電力変換装置
【課題】 ＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えて、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】 直流電源Ｅ１からの直流電圧Ｖｄｃ１をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部１と、ＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御によって交流電圧Ｖａｃ１に変換するＤＣ／ＡＣ変換部２とを備え、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、交流電圧Ｖａｃ１を検出する検出部２３と、交流電圧Ｖａｃ１の検出値が所定の目標値に一致する方向に交流電圧Ｖａｃ１をフィードバック制御する制御回路２４とを具備する。
【解決手段】 直流電源Ｅ１からの直流電圧Ｖｄｃ１をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部１と、ＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御によって交流電圧Ｖａｃ１に変換するＤＣ／ＡＣ変換部２とを備え、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、交流電圧Ｖａｃ１を検出する検出部２３と、交流電圧Ｖａｃ１の検出値が所定の目標値に一致する方向に交流電圧Ｖａｃ１をフィードバック制御する制御回路２４とを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置があり、一般に、直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備えている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
例えば、図６に示す電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１と、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２とを備えている。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣ変換部１０１は、スイッチング回路１０１１と、高周波トランスＴｒ１０１と、整流回路１０１２と、検出部１０１３と、制御回路１０１４とで構成される。
【０００５】
スイッチング回路１０１１は、直流電源Ｅ１００の直流電圧Ｖｄｃ１０１を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電源Ｅ１００から供給される電流を周期的に極性反転させて、高周波トランスＴｒ１０１の一次巻線へ供給する。そして、高周波トランスＴｒ１０１の二次巻線には誘起電圧が発生し、整流回路１０１２によって整流されて、整流回路１０１２の出力端間には直流電圧Ｖｄｃ１０２が発生する。この直流電圧Ｖｄｃ１０２は、直流電圧Ｖｄｃ１０１を昇圧または降圧した電圧になる。
【０００６】
そして、検出部１０１３は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を検出しており、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０１１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を目標電圧にフィードバック制御している。
【０００７】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２は、スイッチング回路１０２１と、フィルタ回路１０２２と、検出部１０２３と、制御回路１０２４とで構成される。
【０００８】
スイッチング回路１０２１は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電圧Ｖｄｃ１０２を交流電圧に変換する。そして、スイッチング回路１０２１が出力する交流電圧はフィルタ回路１０２２を通り、不要な周波数帯域が減衰した交流電圧Ｖａｃ１０１をフィルタ回路１０２２から出力する。
【０００９】
そして、検出部１０２３は、交流電圧Ｖａｃ１０１を検出しており、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００１０】
このように電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１およびＤＣ／ＡＣ変換部１０２の各出力を検出する検出部１０１３，１０２３と、各検出結果に基づいてフィードバック制御を行う制御回路１０１４，１０２４とを備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−４４９７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述のようにＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えた電力変換装置において、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化が求められている。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えて、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の電力変換装置は、直流電源からの直流電圧をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧をフィードバック制御によって交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記交流電圧の検出値が所定の目標値に一致する方向に前記交流電圧をフィードバック制御する制御回路とを具備することを特徴とする。
【００１５】
この発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、インダクタ、トランスの一次巻線、コンデンサを直列接続した直列共振回路と、前記直流電源から前記直列共振回路に流れる共振電流を周期的に反転させるスイッチング動作を行うスイッチング素子とを備えることが好ましい。
【００１６】
この発明において、前記スイッチング素子は、前記直列共振回路に直列接続され、前記スイッチング素子がオンしてから、このスイッチング素子に流れる共振電流が増加した後に所定電流を下回るまでの共振期間は、このスイッチング素子のオン期間以下に設定されることが好ましい。
【００１７】
この発明において、前記共振期間は、前記スイッチング素子のオン期間に０．７を乗じた値以上に設定されることが好ましい。
【発明の効果】
【００１８】
以上説明したように、本発明では、ＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えて、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】実施形態の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図２】同上のＤＣ／ＤＣ変換部を示す回路構成図である。
【図３】ダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図４】実施形態のダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図５】同上の共振電流を示す波形図である。
【図６】従来の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２１】
（実施形態）
図１は、本実施形態の電力変換装置Ａ１（ＤＣ／ＡＣコンバータ）のブロック構成を示しており、電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１と、ＤＣ／ＡＣ変換部２とを備えている。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣ変換部１は、スイッチング回路１１と、高周波トランスＴｒ１と、整流回路１２とで構成され、図２にＤＣ／ＤＣ変換部１の回路構成を示す。
【００２３】
スイッチング回路１１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との並列回路と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々に並列接続したコンデンサＣ１〜Ｃ４とを備える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各直列回路の両端間には、直流電源Ｅ１が接続されている。そして、駆動回路Ｋ１が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオン・オフ駆動する。さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各接続中点間には、直列共振回路Ｋ２が接続されている。直列共振回路Ｋ２は、インダクタＬｓと、コンデンサＣｓと、高周波トランスＴｒ１の一次巻線Ｎ１とが直列接続されており、スイッチング回路１１は、ＬＬＣ共振型コンバータを構成している。
【００２４】
そして、整流回路１２は、フルブリッジ接続したダイオードＤ１〜Ｄ４と、出力端間に接続したコンデンサＣ５とを備えている。高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２に発生する誘起電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ４によって全波整流され、この整流電圧がコンデンサＣ５の両端間に印加される。
【００２５】
上記のように構成されたＤＣ／ＤＣ変換部１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオン・オフ駆動することで、直流電源Ｅ１から供給される電流を周期的に極性反転させて、高周波トランスＴｒ１の一次巻線Ｎ１へ供給する。そして、高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２には誘起電圧が発生し、整流回路１２によって整流されて、整流回路１２の出力端間には直流電圧Ｖｄｃ２が発生する。この直流電圧Ｖｄｃ２は、直流電源Ｅ１からＤＣ／ＤＣ変換部１に入力される直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧した電圧になる。
【００２６】
ここで、駆動回路Ｋ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１に入力される直流電圧Ｖｄｃ１、ＤＣ／ＤＣ変換部１から出力される直流電圧Ｖｄｃ２の各値に関わらす、予め決められたスイッチング周波数（オン期間およびオフ期間）で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ駆動する。すなわち、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、オープンループ制御によって、直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧した直流電圧Ｖｄｃ２を生成している。したがって、ＤＣ／ＤＣ変換部１の入出力状態を検出する検出部や、直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御する制御回路が不要となり、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる。
【００２７】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、スイッチング回路２１と、フィルタ回路２２と、検出部２３（第１の出力検出部）と、制御回路２４とで構成される。
【００２８】
スイッチング回路２１は、直流電圧Ｖｄｃ２を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電圧Ｖｄｃ２を交流電圧に変換する。そして、スイッチング回路２１が出力する交流電圧はフィルタ回路２２を通り、不要な周波数帯域が減衰した交流電圧Ｖａｃ１をフィルタ回路２２から出力する。
【００２９】
そして、検出部２３は、交流電圧Ｖａｃ１を検出しており、制御回路２４は、交流電圧Ｖａｃ１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００３０】
このように電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１がオープンループ制御を行い、ＤＣ／ＡＣ変換部２がフィードバック制御を行っている。したがって、オープンループ制御を行うＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２が変動した場合でも、フィードバック制御を行うＤＣ／ＡＣ変換部２は、出力する交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧に一致させることができる。すなわち、電力変換装置Ａ１は、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図りながら、出力電圧の精度を確保することができる。
【００３１】
また、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、直列共振回路Ｋ２を用いたＬＬＣ共振型コンバータで構成されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失を低減させることができ、さらなる高効率化を図ることができる。
【００３２】
次に、ＤＣ／ＤＣ変換部１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期と直列共振回路Ｋ２の共振電流との関係について、説明する。
【００３３】
図３は、整流回路１２のダイオードＤ１〜Ｄ４（以降、ダイオードＤ１〜Ｄ４を区別しない場合、ダイオードＤＡと称す）におけるカソード−アノード間の電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ１、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２を示す。なお、直列共振回路Ｋ２の共振電流は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（以降、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を区別しない場合、スイッチング素子ＱＡと称す）を流れるが、この共振電流の波形は、順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２と略同様になる。
【００３４】
スイッチング素子ＱＡは、ターンオンした後、直列共振回路Ｋ２の共振電流が流れる（図３の電流波形Ｙ２参照）。そして、共振電流が流れている途中でスイッチング素子ＱＡがターンオフした場合、ダイオードＤＡに流れる電流も急激に減少し、ダイオードＤＡには逆回復電流Ｉｒが流れる（図３参照）。ダイオードＤＡにおいて、逆回復電流Ｉｒは電力損失の要因となる。
【００３５】
そこで、本実施形態では、スイッチング素子ＱＡの各スイッチング周期と共振電流との関係を、図４のように設定する。図４は、ダイオードＤＡにおけるカソード−アノード間の電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ３、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ４を示しており、スイッチング素子ＱＡがターンオンすると、スイッチング素子ＱＡに流れる共振電流が増加した後に低下する。そして、スイッチング素子ＱＡがターンオンしてから、共振電流が「０」近傍の所定電流を下回るまでの期間を共振期間Ｔｏとした場合、共振期間Ｔｏは、スイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓ以下に設定される。すなわち、直列共振回路Ｋ２のインダクタＬｓとコンデンサＣｓとの各定数を調整することによって、共振電流の共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［Ｔｏ≦Ｔｓ］に予め設定する。
【００３６】
したがって、スイッチング素子ＱＡがターンオフした時点で、ダイオードＤＡに流れる電流は略０になり、ダイオードＤＡに発生する逆回復電流Ｉｒは抑制されるので、整流回路１２における電力損失が低減し、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【００３７】
また、図５は共振電流の電流波形Ｙ５，Ｙ６を示しており、電流波形Ｙ５は、共振電流の共振周波数を高くして、短い共振期間Ｔｏ１に設定した場合の電流波形であり、電流波形Ｙ６は、共振電流の共振周波数を低くして、長い共振期間Ｔｏ２に設定した場合の電流波形である。そして、短い共振期間Ｔｏ１に対応する電流波形Ｙ５のピーク値は、長い共振期間Ｔｏ２に対応する電流波形Ｙ６のピーク値より高くなり、共振期間Ｔｏを短くするほど、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失が増大してしまう。
【００３８】
そこで、共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［０．７・Ｔｓ≦Ｔｏ≦Ｔｓ］に設定する。この場合、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失を抑制でき、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【符号の説明】
【００３９】
Ａ１ 電力変換装置
１ ＤＣ／ＤＣ変換部
１１ スイッチング回路
１２ 整流回路
Ｔｒ１ 高周波トランス
２ ＤＣ／ＡＣ変換部
２１ スイッチング回路
２２ フィルタ回路
２３ 検出部（第１の出力検出部）
２４ 制御回路
Ｅ１ 直流電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置があり、一般に、直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備えている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
例えば、図６に示す電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１と、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２とを備えている。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣ変換部１０１は、スイッチング回路１０１１と、高周波トランスＴｒ１０１と、整流回路１０１２と、検出部１０１３と、制御回路１０１４とで構成される。
【０００５】
スイッチング回路１０１１は、直流電源Ｅ１００の直流電圧Ｖｄｃ１０１を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電源Ｅ１００から供給される電流を周期的に極性反転させて、高周波トランスＴｒ１０１の一次巻線へ供給する。そして、高周波トランスＴｒ１０１の二次巻線には誘起電圧が発生し、整流回路１０１２によって整流されて、整流回路１０１２の出力端間には直流電圧Ｖｄｃ１０２が発生する。この直流電圧Ｖｄｃ１０２は、直流電圧Ｖｄｃ１０１を昇圧または降圧した電圧になる。
【０００６】
そして、検出部１０１３は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を検出しており、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０１１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０１４は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を目標電圧にフィードバック制御している。
【０００７】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部１０２は、スイッチング回路１０２１と、フィルタ回路１０２２と、検出部１０２３と、制御回路１０２４とで構成される。
【０００８】
スイッチング回路１０２１は、直流電圧Ｖｄｃ１０２を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電圧Ｖｄｃ１０２を交流電圧に変換する。そして、スイッチング回路１０２１が出力する交流電圧はフィルタ回路１０２２を通り、不要な周波数帯域が減衰した交流電圧Ｖａｃ１０１をフィルタ回路１０２２から出力する。
【０００９】
そして、検出部１０２３は、交流電圧Ｖａｃ１０１を検出しており、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路１０２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路１０２４は、交流電圧Ｖａｃ１０１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００１０】
このように電力変換装置Ｂは、ＤＣ／ＤＣ変換部１０１およびＤＣ／ＡＣ変換部１０２の各出力を検出する検出部１０１３，１０２３と、各検出結果に基づいてフィードバック制御を行う制御回路１０１４，１０２４とを備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１０−４４９７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述のようにＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えた電力変換装置において、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化が求められている。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えて、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の電力変換装置は、直流電源からの直流電圧をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧をフィードバック制御によって交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記交流電圧の検出値が所定の目標値に一致する方向に前記交流電圧をフィードバック制御する制御回路とを具備することを特徴とする。
【００１５】
この発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、インダクタ、トランスの一次巻線、コンデンサを直列接続した直列共振回路と、前記直流電源から前記直列共振回路に流れる共振電流を周期的に反転させるスイッチング動作を行うスイッチング素子とを備えることが好ましい。
【００１６】
この発明において、前記スイッチング素子は、前記直列共振回路に直列接続され、前記スイッチング素子がオンしてから、このスイッチング素子に流れる共振電流が増加した後に所定電流を下回るまでの共振期間は、このスイッチング素子のオン期間以下に設定されることが好ましい。
【００１７】
この発明において、前記共振期間は、前記スイッチング素子のオン期間に０．７を乗じた値以上に設定されることが好ましい。
【発明の効果】
【００１８】
以上説明したように、本発明では、ＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＡＣ変換部とを備えて、電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】実施形態の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図２】同上のＤＣ／ＤＣ変換部を示す回路構成図である。
【図３】ダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図４】実施形態のダイオードにおける電圧および電流を示す波形図である。
【図５】同上の共振電流を示す波形図である。
【図６】従来の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２１】
（実施形態）
図１は、本実施形態の電力変換装置Ａ１（ＤＣ／ＡＣコンバータ）のブロック構成を示しており、電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１と、ＤＣ／ＡＣ変換部２とを備えている。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣ変換部１は、スイッチング回路１１と、高周波トランスＴｒ１と、整流回路１２とで構成され、図２にＤＣ／ＤＣ変換部１の回路構成を示す。
【００２３】
スイッチング回路１１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との並列回路と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々に並列接続したコンデンサＣ１〜Ｃ４とを備える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各直列回路の両端間には、直流電源Ｅ１が接続されている。そして、駆動回路Ｋ１が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオン・オフ駆動する。さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各接続中点間には、直列共振回路Ｋ２が接続されている。直列共振回路Ｋ２は、インダクタＬｓと、コンデンサＣｓと、高周波トランスＴｒ１の一次巻線Ｎ１とが直列接続されており、スイッチング回路１１は、ＬＬＣ共振型コンバータを構成している。
【００２４】
そして、整流回路１２は、フルブリッジ接続したダイオードＤ１〜Ｄ４と、出力端間に接続したコンデンサＣ５とを備えている。高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２に発生する誘起電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ４によって全波整流され、この整流電圧がコンデンサＣ５の両端間に印加される。
【００２５】
上記のように構成されたＤＣ／ＤＣ変換部１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオン・オフ駆動することで、直流電源Ｅ１から供給される電流を周期的に極性反転させて、高周波トランスＴｒ１の一次巻線Ｎ１へ供給する。そして、高周波トランスＴｒ１の二次巻線Ｎ２には誘起電圧が発生し、整流回路１２によって整流されて、整流回路１２の出力端間には直流電圧Ｖｄｃ２が発生する。この直流電圧Ｖｄｃ２は、直流電源Ｅ１からＤＣ／ＤＣ変換部１に入力される直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧した電圧になる。
【００２６】
ここで、駆動回路Ｋ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１に入力される直流電圧Ｖｄｃ１、ＤＣ／ＤＣ変換部１から出力される直流電圧Ｖｄｃ２の各値に関わらす、予め決められたスイッチング周波数（オン期間およびオフ期間）で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ駆動する。すなわち、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、オープンループ制御によって、直流電圧Ｖｄｃ１を昇圧または降圧した直流電圧Ｖｄｃ２を生成している。したがって、ＤＣ／ＤＣ変換部１の入出力状態を検出する検出部や、直流電圧Ｖｄｃ２をフィードバック制御する制御回路が不要となり、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図ることができる。
【００２７】
次に、ＤＣ／ＡＣ変換部２は、スイッチング回路２１と、フィルタ回路２２と、検出部２３（第１の出力検出部）と、制御回路２４とで構成される。
【００２８】
スイッチング回路２１は、直流電圧Ｖｄｃ２を入力とし、図示しないスイッチング素子をオン・オフ駆動することによって、直流電圧Ｖｄｃ２を交流電圧に変換する。そして、スイッチング回路２１が出力する交流電圧はフィルタ回路２２を通り、不要な周波数帯域が減衰した交流電圧Ｖａｃ１をフィルタ回路２２から出力する。
【００２９】
そして、検出部２３は、交流電圧Ｖａｃ１を検出しており、制御回路２４は、交流電圧Ｖａｃ１の検出値が目標電圧に一致するように、スイッチング回路２１をスイッチング制御する。すなわち、制御回路２４は、交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧にフィードバック制御している。
【００３０】
このように電力変換装置Ａ１は、ＤＣ／ＤＣ変換部１がオープンループ制御を行い、ＤＣ／ＡＣ変換部２がフィードバック制御を行っている。したがって、オープンループ制御を行うＤＣ／ＤＣ変換部１が出力する直流電圧Ｖｄｃ２が変動した場合でも、フィードバック制御を行うＤＣ／ＡＣ変換部２は、出力する交流電圧Ｖａｃ１を目標電圧に一致させることができる。すなわち、電力変換装置Ａ１は、消費電力の低減による電力効率の向上、および部品点数の削減、小型化を図りながら、出力電圧の精度を確保することができる。
【００３１】
また、ＤＣ／ＤＣ変換部１は、直列共振回路Ｋ２を用いたＬＬＣ共振型コンバータで構成されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失を低減させることができ、さらなる高効率化を図ることができる。
【００３２】
次に、ＤＣ／ＤＣ変換部１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期と直列共振回路Ｋ２の共振電流との関係について、説明する。
【００３３】
図３は、整流回路１２のダイオードＤ１〜Ｄ４（以降、ダイオードＤ１〜Ｄ４を区別しない場合、ダイオードＤＡと称す）におけるカソード−アノード間の電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ１、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２を示す。なお、直列共振回路Ｋ２の共振電流は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（以降、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を区別しない場合、スイッチング素子ＱＡと称す）を流れるが、この共振電流の波形は、順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ２と略同様になる。
【００３４】
スイッチング素子ＱＡは、ターンオンした後、直列共振回路Ｋ２の共振電流が流れる（図３の電流波形Ｙ２参照）。そして、共振電流が流れている途中でスイッチング素子ＱＡがターンオフした場合、ダイオードＤＡに流れる電流も急激に減少し、ダイオードＤＡには逆回復電流Ｉｒが流れる（図３参照）。ダイオードＤＡにおいて、逆回復電流Ｉｒは電力損失の要因となる。
【００３５】
そこで、本実施形態では、スイッチング素子ＱＡの各スイッチング周期と共振電流との関係を、図４のように設定する。図４は、ダイオードＤＡにおけるカソード−アノード間の電圧Ｖｋの電圧波形Ｙ３、および順方向電流Ｉｆの電流波形Ｙ４を示しており、スイッチング素子ＱＡがターンオンすると、スイッチング素子ＱＡに流れる共振電流が増加した後に低下する。そして、スイッチング素子ＱＡがターンオンしてから、共振電流が「０」近傍の所定電流を下回るまでの期間を共振期間Ｔｏとした場合、共振期間Ｔｏは、スイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓ以下に設定される。すなわち、直列共振回路Ｋ２のインダクタＬｓとコンデンサＣｓとの各定数を調整することによって、共振電流の共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［Ｔｏ≦Ｔｓ］に予め設定する。
【００３６】
したがって、スイッチング素子ＱＡがターンオフした時点で、ダイオードＤＡに流れる電流は略０になり、ダイオードＤＡに発生する逆回復電流Ｉｒは抑制されるので、整流回路１２における電力損失が低減し、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【００３７】
また、図５は共振電流の電流波形Ｙ５，Ｙ６を示しており、電流波形Ｙ５は、共振電流の共振周波数を高くして、短い共振期間Ｔｏ１に設定した場合の電流波形であり、電流波形Ｙ６は、共振電流の共振周波数を低くして、長い共振期間Ｔｏ２に設定した場合の電流波形である。そして、短い共振期間Ｔｏ１に対応する電流波形Ｙ５のピーク値は、長い共振期間Ｔｏ２に対応する電流波形Ｙ６のピーク値より高くなり、共振期間Ｔｏを短くするほど、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失が増大してしまう。
【００３８】
そこで、共振期間Ｔｏとスイッチング素子ＱＡのオン期間Ｔｓとの関係を、［０．７・Ｔｓ≦Ｔｏ≦Ｔｓ］に設定する。この場合、スイッチング素子ＱＡのオン抵抗による電力損失を抑制でき、電力効率のさらなる向上を図ることができる。
【符号の説明】
【００３９】
Ａ１ 電力変換装置
１ ＤＣ／ＤＣ変換部
１１ スイッチング回路
１２ 整流回路
Ｔｒ１ 高周波トランス
２ ＤＣ／ＡＣ変換部
２１ スイッチング回路
２２ フィルタ回路
２３ 検出部（第１の出力検出部）
２４ 制御回路
Ｅ１ 直流電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流電圧をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧をフィードバック制御によって交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記交流電圧の検出値が所定の目標値に一致する方向に前記交流電圧をフィードバック制御する制御回路とを具備する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、インダクタ、トランスの一次巻線、コンデンサを直列接続した直列共振回路と、前記直流電源から前記直列共振回路に流れる共振電流を周期的に反転させるスイッチング動作を行うスイッチング素子とを備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子は、前記直列共振回路に直列接続され、前記スイッチング素子がオンしてから、このスイッチング素子に流れる共振電流が増加した後に所定電流を下回るまでの共振期間は、このスイッチング素子のオン期間以下に設定されることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記共振期間は、前記スイッチング素子のオン期間に０．７を乗じた値以上に設定されることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項１】
直流電源からの直流電圧をオープンループ制御によって昇圧または降圧するＤＣ／ＤＣ変換部と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部が出力する直流電圧をフィードバック制御によって交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを備え、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、前記交流電圧を検出する第１の出力検出部と、前記交流電圧の検出値が所定の目標値に一致する方向に前記交流電圧をフィードバック制御する制御回路とを具備する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、インダクタ、トランスの一次巻線、コンデンサを直列接続した直列共振回路と、前記直流電源から前記直列共振回路に流れる共振電流を周期的に反転させるスイッチング動作を行うスイッチング素子とを備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子は、前記直列共振回路に直列接続され、前記スイッチング素子がオンしてから、このスイッチング素子に流れる共振電流が増加した後に所定電流を下回るまでの共振期間は、このスイッチング素子のオン期間以下に設定されることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記共振期間は、前記スイッチング素子のオン期間に０．７を乗じた値以上に設定されることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−２００１２２（Ｐ２０１２−２００１２２Ａ）
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６４１０８（Ｐ２０１１−６４１０８）
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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