溶接用電源装置
【課題】 従来よりも低消費電力の溶接用電源装置を提供する。
【解決手段】 この発明に係る溶接用電源装置１０によれば、負荷としての電極３４および母材３６が互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にあるとき、厳密には出力電流Ｉｏが所定の閾値Ｉｂ以下であるとき、インバータ２０は、間欠的に駆動される。これによって、無負荷状態にあるときにインバータ２０が駆動することによる電力の損失、および当該インバータ２０の出力側に設けられた変圧器２４に励磁電流が流れることによる電力の損失、を含む無負荷電力損失が、抑制される。そして、アークスタートのために電極３４および母材３６が互いに接触され、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えると、インバータ２０は連続駆動となる。これによって、アークスタートが確実に実現される。
【解決手段】 この発明に係る溶接用電源装置１０によれば、負荷としての電極３４および母材３６が互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にあるとき、厳密には出力電流Ｉｏが所定の閾値Ｉｂ以下であるとき、インバータ２０は、間欠的に駆動される。これによって、無負荷状態にあるときにインバータ２０が駆動することによる電力の損失、および当該インバータ２０の出力側に設けられた変圧器２４に励磁電流が流れることによる電力の損失、を含む無負荷電力損失が、抑制される。そして、アークスタートのために電極３４および母材３６が互いに接触され、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えると、インバータ２０は連続駆動となる。これによって、アークスタートが確実に実現される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、溶接用電源装置に関し、特に例えば電極と母材とを互いに接触させたあと引き離すことによってこれら電極と母材との間にアークを発生させるいわゆる接触点弧式（タッチスタート式）の溶接電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の溶接用電源装置として、従来、例えば特許文献１に開示されたものがある。この従来技術によれば、交流電圧を直流電圧に変換する入力側直交変換器と、この入力側直交変換器からの直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータからの高周波電圧を変圧する変圧器と、この変圧器からの高周波電圧を直流電圧に変換して電極と母材とに供給する出力側直交変換器と、を具備する。そして、電極と母材とを短絡させた状態で、当該電極を母材から引き離すと、これら電極と母材との間にアーク（パイロットアーク）が発生する。ここで、インバータは、インバータ制御部によって制御され、具体的には、電極と母材とが短絡している状態にあるときの高周波電圧の周波数がアーク発生時の周波数よりも高くなるように制御される。これによって、電極と母材とが短絡している状態にあるときにこれら電極と母材とに流れる電流の山点と谷点との差が小さくなり、たとえ谷点で電極と母材との引き離しが開始されたとしても、両者の間に良好にアークを発生させることができ、つまりアークスタート時におけるアーク切れを防止することができる、とされている。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−６１６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上述の従来技術において、電極と母材とに供給される電圧、言わば出力電圧Ｖｏと、これら電極と母材とに流れる電流、言わば出力電流Ｉｏと、の推移を図示すると、例えば図５のようになる。即ち、この図５における或る時点ｔ１０において、電極と母材とが互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。この無負荷状態は、言い換えればアークスタートに備えるための待機状態でもあるので、かかる無負荷状態にある時点ｔ１０においては、出力電圧Ｖｏは、図５（ａ）に示すように、当該アークスタートを実現するのに必要な或る一定の電圧値Ｖａ、例えばＶａ＝数十［Ｖ］、に維持される。一方、出力電流Ｉｏは、図５（ｂ）に示すように、ゼロ（Ｉｏ＝０［Ａ］）であり、つまり流れない。
【０００５】
そして、時点ｔ１０よりもあとの時点ｔ１１において、電極と母材とが互いに接触（短絡）されると、当然ながら、出力電流Ｉｏが急激に増大する。一方、出力電圧Ｖｏは、急激に低下し、略ゼロ（Ｖｏ≒０［Ｖ］）になる。さらに、時点ｔ１１よりもあとの時点ｔ１２において、電極と母材とが互いに引き離されると、これら両者の間にアークが発生する。そして、このアークは、電極と母材との間の距離が適当に保たれることで維持される。また、このとき、当該アークを安定化させるべく、出力電流Ｉｏが一定の電流値Ｉａとなるようにインバータが制御され、いわゆる定電流制御される。そして、この定電流制御に伴って、出力電圧Ｖｏも或る一定の電圧値Ｖｂに落ち着く。なお、このようにアークが安定化されているときの出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖｂは、出力電流Ｉｏの電流値Ｉａによって変わるが、大抵はアークスタートに必要な（つまり無負荷状態にあるときの）電圧値Ｖａよりも低い。
【０００６】
そしてさらに、時点ｔ１２よりもあとの時点ｔ１３において、電極と母材とが完全に（大きく）引き離されると、アークが消滅する。これによって、時点ｔ１０のときと同じ無負荷状態になり、つまり出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な一定の電圧値Ｖａに戻ると共に、出力電流Ｉｏがゼロになる。
【０００７】
これ以降、例えば或る時点ｔ１４において、電極と母材とが互いに接触されると、時点ｔ１１のときと同様に、出力電流Ｉｏが急激に増大し、出力電圧Ｖｏが略ゼロになる。そして、時点ｔ１４よりもあとの時点ｔ１５において、電極と母材とが引き離されると、時点ｔ１２のときと同様に、これら電極と母材との間にアークが発生する。そして、このアークは、電極と母材との間の距離が適当に保たれることで維持され、インバータが定電流制御されることで安定化される。さらに、時点ｔ１５よりもあとの時点ｔ１６において、電極と母材とが完全に引き離されると、時点ｔ１３のときと同様に、アークが消滅する。
【０００８】
このように従来技術では、無負荷状態にあるときに、出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な一定の電圧値Ｖａに維持されるので、当該アークスタートが確実に実現される。しかし、その一方で、出力電圧Ｖｏを一定の電圧値Ｖａに維持するべく、無負荷状態にあるときにもインバータが駆動するので、このインバータが駆動することによる電力の損失が発生する。これと同時に、変圧器に一定の励磁電流が流れるので、この励磁電流が流れることによる電力の損失も発生する。つまり、図５（ａ）に斜線模様１００，１００，…で示すような一定の無負荷電力損失が発生する。そして、この無負荷電力損失という言わば無駄な電力損失の発生によって、溶接用電源装置全体の消費電力が増大する、という問題がある。
【０００９】
そこで、この発明は、従来よりも低消費電力の溶接用電源装置を提供することを、目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
かかる目的を達成するために、この発明は、電極および母材を互いに接触させたあと引き離すことによってこれら電極および母材間にアークを発生させる、つまりアークスタートさせる、接触点弧式の溶接用電源装置において、入力端子を介して直接または間接的に入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータによって変換された高周波電圧を変圧する変圧器と、この変圧器による変圧後電圧を所定形態に整形した上で電極および母材が接続される出力端子から出力させる出力手段と、を具備する。さらに、アークスタートが要求されたか否かを判定する判定手段と、この判定手段による判定結果に基づいてインバータを制御するインバータ制御手段と、をも具備する。ここで、インバータ制御手段は、アークスタートが要求されたという判定結果が得られたとき、出力端子から出力される出力電圧が当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様となるように、インバータを制御する。一方、アークスタートが未だ要求されていないという判定結果が得られたときは、出力電圧が第１態様よりも程度の小さい第２態様となるように、インバータを制御する、という点に特徴を有するものである。
【００１１】
即ち、この発明では、入力端子を介して直接または間接的に直流電圧がインバータに入力される。なお、ここで言う直接とは、例えば入力端子とインバータの入力部とが直結されている場合に対応し、間接的とは、当該入力端子とインバータの入力部とが直流−直流コンバータまたは交流−直流コンバータといった何らかの変換手段を介して接続されている場合に対応する。インバータは、入力された直流電圧を高周波電圧に変換する。そして、変換された高周波電圧は、変圧器によって変圧される。さらに、この変圧器による変圧後の高周波電圧、言わば変圧後電圧は、出力手段によって所定形態、例えば直流または低周波交流、に整形された上で、出力端子から出力され、ひいては負荷である電極および母材に供給される。
【００１２】
ここで、今、電極および母材が互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。この無負荷状態は、アークスタートに備えるための待機状態でもあり、かかる無負荷状態にあるときに、当該アークスタートが要求されたか否か、例えば電極および母材が互いに接触されたか否か、が判定手段によって判定される。そして、この判定手段による判定結果に基づいて、インバータ制御手段が、インバータを制御する。具体的には、アークスタートが要求されたという判定結果が得られたとき、インバータ制御手段は、出力端子から出力される出力電圧が当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様、例えば十分に電圧値の大きい態様、となるように、インバータを制御する。これによって、アークスタートが確実に実現される。一方、アークスタートが要求されていないという判定結果が得られたとき、つまり未だ無負荷状態にあるときは、出力電圧が第１態様よりも程度の小さい、例えば全体的（または平均的）に低電圧の、第２態様となるように、インバータを制御する。従って、無負荷状態にあるときは、アークスタートが要求されたときに比べて、変圧器に流れる励磁電流が全体的に小さく、よって当該励磁電流が流れることによる電力損失も小さい。
【００１３】
なお、インバータ制御手段は、例えばインバータを連続的に駆動させることによって第１態様を形成し、当該インバータを間欠的（断続的）に駆動させることによって第２態様を形成するものとしてもよい。即ち、アークスタートが要求されたときは、インバータが連続的に駆動することによって、出力電圧が、当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様となる。一方、アークスタートが要求されていない無負荷状態にあるときには、インバータが間欠的に駆動することによって、出力電圧が、或る一定の電圧値、例えばアークスタートを実現するのに必要な電圧値、を示す言わば高電圧期間と、ゼロを示す言わば低電圧期間と、を交互に繰り返すパルス状となる。そして、このパルス状の態様が、第２態様とされる。このように出力電圧がパルス状の第２態様とされることで、変圧器に励磁電流が流れる期間とそうでない期間とが交互に繰り返され、これによって当該励磁電流が流れることによる電力の損失が全体的に低減される。併せて、インバータの駆動が間欠的に停止されるので、当該インバータが駆動することによる電力の損失も低減される。
【００１４】
そして、このようにインバータが間欠的に駆動することによって第２態様が形成される場合には、当該インバータの駆動期間は非駆動期間（駆動停止期間）よりも短いのが、望ましい。つまり、インバータの駆動期間が短いほど、変圧器に励磁電流が流れる期間が短くなるので、その分、当該励磁電流が流れることによる電力損失がさらに低減される。また、インバータが駆動することによる電力損失もさらに低減される。
【００１５】
そしてさらに、判定手段は、出力端子を介して流れる出力電流に基づいて、アークスタートが要求されたか否かを判定するものとしてもよい。即ち、アークスタートのために電極および母材が互いに接触されると、出力電流が急激に増大する。そこで、判定手段は、この出力電流が急激に増大したか否か、例えば所定の閾値を超えたか否か、に基づいて、電極および母材が互いに接触されたか否か、つまりアークスタートが要求されたか否か、を判定するものとしてもよい。
【００１６】
ただし、上述の如くインバータが間欠的に駆動することによって第２態様が形成される場合であって、当該インバータの非駆動期間中に電極および母材が互いに接触された場合には、出力電流は直ぐには増大せず、次にインバータが駆動される機会に増大する。従って、このような状況下で、判定手段が当該出力電流に基づいてアークスタートの要求が成されたか否かを判定するとすると、電極および母材が互いに接触されてからこれを当該判定手段が認識するまでの間、つまりアークスタートが要求されてから実際に当該アークスタートが可能となるまでの間、に時間遅れ（タイムラグ）が生じる。
【００１７】
そこで、かかる時間遅れを解消するべく、第２態様を形成しているときのインバータの非駆動期間中に、判定手段による判定を可能とするための判定用電圧を出力端子から出力させる判定用電圧供給手段を、さらに設けてもよい。このようにインバータの非駆動期間中に出力端子から判定用電圧を出力させることで、たとえ当該非駆動期間中に電極および母材が互いに接触されたとしても、直ぐに出力電流を増大させることができ、ひいてはアークスタートが要求されたことを直ぐに判定手段に認識させることができる。この結果、上述の時間遅れが解消される。なお、判定用電圧は、少なくとも判定手段による判定を可能とするのに必要な態様であることが前提とされるが、併せて、インバータの駆動期間中（つまり高電圧期間中）の出力電圧の電圧値よりも小さいことが望ましい。
【００１８】
さらに、インバータ制御手段は、上述の如くインバータを間欠的に駆動させるのではなく、当該インバータを連続的に駆動させることによって、第２態様を形成するものとしてもよい。つまり、無負荷状態にあるときの出力電圧が、上述したパルス状ではなく、例えば一定の電圧値を示すようにしてもよい。より具体的には、判定手段が、上述の如く出力電流に基づいて判定を行えるようにするために、当該無負荷状態にあるときの出力電圧が、上述の判定用電圧と同様の態様となるようにするのが、望ましい。
【発明の効果】
【００１９】
このように、この発明によれば、無負荷状態にあるときの出力電圧が、アークスタートが要求されたときの出力電圧よりも小さい。従って、無負荷状態にあるときの出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な電圧値Ｖａに維持されるという上述した従来技術に比べて、変圧器に流れる励磁電流を低減することができ、ひいては当該励磁電流が流れることによる電力損失を低減することができる。ゆえに、従来よりも低消費電力の溶接用電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
この発明の一実施形態について、図１〜図４を参照して説明する。
【００２１】
図１に示すように、この実施形態に係る溶接用電源装置１０は、３相の商用交流電圧が入力される入力端子１２を備えている。この入力端子１２に入力された商用交流電圧は、変換手段としての入力側整流平滑回路１４に入力され、ここで直流電圧に変換される。なお、入力側整流平滑回路１４は、入力端子１２を介して入力された商用交流電圧を整流する入力側整流手段、例えば３相ブリッジ整流回路１６と、この３相ブリッジ整流回路１６による整流後電圧を平滑する入力側平滑手段、例えば平滑用コンデンサ１８と、によって構成されている。
【００２２】
入力側整流平滑回路１４によって変換された直流電圧は、インバータ２０に入力され、ここで例えば周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の高周波電圧に変換される。なお、図には詳しく示さないが、インバータ２０は、複数の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴ（Field Effect Transistor）を備えており、後述するドライブ回路２２から与えられるドライブ信号に従ってこれらの半導体スイッチング素子がスイッチング（オン／オフ）動作することで、入力側整流平滑回路１４からの直流電圧を高周波電圧に変換する。
【００２３】
このインバータ２０によって変換された高周波電圧は、変圧器２４に入力され、具体的には当該変圧器２４の１次側巻線２４ａに入力される。変圧器２４は、１次側巻線２４ａに入力された高周波電圧を、当該１次側巻線２４ａと２次側巻線２４ｂとの巻数比に応じた比率で変圧する。そして、変圧された高周波電圧、言わば変圧後電圧は、２次側巻線２４ｂから出力され、出力手段としての出力側整流平滑回路２６に入力される。
【００２４】
出力側整流平滑回路２６は、変圧器２４からの変圧後電圧を直流電圧に整形するためのものであり、当該変圧後電圧を整流する出力側整流手段、例えば２つのダイオード２８ａおよび２８ｂを組み合わせた両波整流回路２８と、この両波整流回路２８による整流後電圧を平滑する出力側平滑手段、例えば平滑用リアクトル３０と、によって構成されている。そして、この出力側整流平滑回路２６によって整形された直流電圧は、出力電圧Ｖｏとして出力端子３２から出力され、ひいては当該出力端子３２に接続されている負荷としての電極３４および母材３６に供給される。なお、この実施形態においては、出力端子３２のマイナス端子３２ａに電極３４が接続されており、当該出力端子３２のプラス端子３２ｂに母材３６が接続されており、つまり負荷極性がいわゆる棒マイナスとされている。
【００２５】
さらに、出力側整流平滑回路２６の出力側と出力端子３２との間、詳しくは両波整流回路２８の出力側とプラス端子３２ｂとの間には、これら両者を通して流れる電流、言わば出力電流Ｉｏ、を検出するための電流検出回路３８が設けられている。この電流検出手段３８は、検出した出力電流Ｉｏの大きさを表す電流検出信号を生成する。そして、生成された電流検出信号は、ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）制御回路４０および判定回路４２のそれぞれに入力される。なお、電流検出回路３８は、平滑用リアクトル３０の出力側とマイナス端子３２ａとの間に設けることもできる。
【００２６】
ＰＷＭ制御回路４０は、電流検出回路３８からの電流検出信号に基づいて、つまり出力電流Ｉｏの大きさに基づいて、インバータ２０をＰＷＭ方式で制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。そして、生成されたＰＷＭ制御信号は、切換回路４４に入力される。
【００２７】
一方、判定回路４２は、電流検出回路３８からの電流検出信号に基づいて、出力電流Ｉｏが流れているか否か、具体的には当該出力電流Ｉｏがゼロよりも大きい所定の閾値Ｉｂを越えているか否か、を判定し、その判定結果を表す判定信号を生成する。そして、この判定信号もまた、切換回路４４に入力される。
【００２８】
切換回路４４は、判定回路４２からの判定信号に基づいて、つまり出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えているか否かに基づいて、次の第１状態および第２状態のいずれかの状態に切り換わる。即ち、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えているときは、ＰＷＭ制御回路４０からのＰＷＭ制御信号を連続的に出力するという第１状態になる。これに対して、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下のときは、当該ＰＷＭ制御信号を間欠的に出力するという第２状態になる。
【００２９】
このように切換回路４４が第１状態または第２状態となることによって当該切換回路４４から連続的または間欠的に出力されたＰＷＭ制御信号は、上述したドライブ回路２２に入力される。ドライブ回路２２は、入力されたＰＷＭ制御信号を電流増幅する。そして、この電流増幅されたＰＷＭ制御信号が、ドライブ信号としてインバータ２０（半導体スイッチング素子）に与えられる。
【００３０】
このように構成された溶接用電源装置１０によれば、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏは、図２に示すように推移する。
【００３１】
即ち、図２における或る時点ｔ０において、電極３４と母材３６とが互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。そして、この無負荷状態が、時点ｔ０よりもあとの時点ｔ１まで維持される、とする。この無負荷状態にあるときは、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏは流れず、つまり上述した閾値Ｉｂ以下となる。これにより、切換回路４４は、ＰＷＭ制御信号を間欠的に出力するという第２状態となり、この間欠的なＰＷＭ制御信号に基づくドライブ信号に従って、インバータ２０が間欠的に駆動する。この結果、出力電圧Ｖｏは、図２（ａ）に示すように、或る一定の電圧値Ｖａを示す高電圧期間Ｔａと、ゼロとなる低電圧期間Ｔｂと、を交互に繰り返すパルス状となる。
【００３２】
なお、高電圧期間Ｔａは、インバータ２０の駆動期間に相当し、低電圧期間Ｔｂは、当該インバータ２０の非駆動期間に相当する。そして、高電圧期間Ｔａは、低電圧期間Ｔｂよりも短く、例えば１［ｍｓ］とされている。一方、低電圧期間Ｔｂは、例えば９［ｍｓ］とされている。つまり、これら高電圧期間Ｔａと低電圧期間Ｔｂとを足し合わせたパルスの繰り返し周期Ｔｃは、１０［ｍｓ］とされており、当該繰り返し周期Ｔｃに対する高電圧期間Ｔａの比率、いわゆるデューティ比（Ｔａ／Ｔｃ）は、０．１とされている。
【００３３】
さらに、高電圧期間Ｔａにおける出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖａは、アークスタートを実現するのに十分な電圧値、例えばＶａ＝数十［Ｖ］、詳しくはＶａ＝約６０［Ｖ］、とされている。換言すれば、このような電圧値Ｖａとなるように、インバータ２０が制御される。なお、この高電圧期間Ｔａにおける出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖａは、負荷である電極３４および母材３６の状況（規模や種類等）によって変わる。
【００３４】
ここで、上述の時点ｔ１において、電極３４と母材３６とが互いに接触される、とする。併せて、この時点ｔ１は、出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａ中である、とする。すると、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが急激に増大し、閾値Ｉｂを超える。これによって、切換回路４４は、ＰＷＭ制御信号を連続的に出力するという第１状態となる。そして、この連続的なＰＷＭ制御信号に基づくドライブ信号に従って、インバータ２０が連続的に駆動し、例えば出力電圧Ｖｏが電圧値Ｖａを維持するように駆動する。ただし、実際には、当該出力電圧Ｖｏは、図２（ａ）に示すように、略ゼロとなる。
【００３５】
そして、時点ｔ１よりもあとの時点ｔ２において、電極３４と母材３６とが互いに引き離されると、これら両者の間にアークが発生する。このアークは、電極３４と母材３６との間の距離が適当に保たれることで維持される。また、このとき、当該アークを安定化させるべく、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが一定の電流値Ｉａとなるようにインバータが制御され、いわゆる定電流制御される。そして、この定電流制御に伴って、図２（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏも一定の電圧値Ｖｂに落ち着く。なお、アークが安定化されているときの出力電流（いわゆる溶接電流）Ｉｏの電流値Ｉａは、電極３４および母材３６の状況によって変わるが、概ねＩａ＝２００［Ａ］〜６００［Ａ］程度である。一方、出力電圧（いわゆる溶接電圧）Ｖｏの電圧値Ｖｂは、出力電流Ｉｏの電流値Ｉａによって変わり、概ねＶｂ＝２０［Ｖ］〜３０［Ｖ］程度となる。
【００３６】
さらに、時点ｔ２よりもあとの時点ｔ３において、電極３４と母材３６とが完全に引き離されると、アークが消滅し、改めて無負荷状態になる。これにより、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが流れなくなり、つまり閾値Ｉｂ以下となる。そして、このように出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下となることで、切換回路２２が上述した第２状態に切り換わり、ひいてはインバータ２０が間欠駆動に切り換わる。この結果、出力電圧Ｖｏが、図２（ａ）に示すように、改めてパルス状となる。
【００３７】
続いて、時点ｔ３よりもあとの時点ｔ４において、電極３４と母材３６とが互いに接触される、とする。併せて、この時点ｔ４は、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中である、とする。この場合、出力電流Ｉｏは直ぐには増大（流通）せず、次の出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａが到来した時点ｔ４’で増大する。そして、この出力電流Ｉｏが増大することで、厳密には当該出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えることで、インバータ２０が連続駆動に切り換わり、アークスタートが可能となる。つまり、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中にアークスタートのために電極３４と母材３６とが互いに接触された場合には、その時点ｔ４から当該アークスタートが可能となる時点ｔ４’までの間に、時間遅れＴｄが生じる。しかしながら、この時間遅れＴｄは、少なくとも定電圧期間Ｔｂよりも短く、つまりＴｄ＜９［ｍｓ］であるので、特に手動溶接においては、実用上、何ら問題にはならない。
【００３８】
これ以降、例えば或る時点ｔ５において、電極３４と母材３６とが引き離されると、時点ｔ２のときと同様に、これら電極３４と母材３６との間にアークが発生する。そして、このアークは、電極３４と母材３６との間の距離が適当に保たれることで維持され、インバータが定電流制御されることで安定化される。さらに、時点ｔ５よりもあとの時点ｔ６において、電極３４と母材３６とが完全に引き離されると、時点ｔ３のときと同様に、アークが消滅し、無負荷状態になる。
【００３９】
以上のように、この実施形態によれば、無負荷状態にあるときに、出力電圧Ｖｏが、アークスタートに必要な電圧値Ｖａを示す高電圧期間Ｔａと、ゼロとなる低電圧期間Ｔｂと、を交互に繰り返すパルス状とされる。そして、出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａにのみ、インバータ２０が駆動されると共に、変圧器２４に電流が流れ、つまり励磁電流が流れる。言い換えれば、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂには、インバータ２０は駆動されず、変圧器２４に励磁電流は流れない。従って、無負荷状態にあるときに出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な電圧値Ｖａに維持されるという上述した従来技術に比べて、当該無負荷状態にあるときにインバータ２０が駆動することによる電力の損失、および変圧器２４に励磁電流が流れることによる電力の損失、が小さい。即ち、従来技術では、図５（ａ）に斜線模様１００，１００，…で示したような一定の無負荷電力損失が発生するのに対して、この実施形態によれば、図２（ａ）に斜線模様５０，５０，…で示すように、当該無負荷電力損失の発生を高電圧期間Ｔａという一部の期間にのみ抑えることができる。ゆえに、従来よりも、溶接用電源装置１０全体の低消費電力化を図ることができる。
【００４０】
なお、この実施形態においては、出力電圧Ｖｏの高電圧期間ＴａをＴａ＝１［ｍｓ］としたが、これに限らない。即ち、この高電圧期間Ｔａは任意であり、例えばＴａ＝１［ｍｓ］〜１０［ｍｓ］の範囲で適宜設定することができる。
【００４１】
また、低電圧期間Ｔｂについても、任意であり、例えばＴｂ＝数［ｍｓ］〜数十［ｍｓ］の範囲で適宜設定することができる。ただし、上述した時間遅れＴｄを考慮すると、当該定位電圧期間Ｔｂは、この実施形態で説明したＴｂ＝１０［ｍｓ］程度が適当である。
【００４２】
さらに、この実施形態においては、インバータ２０を定電流制御することとしたが、これに限らない。例えば、アークが発生しているときの出力電圧Ｖｏが一定となるように低電圧制御してもよいし、当該出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの積である出力電力が一定となるように定電力制御してもよい。
【００４３】
また、インバータ２０を制御する方式として、ＰＷＭ方式を用いたが、ＰＡＭ（Pulse Amplitude
Modulation）方式等の他の制御方式を用いてもよい。
【００４４】
そしてさらに、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを越えたか否かに基づいて、電極３４と母材３６とが互いに接触されたか否か、つまりアークスタートが要求されたか否か、を判定することとしたが、これに限らない。例えば、アークスタートを要求するときに手動で操作されるボタン等の何らかの操作手段を設け、この操作手段の操作状況に基づいて、当該アークスタートが要求されたか否かを判定するようにしてもよい。
【００４５】
また、この実施形態では、負荷極性が棒マイナスとなるように構成したが、棒プラスとしてもよい。即ち、出力端子３２のプラス端子３２ｂに電極３４を接続し、当該出力端子３２のマイナス端子３２ａに母材３６を接続してもよい。
【００４６】
そして、この実施形態においては、直流の出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏを出力するいわゆる直流型の溶接用電源装置１０に、この発明を適用する場合について説明したが、これに限らない。即ち、周波数が数十［Ｈｚ］程度の交流の出力電圧および出力電流を出力する交流型の溶接用電源装置にも、この発明を適用することができる。
【００４７】
さらに、上述の時間遅れＴｄを解消するために、例えば図３に示す如く、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に、判定用電圧としての所定の電圧値Ｖｃを付与してもよい。なお、この所定の電圧値Ｖｃは、当該低電圧期間Ｔｂ中に電極３４と母材３６とが互いに接触されたときに出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超える程度とされ、例えばＶｃ＝十数［Ｖ］、詳しくはＶｃ＝１５［Ｖ］程度、とされる。かかる電圧値Ｖｃを付与することで、図３における時点ｔ４のように、たとえ出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に電極３４と母材３６とが互いに接触されたとしても、直ぐに出力電流Ｉｏを増大させることができ、ひいては上述の時間遅れＴｄを解消することができる。
【００４８】
なお、このように出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に判定用電圧としての電圧値Ｖｃを付与するには、例えば、図１の構成に対して図示しない別の要素、つまり判定用電圧供給手段、を設ければよい。より詳しくは、上述した切換回路４４の動作と連動（同期）して、当該低電圧期間Ｔｂ中に、電圧値Ｖｃを出力端子３２（詳しくはプラス端子３２ｂおよびマイナス端子３２ａ間）に供給する別途の回路を、判定用電圧供給手段として設ければよい。
【００４９】
若しくは、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中にもインバータ２０を駆動させることによって、当該出力電圧Ｖｏが所定の電圧値Ｖｃとなるようにしてもよい。そして、もし、このように低電圧期間Ｔｂ中にもインバータ２０を駆動させるのであれば、高電圧期間Ｔａを設けなくてもよい。即ち、図４に示すように、無負荷状態にあるとき（厳密には出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下のとき）の出力電圧Ｖｏが当該電圧値Ｖｃとなるように、インバータを駆動させてもよい。このようにすることによっても、図４に斜線模様５２，５２，…で示すように、図５に斜線模様１００，１００，…で示した従来技術の場合よりも、無負荷電力損失を抑制することができる。
【００５０】
以上、この実施形態で説明した内容は、飽くまでこの発明を実現するための一例であって、この発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】この発明の一実施形態に係る溶接用電源装置の概略構成を示す図である。
【図２】同実施形態における出力電圧と出力電流との推移を示す図解図である。
【図３】図２とは別の例を示す図解図である。
【図４】図３とはさらに別の例を示す図解図である。
【図５】従来技術における出力電圧と出力電流との推移を示す図解図である。
【符号の説明】
【００５２】
１０ 溶接用電源装置
１２ 入力端子
１４ 入力側整流平滑回路
２０ インバータ
２４ 変圧器
２６ 出力側整流平滑回路
３２ 出力端子
３８ 電流検出回路
４０ ＰＷＭ制御回路
５２ 判定回路
４４ 切換回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、溶接用電源装置に関し、特に例えば電極と母材とを互いに接触させたあと引き離すことによってこれら電極と母材との間にアークを発生させるいわゆる接触点弧式（タッチスタート式）の溶接電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の溶接用電源装置として、従来、例えば特許文献１に開示されたものがある。この従来技術によれば、交流電圧を直流電圧に変換する入力側直交変換器と、この入力側直交変換器からの直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータからの高周波電圧を変圧する変圧器と、この変圧器からの高周波電圧を直流電圧に変換して電極と母材とに供給する出力側直交変換器と、を具備する。そして、電極と母材とを短絡させた状態で、当該電極を母材から引き離すと、これら電極と母材との間にアーク（パイロットアーク）が発生する。ここで、インバータは、インバータ制御部によって制御され、具体的には、電極と母材とが短絡している状態にあるときの高周波電圧の周波数がアーク発生時の周波数よりも高くなるように制御される。これによって、電極と母材とが短絡している状態にあるときにこれら電極と母材とに流れる電流の山点と谷点との差が小さくなり、たとえ谷点で電極と母材との引き離しが開始されたとしても、両者の間に良好にアークを発生させることができ、つまりアークスタート時におけるアーク切れを防止することができる、とされている。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−６１６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上述の従来技術において、電極と母材とに供給される電圧、言わば出力電圧Ｖｏと、これら電極と母材とに流れる電流、言わば出力電流Ｉｏと、の推移を図示すると、例えば図５のようになる。即ち、この図５における或る時点ｔ１０において、電極と母材とが互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。この無負荷状態は、言い換えればアークスタートに備えるための待機状態でもあるので、かかる無負荷状態にある時点ｔ１０においては、出力電圧Ｖｏは、図５（ａ）に示すように、当該アークスタートを実現するのに必要な或る一定の電圧値Ｖａ、例えばＶａ＝数十［Ｖ］、に維持される。一方、出力電流Ｉｏは、図５（ｂ）に示すように、ゼロ（Ｉｏ＝０［Ａ］）であり、つまり流れない。
【０００５】
そして、時点ｔ１０よりもあとの時点ｔ１１において、電極と母材とが互いに接触（短絡）されると、当然ながら、出力電流Ｉｏが急激に増大する。一方、出力電圧Ｖｏは、急激に低下し、略ゼロ（Ｖｏ≒０［Ｖ］）になる。さらに、時点ｔ１１よりもあとの時点ｔ１２において、電極と母材とが互いに引き離されると、これら両者の間にアークが発生する。そして、このアークは、電極と母材との間の距離が適当に保たれることで維持される。また、このとき、当該アークを安定化させるべく、出力電流Ｉｏが一定の電流値Ｉａとなるようにインバータが制御され、いわゆる定電流制御される。そして、この定電流制御に伴って、出力電圧Ｖｏも或る一定の電圧値Ｖｂに落ち着く。なお、このようにアークが安定化されているときの出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖｂは、出力電流Ｉｏの電流値Ｉａによって変わるが、大抵はアークスタートに必要な（つまり無負荷状態にあるときの）電圧値Ｖａよりも低い。
【０００６】
そしてさらに、時点ｔ１２よりもあとの時点ｔ１３において、電極と母材とが完全に（大きく）引き離されると、アークが消滅する。これによって、時点ｔ１０のときと同じ無負荷状態になり、つまり出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な一定の電圧値Ｖａに戻ると共に、出力電流Ｉｏがゼロになる。
【０００７】
これ以降、例えば或る時点ｔ１４において、電極と母材とが互いに接触されると、時点ｔ１１のときと同様に、出力電流Ｉｏが急激に増大し、出力電圧Ｖｏが略ゼロになる。そして、時点ｔ１４よりもあとの時点ｔ１５において、電極と母材とが引き離されると、時点ｔ１２のときと同様に、これら電極と母材との間にアークが発生する。そして、このアークは、電極と母材との間の距離が適当に保たれることで維持され、インバータが定電流制御されることで安定化される。さらに、時点ｔ１５よりもあとの時点ｔ１６において、電極と母材とが完全に引き離されると、時点ｔ１３のときと同様に、アークが消滅する。
【０００８】
このように従来技術では、無負荷状態にあるときに、出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な一定の電圧値Ｖａに維持されるので、当該アークスタートが確実に実現される。しかし、その一方で、出力電圧Ｖｏを一定の電圧値Ｖａに維持するべく、無負荷状態にあるときにもインバータが駆動するので、このインバータが駆動することによる電力の損失が発生する。これと同時に、変圧器に一定の励磁電流が流れるので、この励磁電流が流れることによる電力の損失も発生する。つまり、図５（ａ）に斜線模様１００，１００，…で示すような一定の無負荷電力損失が発生する。そして、この無負荷電力損失という言わば無駄な電力損失の発生によって、溶接用電源装置全体の消費電力が増大する、という問題がある。
【０００９】
そこで、この発明は、従来よりも低消費電力の溶接用電源装置を提供することを、目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
かかる目的を達成するために、この発明は、電極および母材を互いに接触させたあと引き離すことによってこれら電極および母材間にアークを発生させる、つまりアークスタートさせる、接触点弧式の溶接用電源装置において、入力端子を介して直接または間接的に入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータによって変換された高周波電圧を変圧する変圧器と、この変圧器による変圧後電圧を所定形態に整形した上で電極および母材が接続される出力端子から出力させる出力手段と、を具備する。さらに、アークスタートが要求されたか否かを判定する判定手段と、この判定手段による判定結果に基づいてインバータを制御するインバータ制御手段と、をも具備する。ここで、インバータ制御手段は、アークスタートが要求されたという判定結果が得られたとき、出力端子から出力される出力電圧が当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様となるように、インバータを制御する。一方、アークスタートが未だ要求されていないという判定結果が得られたときは、出力電圧が第１態様よりも程度の小さい第２態様となるように、インバータを制御する、という点に特徴を有するものである。
【００１１】
即ち、この発明では、入力端子を介して直接または間接的に直流電圧がインバータに入力される。なお、ここで言う直接とは、例えば入力端子とインバータの入力部とが直結されている場合に対応し、間接的とは、当該入力端子とインバータの入力部とが直流−直流コンバータまたは交流−直流コンバータといった何らかの変換手段を介して接続されている場合に対応する。インバータは、入力された直流電圧を高周波電圧に変換する。そして、変換された高周波電圧は、変圧器によって変圧される。さらに、この変圧器による変圧後の高周波電圧、言わば変圧後電圧は、出力手段によって所定形態、例えば直流または低周波交流、に整形された上で、出力端子から出力され、ひいては負荷である電極および母材に供給される。
【００１２】
ここで、今、電極および母材が互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。この無負荷状態は、アークスタートに備えるための待機状態でもあり、かかる無負荷状態にあるときに、当該アークスタートが要求されたか否か、例えば電極および母材が互いに接触されたか否か、が判定手段によって判定される。そして、この判定手段による判定結果に基づいて、インバータ制御手段が、インバータを制御する。具体的には、アークスタートが要求されたという判定結果が得られたとき、インバータ制御手段は、出力端子から出力される出力電圧が当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様、例えば十分に電圧値の大きい態様、となるように、インバータを制御する。これによって、アークスタートが確実に実現される。一方、アークスタートが要求されていないという判定結果が得られたとき、つまり未だ無負荷状態にあるときは、出力電圧が第１態様よりも程度の小さい、例えば全体的（または平均的）に低電圧の、第２態様となるように、インバータを制御する。従って、無負荷状態にあるときは、アークスタートが要求されたときに比べて、変圧器に流れる励磁電流が全体的に小さく、よって当該励磁電流が流れることによる電力損失も小さい。
【００１３】
なお、インバータ制御手段は、例えばインバータを連続的に駆動させることによって第１態様を形成し、当該インバータを間欠的（断続的）に駆動させることによって第２態様を形成するものとしてもよい。即ち、アークスタートが要求されたときは、インバータが連続的に駆動することによって、出力電圧が、当該アークスタートを実現するのに必要な第１態様となる。一方、アークスタートが要求されていない無負荷状態にあるときには、インバータが間欠的に駆動することによって、出力電圧が、或る一定の電圧値、例えばアークスタートを実現するのに必要な電圧値、を示す言わば高電圧期間と、ゼロを示す言わば低電圧期間と、を交互に繰り返すパルス状となる。そして、このパルス状の態様が、第２態様とされる。このように出力電圧がパルス状の第２態様とされることで、変圧器に励磁電流が流れる期間とそうでない期間とが交互に繰り返され、これによって当該励磁電流が流れることによる電力の損失が全体的に低減される。併せて、インバータの駆動が間欠的に停止されるので、当該インバータが駆動することによる電力の損失も低減される。
【００１４】
そして、このようにインバータが間欠的に駆動することによって第２態様が形成される場合には、当該インバータの駆動期間は非駆動期間（駆動停止期間）よりも短いのが、望ましい。つまり、インバータの駆動期間が短いほど、変圧器に励磁電流が流れる期間が短くなるので、その分、当該励磁電流が流れることによる電力損失がさらに低減される。また、インバータが駆動することによる電力損失もさらに低減される。
【００１５】
そしてさらに、判定手段は、出力端子を介して流れる出力電流に基づいて、アークスタートが要求されたか否かを判定するものとしてもよい。即ち、アークスタートのために電極および母材が互いに接触されると、出力電流が急激に増大する。そこで、判定手段は、この出力電流が急激に増大したか否か、例えば所定の閾値を超えたか否か、に基づいて、電極および母材が互いに接触されたか否か、つまりアークスタートが要求されたか否か、を判定するものとしてもよい。
【００１６】
ただし、上述の如くインバータが間欠的に駆動することによって第２態様が形成される場合であって、当該インバータの非駆動期間中に電極および母材が互いに接触された場合には、出力電流は直ぐには増大せず、次にインバータが駆動される機会に増大する。従って、このような状況下で、判定手段が当該出力電流に基づいてアークスタートの要求が成されたか否かを判定するとすると、電極および母材が互いに接触されてからこれを当該判定手段が認識するまでの間、つまりアークスタートが要求されてから実際に当該アークスタートが可能となるまでの間、に時間遅れ（タイムラグ）が生じる。
【００１７】
そこで、かかる時間遅れを解消するべく、第２態様を形成しているときのインバータの非駆動期間中に、判定手段による判定を可能とするための判定用電圧を出力端子から出力させる判定用電圧供給手段を、さらに設けてもよい。このようにインバータの非駆動期間中に出力端子から判定用電圧を出力させることで、たとえ当該非駆動期間中に電極および母材が互いに接触されたとしても、直ぐに出力電流を増大させることができ、ひいてはアークスタートが要求されたことを直ぐに判定手段に認識させることができる。この結果、上述の時間遅れが解消される。なお、判定用電圧は、少なくとも判定手段による判定を可能とするのに必要な態様であることが前提とされるが、併せて、インバータの駆動期間中（つまり高電圧期間中）の出力電圧の電圧値よりも小さいことが望ましい。
【００１８】
さらに、インバータ制御手段は、上述の如くインバータを間欠的に駆動させるのではなく、当該インバータを連続的に駆動させることによって、第２態様を形成するものとしてもよい。つまり、無負荷状態にあるときの出力電圧が、上述したパルス状ではなく、例えば一定の電圧値を示すようにしてもよい。より具体的には、判定手段が、上述の如く出力電流に基づいて判定を行えるようにするために、当該無負荷状態にあるときの出力電圧が、上述の判定用電圧と同様の態様となるようにするのが、望ましい。
【発明の効果】
【００１９】
このように、この発明によれば、無負荷状態にあるときの出力電圧が、アークスタートが要求されたときの出力電圧よりも小さい。従って、無負荷状態にあるときの出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な電圧値Ｖａに維持されるという上述した従来技術に比べて、変圧器に流れる励磁電流を低減することができ、ひいては当該励磁電流が流れることによる電力損失を低減することができる。ゆえに、従来よりも低消費電力の溶接用電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
この発明の一実施形態について、図１〜図４を参照して説明する。
【００２１】
図１に示すように、この実施形態に係る溶接用電源装置１０は、３相の商用交流電圧が入力される入力端子１２を備えている。この入力端子１２に入力された商用交流電圧は、変換手段としての入力側整流平滑回路１４に入力され、ここで直流電圧に変換される。なお、入力側整流平滑回路１４は、入力端子１２を介して入力された商用交流電圧を整流する入力側整流手段、例えば３相ブリッジ整流回路１６と、この３相ブリッジ整流回路１６による整流後電圧を平滑する入力側平滑手段、例えば平滑用コンデンサ１８と、によって構成されている。
【００２２】
入力側整流平滑回路１４によって変換された直流電圧は、インバータ２０に入力され、ここで例えば周波数が１０［ｋＨｚ］〜１００［ｋＨｚ］の高周波電圧に変換される。なお、図には詳しく示さないが、インバータ２０は、複数の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴ（Field Effect Transistor）を備えており、後述するドライブ回路２２から与えられるドライブ信号に従ってこれらの半導体スイッチング素子がスイッチング（オン／オフ）動作することで、入力側整流平滑回路１４からの直流電圧を高周波電圧に変換する。
【００２３】
このインバータ２０によって変換された高周波電圧は、変圧器２４に入力され、具体的には当該変圧器２４の１次側巻線２４ａに入力される。変圧器２４は、１次側巻線２４ａに入力された高周波電圧を、当該１次側巻線２４ａと２次側巻線２４ｂとの巻数比に応じた比率で変圧する。そして、変圧された高周波電圧、言わば変圧後電圧は、２次側巻線２４ｂから出力され、出力手段としての出力側整流平滑回路２６に入力される。
【００２４】
出力側整流平滑回路２６は、変圧器２４からの変圧後電圧を直流電圧に整形するためのものであり、当該変圧後電圧を整流する出力側整流手段、例えば２つのダイオード２８ａおよび２８ｂを組み合わせた両波整流回路２８と、この両波整流回路２８による整流後電圧を平滑する出力側平滑手段、例えば平滑用リアクトル３０と、によって構成されている。そして、この出力側整流平滑回路２６によって整形された直流電圧は、出力電圧Ｖｏとして出力端子３２から出力され、ひいては当該出力端子３２に接続されている負荷としての電極３４および母材３６に供給される。なお、この実施形態においては、出力端子３２のマイナス端子３２ａに電極３４が接続されており、当該出力端子３２のプラス端子３２ｂに母材３６が接続されており、つまり負荷極性がいわゆる棒マイナスとされている。
【００２５】
さらに、出力側整流平滑回路２６の出力側と出力端子３２との間、詳しくは両波整流回路２８の出力側とプラス端子３２ｂとの間には、これら両者を通して流れる電流、言わば出力電流Ｉｏ、を検出するための電流検出回路３８が設けられている。この電流検出手段３８は、検出した出力電流Ｉｏの大きさを表す電流検出信号を生成する。そして、生成された電流検出信号は、ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）制御回路４０および判定回路４２のそれぞれに入力される。なお、電流検出回路３８は、平滑用リアクトル３０の出力側とマイナス端子３２ａとの間に設けることもできる。
【００２６】
ＰＷＭ制御回路４０は、電流検出回路３８からの電流検出信号に基づいて、つまり出力電流Ｉｏの大きさに基づいて、インバータ２０をＰＷＭ方式で制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。そして、生成されたＰＷＭ制御信号は、切換回路４４に入力される。
【００２７】
一方、判定回路４２は、電流検出回路３８からの電流検出信号に基づいて、出力電流Ｉｏが流れているか否か、具体的には当該出力電流Ｉｏがゼロよりも大きい所定の閾値Ｉｂを越えているか否か、を判定し、その判定結果を表す判定信号を生成する。そして、この判定信号もまた、切換回路４４に入力される。
【００２８】
切換回路４４は、判定回路４２からの判定信号に基づいて、つまり出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えているか否かに基づいて、次の第１状態および第２状態のいずれかの状態に切り換わる。即ち、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えているときは、ＰＷＭ制御回路４０からのＰＷＭ制御信号を連続的に出力するという第１状態になる。これに対して、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下のときは、当該ＰＷＭ制御信号を間欠的に出力するという第２状態になる。
【００２９】
このように切換回路４４が第１状態または第２状態となることによって当該切換回路４４から連続的または間欠的に出力されたＰＷＭ制御信号は、上述したドライブ回路２２に入力される。ドライブ回路２２は、入力されたＰＷＭ制御信号を電流増幅する。そして、この電流増幅されたＰＷＭ制御信号が、ドライブ信号としてインバータ２０（半導体スイッチング素子）に与えられる。
【００３０】
このように構成された溶接用電源装置１０によれば、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏは、図２に示すように推移する。
【００３１】
即ち、図２における或る時点ｔ０において、電極３４と母材３６とが互いに離れており、これら両者の間にアークが発生していない、いわゆる無負荷状態にある、とする。そして、この無負荷状態が、時点ｔ０よりもあとの時点ｔ１まで維持される、とする。この無負荷状態にあるときは、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏは流れず、つまり上述した閾値Ｉｂ以下となる。これにより、切換回路４４は、ＰＷＭ制御信号を間欠的に出力するという第２状態となり、この間欠的なＰＷＭ制御信号に基づくドライブ信号に従って、インバータ２０が間欠的に駆動する。この結果、出力電圧Ｖｏは、図２（ａ）に示すように、或る一定の電圧値Ｖａを示す高電圧期間Ｔａと、ゼロとなる低電圧期間Ｔｂと、を交互に繰り返すパルス状となる。
【００３２】
なお、高電圧期間Ｔａは、インバータ２０の駆動期間に相当し、低電圧期間Ｔｂは、当該インバータ２０の非駆動期間に相当する。そして、高電圧期間Ｔａは、低電圧期間Ｔｂよりも短く、例えば１［ｍｓ］とされている。一方、低電圧期間Ｔｂは、例えば９［ｍｓ］とされている。つまり、これら高電圧期間Ｔａと低電圧期間Ｔｂとを足し合わせたパルスの繰り返し周期Ｔｃは、１０［ｍｓ］とされており、当該繰り返し周期Ｔｃに対する高電圧期間Ｔａの比率、いわゆるデューティ比（Ｔａ／Ｔｃ）は、０．１とされている。
【００３３】
さらに、高電圧期間Ｔａにおける出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖａは、アークスタートを実現するのに十分な電圧値、例えばＶａ＝数十［Ｖ］、詳しくはＶａ＝約６０［Ｖ］、とされている。換言すれば、このような電圧値Ｖａとなるように、インバータ２０が制御される。なお、この高電圧期間Ｔａにおける出力電圧Ｖｏの電圧値Ｖａは、負荷である電極３４および母材３６の状況（規模や種類等）によって変わる。
【００３４】
ここで、上述の時点ｔ１において、電極３４と母材３６とが互いに接触される、とする。併せて、この時点ｔ１は、出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａ中である、とする。すると、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが急激に増大し、閾値Ｉｂを超える。これによって、切換回路４４は、ＰＷＭ制御信号を連続的に出力するという第１状態となる。そして、この連続的なＰＷＭ制御信号に基づくドライブ信号に従って、インバータ２０が連続的に駆動し、例えば出力電圧Ｖｏが電圧値Ｖａを維持するように駆動する。ただし、実際には、当該出力電圧Ｖｏは、図２（ａ）に示すように、略ゼロとなる。
【００３５】
そして、時点ｔ１よりもあとの時点ｔ２において、電極３４と母材３６とが互いに引き離されると、これら両者の間にアークが発生する。このアークは、電極３４と母材３６との間の距離が適当に保たれることで維持される。また、このとき、当該アークを安定化させるべく、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが一定の電流値Ｉａとなるようにインバータが制御され、いわゆる定電流制御される。そして、この定電流制御に伴って、図２（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏも一定の電圧値Ｖｂに落ち着く。なお、アークが安定化されているときの出力電流（いわゆる溶接電流）Ｉｏの電流値Ｉａは、電極３４および母材３６の状況によって変わるが、概ねＩａ＝２００［Ａ］〜６００［Ａ］程度である。一方、出力電圧（いわゆる溶接電圧）Ｖｏの電圧値Ｖｂは、出力電流Ｉｏの電流値Ｉａによって変わり、概ねＶｂ＝２０［Ｖ］〜３０［Ｖ］程度となる。
【００３６】
さらに、時点ｔ２よりもあとの時点ｔ３において、電極３４と母材３６とが完全に引き離されると、アークが消滅し、改めて無負荷状態になる。これにより、図２（ｂ）に示すように、出力電流Ｉｏが流れなくなり、つまり閾値Ｉｂ以下となる。そして、このように出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下となることで、切換回路２２が上述した第２状態に切り換わり、ひいてはインバータ２０が間欠駆動に切り換わる。この結果、出力電圧Ｖｏが、図２（ａ）に示すように、改めてパルス状となる。
【００３７】
続いて、時点ｔ３よりもあとの時点ｔ４において、電極３４と母材３６とが互いに接触される、とする。併せて、この時点ｔ４は、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中である、とする。この場合、出力電流Ｉｏは直ぐには増大（流通）せず、次の出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａが到来した時点ｔ４’で増大する。そして、この出力電流Ｉｏが増大することで、厳密には当該出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超えることで、インバータ２０が連続駆動に切り換わり、アークスタートが可能となる。つまり、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中にアークスタートのために電極３４と母材３６とが互いに接触された場合には、その時点ｔ４から当該アークスタートが可能となる時点ｔ４’までの間に、時間遅れＴｄが生じる。しかしながら、この時間遅れＴｄは、少なくとも定電圧期間Ｔｂよりも短く、つまりＴｄ＜９［ｍｓ］であるので、特に手動溶接においては、実用上、何ら問題にはならない。
【００３８】
これ以降、例えば或る時点ｔ５において、電極３４と母材３６とが引き離されると、時点ｔ２のときと同様に、これら電極３４と母材３６との間にアークが発生する。そして、このアークは、電極３４と母材３６との間の距離が適当に保たれることで維持され、インバータが定電流制御されることで安定化される。さらに、時点ｔ５よりもあとの時点ｔ６において、電極３４と母材３６とが完全に引き離されると、時点ｔ３のときと同様に、アークが消滅し、無負荷状態になる。
【００３９】
以上のように、この実施形態によれば、無負荷状態にあるときに、出力電圧Ｖｏが、アークスタートに必要な電圧値Ｖａを示す高電圧期間Ｔａと、ゼロとなる低電圧期間Ｔｂと、を交互に繰り返すパルス状とされる。そして、出力電圧Ｖｏの高電圧期間Ｔａにのみ、インバータ２０が駆動されると共に、変圧器２４に電流が流れ、つまり励磁電流が流れる。言い換えれば、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂには、インバータ２０は駆動されず、変圧器２４に励磁電流は流れない。従って、無負荷状態にあるときに出力電圧Ｖｏがアークスタートに必要な電圧値Ｖａに維持されるという上述した従来技術に比べて、当該無負荷状態にあるときにインバータ２０が駆動することによる電力の損失、および変圧器２４に励磁電流が流れることによる電力の損失、が小さい。即ち、従来技術では、図５（ａ）に斜線模様１００，１００，…で示したような一定の無負荷電力損失が発生するのに対して、この実施形態によれば、図２（ａ）に斜線模様５０，５０，…で示すように、当該無負荷電力損失の発生を高電圧期間Ｔａという一部の期間にのみ抑えることができる。ゆえに、従来よりも、溶接用電源装置１０全体の低消費電力化を図ることができる。
【００４０】
なお、この実施形態においては、出力電圧Ｖｏの高電圧期間ＴａをＴａ＝１［ｍｓ］としたが、これに限らない。即ち、この高電圧期間Ｔａは任意であり、例えばＴａ＝１［ｍｓ］〜１０［ｍｓ］の範囲で適宜設定することができる。
【００４１】
また、低電圧期間Ｔｂについても、任意であり、例えばＴｂ＝数［ｍｓ］〜数十［ｍｓ］の範囲で適宜設定することができる。ただし、上述した時間遅れＴｄを考慮すると、当該定位電圧期間Ｔｂは、この実施形態で説明したＴｂ＝１０［ｍｓ］程度が適当である。
【００４２】
さらに、この実施形態においては、インバータ２０を定電流制御することとしたが、これに限らない。例えば、アークが発生しているときの出力電圧Ｖｏが一定となるように低電圧制御してもよいし、当該出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの積である出力電力が一定となるように定電力制御してもよい。
【００４３】
また、インバータ２０を制御する方式として、ＰＷＭ方式を用いたが、ＰＡＭ（Pulse Amplitude
Modulation）方式等の他の制御方式を用いてもよい。
【００４４】
そしてさらに、出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを越えたか否かに基づいて、電極３４と母材３６とが互いに接触されたか否か、つまりアークスタートが要求されたか否か、を判定することとしたが、これに限らない。例えば、アークスタートを要求するときに手動で操作されるボタン等の何らかの操作手段を設け、この操作手段の操作状況に基づいて、当該アークスタートが要求されたか否かを判定するようにしてもよい。
【００４５】
また、この実施形態では、負荷極性が棒マイナスとなるように構成したが、棒プラスとしてもよい。即ち、出力端子３２のプラス端子３２ｂに電極３４を接続し、当該出力端子３２のマイナス端子３２ａに母材３６を接続してもよい。
【００４６】
そして、この実施形態においては、直流の出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏを出力するいわゆる直流型の溶接用電源装置１０に、この発明を適用する場合について説明したが、これに限らない。即ち、周波数が数十［Ｈｚ］程度の交流の出力電圧および出力電流を出力する交流型の溶接用電源装置にも、この発明を適用することができる。
【００４７】
さらに、上述の時間遅れＴｄを解消するために、例えば図３に示す如く、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に、判定用電圧としての所定の電圧値Ｖｃを付与してもよい。なお、この所定の電圧値Ｖｃは、当該低電圧期間Ｔｂ中に電極３４と母材３６とが互いに接触されたときに出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂを超える程度とされ、例えばＶｃ＝十数［Ｖ］、詳しくはＶｃ＝１５［Ｖ］程度、とされる。かかる電圧値Ｖｃを付与することで、図３における時点ｔ４のように、たとえ出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に電極３４と母材３６とが互いに接触されたとしても、直ぐに出力電流Ｉｏを増大させることができ、ひいては上述の時間遅れＴｄを解消することができる。
【００４８】
なお、このように出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中に判定用電圧としての電圧値Ｖｃを付与するには、例えば、図１の構成に対して図示しない別の要素、つまり判定用電圧供給手段、を設ければよい。より詳しくは、上述した切換回路４４の動作と連動（同期）して、当該低電圧期間Ｔｂ中に、電圧値Ｖｃを出力端子３２（詳しくはプラス端子３２ｂおよびマイナス端子３２ａ間）に供給する別途の回路を、判定用電圧供給手段として設ければよい。
【００４９】
若しくは、出力電圧Ｖｏの低電圧期間Ｔｂ中にもインバータ２０を駆動させることによって、当該出力電圧Ｖｏが所定の電圧値Ｖｃとなるようにしてもよい。そして、もし、このように低電圧期間Ｔｂ中にもインバータ２０を駆動させるのであれば、高電圧期間Ｔａを設けなくてもよい。即ち、図４に示すように、無負荷状態にあるとき（厳密には出力電流Ｉｏが閾値Ｉｂ以下のとき）の出力電圧Ｖｏが当該電圧値Ｖｃとなるように、インバータを駆動させてもよい。このようにすることによっても、図４に斜線模様５２，５２，…で示すように、図５に斜線模様１００，１００，…で示した従来技術の場合よりも、無負荷電力損失を抑制することができる。
【００５０】
以上、この実施形態で説明した内容は、飽くまでこの発明を実現するための一例であって、この発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】この発明の一実施形態に係る溶接用電源装置の概略構成を示す図である。
【図２】同実施形態における出力電圧と出力電流との推移を示す図解図である。
【図３】図２とは別の例を示す図解図である。
【図４】図３とはさらに別の例を示す図解図である。
【図５】従来技術における出力電圧と出力電流との推移を示す図解図である。
【符号の説明】
【００５２】
１０ 溶接用電源装置
１２ 入力端子
１４ 入力側整流平滑回路
２０ インバータ
２４ 変圧器
２６ 出力側整流平滑回路
３２ 出力端子
３８ 電流検出回路
４０ ＰＷＭ制御回路
５２ 判定回路
４４ 切換回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電極および母材を互いに接触させたあと引き離すことによって該電極および該母材間にアークを発生させる接触点弧式の溶接用電源装置において、
入力端子を介して直接または間接的に入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、
上記インバータによって変換された上記高周波電圧を変圧する変圧器と、
上記変圧器による変圧後電圧を所定形態に整形した上で上記電極および上記母材が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記アークの発生が要求されたか否かを判定する判定手段と、
上記判定手段による判定結果に基づいて上記インバータを制御するインバータ制御手段と、
を具備し、
上記インバータ制御手段は、上記アークの発生が要求されたという上記判定結果が得られたとき、上記出力端子から出力される出力電圧が該アークを発生させるのに必要な第１態様となるように上記インバータを制御し、該アークの発生が未要求であるという該判定結果が得られたとき、該出力電圧が該第１態様よりも程度の小さい第２態様となるように該インバータを制御すること、
を特徴とする、溶接用電源装置。
【請求項２】
上記第１態様は上記インバータが連続的に駆動することによって形成され、上記第２態様は該インバータが間欠的に駆動することによって形成される、請求項１に記載の溶接用電源装置。
【請求項３】
上記第２態様を形成しているときの上記インバータの駆動期間は非駆動期間よりも短い、請求項２に記載の溶接用電源装置。
【請求項４】
上記判定手段は上記出力端子を介して流れる出力電流に基づいて判定を行う、請求項２または３に記載の溶接用電源装置。
【請求項５】
上記第２態様を形成しているときの上記インバータの非駆動期間中に上記判定手段による判定を可能とするための判定用電圧を上記出力端子から出力させる判定用電圧供給手段をさらに備える、請求項４に記載の溶接用電源装置。
【請求項６】
上記判定手段は上記出力端子を介して流れる出力電流に基づいて判定を行い、
上記第２態様は上記判定手段による判定を可能とするのに必要な態様を含む、
請求項１に記載の溶接用電源装置。
【請求項１】
電極および母材を互いに接触させたあと引き離すことによって該電極および該母材間にアークを発生させる接触点弧式の溶接用電源装置において、
入力端子を介して直接または間接的に入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータと、
上記インバータによって変換された上記高周波電圧を変圧する変圧器と、
上記変圧器による変圧後電圧を所定形態に整形した上で上記電極および上記母材が接続される出力端子から出力させる出力手段と、
上記アークの発生が要求されたか否かを判定する判定手段と、
上記判定手段による判定結果に基づいて上記インバータを制御するインバータ制御手段と、
を具備し、
上記インバータ制御手段は、上記アークの発生が要求されたという上記判定結果が得られたとき、上記出力端子から出力される出力電圧が該アークを発生させるのに必要な第１態様となるように上記インバータを制御し、該アークの発生が未要求であるという該判定結果が得られたとき、該出力電圧が該第１態様よりも程度の小さい第２態様となるように該インバータを制御すること、
を特徴とする、溶接用電源装置。
【請求項２】
上記第１態様は上記インバータが連続的に駆動することによって形成され、上記第２態様は該インバータが間欠的に駆動することによって形成される、請求項１に記載の溶接用電源装置。
【請求項３】
上記第２態様を形成しているときの上記インバータの駆動期間は非駆動期間よりも短い、請求項２に記載の溶接用電源装置。
【請求項４】
上記判定手段は上記出力端子を介して流れる出力電流に基づいて判定を行う、請求項２または３に記載の溶接用電源装置。
【請求項５】
上記第２態様を形成しているときの上記インバータの非駆動期間中に上記判定手段による判定を可能とするための判定用電圧を上記出力端子から出力させる判定用電圧供給手段をさらに備える、請求項４に記載の溶接用電源装置。
【請求項６】
上記判定手段は上記出力端子を介して流れる出力電流に基づいて判定を行い、
上記第２態様は上記判定手段による判定を可能とするのに必要な態様を含む、
請求項１に記載の溶接用電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−２３５８６（Ｐ２００８−２３５８６Ａ）
【公開日】平成２０年２月７日（２００８．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２０２００１（Ｐ２００６−２０２００１）
【出願日】平成１８年７月２５日（２００６．７．２５）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年２月７日（２００８．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年７月２５日（２００６．７．２５）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
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