ＡＣ−ＤＣコンバータ
【課題】電力損失の少ないＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換トランスTrと、前記電圧変換トランスTrの二次側出力を整流して直流出力とする整流ダイオードD2と、前記電圧変換トランスTrの二次側と前記整流用ダイオードD2との間に挿入したカーレントトランスCTと、前記整流用ダイードD2に並列に接続されるＦＥＴスイッチ14と、を備え、通電電流に同期したＦＥＴスイッチ14と、整流ダイードD2とを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いた。
【解決手段】ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換トランスTrと、前記電圧変換トランスTrの二次側出力を整流して直流出力とする整流ダイオードD2と、前記電圧変換トランスTrの二次側と前記整流用ダイオードD2との間に挿入したカーレントトランスCTと、前記整流用ダイードD2に並列に接続されるＦＥＴスイッチ14と、を備え、通電電流に同期したＦＥＴスイッチ14と、整流ダイードD2とを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は特定の交流電源を用いて所望の直流電圧の電源を得る電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ−ＤＣコンバータの小電力クラスではフライバック方式とも呼ばれるＲＣＣ方式のものが一般に使用されるが、家庭用交流電源から所望の直流電圧を得る際に、その交流入力と直流出力間に電力損失が発生する。この入出力間電力損失は、一般的に無駄な発熱として消費されることから、この電力損失を減らすこと、換言すれば電力変換効率を改善することは省エネルギー効果を生むだけではなく、当該コンバータ機器の小型化に極めて有効であることは言を俟たない。
【０００３】
ＡＣ−ＤＣコンバータを主要ブロック別に見ると、この電力損失は主に入力の交流電圧を直接整流して直流電圧を得る一次側整流部と、この直流電圧を高速スイッチングしトランス等を介して電圧変換する部分と、この変換された交流電圧から所望の直流電圧を得る二次側整流部と、その他の部分とのそれぞれから構成される。
【発明の開示】
【発明が解決しょうとする課題】
【０００４】
これらの部分の中でも、近年、小型化、高効率化の需要が高まるにつれ、一次側整流部及び二次側整流部に使用されるダイオードについて損失を減らすさまざまな工夫が施されているが、未だ充分なものではないのが現状である。本発明はこの中で前記二次側整流部の損失を改善しようとするものであり、不要な発熱を極度に減少させ、従来使用されてきた整流用ダイオードの放熱器を不要なものとすることを課題としている。
【問題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題は本発明によれば、ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換トランスと、前記電圧変換トランスの二次側出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードと、前記電圧変換トランスの二次側と前記整流用ダイオードとの間に挿入したカレントトランスと、前記整流用ダイオードに並列に接続されるＦＥＴスイッチと、を備え、前記カレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て前記ＦＥＴスイッチに制御信号として供給する回路を設けて前記ＦＥＴスイッチを開閉し、前記ＦＥＴスイッチのオンするタイミングは前記カレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、前記所定時間内は前記整流用ダイオード電流を出力し、前記所定時間後は前記ＦＥＴスイッチの電流を主として出力する、通電電流に同期したＦＥＴスイッチと、整流用ダイオードとを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いたことで解決される。
【０００６】
また、上記の課題は本発明によれば、前項において、カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれをＦＥＴスイッチに制御信号として供給し、電源投入時のＦＥＴスイッチの動作特性をソフトスタートするようにしたことによって解決することができる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、二次側整流部の不要な発熱を極度に減少させ、従来使用されてきた整流用ダイオードの放熱器も不要なものとし、機器を小型化することができる有利な効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明はＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータに最適なものであり、ＡＣ−ＤＣコンバータの電圧変換トランスの二次側出力と、この出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードとの間にカレントトランスを挿入し、このカレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て、整流用ダイオードに並列に接続した半導体スイッチの制御信号として供給する。半導体スイッチにはドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いＦＥＴスイッチを使用する。制御信号によって半導体スイッチを開閉し、半導体スイッチをオンするタイミングはカレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、所定時間内は整流用ダイオード電流を出力し、所定時間後は半導体スイッチの電流を主として出力する。即ち、カレントトランスＣＴを使用した本発明の方式は当初の所定時間内は整流用ダイオードに通電し、この通電電流をカレントトランスＣＴで検出し半導体スイッチを動作せしめ、所定時間後は半導体スイッチの電流を主として出力するようにする。その結果、従来方式の整流用ダイオードの通電電流は従来のものより極度に少なく、ダイオードの整流損失ならびに発熱量が大幅に改善され、ダイオードが小型のものですみ、その放熱器も不要となり、機器の小型化を図ることができる。
【０００９】
また、カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれを半導体スイッチに制御信号として供給し、電源投入時の半導体スイッチの動作特性をソフトスタートする。このようにすることで、電源投入後の半導体スイッチのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗を徐々に低くすることができるので、電源投入時の不慮の機器の損傷問題も解消することができる。
【実施例１】
【００１０】
図１（Ａ）に一般的なＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路を示すが、公知の回路であるので詳細な説明は省略する。図１（Ａ）において、１は交流１００〜２４０Ｖの商用電源に接続されるフィルター、２は整流部、Ｔは電圧変換トランス、Ｔｒはトランジスタ、Ｃはコンデンサ、４はスイッチングコントロール部であり、このスイッチングコントロール部４は後述の発光ダイオードＤ１１の出力光を受光するフォトトランジスタＴｒ１１により制御される。電圧変換トランスＴの二次側には整流用ダイオードＤ１、コンデンサＣ１が接続、また、抵抗Ｒ１を経て発光ダイオードＤ１１、３端子レギュレータＩＣ１或は電圧制御素子ＩＣ１が接続される。Ｒ２、Ｒ３は抵抗、３は直流出力電圧Ｖ０を出力するフィルターである。
【００１１】
二次側整流用ダイオードＤ１に電圧変換トランスＴの二次側出力電圧が供給され、その接続点Ａ点における電圧波形が図２（Ａ）に、通電電流波形が図２（Ｂ）に示される。この電流が二次側整流用ダイオードＤ１を通過しコンデンサＣ１に蓄積され直流出力電圧Ｖ０を得るようになっている。
【００１２】
このような一般的なＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路の電圧変換トランスＴと、共振用コンデンサＣとを有する部分共振型ＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路において、本発明では、図１（Ａ）の二次側整流用ダイオードＤ１に代えてその両端Ａ点、Ｂ点間に、図１（Ｂ）に示す回路を挿入する。
【００１３】
図１（Ａ）に示す回路の電圧変換トランスＴの二次側出力電流は図１（Ｂ）においてカレントトランスＣＴに通電され、通電電流の変化はこのカレントトランスＣＴで電圧変化としてＣ点において検出される。１１は電圧増幅部、１２は波形整形部、１３は電力増幅部である。電力増幅部１３の出力はスイッチ制御信号としてカレントトランスＣＴに接続されたＦＥＴに代表される半導体スイッチ１４（以降ＦＥＴスイッチという）に供給される。Ｄ２はＦＥＴスイッチ１４に並列に接続された整流用のダイオードである。また、Ｃ１は図１（Ａ）同様、ＦＥＴスイッチ１４と整流用のダイオードＤ２との並列接続の出力、Ｂ点に配置されるコンデンサである。なお、ＦＥＴスイッチ１４にはドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いものが使用される。
【００１４】
前記したように、図１（Ａ）に示す回路の電圧変換トランスＴの二次側出力電流は図１（Ｂ）においてカレントトランスＣＴに通電され、通電電流の変化はこのカレントトランスＣＴで電圧変化としてＣ点に検出される。その電圧波形は図２（Ｂ）の電流波形と相似であり、電圧増幅部１１において電圧増幅されたＤ点での電圧波形を図３（Ａ）に示す。そのあと、波形整形部１２、電力増幅部１３においてそれぞれ波形整形、電力増幅され、ドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いＦＥＴスイッチ１４の制御信号として供給されＦＥＴスイッチ１４を開閉する。
【００１５】
このとき、ＦＥＴスイッチ１４を開閉するタイミングはカレントトランスＣＴの通電電流開始タイミングからΔｔの時間遅らせることが必要となる。このことを、図１（Ｂ）のＦ点における電圧波形が、図３（Ｂ）の遅れタイミングである事を示す。このスイッチング遅れ時間は波形整形部等で容易に実現することができる。
【００１６】
遅れ時間Δｔを経過した後はＦＥＴスイッチ１４がオンし、この低いオン抵抗により殆どの通電電流はダイオードＤ２を避け、ＦＥＴスイッチ１４に集中することから、図４（Ｂ）に示すように一気にＦＥＴスイッチ１４に通電電流が流れる。
【００１７】
以上のことから、カレントトランスＣＴを使用した本発明の方式は当初のタイミング期間Δｔは整流ダイオードＤ２に通電し、この通電電流をカレントトランスＣＴで検出しＦＥＴスイッチ１４を動作せしめることになる。以下、この方式をハイブリッド整流方式と呼称する。
【００１８】
その結果、図２（Ｂ）と図４（Ａ）を対比して明らかなように、従来方式の整流用ダイオードＤ１の通電電流よりハイブリッド整流方式に供される整流用ダイオードＤ２の通電電流が極度に少なく、ダイオードの整流損失ならびに発熱量が大幅に改善され、ダイオードの放熱器も不要となり、機器の小型化を図ることができる。又、半導体スイッチとして使用するＦＥＴは、そのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗が極めて低い素子を容易に選択使用することが可能であり、ＦＥＴ自体の発熱量も極めて少ない。
【００１９】
また、本実施例では正極性整流タイプで記述したが、もちろん負極性整流タイプでも同様の効果が期待できる。整流ダイオードＤ２はＦＥＴに内蔵されている保護用ダイオードを利用することも可能である。又、通常使用されているＲＣＣ方式ＰＷＭ型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいても当該ハイブリッド型整流方式を利用することが可能である。
【００２０】
次に、ＡＣ−ＤＣコンバータの電源投入時の動作の安定化について説明する。一般にＡＣ−ＤＣコンバータでは定格電圧、定格電流を超えて過大な出力電流を引き出そうとすると過大な発熱が生じ機器の不慮の損焼等を起こすことがある。これを防止するために出力過電流防止策が講じられ、過負荷時の瞬断回路機能や電圧電流垂下特性機能等が用いられる。一例として図５に出力の過電流に対してフの字特性を有する電圧電流垂下特性を伴う出力特性を示した。
【００２１】
同図中、Ａ点は定格出力電圧、出力電流を示す。定格領域を超えて過大な出力電流を引き出そうとすると、動作はＡ点からＢ点に向かい、垂下領域に入り、より一層出力電流を引き出そうとするとやがてＣ点に移動する。また、電源投入時には一般にＯ→Ｄ→Ａの動作軌跡を描いて定格出力動作点Ａ点に到達する。
【００２２】
本発明のハイブリッド整流方式では、前記したように電源投入時においても図１（Ｂ）に示したカレントトランスＣＴは通電電流を検出し速やかにＦＥＴスイッチ１４を動作させる。
【００２３】
この結果、図５に示す電源投入後にＯ→Ｄ点に到達した時点でダイオード通過電流が導通インピーダンスの低いＦＥＴスイッチ１４に切り替わるため一瞬過大な通電電流が流れ、動作軌跡がＤ→Ａ点に到らず、Ｄ→Ａ′点に向かい、Ｄ→Ｂ点に至り定格出力点Ａに到達しないことがある。
【００２４】
これを回避する方法の一つはＡ′を抱含したＡ→Ａ′→Ｂ′点を含む垂下特性に拡大することであるが、このことは出力過電流保護特性上好ましくない。
【００２５】
そこで本発明では図１（Ｂ）に示すソフトスタート１５機能を採用することとした。
【００２６】
図６は電源投入時のソフトスタート回路の主要部を示す。
【００２７】
電源投入後、整流ダイオードＤ２の通電電流によりコンデンサＣ１に蓄積されたＢ点の直流電圧は上昇し図５のＯ→Ｄ点に到達する。Ｄ点の電圧は図６のコンデンサＣ６１、抵抗Ｒ６１とツェナーダイオードＤ６１で構成する遅延時定数回路に依存するが、Ｄ点を通過するとＴｒ１は動作を開始しその電圧増幅度は徐々に増加し図７（Ａ）に示すようにＦＥＴスイッチの制御信号もそれに伴い徐々に増加することになる。
【００２８】
一般的なＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間のＯＮ抵抗ＲＤＳのゲートソース間電圧ＶＧＳ依存特性を図７（Ｂ）に示す。
【００２９】
図７（Ａ）、（Ｂ）から明らかなように電源投入後図５のＯ→Ｄ点以降はＦＥＴスイッチ１４のドレイン−ソース間ＯＮ抵抗が徐々に低くなることでソフトスタートを実現し、Ｏ→Ｄ→Ａ点の動作軌跡を安定的に得ることができるので、電源投入時の問題も解消できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】（Ａ）は従来の、ＲＣＣ方式コンバータの主要部をブロック図とした回路図、（Ｂ）は本発明の実施例として、その一部をブロック図とした回路図である。
【図２】（Ａ）、（Ｂ）は、電圧変換トランスの二次側出力電圧波形と電流波形である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）は、同期整流部制御信号の電圧増幅波形とＦＥＴスイッチの制御信号である。
【図４】（Ａ）、（Ｂ）は、ハイブリッド整流電流のダイオードＤ２通電電流とＦＥＴスイッチの通電電流である。
【図５】直流出力特性である。
【図６】ソフトスタート回路例である。
【図７】（Ａ）、（Ｂ）は、ハイブリッド整流ソフトスタート図とＦＥＴのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗特性である。
【符号の説明】
【００３１】
１ フィルター
２ 整流部
３ フィルター
４ スイッチングコントロール部
１１ 電圧増幅部
１２ 波形整形部
１３ 電力増幅部
１４ ＦＥＴスイッチ
１５ ソフトスタート部
Ｔ 電圧変換トランス
ＣＴ カレントトランス
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は特定の交流電源を用いて所望の直流電圧の電源を得る電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ−ＤＣコンバータの小電力クラスではフライバック方式とも呼ばれるＲＣＣ方式のものが一般に使用されるが、家庭用交流電源から所望の直流電圧を得る際に、その交流入力と直流出力間に電力損失が発生する。この入出力間電力損失は、一般的に無駄な発熱として消費されることから、この電力損失を減らすこと、換言すれば電力変換効率を改善することは省エネルギー効果を生むだけではなく、当該コンバータ機器の小型化に極めて有効であることは言を俟たない。
【０００３】
ＡＣ−ＤＣコンバータを主要ブロック別に見ると、この電力損失は主に入力の交流電圧を直接整流して直流電圧を得る一次側整流部と、この直流電圧を高速スイッチングしトランス等を介して電圧変換する部分と、この変換された交流電圧から所望の直流電圧を得る二次側整流部と、その他の部分とのそれぞれから構成される。
【発明の開示】
【発明が解決しょうとする課題】
【０００４】
これらの部分の中でも、近年、小型化、高効率化の需要が高まるにつれ、一次側整流部及び二次側整流部に使用されるダイオードについて損失を減らすさまざまな工夫が施されているが、未だ充分なものではないのが現状である。本発明はこの中で前記二次側整流部の損失を改善しようとするものであり、不要な発熱を極度に減少させ、従来使用されてきた整流用ダイオードの放熱器を不要なものとすることを課題としている。
【問題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題は本発明によれば、ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換トランスと、前記電圧変換トランスの二次側出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードと、前記電圧変換トランスの二次側と前記整流用ダイオードとの間に挿入したカレントトランスと、前記整流用ダイオードに並列に接続されるＦＥＴスイッチと、を備え、前記カレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て前記ＦＥＴスイッチに制御信号として供給する回路を設けて前記ＦＥＴスイッチを開閉し、前記ＦＥＴスイッチのオンするタイミングは前記カレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、前記所定時間内は前記整流用ダイオード電流を出力し、前記所定時間後は前記ＦＥＴスイッチの電流を主として出力する、通電電流に同期したＦＥＴスイッチと、整流用ダイオードとを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いたことで解決される。
【０００６】
また、上記の課題は本発明によれば、前項において、カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれをＦＥＴスイッチに制御信号として供給し、電源投入時のＦＥＴスイッチの動作特性をソフトスタートするようにしたことによって解決することができる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、二次側整流部の不要な発熱を極度に減少させ、従来使用されてきた整流用ダイオードの放熱器も不要なものとし、機器を小型化することができる有利な効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明はＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータに最適なものであり、ＡＣ−ＤＣコンバータの電圧変換トランスの二次側出力と、この出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードとの間にカレントトランスを挿入し、このカレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て、整流用ダイオードに並列に接続した半導体スイッチの制御信号として供給する。半導体スイッチにはドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いＦＥＴスイッチを使用する。制御信号によって半導体スイッチを開閉し、半導体スイッチをオンするタイミングはカレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、所定時間内は整流用ダイオード電流を出力し、所定時間後は半導体スイッチの電流を主として出力する。即ち、カレントトランスＣＴを使用した本発明の方式は当初の所定時間内は整流用ダイオードに通電し、この通電電流をカレントトランスＣＴで検出し半導体スイッチを動作せしめ、所定時間後は半導体スイッチの電流を主として出力するようにする。その結果、従来方式の整流用ダイオードの通電電流は従来のものより極度に少なく、ダイオードの整流損失ならびに発熱量が大幅に改善され、ダイオードが小型のものですみ、その放熱器も不要となり、機器の小型化を図ることができる。
【０００９】
また、カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれを半導体スイッチに制御信号として供給し、電源投入時の半導体スイッチの動作特性をソフトスタートする。このようにすることで、電源投入後の半導体スイッチのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗を徐々に低くすることができるので、電源投入時の不慮の機器の損傷問題も解消することができる。
【実施例１】
【００１０】
図１（Ａ）に一般的なＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路を示すが、公知の回路であるので詳細な説明は省略する。図１（Ａ）において、１は交流１００〜２４０Ｖの商用電源に接続されるフィルター、２は整流部、Ｔは電圧変換トランス、Ｔｒはトランジスタ、Ｃはコンデンサ、４はスイッチングコントロール部であり、このスイッチングコントロール部４は後述の発光ダイオードＤ１１の出力光を受光するフォトトランジスタＴｒ１１により制御される。電圧変換トランスＴの二次側には整流用ダイオードＤ１、コンデンサＣ１が接続、また、抵抗Ｒ１を経て発光ダイオードＤ１１、３端子レギュレータＩＣ１或は電圧制御素子ＩＣ１が接続される。Ｒ２、Ｒ３は抵抗、３は直流出力電圧Ｖ０を出力するフィルターである。
【００１１】
二次側整流用ダイオードＤ１に電圧変換トランスＴの二次側出力電圧が供給され、その接続点Ａ点における電圧波形が図２（Ａ）に、通電電流波形が図２（Ｂ）に示される。この電流が二次側整流用ダイオードＤ１を通過しコンデンサＣ１に蓄積され直流出力電圧Ｖ０を得るようになっている。
【００１２】
このような一般的なＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路の電圧変換トランスＴと、共振用コンデンサＣとを有する部分共振型ＲＣＣ方式ＡＣ−ＤＣコンバータ回路において、本発明では、図１（Ａ）の二次側整流用ダイオードＤ１に代えてその両端Ａ点、Ｂ点間に、図１（Ｂ）に示す回路を挿入する。
【００１３】
図１（Ａ）に示す回路の電圧変換トランスＴの二次側出力電流は図１（Ｂ）においてカレントトランスＣＴに通電され、通電電流の変化はこのカレントトランスＣＴで電圧変化としてＣ点において検出される。１１は電圧増幅部、１２は波形整形部、１３は電力増幅部である。電力増幅部１３の出力はスイッチ制御信号としてカレントトランスＣＴに接続されたＦＥＴに代表される半導体スイッチ１４（以降ＦＥＴスイッチという）に供給される。Ｄ２はＦＥＴスイッチ１４に並列に接続された整流用のダイオードである。また、Ｃ１は図１（Ａ）同様、ＦＥＴスイッチ１４と整流用のダイオードＤ２との並列接続の出力、Ｂ点に配置されるコンデンサである。なお、ＦＥＴスイッチ１４にはドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いものが使用される。
【００１４】
前記したように、図１（Ａ）に示す回路の電圧変換トランスＴの二次側出力電流は図１（Ｂ）においてカレントトランスＣＴに通電され、通電電流の変化はこのカレントトランスＣＴで電圧変化としてＣ点に検出される。その電圧波形は図２（Ｂ）の電流波形と相似であり、電圧増幅部１１において電圧増幅されたＤ点での電圧波形を図３（Ａ）に示す。そのあと、波形整形部１２、電力増幅部１３においてそれぞれ波形整形、電力増幅され、ドレイン−ソース間ＯＮ抵抗の低いＦＥＴスイッチ１４の制御信号として供給されＦＥＴスイッチ１４を開閉する。
【００１５】
このとき、ＦＥＴスイッチ１４を開閉するタイミングはカレントトランスＣＴの通電電流開始タイミングからΔｔの時間遅らせることが必要となる。このことを、図１（Ｂ）のＦ点における電圧波形が、図３（Ｂ）の遅れタイミングである事を示す。このスイッチング遅れ時間は波形整形部等で容易に実現することができる。
【００１６】
遅れ時間Δｔを経過した後はＦＥＴスイッチ１４がオンし、この低いオン抵抗により殆どの通電電流はダイオードＤ２を避け、ＦＥＴスイッチ１４に集中することから、図４（Ｂ）に示すように一気にＦＥＴスイッチ１４に通電電流が流れる。
【００１７】
以上のことから、カレントトランスＣＴを使用した本発明の方式は当初のタイミング期間Δｔは整流ダイオードＤ２に通電し、この通電電流をカレントトランスＣＴで検出しＦＥＴスイッチ１４を動作せしめることになる。以下、この方式をハイブリッド整流方式と呼称する。
【００１８】
その結果、図２（Ｂ）と図４（Ａ）を対比して明らかなように、従来方式の整流用ダイオードＤ１の通電電流よりハイブリッド整流方式に供される整流用ダイオードＤ２の通電電流が極度に少なく、ダイオードの整流損失ならびに発熱量が大幅に改善され、ダイオードの放熱器も不要となり、機器の小型化を図ることができる。又、半導体スイッチとして使用するＦＥＴは、そのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗が極めて低い素子を容易に選択使用することが可能であり、ＦＥＴ自体の発熱量も極めて少ない。
【００１９】
また、本実施例では正極性整流タイプで記述したが、もちろん負極性整流タイプでも同様の効果が期待できる。整流ダイオードＤ２はＦＥＴに内蔵されている保護用ダイオードを利用することも可能である。又、通常使用されているＲＣＣ方式ＰＷＭ型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいても当該ハイブリッド型整流方式を利用することが可能である。
【００２０】
次に、ＡＣ−ＤＣコンバータの電源投入時の動作の安定化について説明する。一般にＡＣ−ＤＣコンバータでは定格電圧、定格電流を超えて過大な出力電流を引き出そうとすると過大な発熱が生じ機器の不慮の損焼等を起こすことがある。これを防止するために出力過電流防止策が講じられ、過負荷時の瞬断回路機能や電圧電流垂下特性機能等が用いられる。一例として図５に出力の過電流に対してフの字特性を有する電圧電流垂下特性を伴う出力特性を示した。
【００２１】
同図中、Ａ点は定格出力電圧、出力電流を示す。定格領域を超えて過大な出力電流を引き出そうとすると、動作はＡ点からＢ点に向かい、垂下領域に入り、より一層出力電流を引き出そうとするとやがてＣ点に移動する。また、電源投入時には一般にＯ→Ｄ→Ａの動作軌跡を描いて定格出力動作点Ａ点に到達する。
【００２２】
本発明のハイブリッド整流方式では、前記したように電源投入時においても図１（Ｂ）に示したカレントトランスＣＴは通電電流を検出し速やかにＦＥＴスイッチ１４を動作させる。
【００２３】
この結果、図５に示す電源投入後にＯ→Ｄ点に到達した時点でダイオード通過電流が導通インピーダンスの低いＦＥＴスイッチ１４に切り替わるため一瞬過大な通電電流が流れ、動作軌跡がＤ→Ａ点に到らず、Ｄ→Ａ′点に向かい、Ｄ→Ｂ点に至り定格出力点Ａに到達しないことがある。
【００２４】
これを回避する方法の一つはＡ′を抱含したＡ→Ａ′→Ｂ′点を含む垂下特性に拡大することであるが、このことは出力過電流保護特性上好ましくない。
【００２５】
そこで本発明では図１（Ｂ）に示すソフトスタート１５機能を採用することとした。
【００２６】
図６は電源投入時のソフトスタート回路の主要部を示す。
【００２７】
電源投入後、整流ダイオードＤ２の通電電流によりコンデンサＣ１に蓄積されたＢ点の直流電圧は上昇し図５のＯ→Ｄ点に到達する。Ｄ点の電圧は図６のコンデンサＣ６１、抵抗Ｒ６１とツェナーダイオードＤ６１で構成する遅延時定数回路に依存するが、Ｄ点を通過するとＴｒ１は動作を開始しその電圧増幅度は徐々に増加し図７（Ａ）に示すようにＦＥＴスイッチの制御信号もそれに伴い徐々に増加することになる。
【００２８】
一般的なＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間のＯＮ抵抗ＲＤＳのゲートソース間電圧ＶＧＳ依存特性を図７（Ｂ）に示す。
【００２９】
図７（Ａ）、（Ｂ）から明らかなように電源投入後図５のＯ→Ｄ点以降はＦＥＴスイッチ１４のドレイン−ソース間ＯＮ抵抗が徐々に低くなることでソフトスタートを実現し、Ｏ→Ｄ→Ａ点の動作軌跡を安定的に得ることができるので、電源投入時の問題も解消できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】（Ａ）は従来の、ＲＣＣ方式コンバータの主要部をブロック図とした回路図、（Ｂ）は本発明の実施例として、その一部をブロック図とした回路図である。
【図２】（Ａ）、（Ｂ）は、電圧変換トランスの二次側出力電圧波形と電流波形である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）は、同期整流部制御信号の電圧増幅波形とＦＥＴスイッチの制御信号である。
【図４】（Ａ）、（Ｂ）は、ハイブリッド整流電流のダイオードＤ２通電電流とＦＥＴスイッチの通電電流である。
【図５】直流出力特性である。
【図６】ソフトスタート回路例である。
【図７】（Ａ）、（Ｂ）は、ハイブリッド整流ソフトスタート図とＦＥＴのドレイン−ソース間ＯＮ抵抗特性である。
【符号の説明】
【００３１】
１ フィルター
２ 整流部
３ フィルター
４ スイッチングコントロール部
１１ 電圧増幅部
１２ 波形整形部
１３ 電力増幅部
１４ ＦＥＴスイッチ
１５ ソフトスタート部
Ｔ 電圧変換トランス
ＣＴ カレントトランス
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電圧変換トランスと、
前記電圧変換トランスの二次側出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードと、
前記電圧変換トランスの二次側と前記整流用ダイオードとの間に挿入したカレントトランスと、
前記整流用ダイオードに並列に接続されるＦＥＴスイッチと、を備え、
前記カレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て前記ＦＥＴスイッチに制御信号として供給する回路を設けて前記ＦＥＴスイッチを開閉し、
前記ＦＥＴスイッチのオンするタイミングは前記カレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、
前記所定時間内は前記整流用ダイオード電流を出力し、前記所定時間後は前記ＦＥＴスイッチの電流を主として出力する、
通電電流に同期したＦＥＴスイッチと、整流用ダイオードとを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ
【請求項２】
カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれをＦＥＴスイッチに制御信号として供給し、電源投入時のＦＥＴスイッチの動作特性をソフトスタートするようにしたことを特徴とする請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
ＲＣＣ方式によるＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電圧変換トランスと、
前記電圧変換トランスの二次側出力を整流して直流出力とする整流用ダイオードと、
前記電圧変換トランスの二次側と前記整流用ダイオードとの間に挿入したカレントトランスと、
前記整流用ダイオードに並列に接続されるＦＥＴスイッチと、を備え、
前記カレントトランスの検出する電流変化を電圧増幅部、波形整形部を経て前記ＦＥＴスイッチに制御信号として供給する回路を設けて前記ＦＥＴスイッチを開閉し、
前記ＦＥＴスイッチのオンするタイミングは前記カレントトランス通電開始から所定時間遅れるように設定し、
前記所定時間内は前記整流用ダイオード電流を出力し、前記所定時間後は前記ＦＥＴスイッチの電流を主として出力する、
通電電流に同期したＦＥＴスイッチと、整流用ダイオードとを混成的に併用することからなるハイブリッド整流方式を用いたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ
【請求項２】
カレントトランスの検出する電流変化を増幅する電圧増幅部には遅延時定数回路とトランジスタとを配置して一定電圧以上からの電圧増幅度を徐々に上昇させるようにしてこれをＦＥＴスイッチに制御信号として供給し、電源投入時のＦＥＴスイッチの動作特性をソフトスタートするようにしたことを特徴とする請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図１】
【図２】
【図５】
【図６】
【図７】
【図７】
【図１】
【図２】
【図５】
【図６】
【図７】
【図７】
【公開番号】特開２００６−３０４５８２（Ｐ２００６−３０４５８２Ａ）
【公開日】平成１８年１１月２日（２００６．１１．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１５８００９（Ｐ２００５−１５８００９）
【出願日】平成１７年４月１５日（２００５．４．１５）
【出願人】（３９００２２４３７）株式会社テーケィアール (10)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１１月２日（２００６．１１．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年４月１５日（２００５．４．１５）
【出願人】（３９００２２４３７）株式会社テーケィアール (10)
【Ｆターム（参考）】
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