昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びこれを用いた交流モータ駆動装置
【課題】一次側と二次側の電圧の大小関係が変化しても連続的に電流の制御を行う際に一次側と二次側の電圧検出値のうち一方について逐次の値を不要とする。
【解決手段】昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのＤＣリアクトル３の電流を制御するために一次側と二次側の電圧Ｖ１，Ｖ２とＤＣリアクトル３の電流の検出値ＩＬを用いるが、このうち一方の電圧検出値Ｖ２はリアクトル電流制御の際の積分初期値にのみ使用し、通流率指令値を作成する際には逐次の値を演算に使用せず、他方の電圧検出値Ｖ１のみを逐次の値として使用する。
【解決手段】昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのＤＣリアクトル３の電流を制御するために一次側と二次側の電圧Ｖ１，Ｖ２とＤＣリアクトル３の電流の検出値ＩＬを用いるが、このうち一方の電圧検出値Ｖ２はリアクトル電流制御の際の積分初期値にのみ使用し、通流率指令値を作成する際には逐次の値を演算に使用せず、他方の電圧検出値Ｖ１のみを逐次の値として使用する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、二つの直流電源間で電力を授受する際に使用する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこれを用いた交流モータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の電圧と二次側の電圧のうちどちらの電圧が高い場合であっても双方向に電流を流すことができる。このような昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成としては、例えば下記の特許文献１に記載の構成のものが周知であり、その場合の半導体スイッチの基本的なスイッチング方法も確立されている。
【０００３】
従来、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側ないしは二次側の電圧を所望の値に制御できるように、ＤＣリアクトルに流れる電流を制御することが多かった。これにより、一次側および二次側に接続されている電源や負荷を好ましい電圧にて動作させることができる（例えば、下記の特許文献１および特許文献２参照）。
【０００４】
ところで、交流モータ駆動装置に電力貯蔵装置を接続して交流モータの駆動状況に応じて電力貯蔵要素の充放電を行うために、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる場合には、一次側と二次側で所望の電力を授受することが重要となる。この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側と二次側の電圧は、電力貯蔵要素や電源系統、あるいは負荷などの状態に応じて決定され、状況によって大きく変動する。このときは一次側ないしは二次側の電圧を制御するのではなく、充放電電力や系統からの入力電力が所望の値になるように制御している。
【０００５】
例えば、下記の特許文献３や特許文献４では、直流母線電圧がある範囲で変化する場合に、電力貯蔵要素の充放電可能電圧を広範囲に設定できるようにするため、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて電力の授受を行っている。
【０００６】
特に、特許文献３では、電圧の大小関係によらず電力の向きと大きさについて瞬時値ベースの連続的な可変制御を行っている。さらに、電力制御のためにリアクトル電流制御を行っており、リアクトル電流指令ＩＬ＊と結合リアクトル電流ＩＬの偏差、一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２から一次側と二次側の通流率指令を求めている。
【０００７】
また、特許文献４では、蓄電用のコンデンサを備え、モータの減速時にコンデンサを充電し、加速時にコンデンサを放電するモータ制御装置において、コンデンサに蓄えられたエネルギを有効に使うため、コンデンサの電圧がＤＣリンク部の電圧以上の場合だけでなく、ＤＣリンク部の電圧以下になっても所望の電力を放電できるように、電圧値の比較またはコンデンサから放電される電流値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの降圧と昇圧動作を切り換えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開昭６２−２８１７３６号公報
【特許文献２】特開２００２−２３８２５０号公報
【特許文献３】特許第４０９４６４９号公報
【特許文献４】特許第４５１２１４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記の特許文献３記載の従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、通流率指令値を求めるために、通流率指令値の演算周期毎にＤＣ／ＤＣコンバータの一次側と二次側の電圧検出値を用いてその比を計算する必要があった。このため、その電圧検出値を取り込むためのインタフェイスも高精度のものが必要になるとともに、制御負荷が大きくなるなどの問題がある。
【００１０】
また、特許文献４記載の従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータおよび交流モータ駆動装置にあっては、一次側と二次側の電圧比較や電流値に基づき、降圧動作と昇圧動作の切り換えを必要とするため、制御アルゴリズムが複雑であった。
【００１１】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用して降圧と昇圧の動作切り換えを不要とし、さらに二つの電圧検出値のうち一方のみを通流率指令値の演算周期毎に使用し、他方は充放電動作開始時にのみ使用することにより電圧検出を簡略化することが可能な昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこの昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた交流モータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明は、一次側と二次側の２つの直流電源の間で双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力変換用の主回路部と、この主回路部の動作を制御する制御部とを備え、
上記主回路部は、上記一次側の直流電源に接続される一次側端子の両端に接続された一次側の一対のスイッチと、上記二次側の直流電源に接続される二次側端子の両端に接続された二次側の一対のスイッチと、ＤＣリアクトルと、このＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器とを有し、上記各一対のスイッチ同士は互いに直列に接続され、かつ上記一次側と上記二次側の各一対のスイッチの互いの直列接続点同士が上記ＤＣリアクトルを介して接続され
上記制御部は、上記ＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流の制御指令値となるリアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出器で検出されるリアクトル電流検出値との誤差が０となるように上記リアクトル電流を制御するリアクトル電流制御部と、
このリアクトル電流制御部で得られる電圧指令値に基づいて上記スイッチの通流率を作成する通流率指令作成部と、この通流率指令作成部で作成された通流率を有する上記スイッチのオン、オフ制御用のゲート信号を作成するゲート信号作成部とを備え、
上記リアクトル電流制御部は、上記リアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出値との差を積分制御する積分器を有し、この積分器の初期値に上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうちのいずれか一方を用いており、また上記通流率指令作成部は、上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうち上記積分器の初期値に用いていない他方の電圧値を用いて通流率を計算するものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、一次側端子と二次側端子の各電圧に相当する電圧とＤＣリアクトルに流れる電流を検出し、制御部は両電圧検出値のうちの一方と、リアクトル電流検出値、およびＤＣリアクトルに流れる電流を指令する指令値を用いて各スイッチをオン、オフ制御し、電圧検出値のうちの他方はＤＣリアクトルに流れる電流を積分制御する際の初期値のみに用いているため、電圧検出が簡略化され、また、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用しているので、降圧と昇圧を切り換える動作が不要で、連続的な可変制御が可能な昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。
【００１４】
これにより、例えば直流電源からの直流電力をインバータにより交流電力に変換して交流モータに供給し、さらに直流電力を制御するための電力貯蔵装置を備える交流モータ駆動装置における電力貯蔵要素の充放電回路にこの昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを好適に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
【図２】同ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるリアクトル電流の波形図である。
【図３】同ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトル電流の平均値が変化する場合の波形図である。
【図４】同ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図５】同制御部におけるリアクトル電流制御部の詳細を示す構成図である。
【図６】同制御部における通流率指令作成部の詳細を示す構成図である。
【図７】同制御部における通流率指令作成部の他の例を示す構成図である。
【図８】同制御部におけるゲート信号作成部の詳細を示す構成図である。
【図９】本発明の実施の形態２における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１０】同制御部におけるゲート信号作成部の詳細を示す構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態３における交流モータ駆動装置を示す構成図である。
【図１２】同交流モータ駆動装置の電力貯蔵装置を示す構成図である。
【図１３】同交流モータ駆動装置において電力貯蔵装置を構成する電力貯蔵要素の一例を示す構成図である。
【図１４】同交流モータ駆動装置において電力貯蔵装置を構成する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１５】同制御部における入力電力制御部の詳細を示す構成図である。
【図１６】本発明の実施の形態４における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１７】同制御部における入力電力制御部の詳細を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの全体を示す構成図である。
【００１７】
この実施の形態１の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力変換用の主回路部８と、この主回路部８の動作を制御する制御部７とを有する。
【００１８】
ここに、主回路部８は、自己消弧型半導体のスイッチング素子である一次側の一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂが直列に接続され、これらのＩＧＢＴ１ａ，１ｂに対してはそれぞれ逆並列に還流ダイオード２ａ，２ｂが接続されている。同じく二次側の一対のＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄも直列接続されており、これらのＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄには、それぞれ逆並列に還流ダイオード２ｃ，２ｄが接続されている。各一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂおよびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄの直列接続点同士はＤＣリアクトル３を介して互いに接続されている。また、ＩＧＢＴ１ａのコレクタとＩＧＢＴ１ｂのエミッタはそれぞれ一次側端子１０ａ，１０ｂに接続され、ＩＧＢＴ１ｃのコレクタとＩＧＢＴ１ｄのエミッタはそれぞれ二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続されている。さらに、一次側端子１０ａ，１０ｂと並列に平滑コンデンサ４ａが、二次側端子１０ｃ，１０ｄと並列に平滑コンデンサ４ｂがそれぞれ接続されている。
なお、上記の各ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄと、これに個別に逆並列に接続された還流ダイオード２ａ〜２ｄが特許請求の範囲のスイッチに対応している。また、一次側あるいは二次側の端子１０ａ，１０ｂ、１０ｃ，１０ｄがコンデンサなどと接続される際には、平滑コンデンサ４ａ，４ｂの何れかあるいは両方は省略されることがある。
さらに、この主回路部８には、一次側端子１０ａ，１０ｂや二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧を検出する電圧検出器５ａ，５ｂやＤＣリアクトル３の電流を検出する電流検出器６が設けられている。
【００１９】
一方、制御部７は、各電圧検出器５ａ，５ｂや電流検出器６の各検出値、および図示しない上位の制御部から制御部７に入力されるリアクトル電流指令値に基づいて、ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄのスイッチング制御を行うためのゲート信号を出力する。このとき、一次側端子１０ａ，１０ｂの電圧検出値をＶ１、二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧検出値をＶ２、リアクトル電流検出値をＩＬ、リアクトル電流指令値をＩＬ＊とする。このとき、リアクトル電流検出値ＩＬは、一次側から二次側に流れる向きを正とする。なお、これらの各検出器５ａ，５ｂ，６は、等価的な検出値が得られる別の場所に設けることができる。また、該当部分の検出値が図示しない上位の制御部などから与えられる場合は、検出器を省略することができるのは勿論である。
【００２０】
ここで、この実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの基本動作を説明する。なお、ここでは説明の便宜上、ＤＣリアクトル３に流れるリアクトル電流は、その検出値ＩＬと同じ符号を使用する。
図２はＤＣリアクトル３に流れるリアクトル電流ＩＬの定常時の電流波形例を示しており、平均電流にリプル電流が重畳されている。リアクトル電流ＩＬに含まれるリプル電流を図２のように、上下のピーク間の変動幅として定義する。このとき、ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄの通流率（オンデューティ比）は原則的には、次の表１に示すようになる。
【００２１】
【表１】
【００２２】
ここで、通流率“０”はＩＧＢＴが常時オフ、通流率“１”は常時オンの状態である。なお、直列に接続された一対のＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｂの通流率の和、および一対ＩＧＢＴ１ｃとＩＧＢＴ１ｄの通流率の和はそれぞれ“１”であって、一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄに加わるゲート信号が常にオン／オフ逆の状態をとることは言うまでもない。したがって、ゲート信号の作成にはＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄ全ての通流率を求める必要はなく、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｂの何れかとＩＧＢＴ１ｃとＩＧＢＴ１ｄの何れかの通流率を求めればよい。さらに、一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄの短絡防止のために双方がオフとなるデッドタイムの期間を設ける必要があるのも勿論である。
【００２３】
また、各ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄと還流ダイオード２ａ〜２ｄのどちらに電流が流れるかは、リアクトル電流ＩＬの極性で決定される。具体的にはＩＬ＞０の場合は、ＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｄ、還流ダイオード２ｂ，２ｃに電流が流れ、また、ＩＬ＜０の場合は、ＩＧＢＴ１ｂ，ＩＧＢＴ１ｃ、還流ダイオード２ａ，２ｄに電流が流れる。
【００２４】
ところで、表１では電圧条件によって場合分けをしていたが、実際の通流率は０〜１であるから、次の表２に示すように、電圧Ｖ１，Ｖ２の大小関係や充電放電状態にかかわらず各ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄの通流率を単純な式で求めることができる。つまり、Ｖ２／Ｖ１を計算し、次いでその逆数Ｖ１／Ｖ２を計算した後、これらの値をリミッタで０〜１の範囲に制限することにより、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｃの通流率を計算でき、これらより全部のゲート信号が作成できる。この点については、後述の制御部７を構成する通流率指令作成部１２とゲート信号作成部１３についての動作説明を行う際にさらに詳しく説明する。
【００２５】
【表２】
【００２６】
次に、この昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの基本的な電流制御方法について説明する。
図３はリアクトル電流ＩＬが変化する様子を示したものである。まず、図２に示すような定常状態において、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｃの通流率がＤａ，Ｄｃとする。リアクトル電流ＩＬの平均値を変化させる場合、ＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｃの通流率をＤａ＋ΔＤａ，Ｄｃ＋ΔＤｃに変更する。ここに、ΔＤａは通流率Ｄａについての変化分、ΔＤｃは通流率Ｄｃについての変化分である。
【００２７】
図３（ａ）のようにリアクトル電流ＩＬが正の値の場合に、リアクトル電流ＩＬが大きくなる方向に変化させる場合はΔＤａを正の値、ΔＤｃを負の値に設定する。つまり、ＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄａを増加させ、逆にＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄｃを減少させる。また、図３（ｂ）のようにリアクトル電流ＩＬが小さくなる方向に変化させる場合は、ΔＤａを負の値、ΔＤｃを正の値に設定する。つまり、ＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄａを減少させ、逆にＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄｃを増加させる。なお、リアクトル電流ＩＬが負の値の場合に、そのリアクトル電流ＩＬの絶対値を大きくするにはΔＤａを負の値、ΔＤｃを正の値に設定することになる。
【００２８】
図４は本発明の実施の形態１における制御部７を示す構成図である。
制御部７は、リアクトル電流制御部１１、通流率指令作成部１２、およびゲート信号作成部１３からなる。
【００２９】
図５は図４の制御部７におけるリアクトル電流制御部１１の詳細を示す構成図である。
リアクトル電流制御部１１では、図示しない上位の制御部から入力されるリアクトル電流指令値ＩＬ＊からリアクトル電流検出値ＩＬを減算器２１で減算し、ＰＩ制御器２２に入力する。
【００３０】
このとき、ＰＩ制御器２２の積分初期値は二次側の電圧検出値Ｖ２とする。ＰＩ制御器２２はＩＧＢＴ１ａ〜１ｄの全ゲートがオフしている、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが休止している間は積分を停止しており、全ゲートオフが解除されるタイミングで積分器を二次側の電圧検出値Ｖ２にリセットする。ＰＩ制御器２２の出力は二次側電圧指令値Ｖ２＊相当となり、次段の通流率指令作成部１２に入力される。
なお、図５には示さないがＰＩ制御器２２の積分値や二次側電圧指令値Ｖ２＊にリミッタにより制限をかけることができるのは言うまでもない。このとき、制限値の例としては、固定値ならば（二次側の電圧検出値Ｖ２の上限＋所定値）と（二次側の電圧検出値Ｖ２の下限−所定値）である。
【００３１】
図６は図４の制御部７における通流率指令作成部１２の詳細を示す構成図である。
リアクトル電流制御部１１から入力される二次側電圧指令値Ｖ２＊は、除算器２４により一次側の電圧検出値Ｖ１で除算される。なお、実際には一次側の電圧検出値Ｖ１はリミッタ２３で現実的な電圧範囲に制限され、除算器２４には制限後の値が入力される。リミッタ２３の制限値の下限は“０”で除算することを防ぐため“０”より大きい値に設定する。概ね一次側電圧の変動範囲を設定すれば問題ない。
【００３２】
除算器２４の出力値（Ｖ２＊／Ｖ１）をリミッタ２７ａで０〜１の範囲に制限したものが一次側端子１０ａ，１０ｂに接続されたＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄ１となる。このとき、直列接続された他方のＩＧＢＴ１ｂの通流率は（１−Ｄ１）である。定常時の通流率は、表２に示したとおりであるが、二次側の電圧検出値Ｖ２を逐次検出しなくてもリアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用して通流率を計算すればリアクトル電流を所望の値に制御することができる。
【００３３】
次に、二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続されたＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの通流率は、まず、除算器２４の出力値（Ｖ２＊／Ｖ１）をリミッタ２５で制限した後の値をＸとすると、逆数演算器２６で１／Ｘを求める。続いて、逆数演算器２６の出力をリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限したものが一方のＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄ２である。このとき、直列接続された他方のＩＧＢＴ１ｄの通流率は（１−Ｄ２）である。定常時の通流率は、表２に示したとおりであるが、二次側の電圧検出値Ｖ２を逐次検出しなくてもリアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用して通流率を計算すればリアクトル電流を所望の値に制御することができる。
【００３４】
リミッタ２５の制限値は通流率が０〜１に制限されることから、下限値は“０”より大きく“１”以下ならよい。上限値は処理上オーバーフローを起こさない値に制限する程度であって、リアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊が制限されている際には特に設ける必要はない。
【００３５】
このようにして、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１が０〜１の範囲になるので、逆数演算器２６の出力は“１”より大きくなり、これをリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ２は“１”になる。そのため、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１，（１−Ｄ１）が電流制御を担う。
【００３６】
また、逆にＶ１＜Ｖ２のときは、除算器２４の出力は“１”より大きくなり、これをリミッタ２７ａで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ１は“１”になる。一方、逆数演算器２６の出力は“１”より小さくなり、これをリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ２は０〜１の範囲になる。そのため、Ｖ１＜Ｖ２のときは通流率Ｄ２，（１−Ｄ２）が電流制御を担う。つまり、前述の表１、表２に示すようになる。なお、Ｖ１＝Ｖ２のときは、Ｄ１＝Ｄ２＝１となるので、リアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊は連続的に変化する。
【００３７】
図７は図４の制御部７における通流率指令作成部１２の別例を示す構成図である。
図７では図６の逆数演算器２６の代わりに除算器２８を用いたもので、同様の効果が得られる。
【００３８】
図８は図４の制御部７におけるゲート信号作成部１３の詳細を示す構成図である。
通流率指令作成部１２からの通流率Ｄ１，Ｄ２の信号をコンパレータ２９ａ，２９ｂでキャリア信号Ｓｃと比較する。このときキャリア信号Ｓｃは、０〜１の値をとる三角波、ないしはのこぎり波とする。これにより、一方のコンパレータ２９ａの出力がＩＧＢＴ１ａのゲート信号Ｇ１ｐ、このゲート信号Ｇ１ｐの反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ａの出力がＩＧＢＴ１ｂのゲート信号Ｇ１ｎとなる。また、他方のコンパレータ２９ｂの出力がＩＧＢＴ１ｃのゲート信号Ｇ２ｐ、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ｂの出力がＩＧＢＴ１ｄのゲート信号Ｇ２ｎとなる。
なお、通流率Ｄ１，Ｄ２の信号を−１〜１の信号にレベル変換した後に、−１〜１の値をとるキャリア信号Ｓｃと比較しても同様の結果が得られる。
【００３９】
したがって、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１が０〜１の範囲になるので、一方のコンパレータ２９ａの出力であるゲート信号Ｇ１ｐと、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ａの出力であるゲート信号Ｇ１ｎとによって上下のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂが駆動制御される。このとき、ゲート信号Ｇ２ｐは“１”でＩＧＢＴ１ｃは常時オン、ゲート信号Ｇ２ｎは“０”でＩＧＢＴ１ｄは常時オフである。
【００４０】
また、Ｖ１＜Ｖ２のときは、通流率Ｄ２が０〜１の範囲になるので、他方のコンパレータ２９ｂの出力であるゲート信号Ｇ２ｐと、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ｂの出力であるゲート信号Ｇ２ｎとによって上下のＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄが駆動制御される。このとき、ゲート信号Ｇ１ｐは“１”でＩＧＢＴ１ａは常時オン、ゲート信号Ｇ１ｎは“０”でＩＧＢＴ１ｄは常時オフである。
なお、実際にはゲート信号Ｇ１ｐとＧ１ｎの間、ゲート信号Ｇ２ｐとＧ２ｎの間にはそれぞれ短絡防止期間が設けられる。短絡防止期間中は還流ダイオード２ａ〜２ｄに電流が流れる。
【００４１】
以上のように、この実施の形態１では、リアクトル電流ＩＬが一次側と二次側の各電圧検出値Ｖ１，Ｖ２の大小関係に関係なく、上位の制御部から入力されるリアクトル電流指令値ＩＬ＊により連続的に制御できる。つまり、上位の制御部が所望の一次側と二次側で授受したい電力の向きと大きさに応じて正、０、負の間を変化するリアクトル電流指令値ＬＩ＊を作成しても、降圧と昇圧を切り換える動作が不要で、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用して連続的な電圧可変制御が可能となる。
【００４２】
さらに、この実施の形態１では、二次側の電圧検出値Ｖ２は、リアクトル電流制御部１１のＰＩ制御器２２の積分初期値としてだけ用いられており、全ゲートオフの状態が解除されＤＣ／ＤＣコンバータの動作が開始されるタイミングでのみ使用される。また、通流率指令作成部１２は、二次側の電圧検出値Ｖ２に代わり、二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、逐次の値を演算に使用することがなく、電圧検出器５ａ，５ｂを簡略化できるという従来にない効果が得られる。
【００４３】
なお、リアクトル電流制御部１１と通流率指令作成部１２において一次側の電圧検出値Ｖ１と二次側の電圧検出値Ｖ２を入れ換えることもできる。このとき、リアクトル電流制御部１１への入力は一次側の電圧検出値Ｖ１に、通流率指令作成部１２への入力は二次側の電圧検出値Ｖ２に、リアクトル電流制御部１１の出力は一次側電圧指令値Ｖ１＊になり、通流率指令作成部１２の一方のリミッタ２７ａの出力は二次側の通流率Ｄ２に、他方のリミッタ２７ｂの出力は一次側の通流率Ｄ１になる。
【００４４】
実施の形態２．
図９は本発明の実施の形態２における制御部７の構成図、図１０はゲート信号作成部１３の構成図であり、図４および図８に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。また、実施の形態１と同様の構成部分の説明は省略する。
【００４５】
この実施の形態２の特徴は、ゲート信号作成部１３に一次側と二次側の各通流率Ｄ１，Ｄ２に加えて、リアクトル電流指令値ＩＬ＊が入力される。また、ゲート信号作成部１３は、実施の形態１の構成に加えて、２つのコンパレータ３１ａ，３１ｂと、４つのＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄが設けられている。
【００４６】
ここで、コンパレータ３１ａの一方の入力端子に加えるしきい値ＩＬｓｐは正の所望の値に設定され、また、他方のコンパレータ３１ｂの一方の入力端子に加えるしきい値ＩＬｓｍは負の所望の値に設定される。これにより、リアクトル電流指令値ＩＬ＊の不感帯を決定する。
【００４７】
すなわち、各しきい値ＩＬｓｐ，ＩＬｓｍをリアクトル電流指令値ＩＬ＊と比較することにより、
（１）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が両しきい値ＩＬｓｍ〜ＩＬｓｐの間の範囲では、各コンパレータ３１ａ，３１ｂは共に“０”を出力するため、各ＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄの出力は全て“０”、つまり全ゲートオフの状態になる。
（２）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が一方のしきい値ＩＬｓｐ以上になると、コンパレータ３１ａの出力が“１”となるため、ＡＮＤ演算器３２ａ，３２ｄを介してゲート信号Ｇ１ｐ，Ｇ２ｎが出力される。
（３）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が他方のしきい値ＩＬｓｍ以下になると、コンパレータ３１ｂの出力が“１”となるため、ＡＮＤ演算器３２ｂ，３２ｃを介してゲート信号Ｇ１ｎ，Ｇ２ｐが出力される。
【００４８】
これにより、チョッパ動作により電流がＩＧＢＴ１ａ〜１ｄを流れる場合にゲート信号を出力し、還流ダイオード２ａ〜２ｄを流れる場合にはゲートオフされることになる。つまり、ＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄによって、リアクトル電流指令値ＩＬ＊に基づき自動的に実質的に不要であるゲート信号をオフすることができる。したがって、この場合には、不感帯がデッドタイムの役割を果たすため、上下のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄに対する短絡防止期間を設ける必要がなくなる。
【００４９】
このとき、各しきい値ＩＬｓｍ，ＩＬｓｐの絶対値を概ね図２に示したリプル電流の１／２としてもよい。リアクトル電流指令値ＩＬ＊がリプル電流の１／２以下になると、直列に接続したＩＧＢＴの片側だけをゲート駆動している場合には誤差が大きくなるので、この区間を不感帯にできる効果がある。
【００５０】
以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、二次側の電圧検出値Ｖ２はリアクトル電流制御部１１のＰＩ制御器２２の積分初期値として用いており、全ゲートオフの状態が解除され、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が開始されるタイミングでのみ使用される。また、通流率指令作成部１２は、二次側の電圧検出値Ｖ２の代わり二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、逐次の値を演算に使用することがなく、電圧検出器を簡略化できるという従来にない効果が得られる。さらに、この実施の形態２では、短絡防止期間を必要としないため、短絡防止期間に起因するＩＧＢＴ１ａ〜１ｄの導通時間の誤差が発生しないという効果も得られる。また、この実施の形態２ではリアクトル電流指令値ＩＬ＊を用いたが、リアクトル電流検出値ＩＬを用いることもできる。
【００５１】
実施の形態３．
図１１は本発明の実施の形態３における交流モータ駆動装置の全体を示す構成図である。
【００５２】
この実施の形態３の交流モータ駆動装置は、直流電源５１から直流電力が供給される直流母線５２に接続された複数のインバータ５３，５３，・・・と、直流母線５２に並列に接続された一つの電力貯蔵装置５５とを備え、各インバータ５３，５３，・・・には個別に交流モータ５４，５４，・・・が接続されている。
【００５３】
そして、直流電源５１より出力された直流電力は、直流母線５２を介して各インバータ５３，５３，・・・に供給され、各インバータ５３，５３，・・・で所望の交流電圧を発生させて交流モータ５４，５４，・・・を駆動する。なお、ここでは直流母線５２に対して各インバータ５３，５３，・・・と交流モータ５４，５４，・・・とが複数組設けられているが１組だけ接続される場合もある。
【００５４】
上記の直流電源５１は、図示しないが、例えば交流電源からの交流電力をトランスやリアクトルを介して回生可能な整流器に入力されて整流化された後、平滑コンデンサで平滑されることにより直流電力を得ている。
【００５５】
電力貯蔵装置５５は、図１２に示すように、エネルギを蓄積する電力貯蔵要素６１と、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２とから構成されており、このＤＣ／ＤＣコンバータ６２の一次側が直流母線５２に、二次側が電力貯蔵要素６１に接続されている。
【００５６】
電力貯蔵要素６１は、例えば図１３に示すような構成を有する。すなわち、この電力貯蔵要素６１は、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）からなる複数のＥＤＬＣセル７１，７１，・・・を直列接続するとともに、各ＥＤＬＣセル７１，７１，・・・間の電圧のばらつきを低減するために、各ＥＤＬＣセル７１，７１，・・・に対して電圧バランス抵抗７３，７３，・・・を個別に並列接続してなるＥＤＬＣモジュール７２，７２，・・・を有する。そして、電力貯蔵要素６１は、これらのＥＤＬＣモジュール７２，７２，・・・のｍ×ｎ（ｍ、ｎは１以上の数）個を直・並列接続することでＥＤＬＣユニットとして構成されている。
【００５７】
また、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は、電力変換用の主回路部８と、この主回路部８を制御する制御部７とからなる。
【００５８】
この場合、主回路部８の構成は、基本的には図１に示した実施の形態１の主回路部８の構成と同じであるが、この実施の形態３では、主回路部８の一次側が直流母線５２に接続されるので、一次側端子１０ａ，１０ｂと二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続された電圧検出器５ａ，５ｂやＤＣリアクトル３の電流を検出する電流検出器６に加えて、直流電源５１の出力電流すなわち直流母線５２上の交流モータ駆動装置の入力電流Ｉｉｎを検出する電流検出器９を備えている。なお、一次側端子１０ａ，１０ｂの電圧は直流母線５２の電圧、二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧は電力貯蔵要素６１の端子電圧と等価であるので、各々の端子とは別の場所に電圧検出器５ａ，５ｂを設けてもよい。さらに、直流電源５１や電力貯蔵要素６１は容量成分を持つので、平滑コンデンサ４ａ，４ｂのどちらかあるいは両方を省略することが可能である。
【００５９】
一方、制御部７は、上記の各検出値や図示しない上位の制御部から入力される交流モータ駆動装置の入力電力指令値Ｐｉｎ＊に基づいて、ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄのスイッチング制御を行うためのゲート信号を出力する。このとき、交流モータ駆動装置の入力電流Ｉｉｎと入力電力Ｐｉｎの向きは、直流電源５１から電力貯蔵装置５５の向きを正とする。また、入力電流Ｉｉｎは、インバータ３や昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２のスイッチングに起因する高周波成分を含むため、入力電流Ｉｉｎの検出値はアナログまたはデジタルのフィルタを介して制御部７に入力することが望ましい。
【００６０】
ここで、制御部７の構成としては、図１４に示すように、実施の形態１（図４）の場合と同様、リアクトル電流制御部１１、通流率指令作成部１２、およびゲート信号作成部１３を備えるとともに、さらにリアクトル電流制御部１１の前段に、入力電力制御部１４が設けられている。
【００６１】
図１５は本発明の実施の形態３における入力電力制御部１４の構成例を示す図である。
入力電力制御部１４は、交流モータ駆動装置の入力電力の絶対値を所定値内に制限するために必要となるリアクトル電流を求め、これをリアクトル電流指令値ＩＬ＊として出力するものである。
【００６２】
すなわち、一次側の電圧検出値Ｖ１と入力電流Ｉｉｎとを乗算器８１に入力して両者を乗算することで入力電力検出値Ｐｉｎを求める。次いで、減算器８２で入力電力検出値Ｐｉｎと入力電力指令値Ｐｉｎ＊との差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を求める。ここで、入力電力指令値Ｐｉｎ＊は、入力電力の制限値に相当し、力行時は正の値、回生時は負の値をとる。続いて、増幅器８３で減算器８２の出力（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を所定倍Ｋし、この出力Ｋ・（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を積分器８４に入力して積分し、その積分した値をリアクトル電流指令値ＩＬ＊として出力する。
【００６３】
なお、力行時はリアクトル電流指令値ＩＬ＊を“０”以下に、回生時はリアクトル電流指令値ＩＬ＊を“０”以上に制限することにより、電力貯蔵装置５５への不要な充放電を阻止し、入力電力のピークカットだけを行うことができる。
その他の構成、および動作等は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６４】
以上のように、この実施の形態３では電力貯蔵装置５５に本発明の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２を適用したため、直流母線５２の電圧検出値Ｖ１に影響されず電力貯蔵要素６１を充放電することができ、電力貯蔵要素６１の利用率を向上できる。また、直流母線５２の電圧検出値Ｖ１と電力貯蔵要素６１の電圧検出値Ｖ２の大小関係にかかわらず自動的に所望の電力を充放電することができる。さらに、通流率指令作成部１２では、電力貯蔵要素６１側の電圧検出値Ｖ２の代わりに、リアクトル電流制御部１１で得られる二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、電力貯蔵要素６１の電圧検出値Ｖ２は、逐次の値を演算に使用することはなく、所望の電力を充放電することができる。その結果、交流モータ駆動装置の入力電力Ｐｉｎを所定値内に制限できるというこれまでにない効果を得ることができる。
【００６５】
なお、この実施の形態３では、実施の形態１に示した構成の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２を適用したが、実施の形態２に示した制御部７の構成（図９）において、リアクトル電流制御部１１の前段に入力電力制御部１４を設けることも可能である。
【００６６】
実施の形態４．
図１６は実施の形態４における制御部７の構成図、図１７は入力電力制御部１４の構成図であり、実施の形態３の図１４、図１５と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。また、実施の形態３と同様の構成部分の説明は省略する。
【００６７】
この実施の形態４では、入力電力制御部１４に対して、一次側の電圧検出値Ｖ１に加えて二次側の電圧検出値Ｖ２を共に入力している。そして、両電圧検出値Ｖ１，Ｖ２を最小値演算器８６に入力して両電圧検出値Ｖ１，Ｖ２のうちの小さい方の値を選択する。こうして選択された値が“０”より大きくなるようにリミッタ８７で制限した後、この選択された値（０より大）と、減算器８２で得られた電力検出値Ｐｉｎと入力電力指令値Ｐｉｎ＊との電力差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）とを共に除算器８５に入力する。そして、除算器８５で上記の電力差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を最小値演算器８６で選択された値（０より大）で除算する。そして、除算器８５で得られた値を増幅器８３と積分器８４で積分制御を行ってリアクトル電流指令値ＩＬ＊を求める。
【００６８】
これにより、入力電力制御部１４では、二次側の電圧検出値Ｖ２を必要とするが、入力電力制御部１４の制御周期をリアクトル電流制御部１１や通流率指令作成部１２の制御周期よりも遅く設定することが可能である。したがって、リアクトル電流制御部１１や通流率指令作成部１２で二次側の電圧検出値Ｖ２の逐次の値を用いる必要がなく、電圧検出器５ａ，５ｂや制御プログラムの負荷を軽減できるという効果がある。
【００６９】
なお、上記の各実施の形態１〜実施の形態４では、自己消弧型半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、これに限らず、ＭＯＳＦＥＴなど他の半導体スイッチング素子を用いることもできる。また、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合には逆並列に接続するダイオードを省略することができる。
【符号の説明】
【００７０】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ ＩＧＢＴ（自己消弧型半導体スイッチング素子）、
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ 還流ダイオード、３ ＤＣリアクトル、
５ａ，５ｂ 電圧検出器、６ 電流検出器、７ 制御部、１１ リアクトル電流制御部、１２ 通流率指令作成部、１３ ゲート信号作成部、１４ 入力電力制御部、
５１ 直流電源、５２ 直流母線、５３ インバータ、５４ 交流モータ、
５５ 電力貯蔵装置、６１ 電力貯蔵要素、６２ 昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、二つの直流電源間で電力を授受する際に使用する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこれを用いた交流モータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の電圧と二次側の電圧のうちどちらの電圧が高い場合であっても双方向に電流を流すことができる。このような昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成としては、例えば下記の特許文献１に記載の構成のものが周知であり、その場合の半導体スイッチの基本的なスイッチング方法も確立されている。
【０００３】
従来、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側ないしは二次側の電圧を所望の値に制御できるように、ＤＣリアクトルに流れる電流を制御することが多かった。これにより、一次側および二次側に接続されている電源や負荷を好ましい電圧にて動作させることができる（例えば、下記の特許文献１および特許文献２参照）。
【０００４】
ところで、交流モータ駆動装置に電力貯蔵装置を接続して交流モータの駆動状況に応じて電力貯蔵要素の充放電を行うために、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる場合には、一次側と二次側で所望の電力を授受することが重要となる。この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側と二次側の電圧は、電力貯蔵要素や電源系統、あるいは負荷などの状態に応じて決定され、状況によって大きく変動する。このときは一次側ないしは二次側の電圧を制御するのではなく、充放電電力や系統からの入力電力が所望の値になるように制御している。
【０００５】
例えば、下記の特許文献３や特許文献４では、直流母線電圧がある範囲で変化する場合に、電力貯蔵要素の充放電可能電圧を広範囲に設定できるようにするため、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて電力の授受を行っている。
【０００６】
特に、特許文献３では、電圧の大小関係によらず電力の向きと大きさについて瞬時値ベースの連続的な可変制御を行っている。さらに、電力制御のためにリアクトル電流制御を行っており、リアクトル電流指令ＩＬ＊と結合リアクトル電流ＩＬの偏差、一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２から一次側と二次側の通流率指令を求めている。
【０００７】
また、特許文献４では、蓄電用のコンデンサを備え、モータの減速時にコンデンサを充電し、加速時にコンデンサを放電するモータ制御装置において、コンデンサに蓄えられたエネルギを有効に使うため、コンデンサの電圧がＤＣリンク部の電圧以上の場合だけでなく、ＤＣリンク部の電圧以下になっても所望の電力を放電できるように、電圧値の比較またはコンデンサから放電される電流値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの降圧と昇圧動作を切り換えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開昭６２−２８１７３６号公報
【特許文献２】特開２００２−２３８２５０号公報
【特許文献３】特許第４０９４６４９号公報
【特許文献４】特許第４５１２１４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記の特許文献３記載の従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、通流率指令値を求めるために、通流率指令値の演算周期毎にＤＣ／ＤＣコンバータの一次側と二次側の電圧検出値を用いてその比を計算する必要があった。このため、その電圧検出値を取り込むためのインタフェイスも高精度のものが必要になるとともに、制御負荷が大きくなるなどの問題がある。
【００１０】
また、特許文献４記載の従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータおよび交流モータ駆動装置にあっては、一次側と二次側の電圧比較や電流値に基づき、降圧動作と昇圧動作の切り換えを必要とするため、制御アルゴリズムが複雑であった。
【００１１】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用して降圧と昇圧の動作切り換えを不要とし、さらに二つの電圧検出値のうち一方のみを通流率指令値の演算周期毎に使用し、他方は充放電動作開始時にのみ使用することにより電圧検出を簡略化することが可能な昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこの昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた交流モータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明は、一次側と二次側の２つの直流電源の間で双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力変換用の主回路部と、この主回路部の動作を制御する制御部とを備え、
上記主回路部は、上記一次側の直流電源に接続される一次側端子の両端に接続された一次側の一対のスイッチと、上記二次側の直流電源に接続される二次側端子の両端に接続された二次側の一対のスイッチと、ＤＣリアクトルと、このＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器とを有し、上記各一対のスイッチ同士は互いに直列に接続され、かつ上記一次側と上記二次側の各一対のスイッチの互いの直列接続点同士が上記ＤＣリアクトルを介して接続され
上記制御部は、上記ＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流の制御指令値となるリアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出器で検出されるリアクトル電流検出値との誤差が０となるように上記リアクトル電流を制御するリアクトル電流制御部と、
このリアクトル電流制御部で得られる電圧指令値に基づいて上記スイッチの通流率を作成する通流率指令作成部と、この通流率指令作成部で作成された通流率を有する上記スイッチのオン、オフ制御用のゲート信号を作成するゲート信号作成部とを備え、
上記リアクトル電流制御部は、上記リアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出値との差を積分制御する積分器を有し、この積分器の初期値に上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうちのいずれか一方を用いており、また上記通流率指令作成部は、上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうち上記積分器の初期値に用いていない他方の電圧値を用いて通流率を計算するものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、一次側端子と二次側端子の各電圧に相当する電圧とＤＣリアクトルに流れる電流を検出し、制御部は両電圧検出値のうちの一方と、リアクトル電流検出値、およびＤＣリアクトルに流れる電流を指令する指令値を用いて各スイッチをオン、オフ制御し、電圧検出値のうちの他方はＤＣリアクトルに流れる電流を積分制御する際の初期値のみに用いているため、電圧検出が簡略化され、また、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用しているので、降圧と昇圧を切り換える動作が不要で、連続的な可変制御が可能な昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。
【００１４】
これにより、例えば直流電源からの直流電力をインバータにより交流電力に変換して交流モータに供給し、さらに直流電力を制御するための電力貯蔵装置を備える交流モータ駆動装置における電力貯蔵要素の充放電回路にこの昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを好適に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
【図２】同ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるリアクトル電流の波形図である。
【図３】同ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトル電流の平均値が変化する場合の波形図である。
【図４】同ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図５】同制御部におけるリアクトル電流制御部の詳細を示す構成図である。
【図６】同制御部における通流率指令作成部の詳細を示す構成図である。
【図７】同制御部における通流率指令作成部の他の例を示す構成図である。
【図８】同制御部におけるゲート信号作成部の詳細を示す構成図である。
【図９】本発明の実施の形態２における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１０】同制御部におけるゲート信号作成部の詳細を示す構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態３における交流モータ駆動装置を示す構成図である。
【図１２】同交流モータ駆動装置の電力貯蔵装置を示す構成図である。
【図１３】同交流モータ駆動装置において電力貯蔵装置を構成する電力貯蔵要素の一例を示す構成図である。
【図１４】同交流モータ駆動装置において電力貯蔵装置を構成する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１５】同制御部における入力電力制御部の詳細を示す構成図である。
【図１６】本発明の実施の形態４における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部を示す構成図である。
【図１７】同制御部における入力電力制御部の詳細を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの全体を示す構成図である。
【００１７】
この実施の形態１の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力変換用の主回路部８と、この主回路部８の動作を制御する制御部７とを有する。
【００１８】
ここに、主回路部８は、自己消弧型半導体のスイッチング素子である一次側の一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂが直列に接続され、これらのＩＧＢＴ１ａ，１ｂに対してはそれぞれ逆並列に還流ダイオード２ａ，２ｂが接続されている。同じく二次側の一対のＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄも直列接続されており、これらのＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄには、それぞれ逆並列に還流ダイオード２ｃ，２ｄが接続されている。各一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂおよびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄの直列接続点同士はＤＣリアクトル３を介して互いに接続されている。また、ＩＧＢＴ１ａのコレクタとＩＧＢＴ１ｂのエミッタはそれぞれ一次側端子１０ａ，１０ｂに接続され、ＩＧＢＴ１ｃのコレクタとＩＧＢＴ１ｄのエミッタはそれぞれ二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続されている。さらに、一次側端子１０ａ，１０ｂと並列に平滑コンデンサ４ａが、二次側端子１０ｃ，１０ｄと並列に平滑コンデンサ４ｂがそれぞれ接続されている。
なお、上記の各ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄと、これに個別に逆並列に接続された還流ダイオード２ａ〜２ｄが特許請求の範囲のスイッチに対応している。また、一次側あるいは二次側の端子１０ａ，１０ｂ、１０ｃ，１０ｄがコンデンサなどと接続される際には、平滑コンデンサ４ａ，４ｂの何れかあるいは両方は省略されることがある。
さらに、この主回路部８には、一次側端子１０ａ，１０ｂや二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧を検出する電圧検出器５ａ，５ｂやＤＣリアクトル３の電流を検出する電流検出器６が設けられている。
【００１９】
一方、制御部７は、各電圧検出器５ａ，５ｂや電流検出器６の各検出値、および図示しない上位の制御部から制御部７に入力されるリアクトル電流指令値に基づいて、ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄのスイッチング制御を行うためのゲート信号を出力する。このとき、一次側端子１０ａ，１０ｂの電圧検出値をＶ１、二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧検出値をＶ２、リアクトル電流検出値をＩＬ、リアクトル電流指令値をＩＬ＊とする。このとき、リアクトル電流検出値ＩＬは、一次側から二次側に流れる向きを正とする。なお、これらの各検出器５ａ，５ｂ，６は、等価的な検出値が得られる別の場所に設けることができる。また、該当部分の検出値が図示しない上位の制御部などから与えられる場合は、検出器を省略することができるのは勿論である。
【００２０】
ここで、この実施の形態１における昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの基本動作を説明する。なお、ここでは説明の便宜上、ＤＣリアクトル３に流れるリアクトル電流は、その検出値ＩＬと同じ符号を使用する。
図２はＤＣリアクトル３に流れるリアクトル電流ＩＬの定常時の電流波形例を示しており、平均電流にリプル電流が重畳されている。リアクトル電流ＩＬに含まれるリプル電流を図２のように、上下のピーク間の変動幅として定義する。このとき、ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄの通流率（オンデューティ比）は原則的には、次の表１に示すようになる。
【００２１】
【表１】
【００２２】
ここで、通流率“０”はＩＧＢＴが常時オフ、通流率“１”は常時オンの状態である。なお、直列に接続された一対のＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｂの通流率の和、および一対ＩＧＢＴ１ｃとＩＧＢＴ１ｄの通流率の和はそれぞれ“１”であって、一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄに加わるゲート信号が常にオン／オフ逆の状態をとることは言うまでもない。したがって、ゲート信号の作成にはＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄ全ての通流率を求める必要はなく、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｂの何れかとＩＧＢＴ１ｃとＩＧＢＴ１ｄの何れかの通流率を求めればよい。さらに、一対のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄの短絡防止のために双方がオフとなるデッドタイムの期間を設ける必要があるのも勿論である。
【００２３】
また、各ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄと還流ダイオード２ａ〜２ｄのどちらに電流が流れるかは、リアクトル電流ＩＬの極性で決定される。具体的にはＩＬ＞０の場合は、ＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｄ、還流ダイオード２ｂ，２ｃに電流が流れ、また、ＩＬ＜０の場合は、ＩＧＢＴ１ｂ，ＩＧＢＴ１ｃ、還流ダイオード２ａ，２ｄに電流が流れる。
【００２４】
ところで、表１では電圧条件によって場合分けをしていたが、実際の通流率は０〜１であるから、次の表２に示すように、電圧Ｖ１，Ｖ２の大小関係や充電放電状態にかかわらず各ＩＧＢＴ１ａ〜ＩＧＢＴ１ｄの通流率を単純な式で求めることができる。つまり、Ｖ２／Ｖ１を計算し、次いでその逆数Ｖ１／Ｖ２を計算した後、これらの値をリミッタで０〜１の範囲に制限することにより、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｃの通流率を計算でき、これらより全部のゲート信号が作成できる。この点については、後述の制御部７を構成する通流率指令作成部１２とゲート信号作成部１３についての動作説明を行う際にさらに詳しく説明する。
【００２５】
【表２】
【００２６】
次に、この昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの基本的な電流制御方法について説明する。
図３はリアクトル電流ＩＬが変化する様子を示したものである。まず、図２に示すような定常状態において、ＩＧＢＴ１ａとＩＧＢＴ１ｃの通流率がＤａ，Ｄｃとする。リアクトル電流ＩＬの平均値を変化させる場合、ＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｃの通流率をＤａ＋ΔＤａ，Ｄｃ＋ΔＤｃに変更する。ここに、ΔＤａは通流率Ｄａについての変化分、ΔＤｃは通流率Ｄｃについての変化分である。
【００２７】
図３（ａ）のようにリアクトル電流ＩＬが正の値の場合に、リアクトル電流ＩＬが大きくなる方向に変化させる場合はΔＤａを正の値、ΔＤｃを負の値に設定する。つまり、ＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄａを増加させ、逆にＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄｃを減少させる。また、図３（ｂ）のようにリアクトル電流ＩＬが小さくなる方向に変化させる場合は、ΔＤａを負の値、ΔＤｃを正の値に設定する。つまり、ＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄａを減少させ、逆にＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄｃを増加させる。なお、リアクトル電流ＩＬが負の値の場合に、そのリアクトル電流ＩＬの絶対値を大きくするにはΔＤａを負の値、ΔＤｃを正の値に設定することになる。
【００２８】
図４は本発明の実施の形態１における制御部７を示す構成図である。
制御部７は、リアクトル電流制御部１１、通流率指令作成部１２、およびゲート信号作成部１３からなる。
【００２９】
図５は図４の制御部７におけるリアクトル電流制御部１１の詳細を示す構成図である。
リアクトル電流制御部１１では、図示しない上位の制御部から入力されるリアクトル電流指令値ＩＬ＊からリアクトル電流検出値ＩＬを減算器２１で減算し、ＰＩ制御器２２に入力する。
【００３０】
このとき、ＰＩ制御器２２の積分初期値は二次側の電圧検出値Ｖ２とする。ＰＩ制御器２２はＩＧＢＴ１ａ〜１ｄの全ゲートがオフしている、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが休止している間は積分を停止しており、全ゲートオフが解除されるタイミングで積分器を二次側の電圧検出値Ｖ２にリセットする。ＰＩ制御器２２の出力は二次側電圧指令値Ｖ２＊相当となり、次段の通流率指令作成部１２に入力される。
なお、図５には示さないがＰＩ制御器２２の積分値や二次側電圧指令値Ｖ２＊にリミッタにより制限をかけることができるのは言うまでもない。このとき、制限値の例としては、固定値ならば（二次側の電圧検出値Ｖ２の上限＋所定値）と（二次側の電圧検出値Ｖ２の下限−所定値）である。
【００３１】
図６は図４の制御部７における通流率指令作成部１２の詳細を示す構成図である。
リアクトル電流制御部１１から入力される二次側電圧指令値Ｖ２＊は、除算器２４により一次側の電圧検出値Ｖ１で除算される。なお、実際には一次側の電圧検出値Ｖ１はリミッタ２３で現実的な電圧範囲に制限され、除算器２４には制限後の値が入力される。リミッタ２３の制限値の下限は“０”で除算することを防ぐため“０”より大きい値に設定する。概ね一次側電圧の変動範囲を設定すれば問題ない。
【００３２】
除算器２４の出力値（Ｖ２＊／Ｖ１）をリミッタ２７ａで０〜１の範囲に制限したものが一次側端子１０ａ，１０ｂに接続されたＩＧＢＴ１ａの通流率Ｄ１となる。このとき、直列接続された他方のＩＧＢＴ１ｂの通流率は（１−Ｄ１）である。定常時の通流率は、表２に示したとおりであるが、二次側の電圧検出値Ｖ２を逐次検出しなくてもリアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用して通流率を計算すればリアクトル電流を所望の値に制御することができる。
【００３３】
次に、二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続されたＩＧＢＴ１ｃ，１ｄの通流率は、まず、除算器２４の出力値（Ｖ２＊／Ｖ１）をリミッタ２５で制限した後の値をＸとすると、逆数演算器２６で１／Ｘを求める。続いて、逆数演算器２６の出力をリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限したものが一方のＩＧＢＴ１ｃの通流率Ｄ２である。このとき、直列接続された他方のＩＧＢＴ１ｄの通流率は（１−Ｄ２）である。定常時の通流率は、表２に示したとおりであるが、二次側の電圧検出値Ｖ２を逐次検出しなくてもリアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用して通流率を計算すればリアクトル電流を所望の値に制御することができる。
【００３４】
リミッタ２５の制限値は通流率が０〜１に制限されることから、下限値は“０”より大きく“１”以下ならよい。上限値は処理上オーバーフローを起こさない値に制限する程度であって、リアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊が制限されている際には特に設ける必要はない。
【００３５】
このようにして、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１が０〜１の範囲になるので、逆数演算器２６の出力は“１”より大きくなり、これをリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ２は“１”になる。そのため、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１，（１−Ｄ１）が電流制御を担う。
【００３６】
また、逆にＶ１＜Ｖ２のときは、除算器２４の出力は“１”より大きくなり、これをリミッタ２７ａで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ１は“１”になる。一方、逆数演算器２６の出力は“１”より小さくなり、これをリミッタ２７ｂで０〜１の範囲に制限した通流率Ｄ２は０〜１の範囲になる。そのため、Ｖ１＜Ｖ２のときは通流率Ｄ２，（１−Ｄ２）が電流制御を担う。つまり、前述の表１、表２に示すようになる。なお、Ｖ１＝Ｖ２のときは、Ｄ１＝Ｄ２＝１となるので、リアクトル電流制御部１１から出力される二次側電圧指令値Ｖ２＊は連続的に変化する。
【００３７】
図７は図４の制御部７における通流率指令作成部１２の別例を示す構成図である。
図７では図６の逆数演算器２６の代わりに除算器２８を用いたもので、同様の効果が得られる。
【００３８】
図８は図４の制御部７におけるゲート信号作成部１３の詳細を示す構成図である。
通流率指令作成部１２からの通流率Ｄ１，Ｄ２の信号をコンパレータ２９ａ，２９ｂでキャリア信号Ｓｃと比較する。このときキャリア信号Ｓｃは、０〜１の値をとる三角波、ないしはのこぎり波とする。これにより、一方のコンパレータ２９ａの出力がＩＧＢＴ１ａのゲート信号Ｇ１ｐ、このゲート信号Ｇ１ｐの反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ａの出力がＩＧＢＴ１ｂのゲート信号Ｇ１ｎとなる。また、他方のコンパレータ２９ｂの出力がＩＧＢＴ１ｃのゲート信号Ｇ２ｐ、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ｂの出力がＩＧＢＴ１ｄのゲート信号Ｇ２ｎとなる。
なお、通流率Ｄ１，Ｄ２の信号を−１〜１の信号にレベル変換した後に、−１〜１の値をとるキャリア信号Ｓｃと比較しても同様の結果が得られる。
【００３９】
したがって、Ｖ１＞Ｖ２のときは、通流率Ｄ１が０〜１の範囲になるので、一方のコンパレータ２９ａの出力であるゲート信号Ｇ１ｐと、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ａの出力であるゲート信号Ｇ１ｎとによって上下のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂが駆動制御される。このとき、ゲート信号Ｇ２ｐは“１”でＩＧＢＴ１ｃは常時オン、ゲート信号Ｇ２ｎは“０”でＩＧＢＴ１ｄは常時オフである。
【００４０】
また、Ｖ１＜Ｖ２のときは、通流率Ｄ２が０〜１の範囲になるので、他方のコンパレータ２９ｂの出力であるゲート信号Ｇ２ｐと、その反転パターンとなるＮＯＴ演算器３０ｂの出力であるゲート信号Ｇ２ｎとによって上下のＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄが駆動制御される。このとき、ゲート信号Ｇ１ｐは“１”でＩＧＢＴ１ａは常時オン、ゲート信号Ｇ１ｎは“０”でＩＧＢＴ１ｄは常時オフである。
なお、実際にはゲート信号Ｇ１ｐとＧ１ｎの間、ゲート信号Ｇ２ｐとＧ２ｎの間にはそれぞれ短絡防止期間が設けられる。短絡防止期間中は還流ダイオード２ａ〜２ｄに電流が流れる。
【００４１】
以上のように、この実施の形態１では、リアクトル電流ＩＬが一次側と二次側の各電圧検出値Ｖ１，Ｖ２の大小関係に関係なく、上位の制御部から入力されるリアクトル電流指令値ＩＬ＊により連続的に制御できる。つまり、上位の制御部が所望の一次側と二次側で授受したい電力の向きと大きさに応じて正、０、負の間を変化するリアクトル電流指令値ＬＩ＊を作成しても、降圧と昇圧を切り換える動作が不要で、全動作領域で単一の制御アルゴリズムを使用して連続的な電圧可変制御が可能となる。
【００４２】
さらに、この実施の形態１では、二次側の電圧検出値Ｖ２は、リアクトル電流制御部１１のＰＩ制御器２２の積分初期値としてだけ用いられており、全ゲートオフの状態が解除されＤＣ／ＤＣコンバータの動作が開始されるタイミングでのみ使用される。また、通流率指令作成部１２は、二次側の電圧検出値Ｖ２に代わり、二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、逐次の値を演算に使用することがなく、電圧検出器５ａ，５ｂを簡略化できるという従来にない効果が得られる。
【００４３】
なお、リアクトル電流制御部１１と通流率指令作成部１２において一次側の電圧検出値Ｖ１と二次側の電圧検出値Ｖ２を入れ換えることもできる。このとき、リアクトル電流制御部１１への入力は一次側の電圧検出値Ｖ１に、通流率指令作成部１２への入力は二次側の電圧検出値Ｖ２に、リアクトル電流制御部１１の出力は一次側電圧指令値Ｖ１＊になり、通流率指令作成部１２の一方のリミッタ２７ａの出力は二次側の通流率Ｄ２に、他方のリミッタ２７ｂの出力は一次側の通流率Ｄ１になる。
【００４４】
実施の形態２．
図９は本発明の実施の形態２における制御部７の構成図、図１０はゲート信号作成部１３の構成図であり、図４および図８に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。また、実施の形態１と同様の構成部分の説明は省略する。
【００４５】
この実施の形態２の特徴は、ゲート信号作成部１３に一次側と二次側の各通流率Ｄ１，Ｄ２に加えて、リアクトル電流指令値ＩＬ＊が入力される。また、ゲート信号作成部１３は、実施の形態１の構成に加えて、２つのコンパレータ３１ａ，３１ｂと、４つのＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄが設けられている。
【００４６】
ここで、コンパレータ３１ａの一方の入力端子に加えるしきい値ＩＬｓｐは正の所望の値に設定され、また、他方のコンパレータ３１ｂの一方の入力端子に加えるしきい値ＩＬｓｍは負の所望の値に設定される。これにより、リアクトル電流指令値ＩＬ＊の不感帯を決定する。
【００４７】
すなわち、各しきい値ＩＬｓｐ，ＩＬｓｍをリアクトル電流指令値ＩＬ＊と比較することにより、
（１）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が両しきい値ＩＬｓｍ〜ＩＬｓｐの間の範囲では、各コンパレータ３１ａ，３１ｂは共に“０”を出力するため、各ＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄの出力は全て“０”、つまり全ゲートオフの状態になる。
（２）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が一方のしきい値ＩＬｓｐ以上になると、コンパレータ３１ａの出力が“１”となるため、ＡＮＤ演算器３２ａ，３２ｄを介してゲート信号Ｇ１ｐ，Ｇ２ｎが出力される。
（３）リアクトル電流指令値ＩＬ＊が他方のしきい値ＩＬｓｍ以下になると、コンパレータ３１ｂの出力が“１”となるため、ＡＮＤ演算器３２ｂ，３２ｃを介してゲート信号Ｇ１ｎ，Ｇ２ｐが出力される。
【００４８】
これにより、チョッパ動作により電流がＩＧＢＴ１ａ〜１ｄを流れる場合にゲート信号を出力し、還流ダイオード２ａ〜２ｄを流れる場合にはゲートオフされることになる。つまり、ＡＮＤ演算器３２ａ〜３２ｄによって、リアクトル電流指令値ＩＬ＊に基づき自動的に実質的に不要であるゲート信号をオフすることができる。したがって、この場合には、不感帯がデッドタイムの役割を果たすため、上下のＩＧＢＴ１ａ，ＩＧＢＴ１ｂ、およびＩＧＢＴ１ｃ，ＩＧＢＴ１ｄに対する短絡防止期間を設ける必要がなくなる。
【００４９】
このとき、各しきい値ＩＬｓｍ，ＩＬｓｐの絶対値を概ね図２に示したリプル電流の１／２としてもよい。リアクトル電流指令値ＩＬ＊がリプル電流の１／２以下になると、直列に接続したＩＧＢＴの片側だけをゲート駆動している場合には誤差が大きくなるので、この区間を不感帯にできる効果がある。
【００５０】
以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、二次側の電圧検出値Ｖ２はリアクトル電流制御部１１のＰＩ制御器２２の積分初期値として用いており、全ゲートオフの状態が解除され、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が開始されるタイミングでのみ使用される。また、通流率指令作成部１２は、二次側の電圧検出値Ｖ２の代わり二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、逐次の値を演算に使用することがなく、電圧検出器を簡略化できるという従来にない効果が得られる。さらに、この実施の形態２では、短絡防止期間を必要としないため、短絡防止期間に起因するＩＧＢＴ１ａ〜１ｄの導通時間の誤差が発生しないという効果も得られる。また、この実施の形態２ではリアクトル電流指令値ＩＬ＊を用いたが、リアクトル電流検出値ＩＬを用いることもできる。
【００５１】
実施の形態３．
図１１は本発明の実施の形態３における交流モータ駆動装置の全体を示す構成図である。
【００５２】
この実施の形態３の交流モータ駆動装置は、直流電源５１から直流電力が供給される直流母線５２に接続された複数のインバータ５３，５３，・・・と、直流母線５２に並列に接続された一つの電力貯蔵装置５５とを備え、各インバータ５３，５３，・・・には個別に交流モータ５４，５４，・・・が接続されている。
【００５３】
そして、直流電源５１より出力された直流電力は、直流母線５２を介して各インバータ５３，５３，・・・に供給され、各インバータ５３，５３，・・・で所望の交流電圧を発生させて交流モータ５４，５４，・・・を駆動する。なお、ここでは直流母線５２に対して各インバータ５３，５３，・・・と交流モータ５４，５４，・・・とが複数組設けられているが１組だけ接続される場合もある。
【００５４】
上記の直流電源５１は、図示しないが、例えば交流電源からの交流電力をトランスやリアクトルを介して回生可能な整流器に入力されて整流化された後、平滑コンデンサで平滑されることにより直流電力を得ている。
【００５５】
電力貯蔵装置５５は、図１２に示すように、エネルギを蓄積する電力貯蔵要素６１と、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２とから構成されており、このＤＣ／ＤＣコンバータ６２の一次側が直流母線５２に、二次側が電力貯蔵要素６１に接続されている。
【００５６】
電力貯蔵要素６１は、例えば図１３に示すような構成を有する。すなわち、この電力貯蔵要素６１は、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）からなる複数のＥＤＬＣセル７１，７１，・・・を直列接続するとともに、各ＥＤＬＣセル７１，７１，・・・間の電圧のばらつきを低減するために、各ＥＤＬＣセル７１，７１，・・・に対して電圧バランス抵抗７３，７３，・・・を個別に並列接続してなるＥＤＬＣモジュール７２，７２，・・・を有する。そして、電力貯蔵要素６１は、これらのＥＤＬＣモジュール７２，７２，・・・のｍ×ｎ（ｍ、ｎは１以上の数）個を直・並列接続することでＥＤＬＣユニットとして構成されている。
【００５７】
また、昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２は、電力変換用の主回路部８と、この主回路部８を制御する制御部７とからなる。
【００５８】
この場合、主回路部８の構成は、基本的には図１に示した実施の形態１の主回路部８の構成と同じであるが、この実施の形態３では、主回路部８の一次側が直流母線５２に接続されるので、一次側端子１０ａ，１０ｂと二次側端子１０ｃ，１０ｄに接続された電圧検出器５ａ，５ｂやＤＣリアクトル３の電流を検出する電流検出器６に加えて、直流電源５１の出力電流すなわち直流母線５２上の交流モータ駆動装置の入力電流Ｉｉｎを検出する電流検出器９を備えている。なお、一次側端子１０ａ，１０ｂの電圧は直流母線５２の電圧、二次側端子１０ｃ，１０ｄの電圧は電力貯蔵要素６１の端子電圧と等価であるので、各々の端子とは別の場所に電圧検出器５ａ，５ｂを設けてもよい。さらに、直流電源５１や電力貯蔵要素６１は容量成分を持つので、平滑コンデンサ４ａ，４ｂのどちらかあるいは両方を省略することが可能である。
【００５９】
一方、制御部７は、上記の各検出値や図示しない上位の制御部から入力される交流モータ駆動装置の入力電力指令値Ｐｉｎ＊に基づいて、ＩＧＢＴ１ａ〜１ｄのスイッチング制御を行うためのゲート信号を出力する。このとき、交流モータ駆動装置の入力電流Ｉｉｎと入力電力Ｐｉｎの向きは、直流電源５１から電力貯蔵装置５５の向きを正とする。また、入力電流Ｉｉｎは、インバータ３や昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２のスイッチングに起因する高周波成分を含むため、入力電流Ｉｉｎの検出値はアナログまたはデジタルのフィルタを介して制御部７に入力することが望ましい。
【００６０】
ここで、制御部７の構成としては、図１４に示すように、実施の形態１（図４）の場合と同様、リアクトル電流制御部１１、通流率指令作成部１２、およびゲート信号作成部１３を備えるとともに、さらにリアクトル電流制御部１１の前段に、入力電力制御部１４が設けられている。
【００６１】
図１５は本発明の実施の形態３における入力電力制御部１４の構成例を示す図である。
入力電力制御部１４は、交流モータ駆動装置の入力電力の絶対値を所定値内に制限するために必要となるリアクトル電流を求め、これをリアクトル電流指令値ＩＬ＊として出力するものである。
【００６２】
すなわち、一次側の電圧検出値Ｖ１と入力電流Ｉｉｎとを乗算器８１に入力して両者を乗算することで入力電力検出値Ｐｉｎを求める。次いで、減算器８２で入力電力検出値Ｐｉｎと入力電力指令値Ｐｉｎ＊との差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を求める。ここで、入力電力指令値Ｐｉｎ＊は、入力電力の制限値に相当し、力行時は正の値、回生時は負の値をとる。続いて、増幅器８３で減算器８２の出力（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を所定倍Ｋし、この出力Ｋ・（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を積分器８４に入力して積分し、その積分した値をリアクトル電流指令値ＩＬ＊として出力する。
【００６３】
なお、力行時はリアクトル電流指令値ＩＬ＊を“０”以下に、回生時はリアクトル電流指令値ＩＬ＊を“０”以上に制限することにより、電力貯蔵装置５５への不要な充放電を阻止し、入力電力のピークカットだけを行うことができる。
その他の構成、および動作等は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６４】
以上のように、この実施の形態３では電力貯蔵装置５５に本発明の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２を適用したため、直流母線５２の電圧検出値Ｖ１に影響されず電力貯蔵要素６１を充放電することができ、電力貯蔵要素６１の利用率を向上できる。また、直流母線５２の電圧検出値Ｖ１と電力貯蔵要素６１の電圧検出値Ｖ２の大小関係にかかわらず自動的に所望の電力を充放電することができる。さらに、通流率指令作成部１２では、電力貯蔵要素６１側の電圧検出値Ｖ２の代わりに、リアクトル電流制御部１１で得られる二次側電圧指令値Ｖ２＊を使用するため、電力貯蔵要素６１の電圧検出値Ｖ２は、逐次の値を演算に使用することはなく、所望の電力を充放電することができる。その結果、交流モータ駆動装置の入力電力Ｐｉｎを所定値内に制限できるというこれまでにない効果を得ることができる。
【００６５】
なお、この実施の形態３では、実施の形態１に示した構成の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ６２を適用したが、実施の形態２に示した制御部７の構成（図９）において、リアクトル電流制御部１１の前段に入力電力制御部１４を設けることも可能である。
【００６６】
実施の形態４．
図１６は実施の形態４における制御部７の構成図、図１７は入力電力制御部１４の構成図であり、実施の形態３の図１４、図１５と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。また、実施の形態３と同様の構成部分の説明は省略する。
【００６７】
この実施の形態４では、入力電力制御部１４に対して、一次側の電圧検出値Ｖ１に加えて二次側の電圧検出値Ｖ２を共に入力している。そして、両電圧検出値Ｖ１，Ｖ２を最小値演算器８６に入力して両電圧検出値Ｖ１，Ｖ２のうちの小さい方の値を選択する。こうして選択された値が“０”より大きくなるようにリミッタ８７で制限した後、この選択された値（０より大）と、減算器８２で得られた電力検出値Ｐｉｎと入力電力指令値Ｐｉｎ＊との電力差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）とを共に除算器８５に入力する。そして、除算器８５で上記の電力差（Ｐｉｎ＊−Ｐｉｎ）を最小値演算器８６で選択された値（０より大）で除算する。そして、除算器８５で得られた値を増幅器８３と積分器８４で積分制御を行ってリアクトル電流指令値ＩＬ＊を求める。
【００６８】
これにより、入力電力制御部１４では、二次側の電圧検出値Ｖ２を必要とするが、入力電力制御部１４の制御周期をリアクトル電流制御部１１や通流率指令作成部１２の制御周期よりも遅く設定することが可能である。したがって、リアクトル電流制御部１１や通流率指令作成部１２で二次側の電圧検出値Ｖ２の逐次の値を用いる必要がなく、電圧検出器５ａ，５ｂや制御プログラムの負荷を軽減できるという効果がある。
【００６９】
なお、上記の各実施の形態１〜実施の形態４では、自己消弧型半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、これに限らず、ＭＯＳＦＥＴなど他の半導体スイッチング素子を用いることもできる。また、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合には逆並列に接続するダイオードを省略することができる。
【符号の説明】
【００７０】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ ＩＧＢＴ（自己消弧型半導体スイッチング素子）、
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ 還流ダイオード、３ ＤＣリアクトル、
５ａ，５ｂ 電圧検出器、６ 電流検出器、７ 制御部、１１ リアクトル電流制御部、１２ 通流率指令作成部、１３ ゲート信号作成部、１４ 入力電力制御部、
５１ 直流電源、５２ 直流母線、５３ インバータ、５４ 交流モータ、
５５ 電力貯蔵装置、６１ 電力貯蔵要素、６２ 昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側と二次側の２つの直流電源の間で双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
電力変換用の主回路部と、この主回路部の動作を制御する制御部とを備え、
上記主回路部は、上記一次側の直流電源に接続される一次側端子の両端に接続された一次側の一対のスイッチと、上記二次側の直流電源に接続される二次側端子の両端に接続された二次側の一対のスイッチと、ＤＣリアクトルと、このＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器とを有し、上記各一対のスイッチ同士は互いに直列に接続され、かつ上記一次側と上記二次側の各一対のスイッチの互いの直列接続点同士が上記ＤＣリアクトルを介して接続され
上記制御部は、上記ＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流の制御指令値となるリアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出器で検出されるリアクトル電流検出値との誤差が０となるように上記リアクトル電流を制御するリアクトル電流制御部と、
このリアクトル電流制御部で得られる電圧指令値に基づいて上記スイッチの通流率を作成する通流率指令作成部と、この通流率指令作成部で作成された通流率を有する上記スイッチのオン、オフ制御用のゲート信号を作成するゲート信号作成部とを備え、
上記リアクトル電流制御部は、上記リアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出値との差を積分制御する積分器を有し、この積分器の初期値に上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうちのいずれか一方を用いており、また上記通流率指令作成部は、上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうち上記積分器の初期値に用いていない他方の電圧値を用いて通流率を計算するものである昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記各スイッチは、半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子と逆並列に接続された還流ダイオードとからなり、上記リアクトル電流指令値または上記リアクトル電流検出値に応じて、少なくとも上記還流ダイオードに電流が流れる期間において上記ゲート信号をオフする請求項１記載の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
直流電源から直流電力が供給される直流母線に接続されて交流モータを駆動するインバータと、上記直流母線に接続された電力貯蔵装置とを備える交流モータ駆動装置において、
上記電力貯蔵装置は、エネルギを蓄積する電力貯蔵要素と、上記直流母線を介した上記電力貯蔵要素への充電および上記電力貯蔵要素からの上記直流母線側への放電の双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを含み、
上記昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項１または請求項２記載の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである交流モータ駆動装置。
【請求項１】
一次側と二次側の２つの直流電源の間で双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
電力変換用の主回路部と、この主回路部の動作を制御する制御部とを備え、
上記主回路部は、上記一次側の直流電源に接続される一次側端子の両端に接続された一次側の一対のスイッチと、上記二次側の直流電源に接続される二次側端子の両端に接続された二次側の一対のスイッチと、ＤＣリアクトルと、このＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器とを有し、上記各一対のスイッチ同士は互いに直列に接続され、かつ上記一次側と上記二次側の各一対のスイッチの互いの直列接続点同士が上記ＤＣリアクトルを介して接続され
上記制御部は、上記ＤＣリアクトルに流れるリアクトル電流の制御指令値となるリアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出器で検出されるリアクトル電流検出値との誤差が０となるように上記リアクトル電流を制御するリアクトル電流制御部と、
このリアクトル電流制御部で得られる電圧指令値に基づいて上記スイッチの通流率を作成する通流率指令作成部と、この通流率指令作成部で作成された通流率を有する上記スイッチのオン、オフ制御用のゲート信号を作成するゲート信号作成部とを備え、
上記リアクトル電流制御部は、上記リアクトル電流指令値と上記リアクトル電流検出値との差を積分制御する積分器を有し、この積分器の初期値に上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうちのいずれか一方を用いており、また上記通流率指令作成部は、上記一次側端子の電圧値および上記二次側端子の電圧値のうち上記積分器の初期値に用いていない他方の電圧値を用いて通流率を計算するものである昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記各スイッチは、半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子と逆並列に接続された還流ダイオードとからなり、上記リアクトル電流指令値または上記リアクトル電流検出値に応じて、少なくとも上記還流ダイオードに電流が流れる期間において上記ゲート信号をオフする請求項１記載の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
直流電源から直流電力が供給される直流母線に接続されて交流モータを駆動するインバータと、上記直流母線に接続された電力貯蔵装置とを備える交流モータ駆動装置において、
上記電力貯蔵装置は、エネルギを蓄積する電力貯蔵要素と、上記直流母線を介した上記電力貯蔵要素への充電および上記電力貯蔵要素からの上記直流母線側への放電の双方向に直流電力を供給する昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを含み、
上記昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項１または請求項２記載の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである交流モータ駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１２−２４４６４２（Ｐ２０１２−２４４６４２Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１０８９５０（Ｐ２０１１−１０８９５０）
【出願日】平成２３年５月１６日（２０１１．５．１６）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月１６日（２０１１．５．１６）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]