出願人】（５０３４５５３６３）レイセオン カンパニー (244)
【Ｆターム（参考）】
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