無線送信方法および無線送信機
【課題】簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉を低減できるようにする。
【解決手段】データ信号Ｄの１ビットに対応して矩形波信号Ｓ２を生成し出力する矩形波信号生成部２と、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御するパルス幅制御部３と、矩形波信号Ｓ２により駆動される送信アンテナ４とを備える。矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。
【解決手段】データ信号Ｄの１ビットに対応して矩形波信号Ｓ２を生成し出力する矩形波信号生成部２と、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御するパルス幅制御部３と、矩形波信号Ｓ２により駆動される送信アンテナ４とを備える。矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号を無線送信する無線送信方法および無線送信機に関し、特に、近距離の微弱無線通信に用いられる送信方法および送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、直流信号や周波数の低い信号をそのまま伝送するのは難しい。このため、通常、高周波の搬送波に情報変調を施して信号を送信することとしている。具体的には、送信側では、送信したい信号波（送信データ）によって搬送波に変調を施し、得られた被変調波を送信する。一方、受信側では、受信された被変調波を復調することで搬送波から信号波（送信データ）を取り出す（例えば、非特許文献１を参照）。
【０００３】
図１６は、この種の従来の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
従来の無線送信機５００は、図１６（Ａ）に示すように、搬送波（キャリア）を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０１と、搬送波に送信したいベースバンド信号を乗算して搬送波を変調することによりアップコンバートする乗算器５０２と、変調された搬送波すなわち被変調波を増幅するパワーアンプ５０３と、増幅された被変調波により駆動される送信アンテナ５０４とを有する。
これに対応する従来の無線受信機６００は、図１６（Ｂ）に示すように、受信アンテナ６０１と、受信アンテナ６０１で受信された被変調波を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）６０２と、増幅された被変調波からイメージ成分を除去するイメージ除去フィルタ６０３と、搬送波を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）６０４と、イメージ成分が除去された被変調波を搬送波と乗算してダウンコンバートする乗算器６０５と、乗算器６０５の出力信号のうち中間周波数を通過させるチャネル選択フィルタ６０６と、チャネル選択フィルタ６０６を通過した信号を検波して送信されたベースバンド信号に変換する検波器６０７とを有する。
図１６は位相変復調により無線通信を行う場合の一例であるが、他の無線通信方式においても搬送波を発生させ、搬送波に変復調を施して無線通信を行うのが一般的である。
【０００４】
一方、搬送波を用いずに無線通信を行うシステムとして、超広帯域（Ultra Wideband：ＵＷＢ）技術を用いた無線通信システムが提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。ＵＷＢの送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯にわたって、１秒間に１０億回以上という非常に時間軸の短いガウシアンモノパルスを送出する。受信機は、送信機から送られてきたパルスのシーケンスを受信し、パルスをデータに変換する。
【０００５】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特表２００３−５２９２７３号公報（国際公開第０１／０７３９６５号パンフレット）
【特許文献２】特表２００３−５３５５５２号公報（国際公開第０１／０９３４４１号パンフレット）
【非特許文献１】大庭英雄，提坂秀樹，”無線通信機”，日本理工出版会，ｐ．１４１−２６５，ＩＳＢＮ ４−８９０１９−１３６−４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上のように、図１６に示した従来の送信機５００を用いる場合には、送信機５００および受信機６００に搬送波を生成する電圧制御発振器５０１，６０４や、アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器５０２，６０５等の高周波アナログ回路が必要である。このため、無線通信システムが複雑化し、システム規模（ハードウェア量）が大きく、製造コストおよび消費電力が大きいという問題があった。
また、従来のＵＷＢを用いた送信機を用いる場合には、搬送波が不要である反面、ガウシアンモノパルスを生成する短パルス生成回路が必要となる。この短パルス生成回路は構成が複雑でかつ消費電力が大きいので、上述した送信機５００を用いる場合と同様に、ハードウェア量が大きく、製造コストおよび消費電力が大きいという問題があった。
【０００７】
一方、近距離の微弱無線通信では、他の電子機器や無線通信システムへの影響（干渉）を考えて、無線送信機からの送信電力が厳しく制限されている。上述した従来の無線通信システムにおいても、送信電力の規制値を超えないように、送信機からの出力を制限して利用されている。一般的に送信機からの送信電力により通信距離や伝送レートが決まるため、上述した規制値によって無線通信システムの性能が定まり、通信距離や伝送レートを大きくすることがない。
上述した規制値は、干渉が起きないように、単位周波数あたりの送信電力で規定されている。送信信号スペクトルを拡散することにより、単位周波数あたりの電力値が低下する。したがって、これを利用することにより、干渉の影響を抑えつつ、全送信信号電力を大きくすることが可能となる。一般的なスペクトル拡散手段として拡散符号や周波数ホッピングを用いた技術があるが、ハードウェア量がさらに大きくなり、消費電力のさらなる増加をもたらすという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、無線通信システムを簡易化し、製造コストおよび消費電力を低減することにある。
他の目的は、簡易な構成で送信信号スペクトルの単位周波数あたりの電力値を低減し、無線通信システムの性能を確保しつつ他の無線通信システムへの干渉を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような目的を達成するために、本発明に係る無線送信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る無線通信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る無線通信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１２】
これらの無線送信方法において、前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
【００１３】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段により生成される前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するパルス幅制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記矩形波信号生成手段は、前記ディジタル信号を遅延させる遅延回路と、前記ディジタル信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記矩形波信号を生成する演算回路とを備え、前記パルス幅制御手段は、前記遅延回路の遅延量を制御するものであってもよい。
【００１４】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段により前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するタイミング制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記ディジタル信号とクロック信号とに基づき前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備え、前記タイミング制御手段は、前記クロック信号の周波数を制御するものであってもよい。
【００１５】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御する生成間隔制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記パルスを生成する演算回路とを備え、前記生成間隔制御手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を制御するものであってもよい。
【００１６】
また、上述した無線送信機は、前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えるものであってもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る無線送信機では、ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し、この矩形波信号でアンテナを駆動する。これにより、簡易な構成でパルスを生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。したがって、本発明を用いる無線通信システムでは、搬送波を生成する電圧制御発振器やアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器等が不要となるので、システムを構成する無線送信機および無線受信機のハードウェア量を削減することができ、システムの簡易化、製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、無線送信機については、ディジタル信号処理がメインとなるので、高周波アナログ回路を大幅に削減し、大幅な製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。
【００１８】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号のパルス幅を矩形波信号ごとに制御することにより、パルス幅を固定した場合と比べて送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、アンテナ帯域の電力を一定に保ちつつ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減できるので、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【００１９】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号が生成されるタイミングを矩形波信号ごとに制御することにより、送信信号のデータレートが変わり、送信信号の線スペクトルの間隔が変わる。したがって、矩形波信号が生成されるタイミングを固定した場合と比べて、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【００２０】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号を構成する２以上のパルスの生成時間間隔を矩形波信号ごとに制御する。送信信号スペクトルがパルス幅と生成時間間隔で決まる周波数成分から構成されるため、生成時間間隔を固定した場合と比べて送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態ついて詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）Ｄをそのデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２により生成される矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するパルス幅制御部３と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により駆動される送信アンテナ４とから構成される。なお、「矩形波信号」とは、電圧の立ち上がりから立ち下がりまで（場合によっては、立ち下がりから立ち上がりまで）のパルス的な電圧変化をいう。
【００２２】
信号変換部１は更に、データ信号Ｄとこのデータ信号Ｄに同期したクロック信号Ｃ１との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されたインバータ回路１３とから構成される。
【００２３】
データ信号Ｄとクロック信号Ｃ１とは、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すように、データ信号Ｄの状態「１」のとき、１ビットに対し１クロック分だけ状態が「１」となる。一方、ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎにはその出力端子ｏｕｔから出力される出力信号Ｓ１の反転信号が入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号の状態が「１」から「０」に遷移するごとに、出力信号Ｓ１の状態が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。
したがって、信号Ｓ１は図２（Ｄ）に示すように、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移する。より具体的には、状態「１」のビットのＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移する。言い換えれば、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号Ｄの状態「１」にビットに対応することになる。
【００２４】
なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号Ｄを状態「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。また、状態「１」のビットのＤｕｔｙ０％（始まり）または１００％（終わり）の位置で状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。
【００２５】
また、矩形波信号生成部２は更に、信号Ｓ１を時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号（時間Ｔ遅延した信号Ｓ１）との排他的論理和（Exclusive OR，ＸＯＲ）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と時間Ｔ遅延した信号Ｓ１との排他的論理和を演算することにより、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに一致して、パルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。なお、矩形波信号Ｓ２のスペクトルを図３に示す。
パルス幅制御部３は、遅延回路２１の遅延量を制御する。遅延回路２１の遅延量により矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まるので、遅延量の変化に合わせてパルス幅Ｔが変化する。
【００２６】
矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ４に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ４から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号Ｄの状態「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。
【００２７】
ここで、矩形波信号生成部２の遅延回路２１およびパルス幅制御部３の構成例について説明する。図４は、その構成例を示す回路図である。
遅延回路２１は、図４（Ａ）に示すようなＤＦＦ５１で実現することができる。ＤＦＦ５１では、供給されるクロック信号Ｃ２の周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、パルス幅制御部３としてクロック制御回路６１を用い、ＤＦＦ５１に供給するクロック信号Ｃ２の周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることができる。
【００２８】
遅延回路２１はまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図４（Ｂ）には、インバータ回路５２，５５を２段つなげて遅延回路２１を実現する例が示されている。インバータ回路５２，５５の出力端子がＭＯＳスイッチ５３，５６および容量５４，５７を介して接地されている。ＭＯＳスイッチ５３，５６のゲート端子電圧Ｖによってインバータ回路５２，５５の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、パルス幅制御部３として電圧制御回路６２を用い、ＭＯＳスイッチ５３，５６のゲート端子電圧Ｖを変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることができる。この場合には、クロック信号を変化させる必要がないので、パルス幅制御部３を簡易に実現することができる。
【００２９】
図４（Ｂ）はＭＯＳスイッチ５３，５６を可変抵抗器として用いる例であるが、ＭＯＳスイッチ５３，５６の代わりに一般的な可変抵抗器を用いて遅延回路２１を実現してもよい。また、ＭＯＳスイッチ５３，５６の代わりに抵抗器を用い、容量５４，５７の代わりに可変容量を用いて遅延回路２１を実現し、容量を変化させることにより矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させるようにしてもよい。
なお、インバータ回路を４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできる。インバータ回路を３段以上の奇数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできが、この場合には排他的論理和回路（Exclusive OR回路）２２の代わりにExclusive NOR回路を用いる必要がある。
いずれにせよ、遅延回路２１およびパルス幅制御部３は、図４に示した構成には限定されない。
【００３０】
次に、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ４に供給することにより、送信アンテナ４からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとる。
【００３１】
図５は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。矩形波信号は、矩形波信号と同周期の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）、という奇数（２ｎ＋１、ｎは非負整数）次の高調波信号成分からなる。したがって、図２（Ｅ）に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。このため、中心周波数が１／２Ｔまたはその奇数倍のアンテナを送信アンテナ４として用いることで、送信アンテナ４を上述した正弦波信号またはその高次高調波信号で駆動し、ＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
【００３２】
具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の信号周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓ）となり、高次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・となる。このため、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚといったアンテナを送信アンテナ４として用いることで、送信アンテナ４からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
２ｎ＋１次高調波成分の信号振幅は、図５に示すように矩形波信号の信号振幅に比べ１／（２ｎ＋１）になる（３次高調波では１／３、５次高調波では１／５）。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信信号電力が小さくなる。
【００３３】
図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図６（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ４に供給すると、送信アンテナ４からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図６（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。
このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ４のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。
矩形波信号Ｓ２のスペクトルが示されている図３を参照すると、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／２Ｔに相当するから、３次高調波成分を送信アンテナ４から出力する場合には、図３に示すような帯域の送信アンテナ４を用意すればよい。
【００３４】
一般的な近距離の微弱無線通信では、その送信信号電力がかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。
【００３５】
矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現がより難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、１ｎｓの遅延量を実現する必要がある。これに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、５ｎｓの遅延量を実現すればよい。遅延回路２１を図４（Ａ）に示すようにＤＦＦ５１で実現する場合では、前者は１ＧＨｚのクロック信号Ｃ２が必要になるのに対し、後者は２００ＭＨｚのクロック信号Ｃ２であればよく、クロック生成が高次高調波成分を利用する場合の方が容易である。
さらに、遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延量が大きければ、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。
また、規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。
【００３６】
次に、図７および図８を参照し、パルス幅制御部３を用いて矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより得られる効果について説明する。図７は、パルス幅の異なる３つの矩形波信号の信号波形を示す概念図である。３つの矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３のパルス幅をそれぞれＴ1，Ｔ2，Ｔ3（Ｔ1＜Ｔ2＜Ｔ3）とする。図８は、３つの矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３の信号スペクトルを示す概念図である。図８（Ａ）には、矩形波信号Ｓ２２の信号スペクトルを実線で、矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２３のスペクトルを点線で示している。
【００３７】
矩形波信号Ｓ２２の信号スペクトルを中心に考えると、矩形波信号Ｓ２１はパルス幅が矩形波信号Ｓ２２よりも短いので、その信号スペクトルは図８（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２２に比べより高周波側へシフトする。一方、矩形波信号Ｓ２３はパルス幅が矩形波信号Ｓ２２よりも長いので、その信号スペクトルは図８（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２２に比べより低周波側へシフトする。
【００３８】
パルス幅制御部３を用いて矩形波信号Ｓ２のパルス幅をＴ1→Ｔ2→Ｔ3→Ｔ1→Ｔ2→Ｔ3というように時間とともに周期的に変化させると、送信信号の信号スペクトルは矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３の信号スペクトルの平均となり、図８（Ｂ）に実線で示すようになる。この図から分かるように、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を固定した場合に比べ、時間とともに変化させることにより、送信信号スペクトルが広帯域に拡散され、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。パルス幅の変化量を大きくするほど、またその変化速度を速くするほど送信信号スペクトルが広帯域に拡散され、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値が小さくなる。
したがって、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、アンテナ帯域の電力を一定に保ちつつ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減できるので、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００３９】
このような干渉低減効果は、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを徐々に長くする方向および短くする方向に変化させても、ランダムに変化させても得ることができる。また、必ずしも矩形波信号Ｓ２ごとにそのパルス幅Ｔを変化させる必要はなく、同じパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２を複数回繰り返し生成してから、パルス幅Ｔを変化させるようにしてもよい。要は、矩形波信号Ｓ２ごとにそのパルス幅Ｔを制御した結果、所定時間の送信信号電力計測において、ピーク値の低減効果が得られるようにパルス幅Ｔを変化させればよい。この際、制御したパルス幅の出現頻度が統計的にほぼ同等であることが好ましい。
なお、後述する他の実施の形態はそれぞれ他のパラメータを矩形波信号ごとに制御するものであるが、この制御についての考え方は本実施の形態と同様である。
【００４０】
次に、本実施の形態に係る無線送信機に対応する無線受信機について説明する。図９は、無線受信機の構成例を示すブロック図である。
本実施の形態に係る無線送信機からは、データ信号Ｄの状態「１」，「０」に対応してＲＦパルス信号がオンオフされて送信されるので、無線受信機ではこのオンオフ信号を検波すればよい。したがって、図９（Ａ）に示す無線受信機は、ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナ１０１と、受信された信号を増幅するローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２と、増幅された信号をダイオード検波を用いて包絡線検波するダイオード１０３ａと、検波された信号をＡＤ変換するＡＤコンバータ１０４を有する。
【００４１】
図９（Ａ）におけるダイオード１０３ａの代わりに図９（Ｂ）における乗算器１０３ｂを用いて、ローノイズアンプ１０２により増幅された信号を二乗検波を用いて包絡線検波するようにしてもよい。
なお、図９（Ａ），（Ｂ）におけるＡＤコンバータ１０４によるＡＤ変換は、検波された信号からＲＦパルス信号のオンオフを判定していることになるので、ＡＤコンバータ１０４の代わりにコンパレータを用いてＲＦパルス信号のオンオフを判定するようにしてもよい。
また、図９（Ａ），（Ｂ）に示す無線受信機では、ＲＦ信号をそのまま包絡線検波しているが、ＲＦ信号を中間周波数にダウンコンバートしてから包絡線検波する構成にしてもよい。この場合には、ダウンコンバートを行う回路が必要になるが、ＲＦ信号を直接包絡線検波する場合に比べて包絡線検波の実現が容易になる。
【００４２】
本実施の形態に係る無線送信機では、簡易な構成でパルスを生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。したがって、本実施の形態に係る無線送信機およびそれに対応する無線受信機では、搬送波を生成する電圧制御発振器５０１，６０４やアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器５０２，６０５等が不要となるので、送受信機のハードウェア量を削減することができ、送受信機からなる無線通信システムの簡易化、製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、無線送信機については、ほぼすべてをディジタル回路で構成でき、ディジタル信号処理がメインとなるので、高周波アナログ回路を大幅に削減し、大幅な製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。
【００４３】
［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機は、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、送信信号スペクトルを拡散し、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減するものである。
図１０は、本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。この図１０では、図１に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１と同一符号を用いている。図１１は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【００４４】
図１０に示す無線送信機は、信号変換部１に供給されるクロック信号Ｃ１の周波数を制御するクロック制御回路７を有する。ここでは、パルス幅制御部３ａは、矩形波信号生成部２により生成される矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させず、一定にするものとする。
【００４５】
クロック制御回路７を用いて図１１（Ｂ），（Ｃ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数を変化させると、信号変換部１から出力される信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが、図１１（Ｄ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数に対応して変化する。矩形波信号生成部２は信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成するので、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングが図１１（Ｅ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数に対応して変化することになる。したがって、クロック制御回路７は、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するタイミング制御手段として作用する。
【００４６】
図１２は、矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルを示す概念図である。この図において、（Ａ）はクロック信号Ｃ１の周波数を固定した場合、（Ｂ）は変化させた場合をそれぞれ示している。
矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルは、図１２（Ａ）に示すような多数の線スペクトルからなる。線スペクトルの間隔はデータレートで決まる。
上述したように矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを変化させることは、矩形波信号Ｓ２のデータレートを変化させることに相当する。このため、矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルを構成する線スペクトルの間隔が、図１２（Ｂ）に実線で示すように変わる。
【００４７】
したがって、クロック信号Ｃ１の周波数を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、周波数を固定した場合と比べて、時間平均した矩形波信号Ｓ２のスペクトルのピーク電力が低下する。したがって、本実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、送信信号スペクトルを拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００４８】
ただし、送信機側においてクロック信号Ｃ１により矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを変化させることは、受信機側においてパルス信号を検波する際のジッタにつながる。このため、送信信号スペクトルを広範囲に拡散させるため、矩形波信号Ｓ２の生成タイミングを大きく変化させると、ジッタが大きくなる虞がある。このため、ジッタがあまり大きくならない範囲で送信信号スペクトルを拡散させることが好ましい。
【００４９】
［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機は、２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し、そのパルスの生成時間間隔を制御することにより、送信信号スペクトルを拡散し、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減するものである。
図１３は、本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。この図１３では、図１および図１０に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１および図１０と同一符号を用いている。図１４は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【００５０】
図１３に示す無線送信機は、図１に示した無線送信機の矩形波信号生成部２およびパルス幅制御部３に代えて、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して２つのパルスからなる矩形波信号Ｓ４を生成する矩形波信号生成部２０と、矩形波信号生成部２０により生成されるパルスのパルス幅Ｔ１を制御するパルス幅制御部３ａと、矩形波信号生成部２０により生成されるパルスの生成時間間隔Ｔ２を矩形波信号Ｓ４ごとに制御する生成時間間隔制御部８とを用いるものである。
【００５１】
矩形波信号生成部２０は更に、縦続接続された第１および第２の矩形波信号生成回路２ａ，２ｂから構成される。
第１の矩形波信号生成回路２ａは、図１における矩形波信号生成部２と同等のものであり、遅延回路２１ａと排他的論理和回路２２ａとから構成され、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して、図１４（Ａ）に示すようなパルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３を生成する。矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が遅延回路２１ａの遅延量で決まることは、上述したとおりである。信号Ｓ１はデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移するので、第１の矩形波信号生成回路２ａからはデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して矩形波信号Ｓ３が出力される。
【００５２】
第２の矩形波信号生成回路２ｂは、遅延回路２１ｂと排他的論理和回路２２ｂとから構成される。遅延回路２１ｂは、第１の矩形波信号生成回路２ａから入力される矩形波信号Ｓ３を時間Ｔ２遅延させて出力する。排他的論理和回路２２ｂは、矩形波信号Ｓ３と遅延回路２１ｂの出力信号（時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３）との排他的論理和を演算する。パルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３と時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３との排他的論理和を演算することにより、図１４（Ｂ）に示すように、パルス幅Ｔ１の２つのパルスがＴ２の時間間隔で生成される。第２の矩形波信号生成回路２ｂからは、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して２つのパルスが出力されることになる。これらのパルスを矩形波信号Ｓ４と呼ぶ。
【００５３】
パルス幅制御部３ａは、遅延回路２１ａの遅延量を一定の値に固定する。遅延回路２１ａの遅延量により矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まるので、本実施の形態ではパルス幅Ｔ１が一定の値に固定される。
生成時間間隔制御部８は、遅延回路２１ｂの遅延量を制御する。遅延回路２１ｂの遅延量により矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２が決まるので、遅延量の変化に合わせて生成時間間隔Ｔ２が変化する。
【００５４】
図１４（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ４の信号スペクトルは、矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスのパルス幅Ｔ１と生成時間間隔Ｔ２で決まる周波数成分からなる。生成時間間隔Ｔ２を矩形波信号Ｓ４ごとに制御することにより、生成時間間隔を固定した場合と比べて、矩形波信号Ｓ４の信号スペクトルが広帯域に拡散される。その理由は次のように考えればよい。
矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスのうち２つ目のパルスに着目すると、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させる操作は、第２の実施の形態で行った矩形波信号が生成されるタイミングを変化させる操作を２つ目のパルスのみに適用しているとみなすことができる。したがって、本実施の形態においても第２の実施形態と同様の作用により、送信信号スペクトルを拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００５５】
次に、矩形波信号生成部２０、パルス幅制御部３ａおよび生成間隔制御部８の構成例について説明する。図１５は、その構成例を示す回路図である。
図１における遅延回路２１と同様に、遅延回路２１ａ，２１ｂは図１５（Ａ）に示すようなＤＦＦ５１ａ，５１ｂで実現することができる。
【００５６】
遅延回路２１ａをＤＦＦ５１ａで実現する場合には、供給されるクロック信号Ｃ２ａの周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まる。したがって、パルス幅制御部３ａとしてクロック制御回路６１ａを用い、クロック信号Ｃ２ａの周波数を調整することにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整することができる。本実施の形態では、クロック信号Ｃ２ａの周波数を固定し、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を固定する。なお、必要に応じてクロック信号Ｃ２ａの周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることも可能である。
【００５７】
遅延回路２１ｂをＤＦＦ５１ｂで実現する場合には、供給されるクロック信号Ｃ２ｂの周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２が決まる。したがって、生成間隔制御部８としてクロック制御回路６１ｂを用い、クロック信号Ｃ２ｂの周波数を変化させることにより、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させることができる。
【００５８】
遅延回路２１ａ，２１ｂはまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図１５（Ｂ）には、インバータ回路５２ａ，５５ａを２段つなげて遅延回路２１ａを実現し、インバータ回路５２ｂ，５５ｂを２段つなげて遅延回路２１ｂを実現する例が示されている。
図１５（Ｂ）に示す例では、インバータ回路５２ａ，５５ａ，５２ｂ，５５ｂの出力端子がＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａ，５３ｂ，５６ｂおよび容量５４ａ，５７ａ，５４ｂ，５７ｂを介して接地されている。ＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａのゲート端子電圧Ｖ１によってインバータ回路５２ａ，５５ａの出力のＲＣ時定数が決まり、ＭＯＳスイッチ５３ｂ，５６ｂのゲート端子電圧Ｖ２によってインバータ回路５２ｂ，５５ｂの出力のＲＣ時定数が決まり、それぞれの遅延量が決まる。
【００５９】
したがって、パルス幅制御部３ａとして電圧制御回路６２ａを用い、ＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａのゲート端子電圧Ｖ１を調整とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整することができる。本実施の形態では、ゲート端子電圧Ｖ１を固定し、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を固定する。なお、必要に応じてゲート端子電圧Ｖ１を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることも可能である。
また、生成間隔制御部８として電圧制御回路６２ｂを用い、ＭＯＳスイッチ５３ｂ，５６ｂのゲート端子電圧Ｖ２を変化させることにより、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させることができる。
【００６０】
なお、矩形波信号生成部２０、パルス幅制御部３ａおよび生成間隔制御部８は、図１５に示した構成には限定されない。
【００６１】
本実施の形態では、図１３に示したように矩形波信号生成部２０に縦続接続された２つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂを設け、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して２つのパルスからなる矩形波信号Ｓ４を出力できるようにした。同様に、矩形波信号生成部に縦続接続された３つ以上の矩形波信号生成回路を設け、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して３つ以上のパルスからなる矩形波信号を出力できるようにしてもよい。この場合には、生成時間間隔制御部８を用いて、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し遅延回路の遅延量を制御する。２段目以降の遅延量をすべて同じ値にしてもよいし、それぞれ異なる値にしてもよい。
【００６２】
なお、第１から第３までの実施の形態は組み合わせて実施してもよい。例えば第１と第２の実施の形態を組み合わせ、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するとともに、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することによっても、送信信号スペクトルを広帯域に拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、例えば近距離の微弱無線通信に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の一実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号のスペクトルを示す図である。
【図４】図１における矩形波信号生成部の遅延回路およびパルス幅制御部の構成例を示す回路図である。
【図５】矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。
【図６】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。
【図７】異なる３つの矩形波信号の信号波形を示す概念図である。
【図８】図７に示す３つの矩形波信号の信号スペクトルを示す概念図である。
【図９】図１に示す無線送信機に対応する無線受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図１２】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の高次高調波成分のスペクトルを示す概念図である。
【図１３】本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図１５】矩形波信号生成部、パルス幅制御部および生成間隔制御部の構成例を示す回路図である。
【図１６】搬送波を用いる従来の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６５】
１…信号変換部、２，２０…矩形波信号生成部、２ａ，２ｂ…矩形波信号生成回路、３，３ａ…パルス幅制御部、４…送信アンテナ、７…クロック制御回路、８…生成間隔制御部、１１…ＡＮＤ回路、１２…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、１３…インバータ回路、２１，２１ａ，２１ｂ…遅延回路、２２，２２ａ，２２ｂ…排他的論理和回路、５１，５１ａ，５１ｂ…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、５２，５２ａ，５２ｂ，５５，５５ａ，５５ｂ…インバータ回路、５３，５３ａ，５３ｂ，５６，５６ａ，５６ｂ…ＣＭＯＳスイッチ、５４，５４ａ，５４ｂ，５７，５７ａ，５７ｂ…容量、６１，６１ａ，６１ｂ…クロック制御回路、６２，６２ａ，６２ｂ…電圧制御回路、１０１…受信アンテナ、１０２…ローノイズアンプ、１０３ａ…ダイオード、１０３ｂ…乗算器、１０４…ＡＤコンバータ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ…クロック信号、Ｄ…データ信号、Ｓ１…信号変換部の出力信号、Ｓ２〜Ｓ４…矩形波信号、Ｖ，Ｖ１，Ｖ２…ゲート端子電圧。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号を無線送信する無線送信方法および無線送信機に関し、特に、近距離の微弱無線通信に用いられる送信方法および送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、直流信号や周波数の低い信号をそのまま伝送するのは難しい。このため、通常、高周波の搬送波に情報変調を施して信号を送信することとしている。具体的には、送信側では、送信したい信号波（送信データ）によって搬送波に変調を施し、得られた被変調波を送信する。一方、受信側では、受信された被変調波を復調することで搬送波から信号波（送信データ）を取り出す（例えば、非特許文献１を参照）。
【０００３】
図１６は、この種の従来の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
従来の無線送信機５００は、図１６（Ａ）に示すように、搬送波（キャリア）を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０１と、搬送波に送信したいベースバンド信号を乗算して搬送波を変調することによりアップコンバートする乗算器５０２と、変調された搬送波すなわち被変調波を増幅するパワーアンプ５０３と、増幅された被変調波により駆動される送信アンテナ５０４とを有する。
これに対応する従来の無線受信機６００は、図１６（Ｂ）に示すように、受信アンテナ６０１と、受信アンテナ６０１で受信された被変調波を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）６０２と、増幅された被変調波からイメージ成分を除去するイメージ除去フィルタ６０３と、搬送波を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）６０４と、イメージ成分が除去された被変調波を搬送波と乗算してダウンコンバートする乗算器６０５と、乗算器６０５の出力信号のうち中間周波数を通過させるチャネル選択フィルタ６０６と、チャネル選択フィルタ６０６を通過した信号を検波して送信されたベースバンド信号に変換する検波器６０７とを有する。
図１６は位相変復調により無線通信を行う場合の一例であるが、他の無線通信方式においても搬送波を発生させ、搬送波に変復調を施して無線通信を行うのが一般的である。
【０００４】
一方、搬送波を用いずに無線通信を行うシステムとして、超広帯域（Ultra Wideband：ＵＷＢ）技術を用いた無線通信システムが提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。ＵＷＢの送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯にわたって、１秒間に１０億回以上という非常に時間軸の短いガウシアンモノパルスを送出する。受信機は、送信機から送られてきたパルスのシーケンスを受信し、パルスをデータに変換する。
【０００５】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特表２００３−５２９２７３号公報（国際公開第０１／０７３９６５号パンフレット）
【特許文献２】特表２００３−５３５５５２号公報（国際公開第０１／０９３４４１号パンフレット）
【非特許文献１】大庭英雄，提坂秀樹，”無線通信機”，日本理工出版会，ｐ．１４１−２６５，ＩＳＢＮ ４−８９０１９−１３６−４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上のように、図１６に示した従来の送信機５００を用いる場合には、送信機５００および受信機６００に搬送波を生成する電圧制御発振器５０１，６０４や、アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器５０２，６０５等の高周波アナログ回路が必要である。このため、無線通信システムが複雑化し、システム規模（ハードウェア量）が大きく、製造コストおよび消費電力が大きいという問題があった。
また、従来のＵＷＢを用いた送信機を用いる場合には、搬送波が不要である反面、ガウシアンモノパルスを生成する短パルス生成回路が必要となる。この短パルス生成回路は構成が複雑でかつ消費電力が大きいので、上述した送信機５００を用いる場合と同様に、ハードウェア量が大きく、製造コストおよび消費電力が大きいという問題があった。
【０００７】
一方、近距離の微弱無線通信では、他の電子機器や無線通信システムへの影響（干渉）を考えて、無線送信機からの送信電力が厳しく制限されている。上述した従来の無線通信システムにおいても、送信電力の規制値を超えないように、送信機からの出力を制限して利用されている。一般的に送信機からの送信電力により通信距離や伝送レートが決まるため、上述した規制値によって無線通信システムの性能が定まり、通信距離や伝送レートを大きくすることがない。
上述した規制値は、干渉が起きないように、単位周波数あたりの送信電力で規定されている。送信信号スペクトルを拡散することにより、単位周波数あたりの電力値が低下する。したがって、これを利用することにより、干渉の影響を抑えつつ、全送信信号電力を大きくすることが可能となる。一般的なスペクトル拡散手段として拡散符号や周波数ホッピングを用いた技術があるが、ハードウェア量がさらに大きくなり、消費電力のさらなる増加をもたらすという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、無線通信システムを簡易化し、製造コストおよび消費電力を低減することにある。
他の目的は、簡易な構成で送信信号スペクトルの単位周波数あたりの電力値を低減し、無線通信システムの性能を確保しつつ他の無線通信システムへの干渉を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような目的を達成するために、本発明に係る無線送信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る無線通信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る無線通信方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成するステップと、前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００１２】
これらの無線送信方法において、前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
【００１３】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段により生成される前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するパルス幅制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記矩形波信号生成手段は、前記ディジタル信号を遅延させる遅延回路と、前記ディジタル信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記矩形波信号を生成する演算回路とを備え、前記パルス幅制御手段は、前記遅延回路の遅延量を制御するものであってもよい。
【００１４】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段により前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するタイミング制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記ディジタル信号とクロック信号とに基づき前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備え、前記タイミング制御手段は、前記クロック信号の周波数を制御するものであってもよい。
【００１５】
また、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御する生成間隔制御手段と、前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナとを備えることを特徴とする。
ここで、前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記パルスを生成する演算回路とを備え、前記生成間隔制御手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を制御するものであってもよい。
【００１６】
また、上述した無線送信機は、前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えるものであってもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る無線送信機では、ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し、この矩形波信号でアンテナを駆動する。これにより、簡易な構成でパルスを生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。したがって、本発明を用いる無線通信システムでは、搬送波を生成する電圧制御発振器やアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器等が不要となるので、システムを構成する無線送信機および無線受信機のハードウェア量を削減することができ、システムの簡易化、製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、無線送信機については、ディジタル信号処理がメインとなるので、高周波アナログ回路を大幅に削減し、大幅な製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。
【００１８】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号のパルス幅を矩形波信号ごとに制御することにより、パルス幅を固定した場合と比べて送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、アンテナ帯域の電力を一定に保ちつつ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減できるので、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【００１９】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号が生成されるタイミングを矩形波信号ごとに制御することにより、送信信号のデータレートが変わり、送信信号の線スペクトルの間隔が変わる。したがって、矩形波信号が生成されるタイミングを固定した場合と比べて、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【００２０】
また、本発明に係る無線送信機では、矩形波信号を構成する２以上のパルスの生成時間間隔を矩形波信号ごとに制御する。送信信号スペクトルがパルス幅と生成時間間隔で決まる周波数成分から構成されるため、生成時間間隔を固定した場合と比べて送信信号スペクトルが広帯域に拡散し、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。したがって、簡易な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態ついて詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）Ｄをそのデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２により生成される矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するパルス幅制御部３と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により駆動される送信アンテナ４とから構成される。なお、「矩形波信号」とは、電圧の立ち上がりから立ち下がりまで（場合によっては、立ち下がりから立ち上がりまで）のパルス的な電圧変化をいう。
【００２２】
信号変換部１は更に、データ信号Ｄとこのデータ信号Ｄに同期したクロック信号Ｃ１との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されたインバータ回路１３とから構成される。
【００２３】
データ信号Ｄとクロック信号Ｃ１とは、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すように、データ信号Ｄの状態「１」のとき、１ビットに対し１クロック分だけ状態が「１」となる。一方、ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎにはその出力端子ｏｕｔから出力される出力信号Ｓ１の反転信号が入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号の状態が「１」から「０」に遷移するごとに、出力信号Ｓ１の状態が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。
したがって、信号Ｓ１は図２（Ｄ）に示すように、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移する。より具体的には、状態「１」のビットのＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移する。言い換えれば、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号Ｄの状態「１」にビットに対応することになる。
【００２４】
なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号Ｄを状態「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。また、状態「１」のビットのＤｕｔｙ０％（始まり）または１００％（終わり）の位置で状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。
【００２５】
また、矩形波信号生成部２は更に、信号Ｓ１を時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号（時間Ｔ遅延した信号Ｓ１）との排他的論理和（Exclusive OR，ＸＯＲ）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と時間Ｔ遅延した信号Ｓ１との排他的論理和を演算することにより、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに一致して、パルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。なお、矩形波信号Ｓ２のスペクトルを図３に示す。
パルス幅制御部３は、遅延回路２１の遅延量を制御する。遅延回路２１の遅延量により矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まるので、遅延量の変化に合わせてパルス幅Ｔが変化する。
【００２６】
矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ４に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ４から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号Ｄの状態「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。
【００２７】
ここで、矩形波信号生成部２の遅延回路２１およびパルス幅制御部３の構成例について説明する。図４は、その構成例を示す回路図である。
遅延回路２１は、図４（Ａ）に示すようなＤＦＦ５１で実現することができる。ＤＦＦ５１では、供給されるクロック信号Ｃ２の周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、パルス幅制御部３としてクロック制御回路６１を用い、ＤＦＦ５１に供給するクロック信号Ｃ２の周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることができる。
【００２８】
遅延回路２１はまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図４（Ｂ）には、インバータ回路５２，５５を２段つなげて遅延回路２１を実現する例が示されている。インバータ回路５２，５５の出力端子がＭＯＳスイッチ５３，５６および容量５４，５７を介して接地されている。ＭＯＳスイッチ５３，５６のゲート端子電圧Ｖによってインバータ回路５２，５５の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、パルス幅制御部３として電圧制御回路６２を用い、ＭＯＳスイッチ５３，５６のゲート端子電圧Ｖを変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることができる。この場合には、クロック信号を変化させる必要がないので、パルス幅制御部３を簡易に実現することができる。
【００２９】
図４（Ｂ）はＭＯＳスイッチ５３，５６を可変抵抗器として用いる例であるが、ＭＯＳスイッチ５３，５６の代わりに一般的な可変抵抗器を用いて遅延回路２１を実現してもよい。また、ＭＯＳスイッチ５３，５６の代わりに抵抗器を用い、容量５４，５７の代わりに可変容量を用いて遅延回路２１を実現し、容量を変化させることにより矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させるようにしてもよい。
なお、インバータ回路を４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできる。インバータ回路を３段以上の奇数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできが、この場合には排他的論理和回路（Exclusive OR回路）２２の代わりにExclusive NOR回路を用いる必要がある。
いずれにせよ、遅延回路２１およびパルス幅制御部３は、図４に示した構成には限定されない。
【００３０】
次に、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ４に供給することにより、送信アンテナ４からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとる。
【００３１】
図５は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。矩形波信号は、矩形波信号と同周期の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）、という奇数（２ｎ＋１、ｎは非負整数）次の高調波信号成分からなる。したがって、図２（Ｅ）に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。このため、中心周波数が１／２Ｔまたはその奇数倍のアンテナを送信アンテナ４として用いることで、送信アンテナ４を上述した正弦波信号またはその高次高調波信号で駆動し、ＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
【００３２】
具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の信号周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓ）となり、高次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・となる。このため、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚといったアンテナを送信アンテナ４として用いることで、送信アンテナ４からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
２ｎ＋１次高調波成分の信号振幅は、図５に示すように矩形波信号の信号振幅に比べ１／（２ｎ＋１）になる（３次高調波では１／３、５次高調波では１／５）。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信信号電力が小さくなる。
【００３３】
図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図６（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ４に供給すると、送信アンテナ４からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図６（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。
このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ４のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。
矩形波信号Ｓ２のスペクトルが示されている図３を参照すると、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／２Ｔに相当するから、３次高調波成分を送信アンテナ４から出力する場合には、図３に示すような帯域の送信アンテナ４を用意すればよい。
【００３４】
一般的な近距離の微弱無線通信では、その送信信号電力がかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。
【００３５】
矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現がより難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、１ｎｓの遅延量を実現する必要がある。これに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、５ｎｓの遅延量を実現すればよい。遅延回路２１を図４（Ａ）に示すようにＤＦＦ５１で実現する場合では、前者は１ＧＨｚのクロック信号Ｃ２が必要になるのに対し、後者は２００ＭＨｚのクロック信号Ｃ２であればよく、クロック生成が高次高調波成分を利用する場合の方が容易である。
さらに、遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延量が大きければ、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。
また、規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。
【００３６】
次に、図７および図８を参照し、パルス幅制御部３を用いて矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより得られる効果について説明する。図７は、パルス幅の異なる３つの矩形波信号の信号波形を示す概念図である。３つの矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３のパルス幅をそれぞれＴ1，Ｔ2，Ｔ3（Ｔ1＜Ｔ2＜Ｔ3）とする。図８は、３つの矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３の信号スペクトルを示す概念図である。図８（Ａ）には、矩形波信号Ｓ２２の信号スペクトルを実線で、矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２３のスペクトルを点線で示している。
【００３７】
矩形波信号Ｓ２２の信号スペクトルを中心に考えると、矩形波信号Ｓ２１はパルス幅が矩形波信号Ｓ２２よりも短いので、その信号スペクトルは図８（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２２に比べより高周波側へシフトする。一方、矩形波信号Ｓ２３はパルス幅が矩形波信号Ｓ２２よりも長いので、その信号スペクトルは図８（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２２に比べより低周波側へシフトする。
【００３８】
パルス幅制御部３を用いて矩形波信号Ｓ２のパルス幅をＴ1→Ｔ2→Ｔ3→Ｔ1→Ｔ2→Ｔ3というように時間とともに周期的に変化させると、送信信号の信号スペクトルは矩形波信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３の信号スペクトルの平均となり、図８（Ｂ）に実線で示すようになる。この図から分かるように、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を固定した場合に比べ、時間とともに変化させることにより、送信信号スペクトルが広帯域に拡散され、送信信号スペクトルのピーク値が小さくなる。パルス幅の変化量を大きくするほど、またその変化速度を速くするほど送信信号スペクトルが広帯域に拡散され、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値が小さくなる。
したがって、矩形波信号Ｓ２のパルス幅を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、アンテナ帯域の電力を一定に保ちつつ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減できるので、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００３９】
このような干渉低減効果は、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを徐々に長くする方向および短くする方向に変化させても、ランダムに変化させても得ることができる。また、必ずしも矩形波信号Ｓ２ごとにそのパルス幅Ｔを変化させる必要はなく、同じパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２を複数回繰り返し生成してから、パルス幅Ｔを変化させるようにしてもよい。要は、矩形波信号Ｓ２ごとにそのパルス幅Ｔを制御した結果、所定時間の送信信号電力計測において、ピーク値の低減効果が得られるようにパルス幅Ｔを変化させればよい。この際、制御したパルス幅の出現頻度が統計的にほぼ同等であることが好ましい。
なお、後述する他の実施の形態はそれぞれ他のパラメータを矩形波信号ごとに制御するものであるが、この制御についての考え方は本実施の形態と同様である。
【００４０】
次に、本実施の形態に係る無線送信機に対応する無線受信機について説明する。図９は、無線受信機の構成例を示すブロック図である。
本実施の形態に係る無線送信機からは、データ信号Ｄの状態「１」，「０」に対応してＲＦパルス信号がオンオフされて送信されるので、無線受信機ではこのオンオフ信号を検波すればよい。したがって、図９（Ａ）に示す無線受信機は、ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナ１０１と、受信された信号を増幅するローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２と、増幅された信号をダイオード検波を用いて包絡線検波するダイオード１０３ａと、検波された信号をＡＤ変換するＡＤコンバータ１０４を有する。
【００４１】
図９（Ａ）におけるダイオード１０３ａの代わりに図９（Ｂ）における乗算器１０３ｂを用いて、ローノイズアンプ１０２により増幅された信号を二乗検波を用いて包絡線検波するようにしてもよい。
なお、図９（Ａ），（Ｂ）におけるＡＤコンバータ１０４によるＡＤ変換は、検波された信号からＲＦパルス信号のオンオフを判定していることになるので、ＡＤコンバータ１０４の代わりにコンパレータを用いてＲＦパルス信号のオンオフを判定するようにしてもよい。
また、図９（Ａ），（Ｂ）に示す無線受信機では、ＲＦ信号をそのまま包絡線検波しているが、ＲＦ信号を中間周波数にダウンコンバートしてから包絡線検波する構成にしてもよい。この場合には、ダウンコンバートを行う回路が必要になるが、ＲＦ信号を直接包絡線検波する場合に比べて包絡線検波の実現が容易になる。
【００４２】
本実施の形態に係る無線送信機では、簡易な構成でパルスを生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。したがって、本実施の形態に係る無線送信機およびそれに対応する無線受信機では、搬送波を生成する電圧制御発振器５０１，６０４やアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンを行う乗算器５０２，６０５等が不要となるので、送受信機のハードウェア量を削減することができ、送受信機からなる無線通信システムの簡易化、製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、無線送信機については、ほぼすべてをディジタル回路で構成でき、ディジタル信号処理がメインとなるので、高周波アナログ回路を大幅に削減し、大幅な製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。
【００４３】
［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機は、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、送信信号スペクトルを拡散し、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減するものである。
図１０は、本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。この図１０では、図１に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１と同一符号を用いている。図１１は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【００４４】
図１０に示す無線送信機は、信号変換部１に供給されるクロック信号Ｃ１の周波数を制御するクロック制御回路７を有する。ここでは、パルス幅制御部３ａは、矩形波信号生成部２により生成される矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させず、一定にするものとする。
【００４５】
クロック制御回路７を用いて図１１（Ｂ），（Ｃ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数を変化させると、信号変換部１から出力される信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが、図１１（Ｄ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数に対応して変化する。矩形波信号生成部２は信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成するので、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングが図１１（Ｅ）に示すようにクロック信号Ｃ１の周波数に対応して変化することになる。したがって、クロック制御回路７は、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するタイミング制御手段として作用する。
【００４６】
図１２は、矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルを示す概念図である。この図において、（Ａ）はクロック信号Ｃ１の周波数を固定した場合、（Ｂ）は変化させた場合をそれぞれ示している。
矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルは、図１２（Ａ）に示すような多数の線スペクトルからなる。線スペクトルの間隔はデータレートで決まる。
上述したように矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを変化させることは、矩形波信号Ｓ２のデータレートを変化させることに相当する。このため、矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分のスペクトルを構成する線スペクトルの間隔が、図１２（Ｂ）に実線で示すように変わる。
【００４７】
したがって、クロック信号Ｃ１の周波数を矩形波信号Ｓ２ごとに制御することにより、周波数を固定した場合と比べて、時間平均した矩形波信号Ｓ２のスペクトルのピーク電力が低下する。したがって、本実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、送信信号スペクトルを拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００４８】
ただし、送信機側においてクロック信号Ｃ１により矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを変化させることは、受信機側においてパルス信号を検波する際のジッタにつながる。このため、送信信号スペクトルを広範囲に拡散させるため、矩形波信号Ｓ２の生成タイミングを大きく変化させると、ジッタが大きくなる虞がある。このため、ジッタがあまり大きくならない範囲で送信信号スペクトルを拡散させることが好ましい。
【００４９】
［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機は、２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し、そのパルスの生成時間間隔を制御することにより、送信信号スペクトルを拡散し、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減するものである。
図１３は、本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。この図１３では、図１および図１０に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１および図１０と同一符号を用いている。図１４は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【００５０】
図１３に示す無線送信機は、図１に示した無線送信機の矩形波信号生成部２およびパルス幅制御部３に代えて、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して２つのパルスからなる矩形波信号Ｓ４を生成する矩形波信号生成部２０と、矩形波信号生成部２０により生成されるパルスのパルス幅Ｔ１を制御するパルス幅制御部３ａと、矩形波信号生成部２０により生成されるパルスの生成時間間隔Ｔ２を矩形波信号Ｓ４ごとに制御する生成時間間隔制御部８とを用いるものである。
【００５１】
矩形波信号生成部２０は更に、縦続接続された第１および第２の矩形波信号生成回路２ａ，２ｂから構成される。
第１の矩形波信号生成回路２ａは、図１における矩形波信号生成部２と同等のものであり、遅延回路２１ａと排他的論理和回路２２ａとから構成され、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して、図１４（Ａ）に示すようなパルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３を生成する。矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が遅延回路２１ａの遅延量で決まることは、上述したとおりである。信号Ｓ１はデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して状態遷移するので、第１の矩形波信号生成回路２ａからはデータ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して矩形波信号Ｓ３が出力される。
【００５２】
第２の矩形波信号生成回路２ｂは、遅延回路２１ｂと排他的論理和回路２２ｂとから構成される。遅延回路２１ｂは、第１の矩形波信号生成回路２ａから入力される矩形波信号Ｓ３を時間Ｔ２遅延させて出力する。排他的論理和回路２２ｂは、矩形波信号Ｓ３と遅延回路２１ｂの出力信号（時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３）との排他的論理和を演算する。パルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３と時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３との排他的論理和を演算することにより、図１４（Ｂ）に示すように、パルス幅Ｔ１の２つのパルスがＴ２の時間間隔で生成される。第２の矩形波信号生成回路２ｂからは、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して２つのパルスが出力されることになる。これらのパルスを矩形波信号Ｓ４と呼ぶ。
【００５３】
パルス幅制御部３ａは、遅延回路２１ａの遅延量を一定の値に固定する。遅延回路２１ａの遅延量により矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まるので、本実施の形態ではパルス幅Ｔ１が一定の値に固定される。
生成時間間隔制御部８は、遅延回路２１ｂの遅延量を制御する。遅延回路２１ｂの遅延量により矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２が決まるので、遅延量の変化に合わせて生成時間間隔Ｔ２が変化する。
【００５４】
図１４（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ４の信号スペクトルは、矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスのパルス幅Ｔ１と生成時間間隔Ｔ２で決まる周波数成分からなる。生成時間間隔Ｔ２を矩形波信号Ｓ４ごとに制御することにより、生成時間間隔を固定した場合と比べて、矩形波信号Ｓ４の信号スペクトルが広帯域に拡散される。その理由は次のように考えればよい。
矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスのうち２つ目のパルスに着目すると、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させる操作は、第２の実施の形態で行った矩形波信号が生成されるタイミングを変化させる操作を２つ目のパルスのみに適用しているとみなすことができる。したがって、本実施の形態においても第２の実施形態と同様の作用により、送信信号スペクトルを拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【００５５】
次に、矩形波信号生成部２０、パルス幅制御部３ａおよび生成間隔制御部８の構成例について説明する。図１５は、その構成例を示す回路図である。
図１における遅延回路２１と同様に、遅延回路２１ａ，２１ｂは図１５（Ａ）に示すようなＤＦＦ５１ａ，５１ｂで実現することができる。
【００５６】
遅延回路２１ａをＤＦＦ５１ａで実現する場合には、供給されるクロック信号Ｃ２ａの周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まる。したがって、パルス幅制御部３ａとしてクロック制御回路６１ａを用い、クロック信号Ｃ２ａの周波数を調整することにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整することができる。本実施の形態では、クロック信号Ｃ２ａの周波数を固定し、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を固定する。なお、必要に応じてクロック信号Ｃ２ａの周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることも可能である。
【００５７】
遅延回路２１ｂをＤＦＦ５１ｂで実現する場合には、供給されるクロック信号Ｃ２ｂの周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ４を構成する２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２が決まる。したがって、生成間隔制御部８としてクロック制御回路６１ｂを用い、クロック信号Ｃ２ｂの周波数を変化させることにより、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させることができる。
【００５８】
遅延回路２１ａ，２１ｂはまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図１５（Ｂ）には、インバータ回路５２ａ，５５ａを２段つなげて遅延回路２１ａを実現し、インバータ回路５２ｂ，５５ｂを２段つなげて遅延回路２１ｂを実現する例が示されている。
図１５（Ｂ）に示す例では、インバータ回路５２ａ，５５ａ，５２ｂ，５５ｂの出力端子がＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａ，５３ｂ，５６ｂおよび容量５４ａ，５７ａ，５４ｂ，５７ｂを介して接地されている。ＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａのゲート端子電圧Ｖ１によってインバータ回路５２ａ，５５ａの出力のＲＣ時定数が決まり、ＭＯＳスイッチ５３ｂ，５６ｂのゲート端子電圧Ｖ２によってインバータ回路５２ｂ，５５ｂの出力のＲＣ時定数が決まり、それぞれの遅延量が決まる。
【００５９】
したがって、パルス幅制御部３ａとして電圧制御回路６２ａを用い、ＭＯＳスイッチ５３ａ，５６ａのゲート端子電圧Ｖ１を調整とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整することができる。本実施の形態では、ゲート端子電圧Ｖ１を固定し、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を固定する。なお、必要に応じてゲート端子電圧Ｖ１を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを変化させることも可能である。
また、生成間隔制御部８として電圧制御回路６２ｂを用い、ＭＯＳスイッチ５３ｂ，５６ｂのゲート端子電圧Ｖ２を変化させることにより、２つのパルスの生成時間間隔Ｔ２を変化させることができる。
【００６０】
なお、矩形波信号生成部２０、パルス幅制御部３ａおよび生成間隔制御部８は、図１５に示した構成には限定されない。
【００６１】
本実施の形態では、図１３に示したように矩形波信号生成部２０に縦続接続された２つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂを設け、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して２つのパルスからなる矩形波信号Ｓ４を出力できるようにした。同様に、矩形波信号生成部に縦続接続された３つ以上の矩形波信号生成回路を設け、データ信号Ｄの状態「１」のビットに対応して３つ以上のパルスからなる矩形波信号を出力できるようにしてもよい。この場合には、生成時間間隔制御部８を用いて、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し遅延回路の遅延量を制御する。２段目以降の遅延量をすべて同じ値にしてもよいし、それぞれ異なる値にしてもよい。
【００６２】
なお、第１から第３までの実施の形態は組み合わせて実施してもよい。例えば第１と第２の実施の形態を組み合わせ、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを矩形波信号Ｓ２ごとに制御するとともに、矩形波信号Ｓ２が生成されるタイミングを矩形波信号Ｓ２ごとに制御することによっても、送信信号スペクトルを広帯域に拡散させ、単位周波数あたりの送信信号電力ピーク値を低減でき、他の無線通信システムへの干渉の影響を低減することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、例えば近距離の微弱無線通信に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の一実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号のスペクトルを示す図である。
【図４】図１における矩形波信号生成部の遅延回路およびパルス幅制御部の構成例を示す回路図である。
【図５】矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。
【図６】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。
【図７】異なる３つの矩形波信号の信号波形を示す概念図である。
【図８】図７に示す３つの矩形波信号の信号スペクトルを示す概念図である。
【図９】図１に示す無線送信機に対応する無線受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図１２】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の高次高調波成分のスペクトルを示す概念図である。
【図１３】本発明の第３の実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図１５】矩形波信号生成部、パルス幅制御部および生成間隔制御部の構成例を示す回路図である。
【図１６】搬送波を用いる従来の無線通信システムの一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６５】
１…信号変換部、２，２０…矩形波信号生成部、２ａ，２ｂ…矩形波信号生成回路、３，３ａ…パルス幅制御部、４…送信アンテナ、７…クロック制御回路、８…生成間隔制御部、１１…ＡＮＤ回路、１２…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、１３…インバータ回路、２１，２１ａ，２１ｂ…遅延回路、２２，２２ａ，２２ｂ…排他的論理和回路、５１，５１ａ，５１ｂ…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、５２，５２ａ，５２ｂ，５５，５５ａ，５５ｂ…インバータ回路、５３，５３ａ，５３ｂ，５６，５６ａ，５６ｂ…ＣＭＯＳスイッチ、５４，５４ａ，５４ｂ，５７，５７ａ，５７ｂ…容量、６１，６１ａ，６１ｂ…クロック制御回路、６２，６２ａ，６２ｂ…電圧制御回路、１０１…受信アンテナ、１０２…ローノイズアンプ、１０３ａ…ダイオード、１０３ｂ…乗算器、１０４…ＡＤコンバータ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ…クロック信号、Ｄ…データ信号、Ｓ１…信号変換部の出力信号、Ｓ２〜Ｓ４…矩形波信号、Ｖ，Ｖ１，Ｖ２…ゲート端子電圧。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項２】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項３】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項４】
請求項１〜３に記載の無線送信方法において、
前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成することを特徴とする無線送信方法。
【請求項５】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
この矩形波信号生成手段により生成される前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するパルス幅制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項６】
請求項５に記載の無線送信機において、
前記矩形波信号生成手段は、前記ディジタル信号を遅延させる遅延回路と、前記ディジタル信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記矩形波信号を生成する演算回路とを備え、
前記パルス幅制御手段は、前記遅延回路の遅延量を制御することを特徴とすることを特徴とする無線送信機。
【請求項７】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
この矩形波信号生成手段により前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するタイミング制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項８】
請求項７に記載の無線送信機において、
前記ディジタル信号とクロック信号とに基づき前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備え、
前記タイミング制御手段は、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴とする無線送信機。
【請求項９】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御する生成間隔制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項１０】
請求項９に記載の無線送信機において、
前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、
前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記パルスを生成する演算回路とを備え、
前記生成間隔制御手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を制御することを特徴とする無線送信機。
【請求項１１】
請求項５，６，９および１０の何れか１項に記載の無線送信機において、
前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項１】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項２】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項３】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成するステップと、
前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御するステップと、
前記矩形波信号によりアンテナを駆動し送信信号を出力するステップと
を備えることを特徴とする無線送信方法。
【請求項４】
請求項１〜３に記載の無線送信方法において、
前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成することを特徴とする無線送信方法。
【請求項５】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
この矩形波信号生成手段により生成される前記矩形波信号のパルス幅を前記矩形波信号ごとに制御するパルス幅制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項６】
請求項５に記載の無線送信機において、
前記矩形波信号生成手段は、前記ディジタル信号を遅延させる遅延回路と、前記ディジタル信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記矩形波信号を生成する演算回路とを備え、
前記パルス幅制御手段は、前記遅延回路の遅延量を制御することを特徴とすることを特徴とする無線送信機。
【請求項７】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
この矩形波信号生成手段により前記矩形波信号が生成されるタイミングを前記矩形波信号ごとに制御するタイミング制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項８】
請求項７に記載の無線送信機において、
前記ディジタル信号とクロック信号とに基づき前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備え、
前記タイミング制御手段は、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴とする無線送信機。
【請求項９】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上のパルスからなる矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
前記矩形波信号を構成する前記パルスが生成される時間間隔を前記矩形波信号ごとに制御する生成間隔制御手段と、
前記矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号により駆動されるアンテナと
を備えることを特徴とする無線送信機。
【請求項１０】
請求項９に記載の無線送信機において、
前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、
前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより前記パルスを生成する演算回路とを備え、
前記生成間隔制御手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を制御することを特徴とする無線送信機。
【請求項１１】
請求項５，６，９および１０の何れか１項に記載の無線送信機において、
前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えることを特徴とする無線送信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００６−１１５２１７（Ｐ２００６−１１５２１７Ａ）
【公開日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３００５３９（Ｐ２００４−３００５３９）
【出願日】平成１６年１０月１４日（２００４．１０．１４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１０月１４日（２００４．１０．１４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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