電力変換装置
【課題】フィルタコンデンサの容量増加といった手段によらず、制御上の対策によってインバータの直流電圧の脈動を抑制する
【解決手段】チョッパ等の直流電圧源の出力電圧をインバータ１３により交流電圧に変換し、チョッパの出力電圧を制御するための電圧調節器２３と出力電流を制御するための電流調節器２５とを備えた電力変換装置において、交流負荷１８の瞬時電力を演算する電力演算器１０２と、前記瞬時電力とチョッパの出力電圧検出値とからインバータ１３の入力電流瞬時値を演算する手段と、を有し、電圧調節器２３から出力されるインバータ１３の入力電流指令値に前記入力電流瞬時値を正極性で加算した値をチョッパの出力電流指令値とし、この出力電流指令値と出力電流検出値との偏差を電流調節器２５に入力する。
【解決手段】チョッパ等の直流電圧源の出力電圧をインバータ１３により交流電圧に変換し、チョッパの出力電圧を制御するための電圧調節器２３と出力電流を制御するための電流調節器２５とを備えた電力変換装置において、交流負荷１８の瞬時電力を演算する電力演算器１０２と、前記瞬時電力とチョッパの出力電圧検出値とからインバータ１３の入力電流瞬時値を演算する手段と、を有し、電圧調節器２３から出力されるインバータ１３の入力電流指令値に前記入力電流瞬時値を正極性で加算した値をチョッパの出力電流指令値とし、この出力電流指令値と出力電流検出値との偏差を電流調節器２５に入力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換する電力変換装置に関し、例えば、鉄道車両用の直流補機及び交流補機に安定した電源電圧を供給するための補助電源装置として好適な電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の補助電源装置では、通常、電源変圧器の３次巻線電圧を整流し、フィルタコンデンサにより平滑して得た直流電圧をチョッパにより安定化して出力する方式が採られている。
鉄道車両に搭載される各種の補機のうち、電源電圧として例えば１００[Ｖ]の直流電圧が供給されるものは、一般に直流補機と呼ばれており、この直流補機には、前記チョッパから出力される直流電圧が供給されている。
一方、エアコンのコンプレッサー、照明器具等の補機には、電源電圧として例えば１００[Ｖ]，５０[Ｈｚ]の交流電圧が供給されるため、これらの補機は交流補機と呼ばれている。これらの交流補機には、チョッパの直流出力電圧をインバータにより変換して得た交流電圧が供給されている。なお、インバータの入力電流（チョッパの出力電流）にはインバータの出力周波数の２倍周波数の脈動電流が含まれるので、この脈動電流成分の影響を受けて、インバータの直流入力電圧（チョッパの出力電圧）は同じ周波数で脈動することになり、言い換えれば、直流補機の電源電圧が脈動することになる。
【０００３】
ここで、以下の説明では、直流補機を直流負荷とも呼び、交流補機を交流負荷とも呼ぶこととする。また、制御に関する説明において、各種制御信号として用いられる制御量は、具体的には電圧を意味している。
【０００４】
さて、図６は、特許文献１の第１１図に記載されたチョッパ装置に基づく降圧形チョッパによって直流負荷に直流電圧を供給し、かつ、この直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給するようにした電力変換装置の構成図である。
以下、この回路の構成及び動作を説明する。
図６において、単相交流電源１の交流電圧は整流回路２により整流され、整流電圧用フィルタリアクトル３及び整流電圧用フィルタコンデンサ４により平滑されて直流電圧Ｅｓに変換される。
【０００５】
直流電圧Ｅｓは、スイッチング素子５、還流ダイオード７、フィルタリアクトル８及びフィルタコンデンサ９からなるチョッパにより降圧され、直流負荷１２が必要とする直流出力電圧Ｅｄに変換される。ここで、Ｅｃｈはスイッチング素子５の出力電圧であり、矩形波状電圧のパルス列である。
【０００６】
チョッパの出力電流Ｉｄは出力電流検出器１０により検出され、出力電流変換器２８を介して出力電流検出値Ｉｄｏとなる。また、チョッパの直流出力電圧Ｅｄは出力電圧検出器１１により検出され、出力電圧変換器２９を介して出力電圧検出値Ｅｄｏとなる。なお、直流負荷１２の両端には、交流負荷用単相インバータ１３が接続されている。
【０００７】
チョッパの出力電圧は、出力電圧設定器２１により出力電圧指令値Ｅｄｏ＊として与えられる。出力電圧指令値Ｅｄｏ＊と出力電圧検出値Ｅｄｏとの偏差が加算器２２により求められ、後段の電圧調節器２３により上記偏差がゼロとなるように制御が行われる。この電圧調節器２３の出力は、チョッパの出力電流指令値Ｉｄｏ＊となる。
出力電流指令値Ｉｄｏ＊と出力電流検出値Ｉｄｏとの偏差が加算器２４により求められ、後段の電流調節器２５により上記偏差がゼロになるように制御が行われる。
電圧調節器２３及び電流調節器２５には、それぞれ、電圧制御系及び電流制御系に適合した制御定数をもつ比例積分調節器（ＰＩ調節器）が用いられる。なお、以下の説明では比例積分調節器をＰＩ調節器ともいう。
【０００８】
電流調節器２５の出力Ｅｏは、スイッチング素子５のオン／オフ状態を決める信号となる。鋸歯状波発生器２６は、スイッチング素子５のスイッチング周波数を決めるキャリアとしての鋸歯状波信号Ｅｃを発生する。ＥｏとＥｃとはゲートパルス発生器２７により比較され、その出力はスイッチング素子５のオン／オフを決定するパルス列信号Ｅｇとなる。このパルス列信号Ｅｇはスイッチング素子駆動回路６を介してスイッチング素子５に与えられ、スイッチング素子５をオン／オフ駆動することでチョッパ動作が実現される。
この例において、ゲートパルス発生器２７はＥｏ＜ＥｃのときにＥｇ＝１、すなわちスイッチング素子５をオンし、Ｅｏ≧ＥｃのときにＥｇ＝０、すなわちスイッチング素子５をオフするように動作する。
【０００９】
直流出力電圧Ｅｄは単相インバータ１３によりＰＷＭ波形の交流電圧に変換され、交流フィルタ１４及び絶縁変圧器１５を通って交流負荷１８用の交流出力電圧Ｅａｃに変換される。なお、単相インバータ１３はフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により構成されている。
交流出力電流Ｉａｃは交流出力電流検出器１６により検出され、交流電流変換器３５を介して出力電流検出値Ｉａｃｏとなる。また、交流出力電圧Ｅａｃは交流出力電圧検出器１７により検出され、交流電圧変換器３６を介して出力電圧検出値Ｅａｃｏとなる。
【００１０】
交流出力電圧Ｅａｃは、交流電圧設定器３０により出力電圧指令値Ｅａｃｏ＊として与えられる。出力電圧指令値Ｅａｃｏ＊と出力電圧検出値Ｅａｃｏとの偏差が加算器３１により求められ、後段の交流電圧調節器３２では上記偏差がゼロとなるように制御が行われる。交流電圧調節器３２の出力Ｅａｇｏは、過電流保護回路３３に入力される。
【００１１】
過電流保護回路３３は、過電流制限機能を備えており、Ｉａｃｏが所定の制限値以下である場合にはＥａｇｏをそのまま伝送し、インバータ用スイッチング素子駆動回路３４の入力信号Ｅａｇとして出力する。また、過電流保護回路３３は、Ｉａｃｏが上記制限値を超える場合にはＥａｇを遮断するように動作する。
インバータ用スイッチング素子駆動回路３４は、入力信号Ｅａｇに基づいて、インバータ用スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート駆動パルス信号Ｑｇ１〜Ｑｇ４を生成し、出力する。
このように単相インバータ１３は、チョッパの制御系とは切り離されて独立した制御系によって制御されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特公平６−１１１８６号公報（第２頁左欄第２９行〜第５頁左欄第５行、第１１図〜第１３図等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述したように、単相インバータ１３の入力電流Ｉａはインバータ周波数の２倍周波数で脈動し、チョッパの直流出力電圧Ｅｄもインバータ周波数の２倍周波数で脈動する。この脈動電圧を低減するために、図６に示した従来技術では、交流負荷１８の容量に応じてフィルタコンデンサ９の容量を大きくするといった手段を講じており、これによって直流出力電圧Ｅｄに含まれる脈動電圧を規定値以下に収めている。
【００１４】
図６に示したように、チョッパの出力側に、直流負荷と単相インバータ及び交流負荷が存在する場合について、チョッパの電圧及び電流の挙動をシミュレーションにより求めてみる。
一例として、シミュレーション条件を次のように設定する。
・交流電源１の電圧：単相，５０［Ｈｚ］，３１８［Ｖ］（実効値）
・直流出力電圧Ｅｄ：１００［Ｖ］
・チョッパ周波数ｆｃ：８．１［ｋＨｚ］
・フィルタリアクトル８のインダクタンス値：１９０［μＨ］
・フィルタコンデンサ９の容量値：４８００［μＦ］
・直流負荷１２：５０［Ａ］／２［Ω］
・単相インバータ１３の出力周波数：５０［Ｈｚ］
・単相インバータ１３の入力電流Ｉａ：（７０＋８０ｓｉｎ２π×１００ｔ）［Ａ］
すなわち、直流７０［Ａ］をベースとして、振幅８０［Ａ］，周波数１００［Ｈｚ］の正弦波電流源を負荷として模擬する。なお、ｔは時間［ｓｅｃ］である。
【００１５】
図７は、上記シミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
前述した如く、Ｅｄは直流出力電圧、Ｅｃｈはスイッチング素子５の出力電圧であり、８．１［ｋＨｚ］の矩形波状電圧のパルス列である。また、Ｉｄはチョッパの出力電流、Ｅｏはチョッパのスイッチング素子５のオン／オフ時間を制御するためのチョッパ制御電圧（電流調節器２５の出力）である。
【００１６】
更に、期間Ｔ１は交流負荷１８のみでＩｄが断続している期間を示し、期間Ｔ２は、交流負荷１８に直流負荷１２（５０［Ａ］／２［Ω］）が追加されてＩｄが連続している期間を示している。
図７から明らかなように、Ｉｄの断続及び連続に関わらず、ＥｄはＩｄの脈動に起因して、インバータ１３の周波数（５０［Ｈｚ］）の２倍、すなわち１００［Ｈｚ］で変動する脈動電圧となる。このＥｄの脈動幅は、Ｉｄが断続する期間Ｔ１では１００±１０［Ｖ］（±１０％）、Ｉｄが連続する期間Ｔ２では１００±６［Ｖ］（±６％）であり、何れも大きい脈動電圧幅となっている。
【００１７】
直流出力電圧Ｅｄの脈動電圧幅を、仮に１００±２［Ｖ］（±２％）以内に抑えるとするならば、直流中間回路のフィルタコンデンサ９の容量値は５倍の約２５０００［μＦ］が必要となり、装置の大型化とコスト高を招く。従って、チョッパの直流出力電圧（インバータの直流入力電圧）の脈動を抑えて実用的な定電圧を実現するためには、制御上の対策が必要となる。
【００１８】
そこで、本発明の解決課題は、フィルタコンデンサの容量増加による装置の大型化やコストの上昇を招くことなく、制御上の対策によってインバータの直流入力電圧の脈動を抑制するようにした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電圧源から出力される一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給する電力変換装置であって、前記直流電圧源の出力電圧を制御するための電圧調節手段と前記直流電圧源の出力電流を制御するための電流調節手段とを備えた電力変換装置において、
前記インバータの交流電圧検出値と交流電流検出値とから前記交流負荷の瞬時電力を演算する手段と、
前記瞬時電力と前記直流電圧源の出力電圧検出値とから前記インバータの入力電流瞬時値を演算する手段と、
を有し、
前記電圧調節手段から出力される前記インバータの入力電流指令値に前記インバータの入力電流瞬時値を正極性で加算した値を、前記直流電圧源の出力電流指令値として前記電流調節手段に入力するものである。
【００２０】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
前記電流調節手段は、比例調節手段及び積分調節手段を備え、
前記直流電圧源の出力電流指令値に比例する信号の大きさが前記積分調節手段の出力信号の大きさよりも小さくなった時に、前記積分調節手段の機能を無能化する積分調節機能無能化手段を備えたものである。
【００２１】
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換装置において、
前記積分調節機能無能化手段を、
前記積分調節手段の出力側にアノードが接続されるダイオードと、
前記ダイオードのカソードと前記電流調節手段の入力側との間に接続される比例演算手段と、により構成したものである。
【００２２】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記直流電圧源をチョッパにより構成し、このチョッパの直流出力電圧を電源電圧とする直流負荷を備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、単相インバータの入力電流瞬時値を直流電圧源の出力電流指令値に正極性で加算して電流制御系に脈動電流のフォーシングをかけることにより、直流電圧源の直流出力電圧、すなわちインバータの直流入力電圧の脈動を抑制することができる。
更に、電流調節手段を構成する積分調節手段の出力を電流調節手段の入力側に強制的に引き込むことにより、直流出力電流の連続、断続に関わらず、直流電圧の脈動を一層、小さくすることができる。
すなわち、従来のようにフィルタコンデンサの容量を大きくすることなく、制御系に若干の変更及び追加を加えることで直流電圧の脈動を抑制可能であり、特にこれらの制御系は主にソフトウェアによって構成されるため、ハードウェアを追加する必要もない。
従って、本発明によれば、装置の小型化、低価格化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】第１実施形態についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【図４】第２実施形態についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【図５】本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。
【図６】電力変換装置の従来技術を示す構成図である。
【図７】図６の従来技術についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図６と同一番号を付した構成要素は同一の機能を持つ要素である。なお、電圧、電流等の電気量についても、図１では図６と同一の記号を付してある。
以下では、図６との相違点を中心として本実施形態の構成及び動作を説明する。
【００２６】
図１の第１実施形態では、図６に対して加算器１０１、電力演算器１０２及びインバータ入力電流演算器１０３が付加されている。
電力演算器１０２は交流負荷の瞬時電力Ｗａｃｏを演算する機能を有し、交流出力電流検出値Ｉａｃｏ，交流出力電圧検出値Ｅａｃｏ及び係数αを用いて、Ｗａｃｏ＝αＩａｃｏ×Ｅａｃｏ［Ｗ］を演算する。
入力電流演算器１０３はインバータ１３の入力電流瞬時値Ｉａｏを演算する機能を有し、瞬時電力Ｗａｃｏ，直流出力電圧検出値Ｅｄｏ及び係数βを用いて、Ｉａｏ＝βＷａｃｏ／Ｅｄｏ［Ａ］を演算する。ここで、入力電流瞬時値Ｉａｏは、インバータ１３の入力電流検出値Ｉａと同等の値となる。
【００２７】
図１では、電圧調節器２３の出力を入力電流指令値Ｉａｏ＊で表すと共に、加算器１０１にてＩａｏ＊にＩａｏを正極性で加算して得たＩｏｄ＊（＝Ｉａｏ＊＋Ｉａｏ）を電流調節器２５の入力電流指令値とする。入力電流瞬時値Ｉａｏには、交流負荷１８に応じてインバータ周波数の２倍周波数で脈動する脈動電流が含まれるので、Ｉａｏを電流調節器２５の入力に正極性にて加算することは、電流制御系の電流指令値に脈動電流分を正極性にて加えること、つまりフォーシング制御することになる。これにより、直流出力電圧設定器２１，出力電圧検出器１１，出力電圧変換器２９，加算器２２及び電圧調節器２３を含む電圧制御系において、脈動電流に起因する直流出力電圧Ｅｄの脈動成分がゼロになるように先行して補償されることになり、結果として直流出力電圧Ｅｄの脈動を抑制することができる。すなわち、フォーシング制御により、直流電圧制御系における脈動電流の影響が低減されることになる。
【００２８】
図３は、図１について行ったシミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。シミュレーション条件は、前述した図６，図７における条件と同じである。
図３によれば、直流出力電圧Ｅｄの変動は、電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１では１００±４．４［Ｖ］（±４．４％）、電流Ｉｄが連続する期間Ｔ２では１００±１．７［Ｖ］（±１．７％）となっており、図７に比べて大幅に低減されていることがわかる。
【００２９】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、以下では、図１の第１実施形態と異なる部分を中心に説明する。なお、図２において、図１と同一番号を付した構成要素は同一の機能を持つ要素であり、電圧、電流等の電気量についても図１と同一の記号を付してある。
【００３０】
この第２実施形態において、１０４は図１の電流調節器２５に相当する電流調節器であり、電流調節器１０４及び電圧調節器２３は、それぞれの制御系に適合したＰＩ定数をもつＰＩ調節器により構成されている。
電流調節器１０４は、図２に示す如く加算器２４の出力が加えられ、かつ互いに並列に接続されたＰ調節器（比例調節器）１０４１及びＩ調節器（積分調節器）１０４２と、これらの出力を加算する加算器１０４３とから構成される。すなわち、Ｐ調節器１０４１の出力信号ＥｏｐとＩ調節器１０４２の出力信号Ｅｏｉとの加算結果Ｅｏ（＝Ｅｏｐ＋Ｅｏｉ）がＰＩ調節器１０４の出力信号（チョッパ制御電圧）Ｅｏとなっている。
【００３１】
電圧制御系を構成する電圧調節器２３はＩ調節要素を持つため、例えば１００［Ｈｚ］の脈動電流には追従できない。このため、本実施形態では、１００［Ｈｚ］の脈動電流にも追従できるように、電流制御系の電流調節器１０４の入力にインバータ１３の入力電流瞬時値Ｉａｏからフォーシングをかけている（第１実施形態における電流調節器２５も同様）。
【００３２】
しかし、直流負荷電流が小さくなって出力電流Ｉｄが断続する範囲では、電流調節器１０４の出力Ｅｏを急激に小さくしてチョッパのスイッチング素子５の通流率を絞る必要がある。そこで、本実施形態では、Ｉ調節器１０４２の出力Ｅｏｉをダイオード１０５と比例演算手段としての比例電圧変換器１０６を通して電流調節器１０４の電流指令値Ｉｄｏ＊に強制的に引き込むことにより、電流調節器１０４のＩ調節機能を無能化するようにしている。なお、ダイオード１０５の極性は、図示するようにＩ調節器１０４２の出力側がアノード、比例電圧変換器１０６側がカソードである。
つまり、Ｉｄｏ＊に比例電圧変換器１０６の比例定数を乗じた信号（Ｉｄｏ＊相当値）の大きさが信号Ｅｏｉの大きさより小さくなると、ＥｏｉがＩｄｏ＊相当値に等しくなり、実質的にＩ調節機能を無能化するように動作する。
ここで、ダイオード１０５及び比例電圧変換器１０６は、請求項における積分調節機能無能化手段を構成している。
【００３３】
図４は、図２について行ったシミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。シミュレーション条件は、第１実施形態の図１，図３（言い換えれば図６，図７）と同じである。
図４を図３と比較すると、特に、出力電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１でチョッパ制御電圧Ｅｏが大きく絞られ、チョッパ出力電圧Ｅｃｈにはチョッパオフ期間が現れている。これにより、直流出力電圧Ｅｄは、出力電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１及び連続する期間Ｔ２とも１００±１．７［Ｖ］（±１．７％）となり、電圧変動幅が大幅に改善されていることがわかる。
【００３４】
なお、第１及び第２実施形態はチョッパを降圧形とした場合のものであるが、本発明はチョッパを昇圧形とした場合にも適用可能である。
図５は、昇圧形チョッパを備えた第３実施形態の主要部を示すブロック図であり、図１，図２と同一番号を付した構成要素は同一の機能を有している。なお、図５において、５１は昇圧形チョッパのスイッチング素子、６１はスイッチング素子駆動回路、７１はダイオード、８１はフィルタリアクトル、９１はフィルタコンデンサを示す。
【００３５】
図示されていないが、この第３実施形態におけるチョッパの制御回路、単相インバータ１３の制御回路としては図１または図２の構成を適用することができ、その動作としては、直流出力電圧Ｅｄがスイッチング素子５１の直流入力電圧Ｅｓを昇圧した値になる以外は、実質的に第１または第２実施形態と同様である。
【００３６】
以上の各実施形態では、インバータの直流入力電圧を降圧形チョッパまたは昇圧形チョッパの直流出力電圧から得る場合を説明した。しかし、本発明の要旨は、インバータの直流入力電圧の脈動を抑制することにあるので、この直流入力電圧を発生させるための直流電圧源の構成はチョッパに限定されるものではなく、所定の大きさの一定の直流電圧を発生可能な手段であれば良い。
【符号の説明】
【００３７】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 整流電圧用フィルタリアクトル
４ 整流電圧用フィルタコンデンサ
５ スイッチング素子
６ スイッチング素子駆動回路
７ 還流ダイオード
８ フィルタリアクトル
９ フィルタコンデンサ
１０ 出力電流検出器
１１ 出力電圧検出器
１２ 直流負荷
１３ 単相インバータ
１４ 交流フィルタ
１５ 絶縁変圧器
１６ 交流出力電流検出器
１７ 交流出力電圧検出器
１８ 交流負荷
２１ 直流出力電圧設定器
２２ 加算器
２３ 電圧調節器
２４ 加算器
２５ 電流調節器
２６ 鋸歯状波発生器
２７ ゲートパルス発生器
２８ 出力電流変換器
２９ 出力電圧変換器
３０ 交流電圧設定器
３１ 加算器
３２ 交流電圧調節器
３３ 過電流保護回路
３４ インバータ用スイッチング素子駆動回路
３５ 交流電流変換器
３６ 交流電圧変換器
５１ スイッチング素子
６１ スイッチング素子駆動回路
７１ ダイオード
８１ フィルタリアクトル
９１ フィルタコンデンサ
１０１ 加算器
１０２ 電力演算器
１０３ インバータ入力電流演算器
１０４ 電流調節器
１０４１ Ｐ調節器
１０４２ Ｉ調節器
１０４３ 加算器
１０５ ダイオード
１０６ 比例電圧変換器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換する電力変換装置に関し、例えば、鉄道車両用の直流補機及び交流補機に安定した電源電圧を供給するための補助電源装置として好適な電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の補助電源装置では、通常、電源変圧器の３次巻線電圧を整流し、フィルタコンデンサにより平滑して得た直流電圧をチョッパにより安定化して出力する方式が採られている。
鉄道車両に搭載される各種の補機のうち、電源電圧として例えば１００[Ｖ]の直流電圧が供給されるものは、一般に直流補機と呼ばれており、この直流補機には、前記チョッパから出力される直流電圧が供給されている。
一方、エアコンのコンプレッサー、照明器具等の補機には、電源電圧として例えば１００[Ｖ]，５０[Ｈｚ]の交流電圧が供給されるため、これらの補機は交流補機と呼ばれている。これらの交流補機には、チョッパの直流出力電圧をインバータにより変換して得た交流電圧が供給されている。なお、インバータの入力電流（チョッパの出力電流）にはインバータの出力周波数の２倍周波数の脈動電流が含まれるので、この脈動電流成分の影響を受けて、インバータの直流入力電圧（チョッパの出力電圧）は同じ周波数で脈動することになり、言い換えれば、直流補機の電源電圧が脈動することになる。
【０００３】
ここで、以下の説明では、直流補機を直流負荷とも呼び、交流補機を交流負荷とも呼ぶこととする。また、制御に関する説明において、各種制御信号として用いられる制御量は、具体的には電圧を意味している。
【０００４】
さて、図６は、特許文献１の第１１図に記載されたチョッパ装置に基づく降圧形チョッパによって直流負荷に直流電圧を供給し、かつ、この直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給するようにした電力変換装置の構成図である。
以下、この回路の構成及び動作を説明する。
図６において、単相交流電源１の交流電圧は整流回路２により整流され、整流電圧用フィルタリアクトル３及び整流電圧用フィルタコンデンサ４により平滑されて直流電圧Ｅｓに変換される。
【０００５】
直流電圧Ｅｓは、スイッチング素子５、還流ダイオード７、フィルタリアクトル８及びフィルタコンデンサ９からなるチョッパにより降圧され、直流負荷１２が必要とする直流出力電圧Ｅｄに変換される。ここで、Ｅｃｈはスイッチング素子５の出力電圧であり、矩形波状電圧のパルス列である。
【０００６】
チョッパの出力電流Ｉｄは出力電流検出器１０により検出され、出力電流変換器２８を介して出力電流検出値Ｉｄｏとなる。また、チョッパの直流出力電圧Ｅｄは出力電圧検出器１１により検出され、出力電圧変換器２９を介して出力電圧検出値Ｅｄｏとなる。なお、直流負荷１２の両端には、交流負荷用単相インバータ１３が接続されている。
【０００７】
チョッパの出力電圧は、出力電圧設定器２１により出力電圧指令値Ｅｄｏ＊として与えられる。出力電圧指令値Ｅｄｏ＊と出力電圧検出値Ｅｄｏとの偏差が加算器２２により求められ、後段の電圧調節器２３により上記偏差がゼロとなるように制御が行われる。この電圧調節器２３の出力は、チョッパの出力電流指令値Ｉｄｏ＊となる。
出力電流指令値Ｉｄｏ＊と出力電流検出値Ｉｄｏとの偏差が加算器２４により求められ、後段の電流調節器２５により上記偏差がゼロになるように制御が行われる。
電圧調節器２３及び電流調節器２５には、それぞれ、電圧制御系及び電流制御系に適合した制御定数をもつ比例積分調節器（ＰＩ調節器）が用いられる。なお、以下の説明では比例積分調節器をＰＩ調節器ともいう。
【０００８】
電流調節器２５の出力Ｅｏは、スイッチング素子５のオン／オフ状態を決める信号となる。鋸歯状波発生器２６は、スイッチング素子５のスイッチング周波数を決めるキャリアとしての鋸歯状波信号Ｅｃを発生する。ＥｏとＥｃとはゲートパルス発生器２７により比較され、その出力はスイッチング素子５のオン／オフを決定するパルス列信号Ｅｇとなる。このパルス列信号Ｅｇはスイッチング素子駆動回路６を介してスイッチング素子５に与えられ、スイッチング素子５をオン／オフ駆動することでチョッパ動作が実現される。
この例において、ゲートパルス発生器２７はＥｏ＜ＥｃのときにＥｇ＝１、すなわちスイッチング素子５をオンし、Ｅｏ≧ＥｃのときにＥｇ＝０、すなわちスイッチング素子５をオフするように動作する。
【０００９】
直流出力電圧Ｅｄは単相インバータ１３によりＰＷＭ波形の交流電圧に変換され、交流フィルタ１４及び絶縁変圧器１５を通って交流負荷１８用の交流出力電圧Ｅａｃに変換される。なお、単相インバータ１３はフルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により構成されている。
交流出力電流Ｉａｃは交流出力電流検出器１６により検出され、交流電流変換器３５を介して出力電流検出値Ｉａｃｏとなる。また、交流出力電圧Ｅａｃは交流出力電圧検出器１７により検出され、交流電圧変換器３６を介して出力電圧検出値Ｅａｃｏとなる。
【００１０】
交流出力電圧Ｅａｃは、交流電圧設定器３０により出力電圧指令値Ｅａｃｏ＊として与えられる。出力電圧指令値Ｅａｃｏ＊と出力電圧検出値Ｅａｃｏとの偏差が加算器３１により求められ、後段の交流電圧調節器３２では上記偏差がゼロとなるように制御が行われる。交流電圧調節器３２の出力Ｅａｇｏは、過電流保護回路３３に入力される。
【００１１】
過電流保護回路３３は、過電流制限機能を備えており、Ｉａｃｏが所定の制限値以下である場合にはＥａｇｏをそのまま伝送し、インバータ用スイッチング素子駆動回路３４の入力信号Ｅａｇとして出力する。また、過電流保護回路３３は、Ｉａｃｏが上記制限値を超える場合にはＥａｇを遮断するように動作する。
インバータ用スイッチング素子駆動回路３４は、入力信号Ｅａｇに基づいて、インバータ用スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート駆動パルス信号Ｑｇ１〜Ｑｇ４を生成し、出力する。
このように単相インバータ１３は、チョッパの制御系とは切り離されて独立した制御系によって制御されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特公平６−１１１８６号公報（第２頁左欄第２９行〜第５頁左欄第５行、第１１図〜第１３図等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述したように、単相インバータ１３の入力電流Ｉａはインバータ周波数の２倍周波数で脈動し、チョッパの直流出力電圧Ｅｄもインバータ周波数の２倍周波数で脈動する。この脈動電圧を低減するために、図６に示した従来技術では、交流負荷１８の容量に応じてフィルタコンデンサ９の容量を大きくするといった手段を講じており、これによって直流出力電圧Ｅｄに含まれる脈動電圧を規定値以下に収めている。
【００１４】
図６に示したように、チョッパの出力側に、直流負荷と単相インバータ及び交流負荷が存在する場合について、チョッパの電圧及び電流の挙動をシミュレーションにより求めてみる。
一例として、シミュレーション条件を次のように設定する。
・交流電源１の電圧：単相，５０［Ｈｚ］，３１８［Ｖ］（実効値）
・直流出力電圧Ｅｄ：１００［Ｖ］
・チョッパ周波数ｆｃ：８．１［ｋＨｚ］
・フィルタリアクトル８のインダクタンス値：１９０［μＨ］
・フィルタコンデンサ９の容量値：４８００［μＦ］
・直流負荷１２：５０［Ａ］／２［Ω］
・単相インバータ１３の出力周波数：５０［Ｈｚ］
・単相インバータ１３の入力電流Ｉａ：（７０＋８０ｓｉｎ２π×１００ｔ）［Ａ］
すなわち、直流７０［Ａ］をベースとして、振幅８０［Ａ］，周波数１００［Ｈｚ］の正弦波電流源を負荷として模擬する。なお、ｔは時間［ｓｅｃ］である。
【００１５】
図７は、上記シミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
前述した如く、Ｅｄは直流出力電圧、Ｅｃｈはスイッチング素子５の出力電圧であり、８．１［ｋＨｚ］の矩形波状電圧のパルス列である。また、Ｉｄはチョッパの出力電流、Ｅｏはチョッパのスイッチング素子５のオン／オフ時間を制御するためのチョッパ制御電圧（電流調節器２５の出力）である。
【００１６】
更に、期間Ｔ１は交流負荷１８のみでＩｄが断続している期間を示し、期間Ｔ２は、交流負荷１８に直流負荷１２（５０［Ａ］／２［Ω］）が追加されてＩｄが連続している期間を示している。
図７から明らかなように、Ｉｄの断続及び連続に関わらず、ＥｄはＩｄの脈動に起因して、インバータ１３の周波数（５０［Ｈｚ］）の２倍、すなわち１００［Ｈｚ］で変動する脈動電圧となる。このＥｄの脈動幅は、Ｉｄが断続する期間Ｔ１では１００±１０［Ｖ］（±１０％）、Ｉｄが連続する期間Ｔ２では１００±６［Ｖ］（±６％）であり、何れも大きい脈動電圧幅となっている。
【００１７】
直流出力電圧Ｅｄの脈動電圧幅を、仮に１００±２［Ｖ］（±２％）以内に抑えるとするならば、直流中間回路のフィルタコンデンサ９の容量値は５倍の約２５０００［μＦ］が必要となり、装置の大型化とコスト高を招く。従って、チョッパの直流出力電圧（インバータの直流入力電圧）の脈動を抑えて実用的な定電圧を実現するためには、制御上の対策が必要となる。
【００１８】
そこで、本発明の解決課題は、フィルタコンデンサの容量増加による装置の大型化やコストの上昇を招くことなく、制御上の対策によってインバータの直流入力電圧の脈動を抑制するようにした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電圧源から出力される一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給する電力変換装置であって、前記直流電圧源の出力電圧を制御するための電圧調節手段と前記直流電圧源の出力電流を制御するための電流調節手段とを備えた電力変換装置において、
前記インバータの交流電圧検出値と交流電流検出値とから前記交流負荷の瞬時電力を演算する手段と、
前記瞬時電力と前記直流電圧源の出力電圧検出値とから前記インバータの入力電流瞬時値を演算する手段と、
を有し、
前記電圧調節手段から出力される前記インバータの入力電流指令値に前記インバータの入力電流瞬時値を正極性で加算した値を、前記直流電圧源の出力電流指令値として前記電流調節手段に入力するものである。
【００２０】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
前記電流調節手段は、比例調節手段及び積分調節手段を備え、
前記直流電圧源の出力電流指令値に比例する信号の大きさが前記積分調節手段の出力信号の大きさよりも小さくなった時に、前記積分調節手段の機能を無能化する積分調節機能無能化手段を備えたものである。
【００２１】
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換装置において、
前記積分調節機能無能化手段を、
前記積分調節手段の出力側にアノードが接続されるダイオードと、
前記ダイオードのカソードと前記電流調節手段の入力側との間に接続される比例演算手段と、により構成したものである。
【００２２】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記直流電圧源をチョッパにより構成し、このチョッパの直流出力電圧を電源電圧とする直流負荷を備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、単相インバータの入力電流瞬時値を直流電圧源の出力電流指令値に正極性で加算して電流制御系に脈動電流のフォーシングをかけることにより、直流電圧源の直流出力電圧、すなわちインバータの直流入力電圧の脈動を抑制することができる。
更に、電流調節手段を構成する積分調節手段の出力を電流調節手段の入力側に強制的に引き込むことにより、直流出力電流の連続、断続に関わらず、直流電圧の脈動を一層、小さくすることができる。
すなわち、従来のようにフィルタコンデンサの容量を大きくすることなく、制御系に若干の変更及び追加を加えることで直流電圧の脈動を抑制可能であり、特にこれらの制御系は主にソフトウェアによって構成されるため、ハードウェアを追加する必要もない。
従って、本発明によれば、装置の小型化、低価格化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】第１実施形態についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【図４】第２実施形態についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【図５】本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。
【図６】電力変換装置の従来技術を示す構成図である。
【図７】図６の従来技術についてのシミュレーション結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図６と同一番号を付した構成要素は同一の機能を持つ要素である。なお、電圧、電流等の電気量についても、図１では図６と同一の記号を付してある。
以下では、図６との相違点を中心として本実施形態の構成及び動作を説明する。
【００２６】
図１の第１実施形態では、図６に対して加算器１０１、電力演算器１０２及びインバータ入力電流演算器１０３が付加されている。
電力演算器１０２は交流負荷の瞬時電力Ｗａｃｏを演算する機能を有し、交流出力電流検出値Ｉａｃｏ，交流出力電圧検出値Ｅａｃｏ及び係数αを用いて、Ｗａｃｏ＝αＩａｃｏ×Ｅａｃｏ［Ｗ］を演算する。
入力電流演算器１０３はインバータ１３の入力電流瞬時値Ｉａｏを演算する機能を有し、瞬時電力Ｗａｃｏ，直流出力電圧検出値Ｅｄｏ及び係数βを用いて、Ｉａｏ＝βＷａｃｏ／Ｅｄｏ［Ａ］を演算する。ここで、入力電流瞬時値Ｉａｏは、インバータ１３の入力電流検出値Ｉａと同等の値となる。
【００２７】
図１では、電圧調節器２３の出力を入力電流指令値Ｉａｏ＊で表すと共に、加算器１０１にてＩａｏ＊にＩａｏを正極性で加算して得たＩｏｄ＊（＝Ｉａｏ＊＋Ｉａｏ）を電流調節器２５の入力電流指令値とする。入力電流瞬時値Ｉａｏには、交流負荷１８に応じてインバータ周波数の２倍周波数で脈動する脈動電流が含まれるので、Ｉａｏを電流調節器２５の入力に正極性にて加算することは、電流制御系の電流指令値に脈動電流分を正極性にて加えること、つまりフォーシング制御することになる。これにより、直流出力電圧設定器２１，出力電圧検出器１１，出力電圧変換器２９，加算器２２及び電圧調節器２３を含む電圧制御系において、脈動電流に起因する直流出力電圧Ｅｄの脈動成分がゼロになるように先行して補償されることになり、結果として直流出力電圧Ｅｄの脈動を抑制することができる。すなわち、フォーシング制御により、直流電圧制御系における脈動電流の影響が低減されることになる。
【００２８】
図３は、図１について行ったシミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。シミュレーション条件は、前述した図６，図７における条件と同じである。
図３によれば、直流出力電圧Ｅｄの変動は、電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１では１００±４．４［Ｖ］（±４．４％）、電流Ｉｄが連続する期間Ｔ２では１００±１．７［Ｖ］（±１．７％）となっており、図７に比べて大幅に低減されていることがわかる。
【００２９】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、以下では、図１の第１実施形態と異なる部分を中心に説明する。なお、図２において、図１と同一番号を付した構成要素は同一の機能を持つ要素であり、電圧、電流等の電気量についても図１と同一の記号を付してある。
【００３０】
この第２実施形態において、１０４は図１の電流調節器２５に相当する電流調節器であり、電流調節器１０４及び電圧調節器２３は、それぞれの制御系に適合したＰＩ定数をもつＰＩ調節器により構成されている。
電流調節器１０４は、図２に示す如く加算器２４の出力が加えられ、かつ互いに並列に接続されたＰ調節器（比例調節器）１０４１及びＩ調節器（積分調節器）１０４２と、これらの出力を加算する加算器１０４３とから構成される。すなわち、Ｐ調節器１０４１の出力信号ＥｏｐとＩ調節器１０４２の出力信号Ｅｏｉとの加算結果Ｅｏ（＝Ｅｏｐ＋Ｅｏｉ）がＰＩ調節器１０４の出力信号（チョッパ制御電圧）Ｅｏとなっている。
【００３１】
電圧制御系を構成する電圧調節器２３はＩ調節要素を持つため、例えば１００［Ｈｚ］の脈動電流には追従できない。このため、本実施形態では、１００［Ｈｚ］の脈動電流にも追従できるように、電流制御系の電流調節器１０４の入力にインバータ１３の入力電流瞬時値Ｉａｏからフォーシングをかけている（第１実施形態における電流調節器２５も同様）。
【００３２】
しかし、直流負荷電流が小さくなって出力電流Ｉｄが断続する範囲では、電流調節器１０４の出力Ｅｏを急激に小さくしてチョッパのスイッチング素子５の通流率を絞る必要がある。そこで、本実施形態では、Ｉ調節器１０４２の出力Ｅｏｉをダイオード１０５と比例演算手段としての比例電圧変換器１０６を通して電流調節器１０４の電流指令値Ｉｄｏ＊に強制的に引き込むことにより、電流調節器１０４のＩ調節機能を無能化するようにしている。なお、ダイオード１０５の極性は、図示するようにＩ調節器１０４２の出力側がアノード、比例電圧変換器１０６側がカソードである。
つまり、Ｉｄｏ＊に比例電圧変換器１０６の比例定数を乗じた信号（Ｉｄｏ＊相当値）の大きさが信号Ｅｏｉの大きさより小さくなると、ＥｏｉがＩｄｏ＊相当値に等しくなり、実質的にＩ調節機能を無能化するように動作する。
ここで、ダイオード１０５及び比例電圧変換器１０６は、請求項における積分調節機能無能化手段を構成している。
【００３３】
図４は、図２について行ったシミュレーションの結果を示す各部の電圧，電流の波形図である。シミュレーション条件は、第１実施形態の図１，図３（言い換えれば図６，図７）と同じである。
図４を図３と比較すると、特に、出力電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１でチョッパ制御電圧Ｅｏが大きく絞られ、チョッパ出力電圧Ｅｃｈにはチョッパオフ期間が現れている。これにより、直流出力電圧Ｅｄは、出力電流Ｉｄが断続する期間Ｔ１及び連続する期間Ｔ２とも１００±１．７［Ｖ］（±１．７％）となり、電圧変動幅が大幅に改善されていることがわかる。
【００３４】
なお、第１及び第２実施形態はチョッパを降圧形とした場合のものであるが、本発明はチョッパを昇圧形とした場合にも適用可能である。
図５は、昇圧形チョッパを備えた第３実施形態の主要部を示すブロック図であり、図１，図２と同一番号を付した構成要素は同一の機能を有している。なお、図５において、５１は昇圧形チョッパのスイッチング素子、６１はスイッチング素子駆動回路、７１はダイオード、８１はフィルタリアクトル、９１はフィルタコンデンサを示す。
【００３５】
図示されていないが、この第３実施形態におけるチョッパの制御回路、単相インバータ１３の制御回路としては図１または図２の構成を適用することができ、その動作としては、直流出力電圧Ｅｄがスイッチング素子５１の直流入力電圧Ｅｓを昇圧した値になる以外は、実質的に第１または第２実施形態と同様である。
【００３６】
以上の各実施形態では、インバータの直流入力電圧を降圧形チョッパまたは昇圧形チョッパの直流出力電圧から得る場合を説明した。しかし、本発明の要旨は、インバータの直流入力電圧の脈動を抑制することにあるので、この直流入力電圧を発生させるための直流電圧源の構成はチョッパに限定されるものではなく、所定の大きさの一定の直流電圧を発生可能な手段であれば良い。
【符号の説明】
【００３７】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 整流電圧用フィルタリアクトル
４ 整流電圧用フィルタコンデンサ
５ スイッチング素子
６ スイッチング素子駆動回路
７ 還流ダイオード
８ フィルタリアクトル
９ フィルタコンデンサ
１０ 出力電流検出器
１１ 出力電圧検出器
１２ 直流負荷
１３ 単相インバータ
１４ 交流フィルタ
１５ 絶縁変圧器
１６ 交流出力電流検出器
１７ 交流出力電圧検出器
１８ 交流負荷
２１ 直流出力電圧設定器
２２ 加算器
２３ 電圧調節器
２４ 加算器
２５ 電流調節器
２６ 鋸歯状波発生器
２７ ゲートパルス発生器
２８ 出力電流変換器
２９ 出力電圧変換器
３０ 交流電圧設定器
３１ 加算器
３２ 交流電圧調節器
３３ 過電流保護回路
３４ インバータ用スイッチング素子駆動回路
３５ 交流電流変換器
３６ 交流電圧変換器
５１ スイッチング素子
６１ スイッチング素子駆動回路
７１ ダイオード
８１ フィルタリアクトル
９１ フィルタコンデンサ
１０１ 加算器
１０２ 電力演算器
１０３ インバータ入力電流演算器
１０４ 電流調節器
１０４１ Ｐ調節器
１０４２ Ｉ調節器
１０４３ 加算器
１０５ ダイオード
１０６ 比例電圧変換器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源から出力される一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給する電力変換装置であって、前記直流電圧源の出力電圧を制御するための電圧調節手段と前記直流電圧源の出力電流を制御するための電流調節手段とを備えた電力変換装置において、
前記インバータの交流電圧検出値と交流電流検出値とから前記交流負荷の瞬時電力を演算する手段と、
前記瞬時電力と前記直流電圧源の出力電圧検出値とから前記インバータの入力電流瞬時値を演算する手段と、
を有し、
前記電圧調節手段から出力される前記インバータの入力電流指令値に前記インバータの入力電流瞬時値を正極性で加算した値を、前記直流電圧源の出力電流指令値として前記電流調節手段に入力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記電流調節手段は、比例調節手段及び積分調節手段を備え、
前記直流電圧源の出力電流指令値に比例する信号の大きさが前記積分調節手段の出力信号の大きさよりも小さくなった時に、前記積分調節手段の機能を無能化する積分調節機能無能化手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載した電力変換装置において、
前記積分調節機能無能化手段を、
前記積分調節手段の出力側にアノードが接続されるダイオードと、
前記ダイオードのカソードと前記電流調節手段の入力側との間に接続される比例演算手段と、
により構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記直流電圧源をチョッパにより構成し、このチョッパの直流出力電圧を電源電圧とする直流負荷を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
直流電圧源から出力される一定の直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流負荷に供給する電力変換装置であって、前記直流電圧源の出力電圧を制御するための電圧調節手段と前記直流電圧源の出力電流を制御するための電流調節手段とを備えた電力変換装置において、
前記インバータの交流電圧検出値と交流電流検出値とから前記交流負荷の瞬時電力を演算する手段と、
前記瞬時電力と前記直流電圧源の出力電圧検出値とから前記インバータの入力電流瞬時値を演算する手段と、
を有し、
前記電圧調節手段から出力される前記インバータの入力電流指令値に前記インバータの入力電流瞬時値を正極性で加算した値を、前記直流電圧源の出力電流指令値として前記電流調節手段に入力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記電流調節手段は、比例調節手段及び積分調節手段を備え、
前記直流電圧源の出力電流指令値に比例する信号の大きさが前記積分調節手段の出力信号の大きさよりも小さくなった時に、前記積分調節手段の機能を無能化する積分調節機能無能化手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載した電力変換装置において、
前記積分調節機能無能化手段を、
前記積分調節手段の出力側にアノードが接続されるダイオードと、
前記ダイオードのカソードと前記電流調節手段の入力側との間に接続される比例演算手段と、
により構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記直流電圧源をチョッパにより構成し、このチョッパの直流出力電圧を電源電圧とする直流負荷を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−６０８４８（Ｐ２０１２−６０８４８Ａ）
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０４１３９（Ｐ２０１０−２０４１３９）
【出願日】平成２２年９月１３日（２０１０．９．１３）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１３日（２０１０．９．１３）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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