ＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機
【課題】マクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、復号後ビット誤り率を低減する。
【解決手段】ＯＦＤＭ送信機は、通信路符号化されたビット列を変調して得られる変調信号に系列長Ｌの符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するデータ信号生成部、パイロット信号生成部、パイロット信号とデータ信号をパイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てる割り当て部、信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるようにパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、サブキャリアグループ毎に定められた複素数値をパイロット信号及びデータ信号に乗じる乗算部、及び複素数値が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部を有する。
【解決手段】ＯＦＤＭ送信機は、通信路符号化されたビット列を変調して得られる変調信号に系列長Ｌの符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するデータ信号生成部、パイロット信号生成部、パイロット信号とデータ信号をパイロットサブキャリアとデータサブキャリアに割り当てる割り当て部、信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるようにパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、サブキャリアグループ毎に定められた複素数値をパイロット信号及びデータ信号に乗じる乗算部、及び複素数値が乗じられたパイロット信号とデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を送信する方法とＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の送信機から同じパイロット信号及びデータ信号を同じキャリア周波数で送信し、これらを受信機で合成して受信することにより所要の利得を得るマクロダイバーシティ受信技術が知られている。非特許文献１には、マクロダイバーシティ受信を適用する信号と適用しない信号が混在するＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、マクロダイバーシティを実施するためのフレーム構成を開示している。
【０００３】
非特許文献１に記載されたフレーム構成では、パイロット信号についてのみ、送信機毎に定められたスクランブリングパターンを用いてスクランブルを行う。データ信号については、スクランブルを行わない。スクランブリングパターンは、互いに直交もしくは擬似直交の関係になるように設定される。このフレーム構成によると、パイロット信号は他の送信機から送信される信号と直交化または擬似直交化されていることで、受信機側において他の送信機からの信号と分離することができる。従って、マクロダイバーシティ受信を適用しない信号に対するチャネル応答の推定のために当該パイロット信号を用いることができる。
【非特許文献１】“MBMS transmission in E-UTRA”, LG Electronics，[online]，平成17年12月16日，［平成17年12月20日検索］，インターネット＜URL: http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_43/Docs/R1-051300.zip＞
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
非特許文献１に示されるフレーム構成で送信された信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、２段階の処理が必要になる。第１段階では、パイロット信号にかけられているスクランブリングパターンが各送信機間で直交もしくは擬似直交の関係にあることを利用して、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する。第２段階では、個別に推定した各チャネル応答の和を用いて、受信したデータ信号が受けているチャネル歪みを補償するための等化、すなわちチャネル等化を行う。このようにして、各送信機から各チャネルを経て受信機に達するデータ信号に対してチャネル等化を行うことができる。
【０００５】
非特許文献１に示されるフレーム構成の信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する必要がある。すなわち、本来であればマクロダイバーシティ受信におけるチャネル等化には各チャネル応答の和だけが必要であるにもかかわらず、非特許文献１では各チャネル応答を個別に求める必要がある。このために計算量が増加する。
【０００６】
一方、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、スクランブリングパターンが送信機間で互いに直交もしくは擬似直交関係にあることを利用して他チャネルのチャネル応答を打ち消すことによって、所望チャネルのチャネル応答のみを取り出す。しかしながらチャネル歪みにより直交性もしくは擬似直交性が弱められてしまい、他のチャネル応答を打ち消す効果が小さくなってしまう場合がある。そのような場合、他のチャネル応答は所望のチャネル応答に干渉として重畳されるため、所望のチャネル応答の推定精度が劣化する。
【０００７】
さらに、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、受信信号に含まれる全てのスクランブリングパターンを受信機が過不足なく認識している必要がある。スクランブリングパターンの一部を受信機が認識しなかった場合、各スクランブリングパターンに対応する、送信機から受信機までのチャネル応答を推定することができないため、受信性能が劣化する。また、受信信号に含まれていないスクランブリングパターンを受信機が誤って認識していた場合、この誤って認識されたスクランブリングパターンによって生成されるチャネル応答の推定値は干渉しか含まないため、やはり受信性能を劣化させてしまう。受信機側でスクランブリングパターンを過不足なく認識するためには、受信機側でどのスクランブリングパターンに対応する信号が受信されているのかという情報を制御する必要があるため、受信機側の制御が複雑になる。
【０００８】
このように非特許文献１に示される従来の構成で送信された信号を受信機側でマクロダイバーシティ受信しようとした場合に、計算量の増加、干渉によるチャネル推定精度の劣化及び制御の複雑化といった問題があった。また、従来では通信路符号化を適用した場合の復号後のビット誤り率を低減したいという要望があった。
【０００９】
従って、本発明は受信機側でマクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、さらに制御が簡単なＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
また、本発明は受信側で復号前の信号のバースト誤りの発生を低減でき、復号後に良好なビット誤り率特性が得られるＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一観点によると、ビット列を通信路符号化して符号化ビット列を生成するステップと；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成するステップと；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するステップと；パイロット信号を生成するステップと；前記パイロット信号及び前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアに割り当てるステップと；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；を具備する複数の送信機からのＯＦＤＭ信号の送信方法を提供する。
【００１２】
本発明の他の観点によると、ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する符号乗算器と；パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機を提供する。
【００１３】
本発明のさらに別の観点によると、ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行って該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する時空間符号化器と；パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機を提供する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によると、復号後のビット誤り率特性を改善できる。さらに、本発明によると変調信号に符号を乗じる場合に、サブキャリアグループの時間区間では受信機側で全チャネルのチャネル応答を個別に求めることなく、全チャネルのチャネル応答の和を求めることを可能とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
（無線通信システム）
図１に示されるように、本発明の一実施形態に係る無線通信システムは複数（Ｎ）のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎと、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから異なるチャネル（伝搬路）を経て送信されてくるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機２０を含む。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々は、ＯＦＤＭ信号を送信する。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、全て異なる場所に設置されている必要は必ずしもなく、幾つかが同じ場所に設置されてもよい。例えば、２つのＯＦＤＭ送信機が一つの無線通信装置の中に含まれてもよい。それらの場合、ＯＦＤＭ送信機の構成要素の一部である後述するサブキャリア割り当て部やサブキャリアグループ設定部のような、送信機間で共通の要素については、複数のＯＦＤＭ送信機で共用してもよい。
【００１６】
（送信機）
図２は、一つのＯＦＤＭ送信機の構成を示している。図３は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３によるサブキャリアの割り当て及びサブキャリアグループ設定部１０４によるサブキャリアグループの設定の様子を示している。図３においては、横の時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボルが配置され、縦の周波数軸に沿って各ＯＦＤＭシンボルを形成する複数のサブキャリアが配置される。周波数軸に沿って記載された１，２，・・・，Ｍはサブキャリア番号を表す。時間軸に沿って記載された１，２，・・・はＯＦＤＭシンボル番号を表す。
【００１７】
図２において、パイロット信号生成部１０１はパイロット信号の元となるビット列に対して、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）のようなディジタル変調を施すことによって、パイロット信号を生成する。同様に、データ信号生成部１０２はデータ信号の元となるビット列にＱＰＳＫのようなディジタル変調を施すことによって、データ信号を生成する。パイロット信号及びデータ信号は、いずれも複素数値で表される。なお、パイロット信号は例えばチャネル推定（チャネル応答の推定）に用いられる。パイロット信号は、タイミング同期や周波数同期に用いてもよい。以下の実施形態では、パイロット信号をチャネル推定に用いた場合について説明をしている。
【００１８】
生成されたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリア割り当て部１０３によって対応するサブキャリア、すなわちパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。「信号をサブキャリアに割り当てる」とは、複素数値で表される信号に対して、対応するサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。例えば、図３中のデータ信号３００には（３，L−２）というサブキャリアインデックスが付加される。
【００１９】
サブキャリア割り当て部１０３によってパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリアグループ設定部１０４に入力される。サブキャリアグループ設定部１０４は、パイロット信号が割り当てられる少なくとも１つ以上のパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる１つ以上のデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。図３の例では、複数（Ｍ）のサブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍが設定される。「サブキャリアグループを設定する」とは、サブキャリアインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号にインデックス（グループインデックスという）を付加することを意味している。いずれのサブキャリアグループにも属さない信号には、グループインデックスは付加されない。
【００２０】
ここで、図１中のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、サブキャリアグループ設定部１０４によって送信機間で同一の少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。すなわち、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々のサブキャリア設定部１０４が設定するサブキャリアグループのうち、少なくとも一つは共通である。共通のサブキャリアグループでは、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nに共通のパイロット信号及び共通のデータ信号がパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。
【００２１】
サブキャリアグループ設定部１０４によってサブキャリアグループが設定された信号１２１、すなわちグループインデックスが付加されたパイロット信号（第１パイロット信号）及びデータ信号（第１データ信号）は、複素数値乗算部１０５を経てＯＦＤＭ変調器である逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１０６に入力される。サブキャリアグループが設定されない信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号（第２パイロット信号）及びデータ信号（第２データ信号）は、直接ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００２２】
複素数値乗算部１０５は、グループインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号に対して、グループインデックスが等しいパイロット信号及びデータ信号毎に定められた複素数値系列を乗じる。図３の例では、サブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍに対して、それぞれ一つの複素数値Ｒ［１］，Ｒ［２］，・・・，Ｒ［Ｍ］が乗じられる。サブキャリアグループ毎に定められた複素数値系列の複素数値は、絶対値が全て同じでもよい。絶対値を同じにすることにより、サブキャリアグループ間で電力差が生じることを回避できる。ここで、複素数値は実数値を包含しており、例えば±１のような実数値であってもよい。複素数値系列が乗じられたパイロット信号及びデータ信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００２３】
ＩＦＦＴユニット１０６は、サブキャリアグループ設定部１０４及び複素数値乗算部１０５から入力された信号に対してＯＦＤＭ変調を施すことにより、複数のＯＦＤＭシンボルの系列であるＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＩＦＦＴユニット１０６は周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することによってＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号は、ＧＩ付加部１０７によってガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータ及び電力増幅器などを含む無線送信部１０８によって無線（ＲＦ）信号に変換され、アンテナ１０９から送信される。ＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さは、後述するようにサブキャリアグループ設定部２０５からの指示に従って設定される。
【００２４】
（受信機）
次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ受信機２０について説明する。図４は、ＯＦＤＭ受信機２０のマクロダイバーシティ受信に関わる構成を示している。アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線受信部２０２によってベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＧＩ除去部２０３によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０４により時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット２０４からの出力信号は、信号分離部２０５に入力される。
【００２５】
信号分離部２０５は、サブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられているパイロット信号２２１及びデータ信号２２２を分離する。分離されたパイロット信号２２１はチャネル推定部２０６に入力され、データ信号２２２はチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６は、サブキャリアグループ毎にパイロット信号２２１の平均化または補間を行うことによりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。チャネル等化部２０７は、チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いてデータ信号２２２に対してチャネル等化を行う。チャネル等化後のデータ信号は復調部２０８によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００２６】
（チャネル推定）
次に、チャネル推定部２０６の動作をさらに詳細に説明する。説明の簡単のため、サブキャリアグループの時間方向及び周波数方向の幅は、チャネルの時間方向及び周波数方向の変動周期に比べてそれぞれ十分小さいと仮定する。この場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に対するチャネル応答は、ほぼ一定とみなすことができる。図２で説明したように、サブキャリアグループ設定部１０４によって設定されたサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられた全てのパイロット信号及びデータ信号には、複素数値乗算部１０５によってサブキャリアグループ毎に定められた複素数値が乗じられている。複素数値をＲとし、チャネル応答をＨとすると、同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、Ｈ＊Ｒで表される歪みを共通に受ける。これは結果として、ＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号がＨ＊Ｒで表されるチャネル応答を受けることと等価であるとみなすことができる。
【００２７】
すなわち、ＯＦＤＭ受信機２０では各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nから同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号が、それぞれ異なる複素数値が乗じられた後に送信される場合においても、複素数値が乗じられずに送信される場合と同様に扱うことができる。従って、チャネル推定部２０６ではＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nにおいて乗じられた複素数値によらず、受信したパイロット信号を元のパイロット信号で除することによりチャネル推定値を求めることができる。元のパイロット信号はＯＦＤＭ受信機において既知の信号である。
【００２８】
サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが存在する場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除した値を平均化することにより、精度の高いチャネル推定値を求めることができる。さらに、サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが離れて配置されている場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除して得られる値を用いて補間を行うことにより、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。
【００２９】
サブキャリアグループ内のあるデータサブキャリアに対するチャネル推定及びチャネル等化のプロセスについて、数式を用いて説明する。以下の説明では、あるデータ信号をＤ、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をＰ、ｎ番目のＯＦＤＭ送信機１ｎにおいて当該サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号に乗じられている複素数値をＲｎとする。
【００３０】
また、説明の簡単のためサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号及びデータ信号が受けるチャネル歪みは一定とみなすことができるとし、ＯＦＤＭ送信機１ｎからＯＦＤＭ受信機２０までのチャネルのチャネル歪みをＨnと表すことにする。
【００３１】
この場合、ＯＦＤＭ送信機１ｎから送信されるパイロット信号及びデータ信号は、それぞれＰ・Ｒn及びＤ・Ｒnで与えられる。Ｐ・Ｒn及びＤ・Ｒnは、チャネル歪みを受けた後ＯＦＤＭ受信機２０のアンテナ２０１によって合成されるので、受信されるパイロット信号Ｐrxは次式で表される。
【数１】
【００３２】
ただし、ＮはＯＦＤＭ送信機の数を表す。
【００３３】
一方、受信されるデータ信号Ｄrxは次式で表される。
【数２】
【００３４】
この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号Ｐrxの逆数及び既知である元のパイロット信号Ｐをデータ信号Ｄrxに乗じることにより、データ信号Ｄを復元することができる。
【数３】
【００３５】
一方、非特許文献１に示される方法によれば、送信機においてデータ信号に対しては複素数値が乗じられない。そのため、受信されるパイロット信号Ｐrxは
【数４】
【００３６】
となり、受信されるデータ信号Ｄrxは
【数５】
【００３７】
となる。この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号の逆数とＰをデータ信号に乗じても、元のデータ信号Ｄは復元されないことは明らかである。
【数６】
【００３８】
元のデータ信号Ｄを復元するためには、Ｈnをそれぞれ個別に推定した上で
【数７】
【００３９】
を算出するプロセスが必要になる。前述の通り、Ｈnをそれぞれ個別に推定する処理においては干渉が重畳される場合があり、チャネル推定値の精度が劣化してしまう。
【００４０】
以上では受信したパイロット信号の逆数とＰを受信したデータ信号に乗じることで、元のデータ信号を復元する方法について説明したが、これ以外にも次のような方法がある。Ｈcombを
【数８】
【００４１】
と置くと、Ｈcombの複素共役とＨcombの絶対値の逆数を受信したデータ信号に乗じることで、次式のようにデータ信号を復元することができる。
【数９】
【００４２】
ただし、この場合は振幅が｜Ｈcomb｜だけずれるので、復調する際に比較を行う変調点についても｜Ｈcomb｜だけずらす必要がある。
【００４３】
以上述べたように、本実施形態によればＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから送信される信号に対してＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行う場合、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ受信機２０までの各チャネル応答を個別に推定する必要がないために計算量が減少する。すなわち、数式（３）に示されるように、受信したパイロット信号Ｄrxに対して受信したパイロット信号Ｐの逆数及び元のパイロット信号Ｐを乗じるだけで元のデータ信号Ｄを復元することができる。また、各チャネル応答を個別に推定する際には生じる干渉の問題も回避することができる。さらに、各チャネル応答を個別に推定するためのスクランブリングパターンの管理を制御する必要がなくなる。
【００４４】
（サブキャリアグループ以外の処理）
次に、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機の他の例について説明する。図５に示されるＯＦＤＭ送信機では、図２に示したＯＦＤＭ送信機に対してスクランブル部１１０が追加されている。スクランブル部１１０は、サブキャリアグループ設定部１０４により設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号及びデータ信号に対して、ＯＦＤＭ送信機毎に異なるスクランブリングパターンによりスクランブルを施す。スクランブルが施された信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００４５】
図６は、図５に対応するＯＦＤＭ受信機であり、図４に示したＯＦＤＭ受信機に対してデスクランブル部２１０と第２のチャネル推定部２１１及び第２のチャネル等化部２１２が追加されている。サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、図４に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、これによってデータ信号の元となるビット列が再生される。
【００４６】
一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。
【００４７】
チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００４８】
チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【００４９】
このようにサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号、すなわちＯＦＤＭ受信機においてマクロダイバーシティ受信を行わない信号に対しては、ＯＦＤＭ送信機間で異なるスクランブリングパターンを用いてスクランブリングをかけている。これによりマクロダイバーシティ受信でない通常受信を行う際のチャネル推定値の精度を高くすることができる。なお、スクランブリングパターンは送受信機間で予め決めておいてもよい。或いは、ＯＦＤＭ受信機２０がＯＦＤＭ送信機（例えばＯＦＤＭ送信機１１）と通信を開始する際に、ＯＦＤＭ送信機１１からスクランブリングパターンの通知を受けてもよい。マクロダイバーシティ受信を行わない信号についてスクランブルをかけているので、ＯＦＤＭ受信機２０は、全てのＯＦＤＭ送信機のスクランブリングパターンを知る必要はない。
【００５０】
上述の理由説明から分かるように、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられている信号のうち、データ信号については必ずしもスクランブルする必要はない。従って、図５中のスクランブル部１１０においてはパイロット信号のみをスクランブルしてもよい。この場合、図６中のデスクランブル部２１０においてはパイロット信号のみをデスクランブルする。
【００５１】
（サブキャリアグループの設定方法）
次に、図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループのより具体的な設定方法について説明する。
前述したように、サブキャリアグループは少なくとも一つのパイロットサブキャリアと少なくとも一つのデータサブキャリアを含むように設定される。以下では、パイロットサブキャリアが周波数軸上で４サブキャリア当たり１つ、時間軸上で７サブキャリア当たり１つの周期で挿入されている場合を例にして、サブキャリアグループの設定方法の具体例を示す。以下の説明において、ＯＦＤＭシンボルとは１回のＩＦＦＴにより生成される単位を表している。１つのＯＦＤＭシンボルには、複数のサブキャリアが含まれる。図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）における周波数軸は、１つのＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアの番号を表しており、時間軸はＯＦＤＭシンボルの番号を表している。
【００５２】
第１のサブキャリアグループ設定方法によると、時間軸及び周波数軸によって方形に区切られた特定領域内のサブキャリアによって一つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）により一つのサブキャリアグループを設定する。例えば、図７の例は式を用いて次のように表される。図７において周波数軸上の位置をｉ、時間軸上の位置をｊとし、サブキャリア４０１の位置を（ｉ，ｊ）＝（１，１）とし、位置（ｉ，ｊ）のサブキャリアに割り当てられる信号をＳi,j、サブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗ずる複素数値をＲ［１］、サブキャリアグループ３０２に乗ずる複素数値をＲ［２］とする。サブキャリアグループ毎に１つの複素数値を乗じる処理は、以下の式で表される。
【数１０】
【００５３】
第１のサブキャリアグループ設定方法によれば、周波数軸及び時間軸上で一定のサブキャリア間隔で境界（例えば、フレームの境界）が定められていた場合に、サブキャリアグループが当該境界をまたがないようなサブキャリア配置をしやすいという利点がある。例えば、７ＯＦＤＭシンボルで１フレームを形成する場合には、図７、図８及び図９に示すように周波数方向に４サブキャリア、時間方向に７サブキャリアの大きさの方形のサブキャリアグループ３０１及び３０２、あるいはサブキャリア３０１，３０２及び３０３を設定する。これによりフレームの境界をまたがないようにサブキャリアグループを生成できると共に、いずれのサブキャリアグループにも１つのパイロットサブキャリアが含まれるようにすることができる。
【００５４】
図７及び図８は、それぞれフレームの境界がパイロットサブキャリアのあるＯＦＤＭシンボルから数えて７番目及び６番目にある場合の例を示している。図９は、ある時間区間においてはサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３を周波数方向に敷き詰めて、すなわちＯＦＤＭシンボルの全長にわたり連続して配置した例を示している。図９の例によると、当該時間区間においては全てのサブキャリアがサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３のいずれかに属する。従って、当該時間区間の間はＯＦＤＭ受信機においていずれのサブキャリアもマクロダイバーシティ受信できる。図１０は、サブキャリアグループ３０１及び３０２内のパイロットサブキャリアの密度をサブキャリアグループ外のパイロットサブキャリアの密度より高くした例を示している。図１０の例によると、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアの受信性能を向上させることができる。
【００５５】
第２のサブキャリアグループ設定方法では、時間軸及び周波数軸によって区切られた方形領域内のサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、これら方形領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数方向の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように方形領域外に配置された少なくとも一つのパイロットサブキャリアを組み合わせて１つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、当該連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ当該連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとによりサブキャリアグループを設定する。
【００５６】
例えば、図１１は図７に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。同様に図１２は、図８に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に近接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。さらに、図１３は図１１のサブキャリアグループの前後に位置する２つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。
【００５７】
第２のサブキャリアグループ設定方法によると、サブキャリアグループ毎に行われるチャネル推定においてチャネル応答の時間的な変動を推定しやすくなる。従って、この変動が大きい場合のチャネル推定精度が向上するという利点がある。
【００５８】
第２のサブキャリアグループ設定方法を図５に示したＯＦＤＭ送信機に適用する場合には、サブキャリアグループの範囲について異なる解釈をすることも可能である。図５に示したＯＦＤＭ送信機においては、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号にスクランブリングが施される。図７のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０２に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図７のサブキャリアグループは実質的に図１１に示したサブキャリアグループと同一であるとみなすことができる。
【００５９】
同様に、図８のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０３に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図８のサブキャリアグループは図１２に示したサブキャリアグループと等価とみなすことができる。
【００６０】
このようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じられる複素数値をサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一にすることにより、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号と等価に扱うことができる。従って、サブキャリアグループに対応するチャネルのチャネル推定精度を向上させることができる。
【００６１】
サブキャリアグループの形状は、必ずしも完全な方形でなくともよい。例えば、サブキャリアグループ内の全サブキャリアのうちの半分よりも少ない一部を除いたサブキャリアが方形を成してもよい。こうすることにより、より自由度の高いサブキャリアグループの設計を行うことができる。サブキャリアグループの自由度をさらに高めたい場合には、サブキャリアグループ内のサブキャリアは、必ずしも方形に近い形状を成していなくともよい。その場合、例えば少なくともサブキャリアグループ内のデータサブキャリアは、周波数方向または時間方向に連続していてもよい。そうすることにより、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア間でチャネル歪みの相関が高くなるため、チャネル等化を行いやすくなる。
【００６２】
（パイロットサブキャリアの配置方法）
次に、図１４、図１５及び図１６を用いてサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法の具体例を示す。図１４に示す例では、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアを時間方向及び周波数方向に一様に分散させて配置する。このようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内に分散して配置することで、チャネル応答の時間方向と周波数方向の両方の変動に追従したチャネル推定を行うことができる。
【００６３】
図１５に示す例では、サブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の周波数方向の変動が大きい場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号を用いてチャネル応答の変動を推定することになる。パイロット信号を用いてチャネル推定を行う場合、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置（周波数）においてもチャネル応答を知ることが正確にチャネル推定のために望まれる。このため、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置のパイロット信号を内挿（補間）または外挿により求めることが必要となる。ここで、パイロット信号の内挿を行うよりも、外挿を行う方がチャネル推定精度は低いことは知られている。図１５のようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先して配置することにより、パイロット信号の外挿を行う必要性が減るので、チャネル推定精度が向上する。
【００６４】
図１６に示す例では、サブキャリアグループ内の時間方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の時間方向の変動が大きい場合、図１５の例と同様の理由でパイロット信号の外挿を行う必要性が減ることにより、チャネル推定精度が向上する。
【００６５】
（複素数値系列の設定方法）
次に、図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループ毎に異なる複素数値系列を用いる例について説明する。複素数値系列としては、ＯＦＤＭ送信機間で異なる系列が選択される場合もあるし、同じ系列が選択される場合もある。ここでは、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列が選択されている場合について具体的な例を示す。
【００６６】
図１７（ａ）（ｂ）は、ＯＦＤＭ送信機１１及び１２からそれぞれ送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置と複素数値系列をそれぞれ表している。図１７（ａ）における複素数値系列はＲ1［１］, Ｒ1［２］，…，Ｒ1［Ｎ］であり、図１７（ｂ）における複素数値系列はＲ2［１］，Ｒ2［２］，…,，…，Ｒ2［Ｎ］である。図５に示したＯＦＤＭ送信機では、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号にスクランブリングを施すことによって、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号については干渉を低減することができる。これはサブキャリアグループに属しているサブキャリアに割り当てられる信号とは異なり、他のＯＦＤＭ送信機からの信号は干渉となってしまうためである。
【００６７】
そこで、この例では複素数値系列はＲ1［１］，Ｒ1［２］，…，Ｒ1［Ｎ］とＲ2［１］，Ｒ2［２］，…，Ｒ2［Ｎ］とを互いに直交または擬似直交の関係とする。これにより、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号についても干渉を低減することができ、マクロダイバーシティでない受信のチャネル推定に用いることができる。ここで、前述したように「互いに直交」とは相関値が０になることをいい、「互いに擬似直交」とは相関値の絶対値が自己相関値と比べて小さい値になることをいう。ある系列ｘ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の自己相関値、及び２つの系列ｘ［ｋ］，ｙ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の相関値は、それぞれ次式で表される。
【数１１】
【００６８】
【数１２】
【００６９】
系列長が４の場合、互いに直交の関係にある複素数値系列の例として、以下の４つの系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4が挙げられる。
【数１３】
【００７０】
数式（１３）の４つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4は、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。一般に系列長を２Kとすると、最大で２K個の互いに直交関係にある複素数値系列を生成することができる。他の例として、例えば
【数１４】
【００７１】
のような４つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4も、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。
【００７２】
一方、擬似直交関係にある複素数値系列の例としては、以下の６つの系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5及びＲ6が挙げられる。
【数１５】
【００７３】
数式（１５）の系列長が４である６つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5及びＲ6は、自己相関値はいずれも４であるのに対して、相関値は０または２のいずれかになる。例えば、Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4の間の６個の相関値及びＲ５及びＲ６の間の相関値は、いずれも０であるが、Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4と、Ｒ５及びＲ６との間の４個の相関値は、いずれも２である。このように複素数値系列として互いに疑似直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定しない系列を含ませることにより、互いに直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定した系列よりも多くの系列を生成することができる。
【００７４】
図１８は、複素数値系列が送信機間で直交化または擬似直交化されている場合に適したＯＦＤＭ受信機を示している。図６のＯＦＤＭ受信機との相違は信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１が複素数値乗算部２１４にも入力される点と、複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられたパイロット信号２２５がチャネル推定部２１１に入力される点と、チャネル推定部２１１がパイロット信号２２３とパイロット信号２２５をチャネル推定を行う点である。
【００７５】
サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、基本的に図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ毎のパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００７６】
一方、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号も、図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。
【００７７】
一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１は、さらに複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられる。複素数値乗算部２１４は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機内の図５中に示した複素数値乗算部１０５において用いられた複素数値の複素共役に相当する複素数値をパイロット信号２２１に対して乗じる。複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられたパイロット信号２２５は、チャネル推定部２１１に入力される。
【００７８】
チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００７９】
チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【００８０】
さらに、チャネル推定部２１１では、デスクランブル部２１０によってデスクランブルされた、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２３に加えて、複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられた、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２５を用いてチャネル推定を行う。従って、チャネル推定部２１１では図６のＯＦＤＭ受信機と比べてチャネル推定により多くのパイロット信号を用いることができるため、チャネル推定の精度がより一層向上する。
【００８１】
（ガードインターバルについて）
次に、図２または図５中に示したＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さを設定する方法について説明する。ガードインターバルは、１ＯＦＤＭシンボル毎に時間波形の一部をコピーすることで付加される。ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルを付加することによって、遅延波によるシンボル間干渉を低減することができる。一般に、ガードインターバル長が大きいほど、遅延広がり（遅延プロファイルともいう）の大きいマルチパス環境に耐えることができる。
【００８２】
前述したようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号については、ＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行うことができる。この場合、ＯＦＤＭ受信機２０は複数のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎからの信号を同時に受信することになるため、一つの送信機からの信号を受信するときと比べて遅延広がりが相対的に大きくなる場合がある。
【００８３】
そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルについては、それ以外のＯＦＤＭシンボルよりもガードインターバルを長く設定することにより、受信性能を改善する。具体的には、図２及び図５に示されるようにサブキャリアグループ設定部１０４からサブキャリアグループ内のサブキャリアの位置を示すサブキャリア位置情報がＧＩ付加部１０７に与えられる。ＧＩ付加部１０７は、サブキャリア位置情報に基づいて、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルがＩＦＦＴユニット１０６から入力されるときは、サブキャリアグループ外のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルが入力される場合に比較して長いガードインターバルをＯＦＤＭ信号に付加する。
【００８４】
このようにガードインターバル長を設定することにより、ＯＦＤＭ受信機２０がマクロダイバーシティ受信を行う際の大きな遅延広がりにも対処できることにより、受信性能が改善される。
【００８５】
次に、ガードインターバル長の具体的な設定例について述べる。例えば、図７に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長を、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。一方、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。また、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアまたはパイロットサブキャリアを含む８つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定してもよい。
【００８６】
図１９に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。
【００８７】
図２０に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバルをサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。
【００８８】
次に、図２１を用いて上述のようにＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する。通常のガードインターバル長では、図２１のフレーム構成５０１に示されるように７つのＯＦＤＭシンボルで１つのフレームを構成しているとする。例えば、図１９のようにガードインターバル長が他のＯＦＤＭシンボルよりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっている場合は、フレーム構成５０２に示されるようにＯＦＤＭシンボルを１つ以上間引き、その分だけガードインターバル長を大きくすればよい。
【００８９】
図２０の例でサブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長を他のＯＦＤＭシンボルよりも大きくした場合のように、ガードインターバル長が他よりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっていない場合には、フレーム構成５０３に示されるようにフレームの一部を後続のフレームの最初に位置するＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに当てる。これによって、後続のフレームについてはＯＦＤＭシンボルを間引くことなく、最初のＯＦＤＭシンボルだけガードインターバル長を大きく設定することができる。
【００９０】
（データの種類について）
次に、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるデータ信号の内容例について説明する。図２または図５に示されるＯＦＤＭ送信機はセルラーシステム（携帯電話システム）における基地局であり、図４、図６または図１８に示されるＯＦＤＭ受信機が端末である場合を例にとって説明する。基地局は複数のセクタを形成してもよい。その場合、基地局はセクタ数分のＯＦＤＭ送信機を含む。データ信号は、例えば以下のようにブロードキャスト通信、マルチキャスト通信、あるいはソフトハンドオーバに用いられる。
【００９１】
まず、ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信を実施する例について述べる。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信を行う。この場合、当該基地局に接続している全ての端末は同じデータ信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアを利用して、ブロードキャスト通信やマルチキャスト通信を行うことができる。ブロードキャスト通信とは、ユーザを特定せずにデータ信号を送信するサービスをいう。マルチキャスト通信とは、２以上の特定の端末宛に同じデータ信号を送信するサービスをいう。ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信は、Multimedia Broadcast and Multicast Service(ＭＢＭＳ)通信と総称される場合もある。一方、１の特定の端末宛にデータを送信するサービスは、ユニキャストと呼ばれる。
【００９２】
そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアについてはブロードキャスト通信やマルチキャスト通信に用い、サブキャリアグループ外のサブキャリアについてはユニキャスト通信に用いるという形態が考えられる。ブロードキャスト通信またはマルチキャスト通信によってデータ信号を送信する例としては、例えば動画データや音楽データのストリーミング、及び電子メールの一括送信などが挙げられる。
【００９３】
次に、ソフトハンドオーバを実施する例について説明する。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信する。この場合、セル境界にいる端末は、境界に接する複数の基地局からの信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号を利用して、以下のようにソフトハンドオーバを実現することができる。
【００９４】
まず、端末は第１基地局のセルの中心付近に存在している間は、第１基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、通常受信を行う。次に、当該端末は第１基地局のセルと第１基地局に隣接する第２基地局のセルとの境界付近に来たときには、第１基地局及び第２基地局においてそれぞれ設定されるサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、マクロダイバーシティ受信を行う。この後、当該端末は第２基地局のセルの中心付近に移動すると、第２基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について通常受信を行う。このようにして、サブキャリアグループに割り当てられるデータ信号を用いてソフトハンドオーバを実施することができる。
【００９５】
［第２の実施形態］
（送信機）
図２、図４及び図２２〜３１を用いて、本発明の他の実施形態について説明する。本実施形態では、図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２が図２２に示すようにビット列生成部１０２１、通信路通信路符号化器１０２２、インタリーバ１０２３及びディジタル変調器１０２４により構成される。図２２のデータ信号生成部１０２では、以下のようにしてデータ信号が生成される。ビット列生成部１０２１によって生成されたビット列は、通信路符号化器１０２２に入力される。通信路符号化器１０２２では、入力されたビット列に対して例えばビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいは低密度パリティチェック符号（low-density parity-check codes：ＬＤＰＣ）符号化といった通信路符号化（チャネル符号化）を施し、符号化率に相当する分だけ長くなったビット列を出力する。
【００９６】
通信路符号化器１０２２により符号化されたビット列は、インタリーバ１０２３によってインタリーブが施される。インタリーブが施されたビット列に、ディジタル変調器１０２４によりＱＰＳＫのようなディジタル変調が施されることによって変調信号（データ信号）が生成される。こうして生成されたデータ信号は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３を経てサブキャリアグループ設定部１０４により複数のサブキャリアグループに割り当てられる。
【００９７】
ここで、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ同一である。言い換えると、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ共通である。「サブキャリアグループが同一である」とは、例えば図１７（ａ）のサブキャリアグループ３０１と図１７（ｂ）のサブキャリアグループ３０１との関係のように、サブキャリアグループに含まれるサブキャリアのサブキャリアインデックスが同じであることを意味している。ＯＦＤＭ送信機間で同一のサブキャリアグループに含まれるサブキャリアには、ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号とパイロット信号が割り当てられる。
【００９８】
ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号は、例えば複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置から各ＯＦＤＭ送信機において同一のビット列を取得し、このビット列から通信路符号化、インタリーブ及びディジタル変調を経て生成することもできる。他の例では、複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置において、ビット列から通信路符号化、インタリーブ、ディジタル変調を経てデータ信号を生成し、これを複数のＯＦＤＭ送信機に渡すことによっても得ることもできる。すなわち、データ信号生成部１０２の構成要素の一部または全部はＯＦＤＭ送信機の外部に設けられていても構わない。
【００９９】
サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列は、先の実施形態と同様にＯＦＤＭ送信機間で異なる系列となるように設定される。
（受信機）
一方、本実施形態に従うＯＦＤＭ受信機においては、図４中の復調部２０８が図２３に示すようにディジタル復調器２０８１、デインタリーバ２０８２及び通信路復号化器２０８３によって構成される。すなわち、図４中のチャネル等化部２０７から出力された信号はディジタル復調器２０８１によって復調され、軟判定値が得られる。軟判定値の列は、デインタリーバ２０８２によってデインタリーブされる。デインタリーブ後の軟判定値の列は、通信路復号化器２０８３によりＯＦＤＭ送信機における符号化方法（図２２中の通信路符号化器１０２２の符号化方法）に対応する復号方法によって復号されることにより、元のビット列が再生される。
【０１００】
一般に通信路符号化を実施する場合、復号前の信号にバースト誤りが発生すると復号後のビット誤り率特性が劣化することが知られている。本実施形態によれば、各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じなかった場合と比べて、復号前の信号にバースト誤りが発生する確率が低くなる。その結果として、復号後のビット誤り率特性を改善できるという効果がある。以下、本効果について詳細に説明する。
【０１０１】
まず、バースト誤り率が発生する確率が低くなることは、次のように説明できる。数式（２）に示されるように、受信した信号の振幅は数式（２）の一部である数式（１６）の値に応じて変わる。より詳細には数式（１６）の値は、信号に乗じた複素数値とチャネル歪みとの積の位相がインデックスｎ毎に近い値を持っていた場合には大きくなり、位相がインデックスｎ毎に無相関な値を持っていた場合には、複素数値とチャネル歪みの積が打ち消しあって小さくなる。
【数１６】
【０１０２】
サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で同じ複素数値が乗じられた場合、もしくは複素数が乗じられなかった場合、数式（１６）の値はチャネル歪みの項によってのみ増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においては、広いサブキャリア範囲にわたって同じように電力の増減が起こることになる。広い範囲にわたって電力の低下が起こると、バースト的な誤りを発生させる場合がある。
【０１０３】
一方、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値が乗じられた場合、数式（１６）の値は複素数値とチャネル歪みによって増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においても、サブキャリアグループ毎にＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が乗じられるために、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲にわたって同じように電力の増減が起こる可能性が低くなる。言い換えると、あるサブキャリアグループの電力が小さくなった場合においても、その他のサブキャリアグループの電力が同様に小さくなってしまう可能性が小さくなる。これによりバースト誤りが発生する可能性を小さくすることができるという効果がある。バースト誤りの発生確率を低減できることにより、例えば以下のような利点がある。例えば送信しているデータが音声であった場合、音声通信の長期中断を防ぐことができる。例えば、ＯＦＤＭ送信機によって送信するデータ信号が動画であった場合、動画の長期欠損などを防ぐことができる。
【０１０４】
次に、通信路符号化による復号後のビット誤り率特性を改善できる利点について詳細に説明する。前述したビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいはＬＤＰＣ符号化といった通信路符号化をビット列に施すと、通信路において信号の一部に誤りが生じた場合においても、受信側においてその誤りを訂正してもとの信号を復元することが可能である。
【０１０５】
しかし、このような通信路符号化はバースト誤りに対しては誤り訂正能力が劣化することが知られている。ここで、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号にＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を乗じた場合、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲でバースト誤りが発生する確率が低くなる。このため、図２２に示したデータ生成部１０２により通信路符号化によって得られるビット列を変調して生成されるデータ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てることにより、バースト誤りが発生する確率を低減できる。その結果として、復号後のビット誤り率を改善できるという効果が得られる。この場合、信号が割り当てられるサブキャリアグループの数が多いほど、バースト誤りが発生する確率を低減することができるため、復号後のビット誤り率特性の改善量も大きくなる傾向がある。
【０１０６】
図２４に、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合について、シミュレーションによる性能評価を行った例を示す。図２４において横軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）、縦軸はブロックエラー率（block error rate:ＢＬＥＲ）をそれぞれ表している。ＢＬＥＲとは、符号化されたビット列のうち１ビットでも誤った場合を誤りとし、全てのビットが正しかった場合に正しいとした場合の誤り率である。図２４に示されるように、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を設定することにより、特性を改善できることが分かる。
【０１０７】
このように各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が選択されている場合においては、バースト誤りを低減する効果を得ることができる。本効果は、全てのサブキャリアがサブキャリアグループに割り当てられている場合においても発揮される。すなわち本効果を得るためには、図２のＯＦＤＭ送信機においてサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２はなくてもよい。この場合、サブキャリアグループの設定は図２５〜図２８に示されるように、全てのサブキャリアがいずれかのサブキャリアグループに属するように割り当てられる。
【０１０８】
（複素数値系列が送信機間で異なることについての説明）
次に、サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なることについてより詳細に説明する。
Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機のＭ番目のサブキャリアグループに用いられる複素数値をＲＮ[Ｍ]と表すこととする。この場合、Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機における複素数値系列ＳＮは
【数１７】
【０１０９】
と表すことができる。複素数値系列ＳＡとＳＢが同じであるとは、ある複素数値定数Ｚの下で次式が成り立つことを意味する。
【数１８】
【０１１０】
「複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なる」とは、複素数値系列ＳＮが全てのＯＦＤＭ送信機間で同じではないということを表している。言い換えると、あるＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列は、他のＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列のうち少なくとも１つの系列とは異なっているということを意味している。このように少なくとも２つのＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列の一部でも値が違う部分があれば、バースト誤りを低減できる効果が得られるため、復号後のビット誤り率特性を改善することができる。
【０１１１】
バースト誤りをより効果的に低減するためには、各ＯＦＤＭ送信機で用いられている系列ＳＮがより多く異なっていることが望ましい。例えば図１７を用いて説明したように、互いに擬似直交または直交の関係にある複素数値系列を用いることにより、それぞれ異なる複素数値系列を選択することができる。また、例えば乱数や擬似乱数を用いてＯＦＤＭ送信機毎に独立に複素数値系列を生成してもよい。このようにすることで、ＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列が同じになる確率を小さくすることができる。
【０１１２】
（データ信号の割り当て）
次に、図２９〜図３３を用いてデータ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てることについて詳細に説明する。
図２９〜図３３では、通信路符号化によって得られる１つ目のビット列を変調して生成されるデータ信号列をＤ１、２つ目のビット列から同様に生成されるデータ信号列をＤ２と表している。図２９〜図３３に示されるように、データ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てる。
【０１１３】
図２９及び図３０は、連続する６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３１は、連続しない６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３２は、Ｄ１とＤ２をサブキャリアグループ内に混在させて、それぞれ１２個のサブキャリアグループにわたって割り当てた場合の例を示している。図３２の例では、図２９及び図３０の例と比べて１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数が多いために、バースト誤りが発生する確率がより小さくなり、復号後の誤り率特性をより改善できる。
【０１１４】
図２９〜図３１の例のようにサブキャリアグループの中にデータ信号列Ｄ１とＤ２が混在しないように割り当てた場合においても、例えば図３３のようにサブキャリアグループのサイズを小さくすることによって１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。ただしサブキャリアグループのサイズを小さくすると、サブキャリアグループ毎にパイロット信号が少なくとも１つ以上必要であるために、パイロットサブキャリアのオーバーヘッドが大きくなってしまう場合がある。オーバーヘッドを大きくしたくない場合には、サブキャリアグループのサイズをそのままにしてデータ信号列の長さを長くすることによっても、１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。逆に言えば、１つのデータ列の長さが長い場合においては、サブキャリアグループのサイズを大きくすることによってパイロットサブキャリアのオーバーヘッドを小さくすることもできる。
【０１１５】
次に、バースト誤りを効率よく低減するための複素数値系列の設定方法についてより詳細に説明する。
あるデータ信号のバースト誤り率を低減するためには、当該データ信号に乗じられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なっている必要がある。例えば、図２９においてＮ番目のＯＦＤＭ送信機でサブキャリアグループ３０１〜３１２内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号に対して、複素数値ＲＮ[Ｍ]を乗じるとする。
【０１１６】
データ信号系列Ｄ１はサブキャリアグループ３０１，３０２，３０３，３０７，３０８及び３０９に割り当てられているので、複素数値系列｛ＲＮ[１]，ＲＮ[２]，ＲＮ[３]，ＲＮ[７]，ＲＮ[８]，ＲＮ[９]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ１のバースト誤りを低減することができる。同様に、データ信号系列Ｄ２はサブキャリアグループ３０４，３０５，３０６，３１０，３１１及び３１２に割り当てられているので、複素数値系列｛ＲＮ[４]，ＲＮ[５]，ＲＮ[６]，ＲＮ[１０]，ＲＮ[１１]，ＲＮ[１２]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ２のバースト誤りを低減することができる。従って、データ信号系列Ｄ１及びＤ２の復号後の誤り率特性を改善できる。
【０１１７】
本実施形態において、サブキャリアグループの設定方法及びサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法は、先の実施形態と同様でよい。例えば、サブキャリアグループは図７〜図１０のように設定され、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアは図１４〜図１６のように配置される。
【０１１８】
［第３の実施形態］
（送信機）
図３４〜図４３を用いて、本発明の他の実施形態について説明する。これまで述べた実施形態では、複数の送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ信号を送信する際、通信路符号化により得られるビット列を変調したデータ信号とパイロット信号を送信機間で同一のサブキャリアに割り当て、サブキャリアグループ毎に定められた複素数値をパイロット信号及びデータ信号に乗じた後にＯＦＤＭ変調を施す。これにより、サブキャリアグループの時間区間ではＯＦＤＭ受信機２０側で全チャネルのチャネル応答を個別に求めることなく、全チャネルのチャネル応答の和を求めることを可能とすると共に、バースト誤りの発生を低減して良好なビット誤り率特性を実現することができる。
【０１１９】
一方、以下の実施形態のようにデータ信号の生成過程に変調信号に対する符号乗算が入った場合、符号を乗じた変調信号間ではチャネル応答が変わらないことが望ましい。そこで、以下の実施形態では変調信号に符号を乗じて生成されたデータ信号の信号セットは共通のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるようにして、同じ複素数値が乗じられるようにする。これにより、符号を乗じて生成されるデータ信号の信号セット間でチャネルが変わらなくなるようにする。
【０１２０】
本実施形態における図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２は、図３４に示すように図２２に示したビット列生成部１０２１、通信路符号化器１０２２、インタリーバ１０２３及びディジタル変調器１０２４に、符号乗算器１０２５が追加される。
【０１２１】
図３４のデータ信号生成部１０２では、図２２と同様にビット列生成部１０２１によって生成されたビット列は、通信路符号化器１０２２に入力される。通信路符号化器１０２２では、入力されたビット列に対して通信路符号化を施し、符号化率に相当する分だけ長くなったビット列を出力する。通信路符号化器１０２２により符号化されたビット列は、インタリーバ１０２３によってインタリーブが施される。インタリーブが施されたビット列に、ディジタル変調器１０２４によりディジタル変調が施されることによって変調信号が生成される。
【０１２２】
ディジタル変調器１０２４により生成された変調信号は、符号乗算器１０２５に入力される。符号乗算器１０２５では、入力された変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号が乗じられることにより、該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号が生成される。符号乗算器１０２５で用いる符号としては、例えば後述するウォルシュ符号が挙げられる。
【０１２３】
次に、符号乗算器１０２５について詳しく説明する。変調信号に系列長Ｌの符号を乗じるとは、Ｌ個の変調信号毎に符号の各要素を各変調信号に乗じることを表している。例えば、変調信号を長さ３２の系列Ｓ［１］，Ｓ［２］，．．．，Ｓ［３２］とし、系列長Ｌ＝４の符号をＣ［０］，Ｃ［１］，Ｃ［２］，Ｃ［３］とした場合、変調信号に符号を乗じてデータ信号の信号セットＤ［１］，Ｄ［２］，．．．，Ｄ［３２］を得る処理は、以下のように表すことができる。
【数１９】
【０１２４】
ただし、ｋ＝１，２，．．．，３２
こうして生成されたデータ信号は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３を経てサブキャリアグループ設定部１０４により複数のサブキャリアグループに割り当てられる。サブキャリアグループ設定部１０４では、パイロット信号が割り当てられる少なくとも一つのパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる少なくとも一つのデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。
【０１２５】
さらに、サブキャリアグループ設定部１０４では、符号乗算器１０２５により一つの符号が乗じられて生成されたデータ信号の信号セットが共通のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるようにサブキャリアグループが設定される。言い換えると、データ信号を符号の系列長Ｌ単位に分けたそれぞれの信号セットが同じサブキャリアグループに割り当てられるようにする。上述の例では系列長Ｌが４であるので、データ信号の信号セットは、Ｄ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］、Ｄ［５］，Ｄ［６］，Ｄ［７］及びＤ［８］、・・・Ｄ［２９］，Ｄ［３０］，Ｄ［３１］及びＤ［３２］となる。従って、例えばＤ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］は、同じサブキャリアグループに割り当てるようにする。
【０１２６】
一般に、変調信号に符号を乗じる場合、符号の系列長Ｌの範囲に渡ってチャネル歪みが変化していないことが望ましい。なぜならばチャネル歪みが系列長Ｌの範囲内で変化した場合、その変化によって符号が本来持つ性質が失われてしまうためである。符号の性質が失われるということについては、あとで具体的に例を挙げて説明する。
【０１２７】
式（１６）を用いて説明したように、サブキャリアグループが異なるサブキャリアにおけるチャネル歪みは、互いに異なるものになる。一方、サブキャリアグループが同じサブキャリアにおけるチャネル歪みはほぼ等しい。従って、本実施形態のように系列長Ｌの符号が乗じられて生成されたデータ信号の信号セットを共通のサブキャリアグループに割り当てることにより、符号の系列長Ｌの範囲におけるチャネル歪みの変化を小さくすることができ、その結果として符号が元々持っている性質を維持できるという効果が得られる。
【０１２８】
図３５、図３６及び図３７は、変調信号に符号を乗じて得られるデータ信号の信号セットのサブキャリアへの割り当て例を示す。図３５、図３６及び図３７において、サブキャリアグループは太線により示される。例えば、図３５においては信号セットＤ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］、Ｄ［５］，Ｄ［６］，Ｄ［７］及びＤ［８］、Ｄ［９］，Ｄ［１０］，Ｄ［１１］及びＤ［１２］、及びＤ［１３］，Ｄ［１４］，Ｄ［１５］及びＤ［１６］はそれぞれ上側のサブキャリアグループに割り当てられ、信号セットＤ［１７］，Ｄ［１８］，Ｄ［１９］及びＤ［２０］、Ｄ［２１］，Ｄ［２２］，Ｄ［２３］及びＤ［２４］、Ｄ［２５］，Ｄ［２６］，Ｄ［２７］及びＤ［２８］、及びＤ［２９］，Ｄ［３０］，Ｄ［３１］及びＤ［３２］はそれぞれ下側のサブキャリアグループに割り当てられている。さらに、図３５の例では各信号セットのデータ信号は、時間方向に並ぶサブキャリアに割り当てられる。
【０１２９】
前述のように、符号の性質を維持するためには符号の系列長の範囲でチャネル歪みが変化しないことが望ましい。そのためチャネル歪みの周波数方向の変動よりも時間方向の変動の方が小さい場合には、図３５のように各信号セットのデータ信号を時間方向に並ぶ（時間方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３０】
一方、チャネル歪みの時間方向の変動よりも周波数方向の変動の方が小さい場合には、図３６のように各信号セットのデータ信号を周波数方向に並ぶ（周波数方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３１】
さらに、チャネル歪みの時間方向の変動と周波数方向の変動の方が同程度である場合には、図３７のように各信号セットのデータ信号を時間方向と周波数方向の両方に隣接するサブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３２】
（受信機）
一方、本実施形態に従うＯＦＤＭ受信機においては、図４中の復調部２０８が図３８に示すように図２３に示したディジタル復調器２０８１、デインタリーバ２０８２及び通信路復号化器２０８３に、符号乗算器２０８４及び累積器２０８５が追加される。
【０１３３】
図３８の復調部２０８では、図４中のチャネル等化部２０７から出力されたチャネル等化後のデータ信号は、符号乗算器２０８４により系列長Ｌの符号が乗じられた後、累積器２０８５により系列長Ｌに渡って累積される。この後の処理は、図２３と同様である。すなわち、累積器２０８５から出力されるデータ信号はディジタル復調器２０８１によって復調され、軟判定値が得られる。軟判定値の列は、デインタリーバ２０８２によってデインタリーブされ、デインタリーブ後の軟判定値の列は、通信路復号化器２０８３によりＯＦＤＭ送信機における符号化方法（図２２中の通信路符号化器１０２２の符号化方法）に対応する復号方法によって復号される。
【０１３４】
（ウォルシュ符号）
次に、変調信号に乗じる符号としてウォルシュ符号を使った場合について具体的に説明する。良く知られているようにウォルシュ符号とは、長さが２のべき乗であって、＋１と−１の値を持つ、互いに直交する符号をいう。一般に、系列長Ｌのウォルシュ符号はＬ個存在する。例えばＬ＝４の場合、ウォルシュ符号として以下の４つの互いに直交する符号を作ることができる。
【数２０】
【０１３５】
これらのウォルシュ符号のうちのＣ１とＣ２を２つの変調信号Ｓ１［１］，Ｓ１［２］，．．．，Ｓ１［３２］とＳ２［１］，Ｓ２［２］，．．．，Ｓ２［３２］に乗じる場合を例にあげて説明する。変調信号にウォルシュ符号を乗じてデータ信号を生成する場合、ウォルシュ符号の系列長Ｌに渡って変調信号が同じ値を持つようにする。この例ではＬ＝４であるので、変調信号は４つずつ同じ値となるようにする。これは変調信号を必要な系列長の１／４だけ生成しておいて、変調信号をそれぞれ４回ずつ繰り返すことにより生成することができる。この例では、３つの変調信号としてそれぞれ系列長８の変調信号Ｓ１［１］，Ｓ１［２］，．．．，Ｓ１［８］とＳ２［１］，Ｓ２［２］，．．．，Ｓ２［８］を用意し、それぞれを４回ずつ繰り返すことで系列長３２の２つの変調信号を生成することができる。
【０１３６】
このようにして生成される変調信号にウォルシュ符号を乗じることにより生成されるデータ信号の信号セットＤ１［１］，Ｄ１［２］，．．．，Ｄ１［３２］及びＤ２［１］，Ｄ２［２］，．．．，Ｄ２［３２］は、以下のように表すことができる。
【数２１】
【０１３７】
ただし、ｋ＝１，２，．．．，３２
図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）は、信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］をサブキャリアに割り当てる例を示しており、信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］はそれぞれ同じサブキャリアに割り当てられる。図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）において、サブキャリアグループは太線により示される。
【０１３８】
この際、前述のように各信号セットのデータ信号は、周波数方向と時間方向のうちチャネル変動が少ない方向に並ぶサブキャリアに割り当てられることが望ましい。すなわち、チャネル歪みの周波数方向の変動よりも時間方向の変動の方が小さい場合には、図３９（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を時間方向に並ぶ（時間方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３９】
一方、チャネル歪みの時間方向の変動よりも周波数方向の変動の方が小さい場合には、図４０（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を周波数方向に並ぶ（周波数方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１４０】
さらに、チャネル歪みの時間方向の変動と周波数方向の変動の方が同程度である場合には、図４１（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を時間方向と周波数方向の両方に隣接するサブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１４１】
一方、パイロット信号が割り当てられたサブキャリアは、もう一方の割り当てではいずれの信号も割り当てられないようにする。この点について、図３９（ａ）（ｂ）の割り当てを使った場合を例にあげて説明する。
【０１４２】
図３９（ａ）ではサブキャリア４１１にパイロット信号Ｐを割り当てているので、図３９（ｂ）では同じサブキャリア４１３には信号を割り当てていない。同様にして図３９（ｂ）ではサブキャリア４１４にパイロット信号Ｐを割り当てているので、図３９（ａ）ではサブキャリア４１２には信号を割り当てていない。このようにすることで、ＯＦＤＭ受信機においてデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）の場合、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの少なくとも一つは図３９（ａ）に従って送信を行い、他の少なくとも一つは図３９（ｂ）に従って送信を行う。
【０１４３】
これら２つの信号はそれぞれ異なるチャネル歪みを受けた後、ＯＦＤＭ受信機の受信アンテナ２０１で合成されて受信される。図３９（ａ）の信号を送信したＯＦＤＭ送信機からＯＦＤＭ受信機までのチャネル歪みが合成されたものをＨ１、図３９（ｂ）の信号を送信したＯＦＤＭ送信機からＯＦＤＭ受信機までのチャネル歪みの合成されたものをＨ２とする。さらに、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］が割り当てられているサブキャリアにおけるチャネル歪みをＨ１［ｋ］及びＨ２［ｋ］と表すこととする。この場合、受信されたデータ信号は以下のように表すことができる。
【数２２】
【０１４４】
式（２２）のデータ信号に符号Ｃ１を乗じてｋ＝１からｋ＝４まで累積すると、以下のようになる。
【数２３】
【０１４５】
前述したように、ウォルシュ符号において式（２３）中のＣ１とＣ２は直交している。従って、Ｈ２［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、式（２３）の第２項は０となる。また、Ｈ１［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、式（２３）の第１項はＳ１［１］となる。すなわち、Ｈ１［ｋ］とＨ２［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、受信信号からＳ１［１］を分離することができる。同様にして、受信信号に符号Ｃ２を乗じてｋ＝１から４まで累積すると、Ｓ２［１］だけを分離することができる。
【０１４６】
このようにデータ信号に乗じるウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でチャネル歪みの変化がない場合には、ウォルシュ符号の性質を使って２つのデータ信号を分離して受信することが可能である。しかしながらウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でチャネル歪みが変化した場合、式（２３）からもわかるように、Ｓ１を分離しようとしてＣ１を乗じても、Ｓ２が完全にはキャンセルされずに残ってしまう。このことから、ウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲ではチャネル歪みは変化しないことが望ましい。
【０１４７】
すなわち、本実施形態のように一つのウォルシュ符号が乗じられた生成された、データ信号の信号セットを同一のサブキャリアグループに割り当てることによって、ウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でのチャネル歪みの変化を小さくすることができ、その結果としてウォルシュ符号がもつ性質である複数の信号を分離することができるという性質を維持することができる、という効果を得ることができる。
【０１４８】
［第４の実施形態］
次に、第３の実施形態におけるウォルシュ符号に代えて時空間符号(Space Time Block Code：ＳＴＢＣ)を使った実施形態について説明する。
【０１４９】
本実施形態における図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２は、図４２に示すように図３４中に示した符号乗算器１０２５が時空間符号化器１０２６に置き換えられる。時空間符号化器１０２６では、ディジタル変調器１０２４により生成された変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の時空間符号が乗じる処理を含む時空間符号化が行われることにより、該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号が生成される。
【０１５０】
一方、図４に示したＯＦＤＭ受信機中の復調部２０８は、図４３に示すように図３８に示した符号乗算器２０８４及び累積器２０８５が時空間復号化器２０８６に置き換えられる。
【０１５１】
時空間符号は、一般に複数の送信機から同じ信号を送信する際に、送信機間でダイバーシチゲインを得るために使用される。符号を乗じた信号を時間的に並べて配置することから、時空間符号と呼ばれている。ただしＯＦＤＭにおいては、符号を乗じた信号を周波数方向に並べて配置することも可能であり、この場合には周波数空間符号(Space Frequency Block Code：ＳＦＢＣ)と呼ばれることもある。時空間符号と周波数空間符号との違いは、符号を乗じた信号を配置する方法だけであり、乗じる符号や符号を乗じる方法においては、本質的に同一である。そこで、以下では符号を乗じた信号を並べる方向を区別することなく、時空間符号と呼ぶこととする。
【０１５２】
以下、系列長Ｌが２の時空間符号を例にあげて説明する。系列長２の時空間符号としては、例えば
【数２４】
【０１５３】
がある。これらの時空間符号を変調信号Ｓ［１］，Ｓ［２］，．．．，Ｓ［３２］に乗じてデータ信号を生成して送信する場合を例にあげて説明する。時空間符号化器１０２６において、変調信号に対し時空間符号のうちのＣ１を乗じるときとＣ２を乗じるときとでは、以下のように異なる処理を行う。すなわち、時空間符号化器１０２６は変調信号にＣ１を乗じる場合には、系列長毎の変調信号セットにＣ１をそのまま乗じるのに対して、Ｃ２を乗じる場合には系列長毎の変調信号セットの順番を入れ替え、それぞれの複素共役をとってからＣ２を乗じる。変調信号Ｓ［ｋ］にＣ１を乗じて得られるデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］は、以下のように表される。
【数２５】
【０１５４】
一方、変調信号Ｓ［ｋ］にＣ２を乗じて得られるデータ信号の信号セットＤ２［ｋ］は、ｋが偶数の場合と奇数の場合とで以下のように表される。
【数２６】
【０１５５】
このようにして生成される、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］は、ウォルシュ符号を使った場合と同様の方法でサブキャリアに割り当てられる。すなわち、図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）に示したように、信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］はそれぞれ同じサブキャリアに割り当てられる。
【０１５６】
さらに、時空間符号を用いた場合においても、ウォルシュ符号を使った場合と同様に、パイロット信号が割り当てられたサブキャリアは、もう一方の割り当てではいずれの信号も割り当てられないようにする。このようにすることで、ＯＦＤＭ受信機２０においてデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。
【０１５７】
ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）のように割り当てられた場合には、図３９（ａ）または図３９（ｂ）を送信する。このようにすることで、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）の場合、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの少なくとも一つは図３９（ａ）に従って送信を行い、他の少なくとも一つは図３９（ｂ）に従って送信を行う。
【０１５８】
これら２つの信号はウォルシュ符号を使った場合と同様に、それぞれＨ１とＨ２のチャネル歪みを受け、ＯＦＤＭ受信機２０の受信アンテナで合成されて受信される。こうして受信されたデータ信号は、以下のように表すことができる。
【数２７】
【０１５９】
次に、時空間復号化器２０８６について説明する。説明を分かりやすくするため、式（２７）のデータ信号のうち最初の２つ分に注目して説明する。受信される１つ目のデータ信号をｒ［１］、２つ目のデータ信号をｒ［２］とすると、それぞれ以下のように表すことができる。
【数２８】
【０１６０】
Ｄ１［１］，Ｄ１［２］，Ｄ２［１］及びＤ２［２］をそれぞれ展開すると、Ｒ［１］及びＲ［２］はそれぞれ以下のように変形される。
【数２９】
【０１６１】
ここで、チャネル歪みは時空間符号の系列長の範囲に渡って変化していないと仮定する。すなわちＨ１［１］＝Ｈ１［２］、かつＨ２［１］＝Ｈ２［２］であると仮定する。この場合、以下のような計算式によりＳ［２］をキャンセルしてＳ［１］だけを算出することができる。
【数３０】
【０１６２】
同様にして、以下のような計算式によりＳ［１］をキャンセルしてＳ［２］だけを算出することができる。
【数３１】
【０１６３】
時空間復号化器２０８６において上記のような処理を行うことにより、Ｓ［１］及びＳ［２］を分離することができるとともに、それぞれ２つのチャネルの電力の和が乗算された形で算出される。このことは、２つのチャネルの電力を合成して受信していることを意味し、これによって２つのチャネルの間のダイバーシチゲインを得ることができる。
【０１６４】
一方、時空間符号の系列長の範囲でチャネル歪みが変化している場合、すなわちＨ１［１］＝Ｈ１［２］とＨ２［１］＝Ｈ２［２］のいずれかが成り立たない場合、式（３０）の計算でＳ［２］が完全にはキャンセルされずに残ってしまう。そのためＳ［１］を精度よく分離できなくなってしまう。このことから時空間符号を使用する際においても、符号の系列長の範囲ではチャネル歪みが変化しないことが望ましいことがわかる。本実施形態に従う送信方法をとった場合、時分割符号の系列長の範囲でのチャネル歪みの変化を小さくすることができるため、時空間符号が持つ性質を維持することができるという効果が得られる。
【０１６５】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１６６】
【図１】本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムの概略を示す図
【図２】図１中のＯＦＤＭ送信機の一例を示すブロック図
【図３】ＯＦＤＭ送信機におけるサブキャリア割り当てとサブキャリアグループの設定について説明する図
【図４】図１中のＯＦＤＭ受信機の一例を示すブロック図
【図５】図１中のＯＦＤＭ送信機の他の例を示すブロック図
【図６】図１中のＯＦＤＭ受信の他の例を示すブロック図
【図７】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図８】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図９】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１０】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１１】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１２】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１３】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１４】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１５】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１６】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１７】サブキャリアグループ毎に定められる複素数値系列について説明する図
【図１８】図１中のＯＦＤＭ受信機のさらに別の例を示すブロック図
【図１９】ガードインターバル長の設定方法について説明する図
【図２０】ガードインターバル長の設定方法について説明する図
【図２１】ＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する図
【図２２】図２中のデータ信号生成部の具体例を示すブロック図
【図２３】図４中の復調部の具体例を示すブロック図
【図２４】サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値の系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合のシミュレーションによる性能評価の例を示す図
【図２５】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２６】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２７】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２８】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２９】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３０】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３１】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３２】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３３】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３４】図２中のデータ信号生成部の他の具体例を示すブロック図
【図３５】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３６】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３７】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３８】図４中の復調部の他の具体例を示すブロック図
【図３９】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４０】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４１】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４２】図２中のデータ信号生成部のさらに別の具体例を示すブロック図
【図４３】図４中の復調部のさらに別の具体例を示すブロック図
【符号の説明】
【０１６７】
１１〜１Ｎ・・・ＯＦＤＭ送信機
２０・・・ＯＦＤＭ受信機
１０１・・・パイロット信号生成部
１０２・・・データ信号生成部
１０３・・・サブキャリア割り当て部
１０４・・・サブキャリアグループ設定部
１０５・・・複素数値乗算部
１０６・・・ＩＦＦＴユニット
１０７・・・ＧＩ付加部
１０８・・・無線送信部
１０９・・・アンテナ
１１０・・・スクランブル部
１２１・・・サブキャリアグループが設定された信号
１２２・・・サブキャリアグループが設定されていない信号
２０１・・・アンテナ
２０２・・無線受信部
２０３・・・ＧＩ除去部
２０４・・・ＦＦＴユニット
２０５・・・信号分離部
２０６・・・チャネル推定部
２０７・・・チャネル等化部
２０８・・・復調部
２１０・・・デスクランブル部
２１１・・・チャネル推定部
２１２・・・チャネル等化部
２１３・・・復調部
２１４・・・複素数値乗算部
２２１，２２３・・・パイロット信号
２２２，２２４，２２５・・・データ信号
３０１〜３０Ｍ，３０１〜３１２・・・サブキャリアグループ
１０２１・・・ビット列生成部
１０２２・・・通信路符号化器
１０２３・・・インタリーバ
１０２４・・・ディジタル変調器
１０２５・・・符号乗算器
１０２６・・・時空間符号化器
２０８１・・・ディジタル復調器
２０８２・・・デインタリーバ
２０８３・・・通信路復号化器
２０８４・・・符号乗算器
２０８５・・・累積器
２０８６・・・時空間復号化器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を送信する方法とＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の送信機から同じパイロット信号及びデータ信号を同じキャリア周波数で送信し、これらを受信機で合成して受信することにより所要の利得を得るマクロダイバーシティ受信技術が知られている。非特許文献１には、マクロダイバーシティ受信を適用する信号と適用しない信号が混在するＯＦＤＭ無線通信システムにおいて、マクロダイバーシティを実施するためのフレーム構成を開示している。
【０００３】
非特許文献１に記載されたフレーム構成では、パイロット信号についてのみ、送信機毎に定められたスクランブリングパターンを用いてスクランブルを行う。データ信号については、スクランブルを行わない。スクランブリングパターンは、互いに直交もしくは擬似直交の関係になるように設定される。このフレーム構成によると、パイロット信号は他の送信機から送信される信号と直交化または擬似直交化されていることで、受信機側において他の送信機からの信号と分離することができる。従って、マクロダイバーシティ受信を適用しない信号に対するチャネル応答の推定のために当該パイロット信号を用いることができる。
【非特許文献１】“MBMS transmission in E-UTRA”, LG Electronics，[online]，平成17年12月16日，［平成17年12月20日検索］，インターネット＜URL: http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_43/Docs/R1-051300.zip＞
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
非特許文献１に示されるフレーム構成で送信された信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、２段階の処理が必要になる。第１段階では、パイロット信号にかけられているスクランブリングパターンが各送信機間で直交もしくは擬似直交の関係にあることを利用して、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する。第２段階では、個別に推定した各チャネル応答の和を用いて、受信したデータ信号が受けているチャネル歪みを補償するための等化、すなわちチャネル等化を行う。このようにして、各送信機から各チャネルを経て受信機に達するデータ信号に対してチャネル等化を行うことができる。
【０００５】
非特許文献１に示されるフレーム構成の信号に対して受信機側でマクロダイバーシティ受信を行うためには、各送信機から受信機までの各チャネルの応答を個別に推定する必要がある。すなわち、本来であればマクロダイバーシティ受信におけるチャネル等化には各チャネル応答の和だけが必要であるにもかかわらず、非特許文献１では各チャネル応答を個別に求める必要がある。このために計算量が増加する。
【０００６】
一方、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、スクランブリングパターンが送信機間で互いに直交もしくは擬似直交関係にあることを利用して他チャネルのチャネル応答を打ち消すことによって、所望チャネルのチャネル応答のみを取り出す。しかしながらチャネル歪みにより直交性もしくは擬似直交性が弱められてしまい、他のチャネル応答を打ち消す効果が小さくなってしまう場合がある。そのような場合、他のチャネル応答は所望のチャネル応答に干渉として重畳されるため、所望のチャネル応答の推定精度が劣化する。
【０００７】
さらに、各チャネル応答を個別に推定する処理においては、受信信号に含まれる全てのスクランブリングパターンを受信機が過不足なく認識している必要がある。スクランブリングパターンの一部を受信機が認識しなかった場合、各スクランブリングパターンに対応する、送信機から受信機までのチャネル応答を推定することができないため、受信性能が劣化する。また、受信信号に含まれていないスクランブリングパターンを受信機が誤って認識していた場合、この誤って認識されたスクランブリングパターンによって生成されるチャネル応答の推定値は干渉しか含まないため、やはり受信性能を劣化させてしまう。受信機側でスクランブリングパターンを過不足なく認識するためには、受信機側でどのスクランブリングパターンに対応する信号が受信されているのかという情報を制御する必要があるため、受信機側の制御が複雑になる。
【０００８】
このように非特許文献１に示される従来の構成で送信された信号を受信機側でマクロダイバーシティ受信しようとした場合に、計算量の増加、干渉によるチャネル推定精度の劣化及び制御の複雑化といった問題があった。また、従来では通信路符号化を適用した場合の復号後のビット誤り率を低減したいという要望があった。
【０００９】
従って、本発明は受信機側でマクロダイバーシティ受信を行う場合に計算量が少なく、干渉によるチャネル推定精度の劣化が小さく、さらに制御が簡単なＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
また、本発明は受信側で復号前の信号のバースト誤りの発生を低減でき、復号後に良好なビット誤り率特性が得られるＯＦＤＭ信号の送信方法、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一観点によると、ビット列を通信路符号化して符号化ビット列を生成するステップと；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成するステップと；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するステップと；パイロット信号を生成するステップと；前記パイロット信号及び前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアに割り当てるステップと；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；を具備する複数の送信機からのＯＦＤＭ信号の送信方法を提供する。
【００１２】
本発明の他の観点によると、ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する符号乗算器と；パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機を提供する。
【００１３】
本発明のさらに別の観点によると、ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行って該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する時空間符号化器と；パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機を提供する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によると、復号後のビット誤り率特性を改善できる。さらに、本発明によると変調信号に符号を乗じる場合に、サブキャリアグループの時間区間では受信機側で全チャネルのチャネル応答を個別に求めることなく、全チャネルのチャネル応答の和を求めることを可能とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
（無線通信システム）
図１に示されるように、本発明の一実施形態に係る無線通信システムは複数（Ｎ）のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎと、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから異なるチャネル（伝搬路）を経て送信されてくるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機２０を含む。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々は、ＯＦＤＭ信号を送信する。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、全て異なる場所に設置されている必要は必ずしもなく、幾つかが同じ場所に設置されてもよい。例えば、２つのＯＦＤＭ送信機が一つの無線通信装置の中に含まれてもよい。それらの場合、ＯＦＤＭ送信機の構成要素の一部である後述するサブキャリア割り当て部やサブキャリアグループ設定部のような、送信機間で共通の要素については、複数のＯＦＤＭ送信機で共用してもよい。
【００１６】
（送信機）
図２は、一つのＯＦＤＭ送信機の構成を示している。図３は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３によるサブキャリアの割り当て及びサブキャリアグループ設定部１０４によるサブキャリアグループの設定の様子を示している。図３においては、横の時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボルが配置され、縦の周波数軸に沿って各ＯＦＤＭシンボルを形成する複数のサブキャリアが配置される。周波数軸に沿って記載された１，２，・・・，Ｍはサブキャリア番号を表す。時間軸に沿って記載された１，２，・・・はＯＦＤＭシンボル番号を表す。
【００１７】
図２において、パイロット信号生成部１０１はパイロット信号の元となるビット列に対して、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）のようなディジタル変調を施すことによって、パイロット信号を生成する。同様に、データ信号生成部１０２はデータ信号の元となるビット列にＱＰＳＫのようなディジタル変調を施すことによって、データ信号を生成する。パイロット信号及びデータ信号は、いずれも複素数値で表される。なお、パイロット信号は例えばチャネル推定（チャネル応答の推定）に用いられる。パイロット信号は、タイミング同期や周波数同期に用いてもよい。以下の実施形態では、パイロット信号をチャネル推定に用いた場合について説明をしている。
【００１８】
生成されたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリア割り当て部１０３によって対応するサブキャリア、すなわちパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。「信号をサブキャリアに割り当てる」とは、複素数値で表される信号に対して、対応するサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。例えば、図３中のデータ信号３００には（３，L−２）というサブキャリアインデックスが付加される。
【００１９】
サブキャリア割り当て部１０３によってパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、サブキャリアグループ設定部１０４に入力される。サブキャリアグループ設定部１０４は、パイロット信号が割り当てられる少なくとも１つ以上のパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる１つ以上のデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。図３の例では、複数（Ｍ）のサブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍが設定される。「サブキャリアグループを設定する」とは、サブキャリアインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号にインデックス（グループインデックスという）を付加することを意味している。いずれのサブキャリアグループにも属さない信号には、グループインデックスは付加されない。
【００２０】
ここで、図１中のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、サブキャリアグループ設定部１０４によって送信機間で同一の少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。すなわち、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの各々のサブキャリア設定部１０４が設定するサブキャリアグループのうち、少なくとも一つは共通である。共通のサブキャリアグループでは、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nに共通のパイロット信号及び共通のデータ信号がパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられる。
【００２１】
サブキャリアグループ設定部１０４によってサブキャリアグループが設定された信号１２１、すなわちグループインデックスが付加されたパイロット信号（第１パイロット信号）及びデータ信号（第１データ信号）は、複素数値乗算部１０５を経てＯＦＤＭ変調器である逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１０６に入力される。サブキャリアグループが設定されない信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号（第２パイロット信号）及びデータ信号（第２データ信号）は、直接ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００２２】
複素数値乗算部１０５は、グループインデックスが付加されたパイロット信号及びデータ信号に対して、グループインデックスが等しいパイロット信号及びデータ信号毎に定められた複素数値系列を乗じる。図３の例では、サブキャリアグループ３０１，３０２，・・・，３０Ｍに対して、それぞれ一つの複素数値Ｒ［１］，Ｒ［２］，・・・，Ｒ［Ｍ］が乗じられる。サブキャリアグループ毎に定められた複素数値系列の複素数値は、絶対値が全て同じでもよい。絶対値を同じにすることにより、サブキャリアグループ間で電力差が生じることを回避できる。ここで、複素数値は実数値を包含しており、例えば±１のような実数値であってもよい。複素数値系列が乗じられたパイロット信号及びデータ信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００２３】
ＩＦＦＴユニット１０６は、サブキャリアグループ設定部１０４及び複素数値乗算部１０５から入力された信号に対してＯＦＤＭ変調を施すことにより、複数のＯＦＤＭシンボルの系列であるＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＩＦＦＴユニット１０６は周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することによってＯＦＤＭ信号を生成する。生成されたＯＦＤＭ信号は、ＧＩ付加部１０７によってガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータ及び電力増幅器などを含む無線送信部１０８によって無線（ＲＦ）信号に変換され、アンテナ１０９から送信される。ＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さは、後述するようにサブキャリアグループ設定部２０５からの指示に従って設定される。
【００２４】
（受信機）
次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ受信機２０について説明する。図４は、ＯＦＤＭ受信機２０のマクロダイバーシティ受信に関わる構成を示している。アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線受信部２０２によってベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＧＩ除去部２０３によってガードインターバルが除去された後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０４により時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット２０４からの出力信号は、信号分離部２０５に入力される。
【００２５】
信号分離部２０５は、サブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられているパイロット信号２２１及びデータ信号２２２を分離する。分離されたパイロット信号２２１はチャネル推定部２０６に入力され、データ信号２２２はチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６は、サブキャリアグループ毎にパイロット信号２２１の平均化または補間を行うことによりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。チャネル等化部２０７は、チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いてデータ信号２２２に対してチャネル等化を行う。チャネル等化後のデータ信号は復調部２０８によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００２６】
（チャネル推定）
次に、チャネル推定部２０６の動作をさらに詳細に説明する。説明の簡単のため、サブキャリアグループの時間方向及び周波数方向の幅は、チャネルの時間方向及び周波数方向の変動周期に比べてそれぞれ十分小さいと仮定する。この場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に対するチャネル応答は、ほぼ一定とみなすことができる。図２で説明したように、サブキャリアグループ設定部１０４によって設定されたサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられた全てのパイロット信号及びデータ信号には、複素数値乗算部１０５によってサブキャリアグループ毎に定められた複素数値が乗じられている。複素数値をＲとし、チャネル応答をＨとすると、同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、Ｈ＊Ｒで表される歪みを共通に受ける。これは結果として、ＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号がＨ＊Ｒで表されるチャネル応答を受けることと等価であるとみなすことができる。
【００２７】
すなわち、ＯＦＤＭ受信機２０では各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nから同一のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号が、それぞれ異なる複素数値が乗じられた後に送信される場合においても、複素数値が乗じられずに送信される場合と同様に扱うことができる。従って、チャネル推定部２０６ではＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Nにおいて乗じられた複素数値によらず、受信したパイロット信号を元のパイロット信号で除することによりチャネル推定値を求めることができる。元のパイロット信号はＯＦＤＭ受信機において既知の信号である。
【００２８】
サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが存在する場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除した値を平均化することにより、精度の高いチャネル推定値を求めることができる。さらに、サブキャリアグループ内に複数のパイロットサブキャリアが離れて配置されている場合には、それぞれのパイロットサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を元のパイロット信号で除して得られる値を用いて補間を行うことにより、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。
【００２９】
サブキャリアグループ内のあるデータサブキャリアに対するチャネル推定及びチャネル等化のプロセスについて、数式を用いて説明する。以下の説明では、あるデータ信号をＤ、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をＰ、ｎ番目のＯＦＤＭ送信機１ｎにおいて当該サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号に乗じられている複素数値をＲｎとする。
【００３０】
また、説明の簡単のためサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号及びデータ信号が受けるチャネル歪みは一定とみなすことができるとし、ＯＦＤＭ送信機１ｎからＯＦＤＭ受信機２０までのチャネルのチャネル歪みをＨnと表すことにする。
【００３１】
この場合、ＯＦＤＭ送信機１ｎから送信されるパイロット信号及びデータ信号は、それぞれＰ・Ｒn及びＤ・Ｒnで与えられる。Ｐ・Ｒn及びＤ・Ｒnは、チャネル歪みを受けた後ＯＦＤＭ受信機２０のアンテナ２０１によって合成されるので、受信されるパイロット信号Ｐrxは次式で表される。
【数１】
【００３２】
ただし、ＮはＯＦＤＭ送信機の数を表す。
【００３３】
一方、受信されるデータ信号Ｄrxは次式で表される。
【数２】
【００３４】
この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号Ｐrxの逆数及び既知である元のパイロット信号Ｐをデータ信号Ｄrxに乗じることにより、データ信号Ｄを復元することができる。
【数３】
【００３５】
一方、非特許文献１に示される方法によれば、送信機においてデータ信号に対しては複素数値が乗じられない。そのため、受信されるパイロット信号Ｐrxは
【数４】
【００３６】
となり、受信されるデータ信号Ｄrxは
【数５】
【００３７】
となる。この場合、次式に示されるように、受信したパイロット信号の逆数とＰをデータ信号に乗じても、元のデータ信号Ｄは復元されないことは明らかである。
【数６】
【００３８】
元のデータ信号Ｄを復元するためには、Ｈnをそれぞれ個別に推定した上で
【数７】
【００３９】
を算出するプロセスが必要になる。前述の通り、Ｈnをそれぞれ個別に推定する処理においては干渉が重畳される場合があり、チャネル推定値の精度が劣化してしまう。
【００４０】
以上では受信したパイロット信号の逆数とＰを受信したデータ信号に乗じることで、元のデータ信号を復元する方法について説明したが、これ以外にも次のような方法がある。Ｈcombを
【数８】
【００４１】
と置くと、Ｈcombの複素共役とＨcombの絶対値の逆数を受信したデータ信号に乗じることで、次式のようにデータ信号を復元することができる。
【数９】
【００４２】
ただし、この場合は振幅が｜Ｈcomb｜だけずれるので、復調する際に比較を行う変調点についても｜Ｈcomb｜だけずらす必要がある。
【００４３】
以上述べたように、本実施形態によればＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎから送信される信号に対してＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行う場合、各ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ受信機２０までの各チャネル応答を個別に推定する必要がないために計算量が減少する。すなわち、数式（３）に示されるように、受信したパイロット信号Ｄrxに対して受信したパイロット信号Ｐの逆数及び元のパイロット信号Ｐを乗じるだけで元のデータ信号Ｄを復元することができる。また、各チャネル応答を個別に推定する際には生じる干渉の問題も回避することができる。さらに、各チャネル応答を個別に推定するためのスクランブリングパターンの管理を制御する必要がなくなる。
【００４４】
（サブキャリアグループ以外の処理）
次に、ＯＦＤＭ送信機及びＯＦＤＭ受信機の他の例について説明する。図５に示されるＯＦＤＭ送信機では、図２に示したＯＦＤＭ送信機に対してスクランブル部１１０が追加されている。スクランブル部１１０は、サブキャリアグループ設定部１０４により設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２、すなわちグループインデックスが付加されていないパイロット信号及びデータ信号に対して、ＯＦＤＭ送信機毎に異なるスクランブリングパターンによりスクランブルを施す。スクランブルが施された信号は、ＩＦＦＴユニット１０６に入力される。
【００４５】
図６は、図５に対応するＯＦＤＭ受信機であり、図４に示したＯＦＤＭ受信機に対してデスクランブル部２１０と第２のチャネル推定部２１１及び第２のチャネル等化部２１２が追加されている。サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、図４に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、これによってデータ信号の元となるビット列が再生される。
【００４６】
一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。
【００４７】
チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００４８】
チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【００４９】
このようにサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号、すなわちＯＦＤＭ受信機においてマクロダイバーシティ受信を行わない信号に対しては、ＯＦＤＭ送信機間で異なるスクランブリングパターンを用いてスクランブリングをかけている。これによりマクロダイバーシティ受信でない通常受信を行う際のチャネル推定値の精度を高くすることができる。なお、スクランブリングパターンは送受信機間で予め決めておいてもよい。或いは、ＯＦＤＭ受信機２０がＯＦＤＭ送信機（例えばＯＦＤＭ送信機１１）と通信を開始する際に、ＯＦＤＭ送信機１１からスクランブリングパターンの通知を受けてもよい。マクロダイバーシティ受信を行わない信号についてスクランブルをかけているので、ＯＦＤＭ受信機２０は、全てのＯＦＤＭ送信機のスクランブリングパターンを知る必要はない。
【００５０】
上述の理由説明から分かるように、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられている信号のうち、データ信号については必ずしもスクランブルする必要はない。従って、図５中のスクランブル部１１０においてはパイロット信号のみをスクランブルしてもよい。この場合、図６中のデスクランブル部２１０においてはパイロット信号のみをデスクランブルする。
【００５１】
（サブキャリアグループの設定方法）
次に、図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループのより具体的な設定方法について説明する。
前述したように、サブキャリアグループは少なくとも一つのパイロットサブキャリアと少なくとも一つのデータサブキャリアを含むように設定される。以下では、パイロットサブキャリアが周波数軸上で４サブキャリア当たり１つ、時間軸上で７サブキャリア当たり１つの周期で挿入されている場合を例にして、サブキャリアグループの設定方法の具体例を示す。以下の説明において、ＯＦＤＭシンボルとは１回のＩＦＦＴにより生成される単位を表している。１つのＯＦＤＭシンボルには、複数のサブキャリアが含まれる。図７〜図１６及び図１７（ａ）（ｂ）における周波数軸は、１つのＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアの番号を表しており、時間軸はＯＦＤＭシンボルの番号を表している。
【００５２】
第１のサブキャリアグループ設定方法によると、時間軸及び周波数軸によって方形に区切られた特定領域内のサブキャリアによって一つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）により一つのサブキャリアグループを設定する。例えば、図７の例は式を用いて次のように表される。図７において周波数軸上の位置をｉ、時間軸上の位置をｊとし、サブキャリア４０１の位置を（ｉ，ｊ）＝（１，１）とし、位置（ｉ，ｊ）のサブキャリアに割り当てられる信号をＳi,j、サブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗ずる複素数値をＲ［１］、サブキャリアグループ３０２に乗ずる複素数値をＲ［２］とする。サブキャリアグループ毎に１つの複素数値を乗じる処理は、以下の式で表される。
【数１０】
【００５３】
第１のサブキャリアグループ設定方法によれば、周波数軸及び時間軸上で一定のサブキャリア間隔で境界（例えば、フレームの境界）が定められていた場合に、サブキャリアグループが当該境界をまたがないようなサブキャリア配置をしやすいという利点がある。例えば、７ＯＦＤＭシンボルで１フレームを形成する場合には、図７、図８及び図９に示すように周波数方向に４サブキャリア、時間方向に７サブキャリアの大きさの方形のサブキャリアグループ３０１及び３０２、あるいはサブキャリア３０１，３０２及び３０３を設定する。これによりフレームの境界をまたがないようにサブキャリアグループを生成できると共に、いずれのサブキャリアグループにも１つのパイロットサブキャリアが含まれるようにすることができる。
【００５４】
図７及び図８は、それぞれフレームの境界がパイロットサブキャリアのあるＯＦＤＭシンボルから数えて７番目及び６番目にある場合の例を示している。図９は、ある時間区間においてはサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３を周波数方向に敷き詰めて、すなわちＯＦＤＭシンボルの全長にわたり連続して配置した例を示している。図９の例によると、当該時間区間においては全てのサブキャリアがサブキャリアグループ３０１，３０２及び３０３のいずれかに属する。従って、当該時間区間の間はＯＦＤＭ受信機においていずれのサブキャリアもマクロダイバーシティ受信できる。図１０は、サブキャリアグループ３０１及び３０２内のパイロットサブキャリアの密度をサブキャリアグループ外のパイロットサブキャリアの密度より高くした例を示している。図１０の例によると、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアの受信性能を向上させることができる。
【００５５】
第２のサブキャリアグループ設定方法では、時間軸及び周波数軸によって区切られた方形領域内のサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、これら方形領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数方向の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように方形領域外に配置された少なくとも一つのパイロットサブキャリアを組み合わせて１つのサブキャリアグループを設定する。言い換えれば、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア（パイロットサブキャリア及びデータサブキャリア）と、当該連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ当該連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとによりサブキャリアグループを設定する。
【００５６】
例えば、図１１は図７に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。同様に図１２は、図８に示したサブキャリアグループ（方形領域）内のパイロットサブキャリアと周波数方向の位置が同じで、かつ方形領域の右側に近接する一つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。さらに、図１３は図１１のサブキャリアグループの前後に位置する２つのパイロットサブキャリアを加えたサブキャリアグループ３０１及び３０２を示している。
【００５７】
第２のサブキャリアグループ設定方法によると、サブキャリアグループ毎に行われるチャネル推定においてチャネル応答の時間的な変動を推定しやすくなる。従って、この変動が大きい場合のチャネル推定精度が向上するという利点がある。
【００５８】
第２のサブキャリアグループ設定方法を図５に示したＯＦＤＭ送信機に適用する場合には、サブキャリアグループの範囲について異なる解釈をすることも可能である。図５に示したＯＦＤＭ送信機においては、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号にスクランブリングが施される。図７のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０２に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図７のサブキャリアグループは実質的に図１１に示したサブキャリアグループと同一であるとみなすことができる。
【００５９】
同様に、図８のサブキャリアグループ３０１内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じる複素数値をパイロットサブキャリア４０３に割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一とした場合、図８のサブキャリアグループは図１２に示したサブキャリアグループと等価とみなすことができる。
【００６０】
このようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号に乗じられる複素数値をサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をスクランブルするのに用いる複素数値と同一にすることにより、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号と等価に扱うことができる。従って、サブキャリアグループに対応するチャネルのチャネル推定精度を向上させることができる。
【００６１】
サブキャリアグループの形状は、必ずしも完全な方形でなくともよい。例えば、サブキャリアグループ内の全サブキャリアのうちの半分よりも少ない一部を除いたサブキャリアが方形を成してもよい。こうすることにより、より自由度の高いサブキャリアグループの設計を行うことができる。サブキャリアグループの自由度をさらに高めたい場合には、サブキャリアグループ内のサブキャリアは、必ずしも方形に近い形状を成していなくともよい。その場合、例えば少なくともサブキャリアグループ内のデータサブキャリアは、周波数方向または時間方向に連続していてもよい。そうすることにより、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア間でチャネル歪みの相関が高くなるため、チャネル等化を行いやすくなる。
【００６２】
（パイロットサブキャリアの配置方法）
次に、図１４、図１５及び図１６を用いてサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法の具体例を示す。図１４に示す例では、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアを時間方向及び周波数方向に一様に分散させて配置する。このようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内に分散して配置することで、チャネル応答の時間方向と周波数方向の両方の変動に追従したチャネル推定を行うことができる。
【００６３】
図１５に示す例では、サブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の周波数方向の変動が大きい場合、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるパイロット信号を用いてチャネル応答の変動を推定することになる。パイロット信号を用いてチャネル推定を行う場合、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置（周波数）においてもチャネル応答を知ることが正確にチャネル推定のために望まれる。このため、パイロット信号が割り当てられていないサブキャリア位置のパイロット信号を内挿（補間）または外挿により求めることが必要となる。ここで、パイロット信号の内挿を行うよりも、外挿を行う方がチャネル推定精度は低いことは知られている。図１５のようにパイロットサブキャリアをサブキャリアグループ内の周波数方向の両端に優先して配置することにより、パイロット信号の外挿を行う必要性が減るので、チャネル推定精度が向上する。
【００６４】
図１６に示す例では、サブキャリアグループ内の時間方向の両端に優先的にパイロットサブキャリアを配置する。チャネル応答の時間方向の変動が大きい場合、図１５の例と同様の理由でパイロット信号の外挿を行う必要性が減ることにより、チャネル推定精度が向上する。
【００６５】
（複素数値系列の設定方法）
次に、図１７（ａ）（ｂ）を用いてサブキャリアグループ毎に異なる複素数値系列を用いる例について説明する。複素数値系列としては、ＯＦＤＭ送信機間で異なる系列が選択される場合もあるし、同じ系列が選択される場合もある。ここでは、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列が選択されている場合について具体的な例を示す。
【００６６】
図１７（ａ）（ｂ）は、ＯＦＤＭ送信機１１及び１２からそれぞれ送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置と複素数値系列をそれぞれ表している。図１７（ａ）における複素数値系列はＲ1［１］, Ｒ1［２］，…，Ｒ1［Ｎ］であり、図１７（ｂ）における複素数値系列はＲ2［１］，Ｒ2［２］，…,，…，Ｒ2［Ｎ］である。図５に示したＯＦＤＭ送信機では、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号にスクランブリングを施すことによって、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号については干渉を低減することができる。これはサブキャリアグループに属しているサブキャリアに割り当てられる信号とは異なり、他のＯＦＤＭ送信機からの信号は干渉となってしまうためである。
【００６７】
そこで、この例では複素数値系列はＲ1［１］，Ｒ1［２］，…，Ｒ1［Ｎ］とＲ2［１］，Ｒ2［２］，…，Ｒ2［Ｎ］とを互いに直交または擬似直交の関係とする。これにより、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられるパイロット信号についても干渉を低減することができ、マクロダイバーシティでない受信のチャネル推定に用いることができる。ここで、前述したように「互いに直交」とは相関値が０になることをいい、「互いに擬似直交」とは相関値の絶対値が自己相関値と比べて小さい値になることをいう。ある系列ｘ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の自己相関値、及び２つの系列ｘ［ｋ］，ｙ［ｋ］（ｋ＝１，・・・，Ｋ）の相関値は、それぞれ次式で表される。
【数１１】
【００６８】
【数１２】
【００６９】
系列長が４の場合、互いに直交の関係にある複素数値系列の例として、以下の４つの系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4が挙げられる。
【数１３】
【００７０】
数式（１３）の４つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4は、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。一般に系列長を２Kとすると、最大で２K個の互いに直交関係にある複素数値系列を生成することができる。他の例として、例えば
【数１４】
【００７１】
のような４つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4も、６個の相関値が全て０であり、互いに直交している。
【００７２】
一方、擬似直交関係にある複素数値系列の例としては、以下の６つの系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5及びＲ6が挙げられる。
【数１５】
【００７３】
数式（１５）の系列長が４である６つの複素数値系列Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5及びＲ6は、自己相関値はいずれも４であるのに対して、相関値は０または２のいずれかになる。例えば、Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4の間の６個の相関値及びＲ５及びＲ６の間の相関値は、いずれも０であるが、Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3及びＲ4と、Ｒ５及びＲ６との間の４個の相関値は、いずれも２である。このように複素数値系列として互いに疑似直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定しない系列を含ませることにより、互いに直交の関係にある系列、すなわち相関値を０に限定した系列よりも多くの系列を生成することができる。
【００７４】
図１８は、複素数値系列が送信機間で直交化または擬似直交化されている場合に適したＯＦＤＭ受信機を示している。図６のＯＦＤＭ受信機との相違は信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１が複素数値乗算部２１４にも入力される点と、複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられたパイロット信号２２５がチャネル推定部２１１に入力される点と、チャネル推定部２１１がパイロット信号２２３とパイロット信号２２５をチャネル推定を行う点である。
【００７５】
サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号は、基本的に図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ毎のパイロット信号２２１及びパイロット信号２２２は、それぞれチャネル推定部２０６及びチャネル等化部２０７に入力される。チャネル推定部２０６から出力されるチャネル推定値を用いて、チャネル等化部２０７によりデータ信号２２２に対してチャネル等化が行われる。チャネル等化部２０７によるチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３によって復調され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００７６】
一方、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられた信号も、図６に示したＯＦＤＭ受信機と同様に処理される。すなわち、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号及びデータ信号は、デスクランブル部２１０によりデスクランブルされる。デスクランブル部２１０は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機において用いられるスクランブルパターンと逆のデスクランブリングパターンによってデスクランブルを行う。デスクランブル部２１０によりデスクランブルされたパイロット信号２２３はチャネル推定部２１１に入力され、デスクランブルされたデータ信号２２４はチャネル等化部２１２に入力される。
【００７７】
一方、信号分離部２０５から出力される、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２１は、さらに複素数値乗算部２１４によって複素数値が乗じられる。複素数値乗算部２１４は、ＯＦＤＭ受信機が受信しようとする信号を送信するＯＦＤＭ送信機内の図５中に示した複素数値乗算部１０５において用いられた複素数値の複素共役に相当する複素数値をパイロット信号２２１に対して乗じる。複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられたパイロット信号２２５は、チャネル推定部２１１に入力される。
【００７８】
チャネル推定部２１１は、近接するパイロット信号の平均化及び補間によりチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を算出する。チャネル等化部２１２は、チャネル推定部２１１から出力されるチャネル推定値を用いて、デスクランブルされたデータ信号に対してチャネル等化を行う。チャネル等化部２１２からのチャネル等化後のデータ信号は復調部２１３に入力され、データ信号の元となるビット列が再生される。
【００７９】
チャネル推定部２１１において行われる平均化の処理によって、スクランブリングパターンが異なるＯＦＤＭ送信機から送信されたパイロット信号については電力を小さくすることができ、所望のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【００８０】
さらに、チャネル推定部２１１では、デスクランブル部２１０によってデスクランブルされた、サブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２３に加えて、複素数値乗算部２１４により複素数値が乗じられた、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたパイロット信号２２５を用いてチャネル推定を行う。従って、チャネル推定部２１１では図６のＯＦＤＭ受信機と比べてチャネル推定により多くのパイロット信号を用いることができるため、チャネル推定の精度がより一層向上する。
【００８１】
（ガードインターバルについて）
次に、図２または図５中に示したＧＩ付加部１０７において付加されるガードインターバルの長さを設定する方法について説明する。ガードインターバルは、１ＯＦＤＭシンボル毎に時間波形の一部をコピーすることで付加される。ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルを付加することによって、遅延波によるシンボル間干渉を低減することができる。一般に、ガードインターバル長が大きいほど、遅延広がり（遅延プロファイルともいう）の大きいマルチパス環境に耐えることができる。
【００８２】
前述したようにサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられる信号については、ＯＦＤＭ受信機２０においてマクロダイバーシティ受信を行うことができる。この場合、ＯＦＤＭ受信機２０は複数のＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎからの信号を同時に受信することになるため、一つの送信機からの信号を受信するときと比べて遅延広がりが相対的に大きくなる場合がある。
【００８３】
そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルについては、それ以外のＯＦＤＭシンボルよりもガードインターバルを長く設定することにより、受信性能を改善する。具体的には、図２及び図５に示されるようにサブキャリアグループ設定部１０４からサブキャリアグループ内のサブキャリアの位置を示すサブキャリア位置情報がＧＩ付加部１０７に与えられる。ＧＩ付加部１０７は、サブキャリア位置情報に基づいて、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルがＩＦＦＴユニット１０６から入力されるときは、サブキャリアグループ外のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルが入力される場合に比較して長いガードインターバルをＯＦＤＭ信号に付加する。
【００８４】
このようにガードインターバル長を設定することにより、ＯＦＤＭ受信機２０がマクロダイバーシティ受信を行う際の大きな遅延広がりにも対処できることにより、受信性能が改善される。
【００８５】
次に、ガードインターバル長の具体的な設定例について述べる。例えば、図７に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長を、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。一方、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含む７つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のデータサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定する。また、図１１に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアまたはパイロットサブキャリアを含む８つのＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルに対するガードインターバル長よりも大きく設定してもよい。
【００８６】
図１９に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長をサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。
【００８７】
図２０に示したサブキャリアグループ設定例では、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバルをサブキャリアグループ内のサブキャリアを含まないＯＦＤＭシンボルよりも長くする。さらに、サブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルを間引いてもよい。
【００８８】
次に、図２１を用いて上述のようにＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する。通常のガードインターバル長では、図２１のフレーム構成５０１に示されるように７つのＯＦＤＭシンボルで１つのフレームを構成しているとする。例えば、図１９のようにガードインターバル長が他のＯＦＤＭシンボルよりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっている場合は、フレーム構成５０２に示されるようにＯＦＤＭシンボルを１つ以上間引き、その分だけガードインターバル長を大きくすればよい。
【００８９】
図２０の例でサブキャリアグループ内のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルのガードインターバル長を他のＯＦＤＭシンボルよりも大きくした場合のように、ガードインターバル長が他よりも大きいＯＦＤＭシンボルが１つのフレーム内に収まっていない場合には、フレーム構成５０３に示されるようにフレームの一部を後続のフレームの最初に位置するＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに当てる。これによって、後続のフレームについてはＯＦＤＭシンボルを間引くことなく、最初のＯＦＤＭシンボルだけガードインターバル長を大きく設定することができる。
【００９０】
（データの種類について）
次に、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるデータ信号の内容例について説明する。図２または図５に示されるＯＦＤＭ送信機はセルラーシステム（携帯電話システム）における基地局であり、図４、図６または図１８に示されるＯＦＤＭ受信機が端末である場合を例にとって説明する。基地局は複数のセクタを形成してもよい。その場合、基地局はセクタ数分のＯＦＤＭ送信機を含む。データ信号は、例えば以下のようにブロードキャスト通信、マルチキャスト通信、あるいはソフトハンドオーバに用いられる。
【００９１】
まず、ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信を実施する例について述べる。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信を行う。この場合、当該基地局に接続している全ての端末は同じデータ信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアを利用して、ブロードキャスト通信やマルチキャスト通信を行うことができる。ブロードキャスト通信とは、ユーザを特定せずにデータ信号を送信するサービスをいう。マルチキャスト通信とは、２以上の特定の端末宛に同じデータ信号を送信するサービスをいう。ブロードキャスト通信及びマルチキャスト通信は、Multimedia Broadcast and Multicast Service(ＭＢＭＳ)通信と総称される場合もある。一方、１の特定の端末宛にデータを送信するサービスは、ユニキャストと呼ばれる。
【００９２】
そこで、サブキャリアグループ内のサブキャリアについてはブロードキャスト通信やマルチキャスト通信に用い、サブキャリアグループ外のサブキャリアについてはユニキャスト通信に用いるという形態が考えられる。ブロードキャスト通信またはマルチキャスト通信によってデータ信号を送信する例としては、例えば動画データや音楽データのストリーミング、及び電子メールの一括送信などが挙げられる。
【００９３】
次に、ソフトハンドオーバを実施する例について説明する。複数の基地局から、サブキャリアグループ内のデータサブキャリアに同じデータ信号を割り当てて送信する。この場合、セル境界にいる端末は、境界に接する複数の基地局からの信号を同時に受信することが可能である。従って、セルラーシステムはサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号を利用して、以下のようにソフトハンドオーバを実現することができる。
【００９４】
まず、端末は第１基地局のセルの中心付近に存在している間は、第１基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、通常受信を行う。次に、当該端末は第１基地局のセルと第１基地局に隣接する第２基地局のセルとの境界付近に来たときには、第１基地局及び第２基地局においてそれぞれ設定されるサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について、マクロダイバーシティ受信を行う。この後、当該端末は第２基地局のセルの中心付近に移動すると、第２基地局において設定されるサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられたデータ信号について通常受信を行う。このようにして、サブキャリアグループに割り当てられるデータ信号を用いてソフトハンドオーバを実施することができる。
【００９５】
［第２の実施形態］
（送信機）
図２、図４及び図２２〜３１を用いて、本発明の他の実施形態について説明する。本実施形態では、図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２が図２２に示すようにビット列生成部１０２１、通信路通信路符号化器１０２２、インタリーバ１０２３及びディジタル変調器１０２４により構成される。図２２のデータ信号生成部１０２では、以下のようにしてデータ信号が生成される。ビット列生成部１０２１によって生成されたビット列は、通信路符号化器１０２２に入力される。通信路符号化器１０２２では、入力されたビット列に対して例えばビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいは低密度パリティチェック符号（low-density parity-check codes：ＬＤＰＣ）符号化といった通信路符号化（チャネル符号化）を施し、符号化率に相当する分だけ長くなったビット列を出力する。
【００９６】
通信路符号化器１０２２により符号化されたビット列は、インタリーバ１０２３によってインタリーブが施される。インタリーブが施されたビット列に、ディジタル変調器１０２４によりＱＰＳＫのようなディジタル変調が施されることによって変調信号（データ信号）が生成される。こうして生成されたデータ信号は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３を経てサブキャリアグループ設定部１０４により複数のサブキャリアグループに割り当てられる。
【００９７】
ここで、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ同一である。言い換えると、複数のサブキャリアグループは複数のＯＦＤＭ送信機でそれぞれ共通である。「サブキャリアグループが同一である」とは、例えば図１７（ａ）のサブキャリアグループ３０１と図１７（ｂ）のサブキャリアグループ３０１との関係のように、サブキャリアグループに含まれるサブキャリアのサブキャリアインデックスが同じであることを意味している。ＯＦＤＭ送信機間で同一のサブキャリアグループに含まれるサブキャリアには、ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号とパイロット信号が割り当てられる。
【００９８】
ＯＦＤＭ送信機間で同一のデータ信号は、例えば複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置から各ＯＦＤＭ送信機において同一のビット列を取得し、このビット列から通信路符号化、インタリーブ及びディジタル変調を経て生成することもできる。他の例では、複数のＯＦＤＭ送信機と通信可能な外部装置において、ビット列から通信路符号化、インタリーブ、ディジタル変調を経てデータ信号を生成し、これを複数のＯＦＤＭ送信機に渡すことによっても得ることもできる。すなわち、データ信号生成部１０２の構成要素の一部または全部はＯＦＤＭ送信機の外部に設けられていても構わない。
【００９９】
サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列は、先の実施形態と同様にＯＦＤＭ送信機間で異なる系列となるように設定される。
（受信機）
一方、本実施形態に従うＯＦＤＭ受信機においては、図４中の復調部２０８が図２３に示すようにディジタル復調器２０８１、デインタリーバ２０８２及び通信路復号化器２０８３によって構成される。すなわち、図４中のチャネル等化部２０７から出力された信号はディジタル復調器２０８１によって復調され、軟判定値が得られる。軟判定値の列は、デインタリーバ２０８２によってデインタリーブされる。デインタリーブ後の軟判定値の列は、通信路復号化器２０８３によりＯＦＤＭ送信機における符号化方法（図２２中の通信路符号化器１０２２の符号化方法）に対応する復号方法によって復号されることにより、元のビット列が再生される。
【０１００】
一般に通信路符号化を実施する場合、復号前の信号にバースト誤りが発生すると復号後のビット誤り率特性が劣化することが知られている。本実施形態によれば、各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列をサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じなかった場合と比べて、復号前の信号にバースト誤りが発生する確率が低くなる。その結果として、復号後のビット誤り率特性を改善できるという効果がある。以下、本効果について詳細に説明する。
【０１０１】
まず、バースト誤り率が発生する確率が低くなることは、次のように説明できる。数式（２）に示されるように、受信した信号の振幅は数式（２）の一部である数式（１６）の値に応じて変わる。より詳細には数式（１６）の値は、信号に乗じた複素数値とチャネル歪みとの積の位相がインデックスｎ毎に近い値を持っていた場合には大きくなり、位相がインデックスｎ毎に無相関な値を持っていた場合には、複素数値とチャネル歪みの積が打ち消しあって小さくなる。
【数１６】
【０１０２】
サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で同じ複素数値が乗じられた場合、もしくは複素数が乗じられなかった場合、数式（１６）の値はチャネル歪みの項によってのみ増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においては、広いサブキャリア範囲にわたって同じように電力の増減が起こることになる。広い範囲にわたって電力の低下が起こると、バースト的な誤りを発生させる場合がある。
【０１０３】
一方、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に、ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値が乗じられた場合、数式（１６）の値は複素数値とチャネル歪みによって増減する。すなわち、周波数方向または時間方向あるいはその両方向においてチャネル歪みの相関が強い環境下においても、サブキャリアグループ毎にＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が乗じられるために、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲にわたって同じように電力の増減が起こる可能性が低くなる。言い換えると、あるサブキャリアグループの電力が小さくなった場合においても、その他のサブキャリアグループの電力が同様に小さくなってしまう可能性が小さくなる。これによりバースト誤りが発生する可能性を小さくすることができるという効果がある。バースト誤りの発生確率を低減できることにより、例えば以下のような利点がある。例えば送信しているデータが音声であった場合、音声通信の長期中断を防ぐことができる。例えば、ＯＦＤＭ送信機によって送信するデータ信号が動画であった場合、動画の長期欠損などを防ぐことができる。
【０１０４】
次に、通信路符号化による復号後のビット誤り率特性を改善できる利点について詳細に説明する。前述したビタビ符号化、ターボ符号化、リードソロモン符号化あるいはＬＤＰＣ符号化といった通信路符号化をビット列に施すと、通信路において信号の一部に誤りが生じた場合においても、受信側においてその誤りを訂正してもとの信号を復元することが可能である。
【０１０５】
しかし、このような通信路符号化はバースト誤りに対しては誤り訂正能力が劣化することが知られている。ここで、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号にＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を乗じた場合、サブキャリアグループの範囲を超えた広い範囲でバースト誤りが発生する確率が低くなる。このため、図２２に示したデータ生成部１０２により通信路符号化によって得られるビット列を変調して生成されるデータ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てることにより、バースト誤りが発生する確率を低減できる。その結果として、復号後のビット誤り率を改善できるという効果が得られる。この場合、信号が割り当てられるサブキャリアグループの数が多いほど、バースト誤りが発生する確率を低減することができるため、復号後のビット誤り率特性の改善量も大きくなる傾向がある。
【０１０６】
図２４に、サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合について、シミュレーションによる性能評価を行った例を示す。図２４において横軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）、縦軸はブロックエラー率（block error rate:ＢＬＥＲ）をそれぞれ表している。ＢＬＥＲとは、符号化されたビット列のうち１ビットでも誤った場合を誤りとし、全てのビットが正しかった場合に正しいとした場合の誤り率である。図２４に示されるように、ＯＦＤＭ送信機間で異なる複素数値系列を設定することにより、特性を改善できることが分かる。
【０１０７】
このように各ＯＦＤＭ送信機で異なる複素数値系列が選択されている場合においては、バースト誤りを低減する効果を得ることができる。本効果は、全てのサブキャリアがサブキャリアグループに割り当てられている場合においても発揮される。すなわち本効果を得るためには、図２のＯＦＤＭ送信機においてサブキャリアグループ外のサブキャリアに割り当てられる信号１２２はなくてもよい。この場合、サブキャリアグループの設定は図２５〜図２８に示されるように、全てのサブキャリアがいずれかのサブキャリアグループに属するように割り当てられる。
【０１０８】
（複素数値系列が送信機間で異なることについての説明）
次に、サブキャリアグループ毎に用いられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なることについてより詳細に説明する。
Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機のＭ番目のサブキャリアグループに用いられる複素数値をＲＮ[Ｍ]と表すこととする。この場合、Ｎ番目のＯＦＤＭ送信機における複素数値系列ＳＮは
【数１７】
【０１０９】
と表すことができる。複素数値系列ＳＡとＳＢが同じであるとは、ある複素数値定数Ｚの下で次式が成り立つことを意味する。
【数１８】
【０１１０】
「複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なる」とは、複素数値系列ＳＮが全てのＯＦＤＭ送信機間で同じではないということを表している。言い換えると、あるＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列は、他のＯＦＤＭ送信機で用いられている複素数値系列のうち少なくとも１つの系列とは異なっているということを意味している。このように少なくとも２つのＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列の一部でも値が違う部分があれば、バースト誤りを低減できる効果が得られるため、復号後のビット誤り率特性を改善することができる。
【０１１１】
バースト誤りをより効果的に低減するためには、各ＯＦＤＭ送信機で用いられている系列ＳＮがより多く異なっていることが望ましい。例えば図１７を用いて説明したように、互いに擬似直交または直交の関係にある複素数値系列を用いることにより、それぞれ異なる複素数値系列を選択することができる。また、例えば乱数や擬似乱数を用いてＯＦＤＭ送信機毎に独立に複素数値系列を生成してもよい。このようにすることで、ＯＦＤＭ送信機間で複素数値系列が同じになる確率を小さくすることができる。
【０１１２】
（データ信号の割り当て）
次に、図２９〜図３３を用いてデータ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てることについて詳細に説明する。
図２９〜図３３では、通信路符号化によって得られる１つ目のビット列を変調して生成されるデータ信号列をＤ１、２つ目のビット列から同様に生成されるデータ信号列をＤ２と表している。図２９〜図３３に示されるように、データ信号を複数のサブキャリアグループにわたって割り当てる。
【０１１３】
図２９及び図３０は、連続する６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３１は、連続しない６個のサブキャリアグループにわたってそれぞれＤ１及びＤ２を割り当てる例を示している。図３２は、Ｄ１とＤ２をサブキャリアグループ内に混在させて、それぞれ１２個のサブキャリアグループにわたって割り当てた場合の例を示している。図３２の例では、図２９及び図３０の例と比べて１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数が多いために、バースト誤りが発生する確率がより小さくなり、復号後の誤り率特性をより改善できる。
【０１１４】
図２９〜図３１の例のようにサブキャリアグループの中にデータ信号列Ｄ１とＤ２が混在しないように割り当てた場合においても、例えば図３３のようにサブキャリアグループのサイズを小さくすることによって１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。ただしサブキャリアグループのサイズを小さくすると、サブキャリアグループ毎にパイロット信号が少なくとも１つ以上必要であるために、パイロットサブキャリアのオーバーヘッドが大きくなってしまう場合がある。オーバーヘッドを大きくしたくない場合には、サブキャリアグループのサイズをそのままにしてデータ信号列の長さを長くすることによっても、１つのデータ列が配置されるサブキャリアグループの数を多くすることができる。逆に言えば、１つのデータ列の長さが長い場合においては、サブキャリアグループのサイズを大きくすることによってパイロットサブキャリアのオーバーヘッドを小さくすることもできる。
【０１１５】
次に、バースト誤りを効率よく低減するための複素数値系列の設定方法についてより詳細に説明する。
あるデータ信号のバースト誤り率を低減するためには、当該データ信号に乗じられる複素数値系列がＯＦＤＭ送信機間で異なっている必要がある。例えば、図２９においてＮ番目のＯＦＤＭ送信機でサブキャリアグループ３０１〜３１２内のサブキャリアに割り当てられたデータ信号に対して、複素数値ＲＮ[Ｍ]を乗じるとする。
【０１１６】
データ信号系列Ｄ１はサブキャリアグループ３０１，３０２，３０３，３０７，３０８及び３０９に割り当てられているので、複素数値系列｛ＲＮ[１]，ＲＮ[２]，ＲＮ[３]，ＲＮ[７]，ＲＮ[８]，ＲＮ[９]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ１のバースト誤りを低減することができる。同様に、データ信号系列Ｄ２はサブキャリアグループ３０４，３０５，３０６，３１０，３１１及び３１２に割り当てられているので、複素数値系列｛ＲＮ[４]，ＲＮ[５]，ＲＮ[６]，ＲＮ[１０]，ＲＮ[１１]，ＲＮ[１２]｝をＯＦＤＭ送信機間で異なる系列に設定することにより、Ｄ２のバースト誤りを低減することができる。従って、データ信号系列Ｄ１及びＤ２の復号後の誤り率特性を改善できる。
【０１１７】
本実施形態において、サブキャリアグループの設定方法及びサブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法は、先の実施形態と同様でよい。例えば、サブキャリアグループは図７〜図１０のように設定され、サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアは図１４〜図１６のように配置される。
【０１１８】
［第３の実施形態］
（送信機）
図３４〜図４３を用いて、本発明の他の実施形態について説明する。これまで述べた実施形態では、複数の送信機１１，１２，・・・，１ＮからＯＦＤＭ信号を送信する際、通信路符号化により得られるビット列を変調したデータ信号とパイロット信号を送信機間で同一のサブキャリアに割り当て、サブキャリアグループ毎に定められた複素数値をパイロット信号及びデータ信号に乗じた後にＯＦＤＭ変調を施す。これにより、サブキャリアグループの時間区間ではＯＦＤＭ受信機２０側で全チャネルのチャネル応答を個別に求めることなく、全チャネルのチャネル応答の和を求めることを可能とすると共に、バースト誤りの発生を低減して良好なビット誤り率特性を実現することができる。
【０１１９】
一方、以下の実施形態のようにデータ信号の生成過程に変調信号に対する符号乗算が入った場合、符号を乗じた変調信号間ではチャネル応答が変わらないことが望ましい。そこで、以下の実施形態では変調信号に符号を乗じて生成されたデータ信号の信号セットは共通のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるようにして、同じ複素数値が乗じられるようにする。これにより、符号を乗じて生成されるデータ信号の信号セット間でチャネルが変わらなくなるようにする。
【０１２０】
本実施形態における図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２は、図３４に示すように図２２に示したビット列生成部１０２１、通信路符号化器１０２２、インタリーバ１０２３及びディジタル変調器１０２４に、符号乗算器１０２５が追加される。
【０１２１】
図３４のデータ信号生成部１０２では、図２２と同様にビット列生成部１０２１によって生成されたビット列は、通信路符号化器１０２２に入力される。通信路符号化器１０２２では、入力されたビット列に対して通信路符号化を施し、符号化率に相当する分だけ長くなったビット列を出力する。通信路符号化器１０２２により符号化されたビット列は、インタリーバ１０２３によってインタリーブが施される。インタリーブが施されたビット列に、ディジタル変調器１０２４によりディジタル変調が施されることによって変調信号が生成される。
【０１２２】
ディジタル変調器１０２４により生成された変調信号は、符号乗算器１０２５に入力される。符号乗算器１０２５では、入力された変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号が乗じられることにより、該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号が生成される。符号乗算器１０２５で用いる符号としては、例えば後述するウォルシュ符号が挙げられる。
【０１２３】
次に、符号乗算器１０２５について詳しく説明する。変調信号に系列長Ｌの符号を乗じるとは、Ｌ個の変調信号毎に符号の各要素を各変調信号に乗じることを表している。例えば、変調信号を長さ３２の系列Ｓ［１］，Ｓ［２］，．．．，Ｓ［３２］とし、系列長Ｌ＝４の符号をＣ［０］，Ｃ［１］，Ｃ［２］，Ｃ［３］とした場合、変調信号に符号を乗じてデータ信号の信号セットＤ［１］，Ｄ［２］，．．．，Ｄ［３２］を得る処理は、以下のように表すことができる。
【数１９】
【０１２４】
ただし、ｋ＝１，２，．．．，３２
こうして生成されたデータ信号は、図２中のサブキャリア割り当て部１０３を経てサブキャリアグループ設定部１０４により複数のサブキャリアグループに割り当てられる。サブキャリアグループ設定部１０４では、パイロット信号が割り当てられる少なくとも一つのパイロットサブキャリアと、データ信号が割り当てられる少なくとも一つのデータサブキャリアを含む、少なくとも一つのサブキャリアグループを設定する。
【０１２５】
さらに、サブキャリアグループ設定部１０４では、符号乗算器１０２５により一つの符号が乗じられて生成されたデータ信号の信号セットが共通のサブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられるようにサブキャリアグループが設定される。言い換えると、データ信号を符号の系列長Ｌ単位に分けたそれぞれの信号セットが同じサブキャリアグループに割り当てられるようにする。上述の例では系列長Ｌが４であるので、データ信号の信号セットは、Ｄ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］、Ｄ［５］，Ｄ［６］，Ｄ［７］及びＤ［８］、・・・Ｄ［２９］，Ｄ［３０］，Ｄ［３１］及びＤ［３２］となる。従って、例えばＤ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］は、同じサブキャリアグループに割り当てるようにする。
【０１２６】
一般に、変調信号に符号を乗じる場合、符号の系列長Ｌの範囲に渡ってチャネル歪みが変化していないことが望ましい。なぜならばチャネル歪みが系列長Ｌの範囲内で変化した場合、その変化によって符号が本来持つ性質が失われてしまうためである。符号の性質が失われるということについては、あとで具体的に例を挙げて説明する。
【０１２７】
式（１６）を用いて説明したように、サブキャリアグループが異なるサブキャリアにおけるチャネル歪みは、互いに異なるものになる。一方、サブキャリアグループが同じサブキャリアにおけるチャネル歪みはほぼ等しい。従って、本実施形態のように系列長Ｌの符号が乗じられて生成されたデータ信号の信号セットを共通のサブキャリアグループに割り当てることにより、符号の系列長Ｌの範囲におけるチャネル歪みの変化を小さくすることができ、その結果として符号が元々持っている性質を維持できるという効果が得られる。
【０１２８】
図３５、図３６及び図３７は、変調信号に符号を乗じて得られるデータ信号の信号セットのサブキャリアへの割り当て例を示す。図３５、図３６及び図３７において、サブキャリアグループは太線により示される。例えば、図３５においては信号セットＤ［１］，Ｄ［２］，Ｄ［３］及びＤ［４］、Ｄ［５］，Ｄ［６］，Ｄ［７］及びＤ［８］、Ｄ［９］，Ｄ［１０］，Ｄ［１１］及びＤ［１２］、及びＤ［１３］，Ｄ［１４］，Ｄ［１５］及びＤ［１６］はそれぞれ上側のサブキャリアグループに割り当てられ、信号セットＤ［１７］，Ｄ［１８］，Ｄ［１９］及びＤ［２０］、Ｄ［２１］，Ｄ［２２］，Ｄ［２３］及びＤ［２４］、Ｄ［２５］，Ｄ［２６］，Ｄ［２７］及びＤ［２８］、及びＤ［２９］，Ｄ［３０］，Ｄ［３１］及びＤ［３２］はそれぞれ下側のサブキャリアグループに割り当てられている。さらに、図３５の例では各信号セットのデータ信号は、時間方向に並ぶサブキャリアに割り当てられる。
【０１２９】
前述のように、符号の性質を維持するためには符号の系列長の範囲でチャネル歪みが変化しないことが望ましい。そのためチャネル歪みの周波数方向の変動よりも時間方向の変動の方が小さい場合には、図３５のように各信号セットのデータ信号を時間方向に並ぶ（時間方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３０】
一方、チャネル歪みの時間方向の変動よりも周波数方向の変動の方が小さい場合には、図３６のように各信号セットのデータ信号を周波数方向に並ぶ（周波数方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３１】
さらに、チャネル歪みの時間方向の変動と周波数方向の変動の方が同程度である場合には、図３７のように各信号セットのデータ信号を時間方向と周波数方向の両方に隣接するサブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３２】
（受信機）
一方、本実施形態に従うＯＦＤＭ受信機においては、図４中の復調部２０８が図３８に示すように図２３に示したディジタル復調器２０８１、デインタリーバ２０８２及び通信路復号化器２０８３に、符号乗算器２０８４及び累積器２０８５が追加される。
【０１３３】
図３８の復調部２０８では、図４中のチャネル等化部２０７から出力されたチャネル等化後のデータ信号は、符号乗算器２０８４により系列長Ｌの符号が乗じられた後、累積器２０８５により系列長Ｌに渡って累積される。この後の処理は、図２３と同様である。すなわち、累積器２０８５から出力されるデータ信号はディジタル復調器２０８１によって復調され、軟判定値が得られる。軟判定値の列は、デインタリーバ２０８２によってデインタリーブされ、デインタリーブ後の軟判定値の列は、通信路復号化器２０８３によりＯＦＤＭ送信機における符号化方法（図２２中の通信路符号化器１０２２の符号化方法）に対応する復号方法によって復号される。
【０１３４】
（ウォルシュ符号）
次に、変調信号に乗じる符号としてウォルシュ符号を使った場合について具体的に説明する。良く知られているようにウォルシュ符号とは、長さが２のべき乗であって、＋１と−１の値を持つ、互いに直交する符号をいう。一般に、系列長Ｌのウォルシュ符号はＬ個存在する。例えばＬ＝４の場合、ウォルシュ符号として以下の４つの互いに直交する符号を作ることができる。
【数２０】
【０１３５】
これらのウォルシュ符号のうちのＣ１とＣ２を２つの変調信号Ｓ１［１］，Ｓ１［２］，．．．，Ｓ１［３２］とＳ２［１］，Ｓ２［２］，．．．，Ｓ２［３２］に乗じる場合を例にあげて説明する。変調信号にウォルシュ符号を乗じてデータ信号を生成する場合、ウォルシュ符号の系列長Ｌに渡って変調信号が同じ値を持つようにする。この例ではＬ＝４であるので、変調信号は４つずつ同じ値となるようにする。これは変調信号を必要な系列長の１／４だけ生成しておいて、変調信号をそれぞれ４回ずつ繰り返すことにより生成することができる。この例では、３つの変調信号としてそれぞれ系列長８の変調信号Ｓ１［１］，Ｓ１［２］，．．．，Ｓ１［８］とＳ２［１］，Ｓ２［２］，．．．，Ｓ２［８］を用意し、それぞれを４回ずつ繰り返すことで系列長３２の２つの変調信号を生成することができる。
【０１３６】
このようにして生成される変調信号にウォルシュ符号を乗じることにより生成されるデータ信号の信号セットＤ１［１］，Ｄ１［２］，．．．，Ｄ１［３２］及びＤ２［１］，Ｄ２［２］，．．．，Ｄ２［３２］は、以下のように表すことができる。
【数２１】
【０１３７】
ただし、ｋ＝１，２，．．．，３２
図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）は、信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］をサブキャリアに割り当てる例を示しており、信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］はそれぞれ同じサブキャリアに割り当てられる。図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）において、サブキャリアグループは太線により示される。
【０１３８】
この際、前述のように各信号セットのデータ信号は、周波数方向と時間方向のうちチャネル変動が少ない方向に並ぶサブキャリアに割り当てられることが望ましい。すなわち、チャネル歪みの周波数方向の変動よりも時間方向の変動の方が小さい場合には、図３９（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を時間方向に並ぶ（時間方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１３９】
一方、チャネル歪みの時間方向の変動よりも周波数方向の変動の方が小さい場合には、図４０（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を周波数方向に並ぶ（周波数方向に隣接する）サブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１４０】
さらに、チャネル歪みの時間方向の変動と周波数方向の変動の方が同程度である場合には、図４１（ａ）（ｂ）のように各信号セットのデータ信号を時間方向と周波数方向の両方に隣接するサブキャリアに割り当てることが有効である。
【０１４１】
一方、パイロット信号が割り当てられたサブキャリアは、もう一方の割り当てではいずれの信号も割り当てられないようにする。この点について、図３９（ａ）（ｂ）の割り当てを使った場合を例にあげて説明する。
【０１４２】
図３９（ａ）ではサブキャリア４１１にパイロット信号Ｐを割り当てているので、図３９（ｂ）では同じサブキャリア４１３には信号を割り当てていない。同様にして図３９（ｂ）ではサブキャリア４１４にパイロット信号Ｐを割り当てているので、図３９（ａ）ではサブキャリア４１２には信号を割り当てていない。このようにすることで、ＯＦＤＭ受信機においてデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）の場合、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの少なくとも一つは図３９（ａ）に従って送信を行い、他の少なくとも一つは図３９（ｂ）に従って送信を行う。
【０１４３】
これら２つの信号はそれぞれ異なるチャネル歪みを受けた後、ＯＦＤＭ受信機の受信アンテナ２０１で合成されて受信される。図３９（ａ）の信号を送信したＯＦＤＭ送信機からＯＦＤＭ受信機までのチャネル歪みが合成されたものをＨ１、図３９（ｂ）の信号を送信したＯＦＤＭ送信機からＯＦＤＭ受信機までのチャネル歪みの合成されたものをＨ２とする。さらに、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］が割り当てられているサブキャリアにおけるチャネル歪みをＨ１［ｋ］及びＨ２［ｋ］と表すこととする。この場合、受信されたデータ信号は以下のように表すことができる。
【数２２】
【０１４４】
式（２２）のデータ信号に符号Ｃ１を乗じてｋ＝１からｋ＝４まで累積すると、以下のようになる。
【数２３】
【０１４５】
前述したように、ウォルシュ符号において式（２３）中のＣ１とＣ２は直交している。従って、Ｈ２［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、式（２３）の第２項は０となる。また、Ｈ１［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、式（２３）の第１項はＳ１［１］となる。すなわち、Ｈ１［ｋ］とＨ２［ｋ］がｋ＝１〜４の範囲で一定である場合に、受信信号からＳ１［１］を分離することができる。同様にして、受信信号に符号Ｃ２を乗じてｋ＝１から４まで累積すると、Ｓ２［１］だけを分離することができる。
【０１４６】
このようにデータ信号に乗じるウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でチャネル歪みの変化がない場合には、ウォルシュ符号の性質を使って２つのデータ信号を分離して受信することが可能である。しかしながらウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でチャネル歪みが変化した場合、式（２３）からもわかるように、Ｓ１を分離しようとしてＣ１を乗じても、Ｓ２が完全にはキャンセルされずに残ってしまう。このことから、ウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲ではチャネル歪みは変化しないことが望ましい。
【０１４７】
すなわち、本実施形態のように一つのウォルシュ符号が乗じられた生成された、データ信号の信号セットを同一のサブキャリアグループに割り当てることによって、ウォルシュ符号の系列長Ｌの範囲でのチャネル歪みの変化を小さくすることができ、その結果としてウォルシュ符号がもつ性質である複数の信号を分離することができるという性質を維持することができる、という効果を得ることができる。
【０１４８】
［第４の実施形態］
次に、第３の実施形態におけるウォルシュ符号に代えて時空間符号(Space Time Block Code：ＳＴＢＣ)を使った実施形態について説明する。
【０１４９】
本実施形態における図２に示したＯＦＤＭ送信機中のデータ信号生成部１０２は、図４２に示すように図３４中に示した符号乗算器１０２５が時空間符号化器１０２６に置き換えられる。時空間符号化器１０２６では、ディジタル変調器１０２４により生成された変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の時空間符号が乗じる処理を含む時空間符号化が行われることにより、該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号が生成される。
【０１５０】
一方、図４に示したＯＦＤＭ受信機中の復調部２０８は、図４３に示すように図３８に示した符号乗算器２０８４及び累積器２０８５が時空間復号化器２０８６に置き換えられる。
【０１５１】
時空間符号は、一般に複数の送信機から同じ信号を送信する際に、送信機間でダイバーシチゲインを得るために使用される。符号を乗じた信号を時間的に並べて配置することから、時空間符号と呼ばれている。ただしＯＦＤＭにおいては、符号を乗じた信号を周波数方向に並べて配置することも可能であり、この場合には周波数空間符号(Space Frequency Block Code：ＳＦＢＣ)と呼ばれることもある。時空間符号と周波数空間符号との違いは、符号を乗じた信号を配置する方法だけであり、乗じる符号や符号を乗じる方法においては、本質的に同一である。そこで、以下では符号を乗じた信号を並べる方向を区別することなく、時空間符号と呼ぶこととする。
【０１５２】
以下、系列長Ｌが２の時空間符号を例にあげて説明する。系列長２の時空間符号としては、例えば
【数２４】
【０１５３】
がある。これらの時空間符号を変調信号Ｓ［１］，Ｓ［２］，．．．，Ｓ［３２］に乗じてデータ信号を生成して送信する場合を例にあげて説明する。時空間符号化器１０２６において、変調信号に対し時空間符号のうちのＣ１を乗じるときとＣ２を乗じるときとでは、以下のように異なる処理を行う。すなわち、時空間符号化器１０２６は変調信号にＣ１を乗じる場合には、系列長毎の変調信号セットにＣ１をそのまま乗じるのに対して、Ｃ２を乗じる場合には系列長毎の変調信号セットの順番を入れ替え、それぞれの複素共役をとってからＣ２を乗じる。変調信号Ｓ［ｋ］にＣ１を乗じて得られるデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］は、以下のように表される。
【数２５】
【０１５４】
一方、変調信号Ｓ［ｋ］にＣ２を乗じて得られるデータ信号の信号セットＤ２［ｋ］は、ｋが偶数の場合と奇数の場合とで以下のように表される。
【数２６】
【０１５５】
このようにして生成される、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］及びＤ２［ｋ］は、ウォルシュ符号を使った場合と同様の方法でサブキャリアに割り当てられる。すなわち、図３９（ａ）（ｂ）、図４０（ａ）（ｂ）及び図４１（ａ）（ｂ）に示したように、信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］はそれぞれ同じサブキャリアに割り当てられる。
【０１５６】
さらに、時空間符号を用いた場合においても、ウォルシュ符号を使った場合と同様に、パイロット信号が割り当てられたサブキャリアは、もう一方の割り当てではいずれの信号も割り当てられないようにする。このようにすることで、ＯＦＤＭ受信機２０においてデータ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。
【０１５７】
ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）のように割り当てられた場合には、図３９（ａ）または図３９（ｂ）を送信する。このようにすることで、データ信号の信号セットＤ１［ｋ］とＤ２［ｋ］のそれぞれをチャネル等化するためのチャネル推定値を別々に算出することができる。ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎは、このようにして生成された信号のいずれかを送信する。例えば図３９（ａ）（ｂ）の場合、ＯＦＤＭ送信機１１，１２，・・・，１Ｎの少なくとも一つは図３９（ａ）に従って送信を行い、他の少なくとも一つは図３９（ｂ）に従って送信を行う。
【０１５８】
これら２つの信号はウォルシュ符号を使った場合と同様に、それぞれＨ１とＨ２のチャネル歪みを受け、ＯＦＤＭ受信機２０の受信アンテナで合成されて受信される。こうして受信されたデータ信号は、以下のように表すことができる。
【数２７】
【０１５９】
次に、時空間復号化器２０８６について説明する。説明を分かりやすくするため、式（２７）のデータ信号のうち最初の２つ分に注目して説明する。受信される１つ目のデータ信号をｒ［１］、２つ目のデータ信号をｒ［２］とすると、それぞれ以下のように表すことができる。
【数２８】
【０１６０】
Ｄ１［１］，Ｄ１［２］，Ｄ２［１］及びＤ２［２］をそれぞれ展開すると、Ｒ［１］及びＲ［２］はそれぞれ以下のように変形される。
【数２９】
【０１６１】
ここで、チャネル歪みは時空間符号の系列長の範囲に渡って変化していないと仮定する。すなわちＨ１［１］＝Ｈ１［２］、かつＨ２［１］＝Ｈ２［２］であると仮定する。この場合、以下のような計算式によりＳ［２］をキャンセルしてＳ［１］だけを算出することができる。
【数３０】
【０１６２】
同様にして、以下のような計算式によりＳ［１］をキャンセルしてＳ［２］だけを算出することができる。
【数３１】
【０１６３】
時空間復号化器２０８６において上記のような処理を行うことにより、Ｓ［１］及びＳ［２］を分離することができるとともに、それぞれ２つのチャネルの電力の和が乗算された形で算出される。このことは、２つのチャネルの電力を合成して受信していることを意味し、これによって２つのチャネルの間のダイバーシチゲインを得ることができる。
【０１６４】
一方、時空間符号の系列長の範囲でチャネル歪みが変化している場合、すなわちＨ１［１］＝Ｈ１［２］とＨ２［１］＝Ｈ２［２］のいずれかが成り立たない場合、式（３０）の計算でＳ［２］が完全にはキャンセルされずに残ってしまう。そのためＳ［１］を精度よく分離できなくなってしまう。このことから時空間符号を使用する際においても、符号の系列長の範囲ではチャネル歪みが変化しないことが望ましいことがわかる。本実施形態に従う送信方法をとった場合、時分割符号の系列長の範囲でのチャネル歪みの変化を小さくすることができるため、時空間符号が持つ性質を維持することができるという効果が得られる。
【０１６５】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１６６】
【図１】本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムの概略を示す図
【図２】図１中のＯＦＤＭ送信機の一例を示すブロック図
【図３】ＯＦＤＭ送信機におけるサブキャリア割り当てとサブキャリアグループの設定について説明する図
【図４】図１中のＯＦＤＭ受信機の一例を示すブロック図
【図５】図１中のＯＦＤＭ送信機の他の例を示すブロック図
【図６】図１中のＯＦＤＭ受信の他の例を示すブロック図
【図７】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図８】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図９】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１０】第１のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１１】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１２】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１３】第２のサブキャリアグループ設定方法について説明する図
【図１４】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１５】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１６】サブキャリアグループ内のパイロットサブキャリアの配置方法について説明する図
【図１７】サブキャリアグループ毎に定められる複素数値系列について説明する図
【図１８】図１中のＯＦＤＭ受信機のさらに別の例を示すブロック図
【図１９】ガードインターバル長の設定方法について説明する図
【図２０】ガードインターバル長の設定方法について説明する図
【図２１】ＯＦＤＭシンボルを間引いた場合のガードインターバル長の設定例について説明する図
【図２２】図２中のデータ信号生成部の具体例を示すブロック図
【図２３】図４中の復調部の具体例を示すブロック図
【図２４】サブキャリアグループ内のサブキャリアに割り当てられた信号に乗じる複素数値の系列をＯＦＤＭ送信機間で同一に設定した場合と異なるように設定した場合のシミュレーションによる性能評価の例を示す図
【図２５】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２６】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２７】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２８】サブキャリアグループの設定例を示す図
【図２９】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３０】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３１】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３２】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３３】データ信号を複数のサブキャリアグループに割り当てる例を示す図
【図３４】図２中のデータ信号生成部の他の具体例を示すブロック図
【図３５】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３６】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３７】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図３８】図４中の復調部の他の具体例を示すブロック図
【図３９】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４０】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４１】データ信号をサブキャリアに割り当てる例を示す図
【図４２】図２中のデータ信号生成部のさらに別の具体例を示すブロック図
【図４３】図４中の復調部のさらに別の具体例を示すブロック図
【符号の説明】
【０１６７】
１１〜１Ｎ・・・ＯＦＤＭ送信機
２０・・・ＯＦＤＭ受信機
１０１・・・パイロット信号生成部
１０２・・・データ信号生成部
１０３・・・サブキャリア割り当て部
１０４・・・サブキャリアグループ設定部
１０５・・・複素数値乗算部
１０６・・・ＩＦＦＴユニット
１０７・・・ＧＩ付加部
１０８・・・無線送信部
１０９・・・アンテナ
１１０・・・スクランブル部
１２１・・・サブキャリアグループが設定された信号
１２２・・・サブキャリアグループが設定されていない信号
２０１・・・アンテナ
２０２・・無線受信部
２０３・・・ＧＩ除去部
２０４・・・ＦＦＴユニット
２０５・・・信号分離部
２０６・・・チャネル推定部
２０７・・・チャネル等化部
２０８・・・復調部
２１０・・・デスクランブル部
２１１・・・チャネル推定部
２１２・・・チャネル等化部
２１３・・・復調部
２１４・・・複素数値乗算部
２２１，２２３・・・パイロット信号
２２２，２２４，２２５・・・データ信号
３０１〜３０Ｍ，３０１〜３１２・・・サブキャリアグループ
１０２１・・・ビット列生成部
１０２２・・・通信路符号化器
１０２３・・・インタリーバ
１０２４・・・ディジタル変調器
１０２５・・・符号乗算器
１０２６・・・時空間符号化器
２０８１・・・ディジタル復調器
２０８２・・・デインタリーバ
２０８３・・・通信路復号化器
２０８４・・・符号乗算器
２０８５・・・累積器
２０８６・・・時空間復号化器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信機からＯＦＤＭ信号を送信する方法において、
ビット列を通信路符号化して符号化ビット列を生成するステップと；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成するステップと；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するステップと；
パイロット信号を生成するステップと；
前記パイロット信号及び前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアに割り当てるステップと；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；
前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；
生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；を具備するＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項２】
前記乗算部は、前記複素数値として前記複数の送信機で異なる複素数値の系列を用いることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項３】
一つの送信機で生成される前記複素数値の系列は、少なくとも他の１つの送信機により生成された複素数値系列とは異なることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項４】
前記複素数値の系列は、前送信機が独立に生成することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項５】
ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する符号乗算器と；
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；
前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；
前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機。
【請求項６】
ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行って該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する時空間符号化器と；
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；
前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；
前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機。
【請求項７】
前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及び該特定領域内に配置されるデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項８】
前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項９】
前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記特定領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数軸上の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように前記特定領域外に配置されるパイロットサブキャリアとにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１０】
前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ前記連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとにより前記サブキャリアグループを設定することを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１１】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内にパイロットサブキャリアが分散して配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１２】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の周波数軸方向の端部に優先的にパイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１３】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の時間軸方向の端部に優先的に前記パイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１４】
前記複素数値乗算部は、前記複素数値として前記サブキャリアグループ毎に定められ、かつ他のＯＦＤＭ送信機との間で互いに直交または疑似直交の関係となるように定められる複素数値の系列を用いることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１５】
前記複素数値の系列は、他のＯＦＤＭ送信機で用いられる複素数値の系列との相関値が自己相関値より小さくなるように定められることを特徴とする請求項１４項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１６】
前記符号乗算器は、前記符号としてウォルシュ符号を用いることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１７】
前記ＯＦＤＭ送信機は、セルラーシステムにおける基地局である請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１８】
請求項５記載のＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；
前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；
前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；
前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化して等化データ信号を生成する等化部と；
前記等化データ信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じる符号乗算器と；
前記符号が乗じられたデータ信号をＬ個累積して累積データ信号を出力する累積器と；
前記累積データ信号に対し通信路復号化を行って復号データを得る復号器と；
前記復号データを復調するデータ復調器と；を具備するＯＦＤＭ受信機。
【請求項１９】
請求項６記載のＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；
前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；
前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；
前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化して等化データ信号を生成する等化部と；
前記等化データ信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行う時空間符号化器と；
前記時空間符号化が行われたデータ信号に対し通信路復号化を行って復号データを得る復号器と；
前記復号データを復調するデータ復調器と；を具備するＯＦＤＭ受信機。
【請求項１】
複数の送信機からＯＦＤＭ信号を送信する方法において、
ビット列を通信路符号化して符号化ビット列を生成するステップと；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成するステップと；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成するステップと；
パイロット信号を生成するステップと；
前記パイロット信号及び前記データ信号を前記送信機間で同一のパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアに割り当てるステップと；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じるステップと；
前記ＯＦＤＭ信号を生成するために前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調ステップと；
生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；を具備するＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項２】
前記乗算部は、前記複素数値として前記複数の送信機で異なる複素数値の系列を用いることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項３】
一つの送信機で生成される前記複素数値の系列は、少なくとも他の１つの送信機により生成された複素数値系列とは異なることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項４】
前記複素数値の系列は、前送信機が独立に生成することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号の送信方法。
【請求項５】
ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じて該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する符号乗算器と；
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；
前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；
前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機。
【請求項６】
ビット列に通信路符号化を行って符号化ビット列を生成する通信路符号化器と；
前記符号化ビット列を変調して変調信号を生成する変調器と；
前記変調信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行って該符号に対応するＬ個の信号セットを含むデータ信号を生成する時空間符号化器と；
パイロット信号を生成するパイロット信号生成部と；
前記パイロット信号及び前記データ信号をパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てる割り当て部と；
前記信号セットが共通のサブキャリアグループ内のデータサブキャリアに割り当てられるように前記パイロットサブキャリア及び前記データサブキャリアを含むサブキャリアにより複数のサブキャリアグループが形成され、前記複数のサブキャリアグループ毎に定められた複素数値を前記パイロット信号及び前記データ信号に乗じる複素数値乗算部と；
前記複素数値が乗じられたパイロット信号及びデータ信号に対してＯＦＤＭ変調を施す変調部と；を具備するＯＦＤＭ信号送信機。
【請求項７】
前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及び該特定領域内に配置されるデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項８】
前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項９】
前記サブキャリアグループは、時間軸及び周波数軸によって規定される特定領域内に配置されるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記特定領域内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと周波数軸上の位置が同一で、かつ時間軸上の位置が異なるように前記特定領域外に配置されるパイロットサブキャリアとにより形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１０】
前記サブキャリアグループは、連続する複数のＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアと、前記連続する複数のＯＦＤＭシンボル内の少なくとも一つのパイロットサブキャリアまたはデータサブキャリアと同一周波数を有し、かつ前記連続する複数のＯＦＤＭシンボルに近接する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットサブキャリアとにより前記サブキャリアグループを設定することを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１１】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内にパイロットサブキャリアが分散して配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１２】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の周波数軸方向の端部に優先的にパイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１３】
前記サブキャリアグループは、前記サブキャリアグループ内の時間軸方向の端部に優先的に前記パイロットサブキャリアが配置されるように形成されることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１４】
前記複素数値乗算部は、前記複素数値として前記サブキャリアグループ毎に定められ、かつ他のＯＦＤＭ送信機との間で互いに直交または疑似直交の関係となるように定められる複素数値の系列を用いることを特徴とする請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１５】
前記複素数値の系列は、他のＯＦＤＭ送信機で用いられる複素数値の系列との相関値が自己相関値より小さくなるように定められることを特徴とする請求項１４項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１６】
前記符号乗算器は、前記符号としてウォルシュ符号を用いることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１７】
前記ＯＦＤＭ送信機は、セルラーシステムにおける基地局である請求項５または６のいずれか１項記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１８】
請求項５記載のＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；
前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；
前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；
前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化して等化データ信号を生成する等化部と；
前記等化データ信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を乗じる符号乗算器と；
前記符号が乗じられたデータ信号をＬ個累積して累積データ信号を出力する累積器と；
前記累積データ信号に対し通信路復号化を行って復号データを得る復号器と；
前記復号データを復調するデータ復調器と；を具備するＯＦＤＭ受信機。
【請求項１９】
請求項６記載のＯＦＤＭ送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記サブキャリア毎の信号に分割するために該ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭ復調を施すＯＦＤＭ復調部と；
前記サブキャリア毎の信号から少なくとも一つのサブキャリアグループに含まれるパイロットサブキャリア及びデータサブキャリアにそれぞれ割り当てられたパイロット信号及びデータ信号を分離する分離部と；
前記分離部により分離されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と；
前記推定部により推定されたチャネル応答に従って、前記分離されたデータ信号を等化して等化データ信号を生成する等化部と；
前記等化データ信号に系列長Ｌ（Ｌは正の整数）の符号を用いて時空間符号化を行う時空間符号化器と；
前記時空間符号化が行われたデータ信号に対し通信路復号化を行って復号データを得る復号器と；
前記復号データを復調するデータ復調器と；を具備するＯＦＤＭ受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【公開番号】特開２００９−１６９２４（Ｐ２００９−１６９２４Ａ）
【公開日】平成２１年１月２２日（２００９．１．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１７３１８２（Ｐ２００７−１７３１８２）
【出願日】平成１９年６月２９日（２００７．６．２９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１月２２日（２００９．１．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月２９日（２００７．６．２９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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