スイッチモジュール及びそれを用いた共振型コンバータ装置
【課題】アクティブクランプ回路で問題であったクランプコンデンサの電圧上昇を解決する。
【解決手段】第１端子と第２端子の間にスイッチＱ１、スイッチＱ２、ダイオードＤ１の順に直列接続された第１直列回路と、第３端子と第４端子の間にダイオードＤ２、スイッチＱ３、スイッチＱ４の順に直列接続された第２直列回路と、スイッチＱ１とスイッチＱ２の接続点に接続された第５端子と、スイッチＱ２とダイオードＤ１の接続点に接続された第６端子と、ダイオードＤ２とスイッチＱ３の接続点に接続された第７端子と、スイッチＱ３とスイッチＱ４の接続点に接続された第８端子とを備えたスイッチモジュールを使って、第６端子と第７端子の間に共振コンデンサＣ１を接続し、第５端子と第８端子の間に共振リアクトルＬ１を接続し、共振コンデンサＣ１と共振リアクトルＬ１による直列共振が形成されるようにし、共振コンデンサＣ１の電圧を電源電圧にクランプする。
【解決手段】第１端子と第２端子の間にスイッチＱ１、スイッチＱ２、ダイオードＤ１の順に直列接続された第１直列回路と、第３端子と第４端子の間にダイオードＤ２、スイッチＱ３、スイッチＱ４の順に直列接続された第２直列回路と、スイッチＱ１とスイッチＱ２の接続点に接続された第５端子と、スイッチＱ２とダイオードＤ１の接続点に接続された第６端子と、ダイオードＤ２とスイッチＱ３の接続点に接続された第７端子と、スイッチＱ３とスイッチＱ４の接続点に接続された第８端子とを備えたスイッチモジュールを使って、第６端子と第７端子の間に共振コンデンサＣ１を接続し、第５端子と第８端子の間に共振リアクトルＬ１を接続し、共振コンデンサＣ１と共振リアクトルＬ１による直列共振が形成されるようにし、共振コンデンサＣ１の電圧を電源電圧にクランプする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモジュール及びそれを用いた共振型コンバータ装置に係り、特に、負荷急変時の主スイッチに掛かる電圧を低くクランプすることができ、耐圧の低いスイッチ素子を使用することができる回路技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の、共振型コンバータ装置などでは、スイッチング時に発生する過電圧をクランプするために、過電圧抑制回路が設けられる。
過電圧抑制回路として、例えば、特開２００８−７９４８８号公報（特許文献１）にみられるようなアクティブクランプ回路が有る。特許文献１のアクティブクランプ回路では、主スイッチがスイッチングオフした際のトランスの励磁エネルギーを吸収するために、補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路が設けられている。主スイッチに印加される電圧は、電源電圧にクランプコンデンサの電圧が重畳された電圧となっており、クランプコンデンサの電圧が大きくなると主スイッチに大きな電圧が印加される。そこで、このクランプコンデンサの電圧を検出して、負荷の急変時などに所定値を超えないように主スイッチのオン幅を制御している。
また、過電圧抑制回路として特開平１１−１８４２６号公報（特許文献２）に開示されたアクティブクランプ回路がある。特許文献２のアクティブクランプ回路は、トランスに中間タップを設け、この中間タップとトランスの一端及び他端の間に補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路をそれぞれ設けるようにしたものである。このようにすることによりそれぞれのクランプコンデンサが電圧を分担し補助スイッチの耐圧が低減されるようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−７９４８８号公報
【特許文献２】特開平１１−１８４２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のアクティブクランプ回路は、負荷急変時にアクティブクランプ回路のクランプコンデンサが急速充電されて非常に大きな電圧となり、これにより主スイッチの耐圧を超える問題があった。特許文献１では、この問題を解決するため、クランプコンデンサの電圧を検出して、負荷の急変時などに所定値を超えないように主スイッチのオン幅を制御するようにしているが、このための制御回路が必要になり、また、制御遅れによる電圧上昇の問題が完全に解消されたわけではない。
また、特許文献２では、補助スイッチの耐圧は低減することができるが、負荷の急変時に主スイッチに印加される電圧が大きくなる問題は解決していない。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来のアクティブクランプ回路で問題であったクランプコンデンサの電圧上昇を解決し、スイッチの耐圧上昇の問題を解決することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のスイッチモジュールは、第１端子と第２端子との間に接続され、前記第１端子から前記第２端子に向かって、第１スイッチ、第２スイッチ、第１ダイオードの順に直列に接続された第１直列回路と、第３端子と第４端子との間に接続され、前記第３端子から前記第４端子に向かって、第２ダイオード、第３スイッチ、第４スイッチの順に直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続された第５端子と、前記第２スイッチと前記第１ダイオードとの接続点に接続された第６端子と、前記第２ダイオードと前記第３スイッチとの接続点に接続された第７端子と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点に接続された第８端子と、を備えたスイッチモジュールであって、前記第６端子と前記第７端子との間には共振用キャパシタンス要素が接続され、前記第５端子と前記第８端子との間には共振用インダクタンス要素が接続され、前記共振用キャパシタンス要素と前記共振用インダクタンス要素とによる直列共振が形成されるように使用されることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された上記のスイッチモジュールと、前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としてのトランスの一次巻線と、前記トランスの一次巻線に接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有するフォワードコンバータ又はＤＣ−ＤＣコンバータ又はフライバックコンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記トランスの一次巻線とによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に、昇圧リアクトルを介して接続された上記のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記昇圧リアクトルに発生した電圧と前記直流電源の電圧とが加算された電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有する昇圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記整流平滑回路の出力電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された上記のスイッチモジュールと、前記スイッチモジュールの第４端子に一端が接続された降圧リアクトルと、前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記降圧リアクトルに流れる電流を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有する降圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、前記昇圧リアクトルと前記共振リアクトルとが、磁気結合していることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、前記降圧リアクトルと前記共振リアクトルとが、磁気結合していることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、アクティブクランプ回路のクランプコンデンサの電圧上昇を抑えることができ、これにより、スイッチの耐圧を低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の原理回路を示した図である。
【図２】本発明の原理回路のスイッチング動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の原理回路をフォワードコンバータに適用した実施例１を示す図である。
【図４】実施例１の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】実施例１において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】本発明の原理回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した変形例１を示す図である。
【図７】本発明の原理回路をフライバックコンバータに適用した変形例２を示す図である。
【図８】本発明の原理回路を昇圧コンバータに適用した実施例２を示す図である。
【図９】実施例２の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１０】実施例２において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図１１】本発明の原理回路を昇圧コンバータに適用した変形例３を示す図である。
【図１２】本発明の原理回路を降圧コンバータに適用した実施例３を示す図である。
【図１３】実施例３の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１４】実施例３において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図１５】本発明の原理回路を降圧コンバータに適用した変形例４を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
次に、本発明の実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【０００９】
まず、本発明の原理回路を説明し、次に、具体的な共振型コンバータ装置に適用した場合の回路構成について説明する。なお、本発明の原理回路における第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、以下の実施例では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４が主スイッチ、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がアクティブクランプ回路の補助スイッチとなっている。
【００１０】
図1に、本発明の基本となる原理回路１を示す。この原理回路１は、種々のコンバータに適用可能で、しかも、電圧がゼロボルトの点でスイッチングできるソフトスイッチング（ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ））が可能なスイッチモジュールを提供することができる。この原理回路１によれば、スイッチモジュールの構成で部分電圧共振を行い、且つ従来のアクティブクランプで問題であった負荷の急変時のクランプコンデンサの電圧を所定値でクランプすることができる。これにより、低い耐圧のスイッチを使用可能にし、従来、高耐圧のスイッチを使用しなければならなかった問題を解決する。
【００１１】
次に、原理回路１の回路構成を説明する。原理回路１は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２、ダイオードＤ１が直列接続された第1のアーム（第１直列回路）と、ダイオードＤ２と第３スイッチＱ３、第４スイッチＱ４が直列接続された第２のアーム（第２直列回路）と、共振リアクトル（共振用インダクタンス要素）Ｌ１と、クランプコンデンサとしての共振コンデンサ（共振用キャパシタンス要素）Ｃ１とを備える。共振リアクトルＬ１はトランス、あるいは可飽和リアクトルを使用することもできる。第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４はＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴなどを使用することができる（実施形態ではＮチャネルのＭＯＳ・ＦＥＴを使用しているが、Ｐチャネルとすることも可能）。また、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４には、それぞれのＭＯＳ・ＦＥＴのドレイン端子とソース端子間に寄生ダイオード（内蔵ダイオード）が接続されている。また、ＭＯＳ・ＦＥＴのそれぞれのドレイン端子とソース端子間には、図示はしていないが、寄生コンデンサあるいは電圧共振用のコンデンサが接続されている。
【００１２】
第1のアームは電位ＶaとＶa'間に設置され、第２のアームは電位ＶbとＶb'間に設置されている。すなわち、第１スイッチＱ１のドレイン端子が電位Ｖa、ダイオードＤ１のアノード端子が電位Ｖa'となり、ダイオードＤ２のカソード端子が電位Ｖb、第４スイッチＱ４のソース端子が電位Ｖb'となっている。そして、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子と共振リアクトルＬ１の一方の端子とが接続され、第２スイッチＱ２のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子と共振コンデンサＣ１の一方の端子とが接続されている。また、ダイオードＤ２のアノード端子と第３スイッチＱ３のドレイン端子と共振コンデンサＣ１の他方の端子とが接続され、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子と共振リアクトルＬ１の他方の端子とが接続されている。
【００１３】
なお、スイッチモジュールとして、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２を半導体装置として構成するために、第１スイッチＱ１のドレイン端子を第１端子、ダイオードＤ１のアノード端子を第２端子、ダイオードＤ２のカソード端子を第３端子、第４スイッチＱ４のソース端子を第４端子、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子の接続点を第５端子、第２スイッチＱ２のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子の接続点を第６端子、ダイオードＤ２のアノード端子と第３スイッチＱ３のドレイン端子の接続点を第７端子、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子の接続点を第８端子として取り出し、共振コンデンサＣ１を第６端子と第７端子間に接続し、共振リアクトルＬ１を第５端子と第８端子間に接続できるように構成しても良い。
【００１４】
上記のように構成された原理回路１は、図２のように、周期Ｔの期間において、デットタイムｔｄ（第1のアーム、第２のアームにおいて直列接続されたスイッチが共にオフする時間）を挟んで、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンするときは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオフし、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオフするときは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオンする、というように交互にオン／オフする。
【００１５】
図２の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンされる期間Ｔaでは、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオンと共に共振リアクトルＬ１は、Ｖa−Ｖb'の電圧で励磁される。期間Ｔaの終了時点で第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオフされると、デットタイムｔｄの期間において、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを経由して共振コンデンサＣ１を充電し始める。
【００１６】
デットタイムｔｄの期間を経て第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオンし期間Ｔbが開始すると、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１は直列共振動作になり、共振コンデンサＣ１に流れる電流は期間Ｔbにおいて向きが反転する。期間Ｔbにおいて共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが共振コンデンサＣ１に充電されるとき、共振コンデンサＣ１の電圧がＶb−Ｖa'の電圧を超えると、ダイオードＤ１、Ｄ２を介して共振コンデンサＣ１の電圧は放電される。したがって、共振コンデンサＣ１の電圧はＶb−Ｖa'の電圧にクランプされ、Ｖb−Ｖa'の電圧を超えることはない。ダイオードＤ１、Ｄ２は、共振コンデンサＣ１の電圧がＶb−Ｖa'の電圧を下回っているときには特に機能しない。
【００１７】
したがって、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２、ダイオードＤ１は、電圧Ｖa−Ｖa'、あるいは電圧Ｖb−Ｖa'でクランプされ、第３スイッチＱ３、第４スイッチＱ４、ダイオードＤ２は、電圧Ｖb−Ｖb'、あるいは電圧Ｖb−Ｖa'でクランプされる。原理回路１によれば、負荷の急変時であっても、上記のように共振コンデンサＣ１の電圧をクランプすることができるので、低い耐圧のスイッチを使用可能にし、従来、高耐圧のスイッチを使用しなければならなかった問題を解決する。
【実施例１】
【００１８】
次に、原理回路１をフォワードコンバータに適用した例を実施例１として図３に示す。
図３は原理回路１が適用されたフォワードコンバータ２の回路構成を示したものであり、点線枠１ａで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。図１の原理回路１における共振リアクトルＬ１のインダクタンスは、図３ではトランスＴｒ１の一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒが直列接続されたインダクタンスに相当している。点線枠１ａ内の、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。
【００１９】
図１の原理回路１における第１スイッチＱ１のドレイン端子とダイオードＤ２のカソード端子は、直流電源Ｖinの正極側端子に接続されている。なお、直流電源Ｖinの電圧に着目するときには、直流電源電圧Ｖinとして説明する。したがって、図１の原理回路１における電位ＶaとＶbは、本実施例では共通に直流電源Ｖinの正極側端子の電位になっている。また、図１の原理回路１におけるダイオードＤ１のアノード端子と第４スイッチＱ４のソース端子とは共通に直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。したがって、図１の原理回路１における電位Ｖa’とＶb’は、本実施例では直流電源Ｖinの負極側端子の電位になっている。
【００２０】
トランスＴｒ１の一次巻線Ｎｐは、励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒにより等価的に表されている。一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの発生電圧極性は●で示す向きになっている。そして、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子とが接続された接続点に、トランスＴｒ１の一次巻線Ｎp（等価的に表現された励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒの直列体）の一方の端子が接続され、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子とが接続された接続点に、トランスＴｒ１の一次巻線Ｎpの他方の端子が接続されている。
【００２１】
トランスＴｒ１の二次巻線Ｎｓの一方の端子は、ダイオードＤ５１のアノード端子に接続され、ダイオードＤ５１のカソード端子はリアクトルＬ５１の一方の端子とダイオードＤ５２のカソード端子に接続されている。リアクトルＬ５１の他方の端子はコンデンサＣ５１の一方の端子に接続されると共に、直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）に接続されている。また、二次巻線Ｎｓの他方の端子とダイオードＤ５２のアノード端子とコンデンサＣ５１の他方の端子は共通に接続されて直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）に接続されている。なお、図３では、共振リアクトルＬ１をトランスＴr1の一次巻線Ｎｐで置き換えた例を示したが、共振リアクトルＬ１とトランスＴr1とを別に設け、共振リアクトルＬ１にトランスＴr1の一次巻線Ｎｐを直列に接続しても良い。
【００２２】
このように接続されたフォワードコンバータ２の動作を、図４のタイミングチャートを参照しながら説明する。図４のタイミングチャートにおける期間Ｔ１の先頭に示した時刻ｔ1から、期間Ｔ８の末尾に示した時刻ｔ1までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００２３】
（期間Ｔ１）
まず、時刻ｔ1において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。トランスＴr1の一次側では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ8時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ1においてゼロボルトに放電されると、トランスＴr1の一次巻線Ｎp→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→直流電源Ｖin→第４スイッチＱ４（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第４スイッチＱ４の寄生ダイオードに流れる）→トランスＴr1の一次巻線Ｎpの経路で、トランスＴr1の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。この期間Ｔ１においては、トランスＴr1の一次巻線Ｎpの漏洩インダクタンスＬr、励磁インダクタンスＬpに直流電源Ｖinの電圧が掛かるので、電流は減少していく。
この期間Ｔ１にトランスＴr1の一次巻線Ｎpに直流電源Ｖinの電圧が印加されるので、トランスＴr1の二次側ではトランスＴr1の二次巻線Ｎsの●側端子が正電圧となり、これによりトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流が流れ始め、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流が減少する（ダイオードＤ５２からリアクトルＬ５１へ流れる電流が、ダイオードＤ５１からリアクトルＬ５１へ流れる電流に移り変わる転流を開始する）。
【００２４】
（期間Ｔ２）
時刻ｔ2において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
この期間Ｔ２は、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流がトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流として転流が完了するまで続く。
【００２５】
（期間Ｔ３）
時刻ｔ3において、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流がトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流として転流が完了するとダイオードＤ５２はオフ状態となり、トランスＴr1の二次側がダイオードＤ５１とダイオードＤ５２による短絡状態から開放され、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpが励磁されるようになる。期間Ｔ１、Ｔ２の共振コンデンサＣ１と漏洩インダクタンスＬrの共振回路が、時刻ｔ3において、共振リアクトルのインダクタンス値が、トランスＴr1の一次側巻線のインダクタンスが漏洩インダクタンスＬrから励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンス値Ｌr＋Ｌpに切り替わるので、共振周期が長くなり、したがって期間Ｔ３では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流が期間Ｔ１及び期間Ｔ２よりゆっくりと増加する。
【００２６】
（期間Ｔ４）
時刻ｔ4において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ４において、不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ4のゼロボルトから時刻ｔ5における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ4の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ5におけるゼロボルトに放電される。
時刻ｔ4において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４をオフすると、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpが励磁エネルギーを放出開始し、トランスＴr1の二次巻線Ｎsの●側端子が負電圧となり、これにより、トランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流が減少し始め、代わりにダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流が増加し始める（ダイオードＤ５１からリアクトルＬ５１へ流れる電流が、ダイオードＤ５２からリアクトルＬ５１へ流れる電流に移り変わる転流を開始する）。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧は立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００２７】
（期間Ｔ５）
時刻ｔ5において、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧がゼロボルトまで放電すると、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpからの電流は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３に流れる（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードに流れる）ようになる。これにより、トランスＴr1の漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーが、漏洩インダクタンスＬr→励磁インダクタンスＬp→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→漏洩インダクタンスＬrの経路で放出を開始し、共振コンデンサＣ１を充電する。
【００２８】
（期間Ｔ６）
時刻ｔ6において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
時刻ｔ7においてダイオードＤ５１の電流が０Ａになり、ダイオードＤ５１からダイオードＤ５２への転流が完了するとダイオードＤ５１はオフ状態となり、トランスＴr1の二次側がダイオードＤ５１とダイオードＤ５２による短絡状態から開放され、トランスＴr1の漏洩インダクタンスＬrに励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンスＬr＋Ｌpの励磁エネルギーが放出を開始する。
【００２９】
（期間Ｔ７）
期間Ｔ５、Ｔ６の共振コンデンサＣ１と漏洩インダクタンスＬrの共振回路が、時刻ｔ7において、共振リアクトルのインダクタンス値が、トランスＴr1の一次側巻線のインダクタンスが漏洩インダクタンスＬrから励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンス値Ｌr＋Ｌpに切り替わるので、共振周期が長くなり、したがって期間Ｔ７では、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流が期間Ｔ５〜期間Ｔ６よりゆっくりと変化する。
期間Ｔ７の途中において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００３０】
（期間Ｔ８）
時刻ｔ8において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ8のゼロボルトから時刻ｔ1における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ8の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ1におけるゼロボルトに放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００３１】
上記の図４のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電されない場合を示している。これに対し、図５に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電された場合を示している。図５のタイミングチャートを図４のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ９において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、トランスの励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ９の間、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinとなり、最大Ｖinにクランプされる。
【００３２】
（変形例１）
図６は、図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２において、トランスＴr1の二次巻線に第１の二次巻線Ｎs1と第２の二次巻線Ｎs2を設けたトランスＴr2を使用しＤＣ−ＤＣコンバータ３とした変形例１を示したものである。点線枠１ｂは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、トランスＴr2の二次巻線が第１の二次巻線Ｎs1と第２の二次巻線Ｎs2の２つに分離しているが、動作は図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２と同様に動作する。したがって、詳細な説明は省略する。この変形例１においても、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【００３３】
（変形例２）
図７は、図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２をフライバックコンバータ４とした変形例２を示したもので、トランスＴr1の二次巻線の発生電圧の極性（●印）が、実施例１の極性に対し逆極性となったフライバックトランスＴr3を使用している。点線枠１ｃは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２が第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン期間に負荷に電力を送るのに対し、フライバックコンバータ４は、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン期間にトランスにエネルギーを蓄積し、蓄積したエネルギーをオフ期間に負荷に送る点が異なるが、原理回路１の共振コンデンサＣ１の共振動作やクランプ動作については、全く共通に考えることができ、したがって、この変形例２においても、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【実施例２】
【００３４】
次に、原理回路１を昇圧コンバータに適用した例を実施例２として図８に示した。図８は、原理回路１が適用された昇圧コンバータ５の回路構成を示したものであり、点線枠１ｄで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。点線枠１ｄ内の第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振リアクトルＬ１、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。
【００３５】
図８の昇圧コンバータ５は、直流電源Ｖinの正極側端子にリアクトルＬ５１ａ（昇圧リアクトル）の一方の端子が接続され、他方の端子にダイオードＤ５１ａのアノード端子が接続されている。そして、ダイオードＤ５１ａのカソード端子は直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）に接続されている。また、直流電源Ｖinの負極側端子は直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）に接続されている。また、直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）と直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）間にはコンデンサＣ５１が接続され、ダイオードＤ５１ａとコンデンサＣ５１とで整流平滑回路を構成している。
【００３６】
点線枠１ｄにおける第１スイッチＱ１のドレイン端子は、リアクトルＬ５１ａの他方の端子とダイオードＤ５１ａのアノード端子が接続された接続点に接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は、ダイオードＤ５１ａのカソード端子と直流電圧出力端子Ｖoが接続された接続点に接続されている。したがって、原理回路１における電位Ｖbは、本実施例では直流電圧出力端子Ｖoの正極側端子の電位（Ｖoとする）になっている。また、ダイオードＤ１のアノード端子と第４スイッチＱ４のソース端子とは共通に接続され、直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。したがって、原理回路１における電位Ｖa’とＶb’は、本実施例では直流電源Ｖinの負極側端子の電位になっている。
【００３７】
このように接続された昇圧コンバータ５の動作を、図９のタイミングチャートを参照しながら説明する。図９のタイミングチャートにおける期間Ｔ１１の先頭に示した時刻ｔ11から、期間Ｔ１８の末尾に示した時刻ｔ11までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００３８】
（期間Ｔ１１）
まず、時刻ｔ11において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ18時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ11においてゼロボルトに放電されると、共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→ダイオードＤ５１ａ→コンデンサＣ５１→第４スイッチＱ４（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第４スイッチＱ４の寄生ダイオードに流れる）→共振リアクトルＬ１の経路で、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。このとき、共振リアクトルＬ１の電圧は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1なので、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧がそれぞれに分圧されて、（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧が掛かる。
【００３９】
（期間Ｔ１２）
時刻ｔ12において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ１２も期間Ｔ１１と同様、共振リアクトルＬ１の電圧は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1なので、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧がそれぞれに分圧されて、（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧となる。
【００４０】
（期間Ｔ１３）
時刻ｔ3において、ダイオードＤ５１ａの電流がゼロアンペアになると、ダイオードＤ５１ａの経路が遮断され、代わって直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａ→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→直流電源Ｖinの経路でリアクトルＬ５１ａが励磁され始め、この経路の電流が増加する。このとき、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが放電する。時刻t14で第２スイッチＱ２に印加されている電圧はゼロボルトまで低下し、第３スイッチＱ３に印加されている電圧は共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1まで低下する。
【００４１】
（期間Ｔ１４）
期間Ｔ１４は、直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａ→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→直流電源Ｖinの経路でリアクトルＬ５１ａが励磁されて、この経路の電流は増加していく（リアクトルＬ５１ａ、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流は図９のように増加していく）。
【００４２】
（期間Ｔ１５）
時刻ｔ15において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号がオフ信号になると、励磁されたリアクトルＬ５１ａがダイオードＤ５１ａ→コンデンサＣ５１（又は直流電圧出力端子Ｖoに接続された負荷）→直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａの経路で励磁エネルギーの放出を開始し、コンデンサＣ５１が直流出力電圧Ｖoまで充電される。また、共振リアクトルＬ１の励磁電流が共振コンデンサＣ１を充電し始める。期間Ｔ１５において、不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが充電される。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００４３】
（期間Ｔ１６）
時刻ｔ16で第３スイッチＱ３の電圧がゼロボルトまで下がると、第３スイッチＱ３（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第３スイッチＱ３の寄生ダイオード）に電流が流れることができるようになり、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で共振電流が流れる。
【００４４】
（期間Ｔ１７）
時刻ｔ17において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３は電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンとなる。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ１７では、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で共振回路が継続して形成されている。期間Ｔ１７の途中において共振電流が反転し第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００４５】
（期間Ｔ１８）
時刻ｔ18において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ１８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ18のゼロボルトから時刻ｔ11における（Ｖo＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ18の（Ｖo＋Ｖc1）／２から時刻ｔ11のゼロボルトまで放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００４６】
上記の図９のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoまで充電されない場合を示している。これに対し、図１０に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoまで充電された場合を示している。図１０のタイミングチャートを図９のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ１９において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている点が異なっている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ１９の間、共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖo＋Ｖc1）／２＝（Ｖo＋Ｖo）／２＝Ｖoとなり、最大Ｖoにクランプされる。その他、期間Ｔ１３〜期間Ｔ１４において第３スイッチＱ３の電圧がＶoに維持されている点が異なっている。
【００４７】
（変形例３）
図１１は、図８に示した実施例２の昇圧コンバータ５において、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１ａを磁気結合させた昇圧コンバータ６とした変形例３を示したものである。点線枠１ｅは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、共振リアクトルＬ１をリアクトルＬ５１ａと磁気結合した一つのトランスＴr4として形成したもので、トランスＴr4の一次巻線は、等価的に、リアクトルＬ５１’に磁気結合したインダクタンスＬ１’と、リアクトルＬ５１’に結合していない漏洩インダクタンスＬrからなり、トランスＴr4の二次側巻線は励磁巻線Ｌ５１’からなっていると考えることができる。インダクタンスＬ１’は、リアクトルＬ５１’に負荷として接続されたインピーダンスを、トランスＴr4の巻数比によってトランスＴr4の一次側に等化変換したインピーダンスに置き換えて考えることができる。また、リアクトルＬ５１’とインダクタンスＬ１’に発生する電圧極性は●で示している。このように、リアクトルＬ５１ａと共振リアクトルＬ１を漏洩インダクタンスＬrを持つトランスＴｒ４として一つに纏めることができる。この場合も図８の昇圧コンバータ５と同様に共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖo＋Ｖc1）／２＝（Ｖo＋Ｖo）／２＝Ｖoにクランプされ、全てのスイッチは直流出力電圧Ｖoを超えることはない。
【実施例３】
【００４８】
次に、原理回路１を降圧コンバータに適用した例を実施例３として図１２に示した。
図１２は原理回路１が適用された降圧コンバータ７の回路構成を示したものであり、点線枠１ｆで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。第４スイッチＱ４のソース端子と直流電源Ｖinの負極側端子間にダイオードＤ５１（還流ダイオードともいう）が接続され、このダイオードＤ５１のカソード端子がリアクトルＬ５１（降圧リアクトル）を介して直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）が接続され、直流電圧出力端子Ｖoと直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）の間にコンデンサＣ５１が接続されている。点線枠１ｆ内の、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４と第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振リアクトルＬ１、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１とで整流平滑回路を構成している。
【００４９】
図１２において、原理回路１における電位Ｖａとなる第１スイッチＱ１のドレイン端子と、原理回路１における電位ＶｂとなるダイオードＤ２のカソード端子は共通に接続され、直流電源Ｖinの正極側端子の電位になっている。
原理回路１における電位Ｖa’となるダイオードＤ１のアノード端子は、直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。原理回路１における電位Ｖb’となる第４スイッチＱ４のソース端子はダイオードＤ５１のカソード端子に接続され、ダイオードＤ５１のアノード端子と直流電源Ｖinの負極側端子とダイオードＤ１のアノード端子とコンデンサＣ５１の他方の端子と直流電圧出力端子Ｏとは共通に接続されている。
【００５０】
このように接続された降圧コンバータ７の動作を、図１３のタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３のタイミングチャートにおける期間Ｔ２１の先頭に示した時刻ｔ21から、期間Ｔ２８の末尾に示した時刻ｔ21までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００５１】
（期間Ｔ２１）
まず、時刻ｔ21において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。また、リアクトルＬ５１→直流電圧出力端子Ｖo→直流電圧出力端子Ｏ→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路で負荷に電流が流れている。第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ28時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ21においてゼロボルトに放電されると、共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→直流電源Ｖin→ダイオードＤ５１→第４スイッチＱ４→共振リアクトルＬ１の経路で、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。この期間Ｔ２１では、共振リアクトルＬ1には流れる電流の向きとは逆向きに直流電源Ｖinの電圧が掛かるので、電流の大きさは減少しながら流れる。
【００５２】
（期間Ｔ２２）
時刻ｔ22において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ２２も期間Ｔ２１と同様、期間Ｔ２２において共振リアクトルＬ１は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1であり、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧に分圧され、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のそれぞれに（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧が掛かっている。この期間Ｔ２２は、ダイオードＤ５１の電流がゼロアンペアになるまで続く。
【００５３】
（期間Ｔ２３）
共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１→直流電源Ｖin→ダイオードＤ５１→第４スイッチＱ４→共振リアクトルＬ１の経路で流れていた電流が、時刻ｔ23においてゼロアンペアになると、ダイオードＤ５１はオフ状態となり、直流電源Ｖinの正極側端子→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→リアクトルＬ５１→直流電圧出力端子Ｖo→直流電圧出力端子Ｏ→直流電源Ｖinの負極側端子の経路で電流が流れ、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１は励磁され、電流は増加する。この期間Ｔ２３、コンデンサＣ５１が充電される。また、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが放電する。
【００５４】
（期間Ｔ２４）
期間Ｔ２４は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンしているので、共振リアクトルＬ１には、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１の分圧により（Ｖin−Ｖo）＊Ｌr／（Ｌr＋Ｌ５１）の電圧が掛かり、また、共振コンデンサＣ１の電圧はＶcなので、第２スイッチＱ２の電圧は（Ｖin−Ｖo）＊Ｌr／（Ｌr＋Ｌ５１）＋Ｖcまで低下し、第３スイッチＱ３の電圧はゼロボルトまで低下する。
【００５５】
（期間Ｔ２５）
時刻ｔ25において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオフ信号にすると、励磁されたリアクトルＬ５１がコンデンサＣ５１を直流出力電圧Ｖoまで充電させ、共振リアクトルＬ１の励磁電流が共振コンデンサＣ１を充電し始め、また、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の不図示の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサを充電する。また、第２スイッチＱ２の不図示の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧はゼロボルトまで放電する。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００５６】
（期間Ｔ２６）
時刻ｔ26において、第２スイッチＱ２の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧がゼロボルトまで放電すると、共振リアクトルＬ１からの電流は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３に流れる（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードに流れる）ようになる。これにより、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で放出され、共振コンデンサＣ１を充電する。
【００５７】
（期間Ｔ２７）
時刻ｔ27において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
期間Ｔ２７の途中において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、電流が反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００５８】
（期間Ｔ２８）
時刻ｔ28において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ２８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ28のゼロボルトから時刻ｔ21における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ28の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ21におけるゼロボルトに放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００５９】
上記の図１３のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電されない場合を示している。これに対し、図１４に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電された場合を示している。図１４のタイミングチャートを図１３のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ29において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ２９の間、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinとなり、最大Ｖinにクランプされる。
【００６０】
（変形例４）
図１５は、図１２に示した実施例３の降圧コンバータ７において、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１を磁気結合させた降圧コンバータ８とした変形例４を示したものである。点線枠１ｇは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、共振リアクトルＬ１をリアクトルＬ５１と結合して一つのトランスＴr5として形成したもので、トランスＴr5の一次巻線は、等価的に、リアクトルＬ５１’に磁気結合したインダクタンスＬ１’と、リアクトルＬ５１’に結合していない漏洩インダクタンスＬrからなっている。また、リアクトルＬ５１’とインダクタンスＬ１’に発生する電圧極性は●で示している。インダクタンスＬ１’は、リアクトルＬ５１’に負荷として接続されたインピーダンスを、トランスＴr5の巻数比によってトランスＴr5の一次側に等化変換したインピーダンスとに置き換えて考えることができる。このように、リアクトルＬ５１と共振リアクトルＬ１を、漏洩インダクタンスＬｒを持つトランスＴr5として一つに纏めることができる。この場合も図１２の降圧コンバータ７と同様に共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinにクランプされ、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【００６１】
以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は、共振型のスイッチング電源装置に広く利用できる。
【符号の説明】
【００６３】
１・・・原理回路
２・・・フォワードコンバータ
３・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ
４・・・フライバックコンバータ
５・・・昇圧コンバータ
６・・・昇圧コンバータ
７・・・降圧コンバータ
８・・・降圧コンバータ
１ａ〜１ｇ・・・原理回路に相当する部分
Ｑ１・・・第１スイッチ
Ｑ２・・・第２スイッチ
Ｑ３・・・第３スイッチ
Ｑ４・・・第４スイッチ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５１、Ｄ５２、Ｄ５１ａ・・・ダイオード
Ｃ１・・・共振コンデンサ（共振用キャパシタンス要素）
Ｃ５１・・・コンデンサ
Ｌ１、Ｌ１’・・・共振リアクトル（共振用インダクタンス要素）
Ｌr・・・漏洩インダクタンス
Ｌ５１、Ｌ５１’、Ｌ５１ａ・・・リアクトル
Ｌp・・・励磁インダクタンス
Ｎp・・・一次巻線
Ｎs、Ｎs1、Ｎs2・・・二次巻線
Ｖin・・・直流電源
Ｖo、Ｏ・・・直流電圧出力端子
Ｔr1〜Ｔr5・・・トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモジュール及びそれを用いた共振型コンバータ装置に係り、特に、負荷急変時の主スイッチに掛かる電圧を低くクランプすることができ、耐圧の低いスイッチ素子を使用することができる回路技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の、共振型コンバータ装置などでは、スイッチング時に発生する過電圧をクランプするために、過電圧抑制回路が設けられる。
過電圧抑制回路として、例えば、特開２００８−７９４８８号公報（特許文献１）にみられるようなアクティブクランプ回路が有る。特許文献１のアクティブクランプ回路では、主スイッチがスイッチングオフした際のトランスの励磁エネルギーを吸収するために、補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路が設けられている。主スイッチに印加される電圧は、電源電圧にクランプコンデンサの電圧が重畳された電圧となっており、クランプコンデンサの電圧が大きくなると主スイッチに大きな電圧が印加される。そこで、このクランプコンデンサの電圧を検出して、負荷の急変時などに所定値を超えないように主スイッチのオン幅を制御している。
また、過電圧抑制回路として特開平１１−１８４２６号公報（特許文献２）に開示されたアクティブクランプ回路がある。特許文献２のアクティブクランプ回路は、トランスに中間タップを設け、この中間タップとトランスの一端及び他端の間に補助スイッチとクランプコンデンサの直列回路をそれぞれ設けるようにしたものである。このようにすることによりそれぞれのクランプコンデンサが電圧を分担し補助スイッチの耐圧が低減されるようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−７９４８８号公報
【特許文献２】特開平１１−１８４２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のアクティブクランプ回路は、負荷急変時にアクティブクランプ回路のクランプコンデンサが急速充電されて非常に大きな電圧となり、これにより主スイッチの耐圧を超える問題があった。特許文献１では、この問題を解決するため、クランプコンデンサの電圧を検出して、負荷の急変時などに所定値を超えないように主スイッチのオン幅を制御するようにしているが、このための制御回路が必要になり、また、制御遅れによる電圧上昇の問題が完全に解消されたわけではない。
また、特許文献２では、補助スイッチの耐圧は低減することができるが、負荷の急変時に主スイッチに印加される電圧が大きくなる問題は解決していない。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来のアクティブクランプ回路で問題であったクランプコンデンサの電圧上昇を解決し、スイッチの耐圧上昇の問題を解決することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のスイッチモジュールは、第１端子と第２端子との間に接続され、前記第１端子から前記第２端子に向かって、第１スイッチ、第２スイッチ、第１ダイオードの順に直列に接続された第１直列回路と、第３端子と第４端子との間に接続され、前記第３端子から前記第４端子に向かって、第２ダイオード、第３スイッチ、第４スイッチの順に直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続された第５端子と、前記第２スイッチと前記第１ダイオードとの接続点に接続された第６端子と、前記第２ダイオードと前記第３スイッチとの接続点に接続された第７端子と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点に接続された第８端子と、を備えたスイッチモジュールであって、前記第６端子と前記第７端子との間には共振用キャパシタンス要素が接続され、前記第５端子と前記第８端子との間には共振用インダクタンス要素が接続され、前記共振用キャパシタンス要素と前記共振用インダクタンス要素とによる直列共振が形成されるように使用されることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された上記のスイッチモジュールと、前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としてのトランスの一次巻線と、前記トランスの一次巻線に接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有するフォワードコンバータ又はＤＣ−ＤＣコンバータ又はフライバックコンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記トランスの一次巻線とによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に、昇圧リアクトルを介して接続された上記のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記昇圧リアクトルに発生した電圧と前記直流電源の電圧とが加算された電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有する昇圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記整流平滑回路の出力電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された上記のスイッチモジュールと、前記スイッチモジュールの第４端子に一端が接続された降圧リアクトルと、前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記降圧リアクトルに流れる電流を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、を有する降圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、前記昇圧リアクトルと前記共振リアクトルとが、磁気結合していることを特徴とする。
また、本発明の共振型コンバータ装置は、前記降圧リアクトルと前記共振リアクトルとが、磁気結合していることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、アクティブクランプ回路のクランプコンデンサの電圧上昇を抑えることができ、これにより、スイッチの耐圧を低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の原理回路を示した図である。
【図２】本発明の原理回路のスイッチング動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の原理回路をフォワードコンバータに適用した実施例１を示す図である。
【図４】実施例１の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】実施例１において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】本発明の原理回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した変形例１を示す図である。
【図７】本発明の原理回路をフライバックコンバータに適用した変形例２を示す図である。
【図８】本発明の原理回路を昇圧コンバータに適用した実施例２を示す図である。
【図９】実施例２の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１０】実施例２において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図１１】本発明の原理回路を昇圧コンバータに適用した変形例３を示す図である。
【図１２】本発明の原理回路を降圧コンバータに適用した実施例３を示す図である。
【図１３】実施例３の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１４】実施例３において、負荷急変により、共振コンデンサの電圧がクランプされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図１５】本発明の原理回路を降圧コンバータに適用した変形例４を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
次に、本発明の実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【０００９】
まず、本発明の原理回路を説明し、次に、具体的な共振型コンバータ装置に適用した場合の回路構成について説明する。なお、本発明の原理回路における第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、以下の実施例では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４が主スイッチ、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がアクティブクランプ回路の補助スイッチとなっている。
【００１０】
図1に、本発明の基本となる原理回路１を示す。この原理回路１は、種々のコンバータに適用可能で、しかも、電圧がゼロボルトの点でスイッチングできるソフトスイッチング（ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ））が可能なスイッチモジュールを提供することができる。この原理回路１によれば、スイッチモジュールの構成で部分電圧共振を行い、且つ従来のアクティブクランプで問題であった負荷の急変時のクランプコンデンサの電圧を所定値でクランプすることができる。これにより、低い耐圧のスイッチを使用可能にし、従来、高耐圧のスイッチを使用しなければならなかった問題を解決する。
【００１１】
次に、原理回路１の回路構成を説明する。原理回路１は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２、ダイオードＤ１が直列接続された第1のアーム（第１直列回路）と、ダイオードＤ２と第３スイッチＱ３、第４スイッチＱ４が直列接続された第２のアーム（第２直列回路）と、共振リアクトル（共振用インダクタンス要素）Ｌ１と、クランプコンデンサとしての共振コンデンサ（共振用キャパシタンス要素）Ｃ１とを備える。共振リアクトルＬ１はトランス、あるいは可飽和リアクトルを使用することもできる。第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４はＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴなどを使用することができる（実施形態ではＮチャネルのＭＯＳ・ＦＥＴを使用しているが、Ｐチャネルとすることも可能）。また、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４には、それぞれのＭＯＳ・ＦＥＴのドレイン端子とソース端子間に寄生ダイオード（内蔵ダイオード）が接続されている。また、ＭＯＳ・ＦＥＴのそれぞれのドレイン端子とソース端子間には、図示はしていないが、寄生コンデンサあるいは電圧共振用のコンデンサが接続されている。
【００１２】
第1のアームは電位ＶaとＶa'間に設置され、第２のアームは電位ＶbとＶb'間に設置されている。すなわち、第１スイッチＱ１のドレイン端子が電位Ｖa、ダイオードＤ１のアノード端子が電位Ｖa'となり、ダイオードＤ２のカソード端子が電位Ｖb、第４スイッチＱ４のソース端子が電位Ｖb'となっている。そして、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子と共振リアクトルＬ１の一方の端子とが接続され、第２スイッチＱ２のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子と共振コンデンサＣ１の一方の端子とが接続されている。また、ダイオードＤ２のアノード端子と第３スイッチＱ３のドレイン端子と共振コンデンサＣ１の他方の端子とが接続され、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子と共振リアクトルＬ１の他方の端子とが接続されている。
【００１３】
なお、スイッチモジュールとして、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２を半導体装置として構成するために、第１スイッチＱ１のドレイン端子を第１端子、ダイオードＤ１のアノード端子を第２端子、ダイオードＤ２のカソード端子を第３端子、第４スイッチＱ４のソース端子を第４端子、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子の接続点を第５端子、第２スイッチＱ２のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子の接続点を第６端子、ダイオードＤ２のアノード端子と第３スイッチＱ３のドレイン端子の接続点を第７端子、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子の接続点を第８端子として取り出し、共振コンデンサＣ１を第６端子と第７端子間に接続し、共振リアクトルＬ１を第５端子と第８端子間に接続できるように構成しても良い。
【００１４】
上記のように構成された原理回路１は、図２のように、周期Ｔの期間において、デットタイムｔｄ（第1のアーム、第２のアームにおいて直列接続されたスイッチが共にオフする時間）を挟んで、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンするときは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオフし、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオフするときは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオンする、というように交互にオン／オフする。
【００１５】
図２の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンされる期間Ｔaでは、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオンと共に共振リアクトルＬ１は、Ｖa−Ｖb'の電圧で励磁される。期間Ｔaの終了時点で第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオフされると、デットタイムｔｄの期間において、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを経由して共振コンデンサＣ１を充電し始める。
【００１６】
デットタイムｔｄの期間を経て第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３がオンし期間Ｔbが開始すると、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１は直列共振動作になり、共振コンデンサＣ１に流れる電流は期間Ｔbにおいて向きが反転する。期間Ｔbにおいて共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが共振コンデンサＣ１に充電されるとき、共振コンデンサＣ１の電圧がＶb−Ｖa'の電圧を超えると、ダイオードＤ１、Ｄ２を介して共振コンデンサＣ１の電圧は放電される。したがって、共振コンデンサＣ１の電圧はＶb−Ｖa'の電圧にクランプされ、Ｖb−Ｖa'の電圧を超えることはない。ダイオードＤ１、Ｄ２は、共振コンデンサＣ１の電圧がＶb−Ｖa'の電圧を下回っているときには特に機能しない。
【００１７】
したがって、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２、ダイオードＤ１は、電圧Ｖa−Ｖa'、あるいは電圧Ｖb−Ｖa'でクランプされ、第３スイッチＱ３、第４スイッチＱ４、ダイオードＤ２は、電圧Ｖb−Ｖb'、あるいは電圧Ｖb−Ｖa'でクランプされる。原理回路１によれば、負荷の急変時であっても、上記のように共振コンデンサＣ１の電圧をクランプすることができるので、低い耐圧のスイッチを使用可能にし、従来、高耐圧のスイッチを使用しなければならなかった問題を解決する。
【実施例１】
【００１８】
次に、原理回路１をフォワードコンバータに適用した例を実施例１として図３に示す。
図３は原理回路１が適用されたフォワードコンバータ２の回路構成を示したものであり、点線枠１ａで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。図１の原理回路１における共振リアクトルＬ１のインダクタンスは、図３ではトランスＴｒ１の一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒが直列接続されたインダクタンスに相当している。点線枠１ａ内の、第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。
【００１９】
図１の原理回路１における第１スイッチＱ１のドレイン端子とダイオードＤ２のカソード端子は、直流電源Ｖinの正極側端子に接続されている。なお、直流電源Ｖinの電圧に着目するときには、直流電源電圧Ｖinとして説明する。したがって、図１の原理回路１における電位ＶaとＶbは、本実施例では共通に直流電源Ｖinの正極側端子の電位になっている。また、図１の原理回路１におけるダイオードＤ１のアノード端子と第４スイッチＱ４のソース端子とは共通に直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。したがって、図１の原理回路１における電位Ｖa’とＶb’は、本実施例では直流電源Ｖinの負極側端子の電位になっている。
【００２０】
トランスＴｒ１の一次巻線Ｎｐは、励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒにより等価的に表されている。一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの発生電圧極性は●で示す向きになっている。そして、第１スイッチＱ１のソース端子と第２スイッチＱ２のドレイン端子とが接続された接続点に、トランスＴｒ１の一次巻線Ｎp（等価的に表現された励磁インダクタンスＬpと漏洩インダクタンスＬｒの直列体）の一方の端子が接続され、第３スイッチＱ３のソース端子と第４スイッチＱ４のドレイン端子とが接続された接続点に、トランスＴｒ１の一次巻線Ｎpの他方の端子が接続されている。
【００２１】
トランスＴｒ１の二次巻線Ｎｓの一方の端子は、ダイオードＤ５１のアノード端子に接続され、ダイオードＤ５１のカソード端子はリアクトルＬ５１の一方の端子とダイオードＤ５２のカソード端子に接続されている。リアクトルＬ５１の他方の端子はコンデンサＣ５１の一方の端子に接続されると共に、直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）に接続されている。また、二次巻線Ｎｓの他方の端子とダイオードＤ５２のアノード端子とコンデンサＣ５１の他方の端子は共通に接続されて直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）に接続されている。なお、図３では、共振リアクトルＬ１をトランスＴr1の一次巻線Ｎｐで置き換えた例を示したが、共振リアクトルＬ１とトランスＴr1とを別に設け、共振リアクトルＬ１にトランスＴr1の一次巻線Ｎｐを直列に接続しても良い。
【００２２】
このように接続されたフォワードコンバータ２の動作を、図４のタイミングチャートを参照しながら説明する。図４のタイミングチャートにおける期間Ｔ１の先頭に示した時刻ｔ1から、期間Ｔ８の末尾に示した時刻ｔ1までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００２３】
（期間Ｔ１）
まず、時刻ｔ1において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。トランスＴr1の一次側では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ8時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ1においてゼロボルトに放電されると、トランスＴr1の一次巻線Ｎp→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→直流電源Ｖin→第４スイッチＱ４（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第４スイッチＱ４の寄生ダイオードに流れる）→トランスＴr1の一次巻線Ｎpの経路で、トランスＴr1の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。この期間Ｔ１においては、トランスＴr1の一次巻線Ｎpの漏洩インダクタンスＬr、励磁インダクタンスＬpに直流電源Ｖinの電圧が掛かるので、電流は減少していく。
この期間Ｔ１にトランスＴr1の一次巻線Ｎpに直流電源Ｖinの電圧が印加されるので、トランスＴr1の二次側ではトランスＴr1の二次巻線Ｎsの●側端子が正電圧となり、これによりトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流が流れ始め、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流が減少する（ダイオードＤ５２からリアクトルＬ５１へ流れる電流が、ダイオードＤ５１からリアクトルＬ５１へ流れる電流に移り変わる転流を開始する）。
【００２４】
（期間Ｔ２）
時刻ｔ2において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
この期間Ｔ２は、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流がトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流として転流が完了するまで続く。
【００２５】
（期間Ｔ３）
時刻ｔ3において、ダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流がトランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流として転流が完了するとダイオードＤ５２はオフ状態となり、トランスＴr1の二次側がダイオードＤ５１とダイオードＤ５２による短絡状態から開放され、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpが励磁されるようになる。期間Ｔ１、Ｔ２の共振コンデンサＣ１と漏洩インダクタンスＬrの共振回路が、時刻ｔ3において、共振リアクトルのインダクタンス値が、トランスＴr1の一次側巻線のインダクタンスが漏洩インダクタンスＬrから励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンス値Ｌr＋Ｌpに切り替わるので、共振周期が長くなり、したがって期間Ｔ３では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流が期間Ｔ１及び期間Ｔ２よりゆっくりと増加する。
【００２６】
（期間Ｔ４）
時刻ｔ4において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ４において、不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ4のゼロボルトから時刻ｔ5における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ4の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ5におけるゼロボルトに放電される。
時刻ｔ4において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４をオフすると、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpが励磁エネルギーを放出開始し、トランスＴr1の二次巻線Ｎsの●側端子が負電圧となり、これにより、トランスＴr1の二次巻線Ｎs→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路の電流が減少し始め、代わりにダイオードＤ５２→リアクトルＬ５１の経路の電流が増加し始める（ダイオードＤ５１からリアクトルＬ５１へ流れる電流が、ダイオードＤ５２からリアクトルＬ５１へ流れる電流に移り変わる転流を開始する）。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧は立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００２７】
（期間Ｔ５）
時刻ｔ5において、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧がゼロボルトまで放電すると、トランスＴr1の励磁インダクタンスＬpからの電流は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３に流れる（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードに流れる）ようになる。これにより、トランスＴr1の漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーが、漏洩インダクタンスＬr→励磁インダクタンスＬp→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→漏洩インダクタンスＬrの経路で放出を開始し、共振コンデンサＣ１を充電する。
【００２８】
（期間Ｔ６）
時刻ｔ6において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
時刻ｔ7においてダイオードＤ５１の電流が０Ａになり、ダイオードＤ５１からダイオードＤ５２への転流が完了するとダイオードＤ５１はオフ状態となり、トランスＴr1の二次側がダイオードＤ５１とダイオードＤ５２による短絡状態から開放され、トランスＴr1の漏洩インダクタンスＬrに励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンスＬr＋Ｌpの励磁エネルギーが放出を開始する。
【００２９】
（期間Ｔ７）
期間Ｔ５、Ｔ６の共振コンデンサＣ１と漏洩インダクタンスＬrの共振回路が、時刻ｔ7において、共振リアクトルのインダクタンス値が、トランスＴr1の一次側巻線のインダクタンスが漏洩インダクタンスＬrから励磁インダクタンスＬpが加わったインダクタンス値Ｌr＋Ｌpに切り替わるので、共振周期が長くなり、したがって期間Ｔ７では、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流が期間Ｔ５〜期間Ｔ６よりゆっくりと変化する。
期間Ｔ７の途中において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００３０】
（期間Ｔ８）
時刻ｔ8において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ8のゼロボルトから時刻ｔ1における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ8の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ1におけるゼロボルトに放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが漏洩インダクタンスＬrの励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００３１】
上記の図４のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電されない場合を示している。これに対し、図５に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電された場合を示している。図５のタイミングチャートを図４のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ９において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、トランスの励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ９の間、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinとなり、最大Ｖinにクランプされる。
【００３２】
（変形例１）
図６は、図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２において、トランスＴr1の二次巻線に第１の二次巻線Ｎs1と第２の二次巻線Ｎs2を設けたトランスＴr2を使用しＤＣ−ＤＣコンバータ３とした変形例１を示したものである。点線枠１ｂは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、トランスＴr2の二次巻線が第１の二次巻線Ｎs1と第２の二次巻線Ｎs2の２つに分離しているが、動作は図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２と同様に動作する。したがって、詳細な説明は省略する。この変形例１においても、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【００３３】
（変形例２）
図７は、図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２をフライバックコンバータ４とした変形例２を示したもので、トランスＴr1の二次巻線の発生電圧の極性（●印）が、実施例１の極性に対し逆極性となったフライバックトランスＴr3を使用している。点線枠１ｃは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。図１に示した実施例１のフォワードコンバータ２が第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン期間に負荷に電力を送るのに対し、フライバックコンバータ４は、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン期間にトランスにエネルギーを蓄積し、蓄積したエネルギーをオフ期間に負荷に送る点が異なるが、原理回路１の共振コンデンサＣ１の共振動作やクランプ動作については、全く共通に考えることができ、したがって、この変形例２においても、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【実施例２】
【００３４】
次に、原理回路１を昇圧コンバータに適用した例を実施例２として図８に示した。図８は、原理回路１が適用された昇圧コンバータ５の回路構成を示したものであり、点線枠１ｄで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。点線枠１ｄ内の第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振リアクトルＬ１、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。
【００３５】
図８の昇圧コンバータ５は、直流電源Ｖinの正極側端子にリアクトルＬ５１ａ（昇圧リアクトル）の一方の端子が接続され、他方の端子にダイオードＤ５１ａのアノード端子が接続されている。そして、ダイオードＤ５１ａのカソード端子は直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）に接続されている。また、直流電源Ｖinの負極側端子は直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）に接続されている。また、直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）と直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）間にはコンデンサＣ５１が接続され、ダイオードＤ５１ａとコンデンサＣ５１とで整流平滑回路を構成している。
【００３６】
点線枠１ｄにおける第１スイッチＱ１のドレイン端子は、リアクトルＬ５１ａの他方の端子とダイオードＤ５１ａのアノード端子が接続された接続点に接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は、ダイオードＤ５１ａのカソード端子と直流電圧出力端子Ｖoが接続された接続点に接続されている。したがって、原理回路１における電位Ｖbは、本実施例では直流電圧出力端子Ｖoの正極側端子の電位（Ｖoとする）になっている。また、ダイオードＤ１のアノード端子と第４スイッチＱ４のソース端子とは共通に接続され、直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。したがって、原理回路１における電位Ｖa’とＶb’は、本実施例では直流電源Ｖinの負極側端子の電位になっている。
【００３７】
このように接続された昇圧コンバータ５の動作を、図９のタイミングチャートを参照しながら説明する。図９のタイミングチャートにおける期間Ｔ１１の先頭に示した時刻ｔ11から、期間Ｔ１８の末尾に示した時刻ｔ11までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００３８】
（期間Ｔ１１）
まず、時刻ｔ11において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ18時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ11においてゼロボルトに放電されると、共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→ダイオードＤ５１ａ→コンデンサＣ５１→第４スイッチＱ４（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第４スイッチＱ４の寄生ダイオードに流れる）→共振リアクトルＬ１の経路で、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。このとき、共振リアクトルＬ１の電圧は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1なので、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧がそれぞれに分圧されて、（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧が掛かる。
【００３９】
（期間Ｔ１２）
時刻ｔ12において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ１２も期間Ｔ１１と同様、共振リアクトルＬ１の電圧は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1なので、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧がそれぞれに分圧されて、（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧となる。
【００４０】
（期間Ｔ１３）
時刻ｔ3において、ダイオードＤ５１ａの電流がゼロアンペアになると、ダイオードＤ５１ａの経路が遮断され、代わって直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａ→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→直流電源Ｖinの経路でリアクトルＬ５１ａが励磁され始め、この経路の電流が増加する。このとき、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが放電する。時刻t14で第２スイッチＱ２に印加されている電圧はゼロボルトまで低下し、第３スイッチＱ３に印加されている電圧は共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1まで低下する。
【００４１】
（期間Ｔ１４）
期間Ｔ１４は、直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａ→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→直流電源Ｖinの経路でリアクトルＬ５１ａが励磁されて、この経路の電流は増加していく（リアクトルＬ５１ａ、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流は図９のように増加していく）。
【００４２】
（期間Ｔ１５）
時刻ｔ15において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号がオフ信号になると、励磁されたリアクトルＬ５１ａがダイオードＤ５１ａ→コンデンサＣ５１（又は直流電圧出力端子Ｖoに接続された負荷）→直流電源Ｖin→リアクトルＬ５１ａの経路で励磁エネルギーの放出を開始し、コンデンサＣ５１が直流出力電圧Ｖoまで充電される。また、共振リアクトルＬ１の励磁電流が共振コンデンサＣ１を充電し始める。期間Ｔ１５において、不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが充電される。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００４３】
（期間Ｔ１６）
時刻ｔ16で第３スイッチＱ３の電圧がゼロボルトまで下がると、第３スイッチＱ３（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第３スイッチＱ３の寄生ダイオード）に電流が流れることができるようになり、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で共振電流が流れる。
【００４４】
（期間Ｔ１７）
時刻ｔ17において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３は電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンとなる。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ１７では、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で共振回路が継続して形成されている。期間Ｔ１７の途中において共振電流が反転し第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００４５】
（期間Ｔ１８）
時刻ｔ18において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ１８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ18のゼロボルトから時刻ｔ11における（Ｖo＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ18の（Ｖo＋Ｖc1）／２から時刻ｔ11のゼロボルトまで放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００４６】
上記の図９のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoまで充電されない場合を示している。これに対し、図１０に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoまで充電された場合を示している。図１０のタイミングチャートを図９のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ１９において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている点が異なっている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流出力電圧Ｖoを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ１９の間、共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖo＋Ｖc1）／２＝（Ｖo＋Ｖo）／２＝Ｖoとなり、最大Ｖoにクランプされる。その他、期間Ｔ１３〜期間Ｔ１４において第３スイッチＱ３の電圧がＶoに維持されている点が異なっている。
【００４７】
（変形例３）
図１１は、図８に示した実施例２の昇圧コンバータ５において、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１ａを磁気結合させた昇圧コンバータ６とした変形例３を示したものである。点線枠１ｅは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、共振リアクトルＬ１をリアクトルＬ５１ａと磁気結合した一つのトランスＴr4として形成したもので、トランスＴr4の一次巻線は、等価的に、リアクトルＬ５１’に磁気結合したインダクタンスＬ１’と、リアクトルＬ５１’に結合していない漏洩インダクタンスＬrからなり、トランスＴr4の二次側巻線は励磁巻線Ｌ５１’からなっていると考えることができる。インダクタンスＬ１’は、リアクトルＬ５１’に負荷として接続されたインピーダンスを、トランスＴr4の巻数比によってトランスＴr4の一次側に等化変換したインピーダンスに置き換えて考えることができる。また、リアクトルＬ５１’とインダクタンスＬ１’に発生する電圧極性は●で示している。このように、リアクトルＬ５１ａと共振リアクトルＬ１を漏洩インダクタンスＬrを持つトランスＴｒ４として一つに纏めることができる。この場合も図８の昇圧コンバータ５と同様に共振コンデンサＣ１は直流出力電圧Ｖoの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖo＋Ｖc1）／２＝（Ｖo＋Ｖo）／２＝Ｖoにクランプされ、全てのスイッチは直流出力電圧Ｖoを超えることはない。
【実施例３】
【００４８】
次に、原理回路１を降圧コンバータに適用した例を実施例３として図１２に示した。
図１２は原理回路１が適用された降圧コンバータ７の回路構成を示したものであり、点線枠１ｆで示した部分が、図１の原理回路１に相当する部分である。図１と同じものには同じ符号を付して示している。第４スイッチＱ４のソース端子と直流電源Ｖinの負極側端子間にダイオードＤ５１（還流ダイオードともいう）が接続され、このダイオードＤ５１のカソード端子がリアクトルＬ５１（降圧リアクトル）を介して直流電圧出力端子Ｖo（正極側端子）が接続され、直流電圧出力端子Ｖoと直流電圧出力端子Ｏ（負極側端子）の間にコンデンサＣ５１が接続されている。点線枠１ｆ内の、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４と第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３、ダイオードＤ１、Ｄ２、共振リアクトルＬ１、共振コンデンサＣ１の接続関係は図１と同じなので、その接続関係についての説明は省略する。ダイオードＤ５１とコンデンサＣ５１とで整流平滑回路を構成している。
【００４９】
図１２において、原理回路１における電位Ｖａとなる第１スイッチＱ１のドレイン端子と、原理回路１における電位ＶｂとなるダイオードＤ２のカソード端子は共通に接続され、直流電源Ｖinの正極側端子の電位になっている。
原理回路１における電位Ｖa’となるダイオードＤ１のアノード端子は、直流電源Ｖinの負極側端子に接続されている。原理回路１における電位Ｖb’となる第４スイッチＱ４のソース端子はダイオードＤ５１のカソード端子に接続され、ダイオードＤ５１のアノード端子と直流電源Ｖinの負極側端子とダイオードＤ１のアノード端子とコンデンサＣ５１の他方の端子と直流電圧出力端子Ｏとは共通に接続されている。
【００５０】
このように接続された降圧コンバータ７の動作を、図１３のタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３のタイミングチャートにおける期間Ｔ２１の先頭に示した時刻ｔ21から、期間Ｔ２８の末尾に示した時刻ｔ21までの期間が、スイッチング動作の周期Ｔを示している。
【００５１】
（期間Ｔ２１）
まず、時刻ｔ21において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はオフしている。また、リアクトルＬ５１→直流電圧出力端子Ｖo→直流電圧出力端子Ｏ→ダイオードＤ５１→リアクトルＬ５１の経路で負荷に電流が流れている。第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ28時点で（Ｖin＋Ｖc1）／２の電圧が掛かった状態から時刻ｔ21においてゼロボルトに放電されると、共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第１スイッチＱ１の寄生ダイオードに流れる）→直流電源Ｖin→ダイオードＤ５１→第４スイッチＱ４→共振リアクトルＬ１の経路で、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーを放出するように電流が流れる。この期間Ｔ２１では、共振リアクトルＬ1には流れる電流の向きとは逆向きに直流電源Ｖinの電圧が掛かるので、電流の大きさは減少しながら流れる。
【００５２】
（期間Ｔ２２）
時刻ｔ22において、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオン信号にすると、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。期間Ｔ２２も期間Ｔ２１と同様、期間Ｔ２２において共振リアクトルＬ１は直流出力電圧Ｖoであり、共振コンデンサＣ１の電圧はＶc1であり、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３には共振リアクトルＬ１の電圧Ｖoと共振コンデンサＣ１の電圧Ｖc1の和の電圧に分圧され、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のそれぞれに（Ｖo＋Ｖc1）／２の電圧が掛かっている。この期間Ｔ２２は、ダイオードＤ５１の電流がゼロアンペアになるまで続く。
【００５３】
（期間Ｔ２３）
共振リアクトルＬ１→第１スイッチＱ１→直流電源Ｖin→ダイオードＤ５１→第４スイッチＱ４→共振リアクトルＬ１の経路で流れていた電流が、時刻ｔ23においてゼロアンペアになると、ダイオードＤ５１はオフ状態となり、直流電源Ｖinの正極側端子→第１スイッチＱ１→共振リアクトルＬ１→第４スイッチＱ４→リアクトルＬ５１→直流電圧出力端子Ｖo→直流電圧出力端子Ｏ→直流電源Ｖinの負極側端子の経路で電流が流れ、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１は励磁され、電流は増加する。この期間Ｔ２３、コンデンサＣ５１が充電される。また、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが放電する。
【００５４】
（期間Ｔ２４）
期間Ｔ２４は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４がオンしているので、共振リアクトルＬ１には、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１の分圧により（Ｖin−Ｖo）＊Ｌr／（Ｌr＋Ｌ５１）の電圧が掛かり、また、共振コンデンサＣ１の電圧はＶcなので、第２スイッチＱ２の電圧は（Ｖin−Ｖo）＊Ｌr／（Ｌr＋Ｌ５１）＋Ｖcまで低下し、第３スイッチＱ３の電圧はゼロボルトまで低下する。
【００５５】
（期間Ｔ２５）
時刻ｔ25において第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のゲート信号をオフ信号にすると、励磁されたリアクトルＬ５１がコンデンサＣ５１を直流出力電圧Ｖoまで充電させ、共振リアクトルＬ１の励磁電流が共振コンデンサＣ１を充電し始め、また、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の不図示の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサを充電する。また、第２スイッチＱ２の不図示の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧はゼロボルトまで放電する。このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の電流遮断動作より遅く、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００５６】
（期間Ｔ２６）
時刻ｔ26において、第２スイッチＱ２の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサの電圧がゼロボルトまで放電すると、共振リアクトルＬ１からの電流は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３に流れる（ＭＯＳ・ＦＥＴではなく第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードに流れる）ようになる。これにより、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが、共振リアクトルＬ１→第３スイッチＱ３→共振コンデンサＣ１→第２スイッチＱ２→共振リアクトルＬ１の経路で放出され、共振コンデンサＣ１を充電する。
【００５７】
（期間Ｔ２７）
時刻ｔ27において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオン信号にすると、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のＭＯＳ・ＦＥＴは電圧がゼロボルト（第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードのオン電圧）の状態でオンする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
期間Ｔ２７の途中において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流の向きが反転するが、電流が反転する時点で共振コンデンサＣ１は最も高い電圧に充電される。
【００５８】
（期間Ｔ２８）
時刻ｔ28において第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のゲート信号をオフ信号にすると、期間Ｔ２８において、不図示の第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが、時刻ｔ28のゼロボルトから時刻ｔ21における（Ｖin＋Ｖc1）／２まで充電される。逆に不図示の第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサは、時刻ｔ28の（Ｖin＋Ｖc1）／２から時刻ｔ21におけるゼロボルトに放電される。このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生コンデンサあるいは電圧共振コンデンサが共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーによって充電されて第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３のドレイン・ソース間の電圧が立ち上がるが、その立ち上がり速度は第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の電流遮断動作より遅く、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトの状態でオフする。すなわち、このとき第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３はゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ）となる。
【００５９】
上記の図１３のタイミングチャートは、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電されない場合を示している。これに対し、図１４に示したタイミングチャートは、軽負荷から重負荷といった負荷急変により、共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinまで充電された場合を示している。図１４のタイミングチャートを図１３のタイミングチャートと比較して分かるように、期間Ｔ29において、ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れている。これは、急激な第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオン時間の増大により、共振リアクトルＬ１の励磁エネルギーが急激に増大し、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４のオフとともに、励磁エネルギーは第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３の寄生ダイオードを介して共振コンデンサＣ１を充電したためである。負荷急変により、急激に増えた励磁エネルギーによって共振コンデンサＣ１の電圧が直流電源電圧Ｖinを超えようとすると、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧を超えようとするエネルギーをダイオードＤ１、Ｄ２を介して放電する。これにより、期間Ｔ２９の間、共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされたままとなる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinとなり、最大Ｖinにクランプされる。
【００６０】
（変形例４）
図１５は、図１２に示した実施例３の降圧コンバータ７において、共振リアクトルＬ１とリアクトルＬ５１を磁気結合させた降圧コンバータ８とした変形例４を示したものである。点線枠１ｇは、図１に示した原理回路１に相当する部分を示している。この回路は、共振リアクトルＬ１をリアクトルＬ５１と結合して一つのトランスＴr5として形成したもので、トランスＴr5の一次巻線は、等価的に、リアクトルＬ５１’に磁気結合したインダクタンスＬ１’と、リアクトルＬ５１’に結合していない漏洩インダクタンスＬrからなっている。また、リアクトルＬ５１’とインダクタンスＬ１’に発生する電圧極性は●で示している。インダクタンスＬ１’は、リアクトルＬ５１’に負荷として接続されたインピーダンスを、トランスＴr5の巻数比によってトランスＴr5の一次側に等化変換したインピーダンスとに置き換えて考えることができる。このように、リアクトルＬ５１と共振リアクトルＬ１を、漏洩インダクタンスＬｒを持つトランスＴr5として一つに纏めることができる。この場合も図１２の降圧コンバータ７と同様に共振コンデンサＣ１は直流電源電圧Ｖinの電圧にクランプされる。このとき第１スイッチＱ１〜第４スイッチＱ４は、（Ｖin＋Ｖc1）／２＝（Ｖin＋Ｖin）／２＝Ｖinにクランプされ、全てのスイッチは直流電源電圧Ｖinを超えることはない。
【００６１】
以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は、共振型のスイッチング電源装置に広く利用できる。
【符号の説明】
【００６３】
１・・・原理回路
２・・・フォワードコンバータ
３・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ
４・・・フライバックコンバータ
５・・・昇圧コンバータ
６・・・昇圧コンバータ
７・・・降圧コンバータ
８・・・降圧コンバータ
１ａ〜１ｇ・・・原理回路に相当する部分
Ｑ１・・・第１スイッチ
Ｑ２・・・第２スイッチ
Ｑ３・・・第３スイッチ
Ｑ４・・・第４スイッチ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５１、Ｄ５２、Ｄ５１ａ・・・ダイオード
Ｃ１・・・共振コンデンサ（共振用キャパシタンス要素）
Ｃ５１・・・コンデンサ
Ｌ１、Ｌ１’・・・共振リアクトル（共振用インダクタンス要素）
Ｌr・・・漏洩インダクタンス
Ｌ５１、Ｌ５１’、Ｌ５１ａ・・・リアクトル
Ｌp・・・励磁インダクタンス
Ｎp・・・一次巻線
Ｎs、Ｎs1、Ｎs2・・・二次巻線
Ｖin・・・直流電源
Ｖo、Ｏ・・・直流電圧出力端子
Ｔr1〜Ｔr5・・・トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１端子と第２端子との間に接続され、前記第１端子から前記第２端子に向かって、第１スイッチ、第２スイッチ、第１ダイオードの順に直列に接続された第１直列回路と、
第３端子と第４端子との間に接続され、前記第３端子から前記第４端子に向かって、第２ダイオード、第３スイッチ、第４スイッチの順に直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続された第５端子と、
前記第２スイッチと前記第１ダイオードとの接続点に接続された第６端子と、
前記第２ダイオードと前記第３スイッチとの接続点に接続された第７端子と、
前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点に接続された第８端子と、
を備えたスイッチモジュールであって、
前記第６端子と前記第７端子との間には共振用キャパシタンス要素が接続され、
前記第５端子と前記第８端子との間には共振用インダクタンス要素が接続され、
前記共振用キャパシタンス要素と前記共振用インダクタンス要素とによる直列共振が形成されるように使用されることを特徴とするスイッチモジュール。
【請求項２】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としてのトランスの一次巻線と、
前記トランスの一次巻線に接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有するフォワードコンバータ又はＤＣ−ＤＣコンバータ又はフライバックコンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記トランスの一次巻線とによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項３】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に、昇圧リアクトルを介して接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、
前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記昇圧リアクトルに発生した電圧と前記直流電源の電圧とが加算された電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有する昇圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記整流平滑回路の出力電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項４】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第４端子に一端が接続された降圧リアクトルと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、
前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記降圧リアクトルに流れる電流を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有する降圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項５】
前記昇圧リアクトルと前記共振リアクトルとは、磁気結合していることを特徴とする請求項３に記載の共振型コンバータ装置。
【請求項６】
前記降圧リアクトルと前記共振リアクトルとは、磁気結合していることを特徴とする請求項４に記載の共振型コンバータ装置。
【請求項１】
第１端子と第２端子との間に接続され、前記第１端子から前記第２端子に向かって、第１スイッチ、第２スイッチ、第１ダイオードの順に直列に接続された第１直列回路と、
第３端子と第４端子との間に接続され、前記第３端子から前記第４端子に向かって、第２ダイオード、第３スイッチ、第４スイッチの順に直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続された第５端子と、
前記第２スイッチと前記第１ダイオードとの接続点に接続された第６端子と、
前記第２ダイオードと前記第３スイッチとの接続点に接続された第７端子と、
前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点に接続された第８端子と、
を備えたスイッチモジュールであって、
前記第６端子と前記第７端子との間には共振用キャパシタンス要素が接続され、
前記第５端子と前記第８端子との間には共振用インダクタンス要素が接続され、
前記共振用キャパシタンス要素と前記共振用インダクタンス要素とによる直列共振が形成されるように使用されることを特徴とするスイッチモジュール。
【請求項２】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としてのトランスの一次巻線と、
前記トランスの一次巻線に接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有するフォワードコンバータ又はＤＣ−ＤＣコンバータ又はフライバックコンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記トランスの一次巻線とによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項３】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に、昇圧リアクトルを介して接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、
前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記昇圧リアクトルに発生した電圧と前記直流電源の電圧とが加算された電圧を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有する昇圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記整流平滑回路の出力電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項４】
直流電源の正極側端子と負極側端子との間に接続された請求項１に記載のスイッチモジュールと、
前記スイッチモジュールの第４端子に一端が接続された降圧リアクトルと、
前記スイッチモジュールの第６端子と第７端子との間に接続された共振用キャパシタンス要素としての共振コンデンサと、
前記スイッチモジュールの第５端子と第８端子との間に接続された共振用インダクタンス要素としての共振リアクトルと、
前記共振リアクトルに接続された前記スイッチモジュールのスイッチのスイッチングにより、前記降圧リアクトルに流れる電流を整流平滑し出力電圧として負荷に供給する整流平滑回路と、
を有する降圧コンバータからなる共振型コンバータ装置であって、
前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとによる直列共振が形成される期間における前記共振コンデンサの電圧は、前記スイッチモジュールの第１ダイオード及び第２ダイオードにより、前記直流電源の電圧にクランプされることを特徴とする共振型コンバータ装置。
【請求項５】
前記昇圧リアクトルと前記共振リアクトルとは、磁気結合していることを特徴とする請求項３に記載の共振型コンバータ装置。
【請求項６】
前記降圧リアクトルと前記共振リアクトルとは、磁気結合していることを特徴とする請求項４に記載の共振型コンバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２０５７８５（Ｐ２０１１−２０５７８５Ａ）
【公開日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７０３４８（Ｐ２０１０−７０３４８）
【出願日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月２５日（２０１０．３．２５）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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