衛星航法受信装置
【課題】周波数の異なる複数の送信信号を受信する場合に、各受信信号をＡ／Ｄ変換と同時に周波数変換して得たＩＦ信号からベースバンド信号を復調するに際して、可変局所信号発生器に数値制御発振器を使用し、１個のサンプリングクロックを用いながらも、それら複数の受信信号に対して正常な直交復調が実現できるようにする。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換部で生成するＩＦ信号の周波数を、入力するＲＦ信号とサンプリングクロックの周波数とから決まる複数の周波数の内の最低の周波数に選択し、そのＩＦ信号を前段ミキサ部でサンプリングクロックの1/4の周波数の局所信号で乗算してから、数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部で発生する局所信号により、後段ミキサ部においてベースバンド信号を復調する。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換部で生成するＩＦ信号の周波数を、入力するＲＦ信号とサンプリングクロックの周波数とから決まる複数の周波数の内の最低の周波数に選択し、そのＩＦ信号を前段ミキサ部でサンプリングクロックの1/4の周波数の局所信号で乗算してから、数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部で発生する局所信号により、後段ミキサ部においてベースバンド信号を復調する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、衛星航法受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＧＰＳによる衛星測位システムは広く普及している。２００５年の段階では、送信中心周波数が１５７５．４２ＭＨｚでＣ／Ａコードという擬似雑音信号（以下ＰＮコード）によリスペクトラム拡散されたＬ１Ｃ／Ａ信号が民間で利用されている。近年、ＧＰＳシステムとしてのアップデートとして、送信中心周波数が１２２７．６ＭＨｚでＬ２Ｃコードと呼ばれるＰＮコードでスペクトラム拡散されたＬ２Ｃ信号や、送信中心周波数が１１７６．４５ＭＨｚでＩ５．Ｑ５と呼ばれるＰＮコードでスペクトラム拡散されたＬ５信号の開発が進んでいる。
【０００３】
さらに欧州では、ガリレオシステム（非特許文献１）が開発され、中心周波数がＧＰＳと同一の１５７５．４２ＭＨｚのＥ２−Ｌ１−Ｅ１信号、中心周波数が１２７８．７５ＭＨｚのＥ６信号、中心周波数が１２０７．１４ＭＨｚのＥ５ｂ信号、中心周波数がＧＰＳのＬ５と同一の１１７６．４５ＭＨｚのＥ５ａ信号等が、送信される予定である。
【０００４】
地上で衛星からの送信信号を受信する衛星航法受信装置は、従来、１つの送信信号を受信するだけでよく、従来では図４に示す構造がとられてきた。ＧＰＳ Ｌ１信号の受信について説明する。アンテナ１０で受信した送信信号（ＲＦ信号）は、アナログ回路２０におけるＲＦ回路２１のバンドパスフィルタ２１１１でＧＰＳのＬ１信号の帯域が選択され、増幅器２１１２で増幅され、Ａ／Ｄ変換部２２において、ＴＣＸＯ等からなる基準信号発生器３０で発生したクロックＣＬＫにより離散化と量子化が行われる。
【０００５】
このＡ／Ｄ変換部２２では、ＲＦ信号の周波数ｆｒよりも低い周波数ｆｃのクロックＣＬＫがサンプリングに使用され、Ａ／Ｄ変換と同時に周波数変換が行われる。この周波数変換で得られるＩＦ信号の周波数ｆ１には、後段で処理しやすいように０に近い最も低い周波数が選択される。この周波数変換では、（１）式によりＩＦ信号の周波数ｆ１が得られる。
ｆ１＝ｆｒ−ｎ×ｆｃ (1)
ｎは０を含む正の整数（ｎ＝０，１，２，３、・・・）である。ｎとしては、｜ｆｒ−ｎ×ｆｃ｜が最小となるような値が選択される。
【０００６】
例えばｆｒ＝８０ＭＨｚ、ｆｃ＝５０ＭＨｚの場合、ｎ＝１とすれば周波数ｆ１＝３０ＭＨｚとなるが、ｎ＝２とした場合はｆ１＝−２０ＭＨｚとなる。しかし、実際には負の周波数は存在しないので、正の周波数に折り返された２０ＭＨｚを選択した方が、ＩＦ信号の周波数ｆ１は低くなる。
【０００７】
４０は同時に受信できるようにｍ個のチャネル部４１１〜４１ｍを有するデジタル回路、５０はこのチャネル部４１１〜４１ｍを制御する制御部である。ここでは、チャネル部４１１を代表して動作を説明する。チャネル部４１１は、フィルタ４１１１、ミキサ部４１１２’、可変局所信号発生部４１１３、およびコード逆拡散部４１１４を備える。フィルタ４１１１としては、ＩＦ信号の帯域の中心周波数ｆ１がＲＦ信号の帯域より低いため、より急峻な特性のものが使用できる。
【０００８】
可変局所信号発生部４１１３は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃに基づき互いに直交した信号ＳＩ，ＳＱを発生させ、ミキサ部４１１２’に入力させる。これにより、ミキサ部４１１２’においてフィルタ４１１１の出力信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに直交分離する。制御部５０は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの誤差、衛星および移動体（本衛星航法受信装置）によるアンテナ位置の移動により生じるドップラシフトによる影響等を無くするように、入力されるＩＦ信号と直交信号ＳＩ，ＳＱとのミキサ部４１１２’における混合結果を判定して、可変局所信号発生部４１１３を制御する。
【０００９】
ミキサ部４１１２’で分離されたベースバンド信号Ｉ，Ｑは、コード逆拡散部４１１４に入力し、送信信号と同一の周波数、同一の位相のＰＮコードにより受信信号のスペクトラムが集約される。なお、可変局所信号発生部４１１３には、一般にはクロックＣＬＫの周波数ｆｃに依存した数値制御発振器（ＮＣＯ）が用いられる。
【００１０】
以上説明した図４の衛星航法受信装置では、１つの周波数の送信信号を受信するだけでよいため、クロックＣＬＫの周波数ｆｃとして任意の周波数を選択する事ができる。
【００１１】
しかし、前述したとおり、ＧＰＳでもＬ１、Ｌ２Ｃ、Ｌ５の３個の周波数の信号が送信され、ガリレオでもＥ２−Ｌ１−Ｅ１、Ｅ６、Ｅ５ｂ、Ｅ５ａの４個の周波数の信号が送信される。よって、これらすべてを受信するためには、共通帯域を利用した場合でも、最大５個の周波数の信号の受信が必要となる。
【００１２】
そこで、これらに対応するため、アナログ回路２０を複数個用意して、１個のクロックＣＬＫによってＡ／Ｄ変換と周波数変換を実施し、各受信周波数に応じたＩＦ信号を得ることが考えられるが、ここで得られるＩＦ信号の中心周波数は様々となり、希望するＩＦ信号を選択するのは困難である。これは、後記するように、可変局所信号発生部４１１３で用いられる出力周波数に制約があるからである。
【００１３】
図５はこれを説明するための可変局所信号発生部４１１３に使用する数値制御発振器６０の回路図、図６〜図８はその動作説明図である。図５において、６１は多ビットレジスタ（ここでは、４ビットの例とする。）、６２は加算器、６３はスイッチである。制御部５０によって、出力すべき直交信号ＳＩ，ＳＱの周波数設定値を加算器６２に加え、またスイッチ６３を切り替えて初期位相設定値をレジスタ６１にプリセットしたのち、スイッチ６３を加算器６２の側に切り替えてクロックＣＬＫを入力させると、レジスタ６１の内容は、図５(d)に示すように変化する。これにより、レジスタ６１の最上位ビットＭＳＢとその１ビット下位のＭＳＢ−１から、９０度の位相情報をもつ出力信号を得ることができる。
【００１４】
ここでは、周波数設定値を「２」としているので、数値制御発振器６０の出力周波数ｆnco１（＝ＭＳＢの周波数）は、ｆnco１＝２／２4×Ｆｃ＝1/8・ｆｃとなる。また、初期位相を「２」としているので、レジスタ６１の出力は「００１０」から開始する。ＭＳＢ−１ビット（３ビット目）の出力周波数ｆnco２はｆnco２＝２×ｆncoとなる。
【００１５】
直交信号ＳＩ，ＳＱの周波数は、ＭＳＢとＭＳＢ−１を組み合わせて得られる。この例では、（ＭＳＢ，ＭＳＢ−１）の組み合わせで、「０，０」＝０度、「０，１」＝９０度、「１，０」＝１８０度、「１，１」＝２７０度の情報を得ることで、直交信号ＳＩ，ＳＱを表現する事が出来る。以上のように、数値制御発振器６０の出力可能な最高周波数はｆnco１＝1/8・ｆｃであり、直交信号ＳＩ，ＳＱを出力する場合は、ＭＳＢ−１ビット目がｆnco２＝1/4・ｆｃとなる。
【００１６】
また、周波数設定値を「３」（＝００１１）とした場合は、図７に(g)示すように、位相ジッタは生じるものＭＳＢの周波数ｆnco１は平均的には 3/16・ｆｃ（＜1/4・ｆｃ）となり、また、ＭＳＢ−１の周波数ｆnco２はその２倍の周波数となることから、９０度の位相情報を取得可能である。
【非特許文献１】“L1 band part of Galileo Signal in Space ICD(SIS ICD)”、 Galileo Joint Undertaking、2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、周波数設定を「６」（＝０１１０）とした場合は、図８に示すように、ＭＳＢの周波数ｆnco１は平均的には 6/16・ｆｃとなり、1/4・ｆｃを超えている。また、ＭＳＢ−１の周波数Ｆnco２は 1/4・ｆｃとならず、この状態からは９０度の位相情報の取得は不可能である。また、位相情報の誤差は非常に大きい。
【００１８】
このように、周波数ｆｃのクロックＣＬＫで動作する数値制御発振器６０を使用して９０度の位相情報を取り出すためには、ＭＢＳの周波数ｆnco１として1/4・ｆｃ以下であることが条件である。クロックＣＬＫの周波数ｆｃとＩＦ信号の周波数ｆ１には、ｆ１≦1/4・ｆｃの制約が存在する。しかし、先に説明した（１）式の条件を満足させるのみでは、ＩＦ信号の周波数ｆ１が1/4・ｆｃ以下になるという保証はない。
【００１９】
そこで、異なる周波数の複数のクロックを用いて各受信信号をサンプリングすれば、上記の問題を解決することはできる。しかし、これによれば、デジタル回路４０が受信信号の個数分だけ必要となり、その回路規模が増大してしまう。また、スーパへテロダイン等の方式で受信信号の数と同数のシンセサイザを用いても、上記内容は解決できるが、アナログ回路規模の増大、並びに各ＩＦ信号が生成されるまでの周波数成分が異なり、信号間の遅延時間が異なってしまうという問題がある。
【００２０】
本発明の目的は、周波数の異なる複数の送信信号を受信する場合に、各受信信号をＡ／Ｄ変換と同時に周波数変換して得たＩＦ信号からベースバンド信号を復調するに際して、可変局所信号発生器に数値制御発振器を使用し、１個のサンプリングクロックを用いながらも、それら複数の受信信号に対して正常な直交復調が実現できるようにした衛星航法受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するために、請求項１にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記受信信号選択部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記受信信号選択部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号とを乗算する共通の段ミキサ部と、該共通の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記共通の前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記受信信号選択部の各出力信号とを乗算する複数の前段ミキサ部と、該複数の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、Ａ／Ｄ変換部で生成するＩＦ信号の周波数を、入力するＲＦ信号とサンプリングクロックの周波数とから決まる複数の周波数の内の最低の周波数に選択し、そのＩＦ信号を前段ミキサ部でサンプリングクロックの1/4の周波数の第１の局所信号で乗算するので、その前段ミキサ部の出力信号をサンプリングクロックｆｃの1/4以下の周波数にすることができ、このため、可変局所信号発生部における数値制御発振器の出力周波数をサンプリングクロックｆｃの1/4以下にし正常な直交信号を発生させて、直交復調を行うことが可能となる。つまり、周波数の異なる複数の送信信号を受信する場合に、１つのサンプリングクロックを使用して、回路規模増大や遅延時間の問題を生じることなく、衛星航法受信回路を構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
[第１の実施例]
図１は本発明の第１の実施例の衛星航法受信装置の構成を示すブロック図である。１０はアンテナ、２０Ａはアナログ回路、３０は周波数ｆｃのクロックＣＬＫを発生する基準信号発生器、４０Ａはデジタル回路、５０は制御部である。
【００２４】
アナログ回路２０Ａは、第１〜第ｉのｉ個のＲＦ回路２１１〜２１ｉを備える。ｉの値は２以上の整数であり、受信を希望するＲＦ周波数の数に設定される。例えばＧＰＳのＬ１とＬ２Ｃだけを受信する場合はｉ＝２であり、ＧＰＳおよびガリレオの全周波数を受ける場合はｉ＝５である。今後新しく衛星航法システムが開発された場合は、さらにｉを増やせばよい。ここでは、各々のＲＦ信号１、ＲＦ２，・・・，ＲＦｉの中心周波数をｆｒ１、ｆｒ２，・・・，ｆｒｉとする。第１のＲＦ回路２１１を代表して説明すれば、ここには中心周波数をｆｒ１に合わせたバンドパスフィルタ２１１１と増幅回路２１１２が内蔵されている。図１ではバンドパスフィルタと増幅部は１段ずつしか記載していないが、各段数は必要に応じて増加すればよい。
【００２５】
各ＲＦ回路２１１〜２１ｉの出力信号ＲＦ１、ＲＦ２，・・・，ＲＦｉは混合器２３で混合されて１つの信号になってから、周波数ｆｒ１、ｆｒ２，・・・，ｆｒｉよりも低い（又は同一の）周波数ｆｃのクロックＣＬＫによりＡ／Ｄ変換部２２において離散化および量子化が行われ、同時にＩＦ信号ＩＦ１１，ＩＦ１２，・・・，ＩＦ１ｉに周波数変換が行われる。このサンプリングでは、ＲＦ信号１，ＲＦ２，・・・，ＲＦｉに対応して以下の周波数ｆ１１，ｆ１２，・・・，ｆ１ｉのＩＦ信号が生成される。
ｆ１１＝ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ （ｎ１＝０，１，２，３，・・・）
ｆ１２＝ｆｒ２−ｎ２・ｆｃ （ｎ２＝０，１，２，３，・・・）
ｆ１２ｉ＝ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ （ｎｉ＝０，１，２，３，・・・） (2)
なお、０を含む正の整数ｎ１は｜ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ｜が最小となる値に、０を含む正の整数ｎ２は｜ｆｒ２−ｎ２・ｆｃ｜が最小となる値に、・・・、０を含む正の整数ｎｉは｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜が最小となる値に、それぞれ設定する。これにより、最低周波数のＩＦ信号が得られる。
【００２６】
例えば、ｆｒ１＝８０ＭＨｚ、ｆｃ＝５０ＭＨｚの場合、ｎ１＝１とすれば周波数ｆ１１＝３０ＭＨｚとなるが、ｎ１＝２とした場合はｆ１１＝−２０ＭＨｚとなる。しかし、実際には負の周波数は存在しないので、正の周波数に折り返された２０ＭＨｚを選択した方が、周波数ｆ１１は低くなる。
【００２７】
デジタル回路４０Ａは、複数の衛星を同時に受信し、また同一周波数又は異なる周波数のＩＦ信号を同時に受信できるように、ｍ個のチャネル部４１１〜４１ｍと直交固定局所信号発生部４２を有し、制御部５０はこのチャネル部４１１〜４１ｍを制御する。ここでは、チャネル部４１１を代表して動作を説明する。チャネル部４１１は、フィルタ４１１１、後段ミキサ部４１１２、可変局所信号発生部４１１３、コード逆拡散部４１１４、および前段ミキサ部４１１５を備える。
【００２８】
フィルタ４１１１としては、ＩＦ信号ＩＦ１１の周波数ｆ１１がＲＦ信号ＲＦ１の周波数ｆｒ１より低いため、より急峻な特性のものが使用できる。例えば通過帯域は、ＧＰＳのＬ１信号を受信する場合にはその中心周波数の±１ＭＨｚに設定する。また、ＧＰＳのＬ５信号を受信する場合はその中心周波数の±１０ＭＨｚに設定する。
【００２９】
フィルタ４１１１の出力信号は前段ミキサ４１１５に入力してそこで周波数変換・直交分離される。この前段ミキサ部４１１５には、直交固定局所信号発生部４２で発生した直交する第１の局所信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑが入力している。この第１の局所信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑの周波数は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃを1/4分周した1/4・ｆｃである。クロックＣＬＫの1/4周期が９０度に相当するため、直交固定局所信号発生部４２は２ビットカウンタ等で簡単に構成できる。
【００３０】
前段ミキサ４１１５で周波数変換・直交分離された後の同相成分ＩＦ２１Ｉと直交成分ＩＦ２１Ｑの周波数ｆ２１は、差分を採用すると、
ｆ２１＝ｆ１１−1/4・ｆｃ (3)
である。このように元のＩＦ信号ＩＦ１１の周波数ｆ１１に対してそれぞれ1/4・ｆｃの周波数だけ低下している。
【００３１】
この同相成分ＩＦ２１Ｉと直交成分ＩＦ２１Ｑは後段ミキサ部４１１２に入力する。この後段ミキサ部４１１２には、可変局所信号発生部４１１３から、クロックＣＬＫの周波数ｆｃに基づき生成された直交する第２の局所信号Ｓ１Ｉ，Ｓ１Ｑが入力している。したがって、後段ミキサ部４１１２では、同相成分ＩＦ２１ＩとＳ１Ｉの乗算、直交信号ＩＦ２１ＱとＳ１Ｑの乗算が行われ、ベースバンド信号Ｉ，Ｑが出力する。なお、このときの乗算では差分が取り出されるようにする。この後段ミキサ部４１１２としては、複素型が望ましい。可変局所信号発生部４１１３には、図３で説明したのと同様にクロックＣＬＫの周波数ｆｃに依存した数値制御発振器（ＮＣＯ）が用いられる。
【００３２】
制御部５０は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの誤差、衛星および移動体によるアンテナ位置の移動により生じるドップラシフトによる影響等を無くするように、入力されるＩＦ信号と第２の局所信号Ｓ１Ｉ，Ｓ１Ｑとの後段ミキサ部４１１２における混合結果を判定して、可変局所信号発生部４１１３を図３で説明したのと同様に制御する。後段ミキサ部４１１２から出力するベースバンド信号Ｉ，Ｑは、コード逆拡散部４１１４において、送信信号と同一の周波数、同一の位相のＰＮコードにより受信信号のスペクトラムが集約される。
【００３３】
以上のように、本実施例においては、直交固定局所信号発生部４２と前段ミキサ部４１１５によって、ＲＦ信号ＦＲ１の周波数ｆｒ１と２番目のＩＦ信号ＩＦ２１Ｉ，ＩＦ２１Ｑの周波数ｆ２１とクロックＣＬＫの周波数ｆｃとの関係は、(2)式、(3)式より、以下の通りとなる。
ｆ２１＝ｆ１１−1/4・ｆｃ
＝（ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ）−1/4・ｆｃ (4)
前述したように、｜ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ｜（＝ｆ１１）は最小になるようにｎ１の値が設定される。この結果、「ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ」と「ｆｒ１−（ｎ１＋１）・ｆｃ」とは符号が異なり、その差は周波数ｆｃであることから、最小となる周波数ｆ１１の絶対値は1/2・ｆｃ以下となる。さらに、前段ミキサ部４１１５の作用により、「ｆ２１≦ｆ１１−1/4・ｆｃ」が得られることで、(4)式は、
ｆ２１≦｜ｆ１１｜−1/4・Ｆｃ≦（1/2-1/4）Ｆｃ＝1/4・Ｆｃ
を確実に満足することができる。
【００３４】
従って、可変局所信号発生器４１１３で用いる数値制御発振器６０の出力周波数を1/4ｆｃ以下となるように使用することが可能となり、これにより直交位相情報を確実に出力する事が可能となる。(4)式を一般化すると、
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ (5)
となる。ただし、整数ｎｉ＝０，１，２，・・・であり、このｎｉは、｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜が最小となる値である。
【００３５】
図３に本実施例を用いた場合の後段ミキサ部４１１２に入力するＩＦ信号の周波数例を示す。ここでは、クロック周波数ｆｃ＝４０ＭＨｚとした。従来例（図４）では、ｆ１≦1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚを受信周波数Ａ，Ｃ，Ｅにおいて満足できていないが、本実施例では、周波数Ａ〜Ｅの全てにおいて、ｆ２ｉ≦1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚを満足できている。例えば、周波数Ａにおいては受信周波数は１５７５．４２ＭＨｚ、ｎ＝ｎｉ＝３９であり、従来例では｜１５７５．４２−３９×４０｜＝１５．４２ＭＨｚであり、1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚよりも高い。これに対して、本実施例では、｜１５７５．４２−（３９＋０．２５）×４０｜＝５．４２ＭＨｚであり、1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚより低くすることができる。
【００３６】
[第２の実施例]
図２は第２の実施例の衛星航法受信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施例との相違点は、アナログ回路２０Ｂにおいて、ｉ個のＡ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉを設けて、ｉ個のＲＦ回路２１１〜２１ｉの出力信号ＲＦ１〜ＲＦｉをそのＡ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉにおいてそれぞれ同一周波数ｆｃのクロックＣＬＫでサンプリングして、離散化、量子化、および周波数変換を行い、また、デジタル回路４０Ｂに受信信号選択部４３を設けて、制御部５０からの指示によって、Ａ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉから出力するＩＦ信号ＩＦ１１〜ＩＦ１ｉのうちの１つを選択して第１〜第ｍのチャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにした点である。
【００３７】
本実施例においても、前段ミキサ部４１１５を設けることで、前記した(5)式を満足させることができ、例えばチャネル部４１１では、後段ミキサ部４１１２に入力するＩＦ信号の周波数ｆ２１の値を、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの1/4以下にすることができる。
【００３８】
また、第１の実施例と異なり、各Ａ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉから出力されるＩＦ信号ＩＦ１１〜ＩＦ１ｉは互いに独立した信号であるため、デジタル回路４０Ｂに内蔵した複数の受信チャネル部４１１〜４１ｍに、各々１つだけ選択して入力させる受信信号選択部４３により、前段ミキサ部４１１５から出力するＩＦ信号ＩＦ２１Ｉ，ＩＦ２１Ｑ、および後段ミキサ部４１１２から出力するベースバンド信号Ｉ，Ｑには、第１の実施例の場合と異なり他の信号を含まない。
【００３９】
このため、例えば、第１の実施例では、受信チャネル部４１１がＲＦ信号ＲＦ１を受信する場合、各ＲＦ回路２１１〜２１ｉの各バンドパスフィルタの通過帯域の雑音、およびＲＦ信号ＲＦ２，・・・、ＲＦｉ自身が雑音となってしまうが、第２の実施例では、例えば、Ａ／Ｄ変換部２１１から出力されるＩＦ信号ＩＦ１１のみを受信信号選択部４３で選択でき、そのように問題は生じない。受信信号選択部４６はセレクタ回路などで容易に実現でき、任意の組み合わせで設定できるよう、制御部５０Ｂから制御される。
【００４０】
[その他の実施例]
なお、第１および第２の実施例では、直交固定局所信号発生部４２から出力する直交信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑを各チャネル部４１１〜４１ｍに入力しているが、第１の実施例では、デジタル回路４０Ａの入力部分に、共通の前段ミキサ部を設けて、ここで直交固定局所信号発生部４２から出力する直交信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑにより周波数変換を行い、その周波数変換信号を各チャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにしてもよい。また、第２の実施例では、各チャネル部４１１〜４１ｍの前段に個別に前段ミキサ部を設けて、ここで周波数変換を行い、その周波数変換信号を各チャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにしてもよい。いずれの場合も、後段ミキサ部に入力され、第１および第２の実施例と同等の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第１の実施例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図３】第１の実施例と従来例の衛星航法受信装置の最終ＩＦ信号の周波数の説明図である。
【図４】従来例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図５】可変局所信号発生部として使用する数値制御発振器の構成を示すブロック図である。
【図６】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「２」としたときの動作説明図である。
【図７】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「３」としたときの動作説明図である。
【図８】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「６」としたときの動作説明図である。
【符号の説明】
【００４２】
１０：アンテナ
２０，２０Ａ，２０Ｂ：アナログ部
２１，２１１〜２１ｉ：ＲＦ回路、２１１１：バンドバスフィルタ、２１１２：増幅器
２２、２２１〜２２ｉ：Ａ／Ｄ変換部
３０：基準信号発生器
４０，４０Ａ，４０Ｂ：デジタル部
４１１〜４１ｍ：チャネル部、４１１１：フィルタ、４１１２’：ミキサ部、４１１２：後段ミキサ部、４１１３：可変局所信号発生部、４１１４：コード逆拡散部、４１１５：前段ミキサ部、４２：直交固定局所信号発生部、４３：受信信号選択部
５０：制御部
６０：数値制御発振器、６１：多ビットレジスタ、６２：加算器、６３：スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、衛星航法受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＧＰＳによる衛星測位システムは広く普及している。２００５年の段階では、送信中心周波数が１５７５．４２ＭＨｚでＣ／Ａコードという擬似雑音信号（以下ＰＮコード）によリスペクトラム拡散されたＬ１Ｃ／Ａ信号が民間で利用されている。近年、ＧＰＳシステムとしてのアップデートとして、送信中心周波数が１２２７．６ＭＨｚでＬ２Ｃコードと呼ばれるＰＮコードでスペクトラム拡散されたＬ２Ｃ信号や、送信中心周波数が１１７６．４５ＭＨｚでＩ５．Ｑ５と呼ばれるＰＮコードでスペクトラム拡散されたＬ５信号の開発が進んでいる。
【０００３】
さらに欧州では、ガリレオシステム（非特許文献１）が開発され、中心周波数がＧＰＳと同一の１５７５．４２ＭＨｚのＥ２−Ｌ１−Ｅ１信号、中心周波数が１２７８．７５ＭＨｚのＥ６信号、中心周波数が１２０７．１４ＭＨｚのＥ５ｂ信号、中心周波数がＧＰＳのＬ５と同一の１１７６．４５ＭＨｚのＥ５ａ信号等が、送信される予定である。
【０００４】
地上で衛星からの送信信号を受信する衛星航法受信装置は、従来、１つの送信信号を受信するだけでよく、従来では図４に示す構造がとられてきた。ＧＰＳ Ｌ１信号の受信について説明する。アンテナ１０で受信した送信信号（ＲＦ信号）は、アナログ回路２０におけるＲＦ回路２１のバンドパスフィルタ２１１１でＧＰＳのＬ１信号の帯域が選択され、増幅器２１１２で増幅され、Ａ／Ｄ変換部２２において、ＴＣＸＯ等からなる基準信号発生器３０で発生したクロックＣＬＫにより離散化と量子化が行われる。
【０００５】
このＡ／Ｄ変換部２２では、ＲＦ信号の周波数ｆｒよりも低い周波数ｆｃのクロックＣＬＫがサンプリングに使用され、Ａ／Ｄ変換と同時に周波数変換が行われる。この周波数変換で得られるＩＦ信号の周波数ｆ１には、後段で処理しやすいように０に近い最も低い周波数が選択される。この周波数変換では、（１）式によりＩＦ信号の周波数ｆ１が得られる。
ｆ１＝ｆｒ−ｎ×ｆｃ (1)
ｎは０を含む正の整数（ｎ＝０，１，２，３、・・・）である。ｎとしては、｜ｆｒ−ｎ×ｆｃ｜が最小となるような値が選択される。
【０００６】
例えばｆｒ＝８０ＭＨｚ、ｆｃ＝５０ＭＨｚの場合、ｎ＝１とすれば周波数ｆ１＝３０ＭＨｚとなるが、ｎ＝２とした場合はｆ１＝−２０ＭＨｚとなる。しかし、実際には負の周波数は存在しないので、正の周波数に折り返された２０ＭＨｚを選択した方が、ＩＦ信号の周波数ｆ１は低くなる。
【０００７】
４０は同時に受信できるようにｍ個のチャネル部４１１〜４１ｍを有するデジタル回路、５０はこのチャネル部４１１〜４１ｍを制御する制御部である。ここでは、チャネル部４１１を代表して動作を説明する。チャネル部４１１は、フィルタ４１１１、ミキサ部４１１２’、可変局所信号発生部４１１３、およびコード逆拡散部４１１４を備える。フィルタ４１１１としては、ＩＦ信号の帯域の中心周波数ｆ１がＲＦ信号の帯域より低いため、より急峻な特性のものが使用できる。
【０００８】
可変局所信号発生部４１１３は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃに基づき互いに直交した信号ＳＩ，ＳＱを発生させ、ミキサ部４１１２’に入力させる。これにより、ミキサ部４１１２’においてフィルタ４１１１の出力信号をベースバンド信号Ｉ，Ｑに直交分離する。制御部５０は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの誤差、衛星および移動体（本衛星航法受信装置）によるアンテナ位置の移動により生じるドップラシフトによる影響等を無くするように、入力されるＩＦ信号と直交信号ＳＩ，ＳＱとのミキサ部４１１２’における混合結果を判定して、可変局所信号発生部４１１３を制御する。
【０００９】
ミキサ部４１１２’で分離されたベースバンド信号Ｉ，Ｑは、コード逆拡散部４１１４に入力し、送信信号と同一の周波数、同一の位相のＰＮコードにより受信信号のスペクトラムが集約される。なお、可変局所信号発生部４１１３には、一般にはクロックＣＬＫの周波数ｆｃに依存した数値制御発振器（ＮＣＯ）が用いられる。
【００１０】
以上説明した図４の衛星航法受信装置では、１つの周波数の送信信号を受信するだけでよいため、クロックＣＬＫの周波数ｆｃとして任意の周波数を選択する事ができる。
【００１１】
しかし、前述したとおり、ＧＰＳでもＬ１、Ｌ２Ｃ、Ｌ５の３個の周波数の信号が送信され、ガリレオでもＥ２−Ｌ１−Ｅ１、Ｅ６、Ｅ５ｂ、Ｅ５ａの４個の周波数の信号が送信される。よって、これらすべてを受信するためには、共通帯域を利用した場合でも、最大５個の周波数の信号の受信が必要となる。
【００１２】
そこで、これらに対応するため、アナログ回路２０を複数個用意して、１個のクロックＣＬＫによってＡ／Ｄ変換と周波数変換を実施し、各受信周波数に応じたＩＦ信号を得ることが考えられるが、ここで得られるＩＦ信号の中心周波数は様々となり、希望するＩＦ信号を選択するのは困難である。これは、後記するように、可変局所信号発生部４１１３で用いられる出力周波数に制約があるからである。
【００１３】
図５はこれを説明するための可変局所信号発生部４１１３に使用する数値制御発振器６０の回路図、図６〜図８はその動作説明図である。図５において、６１は多ビットレジスタ（ここでは、４ビットの例とする。）、６２は加算器、６３はスイッチである。制御部５０によって、出力すべき直交信号ＳＩ，ＳＱの周波数設定値を加算器６２に加え、またスイッチ６３を切り替えて初期位相設定値をレジスタ６１にプリセットしたのち、スイッチ６３を加算器６２の側に切り替えてクロックＣＬＫを入力させると、レジスタ６１の内容は、図５(d)に示すように変化する。これにより、レジスタ６１の最上位ビットＭＳＢとその１ビット下位のＭＳＢ−１から、９０度の位相情報をもつ出力信号を得ることができる。
【００１４】
ここでは、周波数設定値を「２」としているので、数値制御発振器６０の出力周波数ｆnco１（＝ＭＳＢの周波数）は、ｆnco１＝２／２4×Ｆｃ＝1/8・ｆｃとなる。また、初期位相を「２」としているので、レジスタ６１の出力は「００１０」から開始する。ＭＳＢ−１ビット（３ビット目）の出力周波数ｆnco２はｆnco２＝２×ｆncoとなる。
【００１５】
直交信号ＳＩ，ＳＱの周波数は、ＭＳＢとＭＳＢ−１を組み合わせて得られる。この例では、（ＭＳＢ，ＭＳＢ−１）の組み合わせで、「０，０」＝０度、「０，１」＝９０度、「１，０」＝１８０度、「１，１」＝２７０度の情報を得ることで、直交信号ＳＩ，ＳＱを表現する事が出来る。以上のように、数値制御発振器６０の出力可能な最高周波数はｆnco１＝1/8・ｆｃであり、直交信号ＳＩ，ＳＱを出力する場合は、ＭＳＢ−１ビット目がｆnco２＝1/4・ｆｃとなる。
【００１６】
また、周波数設定値を「３」（＝００１１）とした場合は、図７に(g)示すように、位相ジッタは生じるものＭＳＢの周波数ｆnco１は平均的には 3/16・ｆｃ（＜1/4・ｆｃ）となり、また、ＭＳＢ−１の周波数ｆnco２はその２倍の周波数となることから、９０度の位相情報を取得可能である。
【非特許文献１】“L1 band part of Galileo Signal in Space ICD(SIS ICD)”、 Galileo Joint Undertaking、2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、周波数設定を「６」（＝０１１０）とした場合は、図８に示すように、ＭＳＢの周波数ｆnco１は平均的には 6/16・ｆｃとなり、1/4・ｆｃを超えている。また、ＭＳＢ−１の周波数Ｆnco２は 1/4・ｆｃとならず、この状態からは９０度の位相情報の取得は不可能である。また、位相情報の誤差は非常に大きい。
【００１８】
このように、周波数ｆｃのクロックＣＬＫで動作する数値制御発振器６０を使用して９０度の位相情報を取り出すためには、ＭＢＳの周波数ｆnco１として1/4・ｆｃ以下であることが条件である。クロックＣＬＫの周波数ｆｃとＩＦ信号の周波数ｆ１には、ｆ１≦1/4・ｆｃの制約が存在する。しかし、先に説明した（１）式の条件を満足させるのみでは、ＩＦ信号の周波数ｆ１が1/4・ｆｃ以下になるという保証はない。
【００１９】
そこで、異なる周波数の複数のクロックを用いて各受信信号をサンプリングすれば、上記の問題を解決することはできる。しかし、これによれば、デジタル回路４０が受信信号の個数分だけ必要となり、その回路規模が増大してしまう。また、スーパへテロダイン等の方式で受信信号の数と同数のシンセサイザを用いても、上記内容は解決できるが、アナログ回路規模の増大、並びに各ＩＦ信号が生成されるまでの周波数成分が異なり、信号間の遅延時間が異なってしまうという問題がある。
【００２０】
本発明の目的は、周波数の異なる複数の送信信号を受信する場合に、各受信信号をＡ／Ｄ変換と同時に周波数変換して得たＩＦ信号からベースバンド信号を復調するに際して、可変局所信号発生器に数値制御発振器を使用し、１個のサンプリングクロックを用いながらも、それら複数の受信信号に対して正常な直交復調が実現できるようにした衛星航法受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するために、請求項１にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記受信信号選択部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記受信信号選択部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号とを乗算する共通の段ミキサ部と、該共通の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記共通の前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記受信信号選択部の各出力信号とを乗算する複数の前段ミキサ部と、該複数の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、Ａ／Ｄ変換部で生成するＩＦ信号の周波数を、入力するＲＦ信号とサンプリングクロックの周波数とから決まる複数の周波数の内の最低の周波数に選択し、そのＩＦ信号を前段ミキサ部でサンプリングクロックの1/4の周波数の第１の局所信号で乗算するので、その前段ミキサ部の出力信号をサンプリングクロックｆｃの1/4以下の周波数にすることができ、このため、可変局所信号発生部における数値制御発振器の出力周波数をサンプリングクロックｆｃの1/4以下にし正常な直交信号を発生させて、直交復調を行うことが可能となる。つまり、周波数の異なる複数の送信信号を受信する場合に、１つのサンプリングクロックを使用して、回路規模増大や遅延時間の問題を生じることなく、衛星航法受信回路を構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
[第１の実施例]
図１は本発明の第１の実施例の衛星航法受信装置の構成を示すブロック図である。１０はアンテナ、２０Ａはアナログ回路、３０は周波数ｆｃのクロックＣＬＫを発生する基準信号発生器、４０Ａはデジタル回路、５０は制御部である。
【００２４】
アナログ回路２０Ａは、第１〜第ｉのｉ個のＲＦ回路２１１〜２１ｉを備える。ｉの値は２以上の整数であり、受信を希望するＲＦ周波数の数に設定される。例えばＧＰＳのＬ１とＬ２Ｃだけを受信する場合はｉ＝２であり、ＧＰＳおよびガリレオの全周波数を受ける場合はｉ＝５である。今後新しく衛星航法システムが開発された場合は、さらにｉを増やせばよい。ここでは、各々のＲＦ信号１、ＲＦ２，・・・，ＲＦｉの中心周波数をｆｒ１、ｆｒ２，・・・，ｆｒｉとする。第１のＲＦ回路２１１を代表して説明すれば、ここには中心周波数をｆｒ１に合わせたバンドパスフィルタ２１１１と増幅回路２１１２が内蔵されている。図１ではバンドパスフィルタと増幅部は１段ずつしか記載していないが、各段数は必要に応じて増加すればよい。
【００２５】
各ＲＦ回路２１１〜２１ｉの出力信号ＲＦ１、ＲＦ２，・・・，ＲＦｉは混合器２３で混合されて１つの信号になってから、周波数ｆｒ１、ｆｒ２，・・・，ｆｒｉよりも低い（又は同一の）周波数ｆｃのクロックＣＬＫによりＡ／Ｄ変換部２２において離散化および量子化が行われ、同時にＩＦ信号ＩＦ１１，ＩＦ１２，・・・，ＩＦ１ｉに周波数変換が行われる。このサンプリングでは、ＲＦ信号１，ＲＦ２，・・・，ＲＦｉに対応して以下の周波数ｆ１１，ｆ１２，・・・，ｆ１ｉのＩＦ信号が生成される。
ｆ１１＝ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ （ｎ１＝０，１，２，３，・・・）
ｆ１２＝ｆｒ２−ｎ２・ｆｃ （ｎ２＝０，１，２，３，・・・）
ｆ１２ｉ＝ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ （ｎｉ＝０，１，２，３，・・・） (2)
なお、０を含む正の整数ｎ１は｜ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ｜が最小となる値に、０を含む正の整数ｎ２は｜ｆｒ２−ｎ２・ｆｃ｜が最小となる値に、・・・、０を含む正の整数ｎｉは｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜が最小となる値に、それぞれ設定する。これにより、最低周波数のＩＦ信号が得られる。
【００２６】
例えば、ｆｒ１＝８０ＭＨｚ、ｆｃ＝５０ＭＨｚの場合、ｎ１＝１とすれば周波数ｆ１１＝３０ＭＨｚとなるが、ｎ１＝２とした場合はｆ１１＝−２０ＭＨｚとなる。しかし、実際には負の周波数は存在しないので、正の周波数に折り返された２０ＭＨｚを選択した方が、周波数ｆ１１は低くなる。
【００２７】
デジタル回路４０Ａは、複数の衛星を同時に受信し、また同一周波数又は異なる周波数のＩＦ信号を同時に受信できるように、ｍ個のチャネル部４１１〜４１ｍと直交固定局所信号発生部４２を有し、制御部５０はこのチャネル部４１１〜４１ｍを制御する。ここでは、チャネル部４１１を代表して動作を説明する。チャネル部４１１は、フィルタ４１１１、後段ミキサ部４１１２、可変局所信号発生部４１１３、コード逆拡散部４１１４、および前段ミキサ部４１１５を備える。
【００２８】
フィルタ４１１１としては、ＩＦ信号ＩＦ１１の周波数ｆ１１がＲＦ信号ＲＦ１の周波数ｆｒ１より低いため、より急峻な特性のものが使用できる。例えば通過帯域は、ＧＰＳのＬ１信号を受信する場合にはその中心周波数の±１ＭＨｚに設定する。また、ＧＰＳのＬ５信号を受信する場合はその中心周波数の±１０ＭＨｚに設定する。
【００２９】
フィルタ４１１１の出力信号は前段ミキサ４１１５に入力してそこで周波数変換・直交分離される。この前段ミキサ部４１１５には、直交固定局所信号発生部４２で発生した直交する第１の局所信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑが入力している。この第１の局所信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑの周波数は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃを1/4分周した1/4・ｆｃである。クロックＣＬＫの1/4周期が９０度に相当するため、直交固定局所信号発生部４２は２ビットカウンタ等で簡単に構成できる。
【００３０】
前段ミキサ４１１５で周波数変換・直交分離された後の同相成分ＩＦ２１Ｉと直交成分ＩＦ２１Ｑの周波数ｆ２１は、差分を採用すると、
ｆ２１＝ｆ１１−1/4・ｆｃ (3)
である。このように元のＩＦ信号ＩＦ１１の周波数ｆ１１に対してそれぞれ1/4・ｆｃの周波数だけ低下している。
【００３１】
この同相成分ＩＦ２１Ｉと直交成分ＩＦ２１Ｑは後段ミキサ部４１１２に入力する。この後段ミキサ部４１１２には、可変局所信号発生部４１１３から、クロックＣＬＫの周波数ｆｃに基づき生成された直交する第２の局所信号Ｓ１Ｉ，Ｓ１Ｑが入力している。したがって、後段ミキサ部４１１２では、同相成分ＩＦ２１ＩとＳ１Ｉの乗算、直交信号ＩＦ２１ＱとＳ１Ｑの乗算が行われ、ベースバンド信号Ｉ，Ｑが出力する。なお、このときの乗算では差分が取り出されるようにする。この後段ミキサ部４１１２としては、複素型が望ましい。可変局所信号発生部４１１３には、図３で説明したのと同様にクロックＣＬＫの周波数ｆｃに依存した数値制御発振器（ＮＣＯ）が用いられる。
【００３２】
制御部５０は、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの誤差、衛星および移動体によるアンテナ位置の移動により生じるドップラシフトによる影響等を無くするように、入力されるＩＦ信号と第２の局所信号Ｓ１Ｉ，Ｓ１Ｑとの後段ミキサ部４１１２における混合結果を判定して、可変局所信号発生部４１１３を図３で説明したのと同様に制御する。後段ミキサ部４１１２から出力するベースバンド信号Ｉ，Ｑは、コード逆拡散部４１１４において、送信信号と同一の周波数、同一の位相のＰＮコードにより受信信号のスペクトラムが集約される。
【００３３】
以上のように、本実施例においては、直交固定局所信号発生部４２と前段ミキサ部４１１５によって、ＲＦ信号ＦＲ１の周波数ｆｒ１と２番目のＩＦ信号ＩＦ２１Ｉ，ＩＦ２１Ｑの周波数ｆ２１とクロックＣＬＫの周波数ｆｃとの関係は、(2)式、(3)式より、以下の通りとなる。
ｆ２１＝ｆ１１−1/4・ｆｃ
＝（ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ）−1/4・ｆｃ (4)
前述したように、｜ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ｜（＝ｆ１１）は最小になるようにｎ１の値が設定される。この結果、「ｆｒ１−ｎ１・ｆｃ」と「ｆｒ１−（ｎ１＋１）・ｆｃ」とは符号が異なり、その差は周波数ｆｃであることから、最小となる周波数ｆ１１の絶対値は1/2・ｆｃ以下となる。さらに、前段ミキサ部４１１５の作用により、「ｆ２１≦ｆ１１−1/4・ｆｃ」が得られることで、(4)式は、
ｆ２１≦｜ｆ１１｜−1/4・Ｆｃ≦（1/2-1/4）Ｆｃ＝1/4・Ｆｃ
を確実に満足することができる。
【００３４】
従って、可変局所信号発生器４１１３で用いる数値制御発振器６０の出力周波数を1/4ｆｃ以下となるように使用することが可能となり、これにより直交位相情報を確実に出力する事が可能となる。(4)式を一般化すると、
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ (5)
となる。ただし、整数ｎｉ＝０，１，２，・・・であり、このｎｉは、｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜が最小となる値である。
【００３５】
図３に本実施例を用いた場合の後段ミキサ部４１１２に入力するＩＦ信号の周波数例を示す。ここでは、クロック周波数ｆｃ＝４０ＭＨｚとした。従来例（図４）では、ｆ１≦1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚを受信周波数Ａ，Ｃ，Ｅにおいて満足できていないが、本実施例では、周波数Ａ〜Ｅの全てにおいて、ｆ２ｉ≦1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚを満足できている。例えば、周波数Ａにおいては受信周波数は１５７５．４２ＭＨｚ、ｎ＝ｎｉ＝３９であり、従来例では｜１５７５．４２−３９×４０｜＝１５．４２ＭＨｚであり、1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚよりも高い。これに対して、本実施例では、｜１５７５．４２−（３９＋０．２５）×４０｜＝５．４２ＭＨｚであり、1/4・ｆｃ＝１０ＭＨｚより低くすることができる。
【００３６】
[第２の実施例]
図２は第２の実施例の衛星航法受信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施例との相違点は、アナログ回路２０Ｂにおいて、ｉ個のＡ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉを設けて、ｉ個のＲＦ回路２１１〜２１ｉの出力信号ＲＦ１〜ＲＦｉをそのＡ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉにおいてそれぞれ同一周波数ｆｃのクロックＣＬＫでサンプリングして、離散化、量子化、および周波数変換を行い、また、デジタル回路４０Ｂに受信信号選択部４３を設けて、制御部５０からの指示によって、Ａ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉから出力するＩＦ信号ＩＦ１１〜ＩＦ１ｉのうちの１つを選択して第１〜第ｍのチャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにした点である。
【００３７】
本実施例においても、前段ミキサ部４１１５を設けることで、前記した(5)式を満足させることができ、例えばチャネル部４１１では、後段ミキサ部４１１２に入力するＩＦ信号の周波数ｆ２１の値を、クロックＣＬＫの周波数ｆｃの1/4以下にすることができる。
【００３８】
また、第１の実施例と異なり、各Ａ／Ｄ変換部２１１〜２１ｉから出力されるＩＦ信号ＩＦ１１〜ＩＦ１ｉは互いに独立した信号であるため、デジタル回路４０Ｂに内蔵した複数の受信チャネル部４１１〜４１ｍに、各々１つだけ選択して入力させる受信信号選択部４３により、前段ミキサ部４１１５から出力するＩＦ信号ＩＦ２１Ｉ，ＩＦ２１Ｑ、および後段ミキサ部４１１２から出力するベースバンド信号Ｉ，Ｑには、第１の実施例の場合と異なり他の信号を含まない。
【００３９】
このため、例えば、第１の実施例では、受信チャネル部４１１がＲＦ信号ＲＦ１を受信する場合、各ＲＦ回路２１１〜２１ｉの各バンドパスフィルタの通過帯域の雑音、およびＲＦ信号ＲＦ２，・・・、ＲＦｉ自身が雑音となってしまうが、第２の実施例では、例えば、Ａ／Ｄ変換部２１１から出力されるＩＦ信号ＩＦ１１のみを受信信号選択部４３で選択でき、そのように問題は生じない。受信信号選択部４６はセレクタ回路などで容易に実現でき、任意の組み合わせで設定できるよう、制御部５０Ｂから制御される。
【００４０】
[その他の実施例]
なお、第１および第２の実施例では、直交固定局所信号発生部４２から出力する直交信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑを各チャネル部４１１〜４１ｍに入力しているが、第１の実施例では、デジタル回路４０Ａの入力部分に、共通の前段ミキサ部を設けて、ここで直交固定局所信号発生部４２から出力する直交信号Ｓ２Ｉ，Ｓ２Ｑにより周波数変換を行い、その周波数変換信号を各チャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにしてもよい。また、第２の実施例では、各チャネル部４１１〜４１ｍの前段に個別に前段ミキサ部を設けて、ここで周波数変換を行い、その周波数変換信号を各チャネル部４１１〜４１ｍに入力させるようにしてもよい。いずれの場合も、後段ミキサ部に入力され、第１および第２の実施例と同等の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第１の実施例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図３】第１の実施例と従来例の衛星航法受信装置の最終ＩＦ信号の周波数の説明図である。
【図４】従来例の衛星航法受信装置の構成のブロック図である。
【図５】可変局所信号発生部として使用する数値制御発振器の構成を示すブロック図である。
【図６】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「２」としたときの動作説明図である。
【図７】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「３」としたときの動作説明図である。
【図８】図５の数値制御発振器のレジスタを４ビットとした場合において、周波数設置値を「６」としたときの動作説明図である。
【符号の説明】
【００４２】
１０：アンテナ
２０，２０Ａ，２０Ｂ：アナログ部
２１，２１１〜２１ｉ：ＲＦ回路、２１１１：バンドバスフィルタ、２１１２：増幅器
２２、２２１〜２２ｉ：Ａ／Ｄ変換部
３０：基準信号発生器
４０，４０Ａ，４０Ｂ：デジタル部
４１１〜４１ｍ：チャネル部、４１１１：フィルタ、４１１２’：ミキサ部、４１１２：後段ミキサ部、４１１３：可変局所信号発生部、４１１４：コード逆拡散部、４１１５：前段ミキサ部、４２：直交固定局所信号発生部、４３：受信信号選択部
５０：制御部
６０：数値制御発振器、６１：多ビットレジスタ、６２：加算器、６３：スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項２】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記受信信号選択部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記受信信号選択部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項３】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号とを乗算する共通の段ミキサ部と、該共通の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記共通の前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項４】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記受信信号選択部の各出力信号とを乗算する複数の前段ミキサ部と、該複数の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項１】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項２】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、前記受信信号選択部の出力信号を入力する複数のチャネル部とを有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記受信信号選択部の出力信号と前記第１の局所信号とを乗算する前段ミキサ部と、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項３】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を混合する混合部と、該混合部の出力信号をクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換するＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号とを乗算する共通の段ミキサ部と、該共通の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記共通の前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される混合された複数の受信周波数成分を各々ｆｒｉ、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号に含まれる複数の周波数成分を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記共通の前段ミキサ部の出力信号の周波数成分ｆ２ｉが各々前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【請求項４】
アンテナで受信した信号を異なる周波数帯域に制限して個々に増幅する複数（ｉ個）のＲＦ回路と、該各ＲＦ回路から出力するアナログ信号を共通のクロックにより個々にサンプリングしてデジタル信号に変換すると共に周波数変換する複数のＡ／Ｄ変換部とを有するアナログ部と、
前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号を取り込みその内の１つを選択し複数に分岐して出力する受信信号選択部と、前記クロックを入力し直交した第１の局所信号を生成する直交固定局所信号発生部と、該第１の局所信号と前記受信信号選択部の各出力信号とを乗算する複数の前段ミキサ部と、該複数の前段ミキサ部の出力信号を入力する複数のチャネル部と有するデジタル部を備え、
前記各チャネル部は、前記クロックを入力し直交した第２の局所信号を生成する数値制御発振器を使用した可変局所信号発生部と、前記前段ミキサ部の出力信号と前記第２の局所信号とを乗算する後段ミキサ部と、該後段ミキサ部の出力信号に対して逆拡散を行うコード逆拡散部と有し、
前記クロックの周波数をｆｃ、前記各Ａ／Ｄ変換部に入力される複数の受信周波数を各々ｆｒｉ、前記各Ａ／Ｄ変換部の出力信号の周波数を各々ｆ１ｉ、前記第１の局所信号の周波数を1/4・ｆｃとして、
ｆ１ｉの周波数の絶対値である｜ｆｒｉ−ｎｉ・ｆｃ｜を最小とするような０を含む正の整数ｎｉを各々選択して前記各Ａ／Ｄ変換部で周波数変換を行うことで、複数の前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉを、各々
ｆ２ｉ＝ｆｒｉ−（ｎｉ＋０．２５）ｆｃ
として得、前記前段ミキサ部の出力信号の周波数ｆ２ｉが前記クロックの周波数ｆｃの1/4以下になるようにしたことを特徴とする衛星航法受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−２５９３６３（Ｐ２００７−２５９３６３Ａ）
【公開日】平成１９年１０月４日（２００７．１０．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−８４３８９（Ｐ２００６−８４３８９）
【出願日】平成１８年３月２７日（２００６．３．２７）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１０月４日（２００７．１０．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年３月２７日（２００６．３．２７）
【出願人】（０００００４３３０）日本無線株式会社 (1,186)
【Ｆターム（参考）】
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