誘導加熱定着装置及び画像形成装置
【課題】部品定数のばらつきや温度変動を考慮すること無く、共振周波数に追従させてＰＷＭ制御を実行することが可能な、誘導加熱定着装置を提供する。
【解決手段】誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、位相比較部は、ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を共振周波数追従発振部に出力し、共振周波数追従発振部は、位相比較部の出力を用いて直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、ＰＷＭ信号発生部は、共振周波数追従発振部による発振周波数に基づいて直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、位相比較部、共振周波数追従発振部及びＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置が提供される。
【解決手段】誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、位相比較部は、ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を共振周波数追従発振部に出力し、共振周波数追従発振部は、位相比較部の出力を用いて直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、ＰＷＭ信号発生部は、共振周波数追従発振部による発振周波数に基づいて直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、位相比較部、共振周波数追従発振部及びＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置が提供される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱定着装置及び画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
画像形成装置においては、記録媒体であるシートの上に転写されたトナー像をシートに定着させるための定着装置が備えられている。この定着装置は、例えば、シート上のトナーを熱溶融させる定着ローラ又は定着ベルト（加熱ローラ）と、当該定着ローラ又は定着ベルトに圧接してシートを押圧する加圧ローラとを有している。
【０００３】
上記定着ローラ又は定着ベルトを加熱するために、当該定着ローラ又は定着ベルトの内部に誘導加熱コイルを配置するようにした誘導加熱方式による定着装置が広く普及している。誘導加熱方式は、誘導加熱コイルで発生した磁束を定着ローラ又は定着ベルトの導体部に通過させることによって、定着ローラ又は定着ベルトの内部に渦電流を流し、この渦電流によるジュール熱で定着ローラ又は定着ベルトを加熱するというものである。
【０００４】
従来の誘導加熱定着装置における電力制御方式として、ＬＣＲ共振回路構成で駆動周波数を制御する方式と、共振周波数ｆで共振回路が共振している状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御する方式とが行われて来た。従来の駆動周波数を制御して出力電力を変更する方式としては、例えば特許文献１、２などがある。
【０００５】
一方、従来の共振周波数ｆの状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御して電流量を変更する方式の誘導加熱定着装置９００のインバータ電源の構成を、図１に示す。ＡＣ電源９０１からの出力をダイオードブリッジ９０４で全波整流した後、ノイズフィルタ９０５を通したものをハーフブリッジ出力回路９０６に供給している。符号９０２はヒューズ、符号９０３はサージ電圧保護用バリスタを示している。
【０００６】
ハーフブリッジ出力回路９０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ；Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ；Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが使用される。
【０００７】
図１に示した構成では、ハーフブリッジ出力回路９０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ９０７、９０８が用いられている。ＬＣ直列共振回路は、低損失誘導加熱用コイル９１２、コンデンサ９１３，９１４からなり、ＬＣ直列共振回路を構成するリッツ線（細い銅線を多数撚り合わせた電線）を用いた低損失誘導加熱用コイル９１２に高周波電流を流すことで、磁界を発生させる。低損失誘導加熱用コイル９１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト９１０などに集中して、低損失誘導加熱用コイル９１２が発生させた磁界によって発熱体表面に渦電流が流れ、定着ローラ又は定着ベルト９１０は自己発熱する。
【０００８】
ＩＧＢＴ９０７、９０８によるハーフブリッジ出力に接続されている低損失誘導加熱用コイル９１２の電流及び位相差を検知するためのカレント・トランス９０９の出力と、ＩＧＢＴ９０７、９０８によるハーフブリッジ出力の駆動電圧（片側）の位相比較を位相比較器９２８（例えば汎用のＰＬＬ ＩＣ（７４ＨＣ４０４６等）を利用する）を用いて行い、位相比較器９２８の位相比較結果をＲＣ鋸歯発振型電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２９に出力する。カレント・トランス９０９の出力とハーフブリッジ出力の駆動電圧との位相差が無くなる様に、ＶＣＯ９２９の発振周波数をフィードバック制御する。
【０００９】
ＰＷＭ制御部９１９では、発熱部温度検知センサ９１１からの情報から、ＣＰＵ９１５におけるＰＩＤ制御部９１７によるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ，Ｉｎｔｅｇｒａｌ，Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）演算で算出したＰＷＭ Ｏｎ ｄｕｔｙ値と、カレント・トランス９０９の出力を整流回路９２３で整流したものとをエラーアンプ９２０で増幅し、増幅した値とＶＣＯ９２９からの出力を、比較器９２１で比較し、比較結果をＰＷＭドライバ９２２に出力することで、ＰＷＭドライバ９２２はＰＷＭ信号を発光ダイオード及びフォトトランジスタ９２３、９２４に出力することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−５１９５１号公報
【特許文献２】特開２００８−１４５９９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来の誘導加熱定着装置における電力制御方式として、ＬＣＲ共振回路を有する構成で駆動周波数を制御する方式では、共振回路の共振周波数が変動した場合に制御不能に陥る問題があり、そのような問題に対処するためには、特許文献１に記載された発明のように、電力がピークになる周波数を求めて、その周波数を下限周波数として制御する必要があった。また、小電力制御時に周波数が高くなり過ぎて、ハーフブリッジ出力素子のスイッチング損失が増えて効率低下してしまうという問題があり、特許文献２に記載された発明のように、大電力と中電力と小電力とで電力制御方式を切替える必要があった。また、駆動周波数を共振周波数から外れたところでハーフブリッジ素子をスイッチングする場合、ゼロ電圧スイッチングが行われず素子損失が増大し、発熱による劣化や熱破壊を招く危険性があった。
【００１２】
一方、共振周波数ｆで共振回路が共振している状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御して電流量を変更する方式では、上述の回路における位相比較器や電圧制御発信器及びＰＷＭ制御部をアナログ回路で構成していた為、部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要があったり、共振周波数追従範囲の設定など仕様により全て部品定数を変更したりする必要があった。また、特定の使用が不可能な周波数領域（例えば、特定無線周波数や定着ベルト等の定着装置機構の共振周波数）が有る場合には、その周波数範囲を外して共振周波数に自動追従することは困難であった。
【００１３】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、部品定数のばらつきや温度変動を考慮すること無く、共振周波数に追従させてＰＷＭ制御を実行することが可能な、新規かつ改良された誘導加熱定着装置及び画像形成装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、誘導コイル及びコンデンサを有する共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を前記共振周波数追従発振部に出力し、前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部の出力を用いて前記共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、前記ＰＷＭ信号発生部は、前記共振周波数追従発振部による前記発振周波数に基づいて前記共振回路を駆動させるパルスを発生させ、前記位相比較部、前記共振周波数追従発振部及び前記ＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置が提供される。
【００１５】
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、位相のずれに応じた信号を前記共振周波数追従発振部に出力し、前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部が出力する信号に基づいてカウンタをアップまたはダウンさせることで発振周波数を変化させる。
【００１６】
前記共振周波数追従発振部は、共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させる際には所定の使用不可能周波数帯を避けて発振周波数を変化させる。
【００１７】
前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整するＰＷＭデューティ制御部をさらに備える。
【００１８】
前記ＰＷＭデューティ制御部は、前記誘導コイルが発生する磁界の供給を受けて発熱する定着ローラ又は定着ベルトの温度に応じて前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整する。
【００１９】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記誘導加熱定着装置を有する画像形成装置が提供される。
【００２０】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、誘導コイル及びコンデンサを有する共振回路を誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法であって、位相比較ステップと、共振周波数追従発振ステップと、ＰＷＭ信号発生ステップと、を備え、前記位相比較ステップは、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、前記共振周波数追従発振ステップは、前記位相比較ステップの出力を用いて前記共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう制御し、前記ＰＷＭ信号発生ステップは、前記共振周波数追従発振ステップの制御に基づいて前記共振回路を駆動させるパルスを発生させ、前記位相比較ステップ、前記共振周波数追従発振ステップ及び前記ＰＷＭ信号発生ステップはデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法が提供される。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように本発明によれば、部品定数のばらつきや温度変動を考慮すること無く、共振周波数に追従させてＰＷＭ制御を実行することが可能な、新規かつ改良された誘導加熱定着装置及び画像形成装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来の誘導加熱定着装置９００のインバータ電源の構成を示す説明図である。
【図２】本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成を示す説明図である。
【図３】特定使用不可能周波数領域設定時の、アップダウンカウンタ１４１のカウント値と出力周波数との関係をグラフで示す説明図である。
【図４】共振周波数でＰＷＭのＯＮ ｔｉｍｅのデューティを変化させた時の出力特性の一例を示す説明図である。
【図５】ＡＳＩＣ１２４における位相比較部１２５の構成例を示す説明図である。
【図６】ＡＳＩＣ１２４における共振周波数追従発振部１２６の構成例を示す説明図である。
【図７】図２に示したＡＳＩＣ１２４におけるＰＷＭ信号発生部１２７の構成例を示す説明図である。
【図８】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図９】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図１０】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図１１】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【図１２】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【図１３】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２４】
＜１．本発明の一実施形態＞
まず、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置の構成について説明する。図２は、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成を示す説明図である。以下、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成について説明する。
【００２５】
図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、定着ローラ又は定着ベルトを加熱するために、当該定着ローラ又は定着ベルトの内部又は外部に誘導加熱コイルを配置するようにした誘導加熱方式による定着装置である。
【００２６】
図２に示したように、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、交流電源１０１と、ヒューズ１０２と、バリスタ１０３と、ダイオードブリッジ１０４と、ノイズフィルタ１０５と、ハーフブリッジ出力回路１０６と、ＣＰＵ１１５と、整流回路１２０と、リミッタ回路１２１と、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１２４と、を含んで構成される。
【００２７】
ハーフブリッジ出力回路１０６は、ＩＢＧＴ１０７、１０８と、電流トランス１０９と、低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４と、を含んで構成される。低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４とによって、ＬＣ共振回路が構成される。
【００２８】
ハーフブリッジ出力回路１０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ；Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ；Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが使用される。
【００２９】
図２に示した構成では、ハーフブリッジ出力回路１０６にはスイッチング素子としてＩＧＢＴ１０７、１０８が用いられている。ＬＣ直列共振回路は、低損失誘導加熱用コイル１１２、コンデンサ１１３，１１４からなり、ＬＣ直列共振回路を構成するリッツ線（細い銅線を多数撚り合わせた電線）を用いた低損失誘導加熱用コイル１１２に高周波電流を流すことで、磁界を発生させる。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０などに集中して発熱体表面に渦電流が流れ、定着ローラ又は定着ベルト１１０は自己発熱する。
【００３０】
ＣＰＵ１１５は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０の温度の測定及び測定した温度に基づいて後述のＰＷＭ信号発生部１２７で発生させるＰＷＭ信号のデューティの制御を行うものであり、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１１６、１１８と、ＰＩＤ制御部１１７と、ＰＷＭデューティ制御部１１９と、を含んで構成される。
【００３１】
ＡＳＩＣ１２４は、低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４とで構成されるＬＣ共振回路の共振周波数に追従してＰＷＭ信号を発生させるものであり、位相比較部１２５と、共振周波数追従発振部１２６と、ＰＷＭ信号発生部１２７と、を含んで構成される。本実施形態では、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従してＰＷＭ信号を発生させる構成をデジタル回路で構成することで、ＣＰＵ１１５を含む全ての構成をＡＳＩＣ（ＳＯＣ）内部に収めることが可能となる。
【００３２】
位相比較部１２５は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させる２つのＰＷＭ信号の内の一方のＰＷＭ信号と、リミッタ回路１２１から出力される電流トランス１０９で検出した低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流との位相差を検出するものである。共振周波数追従発振部１２６は、位相比較部１２５による上記位相差の検出結果を用いて、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させるＰＷＭ信号の発振周波数を、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従させる処理を実行するものである。具体的には、共振周波数追従発振部１２６は、位相比較部１２５の出力に応じてＰＷＭ信号の発振周波数を変化させる。ＰＷＭ信号発生部１２７は、共振周波数追従発振部１２６による、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従させる処理に基づいて変化する発振周波数でＰＷＭ信号を発生させて、発光ダイオード及びフォトトランジスタ１２８，１２９に出力するものである。
【００３３】
整流回路１２０は、電流トランス１０９の出力を整流するものである。整流回路１２０は、電流トランス１０９の出力を整流したものを、ＣＰＵ１１５のＡＤ変換器１１８へ出力する。リミッタ回路１２１は、電流トランス１０９の出力電圧を所定の範囲内に制限して出力するものである。リミッタ回路１２１は、電流トランス１０９の出力電圧を所定の範囲内に制限して、ＡＳＩＣ１２４の位相比較部１２５に出力する。なお、抵抗１２３は、電流トランス１０９から電流を流すための抵抗である。
【００３４】
図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、交流電源１０１からの出力をダイオードブリッジ１０４で全波整流した後、ノイズフィルタ１０５を通したものをハーフブリッジ出力回路１０６に供給している。
【００３５】
ハーフブリッジ出力回路１０６においては、ＩＢＧＴ１０７、１０８が交互にオン・オフを繰り返すスイッチング動作によって、電流トランス１０９を介して、ノイズフィルタ１０５を通過した電流が低損失誘導加熱用コイル１１２に流れる。低損失誘導加熱用コイル１１２に高周波電流を流すことで、低損失誘導加熱用コイル１１２から磁界を発生させることができる。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０などに集中する。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界によって発熱体表面に渦電流が流れ、自己発熱する。
【００３６】
ここで、図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００で用いられるＬＣ共振原理について説明する。ＬＣ抵抗分を含んだＬＣＲ直列共振回路において、ＬＣＲ直列共振回路のインピーダンスＺは以下の式で求まる。
【００３７】
【数１】
【００３８】
ここで、Ｘ＝０となる周波数をω０で表すと、直列共振周波数ｆ０は以下の式で求まる。
【００３９】
【数２】
【００４０】
次に、ＬＣＲ直列共振回路のインピーダンスＺを複素ベクトルで表示すると、インピーダンスＺ、大きさ｜Ｚ｜、位相αは以下の式で求まる。
【００４１】
【数３】
【００４２】
すなわち、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜は、共振周波数ｆ０において、インダクタンスとキャパシタンスとが打ち消しあって抵抗成分Ｒのみを取るので、最小の値となる。
【００４３】
そして、直列共振回路に電圧源Ｖを接続したときに流れる電流Ｉ、大きさ｜Ｉ｜、位相Φは以下の式で求まる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
従って、上記数式から分かるように、ＬＣＲ直列共振回路を電圧駆動した場合、共振周波数ｆ０で、電流Ｉは最大値を取り、電流Ｉと電圧Ｖは同位相となる。以上、図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００で用いられるＬＣ共振原理について説明した。
【００４６】
図４は、共振周波数でＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅ（Ｈｉｇｈとなっている時間）のデューティを変化させた時の、ＬＣＲ直列共振回路の電流出力特性の一例を示す説明図である。このように、共振周波数を境にして電流値（の絶対値）は変化するが、ＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅのデューティを変化させることで電流値（の絶対値）も可変となっている。すなわち、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させるＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅが長くなると、その分ＩＧＢＴ１０７、１０８がオンとなる時間も長くなり、ＬＣＲ直列共振回路の電流値も多くなる。
【００４７】
以上、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成について説明した。続いて、図２に示したＡＳＩＣ１２４の各部の詳細な構成例について説明する。まずは、位相比較部１２５の構成例について説明する。
【００４８】
図５は、図２に示したＡＳＩＣ１２４における位相比較部１２５の構成例を示す説明図である。以下、図５を用いて位相比較部１２５の構成例について説明する。
【００４９】
図５に示したように、位相比較部１２５は、遅れ補正部１３１と、ＪＫＦＦ（フリップフロップ）１３２、１３３と、ＮＡＮＤゲート１３４と、を含んで構成される。
【００５０】
遅れ補正部１３１は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対し元々遅れを生じるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）の遅れ補正値を設定するものである。遅れ補正部１３１には、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）、システムクロック（Ｓｙｓｔｅｍ＿ＣＬ）及びディレイクロック（Ｄｅｌａｙ＿ＣＬ）が入力され、ＪＫＦＦ１３２にクロックを出力する。また、ＪＫＦＦ１３３には、リミッタ回路１２１から出力されるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）が供給される。
【００５１】
ＪＫＦＦ１３２，１３３は、入力端子ＪとＫの状態の組み合わせにより、出力端子Ｑおよびその反転出力に、クロックに同期して新しい状態を出力するものである。ＪＫＦＦ１３２は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対して低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流の位相が遅れるとＱ端子から１（Ｈｉｇｈ）を出力する。これにより、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになる。一方、ＪＫＦＦ１３３は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対して低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流の位相が進んでいるとＱ端子から１（Ｈｉｇｈ）を出力する。これにより、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになる。
【００５２】
位相比較部１２５を、図５に示したように構成することで、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対し、リミッタ回路１２１から出力されるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）が遅れた場合はＣｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになり、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対しコイル電流が進んだ場合はＣｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになる。
【００５３】
次に、共振周波数追従発振部１２６の構成例について説明する。図６は、図２に示したＡＳＩＣ１２４における共振周波数追従発振部１２６の構成例を示す説明図である。以下、図６を用いて共振周波数追従発振部１２６の構成例について説明する。
【００５４】
図６に示したように、共振周波数追従発振部１２６は、アップダウンカウンタ１４１と、周波数比較部１４２と、フィードバックゲイン補正部１４３と、ＰＷＭカウンタ１４４と、ＯＳＣコンパレータ１４５と、１ビットカウンタ１４６と、ＮＯＴゲート１４７と、ＡＮＤゲート１４８と、を含んで構成される。
【００５５】
アップダウンカウンタ１４１は、位相比較部１２５の出力（Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐまたはＣｏｕｎｔ＿Ｄｏｗｎ）及びその他のパラメータが入力されるものであり、位相比較部１２５の出力のうち、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになっている間はカウントアップして発振周波数を低くし、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになっている間はカウントダウンして発振周波数を低くするよう設定するものである。
【００５６】
アップダウンカウンタ１４１に入力されるパラメータとしては、他に、周波数比較部１４２が出力する値（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）の範囲であるＣｏｕｎｔ＿Ｍａｘ〜Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎの値（図３参照）、Ｃｏｕｎｔ＿Ｍａｘに対応する周波数であるｆ＿Ｍｉｎ、Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎに対応する周波数であるｆ＿Ｍａｘ、及び初期設定共振周波数ｆ＿ｉｎｉｔｉａｌがある。
【００５７】
誘導加熱定着装置においては、通信装置のような厳密な性能が求められるものと比較して、共振周波数追従特性のジッタ性能がそれほど要求されないため、このように、ＬＣＲ直列共振回路の共振周波数に追従させるために、構成が簡単なアップダウンカウンタ１４１の利用が可能となる。
【００５８】
周波数比較部１４２は、発振周波数と、特定の使用不可能周波数領域（例えば、特定無線周波数や、定着ローラ又は定着ベルト１１０等の定着機構における共振周波数）との比較を行うものである。図６に示したように、周波数比較部１４２は、ウインドウコンパレータ１６１と、比較回路１６２と、ラッチ回路１６３と、を含んで構成される。
【００５９】
ウインドウコンパレータ１６１は、特定の使用不可能周波数領域（ｆ１＿Ｍａｘ〜ｆ１＿Ｍｉｎ、ｆ２＿Ｍａｘ〜ｆ２＿Ｍｉｎ、・・・、ｆｍ＿Ｍａｘ〜ｆｍ＿Ｍｉｎ、）と、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値との比較を行うものである。ウインドウコンパレータ１６１は、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値が特定の使用不可能周波数領域に相当する場合にはＨｉｇｈを出力する。
【００６０】
図３は、特定の使用不可能周波数領域が設定された時の、アップダウンカウンタ１４１のカウント値と出力周波数との関係をグラフで示す説明図である。図３に示したグラフは、横軸が周波数、縦軸がアップダウンカウンタ１４１の出力（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）を示している。初期設定の共振周波数ｆ０に対応するのが「ｆ＿Ｉｎｉｔｉａｌ」であり、下限周波数ｆ＿Ｍｉｎに対応するのが「Ｃｏｕｎｔ＿Ｍａｘ」であり、上限周波数ｆ＿Ｍａｘに対応するのが「Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎ」である。このように、周波数とアップダウンカウンタ１４１のカウント値とは比例関係にある。
【００６１】
使用不可能周波数領域にアップダウンカウンタ１４１の出力値（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）が入ると、ラッチ回路１６３で直前の周波数値をラッチし、出力周波数は使用不可能周波数領域に入らず、さらにアップダウンカウンタ１４１の出力値（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）が変化する。そして、使用不可能周波数領域を抜けると、ラッチ回路１６３の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）は、その使用不可能周波数領域を抜けた時点での出力周波数となる。
【００６２】
ＰＷＭカウンタ１４４は、システムクロック（Ｓｙｓｔｅｍ＿ＣＬ）に基づいてカウンタ値（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）を出力するものである。ＯＳＣコンパレータ１４５は、周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）と、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較して比較結果（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）を出力するものである。周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）と、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較し、両者の値が一致すると、ＯＳＣコンパレータ１４５は所定の期間だけＬｏｗからＨｉｇｈに出力を変化させ、共振周波数の１周期が到達したことをＰＷＭ信号発生部１２７に通知する。
【００６３】
次に、ＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明する。図７は、図２に示したＡＳＩＣ１２４におけるＰＷＭ信号発生部１２７の構成例を示す説明図である。以下、図７を用いてＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明する。
【００６４】
図７に示したように、ＰＷＭ信号発生部１２７は、乗算器１５１と、ＰＷＭコンパレータ１５２と、ＮＯＴゲート１５３、１５４と、ＡＮＤゲート１５５、１５７、１５８と、ＤＦＦ１５６と、を含んで構成される。
【００６５】
ＰＷＭコンパレータ１５２は、ＰＷＭデューティ制御部１１９から送られるデューティに関する情報（ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ）と周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）とを乗算器１５１で乗算したものと、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較し、比較結果をＮＯＴゲート１５４へ出力するものである。
【００６６】
ＤＦＦ１５６は、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）の供給を受けて、ドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）を出力するものである。ＤＦＦ１５６は、Ｄｒｉｖｅ＿ＶをＡＮＤゲート１５７、１５８に出力する。ＡＮＤゲート１５７、１５８は、１ビットカウンタ１４６が出力する信号（ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔ）を用いて、それぞれドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１及びＤｒｉｖｅ＿Ｖ２を出力する。
【００６７】
すなわち、ＰＷＭ信号発生部１２７は、ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴがＨｉｇｈになるタイミングで、所定の期間だけＨｉｇｈになるドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）を出力する。この所定の期間は、ＰＷＭデューティ制御部１１９が指示し、その情報はＰＷＭコンパレータ１５２に供給されるＰＷＭ＿Ｄｕｔｙに該当する。
【００６８】
図７に示したようにＰＷＭ信号発生部１２７を構成することで、ＣＰＵ１１５で演算されたＯＮ Ｄｕｔｙ ｔｉｍｅと、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値からＰＷＭタイミングを算出し、リセットカウンタを使ったＰＷＭカウンタ１４４の出力値（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とＤＦＦ１５６で比較して、一致したらドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）をＬｏｗにする。これにより、ＯＮ Ｄｕｔｙ ｔｉｍｅの期間だけＨｉｇｈとなるドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２が生成され、そのＨｉｇｈとなる期間だけ発光ダイオードがＨｉｇｈとなり、フォトトランジスタがＯＮとなることでＩＧＢＴ１０７、１０８がそれぞれオンとなって、ＬＣ直列共振回路に電流が流れる。
【００６９】
以上、位相比較部１２５と、共振周波数追従発振部１２６と、ＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明した。次に、共振周波数追従発振部１２６の動作について説明する。図８〜１０は、共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【００７０】
図８は、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）の駆動周波数と共振周波数が一致して動作している時の、共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。また、図９は、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。そして、図１０は、ドライブ電圧の共振周波数が駆動周波数を下回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。
【００７１】
図８では、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）のＯｎ Ｄｕｔｙの大小によって、コイルに流れる電流のピーク値の大小が変化している様子を示している。ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）のＯｎ Ｄｕｔｙの大小はＰＷＭデューティ制御部１１９の制御によって変化する。
【００７２】
そして、図８では、ドライブ電圧の駆動周波数と共振周波数が一致して動作しているので、位相比較部１２５の出力（Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐまたはＣｏｕｎｔ＿Ｄｏｗｎ）は常にＬｏｗであり、従って、アップダウンカウンタ１４１の出力（ＵｐＤｏｗｎ＿Ｃｏｕｎｔ）はなされない。
【００７３】
図９及び図１０は、ドライブ電圧とコイル電流の動作波形からその位相差を検知し、アップダウンカウンタ１４１の値を増減させて、駆動周波数が共振周波数になるように、フィードバック制御を行っている動作を示している。
【００７４】
まず、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作について図９を参照しながら説明する。ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時は、コイルに流れる電流の位相が遅れるので、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる。Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる期間は、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わってから、コイル電流の位相が０となるまでの期間である。
【００７５】
位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなると、そのＨｉｇｈとなる期間だけ、アップダウンカウンタ１４１は、カウンタをアップさせて出力する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に追従させることが可能になる。
【００７６】
一方、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を下回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作について図１０を参照しながら説明する。ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を下回って動作している時は、コイルに流れる電流の位相が進むので、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる。Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる期間は、コイル電流の位相が０となってから、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わるまでの期間である。
【００７７】
位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなると、そのＨｉｇｈとなる期間だけ、アップダウンカウンタ１４１は、カウンタをダウンさせて出力する。これにより、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）の駆動周波数を共振周波数に追従させることが可能になる。
【００７８】
次に、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。図１１〜１３は、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【００７９】
図１１は、誘導加熱定着装置１００の電源がオンになってから、初期設定周波数（＝共振周波数）で発振している時のタイミングチャートであり、図１２は、初期設定周波数より共振周波数が高くなった時のタイミングチャートであり、図１３は、初期設定周波数より共振周波数が低くなった時のタイミングチャートである。
【００８０】
まず、図１１を参照して、誘導加熱定着装置１００の電源がオンになってから、初期設定周波数（＝共振周波数）で発振している時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）の値がｆ＿ｉｎｉｔｉａｌ、すなわち初期設定周波数に相当する値になると、ＰＷＭカウンタ１４４の出力はリセットされ、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化し、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。そして、ＤＦＦ１５６の出力と、１ビットカウンタ１４６との組み合わせにより、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１及びＤｒｉｖｅ＿Ｖ２）が、タイミングを合わせてＡＮＤゲート１５７、１５８からそれぞれ出力される。
【００８１】
次に、図１２を参照して、初期設定周波数より共振周波数が高くなった時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。初期設定周波数より共振周波数が高くなると、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる。これにより、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化する周期が短くなり（Ｉｎｉｔｉａｌ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｘ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｙ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｚ）、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる周期が変化する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に一致させるような制御が行われる。
【００８２】
最後に、図１３を参照して、初期設定周波数より共振周波数が低くなった時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。初期設定周波数より共振周波数が低くなると、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる。これにより、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化する周期が長くなり（Ｉｎｉｔｉａｌ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｘ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｙ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｚ）、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる周期が変化する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に一致させるような制御が行われる。
【００８３】
このように、ドライブ電圧とコイル電流の位相差検知結果から、アップダウンカウンタ１４１の値を増減させて、ドライブ電圧駆動周波数を共振周波数になるように制御し、アップダウンカウンタ１４１の値と、温度センサ１１１の出力データ値からＰＩＤ制御部１１７におけるＰＩＤ演算により求めたＰＷＭ Ｄｕｔｙ補正値とで、ＰＷＭデューティ制御部１１９において、ＰＷＭ Ｄｕｔｙ値を算出する。
【００８４】
ＰＷＭカウンタ１４４の出力値がＰＷＭ Ｄｕｔｙ値と一致したら、駆動電圧をＬｏｗにし、アップダウンカウンタ１４１の値と一致したら駆動電圧をＨｉｇｈに変化させることで、共振周波数ＰＷＭ信号（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）が作られる。ハーフブリッジ駆動信号は、１ビットカウンタ１４６で作った半周期ごとの出力許可信号と、ＤＦＦ１５６が生成する共振周波数ＰＷＭ信号とをＡＮＤゲート１５７、１５８に入れることで、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１とＤｒｉｖｅ＿Ｖ２とが交互に出力される。
【００８５】
＜２．まとめ＞
以上説明したように、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、アップダウンカウンタ１４１とＰＷＭカウンタ１４４とを利用して、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７のデジタル回路化が簡単に出来るので、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７を、ＡＳＩＣ１２４の内部に納めることが可能になる。
【００８６】
これにより、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、従来の誘導加熱定着装置と比較して、ハードウエア部品の削減が可能となり、コストダウンや組立て性を向上させることができる。また本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、従来の誘導加熱定着装置と比較して、アナログ回路で構成した場合は部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要や、共振周波数追従範囲の設定など仕様により全て部品定数を変更する必要があったが、デジタル回路で構成することで部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要も無く、設定値をソフトウエアで変更することで、ハードウエアを変更すること無く、全ての仕様に対応可能となる。
【００８７】
さらに、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、デジタル回路で制御するため、特定使用不可能周波数領域（特定無線周波数や定着ベルト等の定着装置機構の共振周波数）が有る場合には、その周波数範囲を設定することで簡単に制御可能となる。
【００８８】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【００８９】
１００ 誘導加熱定着装置
１０１ 交流電源
１０２ ヒューズ
１０３ バリスタ
１０４ ダイオードブリッジ
１０５ ノイズフィルタ
１０６ ハーフブリッジ出力回路
１０７、１０８ ＩＢＧＴ
１０９ 電流トランス
１１０ 定着ローラ又は定着ベルト
１１１ 温度センサ
１１２ 低損失誘導加熱用コイル
１１３、１１４ コンデンサ
１１５ ＣＰＵ
１１６、１１８ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
１１７ ＰＩＤ制御部
１１９ ＰＷＭデューティ制御部
１２０ 整流回路
１２１ リミッタ回路
１２４ ＡＳＩＣ
１２５ 位相比較部
１２６ 共振周波数追従発振部
１２７ ＰＷＭ信号発生部
１２８、１２９ 発光ダイオード及びフォトトランジスタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱定着装置及び画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
画像形成装置においては、記録媒体であるシートの上に転写されたトナー像をシートに定着させるための定着装置が備えられている。この定着装置は、例えば、シート上のトナーを熱溶融させる定着ローラ又は定着ベルト（加熱ローラ）と、当該定着ローラ又は定着ベルトに圧接してシートを押圧する加圧ローラとを有している。
【０００３】
上記定着ローラ又は定着ベルトを加熱するために、当該定着ローラ又は定着ベルトの内部に誘導加熱コイルを配置するようにした誘導加熱方式による定着装置が広く普及している。誘導加熱方式は、誘導加熱コイルで発生した磁束を定着ローラ又は定着ベルトの導体部に通過させることによって、定着ローラ又は定着ベルトの内部に渦電流を流し、この渦電流によるジュール熱で定着ローラ又は定着ベルトを加熱するというものである。
【０００４】
従来の誘導加熱定着装置における電力制御方式として、ＬＣＲ共振回路構成で駆動周波数を制御する方式と、共振周波数ｆで共振回路が共振している状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御する方式とが行われて来た。従来の駆動周波数を制御して出力電力を変更する方式としては、例えば特許文献１、２などがある。
【０００５】
一方、従来の共振周波数ｆの状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御して電流量を変更する方式の誘導加熱定着装置９００のインバータ電源の構成を、図１に示す。ＡＣ電源９０１からの出力をダイオードブリッジ９０４で全波整流した後、ノイズフィルタ９０５を通したものをハーフブリッジ出力回路９０６に供給している。符号９０２はヒューズ、符号９０３はサージ電圧保護用バリスタを示している。
【０００６】
ハーフブリッジ出力回路９０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ；Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ；Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが使用される。
【０００７】
図１に示した構成では、ハーフブリッジ出力回路９０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ９０７、９０８が用いられている。ＬＣ直列共振回路は、低損失誘導加熱用コイル９１２、コンデンサ９１３，９１４からなり、ＬＣ直列共振回路を構成するリッツ線（細い銅線を多数撚り合わせた電線）を用いた低損失誘導加熱用コイル９１２に高周波電流を流すことで、磁界を発生させる。低損失誘導加熱用コイル９１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト９１０などに集中して、低損失誘導加熱用コイル９１２が発生させた磁界によって発熱体表面に渦電流が流れ、定着ローラ又は定着ベルト９１０は自己発熱する。
【０００８】
ＩＧＢＴ９０７、９０８によるハーフブリッジ出力に接続されている低損失誘導加熱用コイル９１２の電流及び位相差を検知するためのカレント・トランス９０９の出力と、ＩＧＢＴ９０７、９０８によるハーフブリッジ出力の駆動電圧（片側）の位相比較を位相比較器９２８（例えば汎用のＰＬＬ ＩＣ（７４ＨＣ４０４６等）を利用する）を用いて行い、位相比較器９２８の位相比較結果をＲＣ鋸歯発振型電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２９に出力する。カレント・トランス９０９の出力とハーフブリッジ出力の駆動電圧との位相差が無くなる様に、ＶＣＯ９２９の発振周波数をフィードバック制御する。
【０００９】
ＰＷＭ制御部９１９では、発熱部温度検知センサ９１１からの情報から、ＣＰＵ９１５におけるＰＩＤ制御部９１７によるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ，Ｉｎｔｅｇｒａｌ，Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）演算で算出したＰＷＭ Ｏｎ ｄｕｔｙ値と、カレント・トランス９０９の出力を整流回路９２３で整流したものとをエラーアンプ９２０で増幅し、増幅した値とＶＣＯ９２９からの出力を、比較器９２１で比較し、比較結果をＰＷＭドライバ９２２に出力することで、ＰＷＭドライバ９２２はＰＷＭ信号を発光ダイオード及びフォトトランジスタ９２３、９２４に出力することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−５１９５１号公報
【特許文献２】特開２００８−１４５９９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来の誘導加熱定着装置における電力制御方式として、ＬＣＲ共振回路を有する構成で駆動周波数を制御する方式では、共振回路の共振周波数が変動した場合に制御不能に陥る問題があり、そのような問題に対処するためには、特許文献１に記載された発明のように、電力がピークになる周波数を求めて、その周波数を下限周波数として制御する必要があった。また、小電力制御時に周波数が高くなり過ぎて、ハーフブリッジ出力素子のスイッチング損失が増えて効率低下してしまうという問題があり、特許文献２に記載された発明のように、大電力と中電力と小電力とで電力制御方式を切替える必要があった。また、駆動周波数を共振周波数から外れたところでハーフブリッジ素子をスイッチングする場合、ゼロ電圧スイッチングが行われず素子損失が増大し、発熱による劣化や熱破壊を招く危険性があった。
【００１２】
一方、共振周波数ｆで共振回路が共振している状態でＰＷＭ制御を実行することにより電流量を制御して電流量を変更する方式では、上述の回路における位相比較器や電圧制御発信器及びＰＷＭ制御部をアナログ回路で構成していた為、部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要があったり、共振周波数追従範囲の設定など仕様により全て部品定数を変更したりする必要があった。また、特定の使用が不可能な周波数領域（例えば、特定無線周波数や定着ベルト等の定着装置機構の共振周波数）が有る場合には、その周波数範囲を外して共振周波数に自動追従することは困難であった。
【００１３】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、部品定数のばらつきや温度変動を考慮すること無く、共振周波数に追従させてＰＷＭ制御を実行することが可能な、新規かつ改良された誘導加熱定着装置及び画像形成装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、誘導コイル及びコンデンサを有する共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を前記共振周波数追従発振部に出力し、前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部の出力を用いて前記共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、前記ＰＷＭ信号発生部は、前記共振周波数追従発振部による前記発振周波数に基づいて前記共振回路を駆動させるパルスを発生させ、前記位相比較部、前記共振周波数追従発振部及び前記ＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置が提供される。
【００１５】
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、位相のずれに応じた信号を前記共振周波数追従発振部に出力し、前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部が出力する信号に基づいてカウンタをアップまたはダウンさせることで発振周波数を変化させる。
【００１６】
前記共振周波数追従発振部は、共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させる際には所定の使用不可能周波数帯を避けて発振周波数を変化させる。
【００１７】
前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整するＰＷＭデューティ制御部をさらに備える。
【００１８】
前記ＰＷＭデューティ制御部は、前記誘導コイルが発生する磁界の供給を受けて発熱する定着ローラ又は定着ベルトの温度に応じて前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整する。
【００１９】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記誘導加熱定着装置を有する画像形成装置が提供される。
【００２０】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、誘導コイル及びコンデンサを有する共振回路を誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法であって、位相比較ステップと、共振周波数追従発振ステップと、ＰＷＭ信号発生ステップと、を備え、前記位相比較ステップは、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、前記共振周波数追従発振ステップは、前記位相比較ステップの出力を用いて前記共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう制御し、前記ＰＷＭ信号発生ステップは、前記共振周波数追従発振ステップの制御に基づいて前記共振回路を駆動させるパルスを発生させ、前記位相比較ステップ、前記共振周波数追従発振ステップ及び前記ＰＷＭ信号発生ステップはデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法が提供される。
【発明の効果】
【００２１】
以上説明したように本発明によれば、部品定数のばらつきや温度変動を考慮すること無く、共振周波数に追従させてＰＷＭ制御を実行することが可能な、新規かつ改良された誘導加熱定着装置及び画像形成装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来の誘導加熱定着装置９００のインバータ電源の構成を示す説明図である。
【図２】本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成を示す説明図である。
【図３】特定使用不可能周波数領域設定時の、アップダウンカウンタ１４１のカウント値と出力周波数との関係をグラフで示す説明図である。
【図４】共振周波数でＰＷＭのＯＮ ｔｉｍｅのデューティを変化させた時の出力特性の一例を示す説明図である。
【図５】ＡＳＩＣ１２４における位相比較部１２５の構成例を示す説明図である。
【図６】ＡＳＩＣ１２４における共振周波数追従発振部１２６の構成例を示す説明図である。
【図７】図２に示したＡＳＩＣ１２４におけるＰＷＭ信号発生部１２７の構成例を示す説明図である。
【図８】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図９】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図１０】共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【図１１】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【図１２】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【図１３】共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２４】
＜１．本発明の一実施形態＞
まず、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置の構成について説明する。図２は、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成を示す説明図である。以下、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成について説明する。
【００２５】
図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、定着ローラ又は定着ベルトを加熱するために、当該定着ローラ又は定着ベルトの内部又は外部に誘導加熱コイルを配置するようにした誘導加熱方式による定着装置である。
【００２６】
図２に示したように、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、交流電源１０１と、ヒューズ１０２と、バリスタ１０３と、ダイオードブリッジ１０４と、ノイズフィルタ１０５と、ハーフブリッジ出力回路１０６と、ＣＰＵ１１５と、整流回路１２０と、リミッタ回路１２１と、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１２４と、を含んで構成される。
【００２７】
ハーフブリッジ出力回路１０６は、ＩＢＧＴ１０７、１０８と、電流トランス１０９と、低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４と、を含んで構成される。低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４とによって、ＬＣ共振回路が構成される。
【００２８】
ハーフブリッジ出力回路１０６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ；Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ；Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが使用される。
【００２９】
図２に示した構成では、ハーフブリッジ出力回路１０６にはスイッチング素子としてＩＧＢＴ１０７、１０８が用いられている。ＬＣ直列共振回路は、低損失誘導加熱用コイル１１２、コンデンサ１１３，１１４からなり、ＬＣ直列共振回路を構成するリッツ線（細い銅線を多数撚り合わせた電線）を用いた低損失誘導加熱用コイル１１２に高周波電流を流すことで、磁界を発生させる。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０などに集中して発熱体表面に渦電流が流れ、定着ローラ又は定着ベルト１１０は自己発熱する。
【００３０】
ＣＰＵ１１５は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０の温度の測定及び測定した温度に基づいて後述のＰＷＭ信号発生部１２７で発生させるＰＷＭ信号のデューティの制御を行うものであり、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１１６、１１８と、ＰＩＤ制御部１１７と、ＰＷＭデューティ制御部１１９と、を含んで構成される。
【００３１】
ＡＳＩＣ１２４は、低損失誘導加熱用コイル１１２と、コンデンサ１１３，１１４とで構成されるＬＣ共振回路の共振周波数に追従してＰＷＭ信号を発生させるものであり、位相比較部１２５と、共振周波数追従発振部１２６と、ＰＷＭ信号発生部１２７と、を含んで構成される。本実施形態では、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従してＰＷＭ信号を発生させる構成をデジタル回路で構成することで、ＣＰＵ１１５を含む全ての構成をＡＳＩＣ（ＳＯＣ）内部に収めることが可能となる。
【００３２】
位相比較部１２５は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させる２つのＰＷＭ信号の内の一方のＰＷＭ信号と、リミッタ回路１２１から出力される電流トランス１０９で検出した低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流との位相差を検出するものである。共振周波数追従発振部１２６は、位相比較部１２５による上記位相差の検出結果を用いて、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させるＰＷＭ信号の発振周波数を、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従させる処理を実行するものである。具体的には、共振周波数追従発振部１２６は、位相比較部１２５の出力に応じてＰＷＭ信号の発振周波数を変化させる。ＰＷＭ信号発生部１２７は、共振周波数追従発振部１２６による、上記ＬＣ共振回路の共振周波数に追従させる処理に基づいて変化する発振周波数でＰＷＭ信号を発生させて、発光ダイオード及びフォトトランジスタ１２８，１２９に出力するものである。
【００３３】
整流回路１２０は、電流トランス１０９の出力を整流するものである。整流回路１２０は、電流トランス１０９の出力を整流したものを、ＣＰＵ１１５のＡＤ変換器１１８へ出力する。リミッタ回路１２１は、電流トランス１０９の出力電圧を所定の範囲内に制限して出力するものである。リミッタ回路１２１は、電流トランス１０９の出力電圧を所定の範囲内に制限して、ＡＳＩＣ１２４の位相比較部１２５に出力する。なお、抵抗１２３は、電流トランス１０９から電流を流すための抵抗である。
【００３４】
図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、交流電源１０１からの出力をダイオードブリッジ１０４で全波整流した後、ノイズフィルタ１０５を通したものをハーフブリッジ出力回路１０６に供給している。
【００３５】
ハーフブリッジ出力回路１０６においては、ＩＢＧＴ１０７、１０８が交互にオン・オフを繰り返すスイッチング動作によって、電流トランス１０９を介して、ノイズフィルタ１０５を通過した電流が低損失誘導加熱用コイル１１２に流れる。低損失誘導加熱用コイル１１２に高周波電流を流すことで、低損失誘導加熱用コイル１１２から磁界を発生させることができる。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界は、高透磁率材料で構成された定着ローラ又は定着ベルト１１０などに集中する。低損失誘導加熱用コイル１１２が発生させた磁界によって発熱体表面に渦電流が流れ、自己発熱する。
【００３６】
ここで、図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００で用いられるＬＣ共振原理について説明する。ＬＣ抵抗分を含んだＬＣＲ直列共振回路において、ＬＣＲ直列共振回路のインピーダンスＺは以下の式で求まる。
【００３７】
【数１】
【００３８】
ここで、Ｘ＝０となる周波数をω０で表すと、直列共振周波数ｆ０は以下の式で求まる。
【００３９】
【数２】
【００４０】
次に、ＬＣＲ直列共振回路のインピーダンスＺを複素ベクトルで表示すると、インピーダンスＺ、大きさ｜Ｚ｜、位相αは以下の式で求まる。
【００４１】
【数３】
【００４２】
すなわち、インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜は、共振周波数ｆ０において、インダクタンスとキャパシタンスとが打ち消しあって抵抗成分Ｒのみを取るので、最小の値となる。
【００４３】
そして、直列共振回路に電圧源Ｖを接続したときに流れる電流Ｉ、大きさ｜Ｉ｜、位相Φは以下の式で求まる。
【００４４】
【数４】
【００４５】
従って、上記数式から分かるように、ＬＣＲ直列共振回路を電圧駆動した場合、共振周波数ｆ０で、電流Ｉは最大値を取り、電流Ｉと電圧Ｖは同位相となる。以上、図２に示した本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００で用いられるＬＣ共振原理について説明した。
【００４６】
図４は、共振周波数でＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅ（Ｈｉｇｈとなっている時間）のデューティを変化させた時の、ＬＣＲ直列共振回路の電流出力特性の一例を示す説明図である。このように、共振周波数を境にして電流値（の絶対値）は変化するが、ＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅのデューティを変化させることで電流値（の絶対値）も可変となっている。すなわち、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生させるＰＷＭ信号のＯＮ ｔｉｍｅが長くなると、その分ＩＧＢＴ１０７、１０８がオンとなる時間も長くなり、ＬＣＲ直列共振回路の電流値も多くなる。
【００４７】
以上、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００の構成について説明した。続いて、図２に示したＡＳＩＣ１２４の各部の詳細な構成例について説明する。まずは、位相比較部１２５の構成例について説明する。
【００４８】
図５は、図２に示したＡＳＩＣ１２４における位相比較部１２５の構成例を示す説明図である。以下、図５を用いて位相比較部１２５の構成例について説明する。
【００４９】
図５に示したように、位相比較部１２５は、遅れ補正部１３１と、ＪＫＦＦ（フリップフロップ）１３２、１３３と、ＮＡＮＤゲート１３４と、を含んで構成される。
【００５０】
遅れ補正部１３１は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対し元々遅れを生じるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）の遅れ補正値を設定するものである。遅れ補正部１３１には、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）、システムクロック（Ｓｙｓｔｅｍ＿ＣＬ）及びディレイクロック（Ｄｅｌａｙ＿ＣＬ）が入力され、ＪＫＦＦ１３２にクロックを出力する。また、ＪＫＦＦ１３３には、リミッタ回路１２１から出力されるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）が供給される。
【００５１】
ＪＫＦＦ１３２，１３３は、入力端子ＪとＫの状態の組み合わせにより、出力端子Ｑおよびその反転出力に、クロックに同期して新しい状態を出力するものである。ＪＫＦＦ１３２は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対して低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流の位相が遅れるとＱ端子から１（Ｈｉｇｈ）を出力する。これにより、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになる。一方、ＪＫＦＦ１３３は、ＰＷＭ信号発生部１２７が発生するドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対して低損失誘導加熱用コイル１１２を流れる電流の位相が進んでいるとＱ端子から１（Ｈｉｇｈ）を出力する。これにより、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになる。
【００５２】
位相比較部１２５を、図５に示したように構成することで、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対し、リミッタ回路１２１から出力されるコイル電流位相比較電圧（Ｃｏｉｌ＿ＩＣＶ）が遅れた場合はＣｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになり、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）に対しコイル電流が進んだ場合はＣｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになる。
【００５３】
次に、共振周波数追従発振部１２６の構成例について説明する。図６は、図２に示したＡＳＩＣ１２４における共振周波数追従発振部１２６の構成例を示す説明図である。以下、図６を用いて共振周波数追従発振部１２６の構成例について説明する。
【００５４】
図６に示したように、共振周波数追従発振部１２６は、アップダウンカウンタ１４１と、周波数比較部１４２と、フィードバックゲイン補正部１４３と、ＰＷＭカウンタ１４４と、ＯＳＣコンパレータ１４５と、１ビットカウンタ１４６と、ＮＯＴゲート１４７と、ＡＮＤゲート１４８と、を含んで構成される。
【００５５】
アップダウンカウンタ１４１は、位相比較部１２５の出力（Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐまたはＣｏｕｎｔ＿Ｄｏｗｎ）及びその他のパラメータが入力されるものであり、位相比較部１２５の出力のうち、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈになっている間はカウントアップして発振周波数を低くし、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈになっている間はカウントダウンして発振周波数を低くするよう設定するものである。
【００５６】
アップダウンカウンタ１４１に入力されるパラメータとしては、他に、周波数比較部１４２が出力する値（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）の範囲であるＣｏｕｎｔ＿Ｍａｘ〜Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎの値（図３参照）、Ｃｏｕｎｔ＿Ｍａｘに対応する周波数であるｆ＿Ｍｉｎ、Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎに対応する周波数であるｆ＿Ｍａｘ、及び初期設定共振周波数ｆ＿ｉｎｉｔｉａｌがある。
【００５７】
誘導加熱定着装置においては、通信装置のような厳密な性能が求められるものと比較して、共振周波数追従特性のジッタ性能がそれほど要求されないため、このように、ＬＣＲ直列共振回路の共振周波数に追従させるために、構成が簡単なアップダウンカウンタ１４１の利用が可能となる。
【００５８】
周波数比較部１４２は、発振周波数と、特定の使用不可能周波数領域（例えば、特定無線周波数や、定着ローラ又は定着ベルト１１０等の定着機構における共振周波数）との比較を行うものである。図６に示したように、周波数比較部１４２は、ウインドウコンパレータ１６１と、比較回路１６２と、ラッチ回路１６３と、を含んで構成される。
【００５９】
ウインドウコンパレータ１６１は、特定の使用不可能周波数領域（ｆ１＿Ｍａｘ〜ｆ１＿Ｍｉｎ、ｆ２＿Ｍａｘ〜ｆ２＿Ｍｉｎ、・・・、ｆｍ＿Ｍａｘ〜ｆｍ＿Ｍｉｎ、）と、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値との比較を行うものである。ウインドウコンパレータ１６１は、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値が特定の使用不可能周波数領域に相当する場合にはＨｉｇｈを出力する。
【００６０】
図３は、特定の使用不可能周波数領域が設定された時の、アップダウンカウンタ１４１のカウント値と出力周波数との関係をグラフで示す説明図である。図３に示したグラフは、横軸が周波数、縦軸がアップダウンカウンタ１４１の出力（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）を示している。初期設定の共振周波数ｆ０に対応するのが「ｆ＿Ｉｎｉｔｉａｌ」であり、下限周波数ｆ＿Ｍｉｎに対応するのが「Ｃｏｕｎｔ＿Ｍａｘ」であり、上限周波数ｆ＿Ｍａｘに対応するのが「Ｃｏｕｎｔ＿Ｍｉｎ」である。このように、周波数とアップダウンカウンタ１４１のカウント値とは比例関係にある。
【００６１】
使用不可能周波数領域にアップダウンカウンタ１４１の出力値（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）が入ると、ラッチ回路１６３で直前の周波数値をラッチし、出力周波数は使用不可能周波数領域に入らず、さらにアップダウンカウンタ１４１の出力値（ＦＯＵＴ［Ｎ．．１］）が変化する。そして、使用不可能周波数領域を抜けると、ラッチ回路１６３の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）は、その使用不可能周波数領域を抜けた時点での出力周波数となる。
【００６２】
ＰＷＭカウンタ１４４は、システムクロック（Ｓｙｓｔｅｍ＿ＣＬ）に基づいてカウンタ値（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）を出力するものである。ＯＳＣコンパレータ１４５は、周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）と、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較して比較結果（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）を出力するものである。周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）と、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較し、両者の値が一致すると、ＯＳＣコンパレータ１４５は所定の期間だけＬｏｗからＨｉｇｈに出力を変化させ、共振周波数の１周期が到達したことをＰＷＭ信号発生部１２７に通知する。
【００６３】
次に、ＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明する。図７は、図２に示したＡＳＩＣ１２４におけるＰＷＭ信号発生部１２７の構成例を示す説明図である。以下、図７を用いてＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明する。
【００６４】
図７に示したように、ＰＷＭ信号発生部１２７は、乗算器１５１と、ＰＷＭコンパレータ１５２と、ＮＯＴゲート１５３、１５４と、ＡＮＤゲート１５５、１５７、１５８と、ＤＦＦ１５６と、を含んで構成される。
【００６５】
ＰＷＭコンパレータ１５２は、ＰＷＭデューティ制御部１１９から送られるデューティに関する情報（ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ）と周波数比較部１４２の出力（ＯＳＣ＿ＯＵＴ［Ｎ．．１］）とを乗算器１５１で乗算したものと、ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とを比較し、比較結果をＮＯＴゲート１５４へ出力するものである。
【００６６】
ＤＦＦ１５６は、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）の供給を受けて、ドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）を出力するものである。ＤＦＦ１５６は、Ｄｒｉｖｅ＿ＶをＡＮＤゲート１５７、１５８に出力する。ＡＮＤゲート１５７、１５８は、１ビットカウンタ１４６が出力する信号（ＰＷＭ＿Ｓｅｌｅｃｔ）を用いて、それぞれドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１及びＤｒｉｖｅ＿Ｖ２を出力する。
【００６７】
すなわち、ＰＷＭ信号発生部１２７は、ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴがＨｉｇｈになるタイミングで、所定の期間だけＨｉｇｈになるドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）を出力する。この所定の期間は、ＰＷＭデューティ制御部１１９が指示し、その情報はＰＷＭコンパレータ１５２に供給されるＰＷＭ＿Ｄｕｔｙに該当する。
【００６８】
図７に示したようにＰＷＭ信号発生部１２７を構成することで、ＣＰＵ１１５で演算されたＯＮ Ｄｕｔｙ ｔｉｍｅと、アップダウンカウンタ１４１の出力カウンタ値からＰＷＭタイミングを算出し、リセットカウンタを使ったＰＷＭカウンタ１４４の出力値（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）とＤＦＦ１５６で比較して、一致したらドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２の基となる電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）をＬｏｗにする。これにより、ＯＮ Ｄｕｔｙ ｔｉｍｅの期間だけＨｉｇｈとなるドライブ電圧Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２が生成され、そのＨｉｇｈとなる期間だけ発光ダイオードがＨｉｇｈとなり、フォトトランジスタがＯＮとなることでＩＧＢＴ１０７、１０８がそれぞれオンとなって、ＬＣ直列共振回路に電流が流れる。
【００６９】
以上、位相比較部１２５と、共振周波数追従発振部１２６と、ＰＷＭ信号発生部１２７の構成例について説明した。次に、共振周波数追従発振部１２６の動作について説明する。図８〜１０は、共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示す説明図である。
【００７０】
図８は、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）の駆動周波数と共振周波数が一致して動作している時の、共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。また、図９は、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。そして、図１０は、ドライブ電圧の共振周波数が駆動周波数を下回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作波形を示している。
【００７１】
図８では、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）のＯｎ Ｄｕｔｙの大小によって、コイルに流れる電流のピーク値の大小が変化している様子を示している。ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）のＯｎ Ｄｕｔｙの大小はＰＷＭデューティ制御部１１９の制御によって変化する。
【００７２】
そして、図８では、ドライブ電圧の駆動周波数と共振周波数が一致して動作しているので、位相比較部１２５の出力（Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐまたはＣｏｕｎｔ＿Ｄｏｗｎ）は常にＬｏｗであり、従って、アップダウンカウンタ１４１の出力（ＵｐＤｏｗｎ＿Ｃｏｕｎｔ）はなされない。
【００７３】
図９及び図１０は、ドライブ電圧とコイル電流の動作波形からその位相差を検知し、アップダウンカウンタ１４１の値を増減させて、駆動周波数が共振周波数になるように、フィードバック制御を行っている動作を示している。
【００７４】
まず、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作について図９を参照しながら説明する。ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を上回って動作している時は、コイルに流れる電流の位相が遅れるので、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる。Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる期間は、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わってから、コイル電流の位相が０となるまでの期間である。
【００７５】
位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなると、そのＨｉｇｈとなる期間だけ、アップダウンカウンタ１４１は、カウンタをアップさせて出力する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に追従させることが可能になる。
【００７６】
一方、ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を下回って動作している時の共振周波数追従発振部１２６の動作について図１０を参照しながら説明する。ドライブ電圧の駆動周波数が共振周波数を下回って動作している時は、コイルに流れる電流の位相が進むので、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる。Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる期間は、コイル電流の位相が０となってから、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わるまでの期間である。
【００７７】
位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなると、そのＨｉｇｈとなる期間だけ、アップダウンカウンタ１４１は、カウンタをダウンさせて出力する。これにより、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ２）の駆動周波数を共振周波数に追従させることが可能になる。
【００７８】
次に、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。図１１〜１３は、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の出力の詳細をタイミングチャートで示す説明図である。
【００７９】
図１１は、誘導加熱定着装置１００の電源がオンになってから、初期設定周波数（＝共振周波数）で発振している時のタイミングチャートであり、図１２は、初期設定周波数より共振周波数が高くなった時のタイミングチャートであり、図１３は、初期設定周波数より共振周波数が低くなった時のタイミングチャートである。
【００８０】
まず、図１１を参照して、誘導加熱定着装置１００の電源がオンになってから、初期設定周波数（＝共振周波数）で発振している時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。ＰＷＭカウンタ１４４の出力（ＰＷＭ＿ＯＵＴ［Ｎ−１．．０］）の値がｆ＿ｉｎｉｔｉａｌ、すなわち初期設定周波数に相当する値になると、ＰＷＭカウンタ１４４の出力はリセットされ、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化し、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。そして、ＤＦＦ１５６の出力と、１ビットカウンタ１４６との組み合わせにより、ドライブ電圧（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１及びＤｒｉｖｅ＿Ｖ２）が、タイミングを合わせてＡＮＤゲート１５７、１５８からそれぞれ出力される。
【００８１】
次に、図１２を参照して、初期設定周波数より共振周波数が高くなった時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。初期設定周波数より共振周波数が高くなると、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＤｏｗｎがＨｉｇｈとなる。これにより、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化する周期が短くなり（Ｉｎｉｔｉａｌ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｘ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｙ→Ｉｎｉｔｉａｌ−ｚ）、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる周期が変化する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に一致させるような制御が行われる。
【００８２】
最後に、図１３を参照して、初期設定周波数より共振周波数が低くなった時の共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７の動作について説明する。初期設定周波数より共振周波数が低くなると、位相比較部１２５の出力の内、Ｃｏｕｎｔ＿ＵｐがＨｉｇｈとなる。これにより、ＯＳＣコンパレータ１４５の出力（ＯＳＣ＿ＣＯＭＰ＿ＯＵＴ）がＬｏｗからＨｉｇｈに変化する周期が長くなり（Ｉｎｉｔｉａｌ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｘ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｙ→Ｉｎｉｔｉａｌ＋ｚ）、ＤＦＦ１５６の出力（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる周期が変化する。これにより、ドライブ電圧の駆動周波数を共振周波数に一致させるような制御が行われる。
【００８３】
このように、ドライブ電圧とコイル電流の位相差検知結果から、アップダウンカウンタ１４１の値を増減させて、ドライブ電圧駆動周波数を共振周波数になるように制御し、アップダウンカウンタ１４１の値と、温度センサ１１１の出力データ値からＰＩＤ制御部１１７におけるＰＩＤ演算により求めたＰＷＭ Ｄｕｔｙ補正値とで、ＰＷＭデューティ制御部１１９において、ＰＷＭ Ｄｕｔｙ値を算出する。
【００８４】
ＰＷＭカウンタ１４４の出力値がＰＷＭ Ｄｕｔｙ値と一致したら、駆動電圧をＬｏｗにし、アップダウンカウンタ１４１の値と一致したら駆動電圧をＨｉｇｈに変化させることで、共振周波数ＰＷＭ信号（Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ）が作られる。ハーフブリッジ駆動信号は、１ビットカウンタ１４６で作った半周期ごとの出力許可信号と、ＤＦＦ１５６が生成する共振周波数ＰＷＭ信号とをＡＮＤゲート１５７、１５８に入れることで、Ｄｒｉｖｅ＿Ｖ１とＤｒｉｖｅ＿Ｖ２とが交互に出力される。
【００８５】
＜２．まとめ＞
以上説明したように、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、アップダウンカウンタ１４１とＰＷＭカウンタ１４４とを利用して、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７のデジタル回路化が簡単に出来るので、共振周波数追従発振部１２６及びＰＷＭ信号発生部１２７を、ＡＳＩＣ１２４の内部に納めることが可能になる。
【００８６】
これにより、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、従来の誘導加熱定着装置と比較して、ハードウエア部品の削減が可能となり、コストダウンや組立て性を向上させることができる。また本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、従来の誘導加熱定着装置と比較して、アナログ回路で構成した場合は部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要や、共振周波数追従範囲の設定など仕様により全て部品定数を変更する必要があったが、デジタル回路で構成することで部品定数のばらつきや温度変動を考慮する必要も無く、設定値をソフトウエアで変更することで、ハードウエアを変更すること無く、全ての仕様に対応可能となる。
【００８７】
さらに、本発明の一実施形態にかかる誘導加熱定着装置１００は、デジタル回路で制御するため、特定使用不可能周波数領域（特定無線周波数や定着ベルト等の定着装置機構の共振周波数）が有る場合には、その周波数範囲を設定することで簡単に制御可能となる。
【００８８】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【００８９】
１００ 誘導加熱定着装置
１０１ 交流電源
１０２ ヒューズ
１０３ バリスタ
１０４ ダイオードブリッジ
１０５ ノイズフィルタ
１０６ ハーフブリッジ出力回路
１０７、１０８ ＩＢＧＴ
１０９ 電流トランス
１１０ 定着ローラ又は定着ベルト
１１１ 温度センサ
１１２ 低損失誘導加熱用コイル
１１３、１１４ コンデンサ
１１５ ＣＰＵ
１１６、１１８ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
１１７ ＰＩＤ制御部
１１９ ＰＷＭデューティ制御部
１２０ 整流回路
１２１ リミッタ回路
１２４ ＡＳＩＣ
１２５ 位相比較部
１２６ 共振周波数追従発振部
１２７ ＰＷＭ信号発生部
１２８、１２９ 発光ダイオード及びフォトトランジスタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を前記共振周波数追従発振部に出力し、
前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部の出力を用いて前記直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、
前記ＰＷＭ信号発生部は、前記共振周波数追従発振部による前記発振周波数に基づいて前記直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、
前記位相比較部、前記共振周波数追従発振部及び前記ＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置。
【請求項２】
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、位相のずれに応じた信号を前記共振周波数追従発振部に出力し、
前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部が出力する信号に基づいてカウンタをアップまたはダウンさせることで発振周波数を変化させることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項３】
前記共振周波数追従発振部は、共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させる際には所定の使用不可能周波数帯を避けることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整するＰＷＭデューティ制御部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭデューティ制御部は、前記誘導コイルが発生する磁界の供給を受けて発熱する定着ローラ又は定着ベルトの温度に応じて前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整することを特徴とする、請求項４に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の誘導加熱定着装置を有する画像形成装置。
【請求項７】
誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路を誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法であって、
位相比較ステップと、共振周波数追従発振ステップと、ＰＷＭ信号発生ステップと、を備え、
前記位相比較ステップは、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、
前記共振周波数追従発振ステップは、前記位相比較ステップの出力を用いて前記直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう制御し、
前記ＰＷＭ信号発生ステップは、前記共振周波数追従発振ステップの制御に基づいて前記直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、
前記位相比較ステップ、前記共振周波数追従発振ステップ及び前記ＰＷＭ信号発生ステップはデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法。
【請求項１】
誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路と、位相比較部と、共振周波数追従発振部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備え、
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、比較した結果を前記共振周波数追従発振部に出力し、
前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部の出力を用いて前記直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させて、
前記ＰＷＭ信号発生部は、前記共振周波数追従発振部による前記発振周波数に基づいて前記直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、
前記位相比較部、前記共振周波数追従発振部及び前記ＰＷＭ信号発生部はデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置。
【請求項２】
前記位相比較部は、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、位相のずれに応じた信号を前記共振周波数追従発振部に出力し、
前記共振周波数追従発振部は、前記位相比較部が出力する信号に基づいてカウンタをアップまたはダウンさせることで発振周波数を変化させることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項３】
前記共振周波数追従発振部は、共振周波数に追従させるよう発振周波数を変化させる際には所定の使用不可能周波数帯を避けることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整するＰＷＭデューティ制御部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭデューティ制御部は、前記誘導コイルが発生する磁界の供給を受けて発熱する定着ローラ又は定着ベルトの温度に応じて前記ＰＷＭ信号発生部が発生するパルスのデューティ比を調整することを特徴とする、請求項４に記載の誘導加熱定着装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の誘導加熱定着装置を有する画像形成装置。
【請求項７】
誘導コイル及びコンデンサを有する直列共振回路を誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法であって、
位相比較ステップと、共振周波数追従発振ステップと、ＰＷＭ信号発生ステップと、を備え、
前記位相比較ステップは、前記ＰＷＭ信号発生部が出力するパルスと、前記誘導コイルを流れる電流との位相を比較し、
前記共振周波数追従発振ステップは、前記位相比較ステップの出力を用いて前記直列共振回路の駆動周波数を共振周波数に追従させるよう制御し、
前記ＰＷＭ信号発生ステップは、前記共振周波数追従発振ステップの制御に基づいて前記直列共振回路を駆動させるパルスを発生させ、
前記位相比較ステップ、前記共振周波数追従発振ステップ及び前記ＰＷＭ信号発生ステップはデジタル制御されることを特徴とする、誘導加熱定着装置の共振周波数追従方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−１３３０２８（Ｐ２０１２−１３３０２８Ａ）
【公開日】平成２４年７月１２日（２０１２．７．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２８３６５１（Ｐ２０１０−２８３６５１）
【出願日】平成２２年１２月２０日（２０１０．１２．２０）
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
【氏名又は名称原語表記】Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
【住所又は居所原語表記】４１６，Ｍａｅｔａｎ−ｄｏｎｇ，Ｙｅｏｎｇｔｏｎｇ−ｇｕ，Ｓｕｗｏｎ−ｓｉ，Ｇｙｅｏｎｇｇｉ−ｄｏ，Ｒｅｐｕｂｌｉｃ ｏｆ Ｋｏｒｅａ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月１２日（２０１２．７．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月２０日（２０１０．１２．２０）
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
【氏名又は名称原語表記】Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
【住所又は居所原語表記】４１６，Ｍａｅｔａｎ−ｄｏｎｇ，Ｙｅｏｎｇｔｏｎｇ−ｇｕ，Ｓｕｗｏｎ−ｓｉ，Ｇｙｅｏｎｇｇｉ−ｄｏ，Ｒｅｐｕｂｌｉｃ ｏｆ Ｋｏｒｅａ
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]