超音波診断装置
【課題】超音波の連続波を利用した技術において目標位置の選択性を向上させる。
【解決手段】復調信号の周波数スペクトラム内において、ドプラ信号ｆｄ１は、目標位置から得られる受信信号に含まるドプラ信号である。ドプラ信号ｆｄ１は、比較的低い周波数帯域に現れる。これに対し、ドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、目標位置以外の受信信号に含まるドプラ信号を示している。目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。そこで、特性７０のＬＰＦを利用して、目標位置以外の不要波であるドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５等を低減または除去する。これにより、目標位置に関する位置選択性が改善する。
【解決手段】復調信号の周波数スペクトラム内において、ドプラ信号ｆｄ１は、目標位置から得られる受信信号に含まるドプラ信号である。ドプラ信号ｆｄ１は、比較的低い周波数帯域に現れる。これに対し、ドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、目標位置以外の受信信号に含まるドプラ信号を示している。目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。そこで、特性７０のＬＰＦを利用して、目標位置以外の不要波であるドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５等を低減または除去する。これにより、目標位置に関する位置選択性が改善する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。さらに、本願の発明者は、特許文献３において、デジタル変調処理を施した連続波に関する技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【特許文献３】特開２００９−２９１２９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１から３に記載された連続波ドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、超音波の連続波を利用した技術において目標位置の選択性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的な数値パターンに基づいて得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、前記数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る復調処理部と、目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分とを含んだ前記復調信号に対してフィルタ処理を施すことにより、前記比較的高い周波数成分の少なくとも一部を除去する不要波処理部と、フィルタ処理された復調信号に基づいて目標位置の生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記不要波処理部は、前記目標位置から得られる比較的低い周波数成分を通過させるローパスフィルタを備え、前記生体内情報抽出部は、前記生体内情報として復調信号からドプラ信号を抽出する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記ドプラ信号の測定可能な最大周波数に応じて前記ローパスフィルタの通過帯域が制御される、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って周期的に位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記正弦パターンは、Ｎ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記フィルタ処理された復調信号を周期方向に亘って加算処理するにあたり、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割し、各ブロックごとに復調信号を加算処理して部分的な加算復調信号を得る、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な加算復調信号を得られた順に並べた信号列内で、ｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎを構成するｑブロックに亘るｑ個の部分的な加算復調信号を抽出してそれらを加算処理することにより、パターン長Ｎに亘る復調信号の加算処理を実現する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、超音波の連続波を利用した技術において目標位置の選択性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】位相シフト連続波の送信信号に関する時間変化波形を示す図である。
【図３】参照信号と受信信号の時間的な対応関係を示す図である。
【図４】復調信号の位相変化の具体例を示す図である。
【図５】復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図６】復調信号が加算処理される様子を示す図である。
【図７】電力スペクトラムに関する計算結果の具体例を示す図である。
【図８】不要波を除去して得られる電力スペクトラムの具体例を示す図である。
【図９】最大ドプラ周波数を拡大する加算処理を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１８】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００１９】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２０】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２１】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２２】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２３】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２４】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２５】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２６】
不要波処理部４０は、復調信号に含まれる不要波を低減または除去するものであり、復調信号のＩ信号成分とＱ信号成分の各々に対応したＬＰＦ（ローパスフィルタ）を備えている。受信ミキサ３０からＬＰＦ３６，３８を介して得られる復調信号には、後に詳述するように、目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分が含まれている。そこで、不要波処理部４０は、目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分を不要波として、その不要波の少なくとも一部を除去する。
【００２７】
加算部４６，４８は、不要波処理部４０から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２８】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２９】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３０】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３１】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置における位相シフト処理や、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される位置選択性などについて、以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３２】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３３】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｎが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｎが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｎはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３４】
【数１】
【００３５】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。なお、次式において送信信号の振幅をＡ１としている。また、その連続波（位相シフト連続波）の具体例を示すと図２のようになる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
図２は、位相シフト連続波の送信信号に関する時間変化波形を示す図である。図２に示される送信信号の波形は、数１式におけるパターン長をＮ＝８（ｎ＝０〜７）として、数２式から得られる。例えば、図２に示すような位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波が利用される。なお、超音波診断装置内において実際に利用される場合には、パターン長Ｎが例えば数百程度に設定される。もちろん、測定対象物や診断の種類などに応じてパターン長Ｎが設定されてもよい。
【００３８】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｋは任意の自然数である。また、ξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３９】
【数３】
【００４０】
そして、送信信号を基準とした受信信号の遅延時間（送受信時間差）をτとし、受信信号の振幅をＡ２とすると、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄをともなった受信信号は次式にように表現される。なお、次式においては反射時における位相回転量φも考慮されている。
【００４１】
【数４】
【００４２】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。遅延回路２５における参照信号の遅延量をｌＴ（ｌ：英字のエル）とすると、遅延回路２５からミキサ３２に送られる参照信号ｖｒｅｆ１と、遅延回路２５からπ／２シフト回路２６を介してミキサ３４に送られる参照信号ｖｒｅｆ２は、それぞれ次のように表現される。
【００４３】
【数５】
【００４４】
図３は、参照信号と受信信号の時間的な対応関係を示す図である。図示しない送信信号との比較において、参照信号は遅延回路２５で遅延量ｌＴだけ遅延されるため、この遅延に伴う符号のずれ数はｌ（エル）となる。そこで、図３において、参照信号内の中央に示す１ビット期間Ｔの符号をａｎ−ｌ，ｂｎ−ｌとしている。
【００４５】
一方、図示しない送信信号との比較において、受信信号は送受信時間差τ（数３式）だけ遅れる。受信信号は連続的な様々な深さから得られるため、図３においては、１／２ビット長以下の微小時間であるξを考慮して、ＩからＩＩＩまでの受信信号を示している。
【００４６】
受信信号ＩＩは、ξ＝０の場合であり、受信信号ＩＩと参照信号との間において互いの符号切り換わりのタイミングが一致している。これに対し、受信信号Ｉと受信信号ＩＩＩはξが０でない場合であり、受信信号と参照信号との間において互いの符号切り換わりのタイミングがずれている。
【００４７】
そこで、参照信号の符号を基準とし、時間長がＴである各符号の例えば中央時点を乗算サンプリングの時刻（乗算タイミング）とする。これにより、図３に示す受信信号Ｉ，ＩＩＩのように、ξが比較的小さい場合において、受信信号ＩＩの場合と同じ乗算結果が得られてξの影響を無視することができる。
【００４８】
図１のミキサ３２における乗算を数式で示すと次式のようになり、乗算結果としてベースバンド成分（復調信号）が得られる。なお、次式の計算過程において２ωｃｔの項は、ミキサ３２の後段に設けられたＬＰＦ３６により除去される。
【００４９】
【数６】
【００５０】
また、数６式の最終結果の位相項のうち、時間ｔに無関係な部分を数７式のように定義すると、数６式の最終結果が数８式のように簡潔に表現される。
【００５１】
【数７】
【００５２】
【数８】
【００５３】
さらに、数８式に数１式を適用したものが数９式であり、数９式において数１０式の定義を利用すると数１１式となる。このように、ミキサ３２における乗算後にＬＰＦ３６を介して出力される復調信号の同相信号成分が最終的に数１１式のように表現される。
【００５４】
【数９】
【００５５】
【数１０】
【００５６】
【数１１】
【００５７】
一方、図１のミキサ３４における乗算を数式で示すと次式のようになり、乗算結果としてベースバンド成分（復調信号）が得られる。なお、次式の計算過程において２ωｃｔの項は、ミキサ３４の後段に設けられたＬＰＦ３８により除去され、また、時間ｔに無関係な部分については数７式の定義を利用している。
【００５８】
【数１２】
【００５９】
さらに、数１２式に数１式と数１０式を適用すると数１３式となる。つまり、ミキサ３４における乗算後にＬＰＦ３８を介して出力される復調信号の直交信号成分が最終的に数１３式のように表現される。
【００６０】
【数１３】
【００６１】
そして、同相信号成分（数１１式）と直交信号成分（数１３式）を複素表現でまとめると、復調信号Ｚ（ｔ）を次式のように複素形式で表現することができる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
復調信号Ｚ（ｔ）は、数１４式に示すように、ドプラ周波数ｆｄに応じて位相が時間的に変化することに加えて、時間間隔Ｔごとに位相が２πｆｋｌだけ変化している。なお、数１４式のΨｋｌは時間によって変化しない定数項である。
【００６４】
また、復調信号Ｚ（ｔ）は、例えば図３に示した乗算サンプリングのタイミングで時間間隔Ｔごとに得られる。そこで、符号の番号ｎ（数１式等参照）と各符号の時間長でもあるＴを利用して乗算サンプリングの時刻をｔ＝ｎＴと表現すると、数１４式から数１５式が得られる。そして、番号ｎの値の変化にしたがって数１５式から得られる復調信号の位相を具体的に示すと図４のようになる。
【００６５】
【数１５】
【００６６】
図４は、復調信号の位相変化の具体例を示す図である。図４には、数１５式において番号ｎの値を変化させた場合に得られる位相の値が示されている。図４に示すように、数１５式の復調信号は、時間ＮＴの間に、つまり数値パターン（数１式）の一周期の間に、位相が２π（ｆｋｌ−ｆｄ）ＮＴラジアンだけ回転する正弦波となる。そして、その正弦波の周波数は次式のようになる。
【００６７】
【数１６】
【００６８】
以上までの解析結果から得られる復調信号の特性についてまとめると次のようになる。（１）復調信号内には、ｋ−ｌ（ｌ：英字のエル）つまり受信信号と参照信号との間の位相差に応じた周波数成分ｆｋｌ−ｆｄが含まれている。
（２）ｋ＝ｌの場合、つまり参照信号との間の位相差が０となる目標位置からの受信信号は、数１０式からｆｋｌ＝０であるため、復調信号内において周波数がｆｄとなる。この周波数ｆｄが観測対象となるドプラ周波数ｆｄである。
（３）ｋ≠ｌの場合、つまり目標位置以外からの受信信号は、復調信号内において周波数がｆｋｌ−ｆｄとなる。また、目標位置から離れるに従って、数１０式に示すようにｆｋｌが大きくなるため、周波数ｆｋｌ−ｆｄはドプラ周波数ｆｄから高周波側に移行する。
（４）周波数ｆｋｌは、数１０式に示すようにｋ−ｌに比例しており、ｋとｌが自然数であるため、周波数ｆＮの整数倍となる。なお、周波数ｆｋｌの最大値は、復調信号のサンプリング間隔が時間Ｔであるため、次式のようになる。
【００６９】
【数１７】
【００７０】
図５は、復調信号の周波数スペクトラムを示す図であり、図５には、数１５式の復調信号に関する周波数スペクトラムの具体例が図示されている。ドプラ信号ｆｄ１は、目標位置から得られる受信信号に含まるドプラ信号であり、ｋ＝ｌの場合つまり数１５式においてｆｋｌ＝０とした場合のドプラ信号ｆｄである。ｆｋｌ＝０であるため、ドプラ信号ｆｄ１は、比較的低い周波数帯域に現れる。
【００７１】
これに対し、ドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、目標位置以外の受信信号に含まるドプラ信号を示している。目標位置以外ではｋ≠ｌとなり、数１５式のｆｋｌがｆＮの整数倍となる。そのため、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。
【００７２】
また、図５には、不要波処理部４０（図１）のＬＰＦ（ローパスフィルタ）の特性７０が示されている。不要波処理部４０は、例えば図５に示す特性７０のＬＰＦを利用して、目標位置以外の不要波であるドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５等を低減または除去する。これにより、目標位置に関する位置選択性を改善している。そこで、以下に位置選択の原理と位置選択性の改善について説明する。
【００７３】
＜位置選択の原理について＞
図１の超音波診断装置では、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、数１式に示される数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って、復調信号が加算処理される。
【００７４】
数１４式の復調信号Ｚ（ｔ）は、時間間隔Ｔごとにサンプリングされる。そこで、符号の番号ｎ（０〜Ｎ−１の整数）と、符号の繰り返し回数ｍ（０〜Ｍ−１の整数）と、各符号の時間長でもあるＴを利用して、復調信号のサンプリング時刻をｔｎ＝ｎＴ＋ｍＮＴと表現すると、数１４式から数１８式が得られる。また、数１０式に基づいて数１９式が導かれる。
【００７５】
【数１８】
【００７６】
【数１９】
【００７７】
数１９式においてｍ，ｋ，ｌ（エル）は全て整数であるため、数１９式の結果は常に２πの整数倍となる。その結果を数１８式に適用すると次式のとおりとなる。
【００７８】
【数２０】
【００７９】
目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、数２０式に示される復調信号が数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って、次式に示すように加算処理される。
【００８０】
【数２１】
【００８１】
数２１式の結果に対して、初項が１で公比がｒの等比級数に関する数２２式の公式を適用すると、ｆｋｌ＝ｆｄの場合には数２３式が得られ、ｆｋｌ≠ｆｄの場合には数２４式が得られる。
【００８２】
【数２２】
【００８３】
【数２３】
【００８４】
【数２４】
【００８５】
数２３式または数２４式により得られる信号は、周波数ｆｄの複素正弦波である。そのため、例えば、数２３式または数２４式を周波数解析処理することにより、周波数ｆｄつまりドプラ信号の周波数を抽出することができる。特に、目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。
【００８６】
図６は、復調信号が加算処理される様子を示す図である。図６の（Ａ）は、数２０式の復調信号ＺＳを時間Ｔごとにサンプリングした結果を複数のパルスで表現している。また図６の（Ｂ１）（Ｂ２）は、復調信号ＺＳを１周期（Ｎサンプル）に亘って加算処理して得られる数２３式と数２４式のｗｍを複数のパルスで表現している。
【００８７】
数２４式に示すｗｍの電力スペクトラムは次式のように表現される。なお、数２４式におけるＢは定数であるので次式において省略している。
【００８８】
【数２５】
【００８９】
まず、固定目標から得られる電力スペクトラムの特性について確認する。固定目標の場合にはｆｄ＝０であり、さらに数１０式を適用すると、固定目標から得られる電力スペクトラムは次式のようになる。
【００９０】
【数２６】
【００９１】
目標位置以外では、ｋ−ｌ≠０であるため、数２６式の結果は常に０（ゼロ）となる。目標位置においてはｋ−ｌ＝０のためｆｋｌ＝０となり、また固定目標のためｆｄ＝０であり、数２３式からｗｍの振幅がＮとなる。つまり、固定目標の場合には、目標位置において鋭い選択特性となる。
【００９２】
次に、移動目標から得られる電力スペクトラムの特性について確認する。符号系列の長さ（数値パターンのパターン長）をＮ＝２００、１符号長をＴ＝１μｓ（マイクロ秒）、符号系列の繰り返し長をＴＮ＝２００μｓ、符号系列の繰り返し周波数をｆＮ＝５ｋＨｚとして、数２５式から得られる計算結果の具体例を示すと図７のようになる。
【００９３】
図７は、ドプラ電力スペクトラムに関する計算結果の具体例を示す図である。つまり、数２５式から、Ｎ＝２００，Ｔ＝１μｓ，ＴＮ＝２００μｓ，ｆＮ＝５ｋＨｚの場合に得られるドプラ電力スペクトラムＰ１に関する計算結果が図７に示されている。
【００９４】
図７の横軸は、目標位置からの距離をｋ−ｌで表現している。つまり、目標位置においてはｋ＝ｌのためその距離が０（ゼロ）となり、目標位置からずれるに従ってｋ−ｌが大きくなるため、距離も大きくなる。生体内における実際の距離は、超音波の伝播速度をｃとすると数２７式により得られる。なお、図７の縦軸は、電力スペクトラムＰ１の値（相対値）を示している。
【００９５】
【数２７】
【００９６】
図７には、複数のドプラ周波数ｆｄについて、各ドプラ周波数ｆｄごとに計算結果が示されている。複数のドプラ周波数ｆｄに関する全体的な特性として、目標位置つまり横軸のｋ−ｌ＝０の位置と、目標位置から符号系列の１周期（Ｎ＝２００）に相当する距離だけ離れたｋ−ｌ＝２００の位置において、ドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極大値となる。なお、ｋ−ｌ＝２００の位置は、符号系列（Ｎ＝２００）が１周して再び一致している位置である。
【００９７】
そして、個々のドプラ周波数ｆｄについて見ると、ドプラ周波数ｆｄが小さいほど目標位置における極大傾向が強い。特に、ドプラ周波数ｆｄ＝０の場合、つまり固定目標の場合には、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）においてのみに鋭い選択特性となることは上述したとおりである。
【００９８】
これに対し、ドプラ周波数ｆｄが大きくなるに従って、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）以外におけるドプラ電力スペクトラムＰ１の値が大きくなり、目標位置における位置選択性が劣化する。
【００９９】
そこで、図１の超音波診断装置では、不要波処理部４０が目標位置における位置選択性の劣化を抑えて、目標位置の位置選択性を改善している。次に、位置選択性の改善について説明する。
【０１００】
＜位置選択性の改善について＞
数２５式に示されるドプラ電力スペクトラムＰ１は、図１のミキサ３０からＬＰＦ３６，３８を介して得られる数２０式の復調信号を数値パターンの１周期に亘って、つまりＮＴ時間に亘って加算処理して得られるものである。加算前の数２０式は、ｆｋｌ−ｆｄという周波数成分を含んでおり、数１０式に示されるようにｆｋｌは周波数ｆＮの整数倍となる。
【０１０１】
一方、必要とされる信号はｋ＝ｌの条件を満足する目標位置からのドプラ信号である。例えば図６に示した単純な加算処理により、復調信号を数値パターンの１周期に亘ってＮサンプルずつ加算すると、加算結果はＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理からｆＮ／２となる。
【０１０２】
このように、必要とされる目標位置に関するドプラ信号の最大周波数はｆＮ／２であるのに対して、図５に示したように、目標位置以外のドプラ信号は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、最大周波数がｆＮ／２である目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。
【０１０３】
そこで、図１の不要波処理部４０は、復調信号に含まれる目標位置以外の比較的高い周波数成分を不要波とし、その不要波の少なくとも一部を復調信号から除去する。そのために、不要波処理部４０は、復調信号のＩ信号成分とＱ信号成分の各々に対応したＬＰＦを備えている。そして、これらのＬＰＦの各々が、例えば図５に示す特性７０とされる。つまり、比較的低い周波数帯域にある目標位置のドプラ信号ｆｄ１を通過させ、比較的高い周波数帯域にある目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５が遮断される。例えば、各ＬＰＦの遮断周波数（カットオフ周波数）がｆＮ／２に設定される。
【０１０４】
図１の不要波処理部４０が備えるＬＰＦの具体例としては、例えば、次式の伝達特性を備えた次数ｉのバタワス型ＬＰＦなどがある。次式において、ｆは処理される信号の周波数であり、ｆＣは遮断周波数（カットオフ周波数）である。
【０１０５】
【数２８】
【０１０６】
不要波処理部４０において処理される復調信号はｆｋｌ−ｆｄという周波数成分を含んでいるため、数２８式における周波数ｆが次式のようにｆｋｌ−ｆｄとされる。
【０１０７】
【数２９】
【０１０８】
数２９式に示す伝達特性のＬＰＦを復調信号に作用させてから、その復調信号を１周期（Ｎサンプル）に亘って加算処理して得られる信号の電力スペクトラムは、数２５式と数２９式から次式のように計算することができる。なお、次式では、次数ｉ＝１である１次のバタワス型ＬＰＦについて、遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２としている。
【０１０９】
【数３０】
【０１１０】
そして、図７における具体例と同じ条件で、つまり、符号系列の長さをＮ＝２００、１符号長をＴ＝１μｓ（マイクロ秒）、符号系列の繰り返し長をＴＮ＝２００μｓ、符号系列の繰り返し周波数をｆＮ＝５ｋＨｚとし、さらに、遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２＝２．５ｋＨｚとして１次（ｉ＝１）のバタワス型ＬＰＦにより、数３０式から得られる計算結果の具体例を示すと図８のようになる。
【０１１１】
図８は、不要波を除去して得られるドプラ電力スペクトラムの具体例を示す図である。図８に示す計算結果は、数３０式から得られるものであり、不要波処理部４０（図１）において遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２＝２．５ｋＨｚとした１次（ｉ＝１）のバタワス型ＬＰＦを利用すること以外は、図７と同じ条件により得られている。なお、図７と同様に、図８の横軸は、目標位置からの距離をｋ−ｌで表現しており、図８の縦軸は、電力スペクトラムＰ１の値（相対値）を示している。
【０１１２】
また、図８においても、複数のドプラ周波数ｆｄについて、各ドプラ周波数ｆｄごとに計算結果が示されている。複数のドプラ周波数ｆｄに関する全体的な特性として、目標位置つまり横軸のｋ−ｌ＝０の位置と、目標位置から符号系列の１周期（Ｎ＝２００）に相当する距離だけ離れたｋ−ｌ＝２００の位置において、ドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極大値となる。なお、ｋ−ｌ＝２００の位置は、符号系列（Ｎ＝２００）が１周して再び一致している位置である。
【０１１３】
そして、図７の計算結果と比較すると、図８においては、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）以外におけるドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極めて小さくなっている。つまり目標位置に関する位置選択性が向上している。
【０１１４】
なお、数２９式に示したバタワス型ＬＰＦの次数ｉを増加させることにより、つまり２次，３次等のバタワス型ＬＰＦを用いることにより、位置選択性をさらに改善することも可能である。もちろん、バタワス型ＬＰＦに代えて、他の公知のフィルタ、例えばチェビシェフ型、ガウシアン型（トムソン型とも呼ばれる）のＬＰＦなどを利用してもよい。
【０１１５】
このように、図１の不要波処理部４０においてＬＰＦにより、復調信号に含まれる目標位置以外の比較的高い周波数成分を不要波とし、その不要波の少なくとも一部を復調信号から除去することにより、目標位置に関する位置選択性を向上させることができる。
【０１１６】
＜最大ドプラ周波数の拡大について＞
図１の超音波診断装置では、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、図６にも示したように、数１式に示される数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って復調信号が加算処理する。また、例えば図６に示した単純な加算処理により、復調信号を数値パターンの１周期に亘ってＮサンプルずつ加算すると、加算結果はＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理からｆＮ／２となる。これに対し、以下に説明する加算処理により、測定可能なドプラ信号の最大周波数（最大ドプラ周波数）を拡大することが可能になる。
【０１１７】
図１の超音波診断装置において、合成処理部２４は、パターン長Ｎの位相パターン（図２参照）を繰り返すように連続波の送信信号を出力する。そして、受信ミキサ３０からＦＦＴ処理部５０までの受信処理において、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることによりパターン長Ｎに対応したｑブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。こうして抽出されたｑブロックに亘る部分的な復調信号が周波数解析処理される。
【０１１８】
図９は、最大ドプラ周波数を拡大する加算処理を説明するための図である。この加算処理は、ミキサ３２から加算部４６において処理される同相信号成分とミキサ３４から加算部４８において処理される直交信号成分の各々について実行される。
【０１１９】
図９には、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返す連続波の送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。つまり、図９に示す復調信号列は、各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な復調信号を得られた順に並べた信号列である。
【０１２０】
復調信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｑは、ｐビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号（部分的な加算復調信号）を示している。例えば、ＳＵＭ１は、１番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、２番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎがｑ個のブロックで構成されるため、パターン長Ｎの期間内にｑ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。
【０１２１】
そして、復調信号列内でｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ、段階的にパターン長Ｎに対応したｑブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。つまり、図９に示す信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出されてメモリ等に記憶される。
【０１２２】
信号列Ｙ１は、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１からＳＵＭｑまでのｑ個の加算結果で構成されている。そして、信号列Ｙ１の次に抽出される信号列Ｙ２は、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２からＳＵＭｑまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｑ個の加算結果で構成されている。さらに、信号列Ｙ２の次に抽出される信号列Ｙ３は、ＳＵＭ３を先頭としてＳＵＭ３からＳＵＭｑまでの加算結果の後にＳＵＭ１とＳＵＭ２を加えたｑ個の加算結果で構成されている。このように、先頭ブロックが段階的にシフトされつつ、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出される。
【０１２３】
なお、１ビットの時間長をＴとすると、ｐビットの時間長はｐＴとなり、ｐビットごとに得られるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・の時間間隔はｐＴとなる。そのため、次々に抽出される信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・の時間間隔もｐＴとなる。抽出された信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、メモリ等に記憶され、ＦＦＴ処理部５０（図１）において周波数解析処理される。
【０１２４】
信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換され、信号列Ｙ１に対応した周波数スペクトラムＳＰ１、信号列Ｙ２に対応した周波数スペクトラムＳＰ２、・・・が例えば時間間隔ｐＴで次々に形成される。そして、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑまでの結果が得られると、これらの周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１２５】
複数の信号列Ｙ１〜Ｙｑに対応した複数の周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。例えば、複数の信号列Ｙ１〜Ｙｑの先頭ブロック同士が加算されることに相当する。つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｑまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、先頭ブロック以外においても、信号列Ｙ１〜Ｙｑまでの複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｑまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。つまり、復調信号が数値パターンの１周期に亘って全て加算処理される。
【０１２６】
周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑが得られると、時間間隔ｐＴ後に、次の周波数スペクトラムＳＰ１を得ることができる。したがって、例えば、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑまでの加算結果が得られてから、時間間隔ｐＴ後に、周波数スペクトラムＳＰ２〜ＳＰｑ，ＳＰ１までの加算結果を得ることができる。つまり、時間間隔ｐＴで次々に周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１２７】
図６に示した単純な加算処理と比較すると、図６においては加算結果がＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮ＝１／ＮＴとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理から１／２ＮＴとなる。
【０１２８】
これに対し、図９を利用して説明した加算処理では、加算結果がｐＴ時間ごとに得られる。Ｎ≧ｐであるためｐＴはＮＴ以下となる。そして、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理から１／２ｐＴとなる。つまり、最大ドプラ周波数が、図６の場合の１／２ＮＴから、図９の加算処理により１／２ｐＴに拡大される。
【０１２９】
こうして、図１のＦＦＴ処理部５０において、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑの加算結果が得られると、ドプラ情報解析部５２において、その加算結果の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ３０において直交検波をしているため、流速等の極性を判断することもできる。
【０１３０】
さらに、最大ドプラ周波数が拡大されることに伴い、図１の不要波処理部４０が備える各ＬＰＦの遮断周波数（カットオフ周波数）が調整されてもよい。例えば、拡大された最大ドプラ周波数１／２ｐＴに応じて、システム制御部６０が不要波処理部４０の各ＬＰＦの遮断周波数を１／２ｐＴに設定して、各ＬＰＦの通過帯域を制御する。これにより、不要波処理部４０の各ＬＰＦが適宜に調整されて目標位置に関する位置選択性を向上させつつ、図９に示した加算処理により最大ドプラ周波数を拡大することが可能になる。
【０１３１】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１３２】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４０ 不要波処理部、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。さらに、本願の発明者は、特許文献３において、デジタル変調処理を施した連続波に関する技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【特許文献３】特開２００９−２９１２９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１から３に記載された連続波ドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、超音波の連続波を利用した技術において目標位置の選択性を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的な数値パターンに基づいて得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、前記数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る復調処理部と、目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分とを含んだ前記復調信号に対してフィルタ処理を施すことにより、前記比較的高い周波数成分の少なくとも一部を除去する不要波処理部と、フィルタ処理された復調信号に基づいて目標位置の生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
望ましい具体例において、前記不要波処理部は、前記目標位置から得られる比較的低い周波数成分を通過させるローパスフィルタを備え、前記生体内情報抽出部は、前記生体内情報として復調信号からドプラ信号を抽出する、ことを特徴とする。
【００１０】
望ましい具体例において、前記ドプラ信号の測定可能な最大周波数に応じて前記ローパスフィルタの通過帯域が制御される、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って周期的に位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記正弦パターンは、Ｎ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記フィルタ処理された復調信号を周期方向に亘って加算処理するにあたり、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割し、各ブロックごとに復調信号を加算処理して部分的な加算復調信号を得る、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な加算復調信号を得られた順に並べた信号列内で、ｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎを構成するｑブロックに亘るｑ個の部分的な加算復調信号を抽出してそれらを加算処理することにより、パターン長Ｎに亘る復調信号の加算処理を実現する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明により、超音波の連続波を利用した技術において目標位置の選択性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】位相シフト連続波の送信信号に関する時間変化波形を示す図である。
【図３】参照信号と受信信号の時間的な対応関係を示す図である。
【図４】復調信号の位相変化の具体例を示す図である。
【図５】復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図６】復調信号が加算処理される様子を示す図である。
【図７】電力スペクトラムに関する計算結果の具体例を示す図である。
【図８】不要波を除去して得られる電力スペクトラムの具体例を示す図である。
【図９】最大ドプラ周波数を拡大する加算処理を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１８】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００１９】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２０】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２１】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２２】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２３】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２４】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２５】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２６】
不要波処理部４０は、復調信号に含まれる不要波を低減または除去するものであり、復調信号のＩ信号成分とＱ信号成分の各々に対応したＬＰＦ（ローパスフィルタ）を備えている。受信ミキサ３０からＬＰＦ３６，３８を介して得られる復調信号には、後に詳述するように、目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分が含まれている。そこで、不要波処理部４０は、目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分を不要波として、その不要波の少なくとも一部を除去する。
【００２７】
加算部４６，４８は、不要波処理部４０から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００２８】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２９】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３０】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３１】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置における位相シフト処理や、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される位置選択性などについて、以下に詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３２】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３３】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａｎが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂｎが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｎはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３４】
【数１】
【００３５】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。なお、次式において送信信号の振幅をＡ１としている。また、その連続波（位相シフト連続波）の具体例を示すと図２のようになる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
図２は、位相シフト連続波の送信信号に関する時間変化波形を示す図である。図２に示される送信信号の波形は、数１式におけるパターン長をＮ＝８（ｎ＝０〜７）として、数２式から得られる。例えば、図２に示すような位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波が利用される。なお、超音波診断装置内において実際に利用される場合には、パターン長Ｎが例えば数百程度に設定される。もちろん、測定対象物や診断の種類などに応じてパターン長Ｎが設定されてもよい。
【００３８】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｋは任意の自然数である。また、ξは１／２ビット長以下の時間である。
【００３９】
【数３】
【００４０】
そして、送信信号を基準とした受信信号の遅延時間（送受信時間差）をτとし、受信信号の振幅をＡ２とすると、ドプラシフトによる位相の変化量ωｄをともなった受信信号は次式にように表現される。なお、次式においては反射時における位相回転量φも考慮されている。
【００４１】
【数４】
【００４２】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。遅延回路２５における参照信号の遅延量をｌＴ（ｌ：英字のエル）とすると、遅延回路２５からミキサ３２に送られる参照信号ｖｒｅｆ１と、遅延回路２５からπ／２シフト回路２６を介してミキサ３４に送られる参照信号ｖｒｅｆ２は、それぞれ次のように表現される。
【００４３】
【数５】
【００４４】
図３は、参照信号と受信信号の時間的な対応関係を示す図である。図示しない送信信号との比較において、参照信号は遅延回路２５で遅延量ｌＴだけ遅延されるため、この遅延に伴う符号のずれ数はｌ（エル）となる。そこで、図３において、参照信号内の中央に示す１ビット期間Ｔの符号をａｎ−ｌ，ｂｎ−ｌとしている。
【００４５】
一方、図示しない送信信号との比較において、受信信号は送受信時間差τ（数３式）だけ遅れる。受信信号は連続的な様々な深さから得られるため、図３においては、１／２ビット長以下の微小時間であるξを考慮して、ＩからＩＩＩまでの受信信号を示している。
【００４６】
受信信号ＩＩは、ξ＝０の場合であり、受信信号ＩＩと参照信号との間において互いの符号切り換わりのタイミングが一致している。これに対し、受信信号Ｉと受信信号ＩＩＩはξが０でない場合であり、受信信号と参照信号との間において互いの符号切り換わりのタイミングがずれている。
【００４７】
そこで、参照信号の符号を基準とし、時間長がＴである各符号の例えば中央時点を乗算サンプリングの時刻（乗算タイミング）とする。これにより、図３に示す受信信号Ｉ，ＩＩＩのように、ξが比較的小さい場合において、受信信号ＩＩの場合と同じ乗算結果が得られてξの影響を無視することができる。
【００４８】
図１のミキサ３２における乗算を数式で示すと次式のようになり、乗算結果としてベースバンド成分（復調信号）が得られる。なお、次式の計算過程において２ωｃｔの項は、ミキサ３２の後段に設けられたＬＰＦ３６により除去される。
【００４９】
【数６】
【００５０】
また、数６式の最終結果の位相項のうち、時間ｔに無関係な部分を数７式のように定義すると、数６式の最終結果が数８式のように簡潔に表現される。
【００５１】
【数７】
【００５２】
【数８】
【００５３】
さらに、数８式に数１式を適用したものが数９式であり、数９式において数１０式の定義を利用すると数１１式となる。このように、ミキサ３２における乗算後にＬＰＦ３６を介して出力される復調信号の同相信号成分が最終的に数１１式のように表現される。
【００５４】
【数９】
【００５５】
【数１０】
【００５６】
【数１１】
【００５７】
一方、図１のミキサ３４における乗算を数式で示すと次式のようになり、乗算結果としてベースバンド成分（復調信号）が得られる。なお、次式の計算過程において２ωｃｔの項は、ミキサ３４の後段に設けられたＬＰＦ３８により除去され、また、時間ｔに無関係な部分については数７式の定義を利用している。
【００５８】
【数１２】
【００５９】
さらに、数１２式に数１式と数１０式を適用すると数１３式となる。つまり、ミキサ３４における乗算後にＬＰＦ３８を介して出力される復調信号の直交信号成分が最終的に数１３式のように表現される。
【００６０】
【数１３】
【００６１】
そして、同相信号成分（数１１式）と直交信号成分（数１３式）を複素表現でまとめると、復調信号Ｚ（ｔ）を次式のように複素形式で表現することができる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
復調信号Ｚ（ｔ）は、数１４式に示すように、ドプラ周波数ｆｄに応じて位相が時間的に変化することに加えて、時間間隔Ｔごとに位相が２πｆｋｌだけ変化している。なお、数１４式のΨｋｌは時間によって変化しない定数項である。
【００６４】
また、復調信号Ｚ（ｔ）は、例えば図３に示した乗算サンプリングのタイミングで時間間隔Ｔごとに得られる。そこで、符号の番号ｎ（数１式等参照）と各符号の時間長でもあるＴを利用して乗算サンプリングの時刻をｔ＝ｎＴと表現すると、数１４式から数１５式が得られる。そして、番号ｎの値の変化にしたがって数１５式から得られる復調信号の位相を具体的に示すと図４のようになる。
【００６５】
【数１５】
【００６６】
図４は、復調信号の位相変化の具体例を示す図である。図４には、数１５式において番号ｎの値を変化させた場合に得られる位相の値が示されている。図４に示すように、数１５式の復調信号は、時間ＮＴの間に、つまり数値パターン（数１式）の一周期の間に、位相が２π（ｆｋｌ−ｆｄ）ＮＴラジアンだけ回転する正弦波となる。そして、その正弦波の周波数は次式のようになる。
【００６７】
【数１６】
【００６８】
以上までの解析結果から得られる復調信号の特性についてまとめると次のようになる。（１）復調信号内には、ｋ−ｌ（ｌ：英字のエル）つまり受信信号と参照信号との間の位相差に応じた周波数成分ｆｋｌ−ｆｄが含まれている。
（２）ｋ＝ｌの場合、つまり参照信号との間の位相差が０となる目標位置からの受信信号は、数１０式からｆｋｌ＝０であるため、復調信号内において周波数がｆｄとなる。この周波数ｆｄが観測対象となるドプラ周波数ｆｄである。
（３）ｋ≠ｌの場合、つまり目標位置以外からの受信信号は、復調信号内において周波数がｆｋｌ−ｆｄとなる。また、目標位置から離れるに従って、数１０式に示すようにｆｋｌが大きくなるため、周波数ｆｋｌ−ｆｄはドプラ周波数ｆｄから高周波側に移行する。
（４）周波数ｆｋｌは、数１０式に示すようにｋ−ｌに比例しており、ｋとｌが自然数であるため、周波数ｆＮの整数倍となる。なお、周波数ｆｋｌの最大値は、復調信号のサンプリング間隔が時間Ｔであるため、次式のようになる。
【００６９】
【数１７】
【００７０】
図５は、復調信号の周波数スペクトラムを示す図であり、図５には、数１５式の復調信号に関する周波数スペクトラムの具体例が図示されている。ドプラ信号ｆｄ１は、目標位置から得られる受信信号に含まるドプラ信号であり、ｋ＝ｌの場合つまり数１５式においてｆｋｌ＝０とした場合のドプラ信号ｆｄである。ｆｋｌ＝０であるため、ドプラ信号ｆｄ１は、比較的低い周波数帯域に現れる。
【００７１】
これに対し、ドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、目標位置以外の受信信号に含まるドプラ信号を示している。目標位置以外ではｋ≠ｌとなり、数１５式のｆｋｌがｆＮの整数倍となる。そのため、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。
【００７２】
また、図５には、不要波処理部４０（図１）のＬＰＦ（ローパスフィルタ）の特性７０が示されている。不要波処理部４０は、例えば図５に示す特性７０のＬＰＦを利用して、目標位置以外の不要波であるドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５等を低減または除去する。これにより、目標位置に関する位置選択性を改善している。そこで、以下に位置選択の原理と位置選択性の改善について説明する。
【００７３】
＜位置選択の原理について＞
図１の超音波診断装置では、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、数１式に示される数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って、復調信号が加算処理される。
【００７４】
数１４式の復調信号Ｚ（ｔ）は、時間間隔Ｔごとにサンプリングされる。そこで、符号の番号ｎ（０〜Ｎ−１の整数）と、符号の繰り返し回数ｍ（０〜Ｍ−１の整数）と、各符号の時間長でもあるＴを利用して、復調信号のサンプリング時刻をｔｎ＝ｎＴ＋ｍＮＴと表現すると、数１４式から数１８式が得られる。また、数１０式に基づいて数１９式が導かれる。
【００７５】
【数１８】
【００７６】
【数１９】
【００７７】
数１９式においてｍ，ｋ，ｌ（エル）は全て整数であるため、数１９式の結果は常に２πの整数倍となる。その結果を数１８式に適用すると次式のとおりとなる。
【００７８】
【数２０】
【００７９】
目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、数２０式に示される復調信号が数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って、次式に示すように加算処理される。
【００８０】
【数２１】
【００８１】
数２１式の結果に対して、初項が１で公比がｒの等比級数に関する数２２式の公式を適用すると、ｆｋｌ＝ｆｄの場合には数２３式が得られ、ｆｋｌ≠ｆｄの場合には数２４式が得られる。
【００８２】
【数２２】
【００８３】
【数２３】
【００８４】
【数２４】
【００８５】
数２３式または数２４式により得られる信号は、周波数ｆｄの複素正弦波である。そのため、例えば、数２３式または数２４式を周波数解析処理することにより、周波数ｆｄつまりドプラ信号の周波数を抽出することができる。特に、目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。
【００８６】
図６は、復調信号が加算処理される様子を示す図である。図６の（Ａ）は、数２０式の復調信号ＺＳを時間Ｔごとにサンプリングした結果を複数のパルスで表現している。また図６の（Ｂ１）（Ｂ２）は、復調信号ＺＳを１周期（Ｎサンプル）に亘って加算処理して得られる数２３式と数２４式のｗｍを複数のパルスで表現している。
【００８７】
数２４式に示すｗｍの電力スペクトラムは次式のように表現される。なお、数２４式におけるＢは定数であるので次式において省略している。
【００８８】
【数２５】
【００８９】
まず、固定目標から得られる電力スペクトラムの特性について確認する。固定目標の場合にはｆｄ＝０であり、さらに数１０式を適用すると、固定目標から得られる電力スペクトラムは次式のようになる。
【００９０】
【数２６】
【００９１】
目標位置以外では、ｋ−ｌ≠０であるため、数２６式の結果は常に０（ゼロ）となる。目標位置においてはｋ−ｌ＝０のためｆｋｌ＝０となり、また固定目標のためｆｄ＝０であり、数２３式からｗｍの振幅がＮとなる。つまり、固定目標の場合には、目標位置において鋭い選択特性となる。
【００９２】
次に、移動目標から得られる電力スペクトラムの特性について確認する。符号系列の長さ（数値パターンのパターン長）をＮ＝２００、１符号長をＴ＝１μｓ（マイクロ秒）、符号系列の繰り返し長をＴＮ＝２００μｓ、符号系列の繰り返し周波数をｆＮ＝５ｋＨｚとして、数２５式から得られる計算結果の具体例を示すと図７のようになる。
【００９３】
図７は、ドプラ電力スペクトラムに関する計算結果の具体例を示す図である。つまり、数２５式から、Ｎ＝２００，Ｔ＝１μｓ，ＴＮ＝２００μｓ，ｆＮ＝５ｋＨｚの場合に得られるドプラ電力スペクトラムＰ１に関する計算結果が図７に示されている。
【００９４】
図７の横軸は、目標位置からの距離をｋ−ｌで表現している。つまり、目標位置においてはｋ＝ｌのためその距離が０（ゼロ）となり、目標位置からずれるに従ってｋ−ｌが大きくなるため、距離も大きくなる。生体内における実際の距離は、超音波の伝播速度をｃとすると数２７式により得られる。なお、図７の縦軸は、電力スペクトラムＰ１の値（相対値）を示している。
【００９５】
【数２７】
【００９６】
図７には、複数のドプラ周波数ｆｄについて、各ドプラ周波数ｆｄごとに計算結果が示されている。複数のドプラ周波数ｆｄに関する全体的な特性として、目標位置つまり横軸のｋ−ｌ＝０の位置と、目標位置から符号系列の１周期（Ｎ＝２００）に相当する距離だけ離れたｋ−ｌ＝２００の位置において、ドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極大値となる。なお、ｋ−ｌ＝２００の位置は、符号系列（Ｎ＝２００）が１周して再び一致している位置である。
【００９７】
そして、個々のドプラ周波数ｆｄについて見ると、ドプラ周波数ｆｄが小さいほど目標位置における極大傾向が強い。特に、ドプラ周波数ｆｄ＝０の場合、つまり固定目標の場合には、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）においてのみに鋭い選択特性となることは上述したとおりである。
【００９８】
これに対し、ドプラ周波数ｆｄが大きくなるに従って、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）以外におけるドプラ電力スペクトラムＰ１の値が大きくなり、目標位置における位置選択性が劣化する。
【００９９】
そこで、図１の超音波診断装置では、不要波処理部４０が目標位置における位置選択性の劣化を抑えて、目標位置の位置選択性を改善している。次に、位置選択性の改善について説明する。
【０１００】
＜位置選択性の改善について＞
数２５式に示されるドプラ電力スペクトラムＰ１は、図１のミキサ３０からＬＰＦ３６，３８を介して得られる数２０式の復調信号を数値パターンの１周期に亘って、つまりＮＴ時間に亘って加算処理して得られるものである。加算前の数２０式は、ｆｋｌ−ｆｄという周波数成分を含んでおり、数１０式に示されるようにｆｋｌは周波数ｆＮの整数倍となる。
【０１０１】
一方、必要とされる信号はｋ＝ｌの条件を満足する目標位置からのドプラ信号である。例えば図６に示した単純な加算処理により、復調信号を数値パターンの１周期に亘ってＮサンプルずつ加算すると、加算結果はＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理からｆＮ／２となる。
【０１０２】
このように、必要とされる目標位置に関するドプラ信号の最大周波数はｆＮ／２であるのに対して、図５に示したように、目標位置以外のドプラ信号は、周波数ｆＮ，２ｆＮ，３ｆＮ・・・の近傍に現れる。つまり、最大周波数がｆＮ／２である目標位置のドプラ信号ｆｄ１に比べて、目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５は、比較的高い周波数帯域に現れる。
【０１０３】
そこで、図１の不要波処理部４０は、復調信号に含まれる目標位置以外の比較的高い周波数成分を不要波とし、その不要波の少なくとも一部を復調信号から除去する。そのために、不要波処理部４０は、復調信号のＩ信号成分とＱ信号成分の各々に対応したＬＰＦを備えている。そして、これらのＬＰＦの各々が、例えば図５に示す特性７０とされる。つまり、比較的低い周波数帯域にある目標位置のドプラ信号ｆｄ１を通過させ、比較的高い周波数帯域にある目標位置以外のドプラ信号ｆｄ２〜ｆｄ５が遮断される。例えば、各ＬＰＦの遮断周波数（カットオフ周波数）がｆＮ／２に設定される。
【０１０４】
図１の不要波処理部４０が備えるＬＰＦの具体例としては、例えば、次式の伝達特性を備えた次数ｉのバタワス型ＬＰＦなどがある。次式において、ｆは処理される信号の周波数であり、ｆＣは遮断周波数（カットオフ周波数）である。
【０１０５】
【数２８】
【０１０６】
不要波処理部４０において処理される復調信号はｆｋｌ−ｆｄという周波数成分を含んでいるため、数２８式における周波数ｆが次式のようにｆｋｌ−ｆｄとされる。
【０１０７】
【数２９】
【０１０８】
数２９式に示す伝達特性のＬＰＦを復調信号に作用させてから、その復調信号を１周期（Ｎサンプル）に亘って加算処理して得られる信号の電力スペクトラムは、数２５式と数２９式から次式のように計算することができる。なお、次式では、次数ｉ＝１である１次のバタワス型ＬＰＦについて、遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２としている。
【０１０９】
【数３０】
【０１１０】
そして、図７における具体例と同じ条件で、つまり、符号系列の長さをＮ＝２００、１符号長をＴ＝１μｓ（マイクロ秒）、符号系列の繰り返し長をＴＮ＝２００μｓ、符号系列の繰り返し周波数をｆＮ＝５ｋＨｚとし、さらに、遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２＝２．５ｋＨｚとして１次（ｉ＝１）のバタワス型ＬＰＦにより、数３０式から得られる計算結果の具体例を示すと図８のようになる。
【０１１１】
図８は、不要波を除去して得られるドプラ電力スペクトラムの具体例を示す図である。図８に示す計算結果は、数３０式から得られるものであり、不要波処理部４０（図１）において遮断周波数をｆＣ＝ｆＮ／２＝２．５ｋＨｚとした１次（ｉ＝１）のバタワス型ＬＰＦを利用すること以外は、図７と同じ条件により得られている。なお、図７と同様に、図８の横軸は、目標位置からの距離をｋ−ｌで表現しており、図８の縦軸は、電力スペクトラムＰ１の値（相対値）を示している。
【０１１２】
また、図８においても、複数のドプラ周波数ｆｄについて、各ドプラ周波数ｆｄごとに計算結果が示されている。複数のドプラ周波数ｆｄに関する全体的な特性として、目標位置つまり横軸のｋ−ｌ＝０の位置と、目標位置から符号系列の１周期（Ｎ＝２００）に相当する距離だけ離れたｋ−ｌ＝２００の位置において、ドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極大値となる。なお、ｋ−ｌ＝２００の位置は、符号系列（Ｎ＝２００）が１周して再び一致している位置である。
【０１１３】
そして、図７の計算結果と比較すると、図８においては、目標位置（１周期だけ離れた位置を含む）以外におけるドプラ電力スペクトラムＰ１の値が極めて小さくなっている。つまり目標位置に関する位置選択性が向上している。
【０１１４】
なお、数２９式に示したバタワス型ＬＰＦの次数ｉを増加させることにより、つまり２次，３次等のバタワス型ＬＰＦを用いることにより、位置選択性をさらに改善することも可能である。もちろん、バタワス型ＬＰＦに代えて、他の公知のフィルタ、例えばチェビシェフ型、ガウシアン型（トムソン型とも呼ばれる）のＬＰＦなどを利用してもよい。
【０１１５】
このように、図１の不要波処理部４０においてＬＰＦにより、復調信号に含まれる目標位置以外の比較的高い周波数成分を不要波とし、その不要波の少なくとも一部を復調信号から除去することにより、目標位置に関する位置選択性を向上させることができる。
【０１１６】
＜最大ドプラ周波数の拡大について＞
図１の超音波診断装置では、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出するために、図６にも示したように、数１式に示される数値パターン（正弦パターンと余弦パターン）の１周期に亘って、つまりパターン長Ｎに亘って復調信号が加算処理する。また、例えば図６に示した単純な加算処理により、復調信号を数値パターンの１周期に亘ってＮサンプルずつ加算すると、加算結果はＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理からｆＮ／２となる。これに対し、以下に説明する加算処理により、測定可能なドプラ信号の最大周波数（最大ドプラ周波数）を拡大することが可能になる。
【０１１７】
図１の超音波診断装置において、合成処理部２４は、パターン長Ｎの位相パターン（図２参照）を繰り返すように連続波の送信信号を出力する。そして、受信ミキサ３０からＦＦＴ処理部５０までの受信処理において、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることによりパターン長Ｎに対応したｑブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。こうして抽出されたｑブロックに亘る部分的な復調信号が周波数解析処理される。
【０１１８】
図９は、最大ドプラ周波数を拡大する加算処理を説明するための図である。この加算処理は、ミキサ３２から加算部４６において処理される同相信号成分とミキサ３４から加算部４８において処理される直交信号成分の各々について実行される。
【０１１９】
図９には、パターン長Ｎの位相パターンを繰り返す連続波の送信信号を利用した場合に得られる復調信号が示されている。つまり、図９に示す復調信号列は、各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な復調信号を得られた順に並べた信号列である。
【０１２０】
復調信号列に含まれるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・，ＳＵＭｑは、ｐビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号（部分的な加算復調信号）を示している。例えば、ＳＵＭ１は、１番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果であり、ＳＵＭ２は、２番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎがｑ個のブロックで構成されるため、パターン長Ｎの期間内にｑ個の加算結果（ＳＵＭ）が得られる。
【０１２１】
そして、復調信号列内でｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ、段階的にパターン長Ｎに対応したｑブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。つまり、図９に示す信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出されてメモリ等に記憶される。
【０１２２】
信号列Ｙ１は、ＳＵＭ１を先頭としてＳＵＭ１からＳＵＭｑまでのｑ個の加算結果で構成されている。そして、信号列Ｙ１の次に抽出される信号列Ｙ２は、ＳＵＭ２を先頭としてＳＵＭ２からＳＵＭｑまでの加算結果の後にＳＵＭ１を加えたｑ個の加算結果で構成されている。さらに、信号列Ｙ２の次に抽出される信号列Ｙ３は、ＳＵＭ３を先頭としてＳＵＭ３からＳＵＭｑまでの加算結果の後にＳＵＭ１とＳＵＭ２を加えたｑ個の加算結果で構成されている。このように、先頭ブロックが段階的にシフトされつつ、信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・が次々に抽出される。
【０１２３】
なお、１ビットの時間長をＴとすると、ｐビットの時間長はｐＴとなり、ｐビットごとに得られるＳＵＭ１，ＳＵＭ２，・・・の時間間隔はｐＴとなる。そのため、次々に抽出される信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・の時間間隔もｐＴとなる。抽出された信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、メモリ等に記憶され、ＦＦＴ処理部５０（図１）において周波数解析処理される。
【０１２４】
信号列Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，・・・は、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換され、信号列Ｙ１に対応した周波数スペクトラムＳＰ１、信号列Ｙ２に対応した周波数スペクトラムＳＰ２、・・・が例えば時間間隔ｐＴで次々に形成される。そして、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑまでの結果が得られると、これらの周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１２５】
複数の信号列Ｙ１〜Ｙｑに対応した複数の周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑを加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。例えば、複数の信号列Ｙ１〜Ｙｑの先頭ブロック同士が加算されることに相当する。つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＳＵＭ１からＳＵＭｑまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、先頭ブロック以外においても、信号列Ｙ１〜Ｙｑまでの複数の加算結果（ＳＵＭ）が加算され、ＳＵＭ１からＳＵＭｑまでの部分的な復調信号が全て加算処理されることに等しい。つまり、復調信号が数値パターンの１周期に亘って全て加算処理される。
【０１２６】
周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑが得られると、時間間隔ｐＴ後に、次の周波数スペクトラムＳＰ１を得ることができる。したがって、例えば、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑまでの加算結果が得られてから、時間間隔ｐＴ後に、周波数スペクトラムＳＰ２〜ＳＰｑ，ＳＰ１までの加算結果を得ることができる。つまり、時間間隔ｐＴで次々に周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１２７】
図６に示した単純な加算処理と比較すると、図６においては加算結果がＮＴ時間ごとに得られる。つまり、この場合には、必要とされるドプラ信号がＮＴ時間ごとにサンプリングされることになる。そのサンプリング周波数はｆＮ＝１／ＮＴとなる。したがって、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理から１／２ＮＴとなる。
【０１２８】
これに対し、図９を利用して説明した加算処理では、加算結果がｐＴ時間ごとに得られる。Ｎ≧ｐであるためｐＴはＮＴ以下となる。そして、この場合に測定可能なドプラ信号の最大周波数はサンプリング定理から１／２ｐＴとなる。つまり、最大ドプラ周波数が、図６の場合の１／２ＮＴから、図９の加算処理により１／２ｐＴに拡大される。
【０１２９】
こうして、図１のＦＦＴ処理部５０において、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰｑの加算結果が得られると、ドプラ情報解析部５２において、その加算結果の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ３０において直交検波をしているため、流速等の極性を判断することもできる。
【０１３０】
さらに、最大ドプラ周波数が拡大されることに伴い、図１の不要波処理部４０が備える各ＬＰＦの遮断周波数（カットオフ周波数）が調整されてもよい。例えば、拡大された最大ドプラ周波数１／２ｐＴに応じて、システム制御部６０が不要波処理部４０の各ＬＰＦの遮断周波数を１／２ｐＴに設定して、各ＬＰＦの通過帯域を制御する。これにより、不要波処理部４０の各ＬＰＦが適宜に調整されて目標位置に関する位置選択性を向上させつつ、図９に示した加算処理により最大ドプラ周波数を拡大することが可能になる。
【０１３１】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【符号の説明】
【０１３２】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４０ 不要波処理部、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な数値パターンに基づいて得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
前記数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る復調処理部と、
目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分とを含んだ前記復調信号に対してフィルタ処理を施すことにより、前記比較的高い周波数成分の少なくとも一部を除去する不要波処理部と、
フィルタ処理された復調信号に基づいて目標位置の生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記不要波処理部は、前記目標位置から得られる比較的低い周波数成分を通過させるローパスフィルタを備え、
前記生体内情報抽出部は、前記生体内情報として復調信号からドプラ信号を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ信号の測定可能な最大周波数に応じて前記ローパスフィルタの通過帯域が制御される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、
前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って周期的に位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
前記正弦パターンは、Ｎ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記フィルタ処理された復調信号を周期方向に亘って加算処理するにあたり、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割し、各ブロックごとに復調信号を加算処理して部分的な加算復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な加算復調信号を得られた順に並べた信号列内で、ｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎを構成するｑブロックに亘るｑ個の部分的な加算復調信号を抽出してそれらを加算処理することにより、パターン長Ｎに亘る復調信号の加算処理を実現する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
周期的な数値パターンに基づいて得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
前記数値パターンに基づいて得られる参照信号を利用して、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る復調処理部と、
目標位置から得られる比較的低い周波数成分と目標位置以外から得られる比較的高い周波数成分とを含んだ前記復調信号に対してフィルタ処理を施すことにより、前記比較的高い周波数成分の少なくとも一部を除去する不要波処理部と、
フィルタ処理された復調信号に基づいて目標位置の生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記不要波処理部は、前記目標位置から得られる比較的低い周波数成分を通過させるローパスフィルタを備え、
前記生体内情報抽出部は、前記生体内情報として復調信号からドプラ信号を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記ドプラ信号の測定可能な最大周波数に応じて前記ローパスフィルタの通過帯域が制御される、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、
前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って周期的に位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項４に記載の超音波診断装置において、
前記正弦パターンは、Ｎ個（Ｎは自然数で偶数）の位相値に対応したＮ個の正弦関数値で構成され、
前記余弦パターンは、当該Ｎ個の位相値に対応したＮ個の余弦関数値で構成され、
前記連続波の送信信号は、当該Ｎ個の位相値に対応したパターン長Ｎの位相パターンを備える、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波診断装置において、
前記フィルタ処理された復調信号を周期方向に亘って加算処理するにあたり、パターン長Ｎをｐ個（ｐは自然数）ごとにｑブロック（ｑは自然数）に分割し、各ブロックごとに復調信号を加算処理して部分的な加算復調信号を得る、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記各ブロックごとに次々に得られる複数の部分的な加算復調信号を得られた順に並べた信号列内で、ｑブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ段階的に、パターン長Ｎを構成するｑブロックに亘るｑ個の部分的な加算復調信号を抽出してそれらを加算処理することにより、パターン長Ｎに亘る復調信号の加算処理を実現する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−１４７８９４（Ｐ２０１２−１４７８９４Ａ）
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８０１６（Ｐ２０１１−８０１６）
【出願日】平成２３年１月１８日（２０１１．１．１８）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月１８日（２０１１．１．１８）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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