補償電圧回路及び温度補償型圧電発振器
【課題】補償電圧特性が、直線と直線との交点近傍が滑らかな曲線で連なる特性となる補償電圧回路を得る。
【解決手段】周囲の温度を感知する温度センサ１１と、温度センサ１１の温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部１２とを備えた補償電圧回路であって、補償電圧発生部１２は、演算増幅器ＯＰとトランジスタＴｒとを備え、温度センサ１１の出力ラインを演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続し、トランジスタＴｒのドレイン端子を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続すると共に、トランジスタＴｒのソース端子を演算増幅器ＯＰの出力ラインに接続した。
【解決手段】周囲の温度を感知する温度センサ１１と、温度センサ１１の温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部１２とを備えた補償電圧回路であって、補償電圧発生部１２は、演算増幅器ＯＰとトランジスタＴｒとを備え、温度センサ１１の出力ラインを演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続し、トランジスタＴｒのドレイン端子を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続すると共に、トランジスタＴｒのソース端子を演算増幅器ＯＰの出力ラインに接続した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補償電圧回路及び温度補償型圧電発振器に関し、補償電圧回路の出力電圧を温度変化に対し滑らかに変化するようにし、発振周波数に生じる急激な周波数変動（ディップ）を抑圧した温度補償型圧電発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、圧電発振器は周波数安定度、小型軽量、低価格等により携帯電話等の通信機器から水晶時計のような民生機器まで、多くの分野で用いられている。中でも圧電振動子の周波数温度特性を補償した温度補償型圧電発振器（ＴＣＸＯ）は、周波数安定度を必要とする携帯電話等に広く用いられている。
特許文献１には、関数発生回路を備えた温度補償水晶発振器が開示されている。図１０は、その温度補償水晶発振器の機能ブロック図であり、定電圧回路３２と、温度センサ回路３３と、水晶振動子の温度特性を補償するため制御電圧Ｖｃを生成する制御回路３４と、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）３５と、制御回路３４が出力する制御電圧Ｖｃに対し、ＶＣＸＯ３５が出力する発振周波数を最適化するため、制御電圧Ｖｃの温度特性を補償する温度補償パラメータを記憶するＲＯＭ／ＲＡＭ回路３６と、を備えている。
制御回路３４は、ＭＡＸ回路３４ａとＭＩＮ回路３４ｂとからなる。定電圧回路３２と温度センサ回路３３とによって生成される制御電圧ｙ１、制御電圧ｙ２及び制御電圧ｙ３を、制御回路３４ａに入力すると、その内の最大電圧値を選択して制御電圧ｙ６として出力する。また、同様に生成される制御電圧ｙ４及び制御電圧ｙ５並びにＭＡＸ回路３４ａからの制御電圧ｙ６を、制御回路３４ｂに入力すると、その内の最小電圧値を選択して制御電圧ｙ７を出力する。この制御電圧ｙ７が温度補償用の制御電圧Ｖｃとなる。
【０００３】
図１１は制御電圧Ｖｃの詳細を示す図である。図１１は、第１の温度領域（Ｔ０≦Ｔａ≦Ｔ１）における制御電圧ｙ１、第２の温度領域（Ｔ１≦Ｔａ≦Ｔ２）における制御電圧ｙ２、第３の温度領域（Ｔ２≦Ｔａ≦Ｔ３）における制御電圧ｙ３、第４の温度領域（Ｔ３≦Ｔａ≦Ｔ４）における制御電圧ｙ４、第５の温度領域（Ｔ４≦Ｔａ≦Ｔ５）における制御電圧ｙ５、を夫々示す折れ線状の直線群を示し、制御電圧Ｖｃは太実線で表す折れ線となる。この制御電圧Ｖｃを電圧制御水晶発振器３５に加えると、温度補償型水晶発振器が構成される。なお、ＲＯＭ／ＲＡＭ回路３６は、図示していないが、直列に接続された４個のフリップフロップからなるシリアルデータ入力部としてのＲＡＭデータ入力回路と、該ＲＡＭデータ入力回路の出力データを受け、１ビット毎に記憶する４個のＰＲＯＭ回路と、制御信号（ＳＥＬ、Ｗ／Ｒ、ＤＡＴＡ等）とを有している。
【０００４】
特許文献２には、温度補償電圧を所定の電圧にクリップするクリップ電圧発生回路を備えた温度補償型圧電発振器５０が開示されている。図１２は温度補償型圧電発振器５０の回路構成を示す図であり、発振回路５２と、温度変化による圧電振動子の周波数変動を補償する周波数温度補償回路５１と、から構成される。周波数温度補償回路５１は、温度検出部５３と、この温度検出部５３の変化したパラメータに基づいて電圧を発生する温度補償電圧発生回路５２と、この温度補償電圧発生回路５２が出力する温度補償電圧（ＶＨ、ＶＬ）と、基準電圧（Ｖｒｅｆ）との電位差に基づいて容量が変化するＭＯＳ容量素子ＭＨ、ＭＬと、温度補償電圧を所定の電圧にクリップするクリップ電圧発生回路５５と、から構成される。
【０００５】
図１３は補償電圧の温度特性を示す図である。温度が低温から高温に上昇する場合を考える。低温補償電圧ＶＬは、温度が低温（−４０℃）のときＶＬと基準電圧Ｖｒｅｆとの交点Ｒにあり、そのときの低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬの端子間電圧は０Ｖである。温度が上昇するとＶＬは直線的に低下し、それに伴ってＭＬの端子間電圧が大きくなりＭＬの容量が増加する。そして、常温（＋２５℃）付近になると、クリップ電圧発生回路５５のクリップ電圧Ｖｃｌ２より、ＶＬが低くなるように回路設定することで、＋２５℃付近でのクリップ電圧発生回路５５のダイオードＤ２が順バイアスとなり、接続点Ｐはクリップ電圧Ｖｃｌ２の電圧となる。更に温度が上昇するとＶＬは更に低下するが、クリップ電圧Ｖｃｌ２によってクリップされているので、図１３に示すごとく一定となる。
【０００６】
次に温度が高温から低温に下降する場合を考える。高温補償電圧ＶＨは、ＶＨが高温（＋９０℃）のときＶＨと基準電圧Ｖｒｅｆとの交点Ｓにあり、そのときの高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨの端子間電圧は０Ｖであるので、ＭＨはＣ―Ｖ特性の立ち上がりの範囲の容量となる。温度が低下するとＶＨは直線的に低下し、それに伴ってＭＨの順バイアスの電位差が大きくなり、容量が減少する。そして、＋２５℃付近になると、クリップ電圧発生回路５５のクリップ電圧Ｖｃｌ２よりＶＨが低くなるよう回路設定することで、クリップ電圧発生回路５５のダイオードＤ１が順バイアスとなり、接続点Ｑはクリップ電圧Ｖｃｌ２の電圧となる。折れ線ＲＰＱＳが補償電圧となる。この補償電圧が低、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨ及び容量からなる補償回路に印加されて、温度補償型圧電発振器が構成される。
【特許文献１】ＷＯ９９／０３１９５
【特許文献２】特開２００５−２３６７９８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示された関数発生回路、水晶発振装置及び水晶発振装置の調整方法は、ＩＣ回路の半導体素子数が極めて多くなり、コストの上昇、歩留まりの低下を来すという問題があった。更に、関数発生回路から出力される制御電圧は折れ線状であり、直線と直線とのつなぎ目では電圧の変化は急激となり、所望の制御電圧（補償電圧）と、生成される制御電圧との誤差が大きくなるという問題があった。また、温度変化に対し制御電圧が急激に変化すると、水晶発振装置の出力周波数に周波数ディップが発生し、この水晶発振装置を搭載する機器に悪影響を及ぼす虞があるという問題があった。
また、特許文献２に開示された補償電圧も３本の直線からなる折れ線であり、直線と直線とのつなぎ目では電圧の変化は急激であり、所望の補償電圧と生成される補償電圧の誤差が大きいという問題と、上記の折れ線状の補償電圧を用いた温度補償型圧電発振器の出力には、周波数ディップ（周波数が急激に変化する現象）が発生するという問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、簡単な回路構成で直線と直線とのつなぎ目を滑らかにし、温度補償精度を改善した補償電圧回路及び温度補償型圧電発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の補償電圧回路は、周囲の温度を感知する温度センサと、該温度センサの温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部と、を備えた補償電圧回路であって、補償電圧発生部は、温度センサの出力電圧を増幅する演算増幅器と、トランジスタと、を備え、トランジスタの第１端子と第２端子とがそれぞれ、演算増幅器の反転入力端子と出力端子とに接続されたものであることを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、温度に対する補償電圧特性は、直線と直線との交点近傍が滑らかな曲線で連なる補償電圧特性となり、この補償電圧回路を温度補償型圧電発振器に適用すると、周波数の補償精度も改良され、周波数ディップも抑制できるという効果がある。
【０００９】
また本発明の補償電圧回路は、温度センサと演算増幅器との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けるようにした。
このように補償電圧回路を構成すると、ゲイン調整用増幅器のゲインを変えることにより補償電圧特性の傾斜部を上下することが可能となり、傾斜部の勾配を変える演算増幅器のゲイン調整と相まって補償電圧特性を所望の特性に近似することができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、温度センサとトランジスタのゲート（第３端子）との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けるようにした。
このように補償電圧回路を構成すると、ゲイン調整用増幅器のゲインを変えることにより、特に補償電圧特性の平坦部の特性を、温度に対し単調増加、平坦、単調減少と変えることが可能となり、補償電圧特性の近似の精度を向上させることができるという効果がある。
【００１０】
また本発明の補償電圧回路は、トランジスタは複数のトランジスタを並列接続したものであって、複数のトランジスタのそれぞれの第１端子が演算増幅器の反転入力端子に接続され、複数のトランジスタのそれぞれの第２端子が演算増幅器の出力端子に接続されたものであることを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、複数のゲイン調整用増幅器のゲインを夫々調整することにより補償電圧特性の曲線部をより微細に調整することが可能となり、演算増幅器のゲイン調整と相まって、補償電圧特性を所望の特性に近づけることができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、補償電圧発生部は、さらにダイオードを備え、演算増幅器の出力ラインにダイオードのカソード端子を接続し、ダイオードのアノード端子に基準電圧に印加したことを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、補償電圧回路の出力電圧を基準電圧で決まるクリップ電圧に保持することができるという利点がある。
【００１１】
また本発明の補償電圧回路は、トランジスタは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。
このように補償電圧回路を構成すると、補償電圧回路にＮチャネルＭＯＳ ＦＥＴを用いるか、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるかで、逆特性の補償電圧特性を構成することができ、補償電圧回路の応用範囲を広げることができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、補償電圧発生部を２個有し、一方の補償電圧発生部のトランジスタをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、他方の補償電圧発生部のトランジスタをＰチャネルＭＯＳＦＥＴとした。
このように補償電圧回路を構成すると、一方の補償電圧回路で３次曲線を呈する圧電振動子の低温から常温までの範囲を補償し、他方の補償電圧回路で常温から高温までの範囲を補償できるという効果がある。
また本発明の温度補償型圧電発振器は、本発明の補償電圧回路を備えた温度補償型圧電発振器を構成する。
このように温度補償型圧電発振器を構成すると、発振周波数の補償精度が改善されると共に、周波数ディップの抑圧が可能になるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は、本発明に係る第１の実施の形態の補償電圧回路の構成を示す図である。
補償電圧回路１は、圧電振動子Ｘの周囲の温度を感知する温度センサ１１と、温度センサ１１の温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部１２と、を備える。補償電圧発生部１２は、例えば演算増幅器ＯＰ、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２及びトランジスタＴｒと、を備えている。
補償電圧回路１は、図１（ａ）に示すように、温度センサ１０の出力ラインを、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）に接続すると共に、基準電圧Ｖ１を非反転入力端子（＋）に印加し、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子Ａとを可変抵抗Ｒ２（帰還抵抗）を介して接続する。そして、トランジスタＴｒのゲート端子（第３端子）に基準電圧Ｖｒｅｆを印加し、ドレイン端子（第１端子）を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に、ソース端子（第２端子）を演算増幅器ＯＰの出力端子Ａに接続する。なお、補償電圧回路１の出力電圧Ｖａは、抵抗Ｒを介して圧電発振器１０の可変容量素子Ｃに印加される。
【００１３】
図１（ｂ）は温度センサ１１の温度−出力電圧特性を示す図、同図（ｃ）は、温度変化に対する補償電圧回路１の出力電圧特性を示す図である。図１（ｂ）に示す特性の温度センサの出力電圧Ｖｓが、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子に加えられたときの動作について説明する。
まず、図１（ｃ）のα領域の動作について説明する。このα領域においては温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが、そのまま演算増幅器ＯＰによって反転増幅されるため、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖａとしては、図１（ｂ）のα領域に対応した出力が得られる。このとき、トランジスタＴｒのゲート電圧ＶGATE（＝Ｖｒｅｆ）がソース電圧ＶSOURCEよりも低い状態にあるため、トランジスタＴｒはＯＦＦ状態であり、トランジスタＴｒのドレイン−ソース間は非導通の状態となっている。
ここで、トランジスタＴｒ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）の動作について補足説明する。ゲート−ソース間の電圧をＶGSとすると、ＶGSが一定電圧ＶＴ（しきい値電圧）よりも小さいときにはトランジスタＴｒはＯＦＦ状態となり、ドレイン−ソース間は非導通となる。逆に大きいとＯＮ状態となり、ドレイン−ソース間が導通する。つまり、ＶGS＜ＶＴならばトランジスタＴｒはＯＦＦ状態、ＶGS＞ＶＴならばトランジスタはＯＮ状態となることが知られている。なお、しきい値電圧ＶＴは、ＭＯＳＦＥＴの特性によって決まるトランジスタ固有の一定電圧であり、半導体の製造プロセスによって決まる値である。
【００１４】
次に、図１（ｂ）、（ｃ）のβ領域の動作について説明する。このβ領域においては、ＶGS≒ＶＴであり、トランジスタＴｒのソース電圧ＶSOURCEがゲート電圧ＶGATE（＝Ｖｒｅｆ）にほぼ等しい状態である。このβ領域はトランジスタＴｒがＯＦＦ状態から序々にＯＮ状態に移行する領域であり、トランジスタＴｒのソース−ドレイン間は非導通の状態から導通の状態へと序々に変化する。従って、補償電圧Ｖａの変化が曲線的になり、図１（ｃ）に示すように滑らかに変化する。
次に、図１（ｂ）、（ｃ）のγ領域の動作について説明する。このγ領域においては、ＶGS＞ＶＴであり、トランジスタＴｒがＯＮする領域である。このとき、トランジスタＴｒのソース−ドレイン間が導通するので、温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが増加しても、ＶGSはＶＴを少し超えたところで急激にクリップされた状態となり、ほぼ一定電圧となる。
図１（ｄ）は、補償電圧回路１の可変抵抗Ｒ１、Ｒ２を可変させて、演算増幅器ＯＰのゲインを調整したときの温度に対する補償電圧Ｖａの特性で、傾斜部の所定の位置を中心として傾斜が回転するように変化する。また、図１（ｅ）は基準電圧Ｖ１を変えることにより、補償電圧Ｖａ特性の傾斜部を図に示すように上下に移動（リファレンス調整と称す）することができる。
【００１５】
図２は、第２の実施の形態の補償電圧回路２の構成を示す図であり、図１（ａ）の補償電圧回路１と異なる点は、温度センサ１１と可変抵抗Ｒ１との間にゲインが調整可能なゲイン調整用増幅器ＡＭＰを挿入したことである。図１（ａ）に示す補償電圧回路１では、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２を変化させて演算増幅器ＯＰのゲインを調整した後、基準電圧Ｖ１を調整すると傾斜の回転の中心が移動し、ゲイン調整とリファレンス調整とを独立に行うことができない。しかし、図２に示す補償電圧回路２ではゲイン調整用増幅器ＡＭＰによるゲイン調整と、基準電圧Ｖ１によるリファレンス調整を互いに独立に行うことができるので、補償電圧Ｖａの傾斜の回転中心を移動させずに、リファレンス調整を行うことができるという利点がある。
図３は、第３の実施の形態の補償電圧回路３の構成を示す図であり、図１（ａ）の補償電圧回路１と異なる点は、温度センサ１１の出力を、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰを介してトランジスタＴｒのゲートに接続した点である。ゲイン調整用増幅器ＡＭＰの出力電圧（トランジスタＴｒのゲート入力電圧）をＶＴ１とする。
【００１６】
図４（ａ）〜（ｃ）は、トランジスタＴｒのゲート入力電圧ＶＴ１と、補償電圧回路３の出力電圧（補償電圧）Ｖａ（図３のＡ点の電圧）との関係を示す図である。図４（ａ）〜（ｃ）から明らかなように、−４０℃から２０℃の温度範囲ではゲート入力電圧ＶＴ１に関わらず、補償電圧回路３の補償電圧Ｖａは、温度の増加につれて単調に減少する特性を示す。
約２０℃以上の温度では、ゲート入力電圧ＶＴ１の温度特性に応じて、補償電圧Ｖａの温度特性が変化することが、シミュレーションにより明らかになった。図４（ａ）に示すように、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し単調に減少する電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ａ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に伴い減少する特性を示す。また、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し一定である電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ｂ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に対しほぼ一定の特性を示す。また、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し単調に増加する電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ｃ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に対し増加する特性を示す。
【００１７】
図５（ａ）は、第４の実施の形態の補償電圧回路４の構成を示す図である。
補償電圧回路４は、補償電圧発生部１２として、演算増幅器ＯＰ、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２、ｎ個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒｎ、基準電圧Ｖ１、ゲインが調整可能なｎ個の増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰｎを備える。
温度センサ１１の出力ラインを、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続すると共に、基準電圧Ｖ１を非反転入力端子に印加し、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子Ａとを可変抵抗Ｒ２（帰還抵抗）を介して接続する。そして、温度センサ１１の出力ラインを第ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の増幅器ＡＭＰｉの入力ラインに接続し、この増幅器ＡＭＰｉの出力ラインを第ｉのトランジスタＴｒｉのゲート端子（第３端子）に接続する。第ｉのトランジスタＴｒｉのドレイン端子（第１端子）を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に、ソース端子（第２端子）を演算増幅器ＯＰの出力に接続して補償電圧回路４を構成する。すなわち、ｎ個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒｎの並列接続したものを、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子とに接続した構成とする。
【００１８】
図５（ｂ）は、同図（ａ）のｉ番目（ｉ＝１〜ｎ）の増幅器ＡＭＰｉの出力電圧ＶＴｉ（ゲート入力電圧）の温度特性を示す図である。図５（ｃ）は補償電圧回路４の出力電圧（補償電圧）Ｖａの温度特性を示す図である。温度が低い場合、ｎ個のトランジスタＴｒｉ（ｉ＝１〜ｎ）は何れもＯＦＦの状態であり、演算増幅器ＯＰのみが動作する。そのときの補償電圧Ｖａの温度特性は図５（ｃ）のαで示す範囲のようになる。
温度が上昇するにつれて、ゲート入力電圧Ｖｔｉの高いものからトランジスタＴｒｉが次々にＯＮし、そのゲート入力電圧Ｖｔｉによるソース電流が流れ、補償電圧Ｖａを得る。従って、補償電圧Ｖａは、折れ線状に接続された特性となる。しかも、温度と補償電圧Ｖａとの関係を表す直線と直線との接続点の近傍は、滑らかな曲線を呈するのが本発明の特徴である。このように、ゲインの調整できる複数の増幅器ＡＭＰｉと、複数のトランジスタＴｒｉを用いることにより、補償電圧Ｖａの温度特性をより滑らかにすることが可能とり、ひいては、温度補償型圧電発振器の温度特性を滑らかにし、周波数ディップの発生を抑圧する効果がある。
【００１９】
図６は、第５の実施の形態の補償電圧回路５の構成を示す図である。図３に示した補償電圧回路３と異なる点は、演算増幅器ＯＰの出力端子ＡにダイオードＤのアノード端子を接続し、このダイオードＤのカソードに基準電圧Ｖｒｅｆ３を印加した点である。温度が上昇して演算増幅器ＯＰの出力電圧（補償電圧Ｖａ）が、基準電圧Ｖｒｅｆ３より低くなると、ダイオードＤが順バイアスとなり、Ａ点の電圧はクリップ電圧Ｖｒｅｆ３となる。更に温度が上昇すると演算増幅器ＯＰの出力電圧は更に低下するが、クリップ電圧Ｖｒｅｆ３によりクリップされているので、図６（ｂ）に示すごとく一定電圧Ｖｒｅｆ３となる。
【００２０】
図７（ａ）は、第６の実施の形態の補償電圧回路６の構成を示す図である。図７（ａ）に示す補償電圧回路６のうち、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ１、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２、演算増幅器ＯＰ１、及びトランジスタＴｒ１（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）を備えた第１の補償電圧発生部は、図２に示した補償電圧発生部１２と同じ回路構成であり、その作用も同じである。つまり、温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが、図７（ｂ）に示すような温度の上昇に伴い直線的に増加する特性であると、演算増幅器ＯＰ１の出力端子Ａ１における電圧Ｖａ１の温度特性は、図７（ｃ）に示すような特性となる。
図７（ａ）に示す補償電圧回路６のうち、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ２、可変抵抗Ｒ３、Ｒ４、演算増幅器ＯＰ２、及びトランジスタＴｒ２（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）を備えた第２の補償電圧発生部は、図２に示した補償電圧回路２とほぼ同じ回路構成であるが、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ２が反転増幅器であり、トランジスタＴｒ２がＰチャネルＭＯＳＦＥＴである点が異なる。
この場合、第２の補償電圧発生部の補償電圧Ｖａ２の特性は、図７（ｄ）に示すような特性となる。従って、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖａ１と、演算増幅器ＯＰ２の出力電圧Ｖａ２とを加算器Ｋに入力することにより、加算器Ｋの出力電圧、即ち補償電圧回路６の補償電圧Ｖａ３は、図７（ｅ）示すような負の３次曲線を呈する特性となる。このような補償電圧Ｖａ３は、３次曲線を呈する圧電振動子の補償電圧として用いることにより、可変容量素子を１個のみ有する発振回路の温度補償を行うことができる。
【００２１】
図８は、温度補償型圧電発振器の構成を示す回路図であり、その補償電圧回路６は、図７（ａ）に示した補償電圧回路６から加算器Ｋを取り除いたものである。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２の夫々の補償電圧Ｖａ１、Ｖａ２を、圧電発振器１０の２つの可変容量素子Ｃｖ１、Ｃｖ２に夫々接続した例である。圧電発振器１０は、図８に示すように増幅器ＡＩ、２つの容量Ｃ１、Ｃ２、圧電振動子Ｘ、及び２つの可変容量素子Ｃｖ１、Ｃｖ２を備えた周知の発振器である。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧（補償電圧Ｖａ１）を、抵抗Ｒ６を介して可変容量素子Ｃｖ１の一方の端子に接続し、可変容量素子Ｃｖ１の他方の端子は接地する。そして、補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ２の出力（補償電圧Ｖａ２）を、抵抗Ｒ７を介して可変容量素子Ｃｖ２の一方の端子に接続し、可変容量素子Ｃｖ２の他方の端子は接地する。周波数温度特性が３次曲線を呈する圧電振動子Ｘの常温より低温側の温度補償は、図７（ｃ）に示す補償電圧Ｖａ１を可変容量素子Ｃｖ１に加えることにより行う。また、常温より高温側の温度補償に関しては、図７（ｄ）に示す補償電圧特性を有する電圧Ｖａ２を可変容量素子Ｃｖ２に加えることにより、温度補償を行うことができる。
【００２２】
図９は、温度補償型圧電発振器の構成を示す回路図であり、その補償電圧回路６は、図８に示した補償電圧回路６と基本的には同じであるが、トランジスタＴｒ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ＡＭＰ２が反転増幅器であるところが異なる。（その理由は後述する。）本実施例は補償電圧回路６からの２つの補償電圧Ｖａ１、Ｖａ２を、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬ、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨを有する圧電発振器１０に適用した例である。圧電発振器１０は、周知のように、例えばコルピッツ型発振回路と、温度補償回路と、を備えている。コルピッツ型発振回路は、圧電振動子Ｘと、トランジスタＴｒ１０と、複数の容量と、複数の抵抗と、を備えている。
また、温度補償回路は、例えば低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬと容量Ｃ１４との直列回路に、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨを並列接続し、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのゲートに容量Ｃ１５の一方の端子を接続し、他方の端子を接地する。
更に、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬと高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨとの接続点に基準電圧Ｖｒｅｆ８を印加する。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１の補償電圧Ｖａ１を、抵抗Ｒ１４を介して低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのバックゲートに接続し、演算増幅器ＯＰ２の補償電圧Ｖａ２を、抵抗Ｒ１５を介して高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨのゲートに接続して、温度補償型圧電発振器を構成する。
【００２３】
ここで、トランジスタＴｒ２をＮチャネルＭＯＳＦＥＴとし、ＡＭＰ２が反転している理由について説明する。これは、補償電圧Ｖａ１が低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのバックゲート側に印加されているのに対し、補償電圧Ｖａ２が高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨのゲート側に印加されているからである。つまり、温度増加に対して一定電圧（低電圧）の状態から単調増加する電圧特性を得る目的で、補償電圧Ｖａ２（高温補償用）の回路はこのような構成となっている。
以上説明したように、本発明の補償電圧回路６から生成される滑らかな補償電圧を、温度補償回路に印加することにより、圧電振動子の周波数補償精度が改善されると共に、補償電圧の直線同士の接続部が滑らかに形成されているので、周波数ディップの発生を抑圧することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】（ａ）は本発明の第１の実施の形態に係る補償電圧回路の構成、（ｂ）は温度センサの出力電圧の温度特性、（ｃ）は補償電圧の温度特性、（ｄ）及び（ｅ）は補償電圧の温度特性を示した図。
【図２】第２の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図。
【図３】第３の実施の形態に係る補償電圧回路３の構成を示す図。
【図４】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はゲート入力電圧と、補償電圧回路３の出力電圧と、の温度特性を示した図。
【図５】（ａ）は第４の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）はゲート入力を示す図、（ｃ）は補償電圧回路４の出力電圧特性を示す図。
【図６】（ａ）は第５の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）は補償電圧の温度特性を示す図。
【図７】（ａ）は第６の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）は温度センサの温度特性、（ｃ）は演算増幅器ＯＰ１の出力電圧特性、（ｄ）は演算増幅器ＯＰ２の出力電圧特性、（ｅ）は補償電圧回路６の出力電圧の温度特性を示す図。
【図８】第６の実施の形態に係る補償電圧回路を圧電発振器に適用して温度補償型圧電発振器を構成した例を示す回路図。
【図９】第６の実施の形態に係る補償電圧回路を圧電発振器に適用して温度補償型圧電発振器を構成した例を示す回路図。
【図１０】従来の関数発生回路を備えた温度補償水晶発振器の構成を示す図。
【図１１】制御回路が生成する制御電圧を示す図。
【図１２】クリップ電圧発生回路を備えた温度補償型圧電発振器の構成を示す図。
【図１３】補償電圧の温度特性を示す図。
【符号の説明】
【００２５】
１、２、３、４、５、６…補償電圧回路、１０…発振器、１１…温度センサ、１２…補償電圧発生部、Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６…抵抗、Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１４、Ｃ１５…容量、Ｃｖ１、Ｃｖ２…可変容量素子、Ｖｓ…温度センサの出力電圧、Ｖ１、Ｖ３、Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４…基準電圧、ＯＰ、ＯＰ１、ＯＰ２…演算増幅器、Ｔｒ、Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒｎ…トランジスタ、ＡＭＰ、ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰｎ…ゲイン調整用増幅器、ＶＴ１、ＶＴ２、ＶＴｎ…増幅器の出力、Ｖａ、Ｖａ１、Ｖａ２、Ｖａ３…補償電圧、Ｋ…加算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補償電圧回路及び温度補償型圧電発振器に関し、補償電圧回路の出力電圧を温度変化に対し滑らかに変化するようにし、発振周波数に生じる急激な周波数変動（ディップ）を抑圧した温度補償型圧電発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、圧電発振器は周波数安定度、小型軽量、低価格等により携帯電話等の通信機器から水晶時計のような民生機器まで、多くの分野で用いられている。中でも圧電振動子の周波数温度特性を補償した温度補償型圧電発振器（ＴＣＸＯ）は、周波数安定度を必要とする携帯電話等に広く用いられている。
特許文献１には、関数発生回路を備えた温度補償水晶発振器が開示されている。図１０は、その温度補償水晶発振器の機能ブロック図であり、定電圧回路３２と、温度センサ回路３３と、水晶振動子の温度特性を補償するため制御電圧Ｖｃを生成する制御回路３４と、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）３５と、制御回路３４が出力する制御電圧Ｖｃに対し、ＶＣＸＯ３５が出力する発振周波数を最適化するため、制御電圧Ｖｃの温度特性を補償する温度補償パラメータを記憶するＲＯＭ／ＲＡＭ回路３６と、を備えている。
制御回路３４は、ＭＡＸ回路３４ａとＭＩＮ回路３４ｂとからなる。定電圧回路３２と温度センサ回路３３とによって生成される制御電圧ｙ１、制御電圧ｙ２及び制御電圧ｙ３を、制御回路３４ａに入力すると、その内の最大電圧値を選択して制御電圧ｙ６として出力する。また、同様に生成される制御電圧ｙ４及び制御電圧ｙ５並びにＭＡＸ回路３４ａからの制御電圧ｙ６を、制御回路３４ｂに入力すると、その内の最小電圧値を選択して制御電圧ｙ７を出力する。この制御電圧ｙ７が温度補償用の制御電圧Ｖｃとなる。
【０００３】
図１１は制御電圧Ｖｃの詳細を示す図である。図１１は、第１の温度領域（Ｔ０≦Ｔａ≦Ｔ１）における制御電圧ｙ１、第２の温度領域（Ｔ１≦Ｔａ≦Ｔ２）における制御電圧ｙ２、第３の温度領域（Ｔ２≦Ｔａ≦Ｔ３）における制御電圧ｙ３、第４の温度領域（Ｔ３≦Ｔａ≦Ｔ４）における制御電圧ｙ４、第５の温度領域（Ｔ４≦Ｔａ≦Ｔ５）における制御電圧ｙ５、を夫々示す折れ線状の直線群を示し、制御電圧Ｖｃは太実線で表す折れ線となる。この制御電圧Ｖｃを電圧制御水晶発振器３５に加えると、温度補償型水晶発振器が構成される。なお、ＲＯＭ／ＲＡＭ回路３６は、図示していないが、直列に接続された４個のフリップフロップからなるシリアルデータ入力部としてのＲＡＭデータ入力回路と、該ＲＡＭデータ入力回路の出力データを受け、１ビット毎に記憶する４個のＰＲＯＭ回路と、制御信号（ＳＥＬ、Ｗ／Ｒ、ＤＡＴＡ等）とを有している。
【０００４】
特許文献２には、温度補償電圧を所定の電圧にクリップするクリップ電圧発生回路を備えた温度補償型圧電発振器５０が開示されている。図１２は温度補償型圧電発振器５０の回路構成を示す図であり、発振回路５２と、温度変化による圧電振動子の周波数変動を補償する周波数温度補償回路５１と、から構成される。周波数温度補償回路５１は、温度検出部５３と、この温度検出部５３の変化したパラメータに基づいて電圧を発生する温度補償電圧発生回路５２と、この温度補償電圧発生回路５２が出力する温度補償電圧（ＶＨ、ＶＬ）と、基準電圧（Ｖｒｅｆ）との電位差に基づいて容量が変化するＭＯＳ容量素子ＭＨ、ＭＬと、温度補償電圧を所定の電圧にクリップするクリップ電圧発生回路５５と、から構成される。
【０００５】
図１３は補償電圧の温度特性を示す図である。温度が低温から高温に上昇する場合を考える。低温補償電圧ＶＬは、温度が低温（−４０℃）のときＶＬと基準電圧Ｖｒｅｆとの交点Ｒにあり、そのときの低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬの端子間電圧は０Ｖである。温度が上昇するとＶＬは直線的に低下し、それに伴ってＭＬの端子間電圧が大きくなりＭＬの容量が増加する。そして、常温（＋２５℃）付近になると、クリップ電圧発生回路５５のクリップ電圧Ｖｃｌ２より、ＶＬが低くなるように回路設定することで、＋２５℃付近でのクリップ電圧発生回路５５のダイオードＤ２が順バイアスとなり、接続点Ｐはクリップ電圧Ｖｃｌ２の電圧となる。更に温度が上昇するとＶＬは更に低下するが、クリップ電圧Ｖｃｌ２によってクリップされているので、図１３に示すごとく一定となる。
【０００６】
次に温度が高温から低温に下降する場合を考える。高温補償電圧ＶＨは、ＶＨが高温（＋９０℃）のときＶＨと基準電圧Ｖｒｅｆとの交点Ｓにあり、そのときの高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨの端子間電圧は０Ｖであるので、ＭＨはＣ―Ｖ特性の立ち上がりの範囲の容量となる。温度が低下するとＶＨは直線的に低下し、それに伴ってＭＨの順バイアスの電位差が大きくなり、容量が減少する。そして、＋２５℃付近になると、クリップ電圧発生回路５５のクリップ電圧Ｖｃｌ２よりＶＨが低くなるよう回路設定することで、クリップ電圧発生回路５５のダイオードＤ１が順バイアスとなり、接続点Ｑはクリップ電圧Ｖｃｌ２の電圧となる。折れ線ＲＰＱＳが補償電圧となる。この補償電圧が低、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨ及び容量からなる補償回路に印加されて、温度補償型圧電発振器が構成される。
【特許文献１】ＷＯ９９／０３１９５
【特許文献２】特開２００５−２３６７９８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示された関数発生回路、水晶発振装置及び水晶発振装置の調整方法は、ＩＣ回路の半導体素子数が極めて多くなり、コストの上昇、歩留まりの低下を来すという問題があった。更に、関数発生回路から出力される制御電圧は折れ線状であり、直線と直線とのつなぎ目では電圧の変化は急激となり、所望の制御電圧（補償電圧）と、生成される制御電圧との誤差が大きくなるという問題があった。また、温度変化に対し制御電圧が急激に変化すると、水晶発振装置の出力周波数に周波数ディップが発生し、この水晶発振装置を搭載する機器に悪影響を及ぼす虞があるという問題があった。
また、特許文献２に開示された補償電圧も３本の直線からなる折れ線であり、直線と直線とのつなぎ目では電圧の変化は急激であり、所望の補償電圧と生成される補償電圧の誤差が大きいという問題と、上記の折れ線状の補償電圧を用いた温度補償型圧電発振器の出力には、周波数ディップ（周波数が急激に変化する現象）が発生するという問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、簡単な回路構成で直線と直線とのつなぎ目を滑らかにし、温度補償精度を改善した補償電圧回路及び温度補償型圧電発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の補償電圧回路は、周囲の温度を感知する温度センサと、該温度センサの温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部と、を備えた補償電圧回路であって、補償電圧発生部は、温度センサの出力電圧を増幅する演算増幅器と、トランジスタと、を備え、トランジスタの第１端子と第２端子とがそれぞれ、演算増幅器の反転入力端子と出力端子とに接続されたものであることを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、温度に対する補償電圧特性は、直線と直線との交点近傍が滑らかな曲線で連なる補償電圧特性となり、この補償電圧回路を温度補償型圧電発振器に適用すると、周波数の補償精度も改良され、周波数ディップも抑制できるという効果がある。
【０００９】
また本発明の補償電圧回路は、温度センサと演算増幅器との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けるようにした。
このように補償電圧回路を構成すると、ゲイン調整用増幅器のゲインを変えることにより補償電圧特性の傾斜部を上下することが可能となり、傾斜部の勾配を変える演算増幅器のゲイン調整と相まって補償電圧特性を所望の特性に近似することができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、温度センサとトランジスタのゲート（第３端子）との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けるようにした。
このように補償電圧回路を構成すると、ゲイン調整用増幅器のゲインを変えることにより、特に補償電圧特性の平坦部の特性を、温度に対し単調増加、平坦、単調減少と変えることが可能となり、補償電圧特性の近似の精度を向上させることができるという効果がある。
【００１０】
また本発明の補償電圧回路は、トランジスタは複数のトランジスタを並列接続したものであって、複数のトランジスタのそれぞれの第１端子が演算増幅器の反転入力端子に接続され、複数のトランジスタのそれぞれの第２端子が演算増幅器の出力端子に接続されたものであることを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、複数のゲイン調整用増幅器のゲインを夫々調整することにより補償電圧特性の曲線部をより微細に調整することが可能となり、演算増幅器のゲイン調整と相まって、補償電圧特性を所望の特性に近づけることができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、補償電圧発生部は、さらにダイオードを備え、演算増幅器の出力ラインにダイオードのカソード端子を接続し、ダイオードのアノード端子に基準電圧に印加したことを特徴とする。
このように補償電圧回路を構成すると、補償電圧回路の出力電圧を基準電圧で決まるクリップ電圧に保持することができるという利点がある。
【００１１】
また本発明の補償電圧回路は、トランジスタは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。
このように補償電圧回路を構成すると、補償電圧回路にＮチャネルＭＯＳ ＦＥＴを用いるか、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるかで、逆特性の補償電圧特性を構成することができ、補償電圧回路の応用範囲を広げることができるという効果がある。
また本発明の補償電圧回路は、補償電圧発生部を２個有し、一方の補償電圧発生部のトランジスタをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、他方の補償電圧発生部のトランジスタをＰチャネルＭＯＳＦＥＴとした。
このように補償電圧回路を構成すると、一方の補償電圧回路で３次曲線を呈する圧電振動子の低温から常温までの範囲を補償し、他方の補償電圧回路で常温から高温までの範囲を補償できるという効果がある。
また本発明の温度補償型圧電発振器は、本発明の補償電圧回路を備えた温度補償型圧電発振器を構成する。
このように温度補償型圧電発振器を構成すると、発振周波数の補償精度が改善されると共に、周波数ディップの抑圧が可能になるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は、本発明に係る第１の実施の形態の補償電圧回路の構成を示す図である。
補償電圧回路１は、圧電振動子Ｘの周囲の温度を感知する温度センサ１１と、温度センサ１１の温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部１２と、を備える。補償電圧発生部１２は、例えば演算増幅器ＯＰ、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２及びトランジスタＴｒと、を備えている。
補償電圧回路１は、図１（ａ）に示すように、温度センサ１０の出力ラインを、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）に接続すると共に、基準電圧Ｖ１を非反転入力端子（＋）に印加し、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子Ａとを可変抵抗Ｒ２（帰還抵抗）を介して接続する。そして、トランジスタＴｒのゲート端子（第３端子）に基準電圧Ｖｒｅｆを印加し、ドレイン端子（第１端子）を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に、ソース端子（第２端子）を演算増幅器ＯＰの出力端子Ａに接続する。なお、補償電圧回路１の出力電圧Ｖａは、抵抗Ｒを介して圧電発振器１０の可変容量素子Ｃに印加される。
【００１３】
図１（ｂ）は温度センサ１１の温度−出力電圧特性を示す図、同図（ｃ）は、温度変化に対する補償電圧回路１の出力電圧特性を示す図である。図１（ｂ）に示す特性の温度センサの出力電圧Ｖｓが、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子に加えられたときの動作について説明する。
まず、図１（ｃ）のα領域の動作について説明する。このα領域においては温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが、そのまま演算増幅器ＯＰによって反転増幅されるため、演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖａとしては、図１（ｂ）のα領域に対応した出力が得られる。このとき、トランジスタＴｒのゲート電圧ＶGATE（＝Ｖｒｅｆ）がソース電圧ＶSOURCEよりも低い状態にあるため、トランジスタＴｒはＯＦＦ状態であり、トランジスタＴｒのドレイン−ソース間は非導通の状態となっている。
ここで、トランジスタＴｒ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）の動作について補足説明する。ゲート−ソース間の電圧をＶGSとすると、ＶGSが一定電圧ＶＴ（しきい値電圧）よりも小さいときにはトランジスタＴｒはＯＦＦ状態となり、ドレイン−ソース間は非導通となる。逆に大きいとＯＮ状態となり、ドレイン−ソース間が導通する。つまり、ＶGS＜ＶＴならばトランジスタＴｒはＯＦＦ状態、ＶGS＞ＶＴならばトランジスタはＯＮ状態となることが知られている。なお、しきい値電圧ＶＴは、ＭＯＳＦＥＴの特性によって決まるトランジスタ固有の一定電圧であり、半導体の製造プロセスによって決まる値である。
【００１４】
次に、図１（ｂ）、（ｃ）のβ領域の動作について説明する。このβ領域においては、ＶGS≒ＶＴであり、トランジスタＴｒのソース電圧ＶSOURCEがゲート電圧ＶGATE（＝Ｖｒｅｆ）にほぼ等しい状態である。このβ領域はトランジスタＴｒがＯＦＦ状態から序々にＯＮ状態に移行する領域であり、トランジスタＴｒのソース−ドレイン間は非導通の状態から導通の状態へと序々に変化する。従って、補償電圧Ｖａの変化が曲線的になり、図１（ｃ）に示すように滑らかに変化する。
次に、図１（ｂ）、（ｃ）のγ領域の動作について説明する。このγ領域においては、ＶGS＞ＶＴであり、トランジスタＴｒがＯＮする領域である。このとき、トランジスタＴｒのソース−ドレイン間が導通するので、温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが増加しても、ＶGSはＶＴを少し超えたところで急激にクリップされた状態となり、ほぼ一定電圧となる。
図１（ｄ）は、補償電圧回路１の可変抵抗Ｒ１、Ｒ２を可変させて、演算増幅器ＯＰのゲインを調整したときの温度に対する補償電圧Ｖａの特性で、傾斜部の所定の位置を中心として傾斜が回転するように変化する。また、図１（ｅ）は基準電圧Ｖ１を変えることにより、補償電圧Ｖａ特性の傾斜部を図に示すように上下に移動（リファレンス調整と称す）することができる。
【００１５】
図２は、第２の実施の形態の補償電圧回路２の構成を示す図であり、図１（ａ）の補償電圧回路１と異なる点は、温度センサ１１と可変抵抗Ｒ１との間にゲインが調整可能なゲイン調整用増幅器ＡＭＰを挿入したことである。図１（ａ）に示す補償電圧回路１では、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２を変化させて演算増幅器ＯＰのゲインを調整した後、基準電圧Ｖ１を調整すると傾斜の回転の中心が移動し、ゲイン調整とリファレンス調整とを独立に行うことができない。しかし、図２に示す補償電圧回路２ではゲイン調整用増幅器ＡＭＰによるゲイン調整と、基準電圧Ｖ１によるリファレンス調整を互いに独立に行うことができるので、補償電圧Ｖａの傾斜の回転中心を移動させずに、リファレンス調整を行うことができるという利点がある。
図３は、第３の実施の形態の補償電圧回路３の構成を示す図であり、図１（ａ）の補償電圧回路１と異なる点は、温度センサ１１の出力を、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰを介してトランジスタＴｒのゲートに接続した点である。ゲイン調整用増幅器ＡＭＰの出力電圧（トランジスタＴｒのゲート入力電圧）をＶＴ１とする。
【００１６】
図４（ａ）〜（ｃ）は、トランジスタＴｒのゲート入力電圧ＶＴ１と、補償電圧回路３の出力電圧（補償電圧）Ｖａ（図３のＡ点の電圧）との関係を示す図である。図４（ａ）〜（ｃ）から明らかなように、−４０℃から２０℃の温度範囲ではゲート入力電圧ＶＴ１に関わらず、補償電圧回路３の補償電圧Ｖａは、温度の増加につれて単調に減少する特性を示す。
約２０℃以上の温度では、ゲート入力電圧ＶＴ１の温度特性に応じて、補償電圧Ｖａの温度特性が変化することが、シミュレーションにより明らかになった。図４（ａ）に示すように、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し単調に減少する電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ａ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に伴い減少する特性を示す。また、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し一定である電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ｂ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に対しほぼ一定の特性を示す。また、ゲート入力電圧ＶＴ１が温度の増加に対し単調に増加する電圧であると、補償電圧Ｖａは図４（ｃ）のγで示す温度範囲のように、温度の増加に対し増加する特性を示す。
【００１７】
図５（ａ）は、第４の実施の形態の補償電圧回路４の構成を示す図である。
補償電圧回路４は、補償電圧発生部１２として、演算増幅器ＯＰ、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２、ｎ個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒｎ、基準電圧Ｖ１、ゲインが調整可能なｎ個の増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰｎを備える。
温度センサ１１の出力ラインを、可変抵抗Ｒ１を介して演算増幅器ＯＰの反転入力端子に接続すると共に、基準電圧Ｖ１を非反転入力端子に印加し、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子Ａとを可変抵抗Ｒ２（帰還抵抗）を介して接続する。そして、温度センサ１１の出力ラインを第ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の増幅器ＡＭＰｉの入力ラインに接続し、この増幅器ＡＭＰｉの出力ラインを第ｉのトランジスタＴｒｉのゲート端子（第３端子）に接続する。第ｉのトランジスタＴｒｉのドレイン端子（第１端子）を演算増幅器ＯＰの反転入力端子に、ソース端子（第２端子）を演算増幅器ＯＰの出力に接続して補償電圧回路４を構成する。すなわち、ｎ個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒｎの並列接続したものを、演算増幅器ＯＰの反転入力端子と出力端子とに接続した構成とする。
【００１８】
図５（ｂ）は、同図（ａ）のｉ番目（ｉ＝１〜ｎ）の増幅器ＡＭＰｉの出力電圧ＶＴｉ（ゲート入力電圧）の温度特性を示す図である。図５（ｃ）は補償電圧回路４の出力電圧（補償電圧）Ｖａの温度特性を示す図である。温度が低い場合、ｎ個のトランジスタＴｒｉ（ｉ＝１〜ｎ）は何れもＯＦＦの状態であり、演算増幅器ＯＰのみが動作する。そのときの補償電圧Ｖａの温度特性は図５（ｃ）のαで示す範囲のようになる。
温度が上昇するにつれて、ゲート入力電圧Ｖｔｉの高いものからトランジスタＴｒｉが次々にＯＮし、そのゲート入力電圧Ｖｔｉによるソース電流が流れ、補償電圧Ｖａを得る。従って、補償電圧Ｖａは、折れ線状に接続された特性となる。しかも、温度と補償電圧Ｖａとの関係を表す直線と直線との接続点の近傍は、滑らかな曲線を呈するのが本発明の特徴である。このように、ゲインの調整できる複数の増幅器ＡＭＰｉと、複数のトランジスタＴｒｉを用いることにより、補償電圧Ｖａの温度特性をより滑らかにすることが可能とり、ひいては、温度補償型圧電発振器の温度特性を滑らかにし、周波数ディップの発生を抑圧する効果がある。
【００１９】
図６は、第５の実施の形態の補償電圧回路５の構成を示す図である。図３に示した補償電圧回路３と異なる点は、演算増幅器ＯＰの出力端子ＡにダイオードＤのアノード端子を接続し、このダイオードＤのカソードに基準電圧Ｖｒｅｆ３を印加した点である。温度が上昇して演算増幅器ＯＰの出力電圧（補償電圧Ｖａ）が、基準電圧Ｖｒｅｆ３より低くなると、ダイオードＤが順バイアスとなり、Ａ点の電圧はクリップ電圧Ｖｒｅｆ３となる。更に温度が上昇すると演算増幅器ＯＰの出力電圧は更に低下するが、クリップ電圧Ｖｒｅｆ３によりクリップされているので、図６（ｂ）に示すごとく一定電圧Ｖｒｅｆ３となる。
【００２０】
図７（ａ）は、第６の実施の形態の補償電圧回路６の構成を示す図である。図７（ａ）に示す補償電圧回路６のうち、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ１、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２、演算増幅器ＯＰ１、及びトランジスタＴｒ１（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）を備えた第１の補償電圧発生部は、図２に示した補償電圧発生部１２と同じ回路構成であり、その作用も同じである。つまり、温度センサ１１の出力電圧Ｖｓが、図７（ｂ）に示すような温度の上昇に伴い直線的に増加する特性であると、演算増幅器ＯＰ１の出力端子Ａ１における電圧Ｖａ１の温度特性は、図７（ｃ）に示すような特性となる。
図７（ａ）に示す補償電圧回路６のうち、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ２、可変抵抗Ｒ３、Ｒ４、演算増幅器ＯＰ２、及びトランジスタＴｒ２（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）を備えた第２の補償電圧発生部は、図２に示した補償電圧回路２とほぼ同じ回路構成であるが、ゲイン調整用増幅器ＡＭＰ２が反転増幅器であり、トランジスタＴｒ２がＰチャネルＭＯＳＦＥＴである点が異なる。
この場合、第２の補償電圧発生部の補償電圧Ｖａ２の特性は、図７（ｄ）に示すような特性となる。従って、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖａ１と、演算増幅器ＯＰ２の出力電圧Ｖａ２とを加算器Ｋに入力することにより、加算器Ｋの出力電圧、即ち補償電圧回路６の補償電圧Ｖａ３は、図７（ｅ）示すような負の３次曲線を呈する特性となる。このような補償電圧Ｖａ３は、３次曲線を呈する圧電振動子の補償電圧として用いることにより、可変容量素子を１個のみ有する発振回路の温度補償を行うことができる。
【００２１】
図８は、温度補償型圧電発振器の構成を示す回路図であり、その補償電圧回路６は、図７（ａ）に示した補償電圧回路６から加算器Ｋを取り除いたものである。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２の夫々の補償電圧Ｖａ１、Ｖａ２を、圧電発振器１０の２つの可変容量素子Ｃｖ１、Ｃｖ２に夫々接続した例である。圧電発振器１０は、図８に示すように増幅器ＡＩ、２つの容量Ｃ１、Ｃ２、圧電振動子Ｘ、及び２つの可変容量素子Ｃｖ１、Ｃｖ２を備えた周知の発振器である。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧（補償電圧Ｖａ１）を、抵抗Ｒ６を介して可変容量素子Ｃｖ１の一方の端子に接続し、可変容量素子Ｃｖ１の他方の端子は接地する。そして、補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ２の出力（補償電圧Ｖａ２）を、抵抗Ｒ７を介して可変容量素子Ｃｖ２の一方の端子に接続し、可変容量素子Ｃｖ２の他方の端子は接地する。周波数温度特性が３次曲線を呈する圧電振動子Ｘの常温より低温側の温度補償は、図７（ｃ）に示す補償電圧Ｖａ１を可変容量素子Ｃｖ１に加えることにより行う。また、常温より高温側の温度補償に関しては、図７（ｄ）に示す補償電圧特性を有する電圧Ｖａ２を可変容量素子Ｃｖ２に加えることにより、温度補償を行うことができる。
【００２２】
図９は、温度補償型圧電発振器の構成を示す回路図であり、その補償電圧回路６は、図８に示した補償電圧回路６と基本的には同じであるが、トランジスタＴｒ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ＡＭＰ２が反転増幅器であるところが異なる。（その理由は後述する。）本実施例は補償電圧回路６からの２つの補償電圧Ｖａ１、Ｖａ２を、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬ、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨを有する圧電発振器１０に適用した例である。圧電発振器１０は、周知のように、例えばコルピッツ型発振回路と、温度補償回路と、を備えている。コルピッツ型発振回路は、圧電振動子Ｘと、トランジスタＴｒ１０と、複数の容量と、複数の抵抗と、を備えている。
また、温度補償回路は、例えば低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬと容量Ｃ１４との直列回路に、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨを並列接続し、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのゲートに容量Ｃ１５の一方の端子を接続し、他方の端子を接地する。
更に、低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬと高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨとの接続点に基準電圧Ｖｒｅｆ８を印加する。補償電圧回路６の演算増幅器ＯＰ１の補償電圧Ｖａ１を、抵抗Ｒ１４を介して低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのバックゲートに接続し、演算増幅器ＯＰ２の補償電圧Ｖａ２を、抵抗Ｒ１５を介して高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨのゲートに接続して、温度補償型圧電発振器を構成する。
【００２３】
ここで、トランジスタＴｒ２をＮチャネルＭＯＳＦＥＴとし、ＡＭＰ２が反転している理由について説明する。これは、補償電圧Ｖａ１が低温用ＭＯＳ容量素子ＭＬのバックゲート側に印加されているのに対し、補償電圧Ｖａ２が高温用ＭＯＳ容量素子ＭＨのゲート側に印加されているからである。つまり、温度増加に対して一定電圧（低電圧）の状態から単調増加する電圧特性を得る目的で、補償電圧Ｖａ２（高温補償用）の回路はこのような構成となっている。
以上説明したように、本発明の補償電圧回路６から生成される滑らかな補償電圧を、温度補償回路に印加することにより、圧電振動子の周波数補償精度が改善されると共に、補償電圧の直線同士の接続部が滑らかに形成されているので、周波数ディップの発生を抑圧することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】（ａ）は本発明の第１の実施の形態に係る補償電圧回路の構成、（ｂ）は温度センサの出力電圧の温度特性、（ｃ）は補償電圧の温度特性、（ｄ）及び（ｅ）は補償電圧の温度特性を示した図。
【図２】第２の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図。
【図３】第３の実施の形態に係る補償電圧回路３の構成を示す図。
【図４】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はゲート入力電圧と、補償電圧回路３の出力電圧と、の温度特性を示した図。
【図５】（ａ）は第４の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）はゲート入力を示す図、（ｃ）は補償電圧回路４の出力電圧特性を示す図。
【図６】（ａ）は第５の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）は補償電圧の温度特性を示す図。
【図７】（ａ）は第６の実施の形態に係る補償電圧回路の構成を示す図、（ｂ）は温度センサの温度特性、（ｃ）は演算増幅器ＯＰ１の出力電圧特性、（ｄ）は演算増幅器ＯＰ２の出力電圧特性、（ｅ）は補償電圧回路６の出力電圧の温度特性を示す図。
【図８】第６の実施の形態に係る補償電圧回路を圧電発振器に適用して温度補償型圧電発振器を構成した例を示す回路図。
【図９】第６の実施の形態に係る補償電圧回路を圧電発振器に適用して温度補償型圧電発振器を構成した例を示す回路図。
【図１０】従来の関数発生回路を備えた温度補償水晶発振器の構成を示す図。
【図１１】制御回路が生成する制御電圧を示す図。
【図１２】クリップ電圧発生回路を備えた温度補償型圧電発振器の構成を示す図。
【図１３】補償電圧の温度特性を示す図。
【符号の説明】
【００２５】
１、２、３、４、５、６…補償電圧回路、１０…発振器、１１…温度センサ、１２…補償電圧発生部、Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６…抵抗、Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１４、Ｃ１５…容量、Ｃｖ１、Ｃｖ２…可変容量素子、Ｖｓ…温度センサの出力電圧、Ｖ１、Ｖ３、Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４…基準電圧、ＯＰ、ＯＰ１、ＯＰ２…演算増幅器、Ｔｒ、Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒｎ…トランジスタ、ＡＭＰ、ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰｎ…ゲイン調整用増幅器、ＶＴ１、ＶＴ２、ＶＴｎ…増幅器の出力、Ｖａ、Ｖａ１、Ｖａ２、Ｖａ３…補償電圧、Ｋ…加算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周囲の温度を感知する温度センサと、該温度センサの温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部と、を備えた補償電圧回路であって、
前記補償電圧発生部は、前記温度センサの出力電圧を増幅する演算増幅器と、トランジスタと、を備え、前記トランジスタの第１端子と第２端子とがそれぞれ、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子とに接続されたものであることを特徴とする補償電圧回路。
【請求項２】
前記温度センサと前記演算増幅器との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けたことを特徴とする請求項１に記載の補償電圧回路。
【請求項３】
前記温度センサと前記トランジスタの第３端子との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けたことを特徴とする請求項１に記載の補償電圧回路。
【請求項４】
前記トランジスタは複数のトランジスタを並列接続したものであって、前記複数のトランジスタのそれぞれの第１端子が前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、前記複数のトランジスタのそれぞれの第２端子が前記演算増幅器の出力端子に接続されたものであることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項５】
前記補償電圧発生部は、さらにダイオードを備え、前記演算増幅器の出力ラインに前記ダイオードのカソード端子を接続し、前記ダイオードのアノード端子に基準電圧に印加したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項６】
前記トランジスタは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項７】
前記補償電圧発生部を２個有し、一方の前記補償電圧発生部のトランジスタをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、他方の前記補償電圧発生部のトランジスタをＰチャネルＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れかの補償電圧回路を備えたことを特徴とする温度補償型圧電発振器。
【請求項１】
周囲の温度を感知する温度センサと、該温度センサの温度検知結果に応じて補償電圧を発生する補償電圧発生部と、を備えた補償電圧回路であって、
前記補償電圧発生部は、前記温度センサの出力電圧を増幅する演算増幅器と、トランジスタと、を備え、前記トランジスタの第１端子と第２端子とがそれぞれ、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子とに接続されたものであることを特徴とする補償電圧回路。
【請求項２】
前記温度センサと前記演算増幅器との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けたことを特徴とする請求項１に記載の補償電圧回路。
【請求項３】
前記温度センサと前記トランジスタの第３端子との間にゲイン調整を行うゲイン調整用増幅器を設けたことを特徴とする請求項１に記載の補償電圧回路。
【請求項４】
前記トランジスタは複数のトランジスタを並列接続したものであって、前記複数のトランジスタのそれぞれの第１端子が前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、前記複数のトランジスタのそれぞれの第２端子が前記演算増幅器の出力端子に接続されたものであることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項５】
前記補償電圧発生部は、さらにダイオードを備え、前記演算増幅器の出力ラインに前記ダイオードのカソード端子を接続し、前記ダイオードのアノード端子に基準電圧に印加したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項６】
前記トランジスタは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項７】
前記補償電圧発生部を２個有し、一方の前記補償電圧発生部のトランジスタをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、他方の前記補償電圧発生部のトランジスタをＰチャネルＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の補償電圧回路。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れかの補償電圧回路を備えたことを特徴とする温度補償型圧電発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００９−７７３４２（Ｐ２００９−７７３４２Ａ）
【公開日】平成２１年４月９日（２００９．４．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２４６６６７（Ｐ２００７−２４６６６７）
【出願日】平成１９年９月２５日（２００７．９．２５）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月９日（２００９．４．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月２５日（２００７．９．２５）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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