電力変換装置
【課題】線間電圧及び線電流の歪みを低減しつつ線電流を検出できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】スイッチング信号生成部３１は、所定周期において、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、１つのみが直流線ＬＨ，ＬＬの一方と導通し、２つが他方と導通して互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンを第１及び第２期間に渡ってそれぞれ採用する。線電流取得部３２は、第１の期間が所定期間より長くかつ第２の期間が所定期間よりも短いときに、第１の期間に流れる直流電流Ｉｄｃを直流電流検出部４を用いて検出し、平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの周期における積分が第１及び第２の期間に流れる直流電流Ｉｄｃの積分と等しいという関係に基づいて第２の期間に流れる直流電流を算出し、第２の期間に流れる直流電流Ｉｄｃを、第２のスイッチングパターンに基づいて決定される１つの線電流と推定する。
【解決手段】スイッチング信号生成部３１は、所定周期において、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、１つのみが直流線ＬＨ，ＬＬの一方と導通し、２つが他方と導通して互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンを第１及び第２期間に渡ってそれぞれ採用する。線電流取得部３２は、第１の期間が所定期間より長くかつ第２の期間が所定期間よりも短いときに、第１の期間に流れる直流電流Ｉｄｃを直流電流検出部４を用いて検出し、平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの周期における積分が第１及び第２の期間に流れる直流電流Ｉｄｃの積分と等しいという関係に基づいて第２の期間に流れる直流電流を算出し、第２の期間に流れる直流電流Ｉｄｃを、第２のスイッチングパターンに基づいて決定される１つの線電流と推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に線電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。かかる三相インバータは、入力された直流電圧を交流電圧に変換する。かかる変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。これにより、インバータが出力する電圧のベクトルとして、大きさの有する２つの電圧ベクトルがそれぞれ所定周期に渡って採用されることとなる。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の線電流を検出する。かかる検出は、インバータの電圧ベクトルに基づいて直流電流と線電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、それぞれ上述の２つの電圧ベクトルが採用される期間に直流電流を検出し、これらを当該２つの電圧ベクトルに基づいて決定される２相の線電流として検出する。そして、３相の線電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の線電流を算出している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許２００４−３０４９２５号公報
【特許文献２】特許２０１０−２８８３５９号公報
【特許文献３】特許２００３−１８９６７０号公報
【特許文献４】特許２００２−１１９０６２号公報
【特許文献５】特許平１０−１５５２７８号公報
【特許文献６】特許平３−２３０７６７号公報
【特許文献７】特許２００４−６４９０３号公報
【特許文献８】特許２００５−４５８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の技術では、大きさを有する電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短いときに、この期間を増大させる補正を行っている。これは、直流電流を検出する期間を確保するために行われている。しかしながら、電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短い場合、当該期間の全てに対してかかる補正を行うとインバータの出力する線間電圧および線電流に生じる歪みが顕著となる。
【０００６】
そこで、本発明は、線間電圧及び線電流の歪みを低減しつつ線電流を検出できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、それぞれ線電流(iu,iv,iw)が流れる３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、直流電流(Idc)が流れる第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)と、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、第１のスイッチングパターンを第１の期間に渡って採用し、前記６つのスイッチングパターンのうち前記第１のスイッチングパターンとは異なる第２のスイッチングパターンを第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１の直流線もしくは前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)と、前記直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(4)と、前記直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(5,33)と、前記第１の期間が所定期間より長くかつ前記第２の期間が前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部を用いて検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、線電流取得部(31)とを備える。
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１の期間において検出された前記直流電流と前記第１の期間との乗算値と、前記第２の期間において検出された前記直流電流と前記第２の期間との乗算値との和を前記周期で除算して、前記直流電流の前記平均値を算出する。
【０００９】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング信号生成部(31)は、前記第１の期間を補正する補正部(311)を有し、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記スイッチング信号生成部(31)は前記所定期間以上の値に補正された前記第１の期間において前記第１のスイッチングパターンを採用し、前記線電流取得部(32)は、補正された前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部によって検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する。
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換装置であって、補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第３又は第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング信号生成部(31)は前記第１の期間を増大させた分だけ低減された前記第３の期間において前記第３のスイッチングパターンを採用する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、第２の期間が所定期間よりも短いために第２期間における直流電流を適切な精度で検出できない場合であっても、第２の期間を増大する補正を行うことなく、第２の期間における直流電流を推定することができ、ひいては所定周期において流れる２つの線電流を得ることができる。したがって、第２の期間を増大する補正を行う場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減して２つの線電流を検出できる。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、直流電流を平均化する積分回路等が不要となり、製造コストを低減できる。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、第１及び第２の期間の両方を所定期間以上の値に補正する場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減して、２つの線電流を検出できる。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、第１及び第２の期間のうち小さいほうを補正する場合に比して、交流線の線間電圧及び線電流の歪みを低減することができる。
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、第２の期間を低減する場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図３】電圧ベクトル図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１０】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１１】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１２】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。
【図１３】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。
【図１４】電圧ベクトル図である。
【図１５】線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。
【図１６】期間の補正方法の一例を示すフローチャートである。
【図１７】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１８】線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。
【図１９】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
第１の実施の形態．
＜構成＞
図１に示すように、電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。なお電力変換装置１はインバータに限らず、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧を直流電圧に変換して、当該直流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬに出力するコンバータであってもよい。以下では、代表的に電力変換装置１をインバータとして説明する。
【００１９】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を纏めて上側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。
【００２０】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を纏めて下側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の寄生ダイオードであってもよい。
【００２１】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００２２】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータである。インバータ１によって誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の交流電流が流れる。理想的には交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにはそれぞれ正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００２３】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは直流電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では直流電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお直流電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。
【００２４】
直流電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値（以下、簡単のため値自体をも直流電流Ｉｄｃとして表す。他の諸量も同様）を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また直流電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用されえる。例えばホールＣＴなどの電流センサーを用いても良い。
【００２５】
また直流電流Ｉｄｃの平均値（以下、直流電流平均値と呼ぶ）Ｉｄｃ＿ａｖｅを取得する直流電流平均値取得部５が設けられる。直流電流平均値取得部５は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部５１とを備える。検出部５１は例えば抵抗及びコンデンサからなる平滑回路などの一次フィルタであって、シャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを平均化し、これを直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとして制御部３に出力する。なお、検出部５１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を制御部３に出力し、制御部３が直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出しても良い。
【００２６】
なお直流電流平均値取得部５は必ずしもシャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを検出してこれを平均化する必要はなく、例えば図２に例示するように検出部４１から入力される直流電流Ｉｄｃを平均化してもよい。
【００２７】
制御部３はスイッチング信号生成部３１と線電流取得部３２とを備えている。線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとスイッチング信号Ｓとが入力される。線電流取得部３２はこれらを用いて３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。具体的な取得方法は後に詳述する。
【００２８】
スイッチング信号生成部３１はスイッチング信号Ｓを生成する。かかるスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば線電流取得部３２によって算出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにそれぞれ印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によって生成される。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２９】
図１の例示では、スイッチング信号生成部３１は補正部３１１を備えている。補正部３１１の詳細については後述するものの、必須要件ではない。
【００３０】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３１】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００３２】
したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして８種類のパターンが存在する。上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンは次の８種類である。即ち、スイッチングパターンは、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される。
【００３３】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する電圧（交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される電圧）についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表す。
【００３４】
図３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の位置関係を示す電圧ベクトル図である。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応するスイッチングパターンでは交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼び、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルとも呼ぶ。なお、上述の説明から理解できるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、１つの交流線が直流線ＬＨ，ＬＬの一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する。また零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流線ＬＨまたは直流線ＬＬと導通する。以下では、図３に例示するように、非零電圧ベクトルのうち周方向で隣り合う二者の間の領域を領域Ｒ１〜Ｒ６と呼ぶ。
【００３５】
さて制御部３は、各領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と零電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とを所定周期Ｔにおいて適宜に採用する。換言すれば、６つのスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち互いに異なる２つのスイッチングパターンと、スイッチングパターン（０００）（或いはスイッチングパターン（１００））が所定周期において採用される。所定周期Ｔにおける平均的な電圧ベクトルＶは各電圧ベクトルの合成で表される。よって以下では電圧ベクトルＶを合成電圧ベクトルと呼ぶ。例えば所定周期Ｔにおいて領域Ｒ１を構成する電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（ｔ０，ｔ４，ｔ６≧０，Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）に渡って採用される。言い換えれば、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６においてそれぞれスイッチングパターン（０００）（１００）（１１０）が採用される。このときの合成電圧ベクトルＶは次式で表される。
【００３６】
Ｖ＝（ｔ０・Ｖ０＋ｔ４・Ｖ４＋ｔ６・Ｖ６）／Ｔ ・・・（１）
【００３７】
制御部３は所定周期Ｔ毎に期間ｔ０，ｔ４，ｔ６を適宜に調整して電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用することで、電圧ベクトルＶをその大きさを一定に保ちつつも、領域Ｒ１内において中心点を中心として電圧ベクトルＶの方向を回転させることができる。同様にして、制御部３が領域Ｒ２内において電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖ２，Ｖ６を適宜に採用する。領域Ｒ３〜Ｒ６内においても同様である。これによって合成電圧ベクトルＶを、その大きさを一定に保ちつつも、その方向を回転させることができる。よって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、合成電圧ベクトルＶの大きさが交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。よって大きさも角速度も一定であれば当該三相交流電圧は対称三相交流電圧となる。
【００３８】
以上のように、制御部３は所定周期Ｔ毎に互いに異なる非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと零電圧ベクトルとをそれぞれ期間ｔｉ（≧０），ｔｊ（≧０），ｔ０（或いはｔ７、或いはｔ０＋ｔ７）に渡って採用する。言い換えれば、上側および下側のスイッチング素子群の一方に属するスイッチング素子の２つと他方に属するスイッチング素子の一つとが導通するスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち、互いに異なる２つのスイッチングパターンがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用され、上側および下側のスイッチング素子群の一方のみに属する３つのスイッチング素子を導通させるスイッチパターン（０００）（１００）のうち少なくともいずれか一つがそれぞれ少なくとも期間ｔ０，ｔ７に渡って採用される。
【００３９】
＜線電流の算出方法＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルを用いて説明する。図４〜図１１はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときのインバータ１に流れる電流を示している。図４，１１に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。
【００４０】
図５に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００４１】
また図７に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは負の線電流ｉｕと等しい。以下では、負の線電流を表現すべく、その符号にマイナスを付与する。
【００４２】
図６、図８〜図１０に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図３には各非零電圧ベクトルに対応する線電流が符号と共に付記されている。
【００４３】
図３に示されるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルに基づいて決定される相の線電流として推定することができる。例えば非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する（図８も参照）。
【００４４】
またインバータ１の制御について上述したように、所定周期Ｔ毎に非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用される。しかも図３から理解できるように、各領域Ｒ１〜Ｒ６で採用される非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊについて、直流電流Ｉｄｃと一致する線電流の相は互いに異なる。例えば領域Ｒ１で採用される非零電圧ベクトルＶ４，Ｖ６について考慮すると、非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４では直流電流Ｉｄｃはｕ相の線電流と対応し、非零電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６直流電流Ｉｄｃはｗ相の線電流−ｉｗと対応する。したがって所定周期Ｔ内の期間ｔｉ，ｔｊにおいて直流電流Ｉｄｃをそれぞれ異なる２相の線電流として検出することができる。３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零であるので、検出した２相の線電流から残りの１相の線電流を算出することができる。よって所定周期Ｔ毎に３相の線電流が算出される。
【００４５】
しかしながら実際には期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が直流電流Ｉｄｃを検出するために必要な期間よりも短い場合が生じ、その期間において適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。この点について以下に説明する。
【００４６】
図１２は所定周期Ｔにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通と直流電流Ｉｄｃの一例を示している。図１２の例示では、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用されている。即ち、図１２は領域Ｒ１における一例を示している。さて図１２の例示では所定周期Ｔの始期においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は非導通である。そして、所定周期Ｔの始期から期間ｔ０が経過したときにスイッチング素子Ｓ１が導通し、スイッチング素子Ｓ１が導通を開始した時点から期間ｔ４が経過したときにスイッチング素子Ｓ２が導通し、スイッチング素子Ｓ２が導通を開始した時点から期間ｔ６が経過したときにスイッチング素子Ｓ３が導通している。
【００４７】
そして図１２に例示するように、直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通の切り替えによって過渡的には脈動する。かかる過渡的な脈動は期間の経過と共に低減して直流電流Ｉｄｃは安定する。なお図１２の例示では脈動から安定までの期間が期間ｔ１１で表されている。一般的には、このような期間ｔ１１を避けて直流電流Ｉｄｃが検出される。
【００４８】
しかしながら図１３に例示するように期間ｔ６が期間ｔ１１よりも短ければ、適切な精度で期間ｔ６における直流電流Ｉｄｃを検出できない。
【００４９】
また検出した直流電流Ｉｄｃの値をアナログからデジタルに変換する場合であれば、かかる変換にも期間ｔ１３を要する。したがって、たとえ過渡的な脈動が非常に小さく期間ｔ１１が無視できる程度に小さいとしても、期間ｔ６が期間ｔ１３よりも短いときにはその期間ｔ６において直流電流Ｉｄｃを検出できない。
【００５０】
一方、図１３の例示では期間ｔ４は直流電流Ｉｄｃの検出に必要な期間ｔｒｅｆ（図１３の例示では期間ｔ１１，ｔ１３の和）よりも長い。よって、期間ｔ４のうち最初の期間ｔ１１と最後の期間ｔ１３を除いた期間ｔ１２において直流電流Ｉｄｃの検出することで、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを検出できる。よって図１３の例示では所定周期Ｔにおいて１相の線電流ｉｕの値を取得することができるものの、他の２相の線電流ｉｖ，ｉｗを適切な精度で取得できない。また例えば所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いときには、所定周期Ｔにおいて１相の線電流すら適切な精度で検出できない。
【００５１】
なお特許文献１ではこのような事態を回避すべく、期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いときにはその期間を増大させる補正を行っている。
【００５２】
さて期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いという事象は、例えば合成電圧ベクトルＶが各非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する、若しくは零電圧ベクトルＶ０の近傍に位置するときに生じる。例えば図１４を参照して、合成電圧ベクトルＶが領域Ｒ１に位置して非零電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６が期間ｔｒｅｆよりも短い。図１４では、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い領域を斜線のハッチングで示し、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短い領域を砂地のハッチングで示している。
【００５３】
図１５は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートは例えば所定周期Ｔ毎に繰り返し実行される。ここでは所定周期Ｔを有して連続する期間の各々として期間Ｔ［ｋ］（ｋは自然数）を定義して説明する。ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、ある期間Ｔ［ｋ−１］において、例えば次の期間Ｔ［ｋ］において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかを推定する。かかる推定は例えば次のようにして行われる。即ち、例えば期間Ｔ［ｋ］において出力されるスイッチング信号Ｓが、期間Ｔ［ｋ−１］においてスイッチング信号生成部３１から線電流取得部３２へと入力される。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓに基づいて次の期間Ｔ［ｋ］における期間ｔｉ，ｔｊを求め、期間ｔｉ，ｔｊの各々と期間ｔｒｅｆとを比較して推定する。
【００５４】
なお、図１５の例示では、ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さいかどうかの第１推定と、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第２推定と、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定とを実行している。換言すれば、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さい場合ａと、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い場合ｂと、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長い場合ｃとに場合分けしている。ただし、本実施の形態における最上位概念では第２推定において肯定的な推定がなされた場合の動作が行われれば良い。
【００５５】
さて、ステップＳＴ１の第２推定において肯定的な推定がなされれば、ステップＳＴ２にて線電流検出部３２は次のようにして１相の線電流を検出する。まず線電流検出部３２は、期間Ｔ［ｋ］内における期間ｔｉ，ｔｊのうち期間ｔｒｅｆよりも長い期間において、直流電流検出部４を用いて直流電流Ｉｄｃを検出する。ここでは期間ｔｉが期間ｔｒｅｆよりも長いと仮定して説明する。よってステップＳＴ２において期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃが検出される。図１３の例示では期間ｔ４において直流電流Ｉｄｃが検出される。そして、線電流検出部３２は検出された直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルＶｉに基づいて決定される相の線電流と推定する。図１３の例示では直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕと推定する。
【００５６】
次に、ステップＳＴ３にて線電流取得部３２は次の関係に着目して他の１相の線電流を検出する。即ち直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの所定周期Ｔにおける積分は、期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃの積分と期間ｔｊにおける直流電流Ｉｄｃの積分との和と等しい、という関係を着目する。これに基づいて次式が成立する。
【００５７】
Ｔ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝ｔｉ・Ｉｄｃｉ＋ｔｊ・Ｉｄｃｊ ・・・（２）
【００５８】
ここでＩｄｃｉは期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃを示し、Ｉｄｃｊは期間ｔｊにおける直流電流Ｉｄｃを示す。式（２）を直流電流Ｉｄｃｊについて整理すると次式が導かれる。
【００５９】
Ｉｄｃｊ＝（Ｔ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ−ｔｉ・Ｉｄｃｉ）／ｔｊ ・・・（３）
【００６０】
線電流取得部３２は式（３）に基づいて直流電流Ｉｄｃｊを算出する。なおここで採用する直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは、期間Ｔ［ｋ−１］以前の所定期間における平均値であることが望ましい。そして、線電流取得部３２は、算出した直流電流Ｉｄｃｊを非零電圧ベクトルＶｊに基づいて決定される相の線電流と推定する。例えば図１３の例示では、算出された直流電流Ｉｄｃがｗ相の線電流−ｉｗと推定される。このとき線電流ｉｗの値としては算出した直流電流Ｉｄｃの符号を負にした値が採用される。これによって、２相の線電流が取得される。そして、３相の線電流の和が零であるという関係に基づいて２相の線電流から残りの１相の線電流を求めることができる。
【００６１】
なお、図１５の例示では、ステップＳＴ２において１相の線電流、ステップＳＴ３において他の１相の線電流をそれぞれ取得しているが、ステップＳＴ２，ＳＴ３において直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊを得た後に、それぞれ直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊから２相の線電流を推定しても良い。この点は後述する説明においても同様である。
【００６２】
以上のように、たとえ期間ｔｊが期間ｔｒｅｆを下回っていたとしても、この期間ｔｊを期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことなく、所定周期Ｔにおいて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。一方、例えば特許文献１のように期間ｔｊを増大させれば、期間ｔｊに対応してインバータ１が出力する線間電圧に歪みが生じる。例えば期間ｔ６においてはスイッチングパターン（１１０）が採用されるので、相電圧Ｖｕ，Ｖｖは高電位を採り、相電圧Ｖｗは低電位を採る。よって期間ｔ６において線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）は零を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃ（直流線ＬＨ，ＬＬの間の電圧）を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃを負にした値を採る。期間ｔ６が増大されると、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが上記の値を採る期間が延びて線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形が歪む。ひいては線電流に歪みが生じる。他方、本線電流取得方法によればかかる歪みを抑制して線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得することができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、斜線で示された領域において期間ｔｉ，ｔｊの補正を行う必要がなく、この領域における相電圧および線電流をゆがみが低減される。
【００６３】
なお、線電流の検出精度という観点では、期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと期間Ｔ［ｋ］における直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとの差異は小さいことが望ましい。上述の線電流取得方法では、期間Ｔ［ｋ］の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと見なしているからである。当該差異を小さくすることは、例えばモータを略一定速度で運転することで実現できる。他方、この場合には必ずしも期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが採用される必要はなく、例えば平均化回路によって検出された、ステップＳＴ３が実行される時点より前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが、採用されてもよい。
【００６４】
また上述のように図１５の例示では、ステップＳＴ１にて線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第１推定を実行している。ステップＳＴ１の第１推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ４にて補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する。かかる補正は公知の任意の方法によって実現される。例えば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とキャリアとの比較によってスイッチング信号Ｓを生成する場合は、期間ｔｉが増大するように指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を補正すればよい。これによってスイッチング信号生成部３１は補正後の期間において対応する電圧ベクトルを採用することになる。
【００６５】
次に上述したステップＳＴ２を実行して１相の線電流を取得する。ステップＳＴ２においては、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｉｊのうちステップＳＴ４にて補正された期間に流れる直流電流を、直流電流検出部４を用いて検出して１相の線電流を取得する。そして、ステップＳＴ３にて、残りの期間における直流電流を算出して他の１相の線電流を取得する。これによって、例えば特許文献１のように期間ｔｉ，ｔｊの両方を期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する場合に比べて、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを低減して３相の線電流を得ることができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、砂地の領域において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを補正すればよく、期間ｔｉ，ｔｊの両方を補正する場合に比べて、この領域における線間電圧および線電流の歪みを低減できる。
【００６６】
なおステップＳＴ４にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのうちより大きい方の期間を期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことが望ましい。例えば図１６に例示するように、ステップＳＴ１１にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊの大小関係を比較する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｉが期間ｔｊよりも長いときには、ステップＳＴ１２にて補正部３１１は期間ｔｉを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｊが期間ｔｉよりも長いときには、ステップＳＴ１３にて期間ｔｊを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。なお、期間ｔｉ，ｔｊが互いに等しいときにはステップＳＴ１２，ＳＴ１３のいずれが実行されてもよい。これによって、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを抑制することができる。
【００６７】
また期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方を増大させた分だけ、零電圧ベクトルが採用される期間を低減させることが望ましい。これは、大きさを有さない零電圧ベクトルの期間を低減する方が、大きさを有する非零電圧ベクトルが採用される期間が低減される場合に比べて線間電圧および線電流の歪みが小さいからである。
【００６８】
また図１５の例示では、上述したようにステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定を実行している。ステップＳＴ１の第３推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ５にて期間ｔｉ，ｔｊにおいて検出された直流電流Ｉｄｃを、それぞれ非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流として推定する。そして、これらの２相の線電流から残りの一相の線電流を算出する。これによって、３相の線電流を得ることができる。なお、ステップＳＴ５において必ずしも期間ｔｉ，ｔｊの両方で直流電流Ｉｄｃを検出する必要はない。期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方で直流電流Ｉｄｃを検出し、他方における直流電流Ｉｄｃを式（３）に基づいて算出しても良い。
【００６９】
第２の実施の形態．
図１７の例示では、図１の例示と比較して、制御部３が直流電流平均値取得部３３を備えている。直流電流平均値取得部３３には直流電流検出部４からの直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号生成部３１からのスイッチング信号Ｓとが入力されて、これらに基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。具体的な算出方法は後に詳述する。
【００７０】
図１８は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートと相違する点として、ステップＳＴ５の次にステップＳＴ６が実行される。即ち、ステップＳＴ６は期間ｔｉ，ｔｊのいずれもが期間ｔｒｅｆよりも長いときに実行される。
【００７１】
ステップＳＴ６においては、直流電流平均値取得部３３は式（２）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。式（２）を直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅについて整理すると次式が導かれる。
【００７２】
Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝（ｔｉ・Ｉｄｃｉ＋ｔｊ・Ｉｄｃｊ）／Ｔ ・・・（４）
【００７３】
直流電流平均値取得部３３は式（４）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。ここで、期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊの取得は、図１５を参照して説明したステップＳＴ１，ＳＴ５と同様の動作を直流電流平均値取得部３３が行うことによって実現される。一方で線電流取得部３２はステップＳＴ５にて期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊを取得しているので、これらを直流電流平均値取得部３３へと与えても良い。これによって線電流取得部３２と直流電流平均値取得部３３とで重複した演算を省略できる。
【００７４】
また式（４）に基づく直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの算出（ステップＳＴ６）と、非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流の推定（ステップＳＴ５）とのいずれを先に実行しても構わない。
【００７５】
このような電力変換装置によれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが制御部３の演算機能によって算出される。したがって第１の実施の形態のように、例えば一次フィルタによって構成される直流電流取得部５を設ける必要がなく、製造コストを低減することができる。
【００７６】
図１９に例示では、図１７の例示と比較して直流電圧検出部６が更に設けられている。直流電圧検出部６は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを検出する。また図１９の例示では、直流線ＬＨ，ＬＬの間に平滑コンデンサＣ１が設けられている。直流電圧検出部６は例えば平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出する。
【００７７】
かかる電力変換装置においても、図１８のステップＳＴ６において、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが算出される。より詳細には、ステップＳＴ６にて直流電流平均値取得部３３は次の関係に着目して直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。インバータ１の入力側の電力と出力側の電力とが等しいという関係に着目する。出力側の電力をＰｏｕｔとすれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは次式で表される。
【００７８】
Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝Ｐｏｕｔ／Ｖｄｃ ・・・（５）
【００７９】
直流電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部６によって検出されるので既知である。一方、出力側の電力Ｐｏｕｔは以下の３つの式で表すことができる。
【００８０】
Ｐｏｕｔ＝Ｖα・ｉα＋Ｖβ・ｉβ ・・・（６）
Ｐｏｕｔ＝Ｖｄ・ｉｄ＋Ｖｑ・ｉｑ ・・・（７）
Ｐｏｕｔ＝３Ｖｒｍｓ・Ｉｒｍｓ・ｃｏｓθ ・・・（８）
【００８１】
ここで、Ｖα，Ｖβは固定座標系の二軸、いわゆるα軸とβ軸の電圧をそれぞれ表し、ｉα，ｉβはα軸の電流とβ軸の電流とをそれぞれ表している。Ｖｄ，Ｖｑは回転座標系の二軸、いわゆるｄ軸とｑ軸の電圧をそれぞれ表し、ｉｄ，ｉｑはｄ軸の電流とｑ軸の電流とをそれぞれ表している。Ｖｒｍｓ，Ｉｒｍｓはそれぞれ相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ及び線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの実効値を表し、θは相電圧と線電流の位相差を表す。
【００８２】
さて、電圧Ｖα，Ｖβ，Ｖｄ，Ｖｑ及び電流ｉα，ｉβ，ｉｄ，ｉｑは相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して公知の変換（例えば絶対変換）を適用することによって求めることができる。また相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは既知であると把握できる。なぜなら、例えば相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値を、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ自身の近似値として把握し、これを採用すれば既知であり、或いは相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する検出部を設けることで既知となる。よって実効値Ｖｒｍｓと相電圧の位相は既知である。一方、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはステップＳＴ５において取得できるので、その実効値Ｉｒｍｓおよび電流位相も既知である。よって実効値Ｖｒｍｓ，Ｉｒｍｓは既知であり、位相差θも算出できる。
【００８３】
以上のように、式（６）〜（８）の右辺で用いられる変数はいずれもステップＳＴ６の時点で取得可能である。したがって、直流電流平均値取得部３３は、式（６）〜（８）のいずれかを式（５）に代入して得られる式に基づいて、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。このように制御部３の演算機能によって直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出することができる。
【００８４】
ただし図１７と図１９との比較から理解できるように、式（４）を用いた直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの算出においては直流電圧検出部６が不要であり、製造コストが低い。
【符号の説明】
【００８５】
１ インバータ
４ 直流電流検出部
５，３３ 直流電流平均値取得部
３１ スイッチング信号生成部
３２ 線電流取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に線電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。かかる三相インバータは、入力された直流電圧を交流電圧に変換する。かかる変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。これにより、インバータが出力する電圧のベクトルとして、大きさの有する２つの電圧ベクトルがそれぞれ所定周期に渡って採用されることとなる。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の線電流を検出する。かかる検出は、インバータの電圧ベクトルに基づいて直流電流と線電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、それぞれ上述の２つの電圧ベクトルが採用される期間に直流電流を検出し、これらを当該２つの電圧ベクトルに基づいて決定される２相の線電流として検出する。そして、３相の線電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の線電流を算出している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許２００４−３０４９２５号公報
【特許文献２】特許２０１０−２８８３５９号公報
【特許文献３】特許２００３−１８９６７０号公報
【特許文献４】特許２００２−１１９０６２号公報
【特許文献５】特許平１０−１５５２７８号公報
【特許文献６】特許平３−２３０７６７号公報
【特許文献７】特許２００４−６４９０３号公報
【特許文献８】特許２００５−４５８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の技術では、大きさを有する電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短いときに、この期間を増大させる補正を行っている。これは、直流電流を検出する期間を確保するために行われている。しかしながら、電圧ベクトルが採用される期間が所定値よりも短い場合、当該期間の全てに対してかかる補正を行うとインバータの出力する線間電圧および線電流に生じる歪みが顕著となる。
【０００６】
そこで、本発明は、線間電圧及び線電流の歪みを低減しつつ線電流を検出できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、それぞれ線電流(iu,iv,iw)が流れる３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、直流電流(Idc)が流れる第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)と、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、第１のスイッチングパターンを第１の期間に渡って採用し、前記６つのスイッチングパターンのうち前記第１のスイッチングパターンとは異なる第２のスイッチングパターンを第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１の直流線もしくは前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)と、前記直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(4)と、前記直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(5,33)と、前記第１の期間が所定期間より長くかつ前記第２の期間が前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部を用いて検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、線電流取得部(31)とを備える。
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１の期間において検出された前記直流電流と前記第１の期間との乗算値と、前記第２の期間において検出された前記直流電流と前記第２の期間との乗算値との和を前記周期で除算して、前記直流電流の前記平均値を算出する。
【０００９】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング信号生成部(31)は、前記第１の期間を補正する補正部(311)を有し、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記スイッチング信号生成部(31)は前記所定期間以上の値に補正された前記第１の期間において前記第１のスイッチングパターンを採用し、前記線電流取得部(32)は、補正された前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部によって検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する。
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換装置であって、補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第３又は第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング信号生成部(31)は前記第１の期間を増大させた分だけ低減された前記第３の期間において前記第３のスイッチングパターンを採用する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、第２の期間が所定期間よりも短いために第２期間における直流電流を適切な精度で検出できない場合であっても、第２の期間を増大する補正を行うことなく、第２の期間における直流電流を推定することができ、ひいては所定周期において流れる２つの線電流を得ることができる。したがって、第２の期間を増大する補正を行う場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減して２つの線電流を検出できる。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、直流電流を平均化する積分回路等が不要となり、製造コストを低減できる。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、第１及び第２の期間の両方を所定期間以上の値に補正する場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減して、２つの線電流を検出できる。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、第１及び第２の期間のうち小さいほうを補正する場合に比して、交流線の線間電圧及び線電流の歪みを低減することができる。
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、第２の期間を低減する場合に比べて、交流線の線間電圧および線電流の歪みを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図３】電圧ベクトル図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１０】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１１】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１２】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。
【図１３】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。
【図１４】電圧ベクトル図である。
【図１５】線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。
【図１６】期間の補正方法の一例を示すフローチャートである。
【図１７】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１８】線電流取得方法の一例を示すフローチャートである。
【図１９】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
第１の実施の形態．
＜構成＞
図１に示すように、電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。なお電力変換装置１はインバータに限らず、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧を直流電圧に変換して、当該直流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬに出力するコンバータであってもよい。以下では、代表的に電力変換装置１をインバータとして説明する。
【００１９】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を纏めて上側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。
【００２０】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を纏めて下側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の寄生ダイオードであってもよい。
【００２１】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００２２】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータである。インバータ１によって誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の交流電流が流れる。理想的には交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにはそれぞれ正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００２３】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは直流電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では直流電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお直流電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。
【００２４】
直流電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値（以下、簡単のため値自体をも直流電流Ｉｄｃとして表す。他の諸量も同様）を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また直流電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用されえる。例えばホールＣＴなどの電流センサーを用いても良い。
【００２５】
また直流電流Ｉｄｃの平均値（以下、直流電流平均値と呼ぶ）Ｉｄｃ＿ａｖｅを取得する直流電流平均値取得部５が設けられる。直流電流平均値取得部５は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部５１とを備える。検出部５１は例えば抵抗及びコンデンサからなる平滑回路などの一次フィルタであって、シャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを平均化し、これを直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとして制御部３に出力する。なお、検出部５１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を制御部３に出力し、制御部３が直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出しても良い。
【００２６】
なお直流電流平均値取得部５は必ずしもシャント抵抗Ｒ４１に流れる直流電流Ｉｄｃを検出してこれを平均化する必要はなく、例えば図２に例示するように検出部４１から入力される直流電流Ｉｄｃを平均化してもよい。
【００２７】
制御部３はスイッチング信号生成部３１と線電流取得部３２とを備えている。線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃと直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとスイッチング信号Ｓとが入力される。線電流取得部３２はこれらを用いて３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。具体的な取得方法は後に詳述する。
【００２８】
スイッチング信号生成部３１はスイッチング信号Ｓを生成する。かかるスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば線電流取得部３２によって算出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにそれぞれ印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によって生成される。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２９】
図１の例示では、スイッチング信号生成部３１は補正部３１１を備えている。補正部３１１の詳細については後述するものの、必須要件ではない。
【００３０】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３１】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００３２】
したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして８種類のパターンが存在する。上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンは次の８種類である。即ち、スイッチングパターンは、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される。
【００３３】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する電圧（交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される電圧）についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表す。
【００３４】
図３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の位置関係を示す電圧ベクトル図である。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応するスイッチングパターンでは交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼び、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルとも呼ぶ。なお、上述の説明から理解できるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、１つの交流線が直流線ＬＨ，ＬＬの一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する。また零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流線ＬＨまたは直流線ＬＬと導通する。以下では、図３に例示するように、非零電圧ベクトルのうち周方向で隣り合う二者の間の領域を領域Ｒ１〜Ｒ６と呼ぶ。
【００３５】
さて制御部３は、各領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と零電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とを所定周期Ｔにおいて適宜に採用する。換言すれば、６つのスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち互いに異なる２つのスイッチングパターンと、スイッチングパターン（０００）（或いはスイッチングパターン（１００））が所定周期において採用される。所定周期Ｔにおける平均的な電圧ベクトルＶは各電圧ベクトルの合成で表される。よって以下では電圧ベクトルＶを合成電圧ベクトルと呼ぶ。例えば所定周期Ｔにおいて領域Ｒ１を構成する電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（ｔ０，ｔ４，ｔ６≧０，Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）に渡って採用される。言い換えれば、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６においてそれぞれスイッチングパターン（０００）（１００）（１１０）が採用される。このときの合成電圧ベクトルＶは次式で表される。
【００３６】
Ｖ＝（ｔ０・Ｖ０＋ｔ４・Ｖ４＋ｔ６・Ｖ６）／Ｔ ・・・（１）
【００３７】
制御部３は所定周期Ｔ毎に期間ｔ０，ｔ４，ｔ６を適宜に調整して電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用することで、電圧ベクトルＶをその大きさを一定に保ちつつも、領域Ｒ１内において中心点を中心として電圧ベクトルＶの方向を回転させることができる。同様にして、制御部３が領域Ｒ２内において電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖ２，Ｖ６を適宜に採用する。領域Ｒ３〜Ｒ６内においても同様である。これによって合成電圧ベクトルＶを、その大きさを一定に保ちつつも、その方向を回転させることができる。よって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、合成電圧ベクトルＶの大きさが交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。よって大きさも角速度も一定であれば当該三相交流電圧は対称三相交流電圧となる。
【００３８】
以上のように、制御部３は所定周期Ｔ毎に互いに異なる非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと零電圧ベクトルとをそれぞれ期間ｔｉ（≧０），ｔｊ（≧０），ｔ０（或いはｔ７、或いはｔ０＋ｔ７）に渡って採用する。言い換えれば、上側および下側のスイッチング素子群の一方に属するスイッチング素子の２つと他方に属するスイッチング素子の一つとが導通するスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち、互いに異なる２つのスイッチングパターンがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用され、上側および下側のスイッチング素子群の一方のみに属する３つのスイッチング素子を導通させるスイッチパターン（０００）（１００）のうち少なくともいずれか一つがそれぞれ少なくとも期間ｔ０，ｔ７に渡って採用される。
【００３９】
＜線電流の算出方法＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルを用いて説明する。図４〜図１１はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときのインバータ１に流れる電流を示している。図４，１１に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。
【００４０】
図５に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００４１】
また図７に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは負の線電流ｉｕと等しい。以下では、負の線電流を表現すべく、その符号にマイナスを付与する。
【００４２】
図６、図８〜図１０に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図３には各非零電圧ベクトルに対応する線電流が符号と共に付記されている。
【００４３】
図３に示されるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルに基づいて決定される相の線電流として推定することができる。例えば非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する（図８も参照）。
【００４４】
またインバータ１の制御について上述したように、所定周期Ｔ毎に非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用される。しかも図３から理解できるように、各領域Ｒ１〜Ｒ６で採用される非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊについて、直流電流Ｉｄｃと一致する線電流の相は互いに異なる。例えば領域Ｒ１で採用される非零電圧ベクトルＶ４，Ｖ６について考慮すると、非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４では直流電流Ｉｄｃはｕ相の線電流と対応し、非零電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６直流電流Ｉｄｃはｗ相の線電流−ｉｗと対応する。したがって所定周期Ｔ内の期間ｔｉ，ｔｊにおいて直流電流Ｉｄｃをそれぞれ異なる２相の線電流として検出することができる。３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零であるので、検出した２相の線電流から残りの１相の線電流を算出することができる。よって所定周期Ｔ毎に３相の線電流が算出される。
【００４５】
しかしながら実際には期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が直流電流Ｉｄｃを検出するために必要な期間よりも短い場合が生じ、その期間において適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。この点について以下に説明する。
【００４６】
図１２は所定周期Ｔにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通と直流電流Ｉｄｃの一例を示している。図１２の例示では、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用されている。即ち、図１２は領域Ｒ１における一例を示している。さて図１２の例示では所定周期Ｔの始期においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は非導通である。そして、所定周期Ｔの始期から期間ｔ０が経過したときにスイッチング素子Ｓ１が導通し、スイッチング素子Ｓ１が導通を開始した時点から期間ｔ４が経過したときにスイッチング素子Ｓ２が導通し、スイッチング素子Ｓ２が導通を開始した時点から期間ｔ６が経過したときにスイッチング素子Ｓ３が導通している。
【００４７】
そして図１２に例示するように、直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通の切り替えによって過渡的には脈動する。かかる過渡的な脈動は期間の経過と共に低減して直流電流Ｉｄｃは安定する。なお図１２の例示では脈動から安定までの期間が期間ｔ１１で表されている。一般的には、このような期間ｔ１１を避けて直流電流Ｉｄｃが検出される。
【００４８】
しかしながら図１３に例示するように期間ｔ６が期間ｔ１１よりも短ければ、適切な精度で期間ｔ６における直流電流Ｉｄｃを検出できない。
【００４９】
また検出した直流電流Ｉｄｃの値をアナログからデジタルに変換する場合であれば、かかる変換にも期間ｔ１３を要する。したがって、たとえ過渡的な脈動が非常に小さく期間ｔ１１が無視できる程度に小さいとしても、期間ｔ６が期間ｔ１３よりも短いときにはその期間ｔ６において直流電流Ｉｄｃを検出できない。
【００５０】
一方、図１３の例示では期間ｔ４は直流電流Ｉｄｃの検出に必要な期間ｔｒｅｆ（図１３の例示では期間ｔ１１，ｔ１３の和）よりも長い。よって、期間ｔ４のうち最初の期間ｔ１１と最後の期間ｔ１３を除いた期間ｔ１２において直流電流Ｉｄｃの検出することで、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを検出できる。よって図１３の例示では所定周期Ｔにおいて１相の線電流ｉｕの値を取得することができるものの、他の２相の線電流ｉｖ，ｉｗを適切な精度で取得できない。また例えば所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いときには、所定周期Ｔにおいて１相の線電流すら適切な精度で検出できない。
【００５１】
なお特許文献１ではこのような事態を回避すべく、期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いときにはその期間を増大させる補正を行っている。
【００５２】
さて期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いという事象は、例えば合成電圧ベクトルＶが各非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する、若しくは零電圧ベクトルＶ０の近傍に位置するときに生じる。例えば図１４を参照して、合成電圧ベクトルＶが領域Ｒ１に位置して非零電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６が期間ｔｒｅｆよりも短い。図１４では、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い領域を斜線のハッチングで示し、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短い領域を砂地のハッチングで示している。
【００５３】
図１５は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートは例えば所定周期Ｔ毎に繰り返し実行される。ここでは所定周期Ｔを有して連続する期間の各々として期間Ｔ［ｋ］（ｋは自然数）を定義して説明する。ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、ある期間Ｔ［ｋ−１］において、例えば次の期間Ｔ［ｋ］において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかを推定する。かかる推定は例えば次のようにして行われる。即ち、例えば期間Ｔ［ｋ］において出力されるスイッチング信号Ｓが、期間Ｔ［ｋ−１］においてスイッチング信号生成部３１から線電流取得部３２へと入力される。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓに基づいて次の期間Ｔ［ｋ］における期間ｔｉ，ｔｊを求め、期間ｔｉ，ｔｊの各々と期間ｔｒｅｆとを比較して推定する。
【００５４】
なお、図１５の例示では、ステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さいかどうかの第１推定と、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第２推定と、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定とを実行している。換言すれば、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも小さい場合ａと、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い場合ｂと、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長い場合ｃとに場合分けしている。ただし、本実施の形態における最上位概念では第２推定において肯定的な推定がなされた場合の動作が行われれば良い。
【００５５】
さて、ステップＳＴ１の第２推定において肯定的な推定がなされれば、ステップＳＴ２にて線電流検出部３２は次のようにして１相の線電流を検出する。まず線電流検出部３２は、期間Ｔ［ｋ］内における期間ｔｉ，ｔｊのうち期間ｔｒｅｆよりも長い期間において、直流電流検出部４を用いて直流電流Ｉｄｃを検出する。ここでは期間ｔｉが期間ｔｒｅｆよりも長いと仮定して説明する。よってステップＳＴ２において期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃが検出される。図１３の例示では期間ｔ４において直流電流Ｉｄｃが検出される。そして、線電流検出部３２は検出された直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルＶｉに基づいて決定される相の線電流と推定する。図１３の例示では直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕと推定する。
【００５６】
次に、ステップＳＴ３にて線電流取得部３２は次の関係に着目して他の１相の線電流を検出する。即ち直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの所定周期Ｔにおける積分は、期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃの積分と期間ｔｊにおける直流電流Ｉｄｃの積分との和と等しい、という関係を着目する。これに基づいて次式が成立する。
【００５７】
Ｔ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝ｔｉ・Ｉｄｃｉ＋ｔｊ・Ｉｄｃｊ ・・・（２）
【００５８】
ここでＩｄｃｉは期間ｔｉにおける直流電流Ｉｄｃを示し、Ｉｄｃｊは期間ｔｊにおける直流電流Ｉｄｃを示す。式（２）を直流電流Ｉｄｃｊについて整理すると次式が導かれる。
【００５９】
Ｉｄｃｊ＝（Ｔ・Ｉｄｃ＿ａｖｅ−ｔｉ・Ｉｄｃｉ）／ｔｊ ・・・（３）
【００６０】
線電流取得部３２は式（３）に基づいて直流電流Ｉｄｃｊを算出する。なおここで採用する直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは、期間Ｔ［ｋ−１］以前の所定期間における平均値であることが望ましい。そして、線電流取得部３２は、算出した直流電流Ｉｄｃｊを非零電圧ベクトルＶｊに基づいて決定される相の線電流と推定する。例えば図１３の例示では、算出された直流電流Ｉｄｃがｗ相の線電流−ｉｗと推定される。このとき線電流ｉｗの値としては算出した直流電流Ｉｄｃの符号を負にした値が採用される。これによって、２相の線電流が取得される。そして、３相の線電流の和が零であるという関係に基づいて２相の線電流から残りの１相の線電流を求めることができる。
【００６１】
なお、図１５の例示では、ステップＳＴ２において１相の線電流、ステップＳＴ３において他の１相の線電流をそれぞれ取得しているが、ステップＳＴ２，ＳＴ３において直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊを得た後に、それぞれ直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊから２相の線電流を推定しても良い。この点は後述する説明においても同様である。
【００６２】
以上のように、たとえ期間ｔｊが期間ｔｒｅｆを下回っていたとしても、この期間ｔｊを期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことなく、所定周期Ｔにおいて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。一方、例えば特許文献１のように期間ｔｊを増大させれば、期間ｔｊに対応してインバータ１が出力する線間電圧に歪みが生じる。例えば期間ｔ６においてはスイッチングパターン（１１０）が採用されるので、相電圧Ｖｕ，Ｖｖは高電位を採り、相電圧Ｖｗは低電位を採る。よって期間ｔ６において線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）は零を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃ（直流線ＬＨ，ＬＬの間の電圧）を採り、線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）は直流電圧Ｖｄｃを負にした値を採る。期間ｔ６が増大されると、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが上記の値を採る期間が延びて線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形が歪む。ひいては線電流に歪みが生じる。他方、本線電流取得方法によればかかる歪みを抑制して線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得することができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、斜線で示された領域において期間ｔｉ，ｔｊの補正を行う必要がなく、この領域における相電圧および線電流をゆがみが低減される。
【００６３】
なお、線電流の検出精度という観点では、期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと期間Ｔ［ｋ］における直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅとの差異は小さいことが望ましい。上述の線電流取得方法では、期間Ｔ［ｋ］の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅと見なしているからである。当該差異を小さくすることは、例えばモータを略一定速度で運転することで実現できる。他方、この場合には必ずしも期間Ｔ［ｋ−１］以前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが採用される必要はなく、例えば平均化回路によって検出された、ステップＳＴ３が実行される時点より前の直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが、採用されてもよい。
【００６４】
また上述のように図１５の例示では、ステップＳＴ１にて線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いかどうかの第１推定を実行している。ステップＳＴ１の第１推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ４にて補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する。かかる補正は公知の任意の方法によって実現される。例えば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とキャリアとの比較によってスイッチング信号Ｓを生成する場合は、期間ｔｉが増大するように指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を補正すればよい。これによってスイッチング信号生成部３１は補正後の期間において対応する電圧ベクトルを採用することになる。
【００６５】
次に上述したステップＳＴ２を実行して１相の線電流を取得する。ステップＳＴ２においては、線電流取得部３２は、期間ｔｉ，ｉｊのうちステップＳＴ４にて補正された期間に流れる直流電流を、直流電流検出部４を用いて検出して１相の線電流を取得する。そして、ステップＳＴ３にて、残りの期間における直流電流を算出して他の１相の線電流を取得する。これによって、例えば特許文献１のように期間ｔｉ，ｔｊの両方を期間ｔｒｅｆ以上の値に補正する場合に比べて、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを低減して３相の線電流を得ることができる。これを図１４の電圧ベクトル図に対応させて説明すると、砂地の領域において期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみを補正すればよく、期間ｔｉ，ｔｊの両方を補正する場合に比べて、この領域における線間電圧および線電流の歪みを低減できる。
【００６６】
なおステップＳＴ４にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊのうちより大きい方の期間を期間ｔｒｅｆ以上の値まで増大させる補正を行うことが望ましい。例えば図１６に例示するように、ステップＳＴ１１にて、補正部３１１は期間ｔｉ，ｔｊの大小関係を比較する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｉが期間ｔｊよりも長いときには、ステップＳＴ１２にて補正部３１１は期間ｔｉを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。ステップＳＴ１１にて期間ｔｊが期間ｔｉよりも長いときには、ステップＳＴ１３にて期間ｔｊを所定期間ｔｒｅｆ以上に補正する。なお、期間ｔｉ，ｔｊが互いに等しいときにはステップＳＴ１２，ＳＴ１３のいずれが実行されてもよい。これによって、インバータ１が出力する線間電圧および線電流の歪みを抑制することができる。
【００６７】
また期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方を増大させた分だけ、零電圧ベクトルが採用される期間を低減させることが望ましい。これは、大きさを有さない零電圧ベクトルの期間を低減する方が、大きさを有する非零電圧ベクトルが採用される期間が低減される場合に比べて線間電圧および線電流の歪みが小さいからである。
【００６８】
また図１５の例示では、上述したようにステップＳＴ１にて、線電流取得部３２は期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも長いかどうかの第３推定を実行している。ステップＳＴ１の第３推定において肯定的な推定がなされると、ステップＳＴ５にて期間ｔｉ，ｔｊにおいて検出された直流電流Ｉｄｃを、それぞれ非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流として推定する。そして、これらの２相の線電流から残りの一相の線電流を算出する。これによって、３相の線電流を得ることができる。なお、ステップＳＴ５において必ずしも期間ｔｉ，ｔｊの両方で直流電流Ｉｄｃを検出する必要はない。期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方で直流電流Ｉｄｃを検出し、他方における直流電流Ｉｄｃを式（３）に基づいて算出しても良い。
【００６９】
第２の実施の形態．
図１７の例示では、図１の例示と比較して、制御部３が直流電流平均値取得部３３を備えている。直流電流平均値取得部３３には直流電流検出部４からの直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号生成部３１からのスイッチング信号Ｓとが入力されて、これらに基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。具体的な算出方法は後に詳述する。
【００７０】
図１８は本実施の形態にかかる線電流取得方法のフローチャートの一例を示している。図１５のフローチャートと相違する点として、ステップＳＴ５の次にステップＳＴ６が実行される。即ち、ステップＳＴ６は期間ｔｉ，ｔｊのいずれもが期間ｔｒｅｆよりも長いときに実行される。
【００７１】
ステップＳＴ６においては、直流電流平均値取得部３３は式（２）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。式（２）を直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅについて整理すると次式が導かれる。
【００７２】
Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝（ｔｉ・Ｉｄｃｉ＋ｔｊ・Ｉｄｃｊ）／Ｔ ・・・（４）
【００７３】
直流電流平均値取得部３３は式（４）に基づいて直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。ここで、期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊの取得は、図１５を参照して説明したステップＳＴ１，ＳＴ５と同様の動作を直流電流平均値取得部３３が行うことによって実現される。一方で線電流取得部３２はステップＳＴ５にて期間ｔｉ，ｔｊおよび直流電流Ｉｄｃｉ，Ｉｄｃｊを取得しているので、これらを直流電流平均値取得部３３へと与えても良い。これによって線電流取得部３２と直流電流平均値取得部３３とで重複した演算を省略できる。
【００７４】
また式（４）に基づく直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの算出（ステップＳＴ６）と、非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊに基づいて決定される相の線電流の推定（ステップＳＴ５）とのいずれを先に実行しても構わない。
【００７５】
このような電力変換装置によれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが制御部３の演算機能によって算出される。したがって第１の実施の形態のように、例えば一次フィルタによって構成される直流電流取得部５を設ける必要がなく、製造コストを低減することができる。
【００７６】
図１９に例示では、図１７の例示と比較して直流電圧検出部６が更に設けられている。直流電圧検出部６は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを検出する。また図１９の例示では、直流線ＬＨ，ＬＬの間に平滑コンデンサＣ１が設けられている。直流電圧検出部６は例えば平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出する。
【００７７】
かかる電力変換装置においても、図１８のステップＳＴ６において、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅが算出される。より詳細には、ステップＳＴ６にて直流電流平均値取得部３３は次の関係に着目して直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。インバータ１の入力側の電力と出力側の電力とが等しいという関係に着目する。出力側の電力をＰｏｕｔとすれば、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは次式で表される。
【００７８】
Ｉｄｃ＿ａｖｅ＝Ｐｏｕｔ／Ｖｄｃ ・・・（５）
【００７９】
直流電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部６によって検出されるので既知である。一方、出力側の電力Ｐｏｕｔは以下の３つの式で表すことができる。
【００８０】
Ｐｏｕｔ＝Ｖα・ｉα＋Ｖβ・ｉβ ・・・（６）
Ｐｏｕｔ＝Ｖｄ・ｉｄ＋Ｖｑ・ｉｑ ・・・（７）
Ｐｏｕｔ＝３Ｖｒｍｓ・Ｉｒｍｓ・ｃｏｓθ ・・・（８）
【００８１】
ここで、Ｖα，Ｖβは固定座標系の二軸、いわゆるα軸とβ軸の電圧をそれぞれ表し、ｉα，ｉβはα軸の電流とβ軸の電流とをそれぞれ表している。Ｖｄ，Ｖｑは回転座標系の二軸、いわゆるｄ軸とｑ軸の電圧をそれぞれ表し、ｉｄ，ｉｑはｄ軸の電流とｑ軸の電流とをそれぞれ表している。Ｖｒｍｓ，Ｉｒｍｓはそれぞれ相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ及び線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの実効値を表し、θは相電圧と線電流の位相差を表す。
【００８２】
さて、電圧Ｖα，Ｖβ，Ｖｄ，Ｖｑ及び電流ｉα，ｉβ，ｉｄ，ｉｑは相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して公知の変換（例えば絶対変換）を適用することによって求めることができる。また相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは既知であると把握できる。なぜなら、例えば相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値を、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ自身の近似値として把握し、これを採用すれば既知であり、或いは相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する検出部を設けることで既知となる。よって実効値Ｖｒｍｓと相電圧の位相は既知である。一方、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはステップＳＴ５において取得できるので、その実効値Ｉｒｍｓおよび電流位相も既知である。よって実効値Ｖｒｍｓ，Ｉｒｍｓは既知であり、位相差θも算出できる。
【００８３】
以上のように、式（６）〜（８）の右辺で用いられる変数はいずれもステップＳＴ６の時点で取得可能である。したがって、直流電流平均値取得部３３は、式（６）〜（８）のいずれかを式（５）に代入して得られる式に基づいて、直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出する。このように制御部３の演算機能によって直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅを算出することができる。
【００８４】
ただし図１７と図１９との比較から理解できるように、式（４）を用いた直流電流平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅの算出においては直流電圧検出部６が不要であり、製造コストが低い。
【符号の説明】
【００８５】
１ インバータ
４ 直流電流検出部
５，３３ 直流電流平均値取得部
３１ スイッチング信号生成部
３２ 線電流取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ線電流(iu,iv,iw)が流れる３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
直流電流(Idc)が流れる第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、
前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)と、
前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、第１のスイッチングパターンを第１の期間に渡って採用し、前記６つのスイッチングパターンのうち前記第１のスイッチングパターンとは異なる第２のスイッチングパターンを第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１の直流線もしくは前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)と、
前記直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(4)と、
前記直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(5,33)と、
前記第１の期間が所定期間より長くかつ前記第２の期間が前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部を用いて検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、線電流取得部(31)と
を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１の期間において検出された前記直流電流と前記第１の期間との乗算値と、前記第２の期間において検出された前記直流電流と前記第２の期間との乗算値との和を前記周期で除算して、前記直流電流の前記平均値を算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング信号生成部(31)は、前記第１の期間を補正する補正部(311)を有し、
前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記スイッチング信号生成部(31)は前記所定期間以上の値に補正された前記第１の期間において前記第１のスイッチングパターンを採用し、
前記線電流取得部(32)は、補正された前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部によって検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング信号生成部(31)は前記第１の期間を増大させた分だけ低減された前記第３の期間において前記第３のスイッチングパターンを採用する、請求項３又は４に記載の電力変換装置。
【請求項１】
それぞれ線電流(iu,iv,iw)が流れる３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
直流電流(Idc)が流れる第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
前記交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる上側スイッチング素子(S1〜S3)と、
前記交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる下側スイッチング素子(S4〜S6)と、
前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子へとスイッチング信号を出力して、所定周期において、前記交流線のうち、１つの交流線のみが前記第１及び前記第２の直流線の一方と導通し、２つの交流線が他方と導通する６つのスイッチングパターンのうち、第１のスイッチングパターンを第１の期間に渡って採用し、前記６つのスイッチングパターンのうち前記第１のスイッチングパターンとは異なる第２のスイッチングパターンを第２の期間に渡って採用し、前記交流線の全てが前記第１の直流線もしくは前記第２の直流線と導通する第３のスイッチングパターンを第３の期間に渡って採用するスイッチング信号生成部(31)と、
前記直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(4)と、
前記直流電流の平均値（Idc_ave）を取得する直流電流平均値取得部(5,33)と、
前記第１の期間が所定期間より長くかつ前記第２の期間が前記所定期間よりも短いときに、前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部を用いて検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、線電流取得部(31)と
を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記直流電流平均値取得部(33)は、前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間より長いときに、前記第１の期間において検出された前記直流電流と前記第１の期間との乗算値と、前記第２の期間において検出された前記直流電流と前記第２の期間との乗算値との和を前記周期で除算して、前記直流電流の前記平均値を算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング信号生成部(31)は、前記第１の期間を補正する補正部(311)を有し、
前記第１及び前記第２の期間のいずれもが前記所定期間よりも短いときに、前記スイッチング信号生成部(31)は前記所定期間以上の値に補正された前記第１の期間において前記第１のスイッチングパターンを採用し、
前記線電流取得部(32)は、補正された前記第１の期間に流れる前記直流電流を前記直流電流検出部によって検出し、前記直流電流の前記平均値の前記所定の周期における積分が前記第１及び前記第２の期間に流れる前記直流電流の積分と等しいという関係に基づいて、前記第２の期間に流れる直流電流を算出し、前記第１の期間に流れる前記直流電流を、前記第１のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち１つの線電流として推定し、前記第２の期間に流れる前記直流電流を、前記第２のスイッチングパターンに基づいて決定される前記線電流のうち他の１つの線電流として推定する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
補正前の前記第１の期間は前記第２の期間よりも長い、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング信号生成部(31)は前記第１の期間を増大させた分だけ低減された前記第３の期間において前記第３のスイッチングパターンを採用する、請求項３又は４に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１３−３１３１２（Ｐ２０１３−３１３１２Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６６３８１（Ｐ２０１１−１６６３８１）
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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