鋸波生成回路及び直流−直流コンバータ
【課題】 波形になまりの少ない鋸波生成回路を提供する。
【解決手段】 鋸波生成回路１は、抵抗Ｒ１と、この抵抗Ｒ１に直列に接続された第１のコンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１と第１のコンデンサＣ１との直列回路に接続された定電流源ＣＩと、第１のコンデンサＣ１に並列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１と、第１の抵抗Ｒ１に並行に接続された第２のコンデンサＣ２とを備え、直列回路Ｒ１，Ｃ１と定電流源ＣＩとの出力ノードＮ１の電圧を出力する。スイッチング素子ＳＷ１をオン・オフすることで、コンデンサＣ１の充電と放電が繰り返され、鋸波が生成される。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、分布寄生容量Ｃｐの充電電荷がコンデンサＣ２とスイッチング素子ＳＷ１を介して短時間で放電し、出力波形に影響を与えない。
【解決手段】 鋸波生成回路１は、抵抗Ｒ１と、この抵抗Ｒ１に直列に接続された第１のコンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１と第１のコンデンサＣ１との直列回路に接続された定電流源ＣＩと、第１のコンデンサＣ１に並列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１と、第１の抵抗Ｒ１に並行に接続された第２のコンデンサＣ２とを備え、直列回路Ｒ１，Ｃ１と定電流源ＣＩとの出力ノードＮ１の電圧を出力する。スイッチング素子ＳＷ１をオン・オフすることで、コンデンサＣ１の充電と放電が繰り返され、鋸波が生成される。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、分布寄生容量Ｃｐの充電電荷がコンデンサＣ２とスイッチング素子ＳＷ１を介して短時間で放電し、出力波形に影響を与えない。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、鋸波生成回路に関し、特に、なまりの小さい鋸波を出力する鋸波生成回路に関する。
また、本発明は、この鋸波生成回路を有する直流−直流コンバータに関し、より詳細には、基準電圧を、対応する他の電圧を有する直流出力電圧に、より正確に変換して出力する直流−直流コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
鋸波生成回路は、電子回路の様々な場面で使用されている。例えば、鋸波生成回路は、直流−直流コンバータで、基準電圧に対応する電圧を有する直流出力電圧に変換する際に使用される。
【０００３】
特許文献１の図１及び図２には、鋸波生成回路の一例が示されている。これらの鋸波生成回路が出力する鋸波信号は、その図３に例示されているように、０Ｖとピーク電圧との間で変化する。
【０００４】
この鋸波回路の出力信号にバイアス電圧をかける場合には、例えば、図５に示す構成の鋸波生成回路５０を使用できる。この鋸波生成回路５０は、抵抗Ｒと、抵抗Ｒに直列に接続されたコンデンサＣと、抵抗ＲとコンデンサＣとの直列回路に接続され、この直列回路に定電流ｉを流す定電流源Ｉと、定電流源Ｉを動作させるための直流電源Ｅと、コンデンサＣに並列に接続されたスイッチング素子ＳＷと、から構成されている。コンデンサＣと抵抗Ｒとの接続ノードＮに出力端子Ｔoutが接続されている。
なお、この鋸波生成回路の回路上には、寄生容量が必然的に分布している。図５では、この分布寄生容量を符号Ｃｐでモデル化して示す。
【特許文献１】特開平１−２２０５１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図５の鋸波生成回路５０では、スイッチング素子ＳＷがオンすると、分布寄生容量Ｃｐに蓄えられた電荷が抵抗Ｒを介して放電する。この放電電流により抵抗Ｒに電圧降下が生じ、コンデンサＣの充電電圧で生成される鋸波電圧に重畳する。
このため、図６（ａ）に示す理想的な鋸波波形に比較して、図６（ｂ）に示すように、立ち下がり部分に「なまり」が生じてしまう。
【０００６】
鋸波生成回路５０の出力信号を用いて出力電圧を制御する直流−直流コンバータでは、入力される鋸波の立ち下がり波形になまりがあるため、基準電圧を、対応する直流出力電圧に変換する際に誤差が生じてしまう。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、なまりの少ない鋸波を出力することが出来る鋸波生成回路を提供することを目的とする。
また、基準電圧を所望の直流出力電圧により正確に変換することが可能な直流−直流コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る鋸波生成回路は、
鋸波電圧を出力する鋸波生成回路であって、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗に直列に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の抵抗と前記第１のコンデンサとの直列回路に接続され、該直列回路に電流を流す電流源と、
前記第１のコンデンサの電極間に接続され、オン・オフし、オンの時に該第１のコンデンサを放電させる第１のスイッチング素子と、
前記第１の抵抗の両端間に接続された第２のコンデンサと、
を備え
前記直列回路と前記電流源との接続ノードの電圧を出力する。
【０００９】
例えば、前記第１の抵抗は、電流路の一端が出力ノードに接続され、前記電流路の他端が前記第１のコンデンサに接続され、制御端にパルスを入力し、オン・オフする第１のトランジスタから構成される。
【００１０】
また、例えば、前記第１の抵抗は、抵抗領域で動作する半導体素子から構成されている。
【００１１】
また、上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係る直流−直流コンバータは、
上述の鋸波生成回路と、
基準電圧と当該直流−直流コンバータの出力電圧に比例する電圧信号との差分を増幅する誤差増幅器と、
前記鋸波生成回路の出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを比較し、比較結果に対応するレベルの信号を生成するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号に応答して、直流電圧を生成するスイッチング回路と、
から構成される。
【発明の効果】
【００１２】
このような構成を採用したことにより、出力波形になまりの少ない鋸波生成回路を提供することができる。
【００１３】
また、基準電圧を対応する電圧に正確に変換する直流−直流コンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態に係る鋸波生成回路を説明する。
【００１５】
本実施形態の鋸波生成回路１は、図１に示すように、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、定電流源ＣＩと、直流電源Ｅ１と、スイッチング素子ＳＷ１と、抵抗Ｒ１の両端間に接続されたコンデンサＣ２と、出力端子Ｔout１と、から構成されている。
【００１６】
抵抗Ｒ１は、出力波形にバイアスを与えるためのものであり、その一端が出力ノードＮ１に接続されている。
コンデンサＣ１は、鋸波を形成するためのものであり、抵抗Ｒ１の他端に一端が接続され、他端が接地されている。
【００１７】
定電流源ＣIは、電流流出端が出力ノードＮ１を介して抵抗Ｒ１の一端に接続され、直流電源Ｅ１から供給される直流電圧により動作し、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路に定電流ｉｃを流す。
直流電源Ｅ１は、定電流源ＣIに動作電圧を供給する。
【００１８】
スイッチング素子ＳＷ１は、半導体スイッチなどから構成され、コンデンサＣ１の両端間に接続され、制御端に所定周期のパルス信号が印加され、このパルス信号に応答してオン・オフし、オンのときにコンデンサＣ１を放電させる。
【００１９】
コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ１の両端間に接続された高周波バイパス用のコンデンサである。
【００２０】
出力端子Ｔout１は、出力ノードＮ１に接続され、この鋸波生成回路１の出力電圧信号である鋸波信号を外部に出力する。
【００２１】
この鋸波生成回路１の回路上には、寄生容量が分布している。図１では、この分布寄生容量を符号Ｃｐでモデル化して示す。
【００２２】
次に、この鋸波生成回路１の動作を図２（ａ）〜（ｃ）のタイミングチャートを参照して説明する。
【００２３】
スイッチング素子ＳＷ１の制御端には、図２（ａ）に示すような、所定周期のパルス信号が供給される。このパルス信号がローレベルのとき、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１はオフし、定電流源ＣＩから抵抗Ｒ１を介して供給される定電流ｉｃによりコンデンサＣ１が充電される。
【００２４】
このため、コンデンサＣ１の充電電圧がほぼ直線的に上昇し、さらに、抵抗Ｒ１での電圧降下Ｒ１・ｉcが重畳して、図２（ｃ）に示すように、出力端子Ｔout１の電圧Ｖsawは直線的に上昇する。
この間、分布寄生容量Ｃｐも充電され、充電電圧の最大値は出力電圧Ｖsawの最大電圧とほぼ等しくなる。
【００２５】
続いて、図２（ａ）に示すパルス信号がハイレベルになると、図２（ｂ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ１はオンする。すると、コンデンサＣ１の両端が短絡され、コンデンサＣ１に充電された電荷が放電し、コンデンサＣ１の充電電圧（電極間電圧）は瞬間的に低下し、図２（ｃ）に示すように、出力電圧Ｖsawも瞬間的に低下する。ただし、抵抗Ｒ１には、定電流源ＣＩからの定電流ｉcが流れ続けるため、出力電圧Ｖsawはバイアス電圧（Ｖbias＝Ｒ1・ｉc）までしか低下しない。
【００２６】
一方、分布寄生容量Ｃｐは、スイッチング素子ＳＷ１がオンされる直前まで比較的高電圧で充電されており、スイッチング素子ＳＷ１がオンしたことにより、充電電荷を放電する。この放電電流は、過渡電流であり、高周波成分を多量に含み、コンデンサＣ２とコンデンサＣ１の直列回路を介して流れ、抵抗Ｒ１による遅延又は時定数による影響を受けず、短時間で減衰する。
【００２７】
従って、出力ノードＮ１の電圧、即ち、出力電圧Ｖsawは、スイッチング素子ＳＷ１のオンとほぼ同時に低下する。従って、図５の従来の鋸波生成回路５０で、分布寄生容量Ｃpの放電により発生していた出力電圧の「なまり」がほとんど生じない。
【００２８】
続いて、パルス信号がローレベルにたち下がると、スイッチング素子ＳＷ１がオフし、前述の説明と同様に、コンデンサＣ１と分布寄生容量Ｃｐが充電され、出力電圧Ｖsawが徐々に上昇する。
【００２９】
以後、同様の動作を繰り返すことにより、出力端子Ｔout１には、図２（ｃ）に示すような立ち下がりの時間の短い鋸波電圧Ｖsawが生成される。
【００３０】
なお、一連の動作中、コンデンサＣ2には、直流電圧ｉc・Ｒ１が常時印加されており、直流的には安定状態を維持する。
【００３１】
以上説明したように、本実施の形態の鋸波生成回路１は、分布寄生容量Ｃｐの充電電荷を、スイッチング素子ＳＷ１のオン時に、抵抗Ｒ１を介さずに、バイパス用のコンデンサＣ２とスイッチング素子ＳＷ１とを介して、短時間で放電する。従って、ピークまで達した出力電圧Ｖsawを短時間でバイアス電圧まで、引き下げることが可能であり、なまりの少ない鋸波Ｖsawを生成することができる。
【００３２】
図１の鋸波生成回路１において、抵抗Ｒ１を、通常の抵抗を用いて構成することも可能であるが、例えば、抵抗領域で動作するトランジスタ（バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ(Field Effect Transistor））等から構成してもよい。
【００３３】
図３は、図１の抵抗Ｒ１を、バイポーラトランジスタＴｒと直流電源Ｅ２とから構成した例を示す。図３において、バイポーラトランジスタＴｒは、そのコレクタ−エミッタパスが出力ノードＮ１とコンデンサＣ１との間に接続され、直流電源Ｅ２は、バイポーラトランジスタＴｒを抵抗領域で動作させるベース電圧をそのベースに印加する。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＴｒの抵抗値を適宜変更して、出力電圧のバイアス電圧Ｖbiasを任意に設定することができる。
【００３４】
また、スイッチング素子ＳＷ１は、半導体スイッチ、例えば、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴに限らず、リレー、サイリスタなどから構成してもよい。
【００３５】
また、出力波形である鋸波Ｖsawの傾きを適宜調整できるようにしてもよい。この場合には、例えば、定電流源ＣＩの電流値を適宜設定できる可変型の定電流回路を使用すればよい。ただし、定電流ｉｃの変化により、バイアス電圧も変化するので、バイアス電圧は、例えば、図３に示す電源Ｅ２により調整する。
【００３６】
（第２の実施形態）
上記実施の形態の鋸波生成回路の応用分野は任意であり、出力波形のなまりが小さいという特性を有効に活用できることが望ましく、例えば、直流−直流コンバータに用いて好適である。
【００３７】
以下、上記鋸波生成回路１を用いたＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータの例を図４を参照して説明する。
【００３８】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１は、図４に示すように、図１（図３でも良い）に示す鋸波生成回路１と、基準電圧発生器４２と、誤差増幅器４３と、ＰＷＭコンパレータ４４と、制御回路４５と、スイッチング素子であるＰ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２と、スイッチング素子であるＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３と、チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣ３で構成される平滑化回路４６と、分圧回路４７と、直流電源Ｅ３とから構成され、基準電圧Ｖrefを対応する直流出力電圧Ｖoutに変換して出力する回路である。
【００３９】
基準電圧発生器４２は、ＤＣ−ＤＣ変換の基準となる電圧Ｖrefを出力する。
【００４０】
誤差増幅器４３は、その非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖrefが印加され、分圧回路４７からの帰還電圧Ｖbackが反転入力端子（−）に印加され、両入力電圧の差分（Ｖref−Ｖback）を増幅率αで増幅する。
【００４１】
ＰＷＭコンパレータ４４の反転入力端子（−）には、誤差増幅器４３の出力電圧（α（Ｖref−Ｖback）)が印加され、非反転入力端子（＋）には、鋸波生成回路１の出力電圧Ｖsawが印加され、誤差増幅器４３の出力電圧（α（Ｖref−Ｖback）)よりも、鋸波生成回路１の出力電圧Ｖsawが高いときにハイレベルとなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation)信号を出力する。
【００４２】
制御回路４５は、ＰＷＭコンパレータ４４の出力するＰＷＭ信号に応答して、スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３とを、相補的にオン・オフする。具体的には、制御回路４５は、ＰＷＭ信号がローレベルのときに、スイッチング素子ＳＷ２をオンして、スイッチング素子ＳＷ３をオフし、ＰＷＭ信号がハイレベルのときに、スイッチング素子ＳＷ２をオフして、スイッチング素子ＳＷ３をオンする。
【００４３】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３とは、互いのドレインが接続され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２のソースは直流電源Ｅ３に接続され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３のソースは設置されている。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３のゲートは、制御回路４５に接続され、それぞれ、オン・オフ制御信号が供給される。
【００４４】
平滑回路４６は、チョークコイルＬとコンデンサＣ３とから構成されている。チョークコイルＬの一端は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３の接続点に接続され、他端は出力端子Ｔout２に接続されている。コンデンサＣ３は、チョークコイルＬの他端と接地点との間に接続されている。
【００４５】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２がオンし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３がオフすると、平滑回路４６のチョークコイルＬと出力端子Ｔout２を介して外部の負荷に直流電源Ｅ３から電流が流れる。続いて、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２がオフし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３がオンすると、チョークコイルＬに蓄えられていたエネルギーが放出され、そのエネルギーにより出力端子Ｔout２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３とを介して電流が流れる。コンデンサＣ３は、出力電圧を平滑化する。
【００４６】
分圧回路４７は、出力端子Toutと接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とから構成されている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とは、出力電圧Voutを分圧し、帰還電圧Vbackを生成し、誤差増幅器４３に供給する。
【００４７】
なお、前記スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３とは、他のスイッチング素子を用いて構成してもよい。
【００４８】
次に、上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ４１の動作を説明する。
誤差増幅器４３は、基準電圧発生器４２から供給される基準電圧ＶｒｅｆとこのＤＣ−ＤＣコンバータ４１の出力電圧に比例する帰還電圧Ｖbackとの誤差を増幅する。
【００４９】
ＰＷＭコンパレータ４４は、誤差増幅器４３の出力と鋸波生成回路１の出力を比較し、鋸波の電圧Ｖsawが誤差増幅器４３の出力電圧よりも高ければハイレベルの信号を出力し、逆に、鋸波の電圧Ｖsawが誤差増幅器４３の出力電圧よりも低ければローレベルの信号を出力する。
従って、出力電圧Ｖoutが高くなるに従って、パルス幅が狭くなり、出力電圧Ｖoutが低くなるに従って、パルス幅が広くなる、ＰＷＭ信号が得られる。
【００５０】
この比較の際、誤差増幅器４３の出力と比較する鋸波の立ち下がり波形になまりが少ないことで、的確なパルス幅を有するＰＷＭパルスを得ることができる。
【００５１】
制御回路４５は、ＰＷＭ信号に応答し、ＰＷＭ信号がローレベルの時、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２をオンし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３をオフする。このとき、直流電源Ｅ３から、チョークコイルＬ、平滑用コンデンサＣ３及び出力端子Ｔoutを介して外部負荷に電流が流れ、チョークコイルＬ、平滑用コンデンサＣ１にはエネルギーが蓄えられる。出力電圧Ｖoutは、抵抗Ｒ２、Ｒ３によって分圧され、帰還電圧Ｖbackとして誤差増幅器４３に送られる。
【００５２】
続いて、ＰＷＭコンパレータ４４の出力がハイレベルになると、制御回路４５は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２をオフし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３をオンする。このとき、直流電源Ｅ３は、回路から切り離され、直流電源Ｅ３による電流は流れなくなる。しかしエネルギーを蓄えたチョークコイルＬと、コンデンサＣ３により平滑化された電流がオンしたスイッチング素子ＳＷ３を介して流れ続けるため、直流出力電圧Ｖoutを安定して得られる。
【００５３】
出力電圧Ｖoutが所望の電圧よりも高くなると、帰還電圧Ｖbackが大きくなり、誤差増幅器４３の出力は小さくなる。その結果、パルス幅が広くなり、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間が短く、スイッチング素子ＳＷ３のオフ時間が長くなる。一方、出力電圧Ｖoutが所望の電圧よりも低くなると、帰還電圧Ｖbackが小さくなり、誤差増幅器４３の出力は大きくなる。その結果、パルス幅が狭くなり、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間が長くなり、スイッチング素子ＳＷ３のオフ時間が短くなる。
【００５４】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１は、このような動作を繰り返して、帰還電圧Ｖbackを基準電圧Ｖrefに一致させるように、出力電圧Ｖoutを制御することにより、所望の直流出力電圧Ｖoutを出力する。
【００５５】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１では、鋸波の電圧Vsawの波形になまりが少なく、その結果、正確なパルス幅のＰＷＭパルスが得られる、スイッチング素子ＳＷ３及びＳＷ４のオン・オフのタイミングが的確に制御される。従って、基準電圧Ｖrefに正確に対応する出力電圧Ｖoutが得られる。
【００５６】
この発明は上記実施の形態に限定されず種々の変形及び応用が可能である。例えば、回路構成やタイミングチャートは、同様の機能を実現できるならば、他の構成でもよい。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ４１のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３は、電界効果トランジスタに限らず、他のスイッチング素子を用いて構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る鋸波生成回路の回路図である。
【図２】図１に示す鋸波生成回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】鋸波生成回路の変形例の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】従来の鋸波生成回路の回路図である。
【図６】図５に示す従来の鋸波生成回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５８】
Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３ 直流電源
ＣＩ 定電流源
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３ スイッチング素子
Ｔｒ バイポーラトランジスタ
Ｌ チョークコイル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、鋸波生成回路に関し、特に、なまりの小さい鋸波を出力する鋸波生成回路に関する。
また、本発明は、この鋸波生成回路を有する直流−直流コンバータに関し、より詳細には、基準電圧を、対応する他の電圧を有する直流出力電圧に、より正確に変換して出力する直流−直流コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
鋸波生成回路は、電子回路の様々な場面で使用されている。例えば、鋸波生成回路は、直流−直流コンバータで、基準電圧に対応する電圧を有する直流出力電圧に変換する際に使用される。
【０００３】
特許文献１の図１及び図２には、鋸波生成回路の一例が示されている。これらの鋸波生成回路が出力する鋸波信号は、その図３に例示されているように、０Ｖとピーク電圧との間で変化する。
【０００４】
この鋸波回路の出力信号にバイアス電圧をかける場合には、例えば、図５に示す構成の鋸波生成回路５０を使用できる。この鋸波生成回路５０は、抵抗Ｒと、抵抗Ｒに直列に接続されたコンデンサＣと、抵抗ＲとコンデンサＣとの直列回路に接続され、この直列回路に定電流ｉを流す定電流源Ｉと、定電流源Ｉを動作させるための直流電源Ｅと、コンデンサＣに並列に接続されたスイッチング素子ＳＷと、から構成されている。コンデンサＣと抵抗Ｒとの接続ノードＮに出力端子Ｔoutが接続されている。
なお、この鋸波生成回路の回路上には、寄生容量が必然的に分布している。図５では、この分布寄生容量を符号Ｃｐでモデル化して示す。
【特許文献１】特開平１−２２０５１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図５の鋸波生成回路５０では、スイッチング素子ＳＷがオンすると、分布寄生容量Ｃｐに蓄えられた電荷が抵抗Ｒを介して放電する。この放電電流により抵抗Ｒに電圧降下が生じ、コンデンサＣの充電電圧で生成される鋸波電圧に重畳する。
このため、図６（ａ）に示す理想的な鋸波波形に比較して、図６（ｂ）に示すように、立ち下がり部分に「なまり」が生じてしまう。
【０００６】
鋸波生成回路５０の出力信号を用いて出力電圧を制御する直流−直流コンバータでは、入力される鋸波の立ち下がり波形になまりがあるため、基準電圧を、対応する直流出力電圧に変換する際に誤差が生じてしまう。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、なまりの少ない鋸波を出力することが出来る鋸波生成回路を提供することを目的とする。
また、基準電圧を所望の直流出力電圧により正確に変換することが可能な直流−直流コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る鋸波生成回路は、
鋸波電圧を出力する鋸波生成回路であって、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗に直列に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の抵抗と前記第１のコンデンサとの直列回路に接続され、該直列回路に電流を流す電流源と、
前記第１のコンデンサの電極間に接続され、オン・オフし、オンの時に該第１のコンデンサを放電させる第１のスイッチング素子と、
前記第１の抵抗の両端間に接続された第２のコンデンサと、
を備え
前記直列回路と前記電流源との接続ノードの電圧を出力する。
【０００９】
例えば、前記第１の抵抗は、電流路の一端が出力ノードに接続され、前記電流路の他端が前記第１のコンデンサに接続され、制御端にパルスを入力し、オン・オフする第１のトランジスタから構成される。
【００１０】
また、例えば、前記第１の抵抗は、抵抗領域で動作する半導体素子から構成されている。
【００１１】
また、上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係る直流−直流コンバータは、
上述の鋸波生成回路と、
基準電圧と当該直流−直流コンバータの出力電圧に比例する電圧信号との差分を増幅する誤差増幅器と、
前記鋸波生成回路の出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを比較し、比較結果に対応するレベルの信号を生成するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号に応答して、直流電圧を生成するスイッチング回路と、
から構成される。
【発明の効果】
【００１２】
このような構成を採用したことにより、出力波形になまりの少ない鋸波生成回路を提供することができる。
【００１３】
また、基準電圧を対応する電圧に正確に変換する直流−直流コンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態に係る鋸波生成回路を説明する。
【００１５】
本実施形態の鋸波生成回路１は、図１に示すように、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、定電流源ＣＩと、直流電源Ｅ１と、スイッチング素子ＳＷ１と、抵抗Ｒ１の両端間に接続されたコンデンサＣ２と、出力端子Ｔout１と、から構成されている。
【００１６】
抵抗Ｒ１は、出力波形にバイアスを与えるためのものであり、その一端が出力ノードＮ１に接続されている。
コンデンサＣ１は、鋸波を形成するためのものであり、抵抗Ｒ１の他端に一端が接続され、他端が接地されている。
【００１７】
定電流源ＣIは、電流流出端が出力ノードＮ１を介して抵抗Ｒ１の一端に接続され、直流電源Ｅ１から供給される直流電圧により動作し、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路に定電流ｉｃを流す。
直流電源Ｅ１は、定電流源ＣIに動作電圧を供給する。
【００１８】
スイッチング素子ＳＷ１は、半導体スイッチなどから構成され、コンデンサＣ１の両端間に接続され、制御端に所定周期のパルス信号が印加され、このパルス信号に応答してオン・オフし、オンのときにコンデンサＣ１を放電させる。
【００１９】
コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ１の両端間に接続された高周波バイパス用のコンデンサである。
【００２０】
出力端子Ｔout１は、出力ノードＮ１に接続され、この鋸波生成回路１の出力電圧信号である鋸波信号を外部に出力する。
【００２１】
この鋸波生成回路１の回路上には、寄生容量が分布している。図１では、この分布寄生容量を符号Ｃｐでモデル化して示す。
【００２２】
次に、この鋸波生成回路１の動作を図２（ａ）〜（ｃ）のタイミングチャートを参照して説明する。
【００２３】
スイッチング素子ＳＷ１の制御端には、図２（ａ）に示すような、所定周期のパルス信号が供給される。このパルス信号がローレベルのとき、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１はオフし、定電流源ＣＩから抵抗Ｒ１を介して供給される定電流ｉｃによりコンデンサＣ１が充電される。
【００２４】
このため、コンデンサＣ１の充電電圧がほぼ直線的に上昇し、さらに、抵抗Ｒ１での電圧降下Ｒ１・ｉcが重畳して、図２（ｃ）に示すように、出力端子Ｔout１の電圧Ｖsawは直線的に上昇する。
この間、分布寄生容量Ｃｐも充電され、充電電圧の最大値は出力電圧Ｖsawの最大電圧とほぼ等しくなる。
【００２５】
続いて、図２（ａ）に示すパルス信号がハイレベルになると、図２（ｂ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ１はオンする。すると、コンデンサＣ１の両端が短絡され、コンデンサＣ１に充電された電荷が放電し、コンデンサＣ１の充電電圧（電極間電圧）は瞬間的に低下し、図２（ｃ）に示すように、出力電圧Ｖsawも瞬間的に低下する。ただし、抵抗Ｒ１には、定電流源ＣＩからの定電流ｉcが流れ続けるため、出力電圧Ｖsawはバイアス電圧（Ｖbias＝Ｒ1・ｉc）までしか低下しない。
【００２６】
一方、分布寄生容量Ｃｐは、スイッチング素子ＳＷ１がオンされる直前まで比較的高電圧で充電されており、スイッチング素子ＳＷ１がオンしたことにより、充電電荷を放電する。この放電電流は、過渡電流であり、高周波成分を多量に含み、コンデンサＣ２とコンデンサＣ１の直列回路を介して流れ、抵抗Ｒ１による遅延又は時定数による影響を受けず、短時間で減衰する。
【００２７】
従って、出力ノードＮ１の電圧、即ち、出力電圧Ｖsawは、スイッチング素子ＳＷ１のオンとほぼ同時に低下する。従って、図５の従来の鋸波生成回路５０で、分布寄生容量Ｃpの放電により発生していた出力電圧の「なまり」がほとんど生じない。
【００２８】
続いて、パルス信号がローレベルにたち下がると、スイッチング素子ＳＷ１がオフし、前述の説明と同様に、コンデンサＣ１と分布寄生容量Ｃｐが充電され、出力電圧Ｖsawが徐々に上昇する。
【００２９】
以後、同様の動作を繰り返すことにより、出力端子Ｔout１には、図２（ｃ）に示すような立ち下がりの時間の短い鋸波電圧Ｖsawが生成される。
【００３０】
なお、一連の動作中、コンデンサＣ2には、直流電圧ｉc・Ｒ１が常時印加されており、直流的には安定状態を維持する。
【００３１】
以上説明したように、本実施の形態の鋸波生成回路１は、分布寄生容量Ｃｐの充電電荷を、スイッチング素子ＳＷ１のオン時に、抵抗Ｒ１を介さずに、バイパス用のコンデンサＣ２とスイッチング素子ＳＷ１とを介して、短時間で放電する。従って、ピークまで達した出力電圧Ｖsawを短時間でバイアス電圧まで、引き下げることが可能であり、なまりの少ない鋸波Ｖsawを生成することができる。
【００３２】
図１の鋸波生成回路１において、抵抗Ｒ１を、通常の抵抗を用いて構成することも可能であるが、例えば、抵抗領域で動作するトランジスタ（バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ(Field Effect Transistor））等から構成してもよい。
【００３３】
図３は、図１の抵抗Ｒ１を、バイポーラトランジスタＴｒと直流電源Ｅ２とから構成した例を示す。図３において、バイポーラトランジスタＴｒは、そのコレクタ−エミッタパスが出力ノードＮ１とコンデンサＣ１との間に接続され、直流電源Ｅ２は、バイポーラトランジスタＴｒを抵抗領域で動作させるベース電圧をそのベースに印加する。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＴｒの抵抗値を適宜変更して、出力電圧のバイアス電圧Ｖbiasを任意に設定することができる。
【００３４】
また、スイッチング素子ＳＷ１は、半導体スイッチ、例えば、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴに限らず、リレー、サイリスタなどから構成してもよい。
【００３５】
また、出力波形である鋸波Ｖsawの傾きを適宜調整できるようにしてもよい。この場合には、例えば、定電流源ＣＩの電流値を適宜設定できる可変型の定電流回路を使用すればよい。ただし、定電流ｉｃの変化により、バイアス電圧も変化するので、バイアス電圧は、例えば、図３に示す電源Ｅ２により調整する。
【００３６】
（第２の実施形態）
上記実施の形態の鋸波生成回路の応用分野は任意であり、出力波形のなまりが小さいという特性を有効に活用できることが望ましく、例えば、直流−直流コンバータに用いて好適である。
【００３７】
以下、上記鋸波生成回路１を用いたＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータの例を図４を参照して説明する。
【００３８】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１は、図４に示すように、図１（図３でも良い）に示す鋸波生成回路１と、基準電圧発生器４２と、誤差増幅器４３と、ＰＷＭコンパレータ４４と、制御回路４５と、スイッチング素子であるＰ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２と、スイッチング素子であるＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３と、チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣ３で構成される平滑化回路４６と、分圧回路４７と、直流電源Ｅ３とから構成され、基準電圧Ｖrefを対応する直流出力電圧Ｖoutに変換して出力する回路である。
【００３９】
基準電圧発生器４２は、ＤＣ−ＤＣ変換の基準となる電圧Ｖrefを出力する。
【００４０】
誤差増幅器４３は、その非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖrefが印加され、分圧回路４７からの帰還電圧Ｖbackが反転入力端子（−）に印加され、両入力電圧の差分（Ｖref−Ｖback）を増幅率αで増幅する。
【００４１】
ＰＷＭコンパレータ４４の反転入力端子（−）には、誤差増幅器４３の出力電圧（α（Ｖref−Ｖback）)が印加され、非反転入力端子（＋）には、鋸波生成回路１の出力電圧Ｖsawが印加され、誤差増幅器４３の出力電圧（α（Ｖref−Ｖback）)よりも、鋸波生成回路１の出力電圧Ｖsawが高いときにハイレベルとなるＰＷＭ（Pulse Width Modulation)信号を出力する。
【００４２】
制御回路４５は、ＰＷＭコンパレータ４４の出力するＰＷＭ信号に応答して、スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３とを、相補的にオン・オフする。具体的には、制御回路４５は、ＰＷＭ信号がローレベルのときに、スイッチング素子ＳＷ２をオンして、スイッチング素子ＳＷ３をオフし、ＰＷＭ信号がハイレベルのときに、スイッチング素子ＳＷ２をオフして、スイッチング素子ＳＷ３をオンする。
【００４３】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３とは、互いのドレインが接続され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２のソースは直流電源Ｅ３に接続され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３のソースは設置されている。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３のゲートは、制御回路４５に接続され、それぞれ、オン・オフ制御信号が供給される。
【００４４】
平滑回路４６は、チョークコイルＬとコンデンサＣ３とから構成されている。チョークコイルＬの一端は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３の接続点に接続され、他端は出力端子Ｔout２に接続されている。コンデンサＣ３は、チョークコイルＬの他端と接地点との間に接続されている。
【００４５】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２がオンし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３がオフすると、平滑回路４６のチョークコイルＬと出力端子Ｔout２を介して外部の負荷に直流電源Ｅ３から電流が流れる。続いて、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２がオフし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３がオンすると、チョークコイルＬに蓄えられていたエネルギーが放出され、そのエネルギーにより出力端子Ｔout２とＮ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３とを介して電流が流れる。コンデンサＣ３は、出力電圧を平滑化する。
【００４６】
分圧回路４７は、出力端子Toutと接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とから構成されている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とは、出力電圧Voutを分圧し、帰還電圧Vbackを生成し、誤差増幅器４３に供給する。
【００４７】
なお、前記スイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３とは、他のスイッチング素子を用いて構成してもよい。
【００４８】
次に、上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ４１の動作を説明する。
誤差増幅器４３は、基準電圧発生器４２から供給される基準電圧ＶｒｅｆとこのＤＣ−ＤＣコンバータ４１の出力電圧に比例する帰還電圧Ｖbackとの誤差を増幅する。
【００４９】
ＰＷＭコンパレータ４４は、誤差増幅器４３の出力と鋸波生成回路１の出力を比較し、鋸波の電圧Ｖsawが誤差増幅器４３の出力電圧よりも高ければハイレベルの信号を出力し、逆に、鋸波の電圧Ｖsawが誤差増幅器４３の出力電圧よりも低ければローレベルの信号を出力する。
従って、出力電圧Ｖoutが高くなるに従って、パルス幅が狭くなり、出力電圧Ｖoutが低くなるに従って、パルス幅が広くなる、ＰＷＭ信号が得られる。
【００５０】
この比較の際、誤差増幅器４３の出力と比較する鋸波の立ち下がり波形になまりが少ないことで、的確なパルス幅を有するＰＷＭパルスを得ることができる。
【００５１】
制御回路４５は、ＰＷＭ信号に応答し、ＰＷＭ信号がローレベルの時、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２をオンし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３をオフする。このとき、直流電源Ｅ３から、チョークコイルＬ、平滑用コンデンサＣ３及び出力端子Ｔoutを介して外部負荷に電流が流れ、チョークコイルＬ、平滑用コンデンサＣ１にはエネルギーが蓄えられる。出力電圧Ｖoutは、抵抗Ｒ２、Ｒ３によって分圧され、帰還電圧Ｖbackとして誤差増幅器４３に送られる。
【００５２】
続いて、ＰＷＭコンパレータ４４の出力がハイレベルになると、制御回路４５は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＳＷ２をオフし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＳＷ３をオンする。このとき、直流電源Ｅ３は、回路から切り離され、直流電源Ｅ３による電流は流れなくなる。しかしエネルギーを蓄えたチョークコイルＬと、コンデンサＣ３により平滑化された電流がオンしたスイッチング素子ＳＷ３を介して流れ続けるため、直流出力電圧Ｖoutを安定して得られる。
【００５３】
出力電圧Ｖoutが所望の電圧よりも高くなると、帰還電圧Ｖbackが大きくなり、誤差増幅器４３の出力は小さくなる。その結果、パルス幅が広くなり、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間が短く、スイッチング素子ＳＷ３のオフ時間が長くなる。一方、出力電圧Ｖoutが所望の電圧よりも低くなると、帰還電圧Ｖbackが小さくなり、誤差増幅器４３の出力は大きくなる。その結果、パルス幅が狭くなり、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間が長くなり、スイッチング素子ＳＷ３のオフ時間が短くなる。
【００５４】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１は、このような動作を繰り返して、帰還電圧Ｖbackを基準電圧Ｖrefに一致させるように、出力電圧Ｖoutを制御することにより、所望の直流出力電圧Ｖoutを出力する。
【００５５】
このＤＣ−ＤＣコンバータ４１では、鋸波の電圧Vsawの波形になまりが少なく、その結果、正確なパルス幅のＰＷＭパルスが得られる、スイッチング素子ＳＷ３及びＳＷ４のオン・オフのタイミングが的確に制御される。従って、基準電圧Ｖrefに正確に対応する出力電圧Ｖoutが得られる。
【００５６】
この発明は上記実施の形態に限定されず種々の変形及び応用が可能である。例えば、回路構成やタイミングチャートは、同様の機能を実現できるならば、他の構成でもよい。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ４１のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３は、電界効果トランジスタに限らず、他のスイッチング素子を用いて構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る鋸波生成回路の回路図である。
【図２】図１に示す鋸波生成回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】鋸波生成回路の変形例の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】従来の鋸波生成回路の回路図である。
【図６】図５に示す従来の鋸波生成回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５８】
Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３ 直流電源
ＣＩ 定電流源
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３ スイッチング素子
Ｔｒ バイポーラトランジスタ
Ｌ チョークコイル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
鋸波電圧を出力する鋸波生成回路であって、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗に直列に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の抵抗と前記第１のコンデンサとの直列回路に接続され、該直列回路に電流を流す電流源と、
前記第１のコンデンサの電極間に接続され、オン・オフし、オンの時に該第１のコンデンサを放電させる第１のスイッチング素子と、
前記第１の抵抗の両端間に接続された第２のコンデンサと、
を備え
前記直列回路と前記電流源との接続ノードの電圧を出力する
ことを特徴とする鋸波生成回路。
【請求項２】
前記第１の抵抗は、電流路の一端が出力ノードに接続され、前記電流路の他端が前記第１のコンデンサに接続され、制御端にパルスを入力し、オン・オフする第１のトランジスタから構成される請求項１に記載の鋸波生成回路。
【請求項３】
前記第１の抵抗は、抵抗領域で動作する半導体素子から構成されている、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の鋸波生成回路。
【請求項４】
直流−直流コンバータであって、
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の鋸波生成回路と、
基準電圧と当該直流−直流コンバータの出力電圧に比例する電圧信号との差分を増幅する誤差増幅器と、
前記鋸波生成回路の出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを比較し、比較結果に対応するレベルの信号を生成するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号に応答して、直流電圧を生成するスイッチング回路と、
を備える直流−直流コンバータ。
【請求項１】
鋸波電圧を出力する鋸波生成回路であって、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗に直列に接続された第１のコンデンサと、
前記第１の抵抗と前記第１のコンデンサとの直列回路に接続され、該直列回路に電流を流す電流源と、
前記第１のコンデンサの電極間に接続され、オン・オフし、オンの時に該第１のコンデンサを放電させる第１のスイッチング素子と、
前記第１の抵抗の両端間に接続された第２のコンデンサと、
を備え
前記直列回路と前記電流源との接続ノードの電圧を出力する
ことを特徴とする鋸波生成回路。
【請求項２】
前記第１の抵抗は、電流路の一端が出力ノードに接続され、前記電流路の他端が前記第１のコンデンサに接続され、制御端にパルスを入力し、オン・オフする第１のトランジスタから構成される請求項１に記載の鋸波生成回路。
【請求項３】
前記第１の抵抗は、抵抗領域で動作する半導体素子から構成されている、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の鋸波生成回路。
【請求項４】
直流−直流コンバータであって、
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の鋸波生成回路と、
基準電圧と当該直流−直流コンバータの出力電圧に比例する電圧信号との差分を増幅する誤差増幅器と、
前記鋸波生成回路の出力電圧と前記誤差増幅器の出力電圧とを比較し、比較結果に対応するレベルの信号を生成するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号に応答して、直流電圧を生成するスイッチング回路と、
を備える直流−直流コンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００７−６７５０８（Ｐ２００７−６７５０８Ａ）
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２４７５６９（Ｐ２００５−２４７５６９）
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（３９０００９６６７）セイコーＮＰＣ株式会社 (161)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（３９０００９６６７）セイコーＮＰＣ株式会社 (161)
【Ｆターム（参考）】
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