距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラム
【課題】 狭い放射周波数帯域においても、近距離まで精度良く計測可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供する。
【解決手段】 送信部２０は、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。検出部３０は、方向性結合器３２にて検出した反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とにより同期検波し、検波信号から直流成分を抽出することにより、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ）と直交成分Ｑ（ｆ）とを検出する。解析信号生成部４２は、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とをミキシングし、得られた側帯波の一方のみを用いて解析信号ｐ（ｆ）を生成する。フーリエ変換部４４は、解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られたプロファイルＰ（ｘ）から測定対象物までの距離を求める。
【解決手段】 送信部２０は、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。検出部３０は、方向性結合器３２にて検出した反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とにより同期検波し、検波信号から直流成分を抽出することにより、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ）と直交成分Ｑ（ｆ）とを検出する。解析信号生成部４２は、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とをミキシングし、得られた側帯波の一方のみを用いて解析信号ｐ（ｆ）を生成する。フーリエ変換部４４は、解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られたプロファイルＰ（ｘ）から測定対象物までの距離を求める。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関し、より特定的には、被測定対象物に対して放射した電磁波から測定対象物との距離を計測する距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在汎用されているマイクロ波を利用した被検出対象物との距離測定方法は、ＦＭＣＷ（周波数変調持続波）方式とパルス・レーダ方式とに大別される。
【０００３】
ＦＭＣＷ方式とは、周波数掃引した連続波を発信し、放射信号と反射信号との周波数差から被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
一方、パルス・レーダ方式とは、パルス信号を発信してからそれが測定対象で反射して戻ってくるまでの時間を計測することにより、被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献２参照）。
【０００５】
上記の２つの計測方式は、いずれも高い計測精度を有する反面、それぞれ、以下に示す問題点を抱えている。
【０００６】
最初に、ＦＭＣＷ方式については、計測精度は、計測精度＝光速／（２×周波数の掃引幅）の関係式で表わされるように、放射周波数の掃引幅によって決まることから、高い精度を得るためには広い帯域幅を使用する必要がある。しかしながら、距離測定装置が通常使用する、移動体検知センサ用として電波法で区分されている２４．１５ＧＨｚの周波数帯域においては、特定小電力無線の規制によって、帯域幅は、実効周波数２４．１〜２４．２ＧＨｚの０．１ＧＨｚに使用が制限されている。このため、ＦＭＣＷ方式のマイクロウェーブ式レベル計の屋外での使用については、十分な帯域幅が得られないという理由から、計測精度に限界が生じてしまい、また、近距離計測が難しくなることとなる。
【０００７】
次に、パルス・レーダ方式については、放射器において非常に短い電気的パルスを発生させるためには、成分的には広い電波帯域幅が必要とされる。例えば、２ｎ秒のインパルスを発生させるために必要な帯域幅は２ＧＨｚとなる。したがって、この場合も、電波法の定める帯域幅の制限を受けて、屋外での使用が制限されることとなり、より短い電気的パルスが使用できないため、近距離計測が難しくなることとなる。
【０００８】
したがって、これらの問題を解決するためには、電波法で定められている電波帯域や放射利得を満足し、かつ、計測距離にかかわらず、特に近距離測定においても高い計測精度を維持することが必要とされる。
【０００９】
上記の２つの計測方式では、使用帯域幅が広いことから、電波法で分類される特定小電力無線として利用することはできないが、出力パワーを抑えた微弱電力無線として利用することが可能である。しかしながら、放射信号の出力電力を下げることによって、反射信号の電力も非常に小さくなるため、遠距離の計測を行なう場合にノイズの影響を受けやすいという問題が生じる。
【００１０】
さらに、最近では、近距離であっても高い測定精度を有する距離測定装置が提案されている（たとえば特許文献３参照）。
【００１１】
図１０は、特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。
【００１２】
図１０を参照して、距離測定装置は、所定の周波数の信号を出力する発信源６０と、発信源６０の出力信号と同一周波数の電磁波を放出する送信部７０と、送信部７０から放出された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）と測定対象物Ｍ１〜Ｍｎ（ｎは自然数）にて反射した反射波Ｒとが干渉して形成された定在波Ｓの振幅を検知するための検出部８０と、検出部８０の検出信号から測定対象物Ｍｋ（ｋはｎ以下の自然数）までの距離を算出する信号処理部９０とを備える。
【００１３】
発信源６０は、発信部６２と周波数制御部６４とを含む。発信部６２は、周波数制御部６４が制御する一定の周波数ｆの信号を送信部７０に対して出力する。周波数制御部６４は、発信部６２に送った周波数ｆに関する情報を信号処理部９０にも出力する。
【００１４】
ここで、図１０の距離測定装置における計測方式の原理について、簡単に説明する。
まず、図１０に示すように、送信部７０から放出された進行波Ｄと測定対象物Ｍｋにて反射した反射波Ｒとが干渉することによって、送信部７０と測定対象物Ｍｋとの間の伝搬媒質中に定在波Ｓが形成される。
【００１５】
このとき、定在波Ｓをｘ軸上の観測点ｘｓに設けられた検出部８０で観測して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、進行波Ｄの周波数ｆに対して正弦波関数（ｃｏｓ関数）となる。特に、複数の測定対象物からの反射がある場合には、各測定対象物に対応して互いに異なる周期の正弦波が複数合成されたものとなる。各正弦波の周期は、観測点から測定対象物Ｍｋまでの距離に逆比例の関係にある。図１０の距離測定装置は、この性質を利用して測定対象物Ｍｋまでの距離を測定するものである。
【００１６】
すなわち、定在波Ｓは、送信部７０から放出された進行波Ｄと、測定対象物Ｍｋによる反射波Ｒとの加法的合成によって発生し、そのパワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、次式で表わすことができる。
【００１７】
【数１】
【００１８】
ただし、ｃは光速、ｆは送信周波数、Ａは進行波Ｄの振幅レベル、ｄｋは測定対象物Ｍｋまでの距離である。また、γｋは測定対象物Ｍｋの反射係数の大きさで伝搬損失を含む。φｋは反射における位相シフト量である。
【００１９】
図１１は、測定対象物Ｍｋが距離ｄｋの位置にあるときに、ｘ＝ｘｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。
【００２０】
図１１を参照して、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）は、送信周波数ｆに対して周期的であることが分かる。また、その周期はｃ／２ｄであって、測定対象物までの距離ｄに反比例することが分かる。したがって、この受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して周期情報を抽出すれば、測定対象物までの距離ｄを求めることができる。なお、式（１）の受信パワー信号ｐ（ｆ，０）にフーリエ変換を適用して得られるプロファイルＰ（ｘ）は、式（２）のようになる。
【００２１】
【数２】
【００２２】
ただし、
【００２３】
【数３】
【００２４】
ｆ０は送信周波数帯域の中間周波数、ｆＷは送信周波数の帯域幅である。
このように、図１０の距離測定装置において、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋは、進行波Ｄの送信周波数ｆに対する受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の変動周期にのみ依存し、送信部７０によって電磁波を発信してから検出部８０に戻ってくるまでの時間の影響を受けないことから、これまでのＦＭＣＷ方式およびパルス・レーダ方式に対して、近距離においても、より高い精度で測定することができる。
【特許文献１】特開平７−１５９５２２号公報
【特許文献２】特表平８−５１１３４１号公報
【特許文献３】特許第３４６１４９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
ここで、図１０に示す従来の距離測定装置においては、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０）を式（２）にてフーリエ変換することから、送信周波数帯域幅ｆＷにおいて、受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）に１周期以上の周期性がなければ、正確な周期情報を抽出することができない。
【００２６】
図１２は、ｆ０＝２４．０３７５ＧＨｚ，ｆＷ＝７５ＭＨｚ，γｋ＝０．１，φｋ＝πの条件下において、の測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを０ｍ≦ｄｋ≦５ｍの範囲で変化させたときの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を式（１），（２）を用いて数値計算により求めたものである。なお、進行波のレベルＡ２を引いた、ｐ（ｆ，０）−Ａ２をフーリエ変換しているので、式（１）の第１項は除去されている。
【００２７】
図１２を参照して、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、式（２）の第２項の成分と第３項の成分とに対応して、ｘが正となる領域とｘが負となる領域とにおいてそれぞれ極大値を有する波形となる。従来の距離測定装置においては、測定対象物Ｍｋは必ずｘが正の領域に位置することから、この波形のうちの一方の領域（ｘ＞０）の極大値を抽出し、極大値に対応するｘの値を測定対象物Ｍｋの位置としている。
【００２８】
しかしながら、距離ｄが小さいときには、図１２に示すように、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜のピークは正確な測定対象物Ｍｋの位置を示さなくなる。これは、距離ｄが小さくなるに伴なって、２つの極大値が互いに干渉し合うことによって、波形が乱れてしまうことによる。図１２の場合では、距離ｄが２ｍ以上では正確に測距できるが、距離ｄが２ｍを下回ると、正しい計測値が得られていないことが分かる。
【００２９】
すなわち、従来の距離測定装置においては、ｘが負の領域に現れる極大値が、ｘが正の領域に現れる極大値に及ぼす影響（以下、負の周波数の影響とも称する。）に起因して、近距離における計測誤差の増加が問題となっていた。
【００３０】
図１３は、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが近距離レベル（〜１０ｍ）のときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、測定条件として、送信部７０から放出される進行波Ｄにおいて、送信周波数ｆの中心周波数ｆ０を２４．１５ＧＨｚとし、送信周波数帯域幅ｆＷを７５ＭＨｚとしたときに得られたものである。
【００３１】
図１３を参照して、従来の距離測定装置から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋとの間に生じる計測誤差は、測定対象物Ｍｋまでの距離が短いほど、大きいことが分かる。具体的には、測定対象物Ｍｋまでの距離が４ｍ以上においては、計測値は実際の測定対象物Ｍｋまでの距離に正確に一致しているが、４ｍを下回ると、計測誤差が急激に増加し始める。そして、測定対象物Ｍｋまでの距離が２ｍ以下となる領域では、計測誤差が１０００ｍｍ程度にまで及び、測定精度が著しく劣ってしまうことが分かる。これは、近距離でのプロファイルＰ（ｘ）の乱れによるものであり、２ｍが測距できる距離の限界であることを示唆している。
【００３２】
詳細には、距離ｄｋ＝２ｍのときには、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の周期は、ｃ／（２×２）＝７５ＭＨｚとなることから、送信周波数帯域幅ｆＷ＝７５ＭＨｚはちょうど受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）の１周期分の帯域に相当する。したがって、これより短い周期となるような、より長い距離ｄｋであれば正しい計測値が得られることから、最小検出距離ｄｍｉｎは、
【００３３】
【数４】
【００３４】
で表わすことができる。
ここで、先述のように、従来の距離測定装置を特定小電力無線として使用する場合は、使用できる周波数帯域幅が国内電波法によって制限される。たとえば「移動体検知センサ」においては、２４．１５ＧＨｚ帯での周波数帯域を使用したとすると、占有周波数帯域幅の許容値は７６ＭＨｚと規定される。したがって、図１３の場合と同様に、約２ｍ以下の近距離の位置計測において、計測結果に大きな誤差を生じることとなる。
【００３５】
以上に述べた計測誤差は、受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）が１周期成分以下となる近距離に特有の問題点であるが、１周期成分以上の周期性が含まれる距離（中距離および遠距離）の場合であっても、以下に示すように数ｍｍ程度の計測誤差が生じうる。
【００３６】
図１４は、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが遠距離レベル（〜２０ｍ）のときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、測定条件として、送信部７０から放出される進行波Ｄにおいて、送信周波数ｆの中心周波数ｆ０を２４．１５ＧＨｚとし、送信周波数帯域幅ｆＷを７５ＭＨｚとしたときに得られたものである。
【００３７】
図１４を参照して、測定対象物Ｍｋを遠距離レベルである距離ｄｋ＝１０ｍからｄｋ＝２０ｍまで位置変化させたときには、計測結果に最大±２ｍｍ程度の誤差が生じていることが分かる。この誤差の一因としては、フーリエ変換における窓関数の窓長が受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波長の整数倍になっていないことが挙げられる。
【００３８】
また、中距離および遠距離においては、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に周期性があるにも関わらず、測定対象物Ｍｋが微小に位置変化した場合においても、計測誤差が生じる。
【００３９】
図１５は、測定対象物Ｍｋを距離ｄｋ＝１０ｍの位置を基準として、±１０ｍｍの範囲内で微小に位置変化させたときの計測誤差を示す図である。
【００４０】
図１５から明らかなように、測定対象物Ｍｋが当該距離測定装置から遠距離であって、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に十分な周期性が見られる距離ｄｋ＝１０ｍの地点に位置するときにおいても、計測結果には、約±５ｃｍ程度の誤差が生じている。
【００４１】
ここで、この計測誤差を低減する手段としては、第１に、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換する際に、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）から少なくとも１周期成分が含まれる信号範囲を抽出してフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。
【００４２】
第２に、送信周波数ｆの使用帯域幅ｆＷは同一とし、送信する初期の周波数をわずかにずらせることによって得られた受信パワー信号をフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。
【００４３】
図１６は、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をこれらの手段に従って多重処理したときの処理結果である。図１６から明らかなように、計測結果に見られる誤差は、変位が±１０ｍｍに至る範囲において、約±１ｃｍ程度にまで改善される。
【００４４】
しかしながら、このような多重処理は、複数のフーリエ変換処理を含むことから、処理に相当な時間が必要となり、即応性を必要とする用途には不向きであるという問題点を有する。
【００４５】
さらに、図１０の距離測定装置では、測定対象物Ｍｋが等速で計測軸（ｘ軸）上を移動している場合においても、計測結果に誤差が生じるという問題がある。
【００４６】
詳細には、測定対象物Ｍｋが移動している場合、検出部８０で検出される定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０）においては、受信周波数が送信周波数ｆに対して伝搬媒質の時間的変化に比例した周波数だけシフトするという、ドップラーシフトが生じる。このときのシフト量は、測定対象物Ｍｋが接近する場合には受信周波数を下げる方向に作用し、測定対象物Ｍｋが離れる場合では受信周波数を上げる方向に作用する。
【００４７】
たとえば、所定の距離ｄｋ＝１０ｍに位置する測定対象物Ｍｋが一定の速度で等速移動しているものとする。そして、従来の距離測定装置は、送信部７０において、使用帯域幅内で送信周波数ｆを上昇させながら掃引する上昇掃引と、使用帯域幅内で送信周波数ｆを下降させながら掃引する下降掃引とをそれぞれ行なうものとする。
【００４８】
このとき、測定対象物Ｍｋの移動方向と送信周波数ｆの掃引方向とにより、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）には周期性に以下のような現象が生じる。詳細には、上昇掃引の場合は、測定対象物Ｍｋが接近するときには周期性が長くなり、測定対象物Ｍｋが遠ざかるときには周期性が短くなる。一方、下降掃引の場合は、測定対象物Ｍｋが接近するときには周期性が短くなり、測定対象物Ｍｋが遠ざかるときには周期性が長くなる。
【００４９】
そして、いずれの掃引方向においても、周期性が長くなると、送信周波数帯域幅ｆＷにおいて、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に１周期以上の周期性が得られず、上述した負の周波数の影響による計測誤差を増加させてしまう。
【００５０】
さらに、このときの計測誤差は、上述したドップラーシフトの影響により、上昇掃引と下降掃引とのいずれの掃引方向においても、測定対象物Ｍｋの移動速度が増加するにつれ、実際の測定対象物Ｍｋの位置（１０ｍ）に対する誤差が大きくなる。
【００５１】
このような計測誤差を低減する手段としては、送信周波数ｆを上昇掃引して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第１の位置情報とも称する）と、送信周波数ｆを下降掃引して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第２の位置情報とも称する）とを求め、第１および第２の位置情報を平均化する補正処理を行なうことによって、移動する測定対象物の位置を検出する方法が挙げられる。
【００５２】
この方法に従って補正処理をした結果を図１７に示す。図１７を参照して、掃引時間が１０ｍ秒のときにおいては、移動速度がおよそ±２ｍ／ｓ以下となる範囲において、計測誤差が０ｍに保たれている。しかしながら、移動速度がこの範囲を超えて増加するに従って計測誤差が大きくなることが分かる。これは、上述した負の周波数の影響に起因するものである。すなわち、従来の距離測定装置では、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の波形において、ｘが正となる領域の極大値のみを一様に抽出することから、測定対象物Ｍｋが遠ざかる方向に高速に移動し、ｘが負となる領域に存在する場合を正確に検出できないことによる。
【００５３】
なお、図示は省略するが、掃引時間をより短くすることによって、正しい測定対象物Ｍｋの位置が得られるときの移動速度の範囲はさらに拡大される。
【００５４】
しかしながら、このような方法では、補正処理ができる測定対象物Ｍｋの移動速度の範囲が、送信周波数ｆの掃引時間に依存することから、高速で移動する測定対象物Ｍｋを対象とするときには、掃引時間を一層短く、すなわち掃引速度を高速にしなければならない。そのためには、安定して高速可変が可能な発振器が新たに必要となる。
【００５５】
それゆえ、この発明のある目的は、狭い放射周波数帯域においても、近距離まで精度良く計測可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。
【００５６】
この発明の別の目的は、移動する測定対象物においても、正確に測距可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００５７】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定装置は、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する送信信号を出力する発信源と、送信信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射する送信部と、電磁波の反射波を検出する検出部と、検出された反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備える。検出部は、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出する検波手段を含む。信号処理部は、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させる周波数変換手段と、周波数変換手段により得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とする解析信号生成手段と、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む。
【００５８】
好ましくは、発信源は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含む。信号処理部は、上昇掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む。
【００５９】
好ましくは、検波手段は、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００６０】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００６１】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００６２】
好ましくは、検波手段は、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【００６３】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定方法は、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波の反射波を検出するステップと、検出した反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを備える。反射波を検出するステップは、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出するステップを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるステップとを含む。
【００６４】
好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む。
【００６５】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００６６】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００６７】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００６８】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【００６９】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムは、コンピュータに、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波の反射波を検出するステップと、検出した反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させる。反射波を検出するステップは、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出するステップを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるステップとを含む。
【００７０】
好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む。
【００７１】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００７２】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００７３】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００７４】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【発明の効果】
【００７５】
この発明によれば、制限された送信周波数帯域幅においても、測定対象物を距離０ｍから高い測定精度で測距可能な距離測定装置を実現することができる。
【００７６】
さらに、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７７】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００７８】
図１は、この発明の実施の形態に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
図１を参照して、距離測定装置は、一定の送信周波数ｆの送信信号を発信する発信源１０と、発信された送信信号と同一の周波数ｆの電磁波を放出する送信部２０と、送信部２０から出力された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）が測定対象物Ｍ１〜Ｍｎにおいてそれぞれ反射されたときの電磁波（以下、反射波Ｒとも称する）を検出する検出部３０と、検出部３０で検出された反射波Ｒを演算処理し、測定対象物Ｍ１〜Ｍｎとの距離ｄ１〜ｄｎを算出する信号処理部４０とを備える。
【００７９】
発信源１０は、一定の周波数ｆの送信信号を出力する発信部１２と、発信部１２の出力する送信信号の周波数ｆを制御する周波数制御部１４とを含む。
【００８０】
発信部１２は、たとえば電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）で構成され、周波数制御部１４からの制御信号に基づいて、所定の送信周波数ｆの送信信号を出力する。
【００８１】
周波数制御部１４は、たとえば位相検出器で構成され、信号処理部４０からの基準発振信号と発信部１２から帰還される帰還信号との位相差を検出し、ＶＣＯの発振周波数を上昇または下降させる制御信号を出力する。
【００８２】
発信部１２では、ＶＣＯがこの制御信号を受けて発振周波数を調整することにより、基準発振信号に対して周波数と位相とが一致し、かつ所定の送信周波数ｆに制御された送信信号が出力される。
【００８３】
送信部２０は、たとえばアンテナで構成され、アンテナと測定対象物Ｍ１〜Ｍｎとの間に存在する空気や水などの伝搬媒質中もしくは真空中に、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。
【００８４】
検出部３０は、方向性結合器３２と、乗算器３４，３５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３６，３７と、π／２移相器３８とを含む。
【００８５】
方向性結合器３２は、ｘ軸上のｘ＝０の地点に位置するように配される。方向性結合器３２は、送信部２０のアンテナで受信された信号から反射波Ｒを検出し、その検出した反射波Ｒを乗算器３４，３５の一方入力へそれぞれ出力する。
【００８６】
乗算器３４，３５の他方入力には、発信部１２であるＶＣＯから送信周波数ｆの送信信号がそれぞれ与えられる。このとき、乗算器３５の他方入力には、発信部１２からの送信信号をπ／２移相器３８でπ／２だけ位相シフトして得られる信号が与えられる。
【００８７】
これにより、乗算器３４，３５においては、反射波Ｒと送信信号に同期した信号とを積算することによる検波、いわゆる同期検波が行なわれる。そして、乗算器３４からは、これら２つの入力信号の乗算結果として、検波信号の同相（Ｉ相）成分Ｉ（ｆ，ｔ）が出力される。また、乗算器３５からは、これら２つの入力信号の乗算結果として、検波信号の直交（Ｑ相）成分Ｑ（ｆ，ｔ）が出力される。
【００８８】
そして、検波信号の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）と直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）とがＬＰＦ３６，３７にそれぞれ与えられると、高周波成分が除去されて、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）が抽出される。抽出された直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）は、信号処理部４０へ出力される。
【００８９】
信号処理部４０は、検出部３０に接続され、反射波Ｒの直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）を受ける。
【００９０】
信号処理部４０は、反射波Ｒの直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）から解析信号ｐ（ｆ）を生成する解析信号生成部４２と、生成された解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出するフーリエ変換部４４とを含む。なお、解析信号生成部４２とフーリエ変換部４４とは、たとえばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）によって一体的に構成される。これにより、各部における演算処理は、予め記憶されたプログラムにしたがってソフトウェア的に実行される。
【００９１】
以上のように、本実施の形態に係る距離測定装置の構成は、図１０に示す従来の距離測定装置に対して、基本的な構成を同じくする。しかしながら、検出部３０において反射波Ｒを検出する点と、信号処理部４０に解析信号生成部４２を含む点とにおいて、従来の距離測定装置とは異なる。以下に、本実施の形態に従う距離測定方法について詳細に説明し、上記の相違点のもたらす効果について明示する。
【００９２】
最初に、本実施の形態に従う距離測定方法の測定原理について説明する。
図１に示す距離測定装置において、送信部２０から放出された進行波Ｄが時刻ｔにおいて、
【００９３】
【数５】
【００９４】
で表わされるとき、各測定対象物までの距離をｄｋとすれば、各測定対象物Ｍｋによる反射波Ｒは、次のように表わすことができる。
【００９５】
【数６】
【００９６】
ただし、ｃは光速、ｆは送信周波数、Ａは進行波Ｄの振幅レベル、ｄｋは測定対象物Ｍｋまでの距離である。また、γｋは測定対象物Ｍｋの反射係数の大きさで伝搬損失を含む。φｋは反射における位相シフト量である。
【００９７】
そして、検出部３０の乗算器３４，３５において、式（６）の反射波Ｒを、送信周波数ｆの送信信号とこれとπ／２位相が異なる送信信号の直交信号とでそれぞれ同期検波することにより、次式で示す検波信号の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）と直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）とが得られる。
【００９８】
【数７】
【００９９】
さらに、式（７）の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）および直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）から、ＬＰＦ３６，３７を介して高周波成分（送信信号の２倍波成分に相当）を除去することによって、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）が抽出される。
【０１００】
【数８】
【０１０１】
ここで、式（８）を参照して、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）は、式（７）で表わされる反射波Ｒの検波信号から、進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射したときの位相シフト量φｋの変化分（以下、位相変化成分とも称する）を抽出したものであることが分かる。すなわち、式（８）の直流成分は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋに応じた周期で変動する関数となる。したがって、この直流成分をフーリエ変換することによって周期成分を抽出すれば、距離ｄｋが分かる。
【０１０２】
式（８）に示す直流成分は、それぞれ実信号として、次式で示すｃｏｓ関数とｓｉｎ関数とで表される。
【０１０３】
【数９】
【０１０４】
したがって、式（９），（１０）を同相成分および直交成分とする複素正弦波関数を受信パワー信号ｐ（ｆ）とし、これをフーリエ変換して得られるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の極大値に基づいて測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋが得られると予想される。
【０１０５】
しかしながら、式（９），（１０）からなる複素正弦波関数をフーリエ変換したプロファイルＰ（ｘ）には、上記の式（２）のプロファイルＰ（ｘ）と同様に、ｅ＋ｊθ（ｆ）に起因する第２項と、ｅ-ｊθ（ｆ）に起因する第３項とが発生する（θ（ｆ）は位相変化成分）。そのため、図１２で示したのと同様に、距離ｄが小さいときには、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜において、第２項および第３項にそれぞれ対応する２つの極大値が互いに干渉し合うことによって、計測誤差が増加することになる。すなわち、負の周波数の影響を回避できないことから、測定対象物が近距離に位置するとき、および測定対象物が移動体であるときの計測誤差を低減することができない。
【０１０６】
そこで、この発明による距離測定装置は、式（９），（１０）からなる複素正弦波関数の周期性が、負の周波数の影響を受けない距離に応じた周期性となるように、周波数変換させることを特徴とする。
【０１０７】
詳細には、式（９），（１０）を同相成分および直交成分とする、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号と、予め設定された所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とを混成（ミキシング）する。信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）をそれぞれ、
【０１０８】
【数１０】
【０１０９】
とすると、式（９），（１０）の実信号と式（１１），（１２）とをミキシングすることによって、次式で示される解析信号ｐ（ｆ）が生成される。
【０１１０】
【数１１】
【０１１１】
すなわち、式（１３）の解析信号ｐ（ｆ）は、送信周波数ｆに対して周期的であり、その周期性は、所定の距離ｄ０に応じた周期性よりも距離ｄｋに応じた周期性だけ高い信号となる。
【０１１２】
ここで、距離ｄ０に応じた信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）と、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋに応じた実信号Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）とをミキシングしたときには、式（１３）で示す両信号の周波数の和の成分に加えて、両信号の周波数の差の成分も同時に発生する。以下において、周波数の和の成分を上側帯波（ＵＳＢ：Upper Side Band）とも称し、周波数の差の成分を下側帯波（ＬＳＢ：Lower Side Band）とも称する。
【０１１３】
そして、これらの上側帯波ＵＳＢと下側帯波ＬＳＢとからなる信号をフーリエ変換すると、得られるプロファイルの波形には、所定の距離ｄ０を中心として、＋ｄｋだけシフトした位置（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）と、−ｄｋだけシフトした位置（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）とにそれぞれ極大値が現れる。
【０１１４】
これは、図１２のプロファイルＰ（ｘ）において見られた、ｘ＝０を中心として、ｘが正の領域とｘが負の領域とにそれぞれ極大値が生じる現象に等しい。そのため、ｘ＝ｄ０を中心として負の領域（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）に現れる極大値が、実質的に負の周波数の影響を正の領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）に現れる極大値に及ぼすこととなり、計測誤差を増加させることになる。
【０１１５】
すなわち、距離ｄｋが０ｍに近づくに従って、２つの極大値が共に中心値ｄ０に近接することになり、互いに干渉し合うことによって計測誤差を大きくする結果となる。また、測定対象物Ｍｋが高速で移動しているときには、正の領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）に現れる極大値が負の領域（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）に現れ、かつ負の領域に現れる極大値が正の領域に現れるといった逆転現象が発生する。その結果、真の極大値がいずれかを判別することが困難となり、計測誤差を増加させることになる。
【０１１６】
そこで、この発明による距離測定装置は、このような実質的な負の周波数の影響を抑える手段として、上側帯波ＵＳＢと下側帯波ＬＳＢとのいずれか一方のみを解析信号ｐ（ｆ）として利用する構成とする。
【０１１７】
詳細には、上側帯波ＵＳＢを解析信号ｐ（ｆ）として利用するときには、解析信号ｐ（ｆ）は、上記の式（１３）で表現される。一方、下側帯波ＬＳＢを解析信号ｐ（ｆ）として利用するときには、解析信号ｐ（ｆ）は、ｐ（ｆ）＝Ｉ（ｆ）・Ｉ０（ｆ）−Ｑ（ｆ）Ｑ０（ｆ）と表現される。
【０１１８】
たとえば式（１３）の上側帯波を解析信号ｐ（ｆ）として、これをフーリエ変換の公式
【０１１９】
【数１２】
【０１２０】
に適用して得られる距離ｘにおけるプロファイルＰ（ｘ）は、次式のようになる。
【０１２１】
【数１３】
【０１２２】
ただし、ｆ０は送信周波数帯域の中心周波数、ｆｗは送信周波数の帯域幅である。
これによれば、式（１５）のプロファイルＰ（ｘ）は、ｘ＝ｄ０＋ｄｋの位置に極大値を有することになり、ｘ＝ｄ０−ｄｋに位置する極大値による実質的な負の周波数の影響が除去された結果となる。
【０１２３】
ここで、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号ｅｊθ（ｆ）と、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とをミキシングするにあたって、適用される式（１３）の各成分のうち、信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）については、式（１１），（１２）で示される算術式を用いて得ることができる。一方、実信号ｅｊθ（ｆ）については、実数成分（ｃｏｓ関数）は受信した反射波Ｒから導くことができるが、虚数成分（ｓｉｎ関数）については導き出すことができない。
【０１２４】
一般に、ｃｏｓ関数から複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）を導く方法には、ヒルベルト変換が知られている。これによれば、ｃｏｓ関数から、これに直交するｓｉｎ関数を求めることで複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）が得られる。しかしながら、ヒルベルト変換によって複素正弦波関数を生成するためには、基本となるｃｏｓ関数に十分な周期性が含まれることが必要とされる。したがって、本実施の形態のように、距離ｄが短く、ｃｏｓ関数に十分な周期性が認められない場合においては、ヒルベルト変換の適用は困難であるといえる。
【０１２５】
これに対して、本実施の形態では、式（７）に示したように、反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とでそれぞれ同期検波して直流成分を抽出することによって、実数成分である同相成分Ｉ（ｆ）と、虚数成分である直交成分Ｑ（ｆ）とが得られるため、複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）を導くことができる。
【０１２６】
すなわち、この発明による距離測定装置によれば、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号を反射波Ｒの同期検波を行なうことにより導出し、かつ、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号とを算術式から導出することによって、実質的な負の周波数の影響が除去された解析信号ｐ（ｆ）を生成することが可能となる。
【０１２７】
ここで、解析信号ｐ（ｆ）の生成において重要となる、所定の距離ｄ０の設定方法について説明する。
【０１２８】
式（１３）の解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られるプロファイルＰ（ｘ）は、図１２に示す従来のプロファイルＰ（ｘ）と同様に、第２項および第３項の成分に対応して、ｘが正となる領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）と、ｘが負となる領域（ｘ＝−ｄ０−ｄｋ）とにそれぞれ極大値が現れる。したがって、所定の距離ｄ０の設定には、距離ｄｋが０ｍとなるときにおいても、２つの極大値が干渉し合うことがないことが条件となる。具体的には、測定対象物Ｍｋが静止しているときには、最低でも、式（４）の最小検出距離ｄｍｉｎが確保されるように設定することが必要とされる。なお、フーリエ変換における窓関数を考慮すると、所定の距離ｄ０は、さらに最小検出距離ｄｍｉｎを２倍した距離に設定される。
【０１２９】
また、測定対象物Ｍｋが移動するときには、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋと移動速度との関係に基づいて設定することが必要とされる。
【０１３０】
詳細には、送信周波数ｆの掃引において、帯域幅ｆｗをＮ個の分割数で掃引した場合、サンプリング定理から導出される最大検出距離ｄｍａｘは、ｄｍａｘ＝Ｎ・Ｃ／ｆｗとなる。そして、測定対象物Ｍｋが移動しているときには、送信周波数ｆを上昇掃引して得られる解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られる計測結果（第１の位置情報）と、送信周波数ｆを下降掃引して得られる解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られる計測結果（第２の位置情報）とを求め、第１および第２の位置情報を平均化する補正処理が行なうことによって、移動する測定対象物Ｍｋの位置が検出される。このときの第１および第２の位置情報は、補正値を中心に遠方と近方とにそれぞれシフトしたデータとなり、そのシフト量は、移動速度が高いほど大きくなる。したがって、所定の距離ｄ０を最大検出距離ｄｍａｘの１／２を最大値となるように設定すれば、上述した補正処理を行なうことが可能となる。
【０１３１】
そして、測定対象物Ｍｋの移動速度が大きくなると、帯域幅ｆｗに含まれる反射波Ｒの波長数が増えることから、送信周波数ｆの掃引における分割数Ｎをさらに増加させる必要が生じる。このとき、所定の距離ｄ０は、最大検出距離ｄｍａｘが増加したことに比例して増加することになる。すなわち、所定の距離ｄ０は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋと移動速度に応じて設定される可変値である。
【０１３２】
以上のように、この発明による距離測定装置は、反射波Ｒから距離ｄｋに応じた周期性を有する信号を抽出し、この信号の周波数を距離ｄ０に応じた周期性だけシフトさせたときに発生する２つの側帯波の一方を用いて解析信号ｐ（ｆ）を生成する。その解析信号ｐ（ｆ）の生成手段として、反射波Ｒの同期検波手段と周波数変換手段とが存在する。
【０１３３】
これは、受信した定在波Ｓの受信パワー信号をフーリエ変換する従来の距離測定装置に対して、反射波Ｒから見かけ上の定在波を生成し、この定在波を用いて生成した解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換する点で異なる。そして、この相違点により、この発明による距離測定装置は、負の周波数の影響を除去して、近距離に位置する測定対象物Ｍｋおよび移動する測定対象物Ｍｋにおいても、正確に距離ｄｋを計測することが可能となる。
【０１３４】
図３は、図１の距離測定装置において、以上に述べた測定原理を実現するための動作を示すフロー図である。
【０１３５】
図３を参照して、まず計測に先立って、図１の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ０、送信周波数範囲ｆＷ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ０１）。
【０１３６】
周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０−ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ０２）。
【０１３７】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ０３）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する。
【０１３８】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物で反射されたときの反射波Ｒを検出する。このとき、検出部３０では、方向性結合器３２を介して送信部２０の受信信号から反射波Ｒが検出されると、反射波Ｒが送信信号により同期検波されて直流成分が抽出されることにより、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）が検出される（ステップＳ０４）。
【０１３９】
ステップＳ０３およびＳ０４に示す検出動作は、さらに、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ０６）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０＋ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ０５）。
【０１４０】
ステップＳ０５において、所定の周波数帯域幅ｆＷでの反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）から解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ０７）。
【０１４１】
このとき、解析信号生成部４２では、ステップＳ１０に示すように、測定対象物Ｍｋの位置および移動速度に基づいて所定の距離ｄ０が設定されると、距離ｄ０に応じた周期性を有する信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）が式（１１），（１２）を用いて算出される（ステップＳ１１）。そして、ステップＳ０７において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、発生する２つの側帯波のうちの一方（たとえば上側帯波ＵＳＢ）を用いて解析信号ｐ（ｆ）が生成される。
【０１４２】
ステップＳ０７にて得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ０８）。
【０１４３】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ０９）。
【０１４４】
図４は、図１の距離測定装置において、プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、ｆ０＝２４．０３７５ＧＨｚ，ｆＷ＝７５ＭＨｚ，γｋ＝０．１，φｋ＝πの条件下において、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを０ｍ≦ｄｋ≦１０ｍの範囲で変化させたときに得られたものである。
【０１４５】
図４に示すように、プロファイルＰ（ｘ）から得られる測定対象物の距離ｄｋと実際の測定対象物までの距離とは、０ｍ≦ｄｋ≦１０ｍの全範囲において、１対１の関係が得られている。これにより、図１２に示される従来計測不可能であった距離が２ｍ以下の領域においても計測することができ、特にｄ＝０ｍからの測距が可能となる。
【０１４６】
図５は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋが遠距離レベル（１０ｍ≦ｄｋ≦２０ｍ）のときの計測値と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【０１４７】
図５から明らかなように、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋには、図１３で示される誤差が生じていない。したがって、中距離以上に位置する測定対象物Ｍｋに対しても、計測誤差を低減することができる。
【０１４８】
次に、図１の距離測定装置における移動する測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋの測定動作について説明する。
【０１４９】
図６は、図１に示す距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
図６を参照して、まず計測に先立って、図１の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ０、送信周波数範囲ｆＷ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ２０）。以下においては、送信周波数ｆを、周波数ステップΔｆごとに増加（上昇掃引に相当）、または周波数ステップΔｆごとに減少（下降掃引に相当）することによって、第１および第２の位置情報がそれぞれ検出される。
【０１５０】
まず、上昇掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０−ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ２１）。
【０１５１】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ２２）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する。
【０１５２】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射された反射波Ｒを検出する。そして、検出部３０は、反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とにより同期検波して、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）を検出する（ステップＳ２３）。
【０１５３】
ステップＳ２２およびＳ２３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ２４）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０＋ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ２５）。
【０１５４】
ステップＳ２５において、所定の周波数範囲ｆＷでの同相成分Ｉ（ｆ）および直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と所定の距離ｄ０に応じた周期性の信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、そのとき生じる上側帯波ＵＳＢから解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ２６）。
【０１５５】
さらに、得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ２７）。
【０１５６】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出し、極大値を与える位置ｘから所定の距離ｄ０を差し引くことにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ２８）。検出された距離ｄｋは、第１の位置情報としてフーリエ変換部４４に格納される。
【０１５７】
次に、下降掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０＋ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ３１）。
【０１５８】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する（ステップＳ３２）。
【０１５９】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射された反射波Ｒを検出する。そして、ステップＳ２３と同様の手順に従って、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）がそれぞれ検出される（ステップＳ３３）。
【０１６０】
ステップＳ３２およびＳ３３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ減少させて行なわれる（ステップＳ３４）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０−ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ３５）。
【０１６１】
ステップＳ３４において、所定の周波数範囲ｆＷでの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と、距離ｄ０に応じた周期性の信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、そのときの上側帯波ＵＳＢから解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ３６）。
【０１６２】
得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ３７）。
【０１６３】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ３８）。検出された距離ｄｋは、第２の位置情報としてフーリエ変換部４４に格納される。
【０１６４】
フーリエ変換部４４は、ステップＳ２８，Ｓ３８において、第１および第２の位置情報が送られると、これら２つの位置情報を平均化する（ステップＳ３９）。得られた結果は、測定対象物Ｍｋの真の位置情報として取得される（ステップＳ４０）。
【０１６５】
図７は、図６の補正処理から得られる距離（計測値）と測定対象物Ｍｋの移動速度との関係を示す図である。
【０１６６】
図７を参照して、上昇掃引時の計測結果である第１の位置情報と、下降掃引時の計測結果である第２の位置情報とを平均化することにより、計測誤差は、測定対象物Ｍｋの移動速度の広い範囲において、略０ｍに保持されている。
【０１６７】
しかしながら、図７において、移動速度が４０ｍ／ｓを超えると、約５．０ｍの計測誤差が生じてしまう。この計測誤差は、送信周波数ｆの分割数Ｎによるサンプリングのためのエリアジングの影響を受けることに起因する。そして、送信周波数ｆの分割数Ｎをさらに増加すれば、図８に示すように、高速時における計測誤差を解消することができる。
【０１６８】
以上のように、この発明による距離測定装置によれば、反射波を同期検波して同相成分と直交成分とを検出し、これを所定の距離に応じた周波数だけシフトさせたときの側帯波の一方を解析信号として利用することにより、近距離から遠距離まで精度良く計測することができる。また、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。
【０１６９】
なお、本実施の形態では、反射波Ｒの検出を方向性結合器３２により行なう構成としたが、図８に示すように、受信専用に設けたアンテナ２０２により検出する構成としても良い。この場合、アンテナ２０２の受信した信号は直接乗算器２４，２６の一方入力にそれぞれ入力される。
【０１７０】
また、この発明における反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ）および直交成分Ｑ（ｆ）の検出を、アナログ乗算器２４，２６で反射波Ｒを同期検波する構成としたが、送信信号の送信周波数ｆが高く、アナログ乗算器が使用できない場合は、乗算器２４，２６をダイオードで構成し、反射波Ｒを包絡線検波することによって検出する構成とすればよい。なお、この場合、検波信号には、送信信号の直流成分をも含まれるため、この直流成分を除去するための手段が別途必要となる。
【０１７１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１７２】
【図１】この発明の実施の形態に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
【図２】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図３】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図４】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図５】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図６】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図７】プロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【図８】プロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態の変更例に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
【図１０】特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１１】測定対象物Ｍｋが距離ｄｋの位置にあるときに、ｘ＝ｘｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。
【図１２】測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが０ｍから５ｍまでの範囲におけるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の計算結果を示す図である。
【図１３】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図１４】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図１５】測定対象物Ｍｋを距離ｄｋ＝１０ｍの位置を基準として、±１０ｍｍの範囲内で微小に位置変化させたときの計測誤差を示す図である。
【図１６】受信パワー信号を多重処理して得られる計測結果を示す図である。
【図１７】測定対象物Ｍｋが等速移動しているときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【符号の説明】
【０１７３】
１０，６０ 発信源、１２，６２ 発信部、１４，６４ 周波数制御部、２０，７０ 送信部、３０，３０Ａ，３２ 方向性結合器、３４，３５ 乗算器、３６，３７ ＬＰＦ，３８ π／２移相器、８０ 検出部、４０，９０ 信号処理部、４２ 解析信号生成部、４４，９２ フーリエ変換部、Ｍ１〜Ｍｎ 測定対象物。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関し、より特定的には、被測定対象物に対して放射した電磁波から測定対象物との距離を計測する距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在汎用されているマイクロ波を利用した被検出対象物との距離測定方法は、ＦＭＣＷ（周波数変調持続波）方式とパルス・レーダ方式とに大別される。
【０００３】
ＦＭＣＷ方式とは、周波数掃引した連続波を発信し、放射信号と反射信号との周波数差から被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
一方、パルス・レーダ方式とは、パルス信号を発信してからそれが測定対象で反射して戻ってくるまでの時間を計測することにより、被検出対象物までの距離を求めるものである（たとえば特許文献２参照）。
【０００５】
上記の２つの計測方式は、いずれも高い計測精度を有する反面、それぞれ、以下に示す問題点を抱えている。
【０００６】
最初に、ＦＭＣＷ方式については、計測精度は、計測精度＝光速／（２×周波数の掃引幅）の関係式で表わされるように、放射周波数の掃引幅によって決まることから、高い精度を得るためには広い帯域幅を使用する必要がある。しかしながら、距離測定装置が通常使用する、移動体検知センサ用として電波法で区分されている２４．１５ＧＨｚの周波数帯域においては、特定小電力無線の規制によって、帯域幅は、実効周波数２４．１〜２４．２ＧＨｚの０．１ＧＨｚに使用が制限されている。このため、ＦＭＣＷ方式のマイクロウェーブ式レベル計の屋外での使用については、十分な帯域幅が得られないという理由から、計測精度に限界が生じてしまい、また、近距離計測が難しくなることとなる。
【０００７】
次に、パルス・レーダ方式については、放射器において非常に短い電気的パルスを発生させるためには、成分的には広い電波帯域幅が必要とされる。例えば、２ｎ秒のインパルスを発生させるために必要な帯域幅は２ＧＨｚとなる。したがって、この場合も、電波法の定める帯域幅の制限を受けて、屋外での使用が制限されることとなり、より短い電気的パルスが使用できないため、近距離計測が難しくなることとなる。
【０００８】
したがって、これらの問題を解決するためには、電波法で定められている電波帯域や放射利得を満足し、かつ、計測距離にかかわらず、特に近距離測定においても高い計測精度を維持することが必要とされる。
【０００９】
上記の２つの計測方式では、使用帯域幅が広いことから、電波法で分類される特定小電力無線として利用することはできないが、出力パワーを抑えた微弱電力無線として利用することが可能である。しかしながら、放射信号の出力電力を下げることによって、反射信号の電力も非常に小さくなるため、遠距離の計測を行なう場合にノイズの影響を受けやすいという問題が生じる。
【００１０】
さらに、最近では、近距離であっても高い測定精度を有する距離測定装置が提案されている（たとえば特許文献３参照）。
【００１１】
図１０は、特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。
【００１２】
図１０を参照して、距離測定装置は、所定の周波数の信号を出力する発信源６０と、発信源６０の出力信号と同一周波数の電磁波を放出する送信部７０と、送信部７０から放出された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）と測定対象物Ｍ１〜Ｍｎ（ｎは自然数）にて反射した反射波Ｒとが干渉して形成された定在波Ｓの振幅を検知するための検出部８０と、検出部８０の検出信号から測定対象物Ｍｋ（ｋはｎ以下の自然数）までの距離を算出する信号処理部９０とを備える。
【００１３】
発信源６０は、発信部６２と周波数制御部６４とを含む。発信部６２は、周波数制御部６４が制御する一定の周波数ｆの信号を送信部７０に対して出力する。周波数制御部６４は、発信部６２に送った周波数ｆに関する情報を信号処理部９０にも出力する。
【００１４】
ここで、図１０の距離測定装置における計測方式の原理について、簡単に説明する。
まず、図１０に示すように、送信部７０から放出された進行波Ｄと測定対象物Ｍｋにて反射した反射波Ｒとが干渉することによって、送信部７０と測定対象物Ｍｋとの間の伝搬媒質中に定在波Ｓが形成される。
【００１５】
このとき、定在波Ｓをｘ軸上の観測点ｘｓに設けられた検出部８０で観測して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、進行波Ｄの周波数ｆに対して正弦波関数（ｃｏｓ関数）となる。特に、複数の測定対象物からの反射がある場合には、各測定対象物に対応して互いに異なる周期の正弦波が複数合成されたものとなる。各正弦波の周期は、観測点から測定対象物Ｍｋまでの距離に逆比例の関係にある。図１０の距離測定装置は、この性質を利用して測定対象物Ｍｋまでの距離を測定するものである。
【００１６】
すなわち、定在波Ｓは、送信部７０から放出された進行波Ｄと、測定対象物Ｍｋによる反射波Ｒとの加法的合成によって発生し、そのパワー信号ｐ（ｆ，ｘ）は、次式で表わすことができる。
【００１７】
【数１】
【００１８】
ただし、ｃは光速、ｆは送信周波数、Ａは進行波Ｄの振幅レベル、ｄｋは測定対象物Ｍｋまでの距離である。また、γｋは測定対象物Ｍｋの反射係数の大きさで伝搬損失を含む。φｋは反射における位相シフト量である。
【００１９】
図１１は、測定対象物Ｍｋが距離ｄｋの位置にあるときに、ｘ＝ｘｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。
【００２０】
図１１を参照して、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）は、送信周波数ｆに対して周期的であることが分かる。また、その周期はｃ／２ｄであって、測定対象物までの距離ｄに反比例することが分かる。したがって、この受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して周期情報を抽出すれば、測定対象物までの距離ｄを求めることができる。なお、式（１）の受信パワー信号ｐ（ｆ，０）にフーリエ変換を適用して得られるプロファイルＰ（ｘ）は、式（２）のようになる。
【００２１】
【数２】
【００２２】
ただし、
【００２３】
【数３】
【００２４】
ｆ０は送信周波数帯域の中間周波数、ｆＷは送信周波数の帯域幅である。
このように、図１０の距離測定装置において、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋは、進行波Ｄの送信周波数ｆに対する受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の変動周期にのみ依存し、送信部７０によって電磁波を発信してから検出部８０に戻ってくるまでの時間の影響を受けないことから、これまでのＦＭＣＷ方式およびパルス・レーダ方式に対して、近距離においても、より高い精度で測定することができる。
【特許文献１】特開平７−１５９５２２号公報
【特許文献２】特表平８−５１１３４１号公報
【特許文献３】特許第３４６１４９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
ここで、図１０に示す従来の距離測定装置においては、定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０）を式（２）にてフーリエ変換することから、送信周波数帯域幅ｆＷにおいて、受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）に１周期以上の周期性がなければ、正確な周期情報を抽出することができない。
【００２６】
図１２は、ｆ０＝２４．０３７５ＧＨｚ，ｆＷ＝７５ＭＨｚ，γｋ＝０．１，φｋ＝πの条件下において、の測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを０ｍ≦ｄｋ≦５ｍの範囲で変化させたときの受信パワー信号のプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜を式（１），（２）を用いて数値計算により求めたものである。なお、進行波のレベルＡ２を引いた、ｐ（ｆ，０）−Ａ２をフーリエ変換しているので、式（１）の第１項は除去されている。
【００２７】
図１２を参照して、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜は、式（２）の第２項の成分と第３項の成分とに対応して、ｘが正となる領域とｘが負となる領域とにおいてそれぞれ極大値を有する波形となる。従来の距離測定装置においては、測定対象物Ｍｋは必ずｘが正の領域に位置することから、この波形のうちの一方の領域（ｘ＞０）の極大値を抽出し、極大値に対応するｘの値を測定対象物Ｍｋの位置としている。
【００２８】
しかしながら、距離ｄが小さいときには、図１２に示すように、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜のピークは正確な測定対象物Ｍｋの位置を示さなくなる。これは、距離ｄが小さくなるに伴なって、２つの極大値が互いに干渉し合うことによって、波形が乱れてしまうことによる。図１２の場合では、距離ｄが２ｍ以上では正確に測距できるが、距離ｄが２ｍを下回ると、正しい計測値が得られていないことが分かる。
【００２９】
すなわち、従来の距離測定装置においては、ｘが負の領域に現れる極大値が、ｘが正の領域に現れる極大値に及ぼす影響（以下、負の周波数の影響とも称する。）に起因して、近距離における計測誤差の増加が問題となっていた。
【００３０】
図１３は、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが近距離レベル（〜１０ｍ）のときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、測定条件として、送信部７０から放出される進行波Ｄにおいて、送信周波数ｆの中心周波数ｆ０を２４．１５ＧＨｚとし、送信周波数帯域幅ｆＷを７５ＭＨｚとしたときに得られたものである。
【００３１】
図１３を参照して、従来の距離測定装置から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋとの間に生じる計測誤差は、測定対象物Ｍｋまでの距離が短いほど、大きいことが分かる。具体的には、測定対象物Ｍｋまでの距離が４ｍ以上においては、計測値は実際の測定対象物Ｍｋまでの距離に正確に一致しているが、４ｍを下回ると、計測誤差が急激に増加し始める。そして、測定対象物Ｍｋまでの距離が２ｍ以下となる領域では、計測誤差が１０００ｍｍ程度にまで及び、測定精度が著しく劣ってしまうことが分かる。これは、近距離でのプロファイルＰ（ｘ）の乱れによるものであり、２ｍが測距できる距離の限界であることを示唆している。
【００３２】
詳細には、距離ｄｋ＝２ｍのときには、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の周期は、ｃ／（２×２）＝７５ＭＨｚとなることから、送信周波数帯域幅ｆＷ＝７５ＭＨｚはちょうど受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）の１周期分の帯域に相当する。したがって、これより短い周期となるような、より長い距離ｄｋであれば正しい計測値が得られることから、最小検出距離ｄｍｉｎは、
【００３３】
【数４】
【００３４】
で表わすことができる。
ここで、先述のように、従来の距離測定装置を特定小電力無線として使用する場合は、使用できる周波数帯域幅が国内電波法によって制限される。たとえば「移動体検知センサ」においては、２４．１５ＧＨｚ帯での周波数帯域を使用したとすると、占有周波数帯域幅の許容値は７６ＭＨｚと規定される。したがって、図１３の場合と同様に、約２ｍ以下の近距離の位置計測において、計測結果に大きな誤差を生じることとなる。
【００３５】
以上に述べた計測誤差は、受信パワー信号ｐ（ｆ，ｘ）が１周期成分以下となる近距離に特有の問題点であるが、１周期成分以上の周期性が含まれる距離（中距離および遠距離）の場合であっても、以下に示すように数ｍｍ程度の計測誤差が生じうる。
【００３６】
図１４は、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが遠距離レベル（〜２０ｍ）のときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる計測値と実際の測定対象物Ｍｋまでの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、測定条件として、送信部７０から放出される進行波Ｄにおいて、送信周波数ｆの中心周波数ｆ０を２４．１５ＧＨｚとし、送信周波数帯域幅ｆＷを７５ＭＨｚとしたときに得られたものである。
【００３７】
図１４を参照して、測定対象物Ｍｋを遠距離レベルである距離ｄｋ＝１０ｍからｄｋ＝２０ｍまで位置変化させたときには、計測結果に最大±２ｍｍ程度の誤差が生じていることが分かる。この誤差の一因としては、フーリエ変換における窓関数の窓長が受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波長の整数倍になっていないことが挙げられる。
【００３８】
また、中距離および遠距離においては、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に周期性があるにも関わらず、測定対象物Ｍｋが微小に位置変化した場合においても、計測誤差が生じる。
【００３９】
図１５は、測定対象物Ｍｋを距離ｄｋ＝１０ｍの位置を基準として、±１０ｍｍの範囲内で微小に位置変化させたときの計測誤差を示す図である。
【００４０】
図１５から明らかなように、測定対象物Ｍｋが当該距離測定装置から遠距離であって、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に十分な周期性が見られる距離ｄｋ＝１０ｍの地点に位置するときにおいても、計測結果には、約±５ｃｍ程度の誤差が生じている。
【００４１】
ここで、この計測誤差を低減する手段としては、第１に、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換する際に、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）から少なくとも１周期成分が含まれる信号範囲を抽出してフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。
【００４２】
第２に、送信周波数ｆの使用帯域幅ｆＷは同一とし、送信する初期の周波数をわずかにずらせることによって得られた受信パワー信号をフーリエ変換することを、少なくとも半周期成分以上の範囲で繰り返し、その各フーリエ変換されたデータから各時間領域の和を求めることが挙げられる。
【００４３】
図１６は、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をこれらの手段に従って多重処理したときの処理結果である。図１６から明らかなように、計測結果に見られる誤差は、変位が±１０ｍｍに至る範囲において、約±１ｃｍ程度にまで改善される。
【００４４】
しかしながら、このような多重処理は、複数のフーリエ変換処理を含むことから、処理に相当な時間が必要となり、即応性を必要とする用途には不向きであるという問題点を有する。
【００４５】
さらに、図１０の距離測定装置では、測定対象物Ｍｋが等速で計測軸（ｘ軸）上を移動している場合においても、計測結果に誤差が生じるという問題がある。
【００４６】
詳細には、測定対象物Ｍｋが移動している場合、検出部８０で検出される定在波Ｓの受信パワー信号ｐ（ｆ，０）においては、受信周波数が送信周波数ｆに対して伝搬媒質の時間的変化に比例した周波数だけシフトするという、ドップラーシフトが生じる。このときのシフト量は、測定対象物Ｍｋが接近する場合には受信周波数を下げる方向に作用し、測定対象物Ｍｋが離れる場合では受信周波数を上げる方向に作用する。
【００４７】
たとえば、所定の距離ｄｋ＝１０ｍに位置する測定対象物Ｍｋが一定の速度で等速移動しているものとする。そして、従来の距離測定装置は、送信部７０において、使用帯域幅内で送信周波数ｆを上昇させながら掃引する上昇掃引と、使用帯域幅内で送信周波数ｆを下降させながら掃引する下降掃引とをそれぞれ行なうものとする。
【００４８】
このとき、測定対象物Ｍｋの移動方向と送信周波数ｆの掃引方向とにより、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）には周期性に以下のような現象が生じる。詳細には、上昇掃引の場合は、測定対象物Ｍｋが接近するときには周期性が長くなり、測定対象物Ｍｋが遠ざかるときには周期性が短くなる。一方、下降掃引の場合は、測定対象物Ｍｋが接近するときには周期性が短くなり、測定対象物Ｍｋが遠ざかるときには周期性が長くなる。
【００４９】
そして、いずれの掃引方向においても、周期性が長くなると、送信周波数帯域幅ｆＷにおいて、受信パワー信号ｐ（ｆ，０）に１周期以上の周期性が得られず、上述した負の周波数の影響による計測誤差を増加させてしまう。
【００５０】
さらに、このときの計測誤差は、上述したドップラーシフトの影響により、上昇掃引と下降掃引とのいずれの掃引方向においても、測定対象物Ｍｋの移動速度が増加するにつれ、実際の測定対象物Ｍｋの位置（１０ｍ）に対する誤差が大きくなる。
【００５１】
このような計測誤差を低減する手段としては、送信周波数ｆを上昇掃引して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第１の位置情報とも称する）と、送信周波数ｆを下降掃引して得られる受信パワー信号ｐ（ｆ，０）をフーリエ変換して得られる計測結果（以下、第２の位置情報とも称する）とを求め、第１および第２の位置情報を平均化する補正処理を行なうことによって、移動する測定対象物の位置を検出する方法が挙げられる。
【００５２】
この方法に従って補正処理をした結果を図１７に示す。図１７を参照して、掃引時間が１０ｍ秒のときにおいては、移動速度がおよそ±２ｍ／ｓ以下となる範囲において、計測誤差が０ｍに保たれている。しかしながら、移動速度がこの範囲を超えて増加するに従って計測誤差が大きくなることが分かる。これは、上述した負の周波数の影響に起因するものである。すなわち、従来の距離測定装置では、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の波形において、ｘが正となる領域の極大値のみを一様に抽出することから、測定対象物Ｍｋが遠ざかる方向に高速に移動し、ｘが負となる領域に存在する場合を正確に検出できないことによる。
【００５３】
なお、図示は省略するが、掃引時間をより短くすることによって、正しい測定対象物Ｍｋの位置が得られるときの移動速度の範囲はさらに拡大される。
【００５４】
しかしながら、このような方法では、補正処理ができる測定対象物Ｍｋの移動速度の範囲が、送信周波数ｆの掃引時間に依存することから、高速で移動する測定対象物Ｍｋを対象とするときには、掃引時間を一層短く、すなわち掃引速度を高速にしなければならない。そのためには、安定して高速可変が可能な発振器が新たに必要となる。
【００５５】
それゆえ、この発明のある目的は、狭い放射周波数帯域においても、近距離まで精度良く計測可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。
【００５６】
この発明の別の目的は、移動する測定対象物においても、正確に測距可能な距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００５７】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定装置は、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する送信信号を出力する発信源と、送信信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射する送信部と、電磁波の反射波を検出する検出部と、検出された反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備える。検出部は、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出する検波手段を含む。信号処理部は、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させる周波数変換手段と、周波数変換手段により得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とする解析信号生成手段と、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む。
【００５８】
好ましくは、発信源は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含む。信号処理部は、上昇掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引手段に応じてフーリエ変換手段にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む。
【００５９】
好ましくは、検波手段は、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００６０】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００６１】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００６２】
好ましくは、検波手段は、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【００６３】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定方法は、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波の反射波を検出するステップと、検出した反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを備える。反射波を検出するステップは、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出するステップを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるステップとを含む。
【００６４】
好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む。
【００６５】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００６６】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００６７】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００６８】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【００６９】
この発明によれば、測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムは、コンピュータに、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、信号と同一周波数の電磁波を発生し、測定対象物に対して放射するステップと、電磁波の反射波を検出するステップと、検出した反射波と送信周波数との関係を演算処理することによって測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させる。反射波を検出するステップは、検出された反射波を送信信号により同期検波して反射波の位相変化成分を抽出するステップを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、抽出された位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、プロファイルの極大値と所定の距離とに基づいて測定対象物までの距離を求めるステップとを含む。
【００７０】
好ましくは、所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、所定の送信周波数を所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含む。測定対象物までの距離を算出するステップは、上昇掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、下降掃引したときにフーリエ変換にて得られる測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、保持された第１および第２の位置情報を平均化して真の測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む。
【００７１】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、反射波を送信信号により同期検波して位相変化成分の同相成分を抽出し、反射波を送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して位相変化成分の直交成分を抽出する。
【００７２】
好ましくは、所定の距離は、所定の送信周波数を所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする。
【００７３】
好ましくは、所定の距離は、所定の帯域幅と分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される。
【００７４】
好ましくは、反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した反射波から送信信号の直流成分を差し引くことにより反射波の位相変化成分を抽出する。
【発明の効果】
【００７５】
この発明によれば、制限された送信周波数帯域幅においても、測定対象物を距離０ｍから高い測定精度で測距可能な距離測定装置を実現することができる。
【００７６】
さらに、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７７】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００７８】
図１は、この発明の実施の形態に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
図１を参照して、距離測定装置は、一定の送信周波数ｆの送信信号を発信する発信源１０と、発信された送信信号と同一の周波数ｆの電磁波を放出する送信部２０と、送信部２０から出力された電磁波（以下、進行波Ｄとも称する）が測定対象物Ｍ１〜Ｍｎにおいてそれぞれ反射されたときの電磁波（以下、反射波Ｒとも称する）を検出する検出部３０と、検出部３０で検出された反射波Ｒを演算処理し、測定対象物Ｍ１〜Ｍｎとの距離ｄ１〜ｄｎを算出する信号処理部４０とを備える。
【００７９】
発信源１０は、一定の周波数ｆの送信信号を出力する発信部１２と、発信部１２の出力する送信信号の周波数ｆを制御する周波数制御部１４とを含む。
【００８０】
発信部１２は、たとえば電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）で構成され、周波数制御部１４からの制御信号に基づいて、所定の送信周波数ｆの送信信号を出力する。
【００８１】
周波数制御部１４は、たとえば位相検出器で構成され、信号処理部４０からの基準発振信号と発信部１２から帰還される帰還信号との位相差を検出し、ＶＣＯの発振周波数を上昇または下降させる制御信号を出力する。
【００８２】
発信部１２では、ＶＣＯがこの制御信号を受けて発振周波数を調整することにより、基準発振信号に対して周波数と位相とが一致し、かつ所定の送信周波数ｆに制御された送信信号が出力される。
【００８３】
送信部２０は、たとえばアンテナで構成され、アンテナと測定対象物Ｍ１〜Ｍｎとの間に存在する空気や水などの伝搬媒質中もしくは真空中に、発信部１２の出力信号と同一周波数ｆの電磁波を計測軸（ｘ軸）方向に放出する。
【００８４】
検出部３０は、方向性結合器３２と、乗算器３４，３５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３６，３７と、π／２移相器３８とを含む。
【００８５】
方向性結合器３２は、ｘ軸上のｘ＝０の地点に位置するように配される。方向性結合器３２は、送信部２０のアンテナで受信された信号から反射波Ｒを検出し、その検出した反射波Ｒを乗算器３４，３５の一方入力へそれぞれ出力する。
【００８６】
乗算器３４，３５の他方入力には、発信部１２であるＶＣＯから送信周波数ｆの送信信号がそれぞれ与えられる。このとき、乗算器３５の他方入力には、発信部１２からの送信信号をπ／２移相器３８でπ／２だけ位相シフトして得られる信号が与えられる。
【００８７】
これにより、乗算器３４，３５においては、反射波Ｒと送信信号に同期した信号とを積算することによる検波、いわゆる同期検波が行なわれる。そして、乗算器３４からは、これら２つの入力信号の乗算結果として、検波信号の同相（Ｉ相）成分Ｉ（ｆ，ｔ）が出力される。また、乗算器３５からは、これら２つの入力信号の乗算結果として、検波信号の直交（Ｑ相）成分Ｑ（ｆ，ｔ）が出力される。
【００８８】
そして、検波信号の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）と直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）とがＬＰＦ３６，３７にそれぞれ与えられると、高周波成分が除去されて、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）が抽出される。抽出された直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）は、信号処理部４０へ出力される。
【００８９】
信号処理部４０は、検出部３０に接続され、反射波Ｒの直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）を受ける。
【００９０】
信号処理部４０は、反射波Ｒの直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）から解析信号ｐ（ｆ）を生成する解析信号生成部４２と、生成された解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換してプロファイルＰ（ｘ）を算出するフーリエ変換部４４とを含む。なお、解析信号生成部４２とフーリエ変換部４４とは、たとえばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）によって一体的に構成される。これにより、各部における演算処理は、予め記憶されたプログラムにしたがってソフトウェア的に実行される。
【００９１】
以上のように、本実施の形態に係る距離測定装置の構成は、図１０に示す従来の距離測定装置に対して、基本的な構成を同じくする。しかしながら、検出部３０において反射波Ｒを検出する点と、信号処理部４０に解析信号生成部４２を含む点とにおいて、従来の距離測定装置とは異なる。以下に、本実施の形態に従う距離測定方法について詳細に説明し、上記の相違点のもたらす効果について明示する。
【００９２】
最初に、本実施の形態に従う距離測定方法の測定原理について説明する。
図１に示す距離測定装置において、送信部２０から放出された進行波Ｄが時刻ｔにおいて、
【００９３】
【数５】
【００９４】
で表わされるとき、各測定対象物までの距離をｄｋとすれば、各測定対象物Ｍｋによる反射波Ｒは、次のように表わすことができる。
【００９５】
【数６】
【００９６】
ただし、ｃは光速、ｆは送信周波数、Ａは進行波Ｄの振幅レベル、ｄｋは測定対象物Ｍｋまでの距離である。また、γｋは測定対象物Ｍｋの反射係数の大きさで伝搬損失を含む。φｋは反射における位相シフト量である。
【００９７】
そして、検出部３０の乗算器３４，３５において、式（６）の反射波Ｒを、送信周波数ｆの送信信号とこれとπ／２位相が異なる送信信号の直交信号とでそれぞれ同期検波することにより、次式で示す検波信号の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）と直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）とが得られる。
【００９８】
【数７】
【００９９】
さらに、式（７）の同相成分Ｉ（ｆ，ｔ）および直交成分Ｑ（ｆ，ｔ）から、ＬＰＦ３６，３７を介して高周波成分（送信信号の２倍波成分に相当）を除去することによって、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）が抽出される。
【０１００】
【数８】
【０１０１】
ここで、式（８）を参照して、直流成分Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）は、式（７）で表わされる反射波Ｒの検波信号から、進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射したときの位相シフト量φｋの変化分（以下、位相変化成分とも称する）を抽出したものであることが分かる。すなわち、式（８）の直流成分は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋに応じた周期で変動する関数となる。したがって、この直流成分をフーリエ変換することによって周期成分を抽出すれば、距離ｄｋが分かる。
【０１０２】
式（８）に示す直流成分は、それぞれ実信号として、次式で示すｃｏｓ関数とｓｉｎ関数とで表される。
【０１０３】
【数９】
【０１０４】
したがって、式（９），（１０）を同相成分および直交成分とする複素正弦波関数を受信パワー信号ｐ（ｆ）とし、これをフーリエ変換して得られるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の極大値に基づいて測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋが得られると予想される。
【０１０５】
しかしながら、式（９），（１０）からなる複素正弦波関数をフーリエ変換したプロファイルＰ（ｘ）には、上記の式（２）のプロファイルＰ（ｘ）と同様に、ｅ＋ｊθ（ｆ）に起因する第２項と、ｅ-ｊθ（ｆ）に起因する第３項とが発生する（θ（ｆ）は位相変化成分）。そのため、図１２で示したのと同様に、距離ｄが小さいときには、プロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜において、第２項および第３項にそれぞれ対応する２つの極大値が互いに干渉し合うことによって、計測誤差が増加することになる。すなわち、負の周波数の影響を回避できないことから、測定対象物が近距離に位置するとき、および測定対象物が移動体であるときの計測誤差を低減することができない。
【０１０６】
そこで、この発明による距離測定装置は、式（９），（１０）からなる複素正弦波関数の周期性が、負の周波数の影響を受けない距離に応じた周期性となるように、周波数変換させることを特徴とする。
【０１０７】
詳細には、式（９），（１０）を同相成分および直交成分とする、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号と、予め設定された所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とを混成（ミキシング）する。信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）をそれぞれ、
【０１０８】
【数１０】
【０１０９】
とすると、式（９），（１０）の実信号と式（１１），（１２）とをミキシングすることによって、次式で示される解析信号ｐ（ｆ）が生成される。
【０１１０】
【数１１】
【０１１１】
すなわち、式（１３）の解析信号ｐ（ｆ）は、送信周波数ｆに対して周期的であり、その周期性は、所定の距離ｄ０に応じた周期性よりも距離ｄｋに応じた周期性だけ高い信号となる。
【０１１２】
ここで、距離ｄ０に応じた信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）と、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋに応じた実信号Ｉ（ｆ），Ｑ（ｆ）とをミキシングしたときには、式（１３）で示す両信号の周波数の和の成分に加えて、両信号の周波数の差の成分も同時に発生する。以下において、周波数の和の成分を上側帯波（ＵＳＢ：Upper Side Band）とも称し、周波数の差の成分を下側帯波（ＬＳＢ：Lower Side Band）とも称する。
【０１１３】
そして、これらの上側帯波ＵＳＢと下側帯波ＬＳＢとからなる信号をフーリエ変換すると、得られるプロファイルの波形には、所定の距離ｄ０を中心として、＋ｄｋだけシフトした位置（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）と、−ｄｋだけシフトした位置（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）とにそれぞれ極大値が現れる。
【０１１４】
これは、図１２のプロファイルＰ（ｘ）において見られた、ｘ＝０を中心として、ｘが正の領域とｘが負の領域とにそれぞれ極大値が生じる現象に等しい。そのため、ｘ＝ｄ０を中心として負の領域（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）に現れる極大値が、実質的に負の周波数の影響を正の領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）に現れる極大値に及ぼすこととなり、計測誤差を増加させることになる。
【０１１５】
すなわち、距離ｄｋが０ｍに近づくに従って、２つの極大値が共に中心値ｄ０に近接することになり、互いに干渉し合うことによって計測誤差を大きくする結果となる。また、測定対象物Ｍｋが高速で移動しているときには、正の領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）に現れる極大値が負の領域（ｘ＝ｄ０−ｄｋ）に現れ、かつ負の領域に現れる極大値が正の領域に現れるといった逆転現象が発生する。その結果、真の極大値がいずれかを判別することが困難となり、計測誤差を増加させることになる。
【０１１６】
そこで、この発明による距離測定装置は、このような実質的な負の周波数の影響を抑える手段として、上側帯波ＵＳＢと下側帯波ＬＳＢとのいずれか一方のみを解析信号ｐ（ｆ）として利用する構成とする。
【０１１７】
詳細には、上側帯波ＵＳＢを解析信号ｐ（ｆ）として利用するときには、解析信号ｐ（ｆ）は、上記の式（１３）で表現される。一方、下側帯波ＬＳＢを解析信号ｐ（ｆ）として利用するときには、解析信号ｐ（ｆ）は、ｐ（ｆ）＝Ｉ（ｆ）・Ｉ０（ｆ）−Ｑ（ｆ）Ｑ０（ｆ）と表現される。
【０１１８】
たとえば式（１３）の上側帯波を解析信号ｐ（ｆ）として、これをフーリエ変換の公式
【０１１９】
【数１２】
【０１２０】
に適用して得られる距離ｘにおけるプロファイルＰ（ｘ）は、次式のようになる。
【０１２１】
【数１３】
【０１２２】
ただし、ｆ０は送信周波数帯域の中心周波数、ｆｗは送信周波数の帯域幅である。
これによれば、式（１５）のプロファイルＰ（ｘ）は、ｘ＝ｄ０＋ｄｋの位置に極大値を有することになり、ｘ＝ｄ０−ｄｋに位置する極大値による実質的な負の周波数の影響が除去された結果となる。
【０１２３】
ここで、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号ｅｊθ（ｆ）と、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とをミキシングするにあたって、適用される式（１３）の各成分のうち、信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）については、式（１１），（１２）で示される算術式を用いて得ることができる。一方、実信号ｅｊθ（ｆ）については、実数成分（ｃｏｓ関数）は受信した反射波Ｒから導くことができるが、虚数成分（ｓｉｎ関数）については導き出すことができない。
【０１２４】
一般に、ｃｏｓ関数から複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）を導く方法には、ヒルベルト変換が知られている。これによれば、ｃｏｓ関数から、これに直交するｓｉｎ関数を求めることで複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）が得られる。しかしながら、ヒルベルト変換によって複素正弦波関数を生成するためには、基本となるｃｏｓ関数に十分な周期性が含まれることが必要とされる。したがって、本実施の形態のように、距離ｄが短く、ｃｏｓ関数に十分な周期性が認められない場合においては、ヒルベルト変換の適用は困難であるといえる。
【０１２５】
これに対して、本実施の形態では、式（７）に示したように、反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とでそれぞれ同期検波して直流成分を抽出することによって、実数成分である同相成分Ｉ（ｆ）と、虚数成分である直交成分Ｑ（ｆ）とが得られるため、複素正弦波関数ｅｊθ（ｆ）を導くことができる。
【０１２６】
すなわち、この発明による距離測定装置によれば、距離ｄｋに応じた周期性を持つ実信号を反射波Ｒの同期検波を行なうことにより導出し、かつ、所定の距離ｄ０に応じた周期性を持つ信号とを算術式から導出することによって、実質的な負の周波数の影響が除去された解析信号ｐ（ｆ）を生成することが可能となる。
【０１２７】
ここで、解析信号ｐ（ｆ）の生成において重要となる、所定の距離ｄ０の設定方法について説明する。
【０１２８】
式（１３）の解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られるプロファイルＰ（ｘ）は、図１２に示す従来のプロファイルＰ（ｘ）と同様に、第２項および第３項の成分に対応して、ｘが正となる領域（ｘ＝ｄ０＋ｄｋ）と、ｘが負となる領域（ｘ＝−ｄ０−ｄｋ）とにそれぞれ極大値が現れる。したがって、所定の距離ｄ０の設定には、距離ｄｋが０ｍとなるときにおいても、２つの極大値が干渉し合うことがないことが条件となる。具体的には、測定対象物Ｍｋが静止しているときには、最低でも、式（４）の最小検出距離ｄｍｉｎが確保されるように設定することが必要とされる。なお、フーリエ変換における窓関数を考慮すると、所定の距離ｄ０は、さらに最小検出距離ｄｍｉｎを２倍した距離に設定される。
【０１２９】
また、測定対象物Ｍｋが移動するときには、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋと移動速度との関係に基づいて設定することが必要とされる。
【０１３０】
詳細には、送信周波数ｆの掃引において、帯域幅ｆｗをＮ個の分割数で掃引した場合、サンプリング定理から導出される最大検出距離ｄｍａｘは、ｄｍａｘ＝Ｎ・Ｃ／ｆｗとなる。そして、測定対象物Ｍｋが移動しているときには、送信周波数ｆを上昇掃引して得られる解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られる計測結果（第１の位置情報）と、送信周波数ｆを下降掃引して得られる解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換して得られる計測結果（第２の位置情報）とを求め、第１および第２の位置情報を平均化する補正処理が行なうことによって、移動する測定対象物Ｍｋの位置が検出される。このときの第１および第２の位置情報は、補正値を中心に遠方と近方とにそれぞれシフトしたデータとなり、そのシフト量は、移動速度が高いほど大きくなる。したがって、所定の距離ｄ０を最大検出距離ｄｍａｘの１／２を最大値となるように設定すれば、上述した補正処理を行なうことが可能となる。
【０１３１】
そして、測定対象物Ｍｋの移動速度が大きくなると、帯域幅ｆｗに含まれる反射波Ｒの波長数が増えることから、送信周波数ｆの掃引における分割数Ｎをさらに増加させる必要が生じる。このとき、所定の距離ｄ０は、最大検出距離ｄｍａｘが増加したことに比例して増加することになる。すなわち、所定の距離ｄ０は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋと移動速度に応じて設定される可変値である。
【０１３２】
以上のように、この発明による距離測定装置は、反射波Ｒから距離ｄｋに応じた周期性を有する信号を抽出し、この信号の周波数を距離ｄ０に応じた周期性だけシフトさせたときに発生する２つの側帯波の一方を用いて解析信号ｐ（ｆ）を生成する。その解析信号ｐ（ｆ）の生成手段として、反射波Ｒの同期検波手段と周波数変換手段とが存在する。
【０１３３】
これは、受信した定在波Ｓの受信パワー信号をフーリエ変換する従来の距離測定装置に対して、反射波Ｒから見かけ上の定在波を生成し、この定在波を用いて生成した解析信号ｐ（ｆ）をフーリエ変換する点で異なる。そして、この相違点により、この発明による距離測定装置は、負の周波数の影響を除去して、近距離に位置する測定対象物Ｍｋおよび移動する測定対象物Ｍｋにおいても、正確に距離ｄｋを計測することが可能となる。
【０１３４】
図３は、図１の距離測定装置において、以上に述べた測定原理を実現するための動作を示すフロー図である。
【０１３５】
図３を参照して、まず計測に先立って、図１の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ０、送信周波数範囲ｆＷ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ０１）。
【０１３６】
周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０−ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ０２）。
【０１３７】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ０３）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する。
【０１３８】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物で反射されたときの反射波Ｒを検出する。このとき、検出部３０では、方向性結合器３２を介して送信部２０の受信信号から反射波Ｒが検出されると、反射波Ｒが送信信号により同期検波されて直流成分が抽出されることにより、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）が検出される（ステップＳ０４）。
【０１３９】
ステップＳ０３およびＳ０４に示す検出動作は、さらに、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ０６）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０＋ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ０５）。
【０１４０】
ステップＳ０５において、所定の周波数帯域幅ｆＷでの反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）から解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ０７）。
【０１４１】
このとき、解析信号生成部４２では、ステップＳ１０に示すように、測定対象物Ｍｋの位置および移動速度に基づいて所定の距離ｄ０が設定されると、距離ｄ０に応じた周期性を有する信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）が式（１１），（１２）を用いて算出される（ステップＳ１１）。そして、ステップＳ０７において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、発生する２つの側帯波のうちの一方（たとえば上側帯波ＵＳＢ）を用いて解析信号ｐ（ｆ）が生成される。
【０１４２】
ステップＳ０７にて得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ０８）。
【０１４３】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ０９）。
【０１４４】
図４は、図１の距離測定装置において、プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。なお、同図の関係は、ｆ０＝２４．０３７５ＧＨｚ，ｆＷ＝７５ＭＨｚ，γｋ＝０．１，φｋ＝πの条件下において、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを０ｍ≦ｄｋ≦１０ｍの範囲で変化させたときに得られたものである。
【０１４５】
図４に示すように、プロファイルＰ（ｘ）から得られる測定対象物の距離ｄｋと実際の測定対象物までの距離とは、０ｍ≦ｄｋ≦１０ｍの全範囲において、１対１の関係が得られている。これにより、図１２に示される従来計測不可能であった距離が２ｍ以下の領域においても計測することができ、特にｄ＝０ｍからの測距が可能となる。
【０１４６】
図５は、測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋが遠距離レベル（１０ｍ≦ｄｋ≦２０ｍ）のときの計測値と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【０１４７】
図５から明らかなように、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋには、図１３で示される誤差が生じていない。したがって、中距離以上に位置する測定対象物Ｍｋに対しても、計測誤差を低減することができる。
【０１４８】
次に、図１の距離測定装置における移動する測定対象物Ｍｋまでの距離ｄｋの測定動作について説明する。
【０１４９】
図６は、図１に示す距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
図６を参照して、まず計測に先立って、図１の周波数制御部１４において、周波数条件が設定される。詳細には、送信部２０から放出される電磁波の中心周波数ｆ０、送信周波数範囲ｆＷ、掃引する周波数ステップΔｆが設定される（ステップＳ２０）。以下においては、送信周波数ｆを、周波数ステップΔｆごとに増加（上昇掃引に相当）、または周波数ステップΔｆごとに減少（下降掃引に相当）することによって、第１および第２の位置情報がそれぞれ検出される。
【０１５０】
まず、上昇掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０−ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ２１）。
【０１５１】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する（ステップＳ２２）。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する。
【０１５２】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射された反射波Ｒを検出する。そして、検出部３０は、反射波Ｒを送信信号の同相信号と直交信号とにより同期検波して、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）を検出する（ステップＳ２３）。
【０１５３】
ステップＳ２２およびＳ２３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ増加させて行なわれる（ステップＳ２４）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０＋ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ２５）。
【０１５４】
ステップＳ２５において、所定の周波数範囲ｆＷでの同相成分Ｉ（ｆ）および直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と所定の距離ｄ０に応じた周期性の信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、そのとき生じる上側帯波ＵＳＢから解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ２６）。
【０１５５】
さらに、得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ２７）。
【０１５６】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出し、極大値を与える位置ｘから所定の距離ｄ０を差し引くことにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ２８）。検出された距離ｄｋは、第１の位置情報としてフーリエ変換部４４に格納される。
【０１５７】
次に、下降掃引においては、周波数条件が設定されると、周波数制御部１４は、掃引開始時の送信周波数ｆとして、ｆ＝ｆ０＋ｆＷ／２を設定する。周波数制御部１４は、発信部１２のＶＣＯの発振周波数を送信周波数ｆに制御するための制御信号を出力する（ステップＳ３１）。
【０１５８】
発信部１２は、周波数制御部１４からの制御信号に応じて、自己の発振周波数を送信周波数ｆに調整し、送信周波数ｆの信号を出力する。送信部２０は、出力信号と同一周波数ｆの電磁波を測定対象物Ｍｋに対して放出する（ステップＳ３２）。
【０１５９】
次に、検出部３０は、送信周波数ｆの進行波Ｄが測定対象物Ｍｋで反射された反射波Ｒを検出する。そして、ステップＳ２３と同様の手順に従って、反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）がそれぞれ検出される（ステップＳ３３）。
【０１６０】
ステップＳ３２およびＳ３３に示す検出動作は、送信周波数ｆを周波数ステップΔｆだけ減少させて行なわれる（ステップＳ３４）。以上に示す一連の動作は、最終的に送信周波数ｆが掃引終了時の周波数ｆ０−ｆＷ／２に至るまで繰り返される（ステップＳ３５）。
【０１６１】
ステップＳ３４において、所定の周波数範囲ｆＷでの同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）の検出が終了すると、信号処理部４０内の解析信号生成部４２において、同相成分Ｉ（ｆ），直交成分Ｑ（ｆ）と、距離ｄ０に応じた周期性の信号Ｉ０（ｆ），Ｑ０（ｆ）とがミキシングされ、そのときの上側帯波ＵＳＢから解析信号ｐ（ｆ）が算出される（ステップＳ３６）。
【０１６２】
得られた解析信号ｐ（ｆ）は、フーリエ変換部４４においてフーリエ変換される。これにより、プロファイルＰ（ｘ）が導出される（ステップＳ３７）。
【０１６３】
最後に、プロファイルＰ（ｘ）の極大値を抽出することにより、測定対象物Ｍｋの距離ｄｋを求めることができる（ステップＳ３８）。検出された距離ｄｋは、第２の位置情報としてフーリエ変換部４４に格納される。
【０１６４】
フーリエ変換部４４は、ステップＳ２８，Ｓ３８において、第１および第２の位置情報が送られると、これら２つの位置情報を平均化する（ステップＳ３９）。得られた結果は、測定対象物Ｍｋの真の位置情報として取得される（ステップＳ４０）。
【０１６５】
図７は、図６の補正処理から得られる距離（計測値）と測定対象物Ｍｋの移動速度との関係を示す図である。
【０１６６】
図７を参照して、上昇掃引時の計測結果である第１の位置情報と、下降掃引時の計測結果である第２の位置情報とを平均化することにより、計測誤差は、測定対象物Ｍｋの移動速度の広い範囲において、略０ｍに保持されている。
【０１６７】
しかしながら、図７において、移動速度が４０ｍ／ｓを超えると、約５．０ｍの計測誤差が生じてしまう。この計測誤差は、送信周波数ｆの分割数Ｎによるサンプリングのためのエリアジングの影響を受けることに起因する。そして、送信周波数ｆの分割数Ｎをさらに増加すれば、図８に示すように、高速時における計測誤差を解消することができる。
【０１６８】
以上のように、この発明による距離測定装置によれば、反射波を同期検波して同相成分と直交成分とを検出し、これを所定の距離に応じた周波数だけシフトさせたときの側帯波の一方を解析信号として利用することにより、近距離から遠距離まで精度良く計測することができる。また、測定対象物が高速移動しているときにおいても、送信周波数を上昇掃引および下降掃引して得られる計測結果に補正処理を施すことにより、掃引時間に依存せず、精度良く測距することができる。
【０１６９】
なお、本実施の形態では、反射波Ｒの検出を方向性結合器３２により行なう構成としたが、図８に示すように、受信専用に設けたアンテナ２０２により検出する構成としても良い。この場合、アンテナ２０２の受信した信号は直接乗算器２４，２６の一方入力にそれぞれ入力される。
【０１７０】
また、この発明における反射波Ｒの同相成分Ｉ（ｆ）および直交成分Ｑ（ｆ）の検出を、アナログ乗算器２４，２６で反射波Ｒを同期検波する構成としたが、送信信号の送信周波数ｆが高く、アナログ乗算器が使用できない場合は、乗算器２４，２６をダイオードで構成し、反射波Ｒを包絡線検波することによって検出する構成とすればよい。なお、この場合、検波信号には、送信信号の直流成分をも含まれるため、この直流成分を除去するための手段が別途必要となる。
【０１７１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１７２】
【図１】この発明の実施の形態に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
【図２】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図３】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図４】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図５】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図６】図１の距離測定装置における測定動作を説明するためのフロー図である。
【図７】プロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【図８】プロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態の変更例に従う距離測定装置の基本構成を示す回路図である。
【図１０】特許文献３に提案されている距離測定装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図１１】測定対象物Ｍｋが距離ｄｋの位置にあるときに、ｘ＝ｘｓ＝０の位置で観測される受信パワー信号ｐ（ｆ，０）の波形図である。
【図１２】測定対象物Ｍｋの距離ｄｋが０ｍから５ｍまでの範囲におけるプロファイルの大きさ｜Ｐ（ｘ）｜の計算結果を示す図である。
【図１３】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図１４】プロファイルＰ（ｘ）から求められる測定対象物Ｍｋの距離ｄｋ（計測値）と実際の測定対象物までの距離との関係を示す図である。
【図１５】測定対象物Ｍｋを距離ｄｋ＝１０ｍの位置を基準として、±１０ｍｍの範囲内で微小に位置変化させたときの計測誤差を示す図である。
【図１６】受信パワー信号を多重処理して得られる計測結果を示す図である。
【図１７】測定対象物Ｍｋが等速移動しているときのプロファイルＰ（ｘ）から得られる距離（計測値）と測定対象物の移動速度との関係を示す図である。
【符号の説明】
【０１７３】
１０，６０ 発信源、１２，６２ 発信部、１４，６４ 周波数制御部、２０，７０ 送信部、３０，３０Ａ，３２ 方向性結合器、３４，３５ 乗算器、３６，３７ ＬＰＦ，３８ π／２移相器、８０ 検出部、４０，９０ 信号処理部、４２ 解析信号生成部、４４，９２ フーリエ変換部、Ｍ１〜Ｍｎ 測定対象物。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象物までの距離を計測する距離測定装置であって、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する送信信号を出力する発信源と、
前記送信信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射する送信部と、
前記電磁波の反射波を検出する検出部と、
検出された前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備え、
前記検出部は、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出する検波手段を含み、
前記信号処理部は、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させる周波数変換手段と、
前記周波数変換手段により得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とする解析信号生成手段と、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む、距離測定装置。
【請求項２】
前記発信源は、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含み、
前記信号処理部は、
前記上昇掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む、請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項３】
前記検波手段は、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項１または請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項４】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項３に記載の距離測定装置。
【請求項５】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項４に記載の距離測定装置。
【請求項６】
前記検波手段は、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項１または請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項７】
測定対象物までの距離を計測する距離測定方法であって、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
前記電磁波の反射波を検出するステップと、
検出した前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを備え、
前記反射波を検出するステップは、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出するステップを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、
前記周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるステップとを含む、距離測定方法。
【請求項８】
前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む、請求項７に記載の距離測定方法。
【請求項９】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項７または請求項８に記載の距離測定方法。
【請求項１０】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項９に記載の距離測定方法。
【請求項１１】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項１０に記載の距離測定方法。
【請求項１２】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項７または請求項８に記載の距離測定方法。
【請求項１３】
測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムであって、
コンピュータに、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
前記電磁波の反射波を検出するステップと、
検出した前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させ、
前記反射波を検出するステップは、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出するステップを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、
前記周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるステップとを含む、距離測定プログラム。
【請求項１４】
前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む、請求項１３に記載の距離測定プログラム。
【請求項１５】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項１３または請求項１４に記載の距離測定プログラム。
【請求項１６】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項１５に記載の距離測定プログラム。
【請求項１７】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項１６に記載の距離測定プログラム。
【請求項１８】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項１３または請求項１４に記載の距離測定プログラム。
【請求項１】
測定対象物までの距離を計測する距離測定装置であって、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する送信信号を出力する発信源と、
前記送信信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射する送信部と、
前記電磁波の反射波を検出する検出部と、
検出された前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出する信号処理部とを備え、
前記検出部は、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出する検波手段を含み、
前記信号処理部は、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させる周波数変換手段と、
前記周波数変換手段により得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とする解析信号生成手段と、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるフーリエ変換手段とを含む、距離測定装置。
【請求項２】
前記発信源は、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引する上昇掃引手段と、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引する下降掃引手段とを含み、
前記信号処理部は、
前記上昇掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引手段に応じて前記フーリエ変換手段にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持する手段と、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出する補正手段とをさらに含む、請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項３】
前記検波手段は、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項１または請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項４】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項３に記載の距離測定装置。
【請求項５】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項４に記載の距離測定装置。
【請求項６】
前記検波手段は、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項１または請求項２に記載の距離測定装置。
【請求項７】
測定対象物までの距離を計測する距離測定方法であって、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
前記電磁波の反射波を検出するステップと、
検出した前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを備え、
前記反射波を検出するステップは、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出するステップを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、
前記周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるステップとを含む、距離測定方法。
【請求項８】
前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む、請求項７に記載の距離測定方法。
【請求項９】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項７または請求項８に記載の距離測定方法。
【請求項１０】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項９に記載の距離測定方法。
【請求項１１】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項１０に記載の距離測定方法。
【請求項１２】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項７または請求項８に記載の距離測定方法。
【請求項１３】
測定対象物までの距離を計測する距離測定プログラムであって、
コンピュータに、
所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップと、
前記信号と同一周波数の電磁波を発生し、前記測定対象物に対して放射するステップと、
前記電磁波の反射波を検出するステップと、
検出した前記反射波と前記送信周波数との関係を演算処理することによって前記測定対象物までの距離を算出するステップとを実行させ、
前記反射波を検出するステップは、
検出された前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記反射波の位相変化成分を抽出するステップを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
抽出された前記位相変化成分の変動周波数を、所定の距離に応じた周波数だけ変化させるステップと、
前記周波数を変化させて得られる上側帯波および下側帯波のうちの一方を解析信号とするステップと、
前記解析信号をフーリエ変換してプロファイルを算出し、前記プロファイルの極大値と前記所定の距離とに基づいて前記測定対象物までの距離を求めるステップとを含む、距離測定プログラム。
【請求項１４】
前記所定の送信周波数と所定の帯域幅とを有する信号を出力するステップは、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで上昇させて掃引するステップと、
前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で所定のステップで下降させて掃引するステップとを含み、
前記測定対象物までの距離を算出するステップは、
前記上昇掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第1の位置情報とし、前記下降掃引したときに前記フーリエ変換にて得られる前記測定対象物までの距離を第２の位置情報として保持するステップと、
保持された前記第１および第２の位置情報を平均化して真の前記測定対象物までの距離を導出するステップとをさらに含む、請求項１３に記載の距離測定プログラム。
【請求項１５】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、前記反射波を前記送信信号により同期検波して前記位相変化成分の同相成分を抽出し、前記反射波を前記送信信号とπ／２位相が異なる信号により同期検波して前記位相変化成分の直交成分を抽出する、請求項１３または請求項１４に記載の距離測定プログラム。
【請求項１６】
前記所定の距離は、前記所定の送信周波数を前記所定の帯域幅で掃引させるときの分割数に応じて可変とする、請求項１５に記載の距離測定プログラム。
【請求項１７】
前記所定の距離は、前記所定の帯域幅と前記分割数とから決まる最大検出可能距離の略半分を最大値とするように設定される、請求項１６に記載の距離測定プログラム。
【請求項１８】
前記反射波の位相変化成分を抽出するステップは、包絡線検波した前記反射波から前記送信信号の直流成分を差し引くことにより前記反射波の位相変化成分を抽出する、請求項１３または請求項１４に記載の距離測定プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００７−２４６７１（Ｐ２００７−２４６７１Ａ）
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２０６７９８（Ｐ２００５−２０６７９８）
【出願日】平成１７年７月１５日（２００５．７．１５）
【特許番号】特許第３７８４８２３号（Ｐ３７８４８２３）
【特許公報発行日】平成１８年６月１４日（２００６．６．１４）
【出願人】（３０４０２０２９２）国立大学法人徳島大学 (307)
【出願人】（０００２３３７９０）株式会社ノーケン (13)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月１５日（２００５．７．１５）
【特許番号】特許第３７８４８２３号（Ｐ３７８４８２３）
【特許公報発行日】平成１８年６月１４日（２００６．６．１４）
【出願人】（３０４０２０２９２）国立大学法人徳島大学 (307)
【出願人】（０００２３３７９０）株式会社ノーケン (13)
【Ｆターム（参考）】
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