誘導性負荷制御装置
【課題】磁気飽和する誘導性負荷の，原点からの傾きであるインダクタンスと接線の傾きであるインダクタンスを，テーブルを増やすことなく同時に得る。
【解決手段】誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を得る。
【解決手段】誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電動機のような誘導性負荷を制御する装置に関するもので，制御に誘導性負荷のインダクタンスを使用する場合であって磁気飽和による誘導性負荷のインダクタンス変動を考慮することに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷の一例として永久磁石形同期電動機を制御する装置に関する従来技術を図２に示し，以下はこの図に基づいて説明する。
永久磁石形同期電動機１７は，電力変換器１５により電力を供給される。回転座標変換器１９は，電流センサ１６が検出した永久磁石形同期電動機１７の入力電流を２相情報に変換したのちに，永久磁石形同期電動機１７の回転子位置を検出する回転子位置センサ１８の出力に基づいて回転座標変換して，前記回転子と同期して回転するｄｑ座標からみた電流情報のＩｄ，Ｉｑに変換して出力する。トルク分電流指令演算器９は，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸インダクタンスＬｄｓとｑ軸インダクタンスＬｑｓを用いて入力したトルク指令Ｔｃ通りのトルクを永久磁石形同期電動機１７が出力するようなｑ軸電流指令Ｉｑｃを求めて出力する。ｄ軸電流指令ＩｄｃとそのフィードバックであるＩｄとの差を加減算器１０で求めて，比例積分増幅器１２で増幅してｄ軸電圧指令として静止座標変換器１４へ出力する。同様にｑ軸電流指令ＩｑｃとそのフィードバックであるＩｑとの差を加減算器１ｑで求めて，比例積分増幅器１３で増幅してｑ軸電圧指令として静止座標変換器１４へ出力する。比例積分増幅器１２及び１３では，増幅ゲインをそれぞれ入力したＬｄｓ，Ｌｑｓに比例させた値としている。静止座標変換器１４は，入力したｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを，永久磁石形同期電動機１７の回転子位置を検出する回転子位置センサ１８の出力に基づいて，静止座標からみた電圧指令に変換する。電力変換器１５は，静止座標変換器１４の出力した電圧指令通りの電圧を永久磁石形同期電動機１７に印加する。
【０００３】
永久磁石形同期電動機１７は，例えば図３のような磁気特性を有している。図３の横軸は磁気回路巻線電流Ｉであり，縦軸は磁気回路巻線の磁束鎖交数φである。例えば磁気回路巻線電流ＩがＩ１の時の磁束鎖交数φがφ１ならばインダクタンスは原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１で表される。これを電流Ｉ１での静的インダクタンスと呼ぶこととする。一方，電流Ｉ１時の該特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスと呼ぶこととする。磁気飽和特性により，電流Ｉによって，静的インダクタンスも動的インダクタンスも変化することとなる。このことは，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸の静的インダクタンスＬｄｓやｑ軸の静的インダクタンスＬｑｓも同様であり，それぞれｄ軸電流Ｉｄやｑ軸電流Ｉｑに依存して変化することとなる。ここでＬｄｓやＬｑｓを静的インダクタンスとしたのは，電動機のトルクが磁束と電流との積で表され，磁束が静的インダクタンスと電流との積で表され，ＬｄｓやＬｑｓがトルク分電流指令演算器９で使用されるからである。もし，トルク分電流指令演算器９で使用されるインダクタンスとして動的インダクタンスを用いると，永久磁石形同期電動機１７の出力トルクはトルク指令Ｔｃ通りとならなくなる。
【０００４】
従って，トルク分電流指令演算器９において使用される，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸静的インダクタンスＬｄｓとｑ軸静的インダクタンスＬｑｓは，それぞれＩｄやＩｑに応じて変化させる必要が生じる。
【０００５】
そこで，前もってｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１やｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル８２を準備しておく。ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１は，Ｉｄ＝０時のｄ軸動的インダクタンスである基本ｄ軸インダクタンスＬｄ０に対する各電流でのｄ軸静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｄに応じたd軸静的変化率βｄｓを出力する。ｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル８２も同様に，Ｉｑ＝０時のｑ軸動的インダクタンスである基本ｑ軸インダクタンスＬｑ０に対する各電流でのｑ軸静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｑに応じたｑ軸静的変化率βｑｓを出力する。従って，それぞれ乗算器４や６で，各軸変化率βｄｓ，βｑｓと，各軸基本インダクタンスＬｄ０，Ｌｑ０とを乗じて得られたＬｄｓとＬｑｓは，それぞれＩｄやＩｑに応じた各軸の静的インダクタンスとなる。これによって，磁気飽和によってインダクタンスが変動しても正確なトルク制御が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１１１４９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
誘導性負荷の電流制御における誤差増幅器の増幅ゲインは安定性を確保するため該誘導性負荷のインダクタンスに比例させるのが一般的である。電流制御のための電流誤差増幅器である図２の比例積分増幅器１２および１３においても同様に，それぞれｄ軸静的インダクタンスＬｄｓとｑ軸静的インダクタンスＬｑｓに比例した増幅ゲインとしている。
【０００８】
しかし，電流誤差を増幅して電圧指令を得るための増幅ゲインとしては，動的インダクタンスに比例させるべきであるため，このままの構成では磁気飽和が顕著な大電流域では，静的インダクタンスの方が動的インダクタンスより大きくなるため等価的に増幅ゲインが大きくなりすぎて不安定になる恐れがある。
【０００９】
この問題を解決するために，動的インダクタンスの変化率テーブルを新たに準備してＩｄやＩｑに応じた動的インダクタンスを求めて，比例積分増幅器１２および１３に入力させる方法が考えられるが，テーブルの為の膨大なメモリを準備する必要が生じる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の発明によれば、誘導性負荷に電力を供給する装置であって，前記誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする誘導性負荷制御装置。
【００１１】
本発明は、誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明では，新たな動的インダクタンス変化率テーブルを準備することなく，静的インダクタンス変化率から簡単な計算で動的インダクタンス変化率を得ることができ，電流に応じた静的インダクタンスと動的インダクタンスを同時に得ることが可能となる。従って，例えば誘導性負荷として電動機に適用した場合は，トルク制御用パラメータに静的インダクタンスを用い，電流制御用パラメータに動的インダクタンスを用いることで，高精度なトルク制御と安定な電流制御が同時に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の構成を示した説明図である。
【図２】永久磁石形同期電動機の従来の制御を示した説明図である。
【図３】磁気飽和特性の一例を表した図である。
【図４】動的インダクタンス変化率と本発明の動的インダクタンス変化率を表した図である。
【図５】永久磁石形同期電動機の制御に本発明を適用した説明図である。（実施例１）
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１に本発明の構成を示す。静的インダクタンス変化率テーブル１は，誘導性負荷の磁気特性に応じて，前もってＩｘ＝０時の動的インダクタンスである基本インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｘに応じた静的変化率βｓを出力する。乗算器２は，静的変化率βｓの２乗を計算して近似動的変化率βａｚとして出力する。乗算器３は，基本インダクタンスＬａ０と近似動的変化率βａｚとの積を求めて，動的インダクタンスの近似値Ｌａｘとして出力する。
【００１５】
以下では，静的変化率の２乗で動的変化率の近似値が得られることを説明する。図３に示される磁気特性を式１のような指数関数で表せるとする。すると基本インダクタンスＬａ０は式２となり，静的変化率βｓは式３となり，近似動的変化率βａｚは式４となり，Ｌａ０に対する各電流での動的インダクタンスの比率で表される動的変化率βａは式５となる。
【００１６】
φ＝φ０・（１−ｅｘｐ（−Ｉ／Ｉ０））・・・式１
Ｌａ０＝φ０／Ｉ０・・・式２
βｓ＝（１−ｅｘｐ（−Ｋ））／Ｋ・・・式３
βａｚ＝βｓ・βｓ・・・式４
βａ＝ｅｘｐ（−Ｋ）・・・式５
【００１７】
ここで，Ｋ＝Ｉ／Ｉ０であり，ｅｘｐ（）は自然対数の底を底とする指数関数を表している。式４や式５の指数関数をテーラー展開して書きなおすと，それぞれ式６と式７となり，両者が近い値となることが分かる。
【００１８】
βａｚ＝１−Ｋ＋７／１２・Ｋ・Ｋ−１／４・Ｋ・Ｋ・Ｋ＋・・・・・・・・・式６
βａ＝１−Ｋ＋１／２・Ｋ・Ｋ−１／６・Ｋ・Ｋ・Ｋ＋・・・・・・・・・・・式７
【００１９】
これを図で表したのが図４であり，破線のβａｚが実線のβａを近似できていることが分かる。
【実施例１】
【００２０】
図５は、永久磁石形同期電動機の制御に本発明を適用した説明図であり，本発明の１実施例をこの図に基づいて説明する。なお図２と同一部分の説明は省略する。
【００２１】
ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１は，入力のＩｄに応じたd軸静的変化率βｄｓを出力し，それと基本ｄ軸インダクタンスＬｄ０との積を乗算器４で求めて，Ｉｄに応じたｄ軸静的インダクタンスＬｄｓを得る。またＬｄｓとβｄｓとの積を乗算器５で求めることで，Ｌｄａ＝Ｌｄ０・βｄｓ・βｄｓであるｄ軸動的インダクタンスの近似値を得ることができる。ｑ軸側でも同様にｑ軸静的インダクタンスＬｑｓとｑ軸動的インダクタンスの近似値Ｌｑａが得られる。ＬｄｓとＬｑｓは図２と同様にトルク分電流指令演算器９で使用されて，高精度なトルク制御が実現できる。一方Ｌｄａ，Ｌｑａはそれぞれ比例積分増幅器１２，１３で使用され，安定な電流制御が実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
実施例で示したように誘導性負荷として電動機を適用した場合は，磁気飽和特性を考慮したテーブルを磁気回路当たり１つ用意するだけで高精度のトルク制御と安定した電流制御が同時に実現できる。
【符号の説明】
【００２３】
１７・・・・・永久磁石形同期電動機
１８・・・・・回転子位置センサ
１６・・・・・電流センサ
１５・・・・・電力変換器
１４・・・・・静止座標変換器
１９・・・・・回転座標変換器
１２，１３・・比例積分増幅器
１０，１１・・加減算器
９・・・・・・トルク分電流指令演算器
２，３，４，５，６，７・・乗算器
８１・・・・・ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル
８２・・・・・ｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル
１・・・・・・静的インダクタンス変化率テーブル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電動機のような誘導性負荷を制御する装置に関するもので，制御に誘導性負荷のインダクタンスを使用する場合であって磁気飽和による誘導性負荷のインダクタンス変動を考慮することに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷の一例として永久磁石形同期電動機を制御する装置に関する従来技術を図２に示し，以下はこの図に基づいて説明する。
永久磁石形同期電動機１７は，電力変換器１５により電力を供給される。回転座標変換器１９は，電流センサ１６が検出した永久磁石形同期電動機１７の入力電流を２相情報に変換したのちに，永久磁石形同期電動機１７の回転子位置を検出する回転子位置センサ１８の出力に基づいて回転座標変換して，前記回転子と同期して回転するｄｑ座標からみた電流情報のＩｄ，Ｉｑに変換して出力する。トルク分電流指令演算器９は，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸インダクタンスＬｄｓとｑ軸インダクタンスＬｑｓを用いて入力したトルク指令Ｔｃ通りのトルクを永久磁石形同期電動機１７が出力するようなｑ軸電流指令Ｉｑｃを求めて出力する。ｄ軸電流指令ＩｄｃとそのフィードバックであるＩｄとの差を加減算器１０で求めて，比例積分増幅器１２で増幅してｄ軸電圧指令として静止座標変換器１４へ出力する。同様にｑ軸電流指令ＩｑｃとそのフィードバックであるＩｑとの差を加減算器１ｑで求めて，比例積分増幅器１３で増幅してｑ軸電圧指令として静止座標変換器１４へ出力する。比例積分増幅器１２及び１３では，増幅ゲインをそれぞれ入力したＬｄｓ，Ｌｑｓに比例させた値としている。静止座標変換器１４は，入力したｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを，永久磁石形同期電動機１７の回転子位置を検出する回転子位置センサ１８の出力に基づいて，静止座標からみた電圧指令に変換する。電力変換器１５は，静止座標変換器１４の出力した電圧指令通りの電圧を永久磁石形同期電動機１７に印加する。
【０００３】
永久磁石形同期電動機１７は，例えば図３のような磁気特性を有している。図３の横軸は磁気回路巻線電流Ｉであり，縦軸は磁気回路巻線の磁束鎖交数φである。例えば磁気回路巻線電流ＩがＩ１の時の磁束鎖交数φがφ１ならばインダクタンスは原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１で表される。これを電流Ｉ１での静的インダクタンスと呼ぶこととする。一方，電流Ｉ１時の該特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスと呼ぶこととする。磁気飽和特性により，電流Ｉによって，静的インダクタンスも動的インダクタンスも変化することとなる。このことは，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸の静的インダクタンスＬｄｓやｑ軸の静的インダクタンスＬｑｓも同様であり，それぞれｄ軸電流Ｉｄやｑ軸電流Ｉｑに依存して変化することとなる。ここでＬｄｓやＬｑｓを静的インダクタンスとしたのは，電動機のトルクが磁束と電流との積で表され，磁束が静的インダクタンスと電流との積で表され，ＬｄｓやＬｑｓがトルク分電流指令演算器９で使用されるからである。もし，トルク分電流指令演算器９で使用されるインダクタンスとして動的インダクタンスを用いると，永久磁石形同期電動機１７の出力トルクはトルク指令Ｔｃ通りとならなくなる。
【０００４】
従って，トルク分電流指令演算器９において使用される，永久磁石形同期電動機１７のｄ軸静的インダクタンスＬｄｓとｑ軸静的インダクタンスＬｑｓは，それぞれＩｄやＩｑに応じて変化させる必要が生じる。
【０００５】
そこで，前もってｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１やｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル８２を準備しておく。ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１は，Ｉｄ＝０時のｄ軸動的インダクタンスである基本ｄ軸インダクタンスＬｄ０に対する各電流でのｄ軸静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｄに応じたd軸静的変化率βｄｓを出力する。ｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル８２も同様に，Ｉｑ＝０時のｑ軸動的インダクタンスである基本ｑ軸インダクタンスＬｑ０に対する各電流でのｑ軸静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｑに応じたｑ軸静的変化率βｑｓを出力する。従って，それぞれ乗算器４や６で，各軸変化率βｄｓ，βｑｓと，各軸基本インダクタンスＬｄ０，Ｌｑ０とを乗じて得られたＬｄｓとＬｑｓは，それぞれＩｄやＩｑに応じた各軸の静的インダクタンスとなる。これによって，磁気飽和によってインダクタンスが変動しても正確なトルク制御が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１１１４９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
誘導性負荷の電流制御における誤差増幅器の増幅ゲインは安定性を確保するため該誘導性負荷のインダクタンスに比例させるのが一般的である。電流制御のための電流誤差増幅器である図２の比例積分増幅器１２および１３においても同様に，それぞれｄ軸静的インダクタンスＬｄｓとｑ軸静的インダクタンスＬｑｓに比例した増幅ゲインとしている。
【０００８】
しかし，電流誤差を増幅して電圧指令を得るための増幅ゲインとしては，動的インダクタンスに比例させるべきであるため，このままの構成では磁気飽和が顕著な大電流域では，静的インダクタンスの方が動的インダクタンスより大きくなるため等価的に増幅ゲインが大きくなりすぎて不安定になる恐れがある。
【０００９】
この問題を解決するために，動的インダクタンスの変化率テーブルを新たに準備してＩｄやＩｑに応じた動的インダクタンスを求めて，比例積分増幅器１２および１３に入力させる方法が考えられるが，テーブルの為の膨大なメモリを準備する必要が生じる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の発明によれば、誘導性負荷に電力を供給する装置であって，前記誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする誘導性負荷制御装置。
【００１１】
本発明は、誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明では，新たな動的インダクタンス変化率テーブルを準備することなく，静的インダクタンス変化率から簡単な計算で動的インダクタンス変化率を得ることができ，電流に応じた静的インダクタンスと動的インダクタンスを同時に得ることが可能となる。従って，例えば誘導性負荷として電動機に適用した場合は，トルク制御用パラメータに静的インダクタンスを用い，電流制御用パラメータに動的インダクタンスを用いることで，高精度なトルク制御と安定な電流制御が同時に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の構成を示した説明図である。
【図２】永久磁石形同期電動機の従来の制御を示した説明図である。
【図３】磁気飽和特性の一例を表した図である。
【図４】動的インダクタンス変化率と本発明の動的インダクタンス変化率を表した図である。
【図５】永久磁石形同期電動機の制御に本発明を適用した説明図である。（実施例１）
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１に本発明の構成を示す。静的インダクタンス変化率テーブル１は，誘導性負荷の磁気特性に応じて，前もってＩｘ＝０時の動的インダクタンスである基本インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの比率で表される変化率がテーブル化されており，入力のＩｘに応じた静的変化率βｓを出力する。乗算器２は，静的変化率βｓの２乗を計算して近似動的変化率βａｚとして出力する。乗算器３は，基本インダクタンスＬａ０と近似動的変化率βａｚとの積を求めて，動的インダクタンスの近似値Ｌａｘとして出力する。
【００１５】
以下では，静的変化率の２乗で動的変化率の近似値が得られることを説明する。図３に示される磁気特性を式１のような指数関数で表せるとする。すると基本インダクタンスＬａ０は式２となり，静的変化率βｓは式３となり，近似動的変化率βａｚは式４となり，Ｌａ０に対する各電流での動的インダクタンスの比率で表される動的変化率βａは式５となる。
【００１６】
φ＝φ０・（１−ｅｘｐ（−Ｉ／Ｉ０））・・・式１
Ｌａ０＝φ０／Ｉ０・・・式２
βｓ＝（１−ｅｘｐ（−Ｋ））／Ｋ・・・式３
βａｚ＝βｓ・βｓ・・・式４
βａ＝ｅｘｐ（−Ｋ）・・・式５
【００１７】
ここで，Ｋ＝Ｉ／Ｉ０であり，ｅｘｐ（）は自然対数の底を底とする指数関数を表している。式４や式５の指数関数をテーラー展開して書きなおすと，それぞれ式６と式７となり，両者が近い値となることが分かる。
【００１８】
βａｚ＝１−Ｋ＋７／１２・Ｋ・Ｋ−１／４・Ｋ・Ｋ・Ｋ＋・・・・・・・・・式６
βａ＝１−Ｋ＋１／２・Ｋ・Ｋ−１／６・Ｋ・Ｋ・Ｋ＋・・・・・・・・・・・式７
【００１９】
これを図で表したのが図４であり，破線のβａｚが実線のβａを近似できていることが分かる。
【実施例１】
【００２０】
図５は、永久磁石形同期電動機の制御に本発明を適用した説明図であり，本発明の１実施例をこの図に基づいて説明する。なお図２と同一部分の説明は省略する。
【００２１】
ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル８１は，入力のＩｄに応じたd軸静的変化率βｄｓを出力し，それと基本ｄ軸インダクタンスＬｄ０との積を乗算器４で求めて，Ｉｄに応じたｄ軸静的インダクタンスＬｄｓを得る。またＬｄｓとβｄｓとの積を乗算器５で求めることで，Ｌｄａ＝Ｌｄ０・βｄｓ・βｄｓであるｄ軸動的インダクタンスの近似値を得ることができる。ｑ軸側でも同様にｑ軸静的インダクタンスＬｑｓとｑ軸動的インダクタンスの近似値Ｌｑａが得られる。ＬｄｓとＬｑｓは図２と同様にトルク分電流指令演算器９で使用されて，高精度なトルク制御が実現できる。一方Ｌｄａ，Ｌｑａはそれぞれ比例積分増幅器１２，１３で使用され，安定な電流制御が実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
実施例で示したように誘導性負荷として電動機を適用した場合は，磁気飽和特性を考慮したテーブルを磁気回路当たり１つ用意するだけで高精度のトルク制御と安定した電流制御が同時に実現できる。
【符号の説明】
【００２３】
１７・・・・・永久磁石形同期電動機
１８・・・・・回転子位置センサ
１６・・・・・電流センサ
１５・・・・・電力変換器
１４・・・・・静止座標変換器
１９・・・・・回転座標変換器
１２，１３・・比例積分増幅器
１０，１１・・加減算器
９・・・・・・トルク分電流指令演算器
２，３，４，５，６，７・・乗算器
８１・・・・・ｄ軸静的インダクタンス変化率テーブル
８２・・・・・ｑ軸静的インダクタンス変化率テーブル
１・・・・・・静的インダクタンス変化率テーブル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷に電力を供給する装置であって，前記誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする誘導性負荷制御装置。
【請求項１】
誘導性負荷に電力を供給する装置であって，前記誘導性負荷の電流Ｉに対する磁束鎖交数φの特性において，電流Ｉ１の時の磁束鎖交数をφ１とするときの原点からの傾きであるＬｓ１＝φ１／Ｉ１を電流Ｉ１での静的インダクタンスとし，電流Ｉ１時の前記特性の電流に対する磁束鎖交数の傾きＬａ１＝ｄφ／ｄＩ・（Ｉ１）を電流Ｉ１での動的インダクタンスとし，Ｉ＝０時の動的インダクタンスＬａ０に対する各電流での静的インダクタンスの変化率の２乗にＬａ０を乗じることで各電流での動的インダクタンスの近似値を求めて使用することを特徴とする誘導性負荷制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−７０５２６（Ｐ２０１２−７０５２６Ａ）
【公開日】平成２４年４月５日（２０１２．４．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１２９２０（Ｐ２０１０−２１２９２０）
【出願日】平成２２年９月２３日（２０１０．９．２３）
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月５日（２０１２．４．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２３日（２０１０．９．２３）
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
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