高調波電流補償装置
【課題】交流電源に不平衡が発生した場合でも安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる高調波電流補償装置を提供すること。
【解決手段】高調波電流補償装置７は、アーム部１８と、三相のＡＦ電流を検出するシャント抵抗１２ａ〜１２ｃと、二相の負荷電流を検出する負荷電流検出器１５ａ，１５ｃと、交流電源１の一つの線間電圧を検出する電源電圧検出器１４と、二相の負荷電流と線間電圧と三相のＡＦ電流とに基づいて高調波電流を補償制御する補償制御部１６とを備え、補償制御部１６は、二相の負荷電流に基づいて当該二相のＡＦ電流指令を生成し、二相のＡＦ電流指令と線間電圧と三相のＡＦ電流とに基づき、交流電源１の不平衡状態を検出してその不平衡の度合いを表す量を算出した後、当該不平衡の度合いを表す量と線間電圧とから不平衡状態に応じた三相の電源電圧を生成する。
【解決手段】高調波電流補償装置７は、アーム部１８と、三相のＡＦ電流を検出するシャント抵抗１２ａ〜１２ｃと、二相の負荷電流を検出する負荷電流検出器１５ａ，１５ｃと、交流電源１の一つの線間電圧を検出する電源電圧検出器１４と、二相の負荷電流と線間電圧と三相のＡＦ電流とに基づいて高調波電流を補償制御する補償制御部１６とを備え、補償制御部１６は、二相の負荷電流に基づいて当該二相のＡＦ電流指令を生成し、二相のＡＦ電流指令と線間電圧と三相のＡＦ電流とに基づき、交流電源１の不平衡状態を検出してその不平衡の度合いを表す量を算出した後、当該不平衡の度合いを表す量と線間電圧とから不平衡状態に応じた三相の電源電圧を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に流れる電流の高調波成分を抑制する高調波電流補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高調波電流補償装置として、負荷と並列に接続され負荷にて発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタが知られている。アクティブフィルタには、系統電源に流れる電流を検出して高調波を補償するもの（例えば、特許文献１参照）、または、負荷側に流れる電流を検出して高調波を補償するものがある（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
また、モータ駆動用インバータにおいて、直流負極端子とインバータを構成するスイッチング素子との間に挿入された抵抗（シャント抵抗）にてモータ電流を検出する３シャント技術が開示されている（例えば、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３３２２３２０号公報
【特許文献２】実開平４−７６６７号公報
【特許文献３】特開２００８−２７８５７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１および２に示す従来技術のように、アクティブフィルタは負荷にて発生する高調波電流を補償するものであるが、そのためには、アクティブフィルタから流れる電流と電源電流または負荷電流を検出する必要がある。
【０００６】
ここで電源電流または負荷電流は、アクティブフィルタとは異なる箇所を流れる電流であるため、電流検出には例えばＣＴ（Current Transformer：カレントセンサ）などの電流センサが必要となる。一方、アクティブフィルタから流れる電流（アクティブフィルタ電流）は、自ら制御する電流であるため、特許文献３に示すような３シャント方式を用いて検出することも考えられる。
【０００７】
上記特許文献１および２の従来技術の場合、交流電源は平衡三相電源と仮定して、電流センサは、アクティブフィルタ電流の二相の検出用に２つ、電源電流または負荷電流の二相の検出用に２つと、合計４つ用いられており、検出していない他の一相は直接検出した二相の電流から演算で求めている。しかしながら、この場合、交流電源が平衡三相電源と仮定して演算を行っているため、交流電源が不平衡になると、直接検出していない相の電流値とその演算値との間に差異が生じて制御が不安定になるという課題があった。
【０００８】
また、アクティブフィルタ電流の検出に特許文献３に開示された３シャント方式を適用した場合でも、シャント抵抗に電流が流れない期間はアクティブフィルタ電流を検出できないため、その期間は２シャント方式として二相の電流を検出し、さらに三相平衡と仮定して残りの一相分は演算から求めることになる。したがって、この場合でも、上記特許文献１および２の場合と同様に、交流電源が不平衡になると、上記と同様の課題が生じていた。
【０００９】
この発明は、上記に鑑みてなされたもので、交流電源に不平衡が発生した場合でも安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる高調波電流補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る高調波電流補償装置は、交流電源に接続された負荷と並列に前記交流電源に接続され、前記負荷にて発生する高調波電流を補償する高調波電流補償装置であって、スイッチング素子を直列接続して成るアームを並列に接続して構成されたアーム部と、前記交流電源と前記アーム部の交流端子との間に挿入された交流リアクタと、前記アーム部に流れる補償電流を検出する補償電流検出部と、前記アーム部を含む整流部の両端に接続された平滑コンデンサと、前記負荷に供給される負荷電流を検出する負荷電流検出器と、前記交流電源の線間電圧を検出する電源電圧検出器と、前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記補償電流検出部により検出された前記補償電流とに基づいて前記スイッチング素子を駆動制御することにより前記高調波電流を補償制御する補償制御部と、を備え、前記補償制御部は、前記負荷電流に基づいて補償電流指令を生成する補償電流指令生成部と、前記補償電流指令と前記線間電圧と前記補償電流とに基づき、前記交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記補償電圧指令に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成するようにしたので、不平衡による特定相への電流集中を抑止することができ、安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施の形態１に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、実施の形態１による高調波補償制御を説明するための動作波形図である。
【図３】図３は、補償制御部１６の構成の一例を示す制御ブロック図である。
【図４】図４は、シャント抵抗１２ａによるＡＦ電流の検出条件を説明するための図である。
【図５】図５は、実施の形態１におけるスイッチング素子のオン・オフの動作波形図である。
【図６】図６は、電圧指令生成部２３の構成の一例を示す制御ブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態１に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの別の構成例を示す回路ブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態２に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明に係る高調波電流補償装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成の一例を示す回路ブロック図である。図１に示すように、この高調波電流補償システムは、交流電源１、交流電源１に電力線を介して接続され、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換した後、負荷５に直流電力を供給する電力変換装置６、および電力変換装置６と並列に交流電源１に接続され、電力変換装置６にて発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタである高調波電流補償装置７を備えている。なお、以下では、交流電源１が例えば三相の場合の構成例について説明する。
【００１５】
電力変換装置６は、交流電源１からの交流電力をダイオードにより整流する整流器２、整流器２の出力側に接続された直流リアクタ３、整流器２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ４、および平滑コンデンサ４に並列に接続された負荷６を備えて構成される。なお、本実施の形態では、負荷５は電力変換装置６の内部に含まれているとしているが、電力変換装置６全体を負荷とみなすこともできるし、整流器２、直流リアクタ３、および平滑コンデンサ４からなる電力変換部に負荷５が接続されているとみなすこともできる。
【００１６】
高調波電流補償装置７は、交流電源１にそれぞれ一端が接続された三相の交流リアクタ８ａ〜８ｃと、交流リアクタ８ａ〜８ｃの他端に接続されるとともに上側スイッチング素子９ａ〜９ｃと下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃとがそれぞれ直列に接続して構成されるアーム部１８と、アーム部１８に直列に接続されたシャント抵抗１２ａ〜１２ｃと、アーム部１８とこのアーム部に直列接続されたシャント抵抗１２ａ〜１２ｃとから成る整流部１７の両端（直流端子）に接続されたコンデンサ１１（平滑コンデンサ）と、コンデンサ１１の両端電圧（直流電圧）を検出する直流電圧検出器１３と、交流電源１の例えば一つの線間電圧を検出する電源電圧検出器１４と、電力変換装置６に流れる三相の負荷電流のうちの二相の負荷電流を検出する負荷電流検出器１５ａ，１５ｃと、直流電圧検出器１３、電源電圧検出器１４および負荷電流検出器１５ａ，１５ｃの各検出値とシャント抵抗１２ａ〜１２ｃにて検出されたアクティブフィルタ（ＡＦ）電流とに基づいて電力変換装置６の出力する高調波電流を補償制御する補償制御部１６と、を備えて構成される。
【００１７】
アーム部１８は、上側スイッチング素子９ａ〜９ｃからなる上アームと、下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃからなる下アームとを備えて構成される。具体的には、アーム部１８は、上側スイッチング素子９ａと下側スイッチング素子１０ａとが直列に接続されて成るアームと、上側スイッチング素子９ｂと下側スイッチング素子１０ｂとが直列に接続されて成るアームと、上側スイッチング素子９ｃと下側スイッチング素子１０ｃとが直列に接続されて成るアームとが並列に接続されて構成されている。上側スイッチング素子９ａ〜９ｃおよび下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃは、それぞれダイオードを逆並列に接続して構成されたスイッチング素子である。また、交流リアクタ８ａの上記他端は上側スイッチング素子９ａと下側スイッチング素子１０ａとの間の交流端子に接続され、交流リアクタ８ｂの上記他端は上側スイッチング素子９ｂと下側スイッチング素子１０ｂとの間の交流端子に接続され、交流リアクタ８ｃの上記他端は上側スイッチング素子９ｃと下側スイッチング素子１０ｃとの間の交流端子に接続されている。
【００１８】
下側スイッチング素子１０ａの一端、具体的には上側スイッチング素子９ａが接続されている側とは反対側の一端には、シャント抵抗１２ａが接続されている。同様に、下側スイッチング素子１０ｂの一端にはシャント抵抗１２ｂが接続され、下側スイッチング素子１０ｃの一端にはシャント抵抗１２ｃが接続されている。シャント抵抗１２ａ〜１２ｃは、アーム部１８に流れる三相のＡＦ電流（補償電流）を検出する補償電流検出部として機能する。
【００１９】
電源電圧検出器１４は、交流電源１の一つの線間電圧を検出することにより交流電源１の一つの相間電圧を検出する。負荷電流検出器１５ａ，１５ｃは、それぞれ例えばＣＴ（Current Transformer：カレントセンサ）からなり、三相のうちの二相の負荷電流を検出する。
【００２０】
図２は、本実施の形態による高調波補償制御を説明するための動作波形図である。電力変換装置６には、例えば図２（ａ）に示すような負荷電流が流れることが一般的に知られている。すなわち、負荷電流には高調波成分が含まれている。そこで、高調波電流補償装置７から図２（ｂ）に示すようなＡＦ電流を流すことにより、負荷電流の高調波成分を相殺し、図２（ｃ）に示すように交流電源１に歪みの無い略正弦波の系統電流が流れるように制御する。
【００２１】
図３は、補償制御部１６の構成の一例を示す制御ブロック図である。図３に示すように、補償制御部１６は、直流電圧制御部２１、ＡＦ電流指令生成部２２（補償電流指令生成部）、電圧指令生成部２３、およびＰＷＭ生成部２４を備えている。
【００２２】
直流電圧制御部２１は、電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）と直流電圧検出器１３にて検出された直流電圧とに基づいてコンデンサ１１の両端電圧を制御する電流指令値を生成し、この電流指令値をＡＦ電流指令生成部２２に出力する。具体的には、直流電圧制御部２１は、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御するように電流指令値を生成する。例えば直流電圧が低くなると、高調波電流補償装置７から交流電源１へＡＦ電流を流せなくなるので、直流電圧制御部２１は、少なくとも高調波補償を行うための必要最小限の直流電圧を確保するように、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御する。なお、アクティブフィルタの場合、コンデンサ１１の出力負荷は設けられていないが、厳密に言えば、補償制御部１６を動作させるための制御電源、コンデンサ１１の内部抵抗や放電抵抗、および両端電圧検出用抵抗などで、コンデンサ１１の電荷が消費される。また、コンデンサ１１の両端電圧は、コンデンサ１１を充放電することで制御される。そこで、直流電圧制御部２１は、コンデンサ１１の充電に必要な電流量（充電電流量）を算出し、これを電流指令値としてＡＦ電流指令生成部２２に出力することで、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御し、高調波補償を実現する。
【００２３】
ＡＦ電流指令生成部２２は、直流電圧制御部２１の出力する電流指令値と負荷電流検出器１５ａ，１５ｃによる負荷電流の検出値と電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）とに基づいて高調波電流補償装置７により補償すべきＡＦ電流値を決めるＡＦ電流指令を生成し、このＡＦ電流指令を電圧指令生成部２３に出力する。ここで、電流指令値は、上記のように、コンデンサ１１の充電電流量を制御する情報であり、直流電圧の制御に用いられる。また、電源電圧は、交流電源１の位相情報の検出に用いられる。系統電流を略正弦波化するためには、負荷電流から無効電力成分を抽出し、無効電力成分が０となるように制御する必要がある。さらに、電力変換装置６で消費されている電力量に応じた振幅の電流を高調波電流補償装置７で補償しなければ、無効電力成分を０にしたとしても系統電流は正弦波化されない。ここで、消費電力量は有効電力成分から導出することができる。すなわち、高調波電流補償では、有効電力成分および無効電力成分を抽出する必要があるが、有効電力成分および無効電力成分を抽出するためには交流電源１の位相情報が必要である。そこで、ＡＦ電流指令生成部２２には電源電圧が入力され、ＡＦ電流指令生成部２２は、この電源電圧から交流電源１の位相情報を検出することができる。
【００２４】
電圧指令生成部２３は、ＡＦ電流指令生成部２２にて生成されたＡＦ電流指令とシャント抵抗１２ａ〜１２ｃにて検出された三相のＡＦ電流と電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）とに基づいて高調波電流補償装置７で出力する電圧指令（補償電圧指令）を生成し、この電圧指令をＰＷＭ生成部２４に出力する。
【００２５】
ＰＷＭ生成部２４は、電圧指令生成部２３にて生成された電圧指令と直流電圧検出器１３にて検出された直流電圧とに基づいてゲート駆動信号としてのＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、このＰＷＭ信号をスイッチング素子９ａ〜９ｃ，１０ａ〜１０ｃへ出力する。これにより、高調波電流補償装置７からは高調波成分を補償するＡＦ電流がアーム部１８を介して出力され、電力変換装置６から発生する高調波電流が交流電源１に流出しないよう制御でき、交流電源１からは図２（ｃ）に示すような略正弦波の電流が流れる。
【００２６】
なお、図３では、負荷電流を検出する構成としての制御ブロック図を示しているが、特許文献１に示すように系統電流を検出する構成であっても同様である。
【００２７】
３シャント方式は、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃにそれぞれ電流が流れることでシャント抵抗１２ａ〜１２ｃの両端に電圧が誘起され、この電圧に基づいて電流を検出するものである。しかしながら、図１に示すように高調波電流補償装置７に流れ込むＡＦ電流を検出するシャント抵抗１２ａ〜１２ｃには、瞬時的に電流が流れないことがあるため、電流検出が不可能な期間が存在する。これを、図４を用いて説明する。図４は、シャント抵抗１２ａによるＡＦ電流の検出条件を説明するための図である。なお、図４では、ＡＦ電流の一相のみについて記載しているが、どの相であっても、または三相であっても同様である。
【００２８】
例えば図４（ａ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合、上側スイッチング素子９ａのオン・オフ状態にかかわらず、下側スイッチング素子１０ａのオン・オフ状態だけで電流の流れる経路が確定する。すなわち、下側スイッチング素子１０ａがオンの場合、交流リアクタ８ａ−下側スイッチング素子１０ａ−シャント抵抗１２ａの経路で電流が流れるため、シャント抵抗１２ａにてＡＦ電流を検出可能である。また、下側スイッチング素子１０ａがオフの場合、交流リアクタ８ａ−上側スイッチング素子９ａ（逆並列のダイオード）の経路で電流が流れるため、シャント抵抗１２ａに電流が流れず、この期間では電流検出ができない。なお、図４（ａ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合に、コンデンサ１１は充電される。
【００２９】
ＡＦ電流の流れる向きが図４（ａ）とは逆で図４（ｂ）に示す矢印の場合は、下側スイッチング素子１０ａのオン・オフ状態にかかわらず、上側スイッチング素子９ａのオン・オフ状態だけで電流の流れる経路が確定する。すなわち、上側スイッチング素子９ａがオフの場合、シャント抵抗１２ａ−下側スイッチング素子１０ａ（逆並列のダイオード）−交流リアクタ８ａの経路で電流が流れるが、上側スイッチング素子９ａがオンの場合、上側スイッチング素子９ａ−交流リアクタ８ａの経路で電流が流れる。なお、図４（ｂ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合に、コンデンサ１１は放電される。
【００３０】
要するに、下側のスイッチング素子１０ａに直列にシャント抵抗１２ａが接続される構成において、ＡＦ電流の流れる向きが図４（ａ）の矢印方向の場合の下側スイッチング素子１０ａがオンする期間と、ＡＦ電流の流れる向きが図４（ｂ）の矢印方向の場合の上側スイッチング素子９ａがオフする期間にシャント抵抗１２ａに電流が流れ、電流検出が可能となる。
【００３１】
図５は、本実施の形態におけるスイッチング素子のオン・オフの動作波形図である。詳細には、図５（ａ）は、ＰＷＭ生成部２４内で生成されるキャリア周波数の変調用三角波（キャリア）の波形を示す図、図５（ｂ）は、上側スイッチング素子９ａの動作信号の波形を示す図、図５（ｃ）は、下側スイッチング素子１０ａの動作信号の波形を示す図、図５（ｄ）は、上側スイッチング素子９ｂの動作信号の波形を示す図、図５（ｅ）は、下側スイッチング素子１０ｂの動作信号の波形を示す図、図５（ｆ）は、上側スイッチング素子９ｃの動作信号の波形を示す図、図５（ｇ）は、下側スイッチング素子１０ｃの動作信号の波形を示す図、図５（ｈ）は、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃによる電流検出のサンプリングタイミングを矢印で示した図である。
【００３２】
図５（ｈ）に示すサンプリングタイミングでは、必ず上側スイッチング素子９ａ〜９ｃはオフしており、下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃはオンしているので、ＡＦ電流の流れる向きにかかわらず、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃには電流が流れることとなる。したがって、図５（ｈ）のサンプリングタイミング、一般的には三角波の谷部への割り込み（谷割り込み）のタイミングにてシャント抵抗１２ａ〜１２ｃの両端電圧をサンプリングすることで、ＡＦ電流の流れる向きによらずに電流検出を実現できる。
【００３３】
アクティブフィルタは、電流制御器となるので一般的にキャリアは１３ｋＨｚ以上が望ましく、また、制御する電流が複雑な形状となるため、高速な制御が要求される。３シャント方式はキャリアと同期して一定の間隔で電流のサンプリングができるため、アクティブフィルタに好適であり、電流のサンプリングタイミングを下側のスイッチング素子１０ａ〜１０ｃのオンタイミングで且つ上側のスイッチング素子９ａ〜９ｃのオフタイミングに同期させ、隣接するサンプリング間で電流制御処理を行うことにより、３シャント方式でもアクティブフィルタで高調波電流の補償が実現できる。
【００３４】
次に、アクティブフィルタに３シャント方式を適用する効果について、モータ駆動用インバータには無い効果について述べる。モータを駆動するインバータは、モータの相間に大幅なバラツキが無く、破損していない正常品であれば、平衡状態であると定義できる。また、モータが平衡状態である場合にインバータが不平衡状態になる条件は、インバータ自ら不平衡出力を行う場合にのみ限られる。したがって、モータ駆動用インバータは常に平衡状態であるといえる。
【００３５】
一方、アクティブフィルタの場合、交流電源１は必ず平衡状態であるとはいえない。これは、交流電源１に接続される機器が、一般に単相や三相の機種と混載されているからである。単相機器に三相交流から電力を供給する場合、三相のうちの二相間から電力を供給することになる。通常、すべての相のインピーダンスは同じであるから、電力供給がされている相のみにインピーダンスによる電圧降下が発生し、電力供給されていない相との間に電圧差が生じ、電源不平衡状態が生み出される。
【００３６】
このように、アクティブフィルタでは、自らの出力が平衡であっても、交流電源１が不平衡になることがある。そのため、交流電源１が不平衡であるにもかかわらず、交流電源１が平衡であるとの仮定のもとに高調波電流の補償制御を行うと、特定の相にのみ電流が集中し、交流電源１に接続される機器の破損や設備トラブルの原因となり得る。
【００３７】
そこで、以下説明するように、本実施の形態では、アクティブフィルタに３シャント方式を適用して三相すべての電流を検出することで交流電源１の不平衡状態を検出し、不平衡による特定相への電流集中を抑止することで、アクティブフィルタの信頼性向上とアクティブフィルタの設置される電源設備環境へのトラブルの防止を図る。
【００３８】
アクティブフィルタでは、一般的に、検出器のコスト低減のため、交流電源１が平衡状態であると仮定し、相数より少ない検出器により電圧・電流を検出する。例えば電源電圧検出器１４は線間電圧を１つのみを検出し、電圧指令生成部２３では平衡状態を仮定して３相分の相電圧を生成した後、電流補償制御を行うのが一般的である。
【００３９】
また、ＡＦ電流指令生成部２２は、負荷電流検出器１５ａ，１５ｃの出力である二相分のみの負荷電流に基づいてＡＦ電流指令を生成する。ここで、交流電源１が不平衡状態であっても、キルヒホッフの法則より三相の電流の和は０となる。よって、２相分の電流を検出していれば不平衡状態であっても残りの１相分の電流はキルヒホッフの法則を用いて検出できる。シャント抵抗１２ａ〜１２ｃによるＡＦ電流の検出についても同様であり、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃのうち、２つだけあれば電流検出自体に問題は生じない。これはインバータでも同様であり、従来のアクティブフィルタのようにＡＦ電流を２相分のみの電流検出器で検出していても三相のＡＦ電流を検出できることを意味する。
【００４０】
ここで、従来のアクティブフィルタの課題は、線間電圧から相電圧を得る際に、電源電圧検出器１４にて線間電圧の全てを検出せずに、１つの線間電圧のみを検出し、その位相とその振幅から三相全ての相電圧を、交流電源１の平衡状態を仮定して算出する点にある。
【００４１】
負荷電流自体は二相分であっても不平衡状態で正しく検出されるので、ＡＦ電流指令生成部２２は、不平衡状態での負荷電流の検出値に基づいて不平衡状態での正しいＡＦ電流指令を生成できる。しかしながら、電圧指令生成部２３は、不平衡状態での正しいＡＦ電流指令と不平衡状態での正しいＡＦ電流とに基づいて電圧指令を生成する際に、平衡状態を仮定して線間電圧から導出した相電圧値に基づいて電圧指令を生成することになるので、不平衡状態が考慮されていない不適切な電圧指令を生成してしまう。
【００４２】
すなわち、電源電圧の相電圧情報に加えてさらに不平衡であることを考慮して電圧指令を生成しなければ、ＰＷＭ生成部２４でのＰＷＭ指令が不適なものとなり、前述の特定相にのみ電流集中が発生する不具合が生じる。
【００４３】
交流電源１の相電圧全てを検出するためには、電源電圧検出器１４の個数を三つに増加させ、不平衡状態でも適切な相電圧を検出することで対策できるが、電源電圧検出器１４は検出する電圧が電源電圧となるため、コンデンサ１１のＮ側を共通電位としている補償制御部１６に対し、アナログ電圧を絶縁する必要があり、非常に高価となる。
【００４４】
そこで、以下説明するように、本実施の形態では、補償制御部１６と共通電位で検出可能な３シャント方式を用いることで、ＡＦ電流から不平衡状態を検出し、不平衡によるアクティブフィルタの不具合を抑止する制御を行うとともに、コストの低減も可能である。
【００４５】
図６は、電圧指令生成部２３の構成の一例を示す制御ブロック図である。図６に示すように、電圧指令生成部２３は、電流制御器３１、電流制御器３２、相電圧生成部３３、電流制御器３４、不平衡検出部３５、反転加算器８０、減算器８１〜８３、および反転加算器８４を備えている。
【００４６】
電圧指令生成部２３には、ＡＦ電流指令生成部２２から例えばＵ相ＡＦ電流指令およびＷ相ＡＦ電流指令が入力される。また、電圧指令生成部２３には、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃにより検出されたＵ相ＡＦ電流、Ｖ相ＡＦ電流およびＷ相ＡＦ電流も入力される。さらにまた、電圧指令生成部２３には、電源電圧検出部１４から例えばＵＶ線間電圧が入力される。そして、Ｕ相ＡＦ電流指令およびＵ相ＡＦ電流は電流制御器３１に入力され、Ｗ相ＡＦ電流指令およびＷ相ＡＦ電流は電流制御器３２に入力される。また、ＵＶ線間電圧は相電圧生成部３３に入力される。また、Ｖ相ＡＦ電流は、電流制御器３４に入力される。
【００４７】
電流制御器３１は、Ｕ相ＡＦ電流がＵ相ＡＦ電流指令に一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８１は、相電圧生成部３３の出力するＵ相電圧から電流制御器３１の制御出力を差し引いたものを、Ｕ相ＡＦ電圧指令（Ｕ相の補償電圧指令）として出力する。ここで、電流制御器３１と減算器８１によりＵ相電圧指令演算部７０（第１の電圧指令演算部）が構成される。
【００４８】
電流制御器３２は、Ｗ相ＡＦ電流がＷ相ＡＦ電流指令に一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８２は、相電圧生成部３３の出力するＷ相電圧から電流制御器３２の制御出力を差し引いたものを、Ｗ相ＡＦ電圧指令（Ｗ相の補償電圧指令）として出力する。ここで、電流制御器３２と減算器８２によりＷ相電圧指令演算部７１（第２の電圧指令演算部）が構成される。なお、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、図３のＰＷＭ生成部２４へ出力される。
【００４９】
反転加算器８０は、Ｕ相ＡＦ電流指令とＷ相ＡＦ電流指令を反転加算したものを、電流制御器３４に出力する。電流制御器３４は、Ｖ相のＡＦ電流が反転加算器８０の出力（Ｖ相ＡＦ電流指令）と一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８３は、相電圧生成部３３の出力するＶ相電圧から電流制御器３４の制御出力を差し引いたもの（Ｖ相ＡＦ電圧指令という）を不平衡検出部３５に出力する。ここで、反転加算器８０と電流制御器３４と減算器８３によりＶ相電圧指令演算部７２（第３の電圧指令演算部）が構成される。
【００５０】
相電圧生成部３３は、電源電圧検出器１４にて検出されたＵＶ相間の線間電圧（ＵＶ線間電圧）を入力として、その位相情報と振幅情報を用いてＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧の相電圧を生成する。ここで、上述のとおり、交流電源１が平衡状態であれば問題ないが、不平衡状態の場合、相電圧生成部３３から出力される各相の相電圧が実際の電圧と異なる値となる。
【００５１】
電流制御器３１および３２は、それぞれＡＦ電流がＡＦ電流指令と一致するよう制御出力を行うので、不平衡状態であってもＡＦ電流指令に一致したＡＦ電流が流れるように制御出力を生成する。換言すれば、電流制御器３１および３２は、不平衡状態であれば不平衡状態に応じた制御出力を生成する。また、電流制御器３４は、反転加算器８０から得たＶ相ＡＦ電流指令とＶ相ＡＦ電流とが一致するよう制御する制御出力を行うことで、不平衡状態に応じた制御出力を生成する。
【００５２】
一方、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、平衡状態と仮定して相電圧生成部３３から出力されたＵ相電圧およびＷ相電圧からそれぞれ不平衡状態に応じて生成された電流制御器３１および３２の制御出力を減じて算出される。この算出されたＵ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、実際に高調波電流補償装置７から出力されている実電圧と一致しない。これは不平衡状態でもＡＦ電流指令とＡＦ電流が一致するよう電流制御器３１および３２が動作するためである。
【００５３】
このとき、ＰＷＭ生成部２４では、Ｕ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令とからＰＷＭ信号を生成することになるため、信号生成に必要なＶ相ＡＦ電圧指令はＵ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令とから平衡状態を仮定して演算される。しかしながら、このＶ相ＡＦ電圧指令の値は、前述のとおり実際に出力されている実電圧とは異なり、さらには平衡状態を仮定したしわ寄せが全て包含された値となる。逆に、電流制御器３４はＶ相ＡＦ電流とＶ相ＡＦ電流指令とが一致するように動作するので、電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令から算出されるＶ相ＡＦ電圧指令との差異から、不平衡の度合い、すなわち平衡状態からの逸脱の程度を定量的に評価することができる。以下では、この不平衡の度合いを表す量を平衡状態からの誤差を表すとみなして「誤差量」と呼ぶ。したがって、この誤差量は、電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令から算出されるＶ相ＡＦ電圧指令との差分として定義することができる。
【００５４】
そこで、図６に示すように、反転加算部８４は、Ｕ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令を反転加算したものを不平衡検出部３５に出力する。そして、不平衡検出部３５は、反転加算部８４の出力と減算部８３の出力の差分を算出し、この差分を誤差量として相電圧生成部３３に出力する。相電圧生成部３３は、ＵＶ線間電圧に基づき、さらに、この誤差量が０となるようにＵ相またはＷ相の相電圧振幅を可変することで、不平衡状態に応じた各相の相電圧を出力することができる。
【００５５】
不平衡検出部３５では、誤差量が例えば予め設定した所定範囲から外れたことを判定することで不平衡状態を検出することができる。また、例えば何らかの近似式により不平衡の度合いを表す値を予め与えられるようにしておき、誤差量をこの近似式と比較することで不平衡状態を検出してもよい。さらにまた、例えば不平衡の度合いを表す値をテーブル化することも可能であり、誤差量をこのテーブルと比較することで不平衡状態を検出してもよい。いずれの方法を用いて不平衡状態を検出したとしても、本実施の形態の効果を損ねることはない。
【００５６】
以上のように、本実施の形態によれば、Ｕ相ＡＦ電流およびＷ相ＡＦ電流に加えてＶ相ＡＦ電流を検出し、ＰＷＭ生成部２４への出力には必要のないＶ相ＡＦ電圧指令を生成可能な電流制御器３４を設け、この電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令の反転加算とを比較することにより、不平衡による誤差量が抽出でき、交流電源１の不平衡状態を検出することができる。さらには、不平衡検出部３５より不平衡状態に応じた出力を相電圧生成部３３へフィードバックすることによって、不平衡状態に応じた三相の電源電圧を生成してＵ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令を生成することができる。
【００５７】
なお、本実施の形態では、３シャント方式により三相のＡＦ電流を検出する構成について説明したが、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃを用いる代わりに例えばＣＴを用いて三相のＡＦ電流を検出しても同様の効果を得ることは言うまでもない。例えば、図７は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの別の構成例を示す回路ブロック図であり、三相のＡＦ電流をＣＴにより検出する構成を示す図である。すなわち、図７では、三相の交流リアクタ８ａ〜８ｃを流れるＡＦ電流をそれぞれ検出するＣＴ９０ａ〜９０ｃが設けられている。なお、図７のその他の構成は図１と同様であるので同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、補償制御部１６による高調波補償制御処理も図１の場合と同様である。また、ＣＴ検出方式よりもシャント検出方式の方が安価であることは言うまでも無いが、大電力の場合、抵抗での損失が大きくなり抵抗の発熱からシャント抵抗によるＡＦ電流の検出が困難になる場合も想定されるが、アクティブフィルタの場合、高調波電流のみの補償であることから、たとえ負荷５が大電力であってもシャント抵抗１２ａ〜１２ｃを使用することができ、さらに、ＡＦ電流のサンプリング時間をキャリア同期、かつ等間隔で実施することにより、一般にアーム部１８と直列接続することによる検出不能期間が存在する場合であっても、三相のＡＦ電流を検出することができ、よって高調波電流補償効果を劣化させることもなく、かつ安価に実現ですることができる。
【００５８】
また、アクティブフィルタは負荷５に流れる電流の高調波電流を補償するため、不平衡状態で負荷５の電流バランスが崩れると、電流が多く流れる相に多くの補償電流を流し、電流が少ない相には補償量を少なくする特性を有するため、特定相への電流集中を拡大するよう動作するが、本実施の形態の高調波電流補償装置７は、ＰＷＭ出力とは関係ない電流制御器３４を有することで不平衡状態を検出することができるので、電流集中拡大を抑止し、電流集中による素子の破損や電源設備への悪影響を抑制することができる。よって、本実施の形態によれば、安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる。なお、本実施の形態は、交流電源１が三相以上の多相電源の場合でも同様に構成することができる。この場合、アーム、シャント抵抗等は相数に応じて設ける。また、検出される負荷電流は例えば相数よりも一相少ない数の相分とし、検出する電源電圧は例えば一つの相間電圧とすることができる。そして、電圧指令生成部２３では、負荷電流と同相のＡＦ電圧指令については電流制御器３１，３２と同様の電流制御器を（ｎ−１）個設けることで生成をし（ここで、ｎは３以上の相数を表す。）、負荷電流が検出されていない一相については電流制御器３４と同様の電流制御器を設けて処理を行い、図６で説明した処理を相数ｎの場合に一般化して不平衡検出部３５にて不平衡状態を検出し、相電圧生成部３３の出力である各相の電源電圧に不平衡状態に応じた補正を施すことができる。
【００５９】
また、上側スイッチング素子９ａ〜９ｃおよび下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃは、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）またはダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、スイッチング素子群の小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。
【００６０】
更に、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いてはスイッチング周波数の高周波化が可能になる。スイッチング周波数が高周波化すると、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃでのサンプリング時間を短縮化することができ、検出電流の高精度が図れる。これにより補償する高調波電流の精度が向上し、高調波電流の抑制率を向上させることができる。
【００６１】
更に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、耐熱性が向上することから、従来の放熱フィンを用いることで、周辺への伝熱量が低減し、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃの伝熱による発熱量を抑制でき、抵抗の温度特性による電流検出精度の向上が実現できる。これにより補償する高調波電流の精度が向上し、高調波電流の抑制率を向上させることができる。
【００６２】
実施の形態２．
図８は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。図８では、交流電源１に負荷として空気調和機５０が接続された例を示している。空気調和機５０は、整流器２、直流リアクタ３、平滑化コンデンサ４、インバータ４０、圧縮器４１、凝縮器４２、膨張器４３、蒸発器４４、ファン４５，４６、ファンインバータ４７，４８、および単相整流器４９を備えている。なお、図８において、図１と同一の構成要素には同一の符号を付している。
【００６３】
具体的には、実施の形態１で説明した整流器２、整流器２の出力側に接続された直流リアクタ３、整流器２の出力電圧を平滑化する平滑化コンデンサ４が示されており、この平滑化コンデンサ４に並列にインバータ４０が接続されている。さらに、インバータ４０には圧縮器４１が接続され、この圧縮器４１はインバータ４０にて駆動される電動機を内蔵している。圧縮器４１には凝縮器４２が接続され、この凝縮器４２は圧縮器４１にて高温・高圧化された冷媒の熱を取り出す。凝縮器４２には膨張器４３が接続され、この膨張器４３は冷媒の圧力を低下させる。膨張器４３には蒸発器４４が接続され、この蒸発器４４は冷媒の気化熱を利用して周囲から熱を奪う。このような構成により、圧縮器４１から蒸発器４４へと冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う冷凍サイクルが実現される。
【００６４】
また、ファン４５は凝縮器４２の熱交換を促進するものであり、ファン４６は蒸発器４４の熱交換を促進するものである。ファンインバータ４７は、ファン４５を動作させるインバータであり、ファンインバータ４８はファン４６を動作させるファンインバータである。ファンインバータ４７，４８は、交流電源１に接続された単相整流器４９から直流電力が供給される。すなわち、単相整流器４９は、交流電源１に接続された三相の電力線の１つの線間に接続されている。なお、高調波電流補償装置７の構成および動作は、実施の形態１で説明した通りであるので省略する。
【００６５】
空気調和機５０では、圧縮器４１はインバータ４０を介して交流電源１の三相交流から電力が供給されているが、熱交換を促進させるファン４７，４８は三相交流のうちの１つの線間から電力が供給されている。よって、空気調和機５０は不平衡負荷であり、ファン４７，４８での消費電力分だけ単相整流器４９が接続されている相のみに電流が流れ、交流電源１が不平衡状態になる。
【００６６】
本実施の形態の高調波電流補償装置７は、実施の形態１と同様に不平衡状態を検出するべく構成されているので、負荷として空気調和機５０が接続される場合、各相に流れる電流のアンバランスが抑制され、電力設備などのトラブルを回避することができる。なお、本実施の形態のその他の効果は、実施の形態１と同様である。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は、交流から直流を生成する電力変換装置から発生する高調波電流を抑制する高調波電流補償装置として有用である。本発明は、特に、電動機を可変速運転するインバータから発生する高調波を抑制する高調波電流補償装置として有用であり、例えば、空気調和機や冷凍機、ヒートポンプ式給湯機、ショーケースなど圧縮器搭載インバータ製品全般に適用可能であるとともに、エレベータやエスカレータ、工場などのコンベア駆動用インバータ、産業換気扇用インバータなどの産業用インバータ等への適用も可能である。
【符号の説明】
【００６８】
１ 交流電源
２ 整流器
３ 直流リアクタ
４ 平滑コンデンサ
５ 負荷
６ 電力変換装置
７ 高調波電流補償装置
８ａ〜８ｃ 交流リアクタ
９ａ〜９ｃ 上側スイッチング素子
１０ａ〜１０ｃ 下側スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ａ〜１２ｃ シャント抵抗
１３ 直流電圧検出器
１４ 電源電圧検出器
１５ａ，１５ｃ 負荷電流検出器
１６ 補償制御部
１７ 整流部
１８ アーム部
２１ 直流電圧制御部
２２ ＡＦ電流指令生成部
２３ 電圧指令生成部
２４ ＰＷＭ生成部
３１，３２，３４ 電流制御器
３３ 相電圧生成部
３５ 不平衡検出部
８０，８４ 反転加算部
８１〜８３ 減算部
９０ａ〜９０ｃ ＣＴ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に流れる電流の高調波成分を抑制する高調波電流補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高調波電流補償装置として、負荷と並列に接続され負荷にて発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタが知られている。アクティブフィルタには、系統電源に流れる電流を検出して高調波を補償するもの（例えば、特許文献１参照）、または、負荷側に流れる電流を検出して高調波を補償するものがある（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
また、モータ駆動用インバータにおいて、直流負極端子とインバータを構成するスイッチング素子との間に挿入された抵抗（シャント抵抗）にてモータ電流を検出する３シャント技術が開示されている（例えば、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３３２２３２０号公報
【特許文献２】実開平４−７６６７号公報
【特許文献３】特開２００８−２７８５７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１および２に示す従来技術のように、アクティブフィルタは負荷にて発生する高調波電流を補償するものであるが、そのためには、アクティブフィルタから流れる電流と電源電流または負荷電流を検出する必要がある。
【０００６】
ここで電源電流または負荷電流は、アクティブフィルタとは異なる箇所を流れる電流であるため、電流検出には例えばＣＴ（Current Transformer：カレントセンサ）などの電流センサが必要となる。一方、アクティブフィルタから流れる電流（アクティブフィルタ電流）は、自ら制御する電流であるため、特許文献３に示すような３シャント方式を用いて検出することも考えられる。
【０００７】
上記特許文献１および２の従来技術の場合、交流電源は平衡三相電源と仮定して、電流センサは、アクティブフィルタ電流の二相の検出用に２つ、電源電流または負荷電流の二相の検出用に２つと、合計４つ用いられており、検出していない他の一相は直接検出した二相の電流から演算で求めている。しかしながら、この場合、交流電源が平衡三相電源と仮定して演算を行っているため、交流電源が不平衡になると、直接検出していない相の電流値とその演算値との間に差異が生じて制御が不安定になるという課題があった。
【０００８】
また、アクティブフィルタ電流の検出に特許文献３に開示された３シャント方式を適用した場合でも、シャント抵抗に電流が流れない期間はアクティブフィルタ電流を検出できないため、その期間は２シャント方式として二相の電流を検出し、さらに三相平衡と仮定して残りの一相分は演算から求めることになる。したがって、この場合でも、上記特許文献１および２の場合と同様に、交流電源が不平衡になると、上記と同様の課題が生じていた。
【０００９】
この発明は、上記に鑑みてなされたもので、交流電源に不平衡が発生した場合でも安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる高調波電流補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る高調波電流補償装置は、交流電源に接続された負荷と並列に前記交流電源に接続され、前記負荷にて発生する高調波電流を補償する高調波電流補償装置であって、スイッチング素子を直列接続して成るアームを並列に接続して構成されたアーム部と、前記交流電源と前記アーム部の交流端子との間に挿入された交流リアクタと、前記アーム部に流れる補償電流を検出する補償電流検出部と、前記アーム部を含む整流部の両端に接続された平滑コンデンサと、前記負荷に供給される負荷電流を検出する負荷電流検出器と、前記交流電源の線間電圧を検出する電源電圧検出器と、前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記補償電流検出部により検出された前記補償電流とに基づいて前記スイッチング素子を駆動制御することにより前記高調波電流を補償制御する補償制御部と、を備え、前記補償制御部は、前記負荷電流に基づいて補償電流指令を生成する補償電流指令生成部と、前記補償電流指令と前記線間電圧と前記補償電流とに基づき、前記交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記補償電圧指令に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成するようにしたので、不平衡による特定相への電流集中を抑止することができ、安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施の形態１に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、実施の形態１による高調波補償制御を説明するための動作波形図である。
【図３】図３は、補償制御部１６の構成の一例を示す制御ブロック図である。
【図４】図４は、シャント抵抗１２ａによるＡＦ電流の検出条件を説明するための図である。
【図５】図５は、実施の形態１におけるスイッチング素子のオン・オフの動作波形図である。
【図６】図６は、電圧指令生成部２３の構成の一例を示す制御ブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態１に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの別の構成例を示す回路ブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態２に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明に係る高調波電流補償装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成の一例を示す回路ブロック図である。図１に示すように、この高調波電流補償システムは、交流電源１、交流電源１に電力線を介して接続され、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換した後、負荷５に直流電力を供給する電力変換装置６、および電力変換装置６と並列に交流電源１に接続され、電力変換装置６にて発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタである高調波電流補償装置７を備えている。なお、以下では、交流電源１が例えば三相の場合の構成例について説明する。
【００１５】
電力変換装置６は、交流電源１からの交流電力をダイオードにより整流する整流器２、整流器２の出力側に接続された直流リアクタ３、整流器２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ４、および平滑コンデンサ４に並列に接続された負荷６を備えて構成される。なお、本実施の形態では、負荷５は電力変換装置６の内部に含まれているとしているが、電力変換装置６全体を負荷とみなすこともできるし、整流器２、直流リアクタ３、および平滑コンデンサ４からなる電力変換部に負荷５が接続されているとみなすこともできる。
【００１６】
高調波電流補償装置７は、交流電源１にそれぞれ一端が接続された三相の交流リアクタ８ａ〜８ｃと、交流リアクタ８ａ〜８ｃの他端に接続されるとともに上側スイッチング素子９ａ〜９ｃと下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃとがそれぞれ直列に接続して構成されるアーム部１８と、アーム部１８に直列に接続されたシャント抵抗１２ａ〜１２ｃと、アーム部１８とこのアーム部に直列接続されたシャント抵抗１２ａ〜１２ｃとから成る整流部１７の両端（直流端子）に接続されたコンデンサ１１（平滑コンデンサ）と、コンデンサ１１の両端電圧（直流電圧）を検出する直流電圧検出器１３と、交流電源１の例えば一つの線間電圧を検出する電源電圧検出器１４と、電力変換装置６に流れる三相の負荷電流のうちの二相の負荷電流を検出する負荷電流検出器１５ａ，１５ｃと、直流電圧検出器１３、電源電圧検出器１４および負荷電流検出器１５ａ，１５ｃの各検出値とシャント抵抗１２ａ〜１２ｃにて検出されたアクティブフィルタ（ＡＦ）電流とに基づいて電力変換装置６の出力する高調波電流を補償制御する補償制御部１６と、を備えて構成される。
【００１７】
アーム部１８は、上側スイッチング素子９ａ〜９ｃからなる上アームと、下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃからなる下アームとを備えて構成される。具体的には、アーム部１８は、上側スイッチング素子９ａと下側スイッチング素子１０ａとが直列に接続されて成るアームと、上側スイッチング素子９ｂと下側スイッチング素子１０ｂとが直列に接続されて成るアームと、上側スイッチング素子９ｃと下側スイッチング素子１０ｃとが直列に接続されて成るアームとが並列に接続されて構成されている。上側スイッチング素子９ａ〜９ｃおよび下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃは、それぞれダイオードを逆並列に接続して構成されたスイッチング素子である。また、交流リアクタ８ａの上記他端は上側スイッチング素子９ａと下側スイッチング素子１０ａとの間の交流端子に接続され、交流リアクタ８ｂの上記他端は上側スイッチング素子９ｂと下側スイッチング素子１０ｂとの間の交流端子に接続され、交流リアクタ８ｃの上記他端は上側スイッチング素子９ｃと下側スイッチング素子１０ｃとの間の交流端子に接続されている。
【００１８】
下側スイッチング素子１０ａの一端、具体的には上側スイッチング素子９ａが接続されている側とは反対側の一端には、シャント抵抗１２ａが接続されている。同様に、下側スイッチング素子１０ｂの一端にはシャント抵抗１２ｂが接続され、下側スイッチング素子１０ｃの一端にはシャント抵抗１２ｃが接続されている。シャント抵抗１２ａ〜１２ｃは、アーム部１８に流れる三相のＡＦ電流（補償電流）を検出する補償電流検出部として機能する。
【００１９】
電源電圧検出器１４は、交流電源１の一つの線間電圧を検出することにより交流電源１の一つの相間電圧を検出する。負荷電流検出器１５ａ，１５ｃは、それぞれ例えばＣＴ（Current Transformer：カレントセンサ）からなり、三相のうちの二相の負荷電流を検出する。
【００２０】
図２は、本実施の形態による高調波補償制御を説明するための動作波形図である。電力変換装置６には、例えば図２（ａ）に示すような負荷電流が流れることが一般的に知られている。すなわち、負荷電流には高調波成分が含まれている。そこで、高調波電流補償装置７から図２（ｂ）に示すようなＡＦ電流を流すことにより、負荷電流の高調波成分を相殺し、図２（ｃ）に示すように交流電源１に歪みの無い略正弦波の系統電流が流れるように制御する。
【００２１】
図３は、補償制御部１６の構成の一例を示す制御ブロック図である。図３に示すように、補償制御部１６は、直流電圧制御部２１、ＡＦ電流指令生成部２２（補償電流指令生成部）、電圧指令生成部２３、およびＰＷＭ生成部２４を備えている。
【００２２】
直流電圧制御部２１は、電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）と直流電圧検出器１３にて検出された直流電圧とに基づいてコンデンサ１１の両端電圧を制御する電流指令値を生成し、この電流指令値をＡＦ電流指令生成部２２に出力する。具体的には、直流電圧制御部２１は、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御するように電流指令値を生成する。例えば直流電圧が低くなると、高調波電流補償装置７から交流電源１へＡＦ電流を流せなくなるので、直流電圧制御部２１は、少なくとも高調波補償を行うための必要最小限の直流電圧を確保するように、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御する。なお、アクティブフィルタの場合、コンデンサ１１の出力負荷は設けられていないが、厳密に言えば、補償制御部１６を動作させるための制御電源、コンデンサ１１の内部抵抗や放電抵抗、および両端電圧検出用抵抗などで、コンデンサ１１の電荷が消費される。また、コンデンサ１１の両端電圧は、コンデンサ１１を充放電することで制御される。そこで、直流電圧制御部２１は、コンデンサ１１の充電に必要な電流量（充電電流量）を算出し、これを電流指令値としてＡＦ電流指令生成部２２に出力することで、電源電圧の振幅に応じて直流電圧を制御し、高調波補償を実現する。
【００２３】
ＡＦ電流指令生成部２２は、直流電圧制御部２１の出力する電流指令値と負荷電流検出器１５ａ，１５ｃによる負荷電流の検出値と電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）とに基づいて高調波電流補償装置７により補償すべきＡＦ電流値を決めるＡＦ電流指令を生成し、このＡＦ電流指令を電圧指令生成部２３に出力する。ここで、電流指令値は、上記のように、コンデンサ１１の充電電流量を制御する情報であり、直流電圧の制御に用いられる。また、電源電圧は、交流電源１の位相情報の検出に用いられる。系統電流を略正弦波化するためには、負荷電流から無効電力成分を抽出し、無効電力成分が０となるように制御する必要がある。さらに、電力変換装置６で消費されている電力量に応じた振幅の電流を高調波電流補償装置７で補償しなければ、無効電力成分を０にしたとしても系統電流は正弦波化されない。ここで、消費電力量は有効電力成分から導出することができる。すなわち、高調波電流補償では、有効電力成分および無効電力成分を抽出する必要があるが、有効電力成分および無効電力成分を抽出するためには交流電源１の位相情報が必要である。そこで、ＡＦ電流指令生成部２２には電源電圧が入力され、ＡＦ電流指令生成部２２は、この電源電圧から交流電源１の位相情報を検出することができる。
【００２４】
電圧指令生成部２３は、ＡＦ電流指令生成部２２にて生成されたＡＦ電流指令とシャント抵抗１２ａ〜１２ｃにて検出された三相のＡＦ電流と電源電圧検出器１４にて検出された電源電圧（線間電圧）とに基づいて高調波電流補償装置７で出力する電圧指令（補償電圧指令）を生成し、この電圧指令をＰＷＭ生成部２４に出力する。
【００２５】
ＰＷＭ生成部２４は、電圧指令生成部２３にて生成された電圧指令と直流電圧検出器１３にて検出された直流電圧とに基づいてゲート駆動信号としてのＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、このＰＷＭ信号をスイッチング素子９ａ〜９ｃ，１０ａ〜１０ｃへ出力する。これにより、高調波電流補償装置７からは高調波成分を補償するＡＦ電流がアーム部１８を介して出力され、電力変換装置６から発生する高調波電流が交流電源１に流出しないよう制御でき、交流電源１からは図２（ｃ）に示すような略正弦波の電流が流れる。
【００２６】
なお、図３では、負荷電流を検出する構成としての制御ブロック図を示しているが、特許文献１に示すように系統電流を検出する構成であっても同様である。
【００２７】
３シャント方式は、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃにそれぞれ電流が流れることでシャント抵抗１２ａ〜１２ｃの両端に電圧が誘起され、この電圧に基づいて電流を検出するものである。しかしながら、図１に示すように高調波電流補償装置７に流れ込むＡＦ電流を検出するシャント抵抗１２ａ〜１２ｃには、瞬時的に電流が流れないことがあるため、電流検出が不可能な期間が存在する。これを、図４を用いて説明する。図４は、シャント抵抗１２ａによるＡＦ電流の検出条件を説明するための図である。なお、図４では、ＡＦ電流の一相のみについて記載しているが、どの相であっても、または三相であっても同様である。
【００２８】
例えば図４（ａ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合、上側スイッチング素子９ａのオン・オフ状態にかかわらず、下側スイッチング素子１０ａのオン・オフ状態だけで電流の流れる経路が確定する。すなわち、下側スイッチング素子１０ａがオンの場合、交流リアクタ８ａ−下側スイッチング素子１０ａ−シャント抵抗１２ａの経路で電流が流れるため、シャント抵抗１２ａにてＡＦ電流を検出可能である。また、下側スイッチング素子１０ａがオフの場合、交流リアクタ８ａ−上側スイッチング素子９ａ（逆並列のダイオード）の経路で電流が流れるため、シャント抵抗１２ａに電流が流れず、この期間では電流検出ができない。なお、図４（ａ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合に、コンデンサ１１は充電される。
【００２９】
ＡＦ電流の流れる向きが図４（ａ）とは逆で図４（ｂ）に示す矢印の場合は、下側スイッチング素子１０ａのオン・オフ状態にかかわらず、上側スイッチング素子９ａのオン・オフ状態だけで電流の流れる経路が確定する。すなわち、上側スイッチング素子９ａがオフの場合、シャント抵抗１２ａ−下側スイッチング素子１０ａ（逆並列のダイオード）−交流リアクタ８ａの経路で電流が流れるが、上側スイッチング素子９ａがオンの場合、上側スイッチング素子９ａ−交流リアクタ８ａの経路で電流が流れる。なお、図４（ｂ）に示す矢印の向きにＡＦ電流が流れる場合に、コンデンサ１１は放電される。
【００３０】
要するに、下側のスイッチング素子１０ａに直列にシャント抵抗１２ａが接続される構成において、ＡＦ電流の流れる向きが図４（ａ）の矢印方向の場合の下側スイッチング素子１０ａがオンする期間と、ＡＦ電流の流れる向きが図４（ｂ）の矢印方向の場合の上側スイッチング素子９ａがオフする期間にシャント抵抗１２ａに電流が流れ、電流検出が可能となる。
【００３１】
図５は、本実施の形態におけるスイッチング素子のオン・オフの動作波形図である。詳細には、図５（ａ）は、ＰＷＭ生成部２４内で生成されるキャリア周波数の変調用三角波（キャリア）の波形を示す図、図５（ｂ）は、上側スイッチング素子９ａの動作信号の波形を示す図、図５（ｃ）は、下側スイッチング素子１０ａの動作信号の波形を示す図、図５（ｄ）は、上側スイッチング素子９ｂの動作信号の波形を示す図、図５（ｅ）は、下側スイッチング素子１０ｂの動作信号の波形を示す図、図５（ｆ）は、上側スイッチング素子９ｃの動作信号の波形を示す図、図５（ｇ）は、下側スイッチング素子１０ｃの動作信号の波形を示す図、図５（ｈ）は、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃによる電流検出のサンプリングタイミングを矢印で示した図である。
【００３２】
図５（ｈ）に示すサンプリングタイミングでは、必ず上側スイッチング素子９ａ〜９ｃはオフしており、下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃはオンしているので、ＡＦ電流の流れる向きにかかわらず、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃには電流が流れることとなる。したがって、図５（ｈ）のサンプリングタイミング、一般的には三角波の谷部への割り込み（谷割り込み）のタイミングにてシャント抵抗１２ａ〜１２ｃの両端電圧をサンプリングすることで、ＡＦ電流の流れる向きによらずに電流検出を実現できる。
【００３３】
アクティブフィルタは、電流制御器となるので一般的にキャリアは１３ｋＨｚ以上が望ましく、また、制御する電流が複雑な形状となるため、高速な制御が要求される。３シャント方式はキャリアと同期して一定の間隔で電流のサンプリングができるため、アクティブフィルタに好適であり、電流のサンプリングタイミングを下側のスイッチング素子１０ａ〜１０ｃのオンタイミングで且つ上側のスイッチング素子９ａ〜９ｃのオフタイミングに同期させ、隣接するサンプリング間で電流制御処理を行うことにより、３シャント方式でもアクティブフィルタで高調波電流の補償が実現できる。
【００３４】
次に、アクティブフィルタに３シャント方式を適用する効果について、モータ駆動用インバータには無い効果について述べる。モータを駆動するインバータは、モータの相間に大幅なバラツキが無く、破損していない正常品であれば、平衡状態であると定義できる。また、モータが平衡状態である場合にインバータが不平衡状態になる条件は、インバータ自ら不平衡出力を行う場合にのみ限られる。したがって、モータ駆動用インバータは常に平衡状態であるといえる。
【００３５】
一方、アクティブフィルタの場合、交流電源１は必ず平衡状態であるとはいえない。これは、交流電源１に接続される機器が、一般に単相や三相の機種と混載されているからである。単相機器に三相交流から電力を供給する場合、三相のうちの二相間から電力を供給することになる。通常、すべての相のインピーダンスは同じであるから、電力供給がされている相のみにインピーダンスによる電圧降下が発生し、電力供給されていない相との間に電圧差が生じ、電源不平衡状態が生み出される。
【００３６】
このように、アクティブフィルタでは、自らの出力が平衡であっても、交流電源１が不平衡になることがある。そのため、交流電源１が不平衡であるにもかかわらず、交流電源１が平衡であるとの仮定のもとに高調波電流の補償制御を行うと、特定の相にのみ電流が集中し、交流電源１に接続される機器の破損や設備トラブルの原因となり得る。
【００３７】
そこで、以下説明するように、本実施の形態では、アクティブフィルタに３シャント方式を適用して三相すべての電流を検出することで交流電源１の不平衡状態を検出し、不平衡による特定相への電流集中を抑止することで、アクティブフィルタの信頼性向上とアクティブフィルタの設置される電源設備環境へのトラブルの防止を図る。
【００３８】
アクティブフィルタでは、一般的に、検出器のコスト低減のため、交流電源１が平衡状態であると仮定し、相数より少ない検出器により電圧・電流を検出する。例えば電源電圧検出器１４は線間電圧を１つのみを検出し、電圧指令生成部２３では平衡状態を仮定して３相分の相電圧を生成した後、電流補償制御を行うのが一般的である。
【００３９】
また、ＡＦ電流指令生成部２２は、負荷電流検出器１５ａ，１５ｃの出力である二相分のみの負荷電流に基づいてＡＦ電流指令を生成する。ここで、交流電源１が不平衡状態であっても、キルヒホッフの法則より三相の電流の和は０となる。よって、２相分の電流を検出していれば不平衡状態であっても残りの１相分の電流はキルヒホッフの法則を用いて検出できる。シャント抵抗１２ａ〜１２ｃによるＡＦ電流の検出についても同様であり、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃのうち、２つだけあれば電流検出自体に問題は生じない。これはインバータでも同様であり、従来のアクティブフィルタのようにＡＦ電流を２相分のみの電流検出器で検出していても三相のＡＦ電流を検出できることを意味する。
【００４０】
ここで、従来のアクティブフィルタの課題は、線間電圧から相電圧を得る際に、電源電圧検出器１４にて線間電圧の全てを検出せずに、１つの線間電圧のみを検出し、その位相とその振幅から三相全ての相電圧を、交流電源１の平衡状態を仮定して算出する点にある。
【００４１】
負荷電流自体は二相分であっても不平衡状態で正しく検出されるので、ＡＦ電流指令生成部２２は、不平衡状態での負荷電流の検出値に基づいて不平衡状態での正しいＡＦ電流指令を生成できる。しかしながら、電圧指令生成部２３は、不平衡状態での正しいＡＦ電流指令と不平衡状態での正しいＡＦ電流とに基づいて電圧指令を生成する際に、平衡状態を仮定して線間電圧から導出した相電圧値に基づいて電圧指令を生成することになるので、不平衡状態が考慮されていない不適切な電圧指令を生成してしまう。
【００４２】
すなわち、電源電圧の相電圧情報に加えてさらに不平衡であることを考慮して電圧指令を生成しなければ、ＰＷＭ生成部２４でのＰＷＭ指令が不適なものとなり、前述の特定相にのみ電流集中が発生する不具合が生じる。
【００４３】
交流電源１の相電圧全てを検出するためには、電源電圧検出器１４の個数を三つに増加させ、不平衡状態でも適切な相電圧を検出することで対策できるが、電源電圧検出器１４は検出する電圧が電源電圧となるため、コンデンサ１１のＮ側を共通電位としている補償制御部１６に対し、アナログ電圧を絶縁する必要があり、非常に高価となる。
【００４４】
そこで、以下説明するように、本実施の形態では、補償制御部１６と共通電位で検出可能な３シャント方式を用いることで、ＡＦ電流から不平衡状態を検出し、不平衡によるアクティブフィルタの不具合を抑止する制御を行うとともに、コストの低減も可能である。
【００４５】
図６は、電圧指令生成部２３の構成の一例を示す制御ブロック図である。図６に示すように、電圧指令生成部２３は、電流制御器３１、電流制御器３２、相電圧生成部３３、電流制御器３４、不平衡検出部３５、反転加算器８０、減算器８１〜８３、および反転加算器８４を備えている。
【００４６】
電圧指令生成部２３には、ＡＦ電流指令生成部２２から例えばＵ相ＡＦ電流指令およびＷ相ＡＦ電流指令が入力される。また、電圧指令生成部２３には、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃにより検出されたＵ相ＡＦ電流、Ｖ相ＡＦ電流およびＷ相ＡＦ電流も入力される。さらにまた、電圧指令生成部２３には、電源電圧検出部１４から例えばＵＶ線間電圧が入力される。そして、Ｕ相ＡＦ電流指令およびＵ相ＡＦ電流は電流制御器３１に入力され、Ｗ相ＡＦ電流指令およびＷ相ＡＦ電流は電流制御器３２に入力される。また、ＵＶ線間電圧は相電圧生成部３３に入力される。また、Ｖ相ＡＦ電流は、電流制御器３４に入力される。
【００４７】
電流制御器３１は、Ｕ相ＡＦ電流がＵ相ＡＦ電流指令に一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８１は、相電圧生成部３３の出力するＵ相電圧から電流制御器３１の制御出力を差し引いたものを、Ｕ相ＡＦ電圧指令（Ｕ相の補償電圧指令）として出力する。ここで、電流制御器３１と減算器８１によりＵ相電圧指令演算部７０（第１の電圧指令演算部）が構成される。
【００４８】
電流制御器３２は、Ｗ相ＡＦ電流がＷ相ＡＦ電流指令に一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８２は、相電圧生成部３３の出力するＷ相電圧から電流制御器３２の制御出力を差し引いたものを、Ｗ相ＡＦ電圧指令（Ｗ相の補償電圧指令）として出力する。ここで、電流制御器３２と減算器８２によりＷ相電圧指令演算部７１（第２の電圧指令演算部）が構成される。なお、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、図３のＰＷＭ生成部２４へ出力される。
【００４９】
反転加算器８０は、Ｕ相ＡＦ電流指令とＷ相ＡＦ電流指令を反転加算したものを、電流制御器３４に出力する。電流制御器３４は、Ｖ相のＡＦ電流が反転加算器８０の出力（Ｖ相ＡＦ電流指令）と一致するよう制御する制御電圧の出力（制御出力）を行う。減算器８３は、相電圧生成部３３の出力するＶ相電圧から電流制御器３４の制御出力を差し引いたもの（Ｖ相ＡＦ電圧指令という）を不平衡検出部３５に出力する。ここで、反転加算器８０と電流制御器３４と減算器８３によりＶ相電圧指令演算部７２（第３の電圧指令演算部）が構成される。
【００５０】
相電圧生成部３３は、電源電圧検出器１４にて検出されたＵＶ相間の線間電圧（ＵＶ線間電圧）を入力として、その位相情報と振幅情報を用いてＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧の相電圧を生成する。ここで、上述のとおり、交流電源１が平衡状態であれば問題ないが、不平衡状態の場合、相電圧生成部３３から出力される各相の相電圧が実際の電圧と異なる値となる。
【００５１】
電流制御器３１および３２は、それぞれＡＦ電流がＡＦ電流指令と一致するよう制御出力を行うので、不平衡状態であってもＡＦ電流指令に一致したＡＦ電流が流れるように制御出力を生成する。換言すれば、電流制御器３１および３２は、不平衡状態であれば不平衡状態に応じた制御出力を生成する。また、電流制御器３４は、反転加算器８０から得たＶ相ＡＦ電流指令とＶ相ＡＦ電流とが一致するよう制御する制御出力を行うことで、不平衡状態に応じた制御出力を生成する。
【００５２】
一方、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、平衡状態と仮定して相電圧生成部３３から出力されたＵ相電圧およびＷ相電圧からそれぞれ不平衡状態に応じて生成された電流制御器３１および３２の制御出力を減じて算出される。この算出されたＵ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令は、実際に高調波電流補償装置７から出力されている実電圧と一致しない。これは不平衡状態でもＡＦ電流指令とＡＦ電流が一致するよう電流制御器３１および３２が動作するためである。
【００５３】
このとき、ＰＷＭ生成部２４では、Ｕ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令とからＰＷＭ信号を生成することになるため、信号生成に必要なＶ相ＡＦ電圧指令はＵ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令とから平衡状態を仮定して演算される。しかしながら、このＶ相ＡＦ電圧指令の値は、前述のとおり実際に出力されている実電圧とは異なり、さらには平衡状態を仮定したしわ寄せが全て包含された値となる。逆に、電流制御器３４はＶ相ＡＦ電流とＶ相ＡＦ電流指令とが一致するように動作するので、電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令から算出されるＶ相ＡＦ電圧指令との差異から、不平衡の度合い、すなわち平衡状態からの逸脱の程度を定量的に評価することができる。以下では、この不平衡の度合いを表す量を平衡状態からの誤差を表すとみなして「誤差量」と呼ぶ。したがって、この誤差量は、電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令から算出されるＶ相ＡＦ電圧指令との差分として定義することができる。
【００５４】
そこで、図６に示すように、反転加算部８４は、Ｕ相ＡＦ電圧指令とＷ相ＡＦ電圧指令を反転加算したものを不平衡検出部３５に出力する。そして、不平衡検出部３５は、反転加算部８４の出力と減算部８３の出力の差分を算出し、この差分を誤差量として相電圧生成部３３に出力する。相電圧生成部３３は、ＵＶ線間電圧に基づき、さらに、この誤差量が０となるようにＵ相またはＷ相の相電圧振幅を可変することで、不平衡状態に応じた各相の相電圧を出力することができる。
【００５５】
不平衡検出部３５では、誤差量が例えば予め設定した所定範囲から外れたことを判定することで不平衡状態を検出することができる。また、例えば何らかの近似式により不平衡の度合いを表す値を予め与えられるようにしておき、誤差量をこの近似式と比較することで不平衡状態を検出してもよい。さらにまた、例えば不平衡の度合いを表す値をテーブル化することも可能であり、誤差量をこのテーブルと比較することで不平衡状態を検出してもよい。いずれの方法を用いて不平衡状態を検出したとしても、本実施の形態の効果を損ねることはない。
【００５６】
以上のように、本実施の形態によれば、Ｕ相ＡＦ電流およびＷ相ＡＦ電流に加えてＶ相ＡＦ電流を検出し、ＰＷＭ生成部２４への出力には必要のないＶ相ＡＦ電圧指令を生成可能な電流制御器３４を設け、この電流制御器３４の演算結果に基づいて生成されるＶ相ＡＦ電圧指令と、Ｕ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令の反転加算とを比較することにより、不平衡による誤差量が抽出でき、交流電源１の不平衡状態を検出することができる。さらには、不平衡検出部３５より不平衡状態に応じた出力を相電圧生成部３３へフィードバックすることによって、不平衡状態に応じた三相の電源電圧を生成してＵ相ＡＦ電圧指令およびＷ相ＡＦ電圧指令を生成することができる。
【００５７】
なお、本実施の形態では、３シャント方式により三相のＡＦ電流を検出する構成について説明したが、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃを用いる代わりに例えばＣＴを用いて三相のＡＦ電流を検出しても同様の効果を得ることは言うまでもない。例えば、図７は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの別の構成例を示す回路ブロック図であり、三相のＡＦ電流をＣＴにより検出する構成を示す図である。すなわち、図７では、三相の交流リアクタ８ａ〜８ｃを流れるＡＦ電流をそれぞれ検出するＣＴ９０ａ〜９０ｃが設けられている。なお、図７のその他の構成は図１と同様であるので同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、補償制御部１６による高調波補償制御処理も図１の場合と同様である。また、ＣＴ検出方式よりもシャント検出方式の方が安価であることは言うまでも無いが、大電力の場合、抵抗での損失が大きくなり抵抗の発熱からシャント抵抗によるＡＦ電流の検出が困難になる場合も想定されるが、アクティブフィルタの場合、高調波電流のみの補償であることから、たとえ負荷５が大電力であってもシャント抵抗１２ａ〜１２ｃを使用することができ、さらに、ＡＦ電流のサンプリング時間をキャリア同期、かつ等間隔で実施することにより、一般にアーム部１８と直列接続することによる検出不能期間が存在する場合であっても、三相のＡＦ電流を検出することができ、よって高調波電流補償効果を劣化させることもなく、かつ安価に実現ですることができる。
【００５８】
また、アクティブフィルタは負荷５に流れる電流の高調波電流を補償するため、不平衡状態で負荷５の電流バランスが崩れると、電流が多く流れる相に多くの補償電流を流し、電流が少ない相には補償量を少なくする特性を有するため、特定相への電流集中を拡大するよう動作するが、本実施の形態の高調波電流補償装置７は、ＰＷＭ出力とは関係ない電流制御器３４を有することで不平衡状態を検出することができるので、電流集中拡大を抑止し、電流集中による素子の破損や電源設備への悪影響を抑制することができる。よって、本実施の形態によれば、安定した制御を実現して高調波補償の信頼性の向上を図ることができる。なお、本実施の形態は、交流電源１が三相以上の多相電源の場合でも同様に構成することができる。この場合、アーム、シャント抵抗等は相数に応じて設ける。また、検出される負荷電流は例えば相数よりも一相少ない数の相分とし、検出する電源電圧は例えば一つの相間電圧とすることができる。そして、電圧指令生成部２３では、負荷電流と同相のＡＦ電圧指令については電流制御器３１，３２と同様の電流制御器を（ｎ−１）個設けることで生成をし（ここで、ｎは３以上の相数を表す。）、負荷電流が検出されていない一相については電流制御器３４と同様の電流制御器を設けて処理を行い、図６で説明した処理を相数ｎの場合に一般化して不平衡検出部３５にて不平衡状態を検出し、相電圧生成部３３の出力である各相の電源電圧に不平衡状態に応じた補正を施すことができる。
【００５９】
また、上側スイッチング素子９ａ〜９ｃおよび下側スイッチング素子１０ａ〜１０ｃは、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）またはダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、スイッチング素子群の小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。
【００６０】
更に、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いてはスイッチング周波数の高周波化が可能になる。スイッチング周波数が高周波化すると、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃでのサンプリング時間を短縮化することができ、検出電流の高精度が図れる。これにより補償する高調波電流の精度が向上し、高調波電流の抑制率を向上させることができる。
【００６１】
更に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、耐熱性が向上することから、従来の放熱フィンを用いることで、周辺への伝熱量が低減し、シャント抵抗１２ａ〜１２ｃの伝熱による発熱量を抑制でき、抵抗の温度特性による電流検出精度の向上が実現できる。これにより補償する高調波電流の精度が向上し、高調波電流の抑制率を向上させることができる。
【００６２】
実施の形態２．
図８は、本実施の形態に係る高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成例を示す回路ブロック図である。図８では、交流電源１に負荷として空気調和機５０が接続された例を示している。空気調和機５０は、整流器２、直流リアクタ３、平滑化コンデンサ４、インバータ４０、圧縮器４１、凝縮器４２、膨張器４３、蒸発器４４、ファン４５，４６、ファンインバータ４７，４８、および単相整流器４９を備えている。なお、図８において、図１と同一の構成要素には同一の符号を付している。
【００６３】
具体的には、実施の形態１で説明した整流器２、整流器２の出力側に接続された直流リアクタ３、整流器２の出力電圧を平滑化する平滑化コンデンサ４が示されており、この平滑化コンデンサ４に並列にインバータ４０が接続されている。さらに、インバータ４０には圧縮器４１が接続され、この圧縮器４１はインバータ４０にて駆動される電動機を内蔵している。圧縮器４１には凝縮器４２が接続され、この凝縮器４２は圧縮器４１にて高温・高圧化された冷媒の熱を取り出す。凝縮器４２には膨張器４３が接続され、この膨張器４３は冷媒の圧力を低下させる。膨張器４３には蒸発器４４が接続され、この蒸発器４４は冷媒の気化熱を利用して周囲から熱を奪う。このような構成により、圧縮器４１から蒸発器４４へと冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う冷凍サイクルが実現される。
【００６４】
また、ファン４５は凝縮器４２の熱交換を促進するものであり、ファン４６は蒸発器４４の熱交換を促進するものである。ファンインバータ４７は、ファン４５を動作させるインバータであり、ファンインバータ４８はファン４６を動作させるファンインバータである。ファンインバータ４７，４８は、交流電源１に接続された単相整流器４９から直流電力が供給される。すなわち、単相整流器４９は、交流電源１に接続された三相の電力線の１つの線間に接続されている。なお、高調波電流補償装置７の構成および動作は、実施の形態１で説明した通りであるので省略する。
【００６５】
空気調和機５０では、圧縮器４１はインバータ４０を介して交流電源１の三相交流から電力が供給されているが、熱交換を促進させるファン４７，４８は三相交流のうちの１つの線間から電力が供給されている。よって、空気調和機５０は不平衡負荷であり、ファン４７，４８での消費電力分だけ単相整流器４９が接続されている相のみに電流が流れ、交流電源１が不平衡状態になる。
【００６６】
本実施の形態の高調波電流補償装置７は、実施の形態１と同様に不平衡状態を検出するべく構成されているので、負荷として空気調和機５０が接続される場合、各相に流れる電流のアンバランスが抑制され、電力設備などのトラブルを回避することができる。なお、本実施の形態のその他の効果は、実施の形態１と同様である。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は、交流から直流を生成する電力変換装置から発生する高調波電流を抑制する高調波電流補償装置として有用である。本発明は、特に、電動機を可変速運転するインバータから発生する高調波を抑制する高調波電流補償装置として有用であり、例えば、空気調和機や冷凍機、ヒートポンプ式給湯機、ショーケースなど圧縮器搭載インバータ製品全般に適用可能であるとともに、エレベータやエスカレータ、工場などのコンベア駆動用インバータ、産業換気扇用インバータなどの産業用インバータ等への適用も可能である。
【符号の説明】
【００６８】
１ 交流電源
２ 整流器
３ 直流リアクタ
４ 平滑コンデンサ
５ 負荷
６ 電力変換装置
７ 高調波電流補償装置
８ａ〜８ｃ 交流リアクタ
９ａ〜９ｃ 上側スイッチング素子
１０ａ〜１０ｃ 下側スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ａ〜１２ｃ シャント抵抗
１３ 直流電圧検出器
１４ 電源電圧検出器
１５ａ，１５ｃ 負荷電流検出器
１６ 補償制御部
１７ 整流部
１８ アーム部
２１ 直流電圧制御部
２２ ＡＦ電流指令生成部
２３ 電圧指令生成部
２４ ＰＷＭ生成部
３１，３２，３４ 電流制御器
３３ 相電圧生成部
３５ 不平衡検出部
８０，８４ 反転加算部
８１〜８３ 減算部
９０ａ〜９０ｃ ＣＴ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された負荷と並列に前記交流電源に接続され、前記負荷にて発生する高調波電流を補償する高調波電流補償装置であって、
スイッチング素子を直列接続して成るアームを並列に接続して構成されたアーム部と、
前記交流電源と前記アーム部の交流端子との間に挿入された交流リアクタと、
前記アーム部に流れる補償電流を検出する補償電流検出部と、
前記アーム部を含む整流部の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記負荷に供給される負荷電流を検出する負荷電流検出器と、
前記交流電源の線間電圧を検出する電源電圧検出器と、
前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記補償電流検出部により検出された前記補償電流とに基づいて前記スイッチング素子を駆動制御することにより前記高調波電流を補償制御する補償制御部と、
を備え、
前記補償制御部は、
前記負荷電流に基づいて補償電流指令を生成する補償電流指令生成部と、
前記補償電流指令と前記線間電圧と前記補償電流とに基づき、前記交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記補償電圧指令に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、
を備える
ことを特徴とする高調波電流補償装置。
【請求項２】
前記補償電流検出部は、全相の前記補償電流を検出し、
前記負荷電流検出器は、相数よりも一相少ない数の相の前記負荷電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の高調波電流補償装置。
【請求項３】
前記電源電圧検出器は、一つの前記線間電圧を検出することを特徴とする請求項２に記載の高調波電流補償装置。
【請求項４】
前記電圧指令生成部は、前記不平衡の度合いを表す量と前記線間電圧とに基づいて前記不平衡状態に応じた各相の電源電圧を生成することにより、前記補償電圧指令を生成することを特徴とする請求項２または３に記載の高調波電流補償装置。
【請求項５】
前記交流電源はｎ（ｎは３以上の整数）相電源であり、
前記電圧指令生成部は、
前記不平衡状態の度合いを表す量と前記線間電圧とに基づいて第１相〜第ｎ相の電源電圧を生成する相電圧生成部と、
それぞれ第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流指令と第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流と前記第１相〜第（ｎ−１）相の電源電圧とに基づいて第１相〜第（ｎ−１）相の補償電圧指令を出力する第１〜第（ｎ−１）の電圧指令演算部と、
前記第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流指令を反転加算したものと前記第ｎ相の電源電圧とに基づいて第ｎ相の補償電圧指令を出力する第ｎの電圧指令演算部と、
前記第１相〜第（ｎ−１）相の補償電圧指令を反転加算したものと前記第ｎ相の補償電圧指令の差分に基づいて前記不平衡の度合いを表す量を算出し、当該不平衡の度合いを表す量を前記相電圧生成部に出力する不平衡検出部と、
を備える
ことを特徴とする請求項４に記載の高調波電流補償装置。
【請求項６】
前記相電圧生成部は、前記不平衡の度合いを表す量がゼロとなるように、その出力である前記第１相〜第（ｎ−１）相の電源電圧を調整することを特徴とする請求項５に記載の高調波電流補償装置。
【請求項７】
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する直流電圧検出器を備え、
前記補償制御部は、前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記直流電圧検出器により検出された前記両端電圧とに基づいて当該両端電圧を制御する電流指令値を生成する直流電圧制御部を備え、
前記補償電流指令生成部は、前記直流電圧制御部により生成された前記電流指令値と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流とに基づいて前記補償電流指令を生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項８】
前記補償電流検出部は、前記アーム部に直列に接続された各相のシャント抵抗であり、前記整流部は前記各相のシャント抵抗と前記アームから構成されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項９】
前記アーム部は、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが直列に接続してなる少なくとも３つのアームから構成され、
前記各上側のスイッチング素子および前記各下側のスイッチング素子は、それぞれダイオードを逆並列に接続して構成されたスイッチング素子であり、
前記各シャント抵抗は、それぞれ前記各下側のスイッチング素子に接続され、
前記電圧指令生成部は、前記各シャント抵抗による前記補償電流の検出のタイミングを前記上側のスイッチング素子がオン状態であり且つ前記下側のスイッチング素子がオフ状態のタイミングに同期させることを特徴とする請求項８に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１０】
前記補償電流検出部は、前記交流リアクタに流れる前記補償電流を検出する電流センサであり、
前記整流部は前記アーム部から構成されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１１】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１２】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１１に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１３】
前記負荷は空気調和機であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１】
交流電源に接続された負荷と並列に前記交流電源に接続され、前記負荷にて発生する高調波電流を補償する高調波電流補償装置であって、
スイッチング素子を直列接続して成るアームを並列に接続して構成されたアーム部と、
前記交流電源と前記アーム部の交流端子との間に挿入された交流リアクタと、
前記アーム部に流れる補償電流を検出する補償電流検出部と、
前記アーム部を含む整流部の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記負荷に供給される負荷電流を検出する負荷電流検出器と、
前記交流電源の線間電圧を検出する電源電圧検出器と、
前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記補償電流検出部により検出された前記補償電流とに基づいて前記スイッチング素子を駆動制御することにより前記高調波電流を補償制御する補償制御部と、
を備え、
前記補償制御部は、
前記負荷電流に基づいて補償電流指令を生成する補償電流指令生成部と、
前記補償電流指令と前記線間電圧と前記補償電流とに基づき、前記交流電源の不平衡状態を検出して当該不平衡状態に応じた補償電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記補償電圧指令に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、
を備える
ことを特徴とする高調波電流補償装置。
【請求項２】
前記補償電流検出部は、全相の前記補償電流を検出し、
前記負荷電流検出器は、相数よりも一相少ない数の相の前記負荷電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の高調波電流補償装置。
【請求項３】
前記電源電圧検出器は、一つの前記線間電圧を検出することを特徴とする請求項２に記載の高調波電流補償装置。
【請求項４】
前記電圧指令生成部は、前記不平衡の度合いを表す量と前記線間電圧とに基づいて前記不平衡状態に応じた各相の電源電圧を生成することにより、前記補償電圧指令を生成することを特徴とする請求項２または３に記載の高調波電流補償装置。
【請求項５】
前記交流電源はｎ（ｎは３以上の整数）相電源であり、
前記電圧指令生成部は、
前記不平衡状態の度合いを表す量と前記線間電圧とに基づいて第１相〜第ｎ相の電源電圧を生成する相電圧生成部と、
それぞれ第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流指令と第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流と前記第１相〜第（ｎ−１）相の電源電圧とに基づいて第１相〜第（ｎ−１）相の補償電圧指令を出力する第１〜第（ｎ−１）の電圧指令演算部と、
前記第１相〜第（ｎ−１）相の補償電流指令を反転加算したものと前記第ｎ相の電源電圧とに基づいて第ｎ相の補償電圧指令を出力する第ｎの電圧指令演算部と、
前記第１相〜第（ｎ−１）相の補償電圧指令を反転加算したものと前記第ｎ相の補償電圧指令の差分に基づいて前記不平衡の度合いを表す量を算出し、当該不平衡の度合いを表す量を前記相電圧生成部に出力する不平衡検出部と、
を備える
ことを特徴とする請求項４に記載の高調波電流補償装置。
【請求項６】
前記相電圧生成部は、前記不平衡の度合いを表す量がゼロとなるように、その出力である前記第１相〜第（ｎ−１）相の電源電圧を調整することを特徴とする請求項５に記載の高調波電流補償装置。
【請求項７】
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する直流電圧検出器を備え、
前記補償制御部は、前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記直流電圧検出器により検出された前記両端電圧とに基づいて当該両端電圧を制御する電流指令値を生成する直流電圧制御部を備え、
前記補償電流指令生成部は、前記直流電圧制御部により生成された前記電流指令値と前記電源電圧検出器により検出された前記線間電圧と前記負荷電流検出器により検出された前記負荷電流とに基づいて前記補償電流指令を生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項８】
前記補償電流検出部は、前記アーム部に直列に接続された各相のシャント抵抗であり、前記整流部は前記各相のシャント抵抗と前記アームから構成されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項９】
前記アーム部は、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが直列に接続してなる少なくとも３つのアームから構成され、
前記各上側のスイッチング素子および前記各下側のスイッチング素子は、それぞれダイオードを逆並列に接続して構成されたスイッチング素子であり、
前記各シャント抵抗は、それぞれ前記各下側のスイッチング素子に接続され、
前記電圧指令生成部は、前記各シャント抵抗による前記補償電流の検出のタイミングを前記上側のスイッチング素子がオン状態であり且つ前記下側のスイッチング素子がオフ状態のタイミングに同期させることを特徴とする請求項８に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１０】
前記補償電流検出部は、前記交流リアクタに流れる前記補償電流を検出する電流センサであり、
前記整流部は前記アーム部から構成されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１１】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１２】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１１に記載の高調波電流補償装置。
【請求項１３】
前記負荷は空気調和機であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の高調波電流補償装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−１４３０９４（Ｐ２０１２−１４３０９４Ａ）
【公開日】平成２４年７月２６日（２０１２．７．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５４（Ｐ２０１１−２５４）
【出願日】平成２３年１月４日（２０１１．１．４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月２６日（２０１２．７．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月４日（２０１１．１．４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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