電動機制御装置
【課題】電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態で自動切り替えを行い、電圧が飽和しても電動機のトルク制御を一定の応答特性で実現できるようにすること。
【解決手段】ｄ軸電流指令とｄ軸電流の差、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の差を、それぞれ比例増幅器３３１、積分増幅器３３２、積分器３３３、及び比例増幅器３３４、積分増幅器３３５、積分器３３６に入力し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。ｑｄ軸非干渉補償器３３７、ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、ｄ軸、ｑ軸の干渉を補償する。出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素３３Ｅを遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現する。また、出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素３３Ｅを能動状態としトルク電流をトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄する。
【解決手段】ｄ軸電流指令とｄ軸電流の差、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の差を、それぞれ比例増幅器３３１、積分増幅器３３２、積分器３３３、及び比例増幅器３３４、積分増幅器３３５、積分器３３６に入力し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。ｑｄ軸非干渉補償器３３７、ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、ｄ軸、ｑ軸の干渉を補償する。出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素３３Ｅを遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現する。また、出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素３３Ｅを能動状態としトルク電流をトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電動機制御に関する発明であり、特に電力変換装置の出力電圧が飽和した際の制御とその状態への切り替えに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来技術に基づく電動機制御装置の例を図９から図１６に示し、これらの図に基づき従来技術を説明する。
【０００３】
図９において、電流検出器２は、交流電動機１に流れる三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを検出する。電動機制御装置３はトルク指令τ*及び三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ及び二次鎖交磁束角θを入力し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。電力変換装置４は、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を入力し、最大電圧以下であればＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*と等価な電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し、最大電圧を超過した際には振幅が最大電圧となる三相の電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し電動機１に印加する。
【０００４】
電動機１を模式的に表したものが図１０である。電動機１が誘導電動機の場合、一次電流の誘導電流により回転子に電流が流れ二次鎖交磁束Φ２が成立する。一方で、電動機１が永久磁石式同期電動機の場合、回転子にある永久磁石により磁石磁束Φが存在している。いずれにしても、回転子の磁束と電流の流れた固定子コイルの間の電磁力によりトルクが発生することから、制御上は同様に考えることができる。
電動機１の固定子コイルには、ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの三相の電流が流れるが、制御上では二次鎖交磁束Φ２の方向をｄ軸、ｄ軸に直交する方向をｑ軸として、図１１のように回転子と同期した回転座標で電流成分を分解して考える。電流成分のうち、ｄ軸成分であるｄ軸電流ｉｄは磁束を持する磁束電流であり、ｑ軸成分であるｑ軸電流ｉｑはトルク発生に比例するトルク電流である。
【０００５】
次に、図１２に基づき電動機制御装置３について説明する。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなｑ軸電流指令ｉｑ*とｄ軸電流指令ｉｄ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを二次鎖交磁束角θに基づきｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流指令ｉｑに変換する。
なお、二次鎖交磁束角θは電流・電圧から演算する手法や、センサを用いて計測する手法等が存在する。詳細は非特許文献１等に記載されているのでここでは割愛する。
電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸の電流がそれぞれの電流指令に追従できるようなｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成する。電圧指令座標変換器３４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を二次鎖交磁束角θに基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【０００６】
次に図１３から図１６を用いて、電流制御装置３３の構成例について説明する。
図１３は、電流制御装置の一例である。ｄ軸比例増幅器３３１はｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して比例ゲインＫｐｄを乗じた値を出力する。ｄ軸積分増幅器３３２はｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して積分ゲインＫｉｄを乗じた値を出力し、この出力はｄ軸積分器３３３により積分される。ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の和が、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。
【０００７】
ｑ軸比例増幅器３３４はｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して比例ゲインＫｐｑを乗じた値を出力する。ｑ軸積分増幅器３３５はｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して積分ゲインＫｉｑを乗じた値を出力し、この出力はｑ軸積分器３３６により積分される。ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｑ軸積分器３３６の和が、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*として出力される。
【０００８】
図１４は、電流制御装置の他の一例である。
誘導電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。
【０００９】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｄ−ω・Ｌσ・ｉｑ＋ｐ・Ｍ／Ｌ２・Φ２ ・・・（１）式
Ｖｑ＝ω・Ｌσ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｑ＋ω・Ｍ／Ｌ２・Φ２ ・・・（２）式
【００１０】
ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、ｐは微分演算子、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次自己インダクタンス、Φ２は二次鎖交磁束、ωは交流電動機１の電気角速度である。
【００１１】
一方で、永久磁石型同期電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。
【００１２】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌｄ）ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（３）式
Ｖｑ＝ω・Ｌｄ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌｑ）ｉｑ＋ωΦ ・・・（４）式
【００１３】
ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子、Φは磁石磁束、ωは電動機角速度である。
【００１４】
（１）式と（２）式及び、（３）式と（４）式共に、ｄ軸及びｑ軸の電圧電流の関係だけでなく、直交する軸の電流と磁束による影響を受けることがわかる。そこで、図１４の構成ではこれらの成分の相殺を行っている。
すなわち、ｑｄ軸非干渉補償器３３７は、（１）式もしくは（３）式の第２項をｑ軸電流ｉｑを用いて演算する。ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、（２）式もしくは（４）式の第１項をｄ軸電流ｉｄを用いて演算する。磁束補償器３３９は、（２）式もしくは（４）式の第３項を演算する。なお、磁束補償器３３９を設けなくても制御は可能である。
ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の出力の和から上記ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力を引いたものが、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。また、ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｄ軸積分器３３６の出力と上記ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力と磁束補償器３３９の出力の和がｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。
【００１５】
この構成により、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項と第３項成分が相殺されて、それぞれの軸の電圧電流の関係で制御できることから、制御特性が改善される。
【００１６】
ところで、図１３の構成及び図１４の構成では、電力変換装置４の出力電圧が飽和すると、電流制御ができなくなる。それは、（１）式と（２）式もしくは（３）式と（４）式の関係が拘束されて、ｄ軸電流及びｑ軸電流の独立した制御ができなくなるためである。
その問題を解決するために、図１５に示す構成が提案されている。この手法は、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項を積極的に利用することにより、電圧が飽和した際にｄ軸電流ｉｄはｄ軸電流指令ｉｄ*への追従を放棄し、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従できるようにすることにより、トルク制御が可能になる手法である。
【００１７】
ｄｑ軸積分増幅器３３Ａはｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｄ２を乗じたものを出力する。ｄｑ軸積分増幅器３３Ａの出力とｑ軸積分増幅器３３５の和がｑ軸積分器３３６に入力される。ｑ軸積分器３３６の出力にはリミッタ３３Ｄが設けられており、ｑ軸積分器３３６の出力が最大電圧より大きくなる際には制限される。
ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂはｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｑ２を乗じたものを出力する。ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力とｄ軸積分増幅器３３２の差がｄ軸積分器３３３に入力される。
なお、ｄｑ軸積分増幅器３３Ａ及びｑｄ軸積分増幅器３３Ｂ共に、直交軸積分ゲインは交流電動機１の電気角速度に比例したゲインとする。
【００１８】
スイッチ３３Ｃは低速運転時に接続され高速運転時に開放される。なお、開放される速度は電圧が飽和するまでの適当な速度である。
この構成で電力変換装置４の電圧が飽和すると、リミッタ３３Ｄが制限されることによりｑ軸積分器３３６による制御はできなくなる。一方で、スイッチ３３Ｃは電圧が飽和するより前に開放されるため、ｄ軸積分器３３３への入力はｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力のみになる。そのため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従するように動作し、電圧が飽和してもトルク制御が実現できる。（特許文献１参照）
【００１９】
また、交流電動機１を同期電動機とした場合、二次鎖交磁束角θの代わりに一次鎖交磁束角を用いることにより制御可能である。（特許文献２参照）
その場合、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とし，Ｍ軸に直交する方向とＴ軸とする。その場合，電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。
【００２０】
電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸を用いた場合と同一の構成とし、ｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２１】
【特許文献１】特開２００３−８８１９３公報
【特許文献２】特開２００３−２０９９９７公報
【非特許文献】
【００２２】
【非特許文献１】内藤治夫著、「実用モータドライブ制御系設計とその実際」、初版、株式会社日本テクノセンター、2006年2月、p. 212―214
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
特許文献１に記載の手法の場合、電力変換装置４の電圧が飽和するより速い速度でスイッチ３３Ｃを開放する必要がある。
図１６は、特許文献１に記載の制御装置における、電圧飽和時の制御系と電動機の等価ブロック図である。図１６より、この状態では電動機の電気的な共振ループ（同図中の矢印で示したループ）がみられる。
そのため、特許文献１に記載の手法の場合、電動機の電気共振が発生しやすく、トルク応答が振動的になるという問題がある。
図１６より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次式（５）のとおりになる。
【００２４】
【数１】
【００２５】
なお、図１６及び（５）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図１６のブロック図中のものとして計算している。
（５）式より、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数は速度によって変動する。そのため、速度によって応答特性が変動し制御ゲイン設計が困難である。
本発明は上述した問題点を解決するものであって、スイッチ等による切り替えをすることなく、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態との自動切り替えを行って、電動機のトルク制御を行うことができ、また、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができ、さらに、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない電動機制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明においては、次のようにして前記課題を解決する。
（１）請求項１の発明は、交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段と、前記磁束電流と磁束電流指令との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流により前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令を生成する手段と、前記トルク電流とトルク電流指令とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令を生成する手段とを備え、磁束方向及びトルク方向の前記電圧指令に基づき電圧型電力変換器により前記交流電動機に交流電圧を印加する電動機制御装置において、以下の手段を設けたことを特徴とする。
前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタと、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素と、前記不感帯要素の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素の出力を微分比例増幅する手段と、前記微分比例増幅する手段の出力を、前記リミッタの出力から減算する手段を設ける。
そして、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では前記磁束電流と前記トルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、前記トルク電流を前記トルク電流指令に追従させ、前記磁束電流の前記磁束電流指令への追従を放棄させる。
【００２７】
（２）請求項２の発明の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が誘導電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。
【００２８】
（３）請求項３の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であり、前記電圧指令が前記電圧型電力変換器の最大電圧を超過した際には前記電圧指令の磁束電流方向成分を指令と同一とした前記電圧型電力変換器の最大電圧振幅を有する電圧を出力することを特徴とする。
【００２９】
（４）請求項４の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は一次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記一次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）リミッタと不感帯要素を設け、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素を遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素を能動状態としリミッタがリミットされることにより、トルク電流はトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄させるようにしたので、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態を、スイッチ等の切り替えなしで自動的に切り替えて、電圧が飽和しても電動機のトルク制御を実現することができる。
（２）電力変換装置の電圧が飽和した状態でのｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に、電動機の電気角速度ωが含まれていないので、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態、飽和していない状態のそれぞれの状態での伝達関数を一定にすることができ、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができる。
が得られる。
（３）電力変換装置の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に振動ループが含まれないので、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図２】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の不感帯要素の動作を示す図である。
【図３】誘導電動機の電圧ベクトルを示す図である。
【図４】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。
【図５】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図６】同期電動機の電圧ベクトル図を示す図である。
【図７】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電圧ベクトル補正機の動作を示す図である。
【図８】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の制御軸を説明する図である。
【図９】従来の技術による電動機制御装置の全体構成を示す図である。
【図１０】交流電動機の模式図である。
【図１１】交流電動機の制御軸を説明するための模式図である。
【図１２】従来の技術による電動機制御装置の一例である。
【図１３】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１４】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１５】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１６】従来の技術による電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下に図面を参照して、本発明にかかる電動機制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【実施例１】
【００３３】
図１から図４を用いて請求項１及び請求項２に係る一実施例である実施例１について説明するが、従来の技術と同一部分については詳細な説明は省略する。
本実施例において、電動機制御装置の全体構成は前記図１２に示したものと同様であり、また、図１に示す電流制御器の前提となる構成は前記図１４で説明したものと同様である。
【００３４】
すなわち、本実施例の電動機制御装置は、図１２で説明したように、電流指令変換器３１（交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段）と、電流制御器３３と、電流座標変換器３２と、電圧指令座標変換器３４を備える。
電流制御器は、図１に示す構成を有し、その基本構成は図１４で説明したものと同様であり、磁束電流ｉｄと磁束電流指令ｉｄ*との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｄ軸比例増幅器３３１）と積分増幅する手段（ｄ軸積分増幅器３３２，ｄ軸積分器３３３）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流ｉｑにより前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段（ｑｄ軸非干渉補償器３３７）と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令Ｖｄ*を生成する手段と、前記トルク電流ｉｑとトルク電流指令ｉｑ*とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｑ軸比例増幅器３３４）と積分増幅する手段（ｑ軸積分増幅器３３５，ｑ軸積分器３３６）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流ｉｄ及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段（ｄｑ軸非干渉補償器３３８）と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*を生成する手段とを備える。
【００３５】
図１に示す本実施例の電流制御器においては、上記構成の電流制御器において、さらに、前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタ（３３Ｄ）と、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素（３３Ｅ）と、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力を微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）と、この微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）の出力を、前記リミッタ（３３Ｄ）の出力から減算する手段が設けられている。
なお、図１では磁束補償器３３９が示されているが、前記したように磁束補償器３３９は必須ではなく、磁束補償器３３９を設けなくても制御は実現可能である。しかし、磁束補償器３３９を設けた方が、制御特性やリミッタ・閾値の調整が容易となる。
【００３６】
本実施例において、交流電動機１はかご形誘導電動機として、制御上は二次鎖交磁束方向をｄ軸、ｄ軸に直行する方向をｑ軸として制御する。
上記不感帯要素３３Ｅはｑ軸積分器３３６の出力が入力され、図２に示すように、入力の絶対値が閾値以下であればゼロを出力し、入力の絶対値が閾値より大きいと、閾値からの超過に比例した値を出力する。
微分比例増幅器３３Ｆは（６）式のように、ゲインを交流電動機１の電気角速度ωに反比例したゲインとし、不感帯要素３３Ｅの出力にゲインを掛けたものを出力する。なお、ｓは微分演算子である。
【００３７】
【数２】
【００３８】
ｄ軸積分器３３３の出力には、上記リミッタ３３Ｄが設けられている。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、ｄ軸比例増幅器３３１の出力とリミッタ３３Ｄの出力の和から、ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力と微分比例増幅器３３Ｆの出力を引いたものである。
【００３９】
次に、図１に示す実施例１の動きについて説明する。
電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*の大半はｄｑ軸非干渉補償器３３８と磁束補償器３３９が保持するため、ｑ軸積分器３３６の出力は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの積と同程度である。不感帯要素３３Ｅの閾値は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では不感帯要素はゼロを出力する。同様に、電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｄ軸積分器３３３の出力は一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの積と同程度である。リミッタ３３Ｄのリミット値は、一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では導通状態を維持する。
そのため、等価的に図１４の構成と同一の状態であり、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの干渉を受けない制御が実現する。
【００４０】
誘導電動機の電圧ベクトルｖは、図３に示すようにほぼｑ軸方向を向いている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはｄ軸方向に動かせるがｑ軸方向には動かせない状態である。そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｄ軸電圧指令Ｖｄ*は出力電圧に反映されるが、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は電力変換装置４の電圧飽和によりリミットされるため反映されない。なお、図３では一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。
【００４１】
そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｑ軸電流ｉｑの追従制御ができずにｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの誤差が発生する。この誤差がｑ軸積分器３３６で積分されて不感帯要素３３Ｅの閾値を超えると、ｑ軸積分器３３６の出力がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される。
この状態では、ｄ軸積分器３３３の出力とｑ軸積分器３３６の出力の両者がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映された状態であり、両者が干渉する。しかしながら、両者が干渉することによりｄ軸積分器３３３の出力が増大してリミッタ３３Ｄがリミットされることにより、ｑ軸積分器３３６の出力のみがｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される状態となる。
【００４２】
前記段落〔００４０〕に記載の通り、電力変換装置４の電圧が飽和した状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されない。そのため、ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力も遮断状態となるため、前記（２）式の第１項は相殺されなくなるため、ｄ軸電流ｉｄを経由してｑ軸電流ｉｑの制御が可能となる。
以上より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態でも、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を用いてｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能となる。交流電動機１のトルクは、ｑ軸電流ｉｑに比例することから、ｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能であればトルクの追従制御も可能となる。
【００４３】
図４は、電力変換装置４の電圧が飽和した状態での制御系と電動機等価ブロック図である。この図４から、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次に示す（７）式のとおりになる。
【００４４】
【数３】
【００４５】
なお、図４及び（７）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図４のブロック図中のものとして計算している。
（７）式と（５）式を比べると、（７）式の中には電動機の電気角速度ωが含まれていないことがわかる。これは、電力変換装置４の電圧が飽和した状態であれば、いかなる速度であっても同一のトルク応答が得られることを意味している。そのため、制御ゲインの設計が容易になる。
また、図４を見ると、図１６にあった電気共振のループがないことがわかる。そのため、電気共振によりトルク波形が振動的になるという問題がなくなり、応答が安定することがわかる。
【実施例２】
【００４６】
図５から図７を用いて請求項３に係る一実施例である実施例２を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。
本実施例において、交流電動機１は同期電動機とする。
同期電動機の電圧ベクトル図を図６に示す。図６の同期電動機の電圧ベクトルは、図３に示した誘導電動機の電圧ベクトル図に比べると、次のような特徴がある。なお、図６では図３同様に、一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。
【００４７】
同期電動機では、誘導電動機の漏れインダクタンスＬσに比べて各軸のインダクタンスが大きくなる。特に、埋め込み磁石型同期電動機では、ｄ軸インダクタンスに比べｑ軸インダクタンスが大きいという特徴がある。そのため、電圧ベクトルｖのｄ軸成分が誘導電動機に比べ負の方向に大きくなる。
また、誘導電動機では二次鎖交磁束を励磁するために、ｄ軸電流は正の値を流す必要があるのに対し、永久磁石型同期電動機では、高速域に磁石誘起電圧を抑制するために負のｄ軸電流を流す必要がある。そのため、電圧ベクトルｖのｑ軸成分が誘導電動機に比べ小さくなる。
【００４８】
以上より、誘導電動機の電圧ベクトルｖはほぼｑ軸と近い方向であったのに対し、同期電動機の電圧ベクトルはｑ軸から離れた位置となる。〔実施例１〕の手法では、電圧ベクトルｖがｑ軸に近いため、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されることになるが、同期電動機では両者が干渉して制御不能に陥る。
そこで、本実施例では、図５に示すように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を電圧ベクトル補正機３３Ｇを用いて補正する。
【００４９】
図７は、電圧ベクトル補正機３３Ｇの動作を説明する図である。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*からなる電圧ベクトルが電力変換装置４の最大電圧を超えた場合、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は維持してベクトルの大きさが電力変換装置４の最大電圧と一致するようになるｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。
この構成により、交流電動機１に同期電動機を用いた場合であっても、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されるため、実施例１と同一の制御効果が得られる。
【実施例３】
【００５０】
図８を用いて請求項４に係る一実施例である実施例３を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。交流電動機１は、同期電動機とする。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。
【００５１】
電流制御器３３は、実施例１と同一の構成とし、実施例１のｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【００５２】
交流電動機１の電圧ベクトルは、図８に示すように一次鎖交磁束とほぼ直行することが知られている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはＭ軸方向に動かせるがＴ軸方向には動かせない状態である。
そのため、制御軸を一次鎖交磁束を基準としたＭ軸及びＴ軸を用いることにより、電力変換装置４の電圧が飽和した場合、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*のみ出力電圧に反映して、Ｔ軸電圧指令ＶＴ*は出力電圧指令に反映されない状態となるため、〔実施例１〕と同様にトルク制御が可能となる。
【符号の説明】
【００５３】
１ 交流電動機
２ 電流検出器
３ 電動機制御装置
３１ 電流指令変換器
３２ 電流座標変換器
３３ 電流制御器
３４ 電圧指令座標変換器
３３１ ｄ軸比例増幅器
３３２ ｄ軸積分増幅器
３３３ ｄ軸積分器
３３４ ｑ軸比例増幅器
３３５ ｑ軸積分増幅器
３３６ ｑ軸積分器
３３７ ｑｄ軸非干渉補償器
３３８ ｄｑ軸非干渉補償器
３３９ 磁束補償器
３３Ａ ｄｑ軸積分増幅器
３３Ｂ ｑｄ軸積分増幅器
３３Ｃ スイッチ
３３Ｄ リミッタ
３３Ｅ 不感帯要素
３３Ｆ 微分比例増幅器
３３Ｇ 電圧ベクトル補正機
４ 電力変換装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は電動機制御に関する発明であり、特に電力変換装置の出力電圧が飽和した際の制御とその状態への切り替えに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来技術に基づく電動機制御装置の例を図９から図１６に示し、これらの図に基づき従来技術を説明する。
【０００３】
図９において、電流検出器２は、交流電動機１に流れる三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを検出する。電動機制御装置３はトルク指令τ*及び三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ及び二次鎖交磁束角θを入力し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。電力変換装置４は、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を入力し、最大電圧以下であればＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*と等価な電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し、最大電圧を超過した際には振幅が最大電圧となる三相の電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し電動機１に印加する。
【０００４】
電動機１を模式的に表したものが図１０である。電動機１が誘導電動機の場合、一次電流の誘導電流により回転子に電流が流れ二次鎖交磁束Φ２が成立する。一方で、電動機１が永久磁石式同期電動機の場合、回転子にある永久磁石により磁石磁束Φが存在している。いずれにしても、回転子の磁束と電流の流れた固定子コイルの間の電磁力によりトルクが発生することから、制御上は同様に考えることができる。
電動機１の固定子コイルには、ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの三相の電流が流れるが、制御上では二次鎖交磁束Φ２の方向をｄ軸、ｄ軸に直交する方向をｑ軸として、図１１のように回転子と同期した回転座標で電流成分を分解して考える。電流成分のうち、ｄ軸成分であるｄ軸電流ｉｄは磁束を持する磁束電流であり、ｑ軸成分であるｑ軸電流ｉｑはトルク発生に比例するトルク電流である。
【０００５】
次に、図１２に基づき電動機制御装置３について説明する。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなｑ軸電流指令ｉｑ*とｄ軸電流指令ｉｄ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを二次鎖交磁束角θに基づきｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流指令ｉｑに変換する。
なお、二次鎖交磁束角θは電流・電圧から演算する手法や、センサを用いて計測する手法等が存在する。詳細は非特許文献１等に記載されているのでここでは割愛する。
電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸の電流がそれぞれの電流指令に追従できるようなｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成する。電圧指令座標変換器３４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を二次鎖交磁束角θに基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【０００６】
次に図１３から図１６を用いて、電流制御装置３３の構成例について説明する。
図１３は、電流制御装置の一例である。ｄ軸比例増幅器３３１はｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して比例ゲインＫｐｄを乗じた値を出力する。ｄ軸積分増幅器３３２はｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して積分ゲインＫｉｄを乗じた値を出力し、この出力はｄ軸積分器３３３により積分される。ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の和が、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。
【０００７】
ｑ軸比例増幅器３３４はｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して比例ゲインＫｐｑを乗じた値を出力する。ｑ軸積分増幅器３３５はｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して積分ゲインＫｉｑを乗じた値を出力し、この出力はｑ軸積分器３３６により積分される。ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｑ軸積分器３３６の和が、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*として出力される。
【０００８】
図１４は、電流制御装置の他の一例である。
誘導電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。
【０００９】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｄ−ω・Ｌσ・ｉｑ＋ｐ・Ｍ／Ｌ２・Φ２ ・・・（１）式
Ｖｑ＝ω・Ｌσ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｑ＋ω・Ｍ／Ｌ２・Φ２ ・・・（２）式
【００１０】
ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、ｐは微分演算子、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次自己インダクタンス、Φ２は二次鎖交磁束、ωは交流電動機１の電気角速度である。
【００１１】
一方で、永久磁石型同期電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。
【００１２】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌｄ）ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（３）式
Ｖｑ＝ω・Ｌｄ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌｑ）ｉｑ＋ωΦ ・・・（４）式
【００１３】
ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子、Φは磁石磁束、ωは電動機角速度である。
【００１４】
（１）式と（２）式及び、（３）式と（４）式共に、ｄ軸及びｑ軸の電圧電流の関係だけでなく、直交する軸の電流と磁束による影響を受けることがわかる。そこで、図１４の構成ではこれらの成分の相殺を行っている。
すなわち、ｑｄ軸非干渉補償器３３７は、（１）式もしくは（３）式の第２項をｑ軸電流ｉｑを用いて演算する。ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、（２）式もしくは（４）式の第１項をｄ軸電流ｉｄを用いて演算する。磁束補償器３３９は、（２）式もしくは（４）式の第３項を演算する。なお、磁束補償器３３９を設けなくても制御は可能である。
ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の出力の和から上記ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力を引いたものが、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。また、ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｄ軸積分器３３６の出力と上記ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力と磁束補償器３３９の出力の和がｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。
【００１５】
この構成により、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項と第３項成分が相殺されて、それぞれの軸の電圧電流の関係で制御できることから、制御特性が改善される。
【００１６】
ところで、図１３の構成及び図１４の構成では、電力変換装置４の出力電圧が飽和すると、電流制御ができなくなる。それは、（１）式と（２）式もしくは（３）式と（４）式の関係が拘束されて、ｄ軸電流及びｑ軸電流の独立した制御ができなくなるためである。
その問題を解決するために、図１５に示す構成が提案されている。この手法は、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項を積極的に利用することにより、電圧が飽和した際にｄ軸電流ｉｄはｄ軸電流指令ｉｄ*への追従を放棄し、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従できるようにすることにより、トルク制御が可能になる手法である。
【００１７】
ｄｑ軸積分増幅器３３Ａはｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｄ２を乗じたものを出力する。ｄｑ軸積分増幅器３３Ａの出力とｑ軸積分増幅器３３５の和がｑ軸積分器３３６に入力される。ｑ軸積分器３３６の出力にはリミッタ３３Ｄが設けられており、ｑ軸積分器３３６の出力が最大電圧より大きくなる際には制限される。
ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂはｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｑ２を乗じたものを出力する。ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力とｄ軸積分増幅器３３２の差がｄ軸積分器３３３に入力される。
なお、ｄｑ軸積分増幅器３３Ａ及びｑｄ軸積分増幅器３３Ｂ共に、直交軸積分ゲインは交流電動機１の電気角速度に比例したゲインとする。
【００１８】
スイッチ３３Ｃは低速運転時に接続され高速運転時に開放される。なお、開放される速度は電圧が飽和するまでの適当な速度である。
この構成で電力変換装置４の電圧が飽和すると、リミッタ３３Ｄが制限されることによりｑ軸積分器３３６による制御はできなくなる。一方で、スイッチ３３Ｃは電圧が飽和するより前に開放されるため、ｄ軸積分器３３３への入力はｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力のみになる。そのため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従するように動作し、電圧が飽和してもトルク制御が実現できる。（特許文献１参照）
【００１９】
また、交流電動機１を同期電動機とした場合、二次鎖交磁束角θの代わりに一次鎖交磁束角を用いることにより制御可能である。（特許文献２参照）
その場合、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とし，Ｍ軸に直交する方向とＴ軸とする。その場合，電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。
【００２０】
電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸を用いた場合と同一の構成とし、ｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２１】
【特許文献１】特開２００３−８８１９３公報
【特許文献２】特開２００３−２０９９９７公報
【非特許文献】
【００２２】
【非特許文献１】内藤治夫著、「実用モータドライブ制御系設計とその実際」、初版、株式会社日本テクノセンター、2006年2月、p. 212―214
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
特許文献１に記載の手法の場合、電力変換装置４の電圧が飽和するより速い速度でスイッチ３３Ｃを開放する必要がある。
図１６は、特許文献１に記載の制御装置における、電圧飽和時の制御系と電動機の等価ブロック図である。図１６より、この状態では電動機の電気的な共振ループ（同図中の矢印で示したループ）がみられる。
そのため、特許文献１に記載の手法の場合、電動機の電気共振が発生しやすく、トルク応答が振動的になるという問題がある。
図１６より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次式（５）のとおりになる。
【００２４】
【数１】
【００２５】
なお、図１６及び（５）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図１６のブロック図中のものとして計算している。
（５）式より、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数は速度によって変動する。そのため、速度によって応答特性が変動し制御ゲイン設計が困難である。
本発明は上述した問題点を解決するものであって、スイッチ等による切り替えをすることなく、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態との自動切り替えを行って、電動機のトルク制御を行うことができ、また、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができ、さらに、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない電動機制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明においては、次のようにして前記課題を解決する。
（１）請求項１の発明は、交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段と、前記磁束電流と磁束電流指令との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流により前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令を生成する手段と、前記トルク電流とトルク電流指令とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令を生成する手段とを備え、磁束方向及びトルク方向の前記電圧指令に基づき電圧型電力変換器により前記交流電動機に交流電圧を印加する電動機制御装置において、以下の手段を設けたことを特徴とする。
前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタと、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素と、前記不感帯要素の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素の出力を微分比例増幅する手段と、前記微分比例増幅する手段の出力を、前記リミッタの出力から減算する手段を設ける。
そして、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では前記磁束電流と前記トルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、前記トルク電流を前記トルク電流指令に追従させ、前記磁束電流の前記磁束電流指令への追従を放棄させる。
【００２７】
（２）請求項２の発明の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が誘導電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。
【００２８】
（３）請求項３の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であり、前記電圧指令が前記電圧型電力変換器の最大電圧を超過した際には前記電圧指令の磁束電流方向成分を指令と同一とした前記電圧型電力変換器の最大電圧振幅を有する電圧を出力することを特徴とする。
【００２９】
（４）請求項４の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は一次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記一次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）リミッタと不感帯要素を設け、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素を遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素を能動状態としリミッタがリミットされることにより、トルク電流はトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄させるようにしたので、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態を、スイッチ等の切り替えなしで自動的に切り替えて、電圧が飽和しても電動機のトルク制御を実現することができる。
（２）電力変換装置の電圧が飽和した状態でのｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に、電動機の電気角速度ωが含まれていないので、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態、飽和していない状態のそれぞれの状態での伝達関数を一定にすることができ、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができる。
が得られる。
（３）電力変換装置の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に振動ループが含まれないので、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図２】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の不感帯要素の動作を示す図である。
【図３】誘導電動機の電圧ベクトルを示す図である。
【図４】本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。
【図５】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図６】同期電動機の電圧ベクトル図を示す図である。
【図７】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電圧ベクトル補正機の動作を示す図である。
【図８】本発明の実施例２に係る電動機制御装置の制御軸を説明する図である。
【図９】従来の技術による電動機制御装置の全体構成を示す図である。
【図１０】交流電動機の模式図である。
【図１１】交流電動機の制御軸を説明するための模式図である。
【図１２】従来の技術による電動機制御装置の一例である。
【図１３】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１４】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１５】従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。
【図１６】従来の技術による電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下に図面を参照して、本発明にかかる電動機制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【実施例１】
【００３３】
図１から図４を用いて請求項１及び請求項２に係る一実施例である実施例１について説明するが、従来の技術と同一部分については詳細な説明は省略する。
本実施例において、電動機制御装置の全体構成は前記図１２に示したものと同様であり、また、図１に示す電流制御器の前提となる構成は前記図１４で説明したものと同様である。
【００３４】
すなわち、本実施例の電動機制御装置は、図１２で説明したように、電流指令変換器３１（交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段）と、電流制御器３３と、電流座標変換器３２と、電圧指令座標変換器３４を備える。
電流制御器は、図１に示す構成を有し、その基本構成は図１４で説明したものと同様であり、磁束電流ｉｄと磁束電流指令ｉｄ*との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｄ軸比例増幅器３３１）と積分増幅する手段（ｄ軸積分増幅器３３２，ｄ軸積分器３３３）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流ｉｑにより前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段（ｑｄ軸非干渉補償器３３７）と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令Ｖｄ*を生成する手段と、前記トルク電流ｉｑとトルク電流指令ｉｑ*とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｑ軸比例増幅器３３４）と積分増幅する手段（ｑ軸積分増幅器３３５，ｑ軸積分器３３６）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流ｉｄ及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段（ｄｑ軸非干渉補償器３３８）と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*を生成する手段とを備える。
【００３５】
図１に示す本実施例の電流制御器においては、上記構成の電流制御器において、さらに、前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタ（３３Ｄ）と、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素（３３Ｅ）と、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力を微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）と、この微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）の出力を、前記リミッタ（３３Ｄ）の出力から減算する手段が設けられている。
なお、図１では磁束補償器３３９が示されているが、前記したように磁束補償器３３９は必須ではなく、磁束補償器３３９を設けなくても制御は実現可能である。しかし、磁束補償器３３９を設けた方が、制御特性やリミッタ・閾値の調整が容易となる。
【００３６】
本実施例において、交流電動機１はかご形誘導電動機として、制御上は二次鎖交磁束方向をｄ軸、ｄ軸に直行する方向をｑ軸として制御する。
上記不感帯要素３３Ｅはｑ軸積分器３３６の出力が入力され、図２に示すように、入力の絶対値が閾値以下であればゼロを出力し、入力の絶対値が閾値より大きいと、閾値からの超過に比例した値を出力する。
微分比例増幅器３３Ｆは（６）式のように、ゲインを交流電動機１の電気角速度ωに反比例したゲインとし、不感帯要素３３Ｅの出力にゲインを掛けたものを出力する。なお、ｓは微分演算子である。
【００３７】
【数２】
【００３８】
ｄ軸積分器３３３の出力には、上記リミッタ３３Ｄが設けられている。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、ｄ軸比例増幅器３３１の出力とリミッタ３３Ｄの出力の和から、ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力と微分比例増幅器３３Ｆの出力を引いたものである。
【００３９】
次に、図１に示す実施例１の動きについて説明する。
電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*の大半はｄｑ軸非干渉補償器３３８と磁束補償器３３９が保持するため、ｑ軸積分器３３６の出力は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの積と同程度である。不感帯要素３３Ｅの閾値は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では不感帯要素はゼロを出力する。同様に、電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｄ軸積分器３３３の出力は一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの積と同程度である。リミッタ３３Ｄのリミット値は、一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では導通状態を維持する。
そのため、等価的に図１４の構成と同一の状態であり、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの干渉を受けない制御が実現する。
【００４０】
誘導電動機の電圧ベクトルｖは、図３に示すようにほぼｑ軸方向を向いている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはｄ軸方向に動かせるがｑ軸方向には動かせない状態である。そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｄ軸電圧指令Ｖｄ*は出力電圧に反映されるが、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は電力変換装置４の電圧飽和によりリミットされるため反映されない。なお、図３では一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。
【００４１】
そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｑ軸電流ｉｑの追従制御ができずにｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの誤差が発生する。この誤差がｑ軸積分器３３６で積分されて不感帯要素３３Ｅの閾値を超えると、ｑ軸積分器３３６の出力がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される。
この状態では、ｄ軸積分器３３３の出力とｑ軸積分器３３６の出力の両者がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映された状態であり、両者が干渉する。しかしながら、両者が干渉することによりｄ軸積分器３３３の出力が増大してリミッタ３３Ｄがリミットされることにより、ｑ軸積分器３３６の出力のみがｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される状態となる。
【００４２】
前記段落〔００４０〕に記載の通り、電力変換装置４の電圧が飽和した状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されない。そのため、ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力も遮断状態となるため、前記（２）式の第１項は相殺されなくなるため、ｄ軸電流ｉｄを経由してｑ軸電流ｉｑの制御が可能となる。
以上より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態でも、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を用いてｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能となる。交流電動機１のトルクは、ｑ軸電流ｉｑに比例することから、ｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能であればトルクの追従制御も可能となる。
【００４３】
図４は、電力変換装置４の電圧が飽和した状態での制御系と電動機等価ブロック図である。この図４から、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次に示す（７）式のとおりになる。
【００４４】
【数３】
【００４５】
なお、図４及び（７）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図４のブロック図中のものとして計算している。
（７）式と（５）式を比べると、（７）式の中には電動機の電気角速度ωが含まれていないことがわかる。これは、電力変換装置４の電圧が飽和した状態であれば、いかなる速度であっても同一のトルク応答が得られることを意味している。そのため、制御ゲインの設計が容易になる。
また、図４を見ると、図１６にあった電気共振のループがないことがわかる。そのため、電気共振によりトルク波形が振動的になるという問題がなくなり、応答が安定することがわかる。
【実施例２】
【００４６】
図５から図７を用いて請求項３に係る一実施例である実施例２を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。
本実施例において、交流電動機１は同期電動機とする。
同期電動機の電圧ベクトル図を図６に示す。図６の同期電動機の電圧ベクトルは、図３に示した誘導電動機の電圧ベクトル図に比べると、次のような特徴がある。なお、図６では図３同様に、一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。
【００４７】
同期電動機では、誘導電動機の漏れインダクタンスＬσに比べて各軸のインダクタンスが大きくなる。特に、埋め込み磁石型同期電動機では、ｄ軸インダクタンスに比べｑ軸インダクタンスが大きいという特徴がある。そのため、電圧ベクトルｖのｄ軸成分が誘導電動機に比べ負の方向に大きくなる。
また、誘導電動機では二次鎖交磁束を励磁するために、ｄ軸電流は正の値を流す必要があるのに対し、永久磁石型同期電動機では、高速域に磁石誘起電圧を抑制するために負のｄ軸電流を流す必要がある。そのため、電圧ベクトルｖのｑ軸成分が誘導電動機に比べ小さくなる。
【００４８】
以上より、誘導電動機の電圧ベクトルｖはほぼｑ軸と近い方向であったのに対し、同期電動機の電圧ベクトルはｑ軸から離れた位置となる。〔実施例１〕の手法では、電圧ベクトルｖがｑ軸に近いため、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されることになるが、同期電動機では両者が干渉して制御不能に陥る。
そこで、本実施例では、図５に示すように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を電圧ベクトル補正機３３Ｇを用いて補正する。
【００４９】
図７は、電圧ベクトル補正機３３Ｇの動作を説明する図である。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*からなる電圧ベクトルが電力変換装置４の最大電圧を超えた場合、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は維持してベクトルの大きさが電力変換装置４の最大電圧と一致するようになるｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。
この構成により、交流電動機１に同期電動機を用いた場合であっても、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されるため、実施例１と同一の制御効果が得られる。
【実施例３】
【００５０】
図８を用いて請求項４に係る一実施例である実施例３を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。交流電動機１は、同期電動機とする。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。
【００５１】
電流制御器３３は、実施例１と同一の構成とし、実施例１のｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。
【００５２】
交流電動機１の電圧ベクトルは、図８に示すように一次鎖交磁束とほぼ直行することが知られている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはＭ軸方向に動かせるがＴ軸方向には動かせない状態である。
そのため、制御軸を一次鎖交磁束を基準としたＭ軸及びＴ軸を用いることにより、電力変換装置４の電圧が飽和した場合、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*のみ出力電圧に反映して、Ｔ軸電圧指令ＶＴ*は出力電圧指令に反映されない状態となるため、〔実施例１〕と同様にトルク制御が可能となる。
【符号の説明】
【００５３】
１ 交流電動機
２ 電流検出器
３ 電動機制御装置
３１ 電流指令変換器
３２ 電流座標変換器
３３ 電流制御器
３４ 電圧指令座標変換器
３３１ ｄ軸比例増幅器
３３２ ｄ軸積分増幅器
３３３ ｄ軸積分器
３３４ ｑ軸比例増幅器
３３５ ｑ軸積分増幅器
３３６ ｑ軸積分器
３３７ ｑｄ軸非干渉補償器
３３８ ｄｑ軸非干渉補償器
３３９ 磁束補償器
３３Ａ ｄｑ軸積分増幅器
３３Ｂ ｑｄ軸積分増幅器
３３Ｃ スイッチ
３３Ｄ リミッタ
３３Ｅ 不感帯要素
３３Ｆ 微分比例増幅器
３３Ｇ 電圧ベクトル補正機
４ 電力変換装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段と、
前記磁束電流と磁束電流指令との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流により前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令を生成する手段と、
前記トルク電流とトルク電流指令とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、
前記磁束電流及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令を生成する手段とを備え、
磁束方向及びトルク方向の前記電圧指令に基づき電圧型電力変換器により前記交流電動機に交流電圧を印加する電動機制御装置において、
前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタと、
前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素と、
前記不感帯要素の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素の出力を微分比例増幅する手段と、前記微分比例増幅する手段の出力を、前記リミッタの出力から減算する手段とを備え、
前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では、前記磁束電流と前記トルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、
前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、前記トルク電流を前記トルク電流指令に追従させ、前記磁束電流の前記磁束電流指令への追従を放棄させる
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
前記交流電動機は誘導電動機であり前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直行する電流成分である
ことを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【請求項３】
前記交流電動機は同期電動機であり前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直行する電流成分であり
前記電圧指令が前記電圧型電力変換器の最大電圧を超過した際には前記電圧指令の磁束電流方向成分を指令と同一とした前記電圧型電力変換器の最大電圧振幅を有する電圧を出力することを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【請求項４】
前記交流電動機は同期電動機であり前記磁束電流は一次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記一次鎖交磁束方向に直行する電流成分であることを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【請求項１】
交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段と、
前記磁束電流と磁束電流指令との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流により前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令を生成する手段と、
前記トルク電流とトルク電流指令とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、
前記磁束電流及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令を生成する手段とを備え、
磁束方向及びトルク方向の前記電圧指令に基づき電圧型電力変換器により前記交流電動機に交流電圧を印加する電動機制御装置において、
前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタと、
前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素と、
前記不感帯要素の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素の出力を微分比例増幅する手段と、前記微分比例増幅する手段の出力を、前記リミッタの出力から減算する手段とを備え、
前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では、前記磁束電流と前記トルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、
前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、前記トルク電流を前記トルク電流指令に追従させ、前記磁束電流の前記磁束電流指令への追従を放棄させる
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
前記交流電動機は誘導電動機であり前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直行する電流成分である
ことを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【請求項３】
前記交流電動機は同期電動機であり前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直行する電流成分であり
前記電圧指令が前記電圧型電力変換器の最大電圧を超過した際には前記電圧指令の磁束電流方向成分を指令と同一とした前記電圧型電力変換器の最大電圧振幅を有する電圧を出力することを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【請求項４】
前記交流電動機は同期電動機であり前記磁束電流は一次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記一次鎖交磁束方向に直行する電流成分であることを特徴とする請求項1に記載の電動機制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１２−１５１９３１（Ｐ２０１２−１５１９３１Ａ）
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６８２５（Ｐ２０１１−６８２５）
【出願日】平成２３年１月１７日（２０１１．１．１７）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月９日（２０１２．８．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月１７日（２０１１．１．１７）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【出願人】（０００００３１１５）東洋電機製造株式会社 (380)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]