スイッチング電源装置
【課題】従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行う。これにより、従来と比べて整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）を、入力電圧Ｖinの変動範囲においてより軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である同期整流（第２の整流モード）を、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【解決手段】切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行う。これにより、従来と比べて整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）を、入力電圧Ｖinの変動範囲においてより軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である同期整流（第２の整流モード）を、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング回路および整流回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源装置として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランス（変圧素子）の１次側巻線に接続されたスイッチング回路のスイッチング動作により直流入力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの２次側巻線に取り出す方式である。スイッチング回路のスイッチング動作に伴い、２次側巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。
【０００３】
この種のスイッチング電源装置では、一般に、整流回路の導通損失等による効率低下を低減するため、整流回路においていわゆる同期整流動作を行うようになっている。この同期整流動作とは、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなる整流素子における整流動作時に、ＦＥＴがオン状態となるように制御する動作のことである。
【０００４】
また、例えば特許文献１には、出力側の負荷の大きさに応じて、整流素子のみによる整流動作と上記同期整流動作とを切り換える（整流モードの切り換えを行う）ようにしたスイッチング電源装置が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−２５２９７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、上記特許文献１では、電源装置内の入力電流または出力電流を検出すると共に、その検出信号を用いて整流モードの切り換えを行うようになっている。ところが、入力電圧が変動した場合、検出対象の入力電流や出力電流における電流波形のピーク値やデューティも変動する。このため、整流モードの切り換えの判定を行うコンパレータの基準電位（一定）に対してこれら電流検出値が大きく変動することになり、整流モードの切換点も大きく変動してしまうことになる。
【０００７】
すなわち、従来のスイッチング電源装置では、入力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点が大きく変動してしまうため、入力電圧の変動範囲において、切換点を十分には軽負荷側に設定することができなかった。これは、軽負荷時において同期整流動作を行う場合、出力電流が整流回路側へ逆流したときに電力損失が生じて効率が低下してしまうことがあるため、切換点が大きく変動する場合にはあまり軽負荷側まで同期整流動作を利用できないからである。したがって、従来は、整流素子のみによる整流動作と比べてより高効率である同期整流動作を、十分に軽負荷側まで使用することができなかったため、軽負荷時の効率の更なる向上が望まれていた。
【０００８】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１のスイッチング電源装置は、入力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、出力端子対から出力するものであって、入力端子対側に配置されたスイッチング回路と、このスイッチング回路と出力端子対との間に配置されると共に、複数の整流素子とこれら複数の整流素子にそれぞれ並列接続されたスイッチング素子とを有する整流回路と、入力端子対側を流れる入力電流または出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出部と、出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、整流素子とスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路における整流モードを切り換える切換部とを備えたものである。また、この切換部は、電流検出部により検出された電流検出信号と電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいてスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行うようになっている。
【００１０】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、入力端子対から入力した入力電圧がスイッチング回路においてスイッチングされ、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が整流回路によって整流され、出力端子対から出力電圧が出力される。このとき、上記入力電流または上記出力電流が検出されて電流検出信号が得られると共に、上記入力電圧または上記出力電圧が検出されて電圧検出信号が得られる。また、上記軽負荷時には、整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記重負荷時には、整流素子とスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路における整流モードが切り換えられる。ここで、上記電流検出信号と上記電圧検出信号との合成信号に基づいて整流回路内のスイッチング素子のオン・オフ状態が制御されることにより、上記整流モードの切り換えが行われるため、入力電圧や出力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点の変動が従来よりも抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点をより軽負荷側に設定することができ、上記第１の整流モードよりも高効率である上記第２の整流モードを、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【００１１】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記切換部が、合成信号を生成する際の電流検出信号と電圧検出信号との重み付けを調整するための抵抗器を有するようにするのが好ましい。このように構成した場合、そのような重み付けの調整により、整流モードの切換点の調整が容易となる。したがって、設計も容易となるため、設計の自由度が向上する。
【００１２】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記切換部が、電流検出信号および電圧検出信号に含まれる脈流を平滑化する平滑回路を有すると共に、この平滑回路が、整流ダイオードと平滑コンデンサとを含むピークホールド回路を用いて構成されているようにするのが好ましい。このように構成した場合、負荷の変動に応じた合成信号の変動が低減されるため、整流モードの切換点の変動がさらに抑えられ、切換点をさらに軽負荷側に設定することができる。
【００１３】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、スイッチング回路と整流回路との間にトランスを設けると共に、出力電圧が入力電圧よりも低くなるように設定された降圧型のスイッチング電源装置である場合において、電流検出部および電圧検出部が、高圧側に対応する入力電流および入力電圧を検出するようにするのが好ましい。このように構成した場合、上記スイッチング回路において生成された交流電圧（入力交流電圧）がトランスにより変圧され、その第２の巻線側に出力交流電圧が出力される。そして、この出力交流電圧が整流回路によって整流され、出力端子対から出力電圧が出力される。また、高圧側で入力電流および入力電圧を検出しているため、低圧側で検出する場合と比べて電力損失が抑えられ、効率がさらに向上する。
【００１４】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、整流モードの切り換えの際の閾値が、負荷の増加傾向時と減少傾向時とで互いに異なる値となっているようにするのが好ましい。このように構成した場合、切換点付近において整流モードが頻繁に切り換わってしまうのが回避されるため、それに起因したスイッチングノイズの発生が抑えられる。
【００１５】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するように構成することが可能である。
【００１６】
本発明の第２のスイッチング電源装置は、第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、他方の入出力端子対から出力するものであって、第１の入出力端子対側に配置されると共に、複数の第１の整流素子と、これら複数の第１の整流素子にそれぞれ並列接続された第１のスイッチング素子とを有する第１の回路と、この第１の回路と第２の入出力端子対との間に配置されると共に、複数の第２の整流素子とこれら複数の第２の整流素子にそれぞれ並列接続された第２のスイッチング素子とを有する第２の回路と、一方の入出力端子対側を流れる入力電流または他方の入出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出部と、他方の入出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、第１または第２の整流素子と第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、第１または第２の回路における整流モードを切り換える切換部とを備えたものである。また、この切換部は、電流検出部により検出された電流検出信号と電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行うようになっている。なお、この場合において、上記切換部が、第１の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて第２の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、第２の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて第１の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、のうちの一方の動作時のみにおいて、整流モードの切換を行うようにしてもよい。
【００１７】
本発明の第２のスイッチング電源装置では、順方向動作時には、第１の入出力端子対から入力電圧が入力され、インバータ回路として機能する第１の回路内の第１のスイッチング素子によって、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が、整流回路として機能する第２の回路において整流され、第２の入出力端子対から出力電圧が出力される。一方、逆方向動作時には、第２の入出力端子対から入力電圧が入力され、インバータ回路として機能する第２の回路内の第２のスイッチング素子によって、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が、整流回路として機能する第１の回路において整流され、第１の入出力端子対から出力電圧が出力される。このとき、上記入力電流または上記出力電流が検出されて電流検出信号が得られると共に、上記入力電圧または上記出力電圧が検出されて電圧検出信号が得られる。また、上記軽負荷時には、第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記重負荷時には、第１または第２の整流素子と第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路として機能する第１または第２の回路における整流モードが切り換えられる。ここで、上記電流検出信号と上記電圧検出信号との合成信号に基づいて第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態が制御されることにより、上記整流モードの切り換えが行われるため、入力電圧や出力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点の変動が従来よりも抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点をより軽負荷側に設定することができ、上記第１の整流モードよりも高効率である上記第２の整流モードを、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置によれば、電流検出信号と電圧検出信号との合成信号に基づいて整流回路（第１または第２の回路）内のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することによって、整流モードの切り換えを行うようにしたので、従来と比べて整流モードの切換点を、より軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である上記第２の整流モードをより軽負荷側まで使用することができ、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置における軽負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図３】図１に示したスイッチング電源装置における軽負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図４】図１に示したスイッチング電源装置における重負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図５】図１に示したスイッチング電源装置における重負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図６】比較例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図７】図６に示したスイッチング電源装置における出力電流と効率との関係の一例を表す特性図である。
【図８】図１に示した切換部による入力電流および入力電圧の検出信号の合成処理の一例について説明するための特性図である。
【図９】図１に示したスイッチング電源装置における出力電流と効率との関係の一例を表す特性図である。
【図１０】比較例および実施の形態に係る軽負荷時の効率の一例を対比して表す特性図である。
【図１１】本発明の変形例１に係る平滑回路の構成を表す回路図である。
【図１２】図１１に示した平滑回路を用いた場合の入力電流および入力電圧の検出信号の合成処理の一例について説明するための特性図である。
【図１３】本発明の変形例２に係る整流モードの切換動作について説明するための特性図である。
【図１４】図１３に示した切換動作を行う切換部の構成例を表す回路図である。
【図１５】本発明の変形例３に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図１６】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【図１７】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【図１８】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
（スイッチング電源装置の全体構成例）
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の回路構成を表すものである。スイッチング電源装置１は、例えば自動車などに適用される降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するものであり、高圧バッテリ１０側の入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流の入力電圧Ｖinを電圧変換する（降圧する）ことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成すると共に、この出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して低圧バッテリ９０へ供給するようになっている。このスイッチング電源装置１は、入力平滑コンデンサＣinと、電圧検出回路２１と、電流検出回路２２と、スイッチング回路３と、共振用インダクタＬｒと、トランス４と、整流回路５と、平滑回路６と、制御部７１と、トランス７２と、ＳＷ駆動部７３と、切換部８とを備えている。
【００２２】
なお、高圧バッテリ１０は、１００Ｖから５００Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。一方、低圧バッテリ９０は、１２Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。
【００２３】
入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流の入力電圧Ｖinを平滑化するためのものである。
【００２４】
電圧検出回路２１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、両端間の入力電圧Ｖinを検出すると共に、この検出した入力電圧Ｖinに対応する検出信号Ｓ（Ｖin1）を切換部８内へ出力するものである。このような電圧検出回路２１の具体的な回路構成としては、例えば、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧を検出し、これに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
【００２５】
電流検出回路２２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上において、電圧検出回路２１とスイッチング回路３との間に配置されており、この１次側高圧ラインＬ１Ｈ上を流れる入力電流Ｉinを検出すると共に、この検出した入力電流Ｉinに対応する検出信号Ｓ（Ｉin1）を切換部８内へ出力するものである。このような電流検出回路２２の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。
【００２６】
スイッチング回路３は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有しており、フルブリッジ型のインバータ回路を構成している。これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれ、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ１のゲートはＳＷ制御信号Ｓ１の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２のゲートはＳＷ制御信号Ｓ２の信号ラインに接続され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３のゲートはＳＷ制御信号Ｓ３の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ４のゲートはＳＷ制御信号Ｓ４の信号ラインに接続され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３のソースは、後述する共振用インダクタＬｒを介して後述するトランス４内の１次側巻線４１の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１のソースは、この１次側巻線４１の他端に接続されている。スイッチング回路３はこのような構成により、後述するＳＷ駆動部７３から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４に応じて、直流の入力電圧Ｖinを入力交流電圧に変換するようになっている。なお、これらのＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）によるスイッチング駆動を行うための制御信号である。
【００２７】
共振用インダクタＬｒは、スイッチング素子ＳＷ１のソースと上記した１次側巻線４１との間に配置されており、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４内の寄生容量素子と共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。
【００２８】
トランス４は、磁芯４０と、互いに絶縁された１次側巻線４１および２次側巻線４２１，４２２を有している。このうち、一対の２次側巻線４２１，４２２の一端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、このセンタタップＣＴからの配線が出力ラインＬＯに導かれている。このトランス４は、スイッチング回路３によって生成された入力交流電圧を変圧し、一対の２次側巻線４２１，４２２の各端部（センタタップＣＴとは反対側の端部）から、互いに１８０度位相が異なる出力交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線４１と２次側巻線４２１，４２２との巻数比によって定まる。
【００２９】
整流回路５は、一対の整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２（例えば、スイッチング素子Ｓ５１，Ｓ５２の寄生ダイオード）と、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２に並列接続されたスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２からなる単相全波整流型のものである。スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２はそれぞれ、例えばＭＯＳ−ＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ５１のゲートはＳＷ制御信号Ｓ５１の信号ラインに接続され、ソースは接地ラインＬＧに接続され、ドレインが２次側巻線４２１の他端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５２のゲートはＳＷ制御信号Ｓ５２の信号ラインに接続され、ソースは接地ラインＬＧに接続され、ドレインが２次側巻線４２２の他端に接続されている。なお、これらのＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２はそれぞれ、ＰＷＭによるスイッチング駆動を行うための制御信号である。一方、整流ダイオードＤ５１のカソードは２次側巻線４２１の他端に接続され、整流ダイオードＤ５２のカソードは２次側巻線４２２の他端に接続されている。また、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のアノード同士は互いに接続され、接地ラインＬＧに導かれている。つまり、この整流回路５はセンタタップ型のアノードコモン接続の構成となっており、トランス４からの出力交流電圧の各半波期間を、それぞれ整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。
【００３０】
平滑回路６は、チョークコイル６１と出力平滑コンデンサ６２とを有している。チョークコイル６１は出力ラインＬＯに挿入配置されており、一端はセンタタップＣＴに接続され、他端は出力ラインＬＯの出力端子Ｔ３に接続されている。出力平滑コンデンサ６２は、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に接続されている。接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路６では、整流回路５で整流された直流電圧を平滑化して直流の出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ９０に給電するようになっている。
【００３１】
制御部７１は、出力電圧Ｖoutに対応する検出信号Ｓ（Ｖout）に基づいて、この出力電圧Ｖoutが一定値を保つこととなるように、ＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４の基となるＳＷ制御信号Ｓ０を、トランス７２を介してＳＷ駆動部７３へ供給すると共に、ＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２の基となるＳＷ制御信号Ｓ５０を後述する切換部８内のＳＷ駆動部８６へ供給するものである。
【００３２】
ＳＷ駆動部７３は、トランス７２を介して入力されたＳＷ制御信号Ｓ０に基づいて、前述したＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４へ供給するものである。
【００３３】
切換部８は、トランス８１１，８１２と、平滑回路８２１，８２２と、バッファ８３１，８３２と、抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２と、リファレンス電源８４と、比較器（コンパレータ）８５と、ＳＷ駆動部８６とを有している。この切換部８は、電流検出回路２２により検出された検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づいて、整流回路５における整流モードの切換動作を行うものである。具体的には、出力端子Ｔ３，Ｔ４の負荷（図示せず）が小さい軽負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２とスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路５における整流モードを切り換えるようになっている。なお、このような整流モードの切換動作の詳細については、後述する。
【００３４】
トランス８１１は、電流検出回路２２から供給される電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）を低圧の信号に変圧して、平滑回路８２１へ出力するものである。また、トランス８１２は、電圧検出回路２１から供給される電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）を低圧の信号に変圧して、平滑回路８２２へ出力するものである。
【００３５】
平滑回路８２１は、トランス８１１を介して供給された検出信号Ｓ（Ｉin1）に含まれる脈流を平滑化するための回路である。また、平滑回路８２２は、トランス８１２を介して供給された検出信号Ｓ（Ｖin1）に含まれる脈流を平滑化するための回路である。これらの平滑回路８２１，８２２は、例えば、抵抗器とコンデンサとを含むＬＰＦ（ローパス・フィルタ）などにより構成される。
【００３６】
バッファ８３１は、平滑回路８２１から出力される検出信号Ｓ（Ｉin1）に対してインピーダンス変換を行うことにより、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）を出力するものである。また、バッファ８３２は、平滑回路８２２から出力される検出信号Ｓ（Ｖin1）に対してインピーダンス変換を行うことにより、電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）を出力するものである。
【００３７】
抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２は、バッファ８３１から出力される電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と、バッファ８３２から出力される電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）とを合成（合算）することにより、これら検出信号Ｓ（Ｉin2）と検出信号Ｓ（Ｖin2）との合成信号（合算信号）Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成するものである。また、これら抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値に応じて、そのような合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成する際の重み付けが調整できるようになっている。すなわち、抵抗器Ｒ８１の抵抗値が検出信号Ｓ（Ｉin2）の重み付け係数を構成すると共に、抵抗器Ｒ８２の抵抗値が検出信号Ｓ（Ｖin2）の重み付け係数を構成するようになっている。
【００３８】
比較器８５は、反転入力端子に対して上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が入力されると共に、非反転入力端子に対して、リファレンス電源（基準電源）８４から供給されるリファレンス電圧（基準電圧）Ｖrefが供給されている。これにより、この比較器８５では、リファレンス電圧Ｖrefと合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）との電位が比較され、その比較結果に応じた値を示す出力信号Ｓoutが出力端子から出力されるようになっている。
【００３９】
ＳＷ駆動部８６は、制御部７１から供給されるＳＷ制御信号Ｓ５０と、比較器８５から供給される出力信号Ｓoutとに基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成すると共に、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２へ供給するものである。
【００４０】
ここで、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２が、本発明における「複数の整流素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が本発明における「スイッチング素子」の一具体例に対応する。また、電流検出回路２２が本発明における「電流検出部」の一具体例に対応し、電圧検出回路２１が本発明における「電圧検出部」の一具体例に対応する。また、抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２が本発明における「抵抗器」の一具体例に対応し、平滑回路８２１，８２２が本発明における「平滑回路」の一具体例に対応する。
【００４１】
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置１の作用および効果について説明する。
【００４２】
（スイッチング電源装置の基本動作例）
最初に、図２〜図５を参照して、スイッチング電源装置１の基本動作について説明する。図２〜図５は、このスイッチング電源装置１の基本動作の状態を、回路図を用いて表したものである。このうち、図２，図３は軽負荷時の動作を、図４，図５は重負荷時の動作を、それぞれ表している。なお、これらの図２〜図５では、説明の容易化のため、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ５１，ＳＷ５２をそれぞれ、スイッチの形状で示している。
【００４３】
このスイッチング電源装置では、スイッチング回路３において、高圧バッテリ１０から入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流の入力電圧Ｖinがスイッチングされることにより入力交流電圧が生成され、この入力交流電圧がトランス４の１次側巻線４１へ供給される。そしてトランス４では入力交流電圧が変圧され、２次側巻線４２１，４２２から、変圧された出力交流電圧が出力される。
【００４４】
整流回路５では、トランス４から出力された出力交流電圧が、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２、あるいは、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２によって整流される。これにより、センタタップＣＴと整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２同士の接続点（アノード側）との間に、整流出力が発生する。
【００４５】
平滑回路６では、この整流回路５において発生する整流出力が、チョークコイル６１と出力平滑コンデンサ６２とによって平滑化され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流の出力電圧Ｖoutとして出力される。そしてこの出力電圧Ｖoutは、低圧バッテリ９０に給電されてその充電に供されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４６】
このとき、図２，図３に示した軽負荷時には、図２に示した動作状態と図３に示した動作状態とが、交互に繰り返される。
【００４７】
具体的には、まず、図２に示したように、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子ＳＷ１からスイッチング素子ＳＷ４の方向に、１次側ループ電流Ｉａ１が流れる。すると、トランス４の２次側巻線４２１，４２２にそれぞれ現れる電圧は、整流ダイオードＤ５２に対して逆方向となる一方、整流ダイオードＤ５１に対して順方向となる。このため、整流ダイオードＤ５１から２次側巻線４２１、チョークコイル６１および出力平滑コンデンサ６２を順に通る２次側ループ電流Ｉａ２が流れる。そしてこの２次側ループ電流Ｉａ２により、直流の出力電圧Ｖoutが低圧バッテリ９０に給電されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４８】
一方、図３に示したように、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がそれぞれオフ状態になると共に、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子ＳＷ３からスイッチング素子ＳＷ２の方向に、１次側ループ電流Ｉｂ１が流れる。すると、トランス４の２次側巻線４２１，４２２にそれぞれ現れる電圧は、整流ダイオードＤ５１に対して逆方向となる一方、整流ダイオードＤ５２に対して順方向となる。このため、整流ダイオードＤ５２から２次側巻線４２２、チョークコイル６１および出力平滑コンデンサ６２を順に通る２次側ループ電流Ｉｂ２が流れる。そしてこの２次側ループ電流Ｉｂ２により、直流の出力電圧Ｖoutが低圧バッテリ９０に給電されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４９】
このようにして、図２および図３に示した軽負荷時には、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がいずれもオフ状態となるように切換部８内のＳＷ駆動部８６からＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２が供給されることにより、整流回路５における整流モードは、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなる。
【００５０】
また、図４，図５に示した重負荷時には、図４に示した動作状態と図５に示した動作状態とが、交互に繰り返される。具体的には、これら図４および図５に示した動作状態では、図２および図３に示した軽負荷時における動作に加え、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が同期整流動作を行う。すなわち、ダイオードＤ５１の整流動作時（図４）にはスイッチング素子ＳＷ５１がオン状態となると共に、ダイオードＤ５２の整流動作時（図５）にはスイッチング素子ＳＷ５２がオン状態となるように、切換部８内のＳＷ駆動部８６からＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２が供給される。これにより、この重負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２とスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなり、図中に示した２次側ループ電流Ｉａ３，Ｉｂ３が流れることになる。
【００５１】
ここで、このような軽負荷時および重負荷時のいずれにおいても、制御部７１は、出力電圧Ｖoutに対応する検出信号Ｓ（Ｖout）に基づいて、この出力電圧Ｖoutが一定値を保つこととなるように、ＳＷ制御信号Ｓ０をトランス７２を介してＳＷ駆動部７３へ供給すると共に、ＳＷ制御信号Ｓ５０をＳＷ駆動部８６へ供給する。また、電流検出回路２２において、入力電流Ｉinに対応する電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）が検出されると共に、電圧検出回路２１において、入力電圧Ｖinに対応する電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）が検出され、それぞれ切換部８へ入力される。
【００５２】
（切換部による整流モードの切換動作例）
次に、図１に加えて図６〜図１０を参照して、本発明の特徴的部分の１つである、切換部８による整流回路５の整流モードの切換動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。ここで、図６は、比較例に係る従来のスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１０１）の回路構成を表したものであり、図７は、このスイッチング電源装置１０１における出力電流Ｉout（定格電流に対しての負荷率）と装置全体の効率との関係の一例を表したものである。
【００５３】
まず、図６に示した比較例に係るスイッチング電源装置１０１では、本実施の形態における電圧検出回路２１が設けられていないと共に、本実施の形態の切換部８の代わりに切換部１０８が設けられている。具体的には、この切換部１０８では、入力電流Ｉinに対応する電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）のみに基づいてＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成することにより、整流回路５における整流モードの切り換えを行うようになっている。すなわち、電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）に基づいて、トランス８１１、平滑回路８２１およびバッファ８３１により電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）を生成すると共に、比較器８５においてこの検出信号Ｓ（Ｉin2）とリファレンス電圧Ｖrefとの比較結果に応じた出力信号Ｓoutを出力し、ＳＷ駆動部８６がこの出力信号Ｓoutに基づいてＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成している。
【００５４】
ところが、入力電圧Ｖinが変動した場合、検出対象の入力電流Ｉinにおける電流波形のピーク値やデューティも変動する。このため、整流モードの切り換えの判定を行う比較器８５のリファレンス電圧Ｖref（一定）に対して、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）が大きく変動することになる。これにより、この比較例では、例えば図７中の符号Ｐ１０１，Ｐ１０２で示したように、ダイオード整流（第１の整流モード）と同期整流（第２の整流モード）との整流モードの切換点も、入力電圧Ｖinの大きさ（ここでは、定格入力電圧が２６０Ｖ，入力電圧範囲が１００Ｖ〜４２０Ｖ）に応じて大きく変動してしまうことになる（負荷の大きさに対応する出力電流Ｉoutにおける変動幅が大きい）。なお、図７に示した効率特性線は、図中の上側から、入力電圧Ｖin＝１００Ｖ〜４２０Ｖの順に並んだものとなっている。
【００５５】
すなわち、この比較例に係るスイッチング電源装置１０１では、入力電圧Ｖinが変動する場合に、整流モードの切換点が大きく変動し、入力電圧Ｖinが大きくなるのに従って切換点も高負荷側へ変位してしまうため、入力電圧Ｖinの変動範囲において、切換点を十分には軽負荷側に設定することができない（例えば、図７中に示した目標の出力電流範囲ΔＩout内に、切換点を設定することができない）。これは、以下の理由によるものである。すなわち、まず、軽負荷時において同期整流動作を行う場合、図６中に示した電流Ｉ１０１のように、出力電流が低圧バッテリ９０から整流回路５側へ逆流したときに電力損失が生じ、効率が低下してしまうことがある。また、この逆流した電流Ｉ１０１によってチョークコイル６１に蓄えられたエネルギーに基づいて、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２の両方がオフ状態となったときにサージ電圧が発生し、これによりスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が破壊されてしまうおそれがある。したがって、これらのことを考慮すると、切換点が大きく変動する場合には、あまり軽負荷側まで同期整流動作を利用できないからである。以上のことから、この比較例では、ダイオード整流（第１の整流モード）と比べてより高効率である同期整流（第２の整流モード）を十分に軽負荷側まで使用することができず、軽負荷時の効率が低くなってしまう。
【００５６】
これに対して、本実施の形態では、図１に示したように、切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行っている。具体的には、比較器８５において、例えば、上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が所定のリファレンス電圧Ｖrefよりも小さいときには、ダイオード整流（第１の整流モード）が行われるように、すなわち、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がオフ状態となるように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御する。一方、例えば、上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が所定のリファレンス電圧Ｖrefよりも大きいときには、同期整流（第２の整流モード）が行われるように、すなわち、整流時にスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がオン状態となるように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御する。
【００５７】
ここで、例えば図８に示したように、同じ出力電圧Ｖoutおよび出力電流Ｉoutの下では、入力電流Ｉinの検出信号Ｓ（Ｉin1）は、入力電圧Ｖinが低いほど検出値が高くなると共に、入力電圧Ｖinが高いほど検出値が低くなる（ここでは、入力電圧Ｖinに対して反比例関係となっている）。また、平滑回路８２１，８２２がＬＰＦなどにより構成されているため、ダイオードによるピーク検出とは異なり、温度による変動をほとんど受けない。一方、入力電圧Ｖinの検出信号Ｓ（Ｖin1）の検出値は、入力電圧Ｖinに対して比例関係となる。したがって、これらの検出信号Ｓ（Ｉin1）と検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）では、図に示したように、ある出力電流Ｉoutにおいて入力電圧Ｖinが変動しても、ほぼ一定に保たれることになる。
【００５８】
これにより、例えば図９に示したように、入力電圧Ｖinが変動する場合に、ダイオード整流（第１の整流モード）と同期整流（第２の整流モード）との整流モードの切換点（出力電流Ｉoutの閾値電流Ｉth）の変動が、比較例と比べて抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点（閾値電流Ｉth）をより軽負荷側に設定することができ（例えば、図９中に示した目標の出力電流範囲ΔＩout内に、閾値電流Ｉthを設定することが可能となり）、ダイオード整流（第１の整流モード）と比べてより高効率である同期整流（第２の整流モード）を、より軽負荷側まで使用することができるようになる。なお、図９に示した効率特性線においても、図中の上側から、入力電圧Ｖin＝１００Ｖ〜４２０Ｖの順に並んだものとなっている。
【００５９】
以上のように本実施の形態では、切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することによって、整流モードの切り換えを行うようにしたので、従来と比べて整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）を、入力電圧Ｖinの変動範囲においてより軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である同期整流（第２の整流モード）をより軽負荷側まで使用することができ、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。
【００６０】
ここで、図１０は、上記比較例および本実施の形態に係る軽負荷時の効率の一例を対比して表したものであり、図中の符号Ｇ１０１で示した特性は比較例のものを、図中の符号Ｇ１で示した特性は本実施の形態のものを、それぞれ表している。図中の矢印Ｐ１に示したように、本実施の形態（Ｇ１）では、比較例（Ｇ１０１）と比べ、軽負荷時の効率が向上していることが分かる。
【００６１】
また、切換部８内に、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成する際の電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）との重み付けを調整するための抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２を設けるようにしたので、そのような重み付けの調整により、整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）の調整が容易となる。したがって、設計も容易となるため、設計の自由度を向上させることが可能となる。また、これらの抵抗Ｒ８１，Ｒ８２によって、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）とを合成しているため、例えばオペアンプを使用した加算器と比較して安価な構成とすることが可能となる。
【００６２】
さらに、降圧型のスイッチング電源装置１において、電流検出回路２２および電圧検出回路２１が、高圧側に対応する入力電流Ｉinおよび入力電圧Ｖinを検出するようにしたので、低圧側に対応する出力電流Ｉoutや出力電流Ｖoutを検出して整流モードの切換動作を行う場合と比べて電力損失を抑えることができ、効率をさらに向上させることが可能となる。
【００６３】
なお、前述したように、軽負荷時において同期整流動作を行った場合に、逆流した電流Ｉ１０１に起因してチョークコイル６１に蓄えられたエネルギーに基づいてサージ電圧が発生するおそれがあること等を考慮すると、本実施の形態で説明した整流モードの切り換え動作は、出力側にチョークコイルが設けられたスイッチング電源装置において特に有効であると言える。
【００６４】
［変形例］
次に、本発明の変形例をいくつか挙げて説明する。なお、上記実施の形態と同様の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６５】
（変形例１）
図１１は、本発明の変形例１に係る平滑回路（平滑回路８２１Ａ，８２２Ａ）の回路構成を表すものである。これらの平滑回路８２１Ａ，８２２Ａは、整流ダイオードＤ８２と平滑コンデンサＣ８２とを有するピークホールド回路を用いて構成されている。具体的には、整流ダイオードＤ８２のアノードがトランス８１１，８１２側からの入力信号線に接続され、カソードが平滑コンデンサＣ８２の一端および出力信号線に接続され、平滑コンデンサＣ８２の他端は接地されている。すなわち、上記実施の形態の平滑回路８２１，８２２では、ＬＰＦを用いた構成を挙げて説明したが、本変形例の平滑回路８２１Ａ，８２２Ａでは、ピークホールド回路を用いた構成となっている。
【００６６】
このような構成の平滑回路８２１，８２２では、例えば図１２中の矢印Ｐ２，Ｐ３で示したように、負荷（出力電流Ｉout）の変動に応じた合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）の変動が低減されるため、整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）の変動をさらに抑えることができ、切換点をさらに軽負荷側に設定することができる。
【００６７】
（変形例２）
図１３（Ａ）は、本発明の変形例２に係る整流モードの切換動作を表すものである。本変形例では、整流モードの切り換えの際の出力電流の閾値（閾値電流）が、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なる値（閾値電流ＩthL，ＩthH））となっている。すなわち、上記実施の形態では、図１３（Ｂ）に示したように、閾値電流Ｉthが、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで互いに一致しているのに対し、本変形例では、ヒステリシスを示すようになっている。
【００６８】
具体的には、本変形例では、図１３（Ａ）に示したように、出力電流Ｉoutの増加傾向時には、閾値電流ＩthH（＞ＩthL）において整流モードが切り換わる。一方、出力電流Ｉoutの減少傾向時には、閾値電流ＩthL（＜ＩthH）において接続状態が切り換わる。
【００６９】
また、このような切換動作を実現するため、本変形例の切換部（切換部８Ａ）では、例えば図１４に示したようなヒステリシスコンパレータが設けられている。すなわち、上記実施の形態で説明した比較器８５において、出力端子と非反転入力端子との間に抵抗器Ｒ８５が設けられている。これにより、合成信号Ｓ（Ｉｉｎ＋Ｖｉｎ）に基づいて、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なるリファレンス電圧Ｖrefとの比較結果に応じた出力信号Ｓoutが出力される。そして、この抵抗器Ｒ８５の抵抗値に応じて、閾値電流ＩthL，ＩthHの値を任意に調整することができるようになっている。
【００７０】
このような構成により本変形例では、閾値電流付近において整流モードが頻繁に切り換わってしまうのが回避されるため、それに起因したスイッチングノイズの発生を抑えることが可能となる。
【００７１】
（変形例３）
図１５は、本発明の変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、双方向のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）として機能するものである。具体的には、このスイッチング回路１Ａでは、スイッチング回路（整流回路）３Ａにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対し、整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３２（例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生ダイオード）が並列接続されている。これにより、上記実施の形態で説明したような、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流の入力電圧Ｖinを降圧して直流の出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力する降圧動作に加え、以下説明するような、出力端子Ｔ３，Ｔ４から入力される直流の入力電圧Ｖinを昇圧して直流の出力電圧Ｖoutを入力端子Ｔ１，Ｔ２から出力する昇圧動作も行うことが可能となる（双方向動作が可能となる）。その場合、降圧動作時（順方向動作時）には、スイッチング回路３Ａがインバータ回路として機能すると共にスイッチング回路（整流回路）５が整流回路として機能し、昇圧動作時（逆方向動作時）には、スイッチング回路５がインバータ回路として機能すると共にスイッチング回路３Ａが整流回路として機能することになる。
【００７２】
また、このスイッチング電源装置１Ａでは、切換部８内の比較器８５から出力される、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づく出力信号Ｓoutが、ＳＷ駆動部８６に加えてＳＷ駆動部７３へ入力されるようになっている。これにより、上記逆方向動作時には、整流回路として機能するスイッチング回路３Ａ内のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ状態が制御され、このスイッチング回路３Ａにおける整流モードの切り換えが行われる。
【００７３】
なお、この場合、入力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「第１の入出力端子」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「第２の入出力端子」の一具体例に対応する。また、スイッチング回路（整流回路）３Ａが本発明における「第１の回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路（整流回路）５が本発明における「第２の回路」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が本発明における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３４が本発明における「複数の第１の整流素子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が本発明における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２が本発明における「複数の第２の整流素子」の一具体例に対応する。
【００７４】
このスイッチング電源装置１Ａでは、順方向動作時には、上記実施の形態と同様の基本動作および整流モードの切換動作がなされることにより、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
一方、逆方向動作時には、図１６〜図１８に示した動作状態が、交互に繰り返される。なお、図１７および図１８では、軽負荷時の電流ループが実線で示されていると共に、重負荷時の電流ループは実線および破線で示されている。
【００７６】
まず、図１６に示したように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とも、オン状態となる。したがって、スイッチング回路５を含む低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１１，Ｉｃ１２が低圧バッテリ７０から流れ、インダクタ６１が励磁される。また、トランス４の巻線４２１，４２２は互いに巻回し方向が逆であると共に巻数が等しいため、これら巻線４２１，４２２に流れる電流によって発生する磁束が互いに打ち消し合うこととなり、巻線４２１，４２２の両端間の電圧はいずれも０Ｖとなる。よって、この期間では、低圧側から高圧側への電力伝送はなされない。ただし、高圧側では、図中に示したような出力電流Ｉoutが、入力平滑コンデンサＣinから高圧バッテリ１０Ｌへと流れている。
【００７７】
次に、図１７に示したように、スイッチング素子ＳＷ５２がオフ状態となる。よって、低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１１のみが流れ、インダクタ６１に蓄積されたエネルギーに基づいて、低圧側から高圧側への電力伝送がなされる。また、スイッチング回路３Ａを含む高圧側では、図中に示したような２次側ループ電流Ｉｃ２１および出力電流Ｉoutが流れる。なお、この図１７に示した動作状態の期間の後は、再び、図１６に示した動作状態となる。
【００７８】
次に、そのような再度の図１６に示した状態の後は、図１８に示したように、スイッチング素子ＳＷ５１がオフ状態となる。よって、低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１２のみが流れ、インダクタ６１に蓄積されたエネルギーに基づいて、低圧側から高圧側への電力伝送がなされる。また、スイッチング回路３Ａを含む高圧側では、図中に示したような２次側ループ電流Ｉｃ２２および出力電流Ｉoutが流れる。
【００７９】
ここで、このような逆方向動作時では、切換部８が、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づく出力信号ＳoutをＳＷ駆動部７３へ供給することにより、整流回路として機能するスイッチング回路３Ａ内のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ状態を制御し、このスイッチング回路３Ａにおける整流モードの切り換えを行う。これにより、上記実施の形態で説明した順方向動作時と同様の作用により、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。ただし、本変形例のような双方向のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）において、このような整流モードの切換動作を、順方向動作時または順方向動作時の一方のみにおいて行うようにしてもよく、あるいは、上記したように順方向動作時および逆方向動作時の双方において行うようにしてもよい。
【００８０】
なお、本変形例のような双方向のスイッチング電源装置においても、上記した整流モードの切り換え動作は、出力側にチョークコイルが設けられたスイッチング電源装置において特に有効である。すなわち、例えば図１５に示したスイッチング電源装置１Ａでは、出力側にチョークコイルが設けられることになる順方向動作時において特に有効である。
【００８１】
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
【００８２】
例えば、上記実施の形態等で説明したスイッチング回路、トランス、整流回路、平滑回路および制御部等の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。具体的には、例えば上記実施の形態等では、スイッチング回路がフルブリッジ型の回路である場合について説明したが、例えばハーフブリッジ型等の他の回路構成のスイッチング回路を用いるようにしてもよい。また、例えば上記実施の形態等で説明した比較器８５の機能（ハードウェアによる構成）を、ソフトウェアによって構成するようにしてもよい。
【００８３】
また、上記実施の形態等では、電流検出回路２２および電圧検出回路２１が、高圧側に対応する電流または電圧を検出する場合について説明したが、場合によっては、低圧側に対応する電流または電圧を検出するようにしてもよい。
【００８４】
更に、これまでは、トランスを用いた絶縁型のスイッチング電源装置を例に挙げて説明したが、本発明は、例えば非絶縁のチョッパ型のスイッチング電源装置等の、トランスを有しないスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
【００８５】
加えて、これまでは、スイッチング電源装置がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＡＣインバータとして機能するものなどにも適用することが可能である。
【００８６】
加えてまた、これまでは、スイッチング電源装置が降圧型のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）である場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、例えば、昇圧型のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
【００８７】
加えて更に、これまでは、スイッチング電源装置全体を、バッテリ等に対する充電・放電装置として用いる場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、そのような充電・放電装置以外にも、例えば家電等の電源装置など、他の用途にも適用することが可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１，１Ａ…スイッチング電源装置、１０…高圧バッテリ、２１…電圧検出回路、２２…電流検出回路、３，３Ａ…スイッチング回路（整流回路）、４…トランス、４０…磁芯、４１…１次側巻線（高圧側巻線）、４２１，４２２…２次側巻線（低圧側巻線）、５…整流回路（スイッチング回路）、６…平滑回路、６１…チョークコイル、６２…出力平滑コンデンサ、７１…制御部、７２…トランス、７３…ＳＷ駆動部、８，８Ａ…切換部、８１１，８１２…トランス、８２１，８２２，８２１Ａ，８２２Ａ…平滑回路、８３１，８３２…バッファ、８４…リファレンス電源、８５…比較器、８６…ＳＷ駆動部、９０…低圧バッテリ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子（入出力端子）、Ｔ３，Ｔ４…出力端子（入出力端子）、Ｖin…入力電圧、Ｉin…入力電流、Ｖout…出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｃin…入力平滑コンデンサ、ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ５１，ＳＷ５２…スイッチング素子（ＦＥＴ）、Ｓ０，Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ５０，Ｓ５１，Ｓ５２…ＳＷ制御信号、Ｓ（Ｖin1），Ｓ（Ｖin2），Ｓ（Ｉin1），Ｓ（Ｉin2），Ｓ（Ｖout）…検出信号、Ｓ（Ｉin＋Ｖin）…合成信号（合算信号）、Ｓout…出力信号、Ｌｒ…共振用インダクタ、ＣＴ…センタタップ、Ｄ５１，Ｄ５２…整流ダイオード、Ｒ８１，Ｒ８２…抵抗器、Ｖref…リファレンス電圧、Ｄ８２…整流ダイオード、Ｃ８２…平滑コンデンサ、Ｒ８５…抵抗器、Ｉａ１，Ｉｂ１，Ｉｃ１１，Ｉｃ１２…電流（１次側電流ループ）、Ｉａ２，Ｉａ３，Ｉｂ２，Ｉｂ３，Ｉｃ２１，Ｉｃ２２…電流（２次側電流ループ）、ΔＩout…出力電流範囲、Ｉth，ＩthL，ＩthH…閾値電流。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング回路および整流回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源装置として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランス（変圧素子）の１次側巻線に接続されたスイッチング回路のスイッチング動作により直流入力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの２次側巻線に取り出す方式である。スイッチング回路のスイッチング動作に伴い、２次側巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。
【０００３】
この種のスイッチング電源装置では、一般に、整流回路の導通損失等による効率低下を低減するため、整流回路においていわゆる同期整流動作を行うようになっている。この同期整流動作とは、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなる整流素子における整流動作時に、ＦＥＴがオン状態となるように制御する動作のことである。
【０００４】
また、例えば特許文献１には、出力側の負荷の大きさに応じて、整流素子のみによる整流動作と上記同期整流動作とを切り換える（整流モードの切り換えを行う）ようにしたスイッチング電源装置が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−２５２９７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、上記特許文献１では、電源装置内の入力電流または出力電流を検出すると共に、その検出信号を用いて整流モードの切り換えを行うようになっている。ところが、入力電圧が変動した場合、検出対象の入力電流や出力電流における電流波形のピーク値やデューティも変動する。このため、整流モードの切り換えの判定を行うコンパレータの基準電位（一定）に対してこれら電流検出値が大きく変動することになり、整流モードの切換点も大きく変動してしまうことになる。
【０００７】
すなわち、従来のスイッチング電源装置では、入力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点が大きく変動してしまうため、入力電圧の変動範囲において、切換点を十分には軽負荷側に設定することができなかった。これは、軽負荷時において同期整流動作を行う場合、出力電流が整流回路側へ逆流したときに電力損失が生じて効率が低下してしまうことがあるため、切換点が大きく変動する場合にはあまり軽負荷側まで同期整流動作を利用できないからである。したがって、従来は、整流素子のみによる整流動作と比べてより高効率である同期整流動作を、十分に軽負荷側まで使用することができなかったため、軽負荷時の効率の更なる向上が望まれていた。
【０００８】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１のスイッチング電源装置は、入力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、出力端子対から出力するものであって、入力端子対側に配置されたスイッチング回路と、このスイッチング回路と出力端子対との間に配置されると共に、複数の整流素子とこれら複数の整流素子にそれぞれ並列接続されたスイッチング素子とを有する整流回路と、入力端子対側を流れる入力電流または出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出部と、出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、整流素子とスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路における整流モードを切り換える切換部とを備えたものである。また、この切換部は、電流検出部により検出された電流検出信号と電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいてスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行うようになっている。
【００１０】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、入力端子対から入力した入力電圧がスイッチング回路においてスイッチングされ、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が整流回路によって整流され、出力端子対から出力電圧が出力される。このとき、上記入力電流または上記出力電流が検出されて電流検出信号が得られると共に、上記入力電圧または上記出力電圧が検出されて電圧検出信号が得られる。また、上記軽負荷時には、整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記重負荷時には、整流素子とスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路における整流モードが切り換えられる。ここで、上記電流検出信号と上記電圧検出信号との合成信号に基づいて整流回路内のスイッチング素子のオン・オフ状態が制御されることにより、上記整流モードの切り換えが行われるため、入力電圧や出力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点の変動が従来よりも抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点をより軽負荷側に設定することができ、上記第１の整流モードよりも高効率である上記第２の整流モードを、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【００１１】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記切換部が、合成信号を生成する際の電流検出信号と電圧検出信号との重み付けを調整するための抵抗器を有するようにするのが好ましい。このように構成した場合、そのような重み付けの調整により、整流モードの切換点の調整が容易となる。したがって、設計も容易となるため、設計の自由度が向上する。
【００１２】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記切換部が、電流検出信号および電圧検出信号に含まれる脈流を平滑化する平滑回路を有すると共に、この平滑回路が、整流ダイオードと平滑コンデンサとを含むピークホールド回路を用いて構成されているようにするのが好ましい。このように構成した場合、負荷の変動に応じた合成信号の変動が低減されるため、整流モードの切換点の変動がさらに抑えられ、切換点をさらに軽負荷側に設定することができる。
【００１３】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、スイッチング回路と整流回路との間にトランスを設けると共に、出力電圧が入力電圧よりも低くなるように設定された降圧型のスイッチング電源装置である場合において、電流検出部および電圧検出部が、高圧側に対応する入力電流および入力電圧を検出するようにするのが好ましい。このように構成した場合、上記スイッチング回路において生成された交流電圧（入力交流電圧）がトランスにより変圧され、その第２の巻線側に出力交流電圧が出力される。そして、この出力交流電圧が整流回路によって整流され、出力端子対から出力電圧が出力される。また、高圧側で入力電流および入力電圧を検出しているため、低圧側で検出する場合と比べて電力損失が抑えられ、効率がさらに向上する。
【００１４】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、整流モードの切り換えの際の閾値が、負荷の増加傾向時と減少傾向時とで互いに異なる値となっているようにするのが好ましい。このように構成した場合、切換点付近において整流モードが頻繁に切り換わってしまうのが回避されるため、それに起因したスイッチングノイズの発生が抑えられる。
【００１５】
本発明の第１のスイッチング電源装置では、直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するように構成することが可能である。
【００１６】
本発明の第２のスイッチング電源装置は、第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、他方の入出力端子対から出力するものであって、第１の入出力端子対側に配置されると共に、複数の第１の整流素子と、これら複数の第１の整流素子にそれぞれ並列接続された第１のスイッチング素子とを有する第１の回路と、この第１の回路と第２の入出力端子対との間に配置されると共に、複数の第２の整流素子とこれら複数の第２の整流素子にそれぞれ並列接続された第２のスイッチング素子とを有する第２の回路と、一方の入出力端子対側を流れる入力電流または他方の入出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、入力電圧または出力電圧を検出する電圧検出部と、他方の入出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、第１または第２の整流素子と第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、第１または第２の回路における整流モードを切り換える切換部とを備えたものである。また、この切換部は、電流検出部により検出された電流検出信号と電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行うようになっている。なお、この場合において、上記切換部が、第１の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて第２の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、第２の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて第１の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、のうちの一方の動作時のみにおいて、整流モードの切換を行うようにしてもよい。
【００１７】
本発明の第２のスイッチング電源装置では、順方向動作時には、第１の入出力端子対から入力電圧が入力され、インバータ回路として機能する第１の回路内の第１のスイッチング素子によって、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が、整流回路として機能する第２の回路において整流され、第２の入出力端子対から出力電圧が出力される。一方、逆方向動作時には、第２の入出力端子対から入力電圧が入力され、インバータ回路として機能する第２の回路内の第２のスイッチング素子によって、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧に基づく交流電圧が、整流回路として機能する第１の回路において整流され、第１の入出力端子対から出力電圧が出力される。このとき、上記入力電流または上記出力電流が検出されて電流検出信号が得られると共に、上記入力電圧または上記出力電圧が検出されて電圧検出信号が得られる。また、上記軽負荷時には、第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記重負荷時には、第１または第２の整流素子と第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路として機能する第１または第２の回路における整流モードが切り換えられる。ここで、上記電流検出信号と上記電圧検出信号との合成信号に基づいて第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態が制御されることにより、上記整流モードの切り換えが行われるため、入力電圧や出力電圧が変動する場合に、整流モードの切換点の変動が従来よりも抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点をより軽負荷側に設定することができ、上記第１の整流モードよりも高効率である上記第２の整流モードを、より軽負荷側まで使用することができるようになる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置によれば、電流検出信号と電圧検出信号との合成信号に基づいて整流回路（第１または第２の回路）内のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することによって、整流モードの切り換えを行うようにしたので、従来と比べて整流モードの切換点を、より軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である上記第２の整流モードをより軽負荷側まで使用することができ、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置における軽負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図３】図１に示したスイッチング電源装置における軽負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図４】図１に示したスイッチング電源装置における重負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図５】図１に示したスイッチング電源装置における重負荷時の基本動作について説明するための回路図である。
【図６】比較例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図７】図６に示したスイッチング電源装置における出力電流と効率との関係の一例を表す特性図である。
【図８】図１に示した切換部による入力電流および入力電圧の検出信号の合成処理の一例について説明するための特性図である。
【図９】図１に示したスイッチング電源装置における出力電流と効率との関係の一例を表す特性図である。
【図１０】比較例および実施の形態に係る軽負荷時の効率の一例を対比して表す特性図である。
【図１１】本発明の変形例１に係る平滑回路の構成を表す回路図である。
【図１２】図１１に示した平滑回路を用いた場合の入力電流および入力電圧の検出信号の合成処理の一例について説明するための特性図である。
【図１３】本発明の変形例２に係る整流モードの切換動作について説明するための特性図である。
【図１４】図１３に示した切換動作を行う切換部の構成例を表す回路図である。
【図１５】本発明の変形例３に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。
【図１６】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【図１７】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【図１８】図１５に示したスイッチング電源装置における逆方向動作について説明するための回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
（スイッチング電源装置の全体構成例）
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の回路構成を表すものである。スイッチング電源装置１は、例えば自動車などに適用される降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するものであり、高圧バッテリ１０側の入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流の入力電圧Ｖinを電圧変換する（降圧する）ことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成すると共に、この出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して低圧バッテリ９０へ供給するようになっている。このスイッチング電源装置１は、入力平滑コンデンサＣinと、電圧検出回路２１と、電流検出回路２２と、スイッチング回路３と、共振用インダクタＬｒと、トランス４と、整流回路５と、平滑回路６と、制御部７１と、トランス７２と、ＳＷ駆動部７３と、切換部８とを備えている。
【００２２】
なお、高圧バッテリ１０は、１００Ｖから５００Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。一方、低圧バッテリ９０は、１２Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。
【００２３】
入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流の入力電圧Ｖinを平滑化するためのものである。
【００２４】
電圧検出回路２１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、両端間の入力電圧Ｖinを検出すると共に、この検出した入力電圧Ｖinに対応する検出信号Ｓ（Ｖin1）を切換部８内へ出力するものである。このような電圧検出回路２１の具体的な回路構成としては、例えば、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧を検出し、これに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
【００２５】
電流検出回路２２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上において、電圧検出回路２１とスイッチング回路３との間に配置されており、この１次側高圧ラインＬ１Ｈ上を流れる入力電流Ｉinを検出すると共に、この検出した入力電流Ｉinに対応する検出信号Ｓ（Ｉin1）を切換部８内へ出力するものである。このような電流検出回路２２の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。
【００２６】
スイッチング回路３は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有しており、フルブリッジ型のインバータ回路を構成している。これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれ、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ１のゲートはＳＷ制御信号Ｓ１の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２のゲートはＳＷ制御信号Ｓ２の信号ラインに接続され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３のゲートはＳＷ制御信号Ｓ３の信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ４のゲートはＳＷ制御信号Ｓ４の信号ラインに接続され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３のソースは、後述する共振用インダクタＬｒを介して後述するトランス４内の１次側巻線４１の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１のソースは、この１次側巻線４１の他端に接続されている。スイッチング回路３はこのような構成により、後述するＳＷ駆動部７３から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４に応じて、直流の入力電圧Ｖinを入力交流電圧に変換するようになっている。なお、これらのＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれ、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）によるスイッチング駆動を行うための制御信号である。
【００２７】
共振用インダクタＬｒは、スイッチング素子ＳＷ１のソースと上記した１次側巻線４１との間に配置されており、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４内の寄生容量素子と共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。
【００２８】
トランス４は、磁芯４０と、互いに絶縁された１次側巻線４１および２次側巻線４２１，４２２を有している。このうち、一対の２次側巻線４２１，４２２の一端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、このセンタタップＣＴからの配線が出力ラインＬＯに導かれている。このトランス４は、スイッチング回路３によって生成された入力交流電圧を変圧し、一対の２次側巻線４２１，４２２の各端部（センタタップＣＴとは反対側の端部）から、互いに１８０度位相が異なる出力交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線４１と２次側巻線４２１，４２２との巻数比によって定まる。
【００２９】
整流回路５は、一対の整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２（例えば、スイッチング素子Ｓ５１，Ｓ５２の寄生ダイオード）と、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２に並列接続されたスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２からなる単相全波整流型のものである。スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２はそれぞれ、例えばＭＯＳ−ＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ５１のゲートはＳＷ制御信号Ｓ５１の信号ラインに接続され、ソースは接地ラインＬＧに接続され、ドレインが２次側巻線４２１の他端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５２のゲートはＳＷ制御信号Ｓ５２の信号ラインに接続され、ソースは接地ラインＬＧに接続され、ドレインが２次側巻線４２２の他端に接続されている。なお、これらのＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２はそれぞれ、ＰＷＭによるスイッチング駆動を行うための制御信号である。一方、整流ダイオードＤ５１のカソードは２次側巻線４２１の他端に接続され、整流ダイオードＤ５２のカソードは２次側巻線４２２の他端に接続されている。また、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のアノード同士は互いに接続され、接地ラインＬＧに導かれている。つまり、この整流回路５はセンタタップ型のアノードコモン接続の構成となっており、トランス４からの出力交流電圧の各半波期間を、それぞれ整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。
【００３０】
平滑回路６は、チョークコイル６１と出力平滑コンデンサ６２とを有している。チョークコイル６１は出力ラインＬＯに挿入配置されており、一端はセンタタップＣＴに接続され、他端は出力ラインＬＯの出力端子Ｔ３に接続されている。出力平滑コンデンサ６２は、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に接続されている。接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路６では、整流回路５で整流された直流電圧を平滑化して直流の出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ９０に給電するようになっている。
【００３１】
制御部７１は、出力電圧Ｖoutに対応する検出信号Ｓ（Ｖout）に基づいて、この出力電圧Ｖoutが一定値を保つこととなるように、ＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４の基となるＳＷ制御信号Ｓ０を、トランス７２を介してＳＷ駆動部７３へ供給すると共に、ＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２の基となるＳＷ制御信号Ｓ５０を後述する切換部８内のＳＷ駆動部８６へ供給するものである。
【００３２】
ＳＷ駆動部７３は、トランス７２を介して入力されたＳＷ制御信号Ｓ０に基づいて、前述したＳＷ制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４へ供給するものである。
【００３３】
切換部８は、トランス８１１，８１２と、平滑回路８２１，８２２と、バッファ８３１，８３２と、抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２と、リファレンス電源８４と、比較器（コンパレータ）８５と、ＳＷ駆動部８６とを有している。この切換部８は、電流検出回路２２により検出された検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づいて、整流回路５における整流モードの切換動作を行うものである。具体的には、出力端子Ｔ３，Ｔ４の負荷（図示せず）が小さい軽負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、上記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２とスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、整流回路５における整流モードを切り換えるようになっている。なお、このような整流モードの切換動作の詳細については、後述する。
【００３４】
トランス８１１は、電流検出回路２２から供給される電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）を低圧の信号に変圧して、平滑回路８２１へ出力するものである。また、トランス８１２は、電圧検出回路２１から供給される電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）を低圧の信号に変圧して、平滑回路８２２へ出力するものである。
【００３５】
平滑回路８２１は、トランス８１１を介して供給された検出信号Ｓ（Ｉin1）に含まれる脈流を平滑化するための回路である。また、平滑回路８２２は、トランス８１２を介して供給された検出信号Ｓ（Ｖin1）に含まれる脈流を平滑化するための回路である。これらの平滑回路８２１，８２２は、例えば、抵抗器とコンデンサとを含むＬＰＦ（ローパス・フィルタ）などにより構成される。
【００３６】
バッファ８３１は、平滑回路８２１から出力される検出信号Ｓ（Ｉin1）に対してインピーダンス変換を行うことにより、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）を出力するものである。また、バッファ８３２は、平滑回路８２２から出力される検出信号Ｓ（Ｖin1）に対してインピーダンス変換を行うことにより、電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）を出力するものである。
【００３７】
抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２は、バッファ８３１から出力される電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と、バッファ８３２から出力される電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）とを合成（合算）することにより、これら検出信号Ｓ（Ｉin2）と検出信号Ｓ（Ｖin2）との合成信号（合算信号）Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成するものである。また、これら抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値に応じて、そのような合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成する際の重み付けが調整できるようになっている。すなわち、抵抗器Ｒ８１の抵抗値が検出信号Ｓ（Ｉin2）の重み付け係数を構成すると共に、抵抗器Ｒ８２の抵抗値が検出信号Ｓ（Ｖin2）の重み付け係数を構成するようになっている。
【００３８】
比較器８５は、反転入力端子に対して上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が入力されると共に、非反転入力端子に対して、リファレンス電源（基準電源）８４から供給されるリファレンス電圧（基準電圧）Ｖrefが供給されている。これにより、この比較器８５では、リファレンス電圧Ｖrefと合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）との電位が比較され、その比較結果に応じた値を示す出力信号Ｓoutが出力端子から出力されるようになっている。
【００３９】
ＳＷ駆動部８６は、制御部７１から供給されるＳＷ制御信号Ｓ５０と、比較器８５から供給される出力信号Ｓoutとに基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成すると共に、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２へ供給するものである。
【００４０】
ここで、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２が、本発明における「複数の整流素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が本発明における「スイッチング素子」の一具体例に対応する。また、電流検出回路２２が本発明における「電流検出部」の一具体例に対応し、電圧検出回路２１が本発明における「電圧検出部」の一具体例に対応する。また、抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２が本発明における「抵抗器」の一具体例に対応し、平滑回路８２１，８２２が本発明における「平滑回路」の一具体例に対応する。
【００４１】
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置１の作用および効果について説明する。
【００４２】
（スイッチング電源装置の基本動作例）
最初に、図２〜図５を参照して、スイッチング電源装置１の基本動作について説明する。図２〜図５は、このスイッチング電源装置１の基本動作の状態を、回路図を用いて表したものである。このうち、図２，図３は軽負荷時の動作を、図４，図５は重負荷時の動作を、それぞれ表している。なお、これらの図２〜図５では、説明の容易化のため、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ５１，ＳＷ５２をそれぞれ、スイッチの形状で示している。
【００４３】
このスイッチング電源装置では、スイッチング回路３において、高圧バッテリ１０から入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流の入力電圧Ｖinがスイッチングされることにより入力交流電圧が生成され、この入力交流電圧がトランス４の１次側巻線４１へ供給される。そしてトランス４では入力交流電圧が変圧され、２次側巻線４２１，４２２から、変圧された出力交流電圧が出力される。
【００４４】
整流回路５では、トランス４から出力された出力交流電圧が、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２、あるいは、これら整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２によって整流される。これにより、センタタップＣＴと整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２同士の接続点（アノード側）との間に、整流出力が発生する。
【００４５】
平滑回路６では、この整流回路５において発生する整流出力が、チョークコイル６１と出力平滑コンデンサ６２とによって平滑化され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流の出力電圧Ｖoutとして出力される。そしてこの出力電圧Ｖoutは、低圧バッテリ９０に給電されてその充電に供されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４６】
このとき、図２，図３に示した軽負荷時には、図２に示した動作状態と図３に示した動作状態とが、交互に繰り返される。
【００４７】
具体的には、まず、図２に示したように、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子ＳＷ１からスイッチング素子ＳＷ４の方向に、１次側ループ電流Ｉａ１が流れる。すると、トランス４の２次側巻線４２１，４２２にそれぞれ現れる電圧は、整流ダイオードＤ５２に対して逆方向となる一方、整流ダイオードＤ５１に対して順方向となる。このため、整流ダイオードＤ５１から２次側巻線４２１、チョークコイル６１および出力平滑コンデンサ６２を順に通る２次側ループ電流Ｉａ２が流れる。そしてこの２次側ループ電流Ｉａ２により、直流の出力電圧Ｖoutが低圧バッテリ９０に給電されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４８】
一方、図３に示したように、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がそれぞれオフ状態になると共に、スイッチング回路３のスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がそれぞれオン状態になると、スイッチング素子ＳＷ３からスイッチング素子ＳＷ２の方向に、１次側ループ電流Ｉｂ１が流れる。すると、トランス４の２次側巻線４２１，４２２にそれぞれ現れる電圧は、整流ダイオードＤ５１に対して逆方向となる一方、整流ダイオードＤ５２に対して順方向となる。このため、整流ダイオードＤ５２から２次側巻線４２２、チョークコイル６１および出力平滑コンデンサ６２を順に通る２次側ループ電流Ｉｂ２が流れる。そしてこの２次側ループ電流Ｉｂ２により、直流の出力電圧Ｖoutが低圧バッテリ９０に給電されると共に、図示しない負荷が駆動される。
【００４９】
このようにして、図２および図３に示した軽負荷時には、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がいずれもオフ状態となるように切換部８内のＳＷ駆動部８６からＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２が供給されることにより、整流回路５における整流モードは、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなる。
【００５０】
また、図４，図５に示した重負荷時には、図４に示した動作状態と図５に示した動作状態とが、交互に繰り返される。具体的には、これら図４および図５に示した動作状態では、図２および図３に示した軽負荷時における動作に加え、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が同期整流動作を行う。すなわち、ダイオードＤ５１の整流動作時（図４）にはスイッチング素子ＳＷ５１がオン状態となると共に、ダイオードＤ５２の整流動作時（図５）にはスイッチング素子ＳＷ５２がオン状態となるように、切換部８内のＳＷ駆動部８６からＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２が供給される。これにより、この重負荷時には、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２とスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなり、図中に示した２次側ループ電流Ｉａ３，Ｉｂ３が流れることになる。
【００５１】
ここで、このような軽負荷時および重負荷時のいずれにおいても、制御部７１は、出力電圧Ｖoutに対応する検出信号Ｓ（Ｖout）に基づいて、この出力電圧Ｖoutが一定値を保つこととなるように、ＳＷ制御信号Ｓ０をトランス７２を介してＳＷ駆動部７３へ供給すると共に、ＳＷ制御信号Ｓ５０をＳＷ駆動部８６へ供給する。また、電流検出回路２２において、入力電流Ｉinに対応する電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）が検出されると共に、電圧検出回路２１において、入力電圧Ｖinに対応する電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）が検出され、それぞれ切換部８へ入力される。
【００５２】
（切換部による整流モードの切換動作例）
次に、図１に加えて図６〜図１０を参照して、本発明の特徴的部分の１つである、切換部８による整流回路５の整流モードの切換動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。ここで、図６は、比較例に係る従来のスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１０１）の回路構成を表したものであり、図７は、このスイッチング電源装置１０１における出力電流Ｉout（定格電流に対しての負荷率）と装置全体の効率との関係の一例を表したものである。
【００５３】
まず、図６に示した比較例に係るスイッチング電源装置１０１では、本実施の形態における電圧検出回路２１が設けられていないと共に、本実施の形態の切換部８の代わりに切換部１０８が設けられている。具体的には、この切換部１０８では、入力電流Ｉinに対応する電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）のみに基づいてＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成することにより、整流回路５における整流モードの切り換えを行うようになっている。すなわち、電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）に基づいて、トランス８１１、平滑回路８２１およびバッファ８３１により電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）を生成すると共に、比較器８５においてこの検出信号Ｓ（Ｉin2）とリファレンス電圧Ｖrefとの比較結果に応じた出力信号Ｓoutを出力し、ＳＷ駆動部８６がこの出力信号Ｓoutに基づいてＳＷ制御信号Ｓ５１，Ｓ５２を生成している。
【００５４】
ところが、入力電圧Ｖinが変動した場合、検出対象の入力電流Ｉinにおける電流波形のピーク値やデューティも変動する。このため、整流モードの切り換えの判定を行う比較器８５のリファレンス電圧Ｖref（一定）に対して、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）が大きく変動することになる。これにより、この比較例では、例えば図７中の符号Ｐ１０１，Ｐ１０２で示したように、ダイオード整流（第１の整流モード）と同期整流（第２の整流モード）との整流モードの切換点も、入力電圧Ｖinの大きさ（ここでは、定格入力電圧が２６０Ｖ，入力電圧範囲が１００Ｖ〜４２０Ｖ）に応じて大きく変動してしまうことになる（負荷の大きさに対応する出力電流Ｉoutにおける変動幅が大きい）。なお、図７に示した効率特性線は、図中の上側から、入力電圧Ｖin＝１００Ｖ〜４２０Ｖの順に並んだものとなっている。
【００５５】
すなわち、この比較例に係るスイッチング電源装置１０１では、入力電圧Ｖinが変動する場合に、整流モードの切換点が大きく変動し、入力電圧Ｖinが大きくなるのに従って切換点も高負荷側へ変位してしまうため、入力電圧Ｖinの変動範囲において、切換点を十分には軽負荷側に設定することができない（例えば、図７中に示した目標の出力電流範囲ΔＩout内に、切換点を設定することができない）。これは、以下の理由によるものである。すなわち、まず、軽負荷時において同期整流動作を行う場合、図６中に示した電流Ｉ１０１のように、出力電流が低圧バッテリ９０から整流回路５側へ逆流したときに電力損失が生じ、効率が低下してしまうことがある。また、この逆流した電流Ｉ１０１によってチョークコイル６１に蓄えられたエネルギーに基づいて、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２の両方がオフ状態となったときにサージ電圧が発生し、これによりスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が破壊されてしまうおそれがある。したがって、これらのことを考慮すると、切換点が大きく変動する場合には、あまり軽負荷側まで同期整流動作を利用できないからである。以上のことから、この比較例では、ダイオード整流（第１の整流モード）と比べてより高効率である同期整流（第２の整流モード）を十分に軽負荷側まで使用することができず、軽負荷時の効率が低くなってしまう。
【００５６】
これに対して、本実施の形態では、図１に示したように、切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することにより、整流モードの切り換えを行っている。具体的には、比較器８５において、例えば、上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が所定のリファレンス電圧Ｖrefよりも小さいときには、ダイオード整流（第１の整流モード）が行われるように、すなわち、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がオフ状態となるように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御する。一方、例えば、上記合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）が所定のリファレンス電圧Ｖrefよりも大きいときには、同期整流（第２の整流モード）が行われるように、すなわち、整流時にスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２がオン状態となるように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御する。
【００５７】
ここで、例えば図８に示したように、同じ出力電圧Ｖoutおよび出力電流Ｉoutの下では、入力電流Ｉinの検出信号Ｓ（Ｉin1）は、入力電圧Ｖinが低いほど検出値が高くなると共に、入力電圧Ｖinが高いほど検出値が低くなる（ここでは、入力電圧Ｖinに対して反比例関係となっている）。また、平滑回路８２１，８２２がＬＰＦなどにより構成されているため、ダイオードによるピーク検出とは異なり、温度による変動をほとんど受けない。一方、入力電圧Ｖinの検出信号Ｓ（Ｖin1）の検出値は、入力電圧Ｖinに対して比例関係となる。したがって、これらの検出信号Ｓ（Ｉin1）と検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）では、図に示したように、ある出力電流Ｉoutにおいて入力電圧Ｖinが変動しても、ほぼ一定に保たれることになる。
【００５８】
これにより、例えば図９に示したように、入力電圧Ｖinが変動する場合に、ダイオード整流（第１の整流モード）と同期整流（第２の整流モード）との整流モードの切換点（出力電流Ｉoutの閾値電流Ｉth）の変動が、比較例と比べて抑えられる（好ましくは、切換点が常に一定となる）。したがって、従来と比べて切換点（閾値電流Ｉth）をより軽負荷側に設定することができ（例えば、図９中に示した目標の出力電流範囲ΔＩout内に、閾値電流Ｉthを設定することが可能となり）、ダイオード整流（第１の整流モード）と比べてより高効率である同期整流（第２の整流モード）を、より軽負荷側まで使用することができるようになる。なお、図９に示した効率特性線においても、図中の上側から、入力電圧Ｖin＝１００Ｖ〜４２０Ｖの順に並んだものとなっている。
【００５９】
以上のように本実施の形態では、切換部８において、電流検出回路２２により検出された電流の検出信号Ｓ（Ｉin1）と、電圧検出回路２１により検出された電圧の検出信号Ｓ（Ｖin1）とに基づく合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づいて、整流回路５内のスイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２のオン・オフ状態を制御することによって、整流モードの切り換えを行うようにしたので、従来と比べて整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）を、入力電圧Ｖinの変動範囲においてより軽負荷側に設定することができる。よって、高効率である同期整流（第２の整流モード）をより軽負荷側まで使用することができ、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。
【００６０】
ここで、図１０は、上記比較例および本実施の形態に係る軽負荷時の効率の一例を対比して表したものであり、図中の符号Ｇ１０１で示した特性は比較例のものを、図中の符号Ｇ１で示した特性は本実施の形態のものを、それぞれ表している。図中の矢印Ｐ１に示したように、本実施の形態（Ｇ１）では、比較例（Ｇ１０１）と比べ、軽負荷時の効率が向上していることが分かる。
【００６１】
また、切換部８内に、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）を生成する際の電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）との重み付けを調整するための抵抗器Ｒ８１，Ｒ８２を設けるようにしたので、そのような重み付けの調整により、整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）の調整が容易となる。したがって、設計も容易となるため、設計の自由度を向上させることが可能となる。また、これらの抵抗Ｒ８１，Ｒ８２によって、電流の検出信号Ｓ（Ｉin2）と電圧の検出信号Ｓ（Ｖin2）とを合成しているため、例えばオペアンプを使用した加算器と比較して安価な構成とすることが可能となる。
【００６２】
さらに、降圧型のスイッチング電源装置１において、電流検出回路２２および電圧検出回路２１が、高圧側に対応する入力電流Ｉinおよび入力電圧Ｖinを検出するようにしたので、低圧側に対応する出力電流Ｉoutや出力電流Ｖoutを検出して整流モードの切換動作を行う場合と比べて電力損失を抑えることができ、効率をさらに向上させることが可能となる。
【００６３】
なお、前述したように、軽負荷時において同期整流動作を行った場合に、逆流した電流Ｉ１０１に起因してチョークコイル６１に蓄えられたエネルギーに基づいてサージ電圧が発生するおそれがあること等を考慮すると、本実施の形態で説明した整流モードの切り換え動作は、出力側にチョークコイルが設けられたスイッチング電源装置において特に有効であると言える。
【００６４】
［変形例］
次に、本発明の変形例をいくつか挙げて説明する。なお、上記実施の形態と同様の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６５】
（変形例１）
図１１は、本発明の変形例１に係る平滑回路（平滑回路８２１Ａ，８２２Ａ）の回路構成を表すものである。これらの平滑回路８２１Ａ，８２２Ａは、整流ダイオードＤ８２と平滑コンデンサＣ８２とを有するピークホールド回路を用いて構成されている。具体的には、整流ダイオードＤ８２のアノードがトランス８１１，８１２側からの入力信号線に接続され、カソードが平滑コンデンサＣ８２の一端および出力信号線に接続され、平滑コンデンサＣ８２の他端は接地されている。すなわち、上記実施の形態の平滑回路８２１，８２２では、ＬＰＦを用いた構成を挙げて説明したが、本変形例の平滑回路８２１Ａ，８２２Ａでは、ピークホールド回路を用いた構成となっている。
【００６６】
このような構成の平滑回路８２１，８２２では、例えば図１２中の矢印Ｐ２，Ｐ３で示したように、負荷（出力電流Ｉout）の変動に応じた合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）の変動が低減されるため、整流モードの切換点（閾値電流Ｉth）の変動をさらに抑えることができ、切換点をさらに軽負荷側に設定することができる。
【００６７】
（変形例２）
図１３（Ａ）は、本発明の変形例２に係る整流モードの切換動作を表すものである。本変形例では、整流モードの切り換えの際の出力電流の閾値（閾値電流）が、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なる値（閾値電流ＩthL，ＩthH））となっている。すなわち、上記実施の形態では、図１３（Ｂ）に示したように、閾値電流Ｉthが、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで互いに一致しているのに対し、本変形例では、ヒステリシスを示すようになっている。
【００６８】
具体的には、本変形例では、図１３（Ａ）に示したように、出力電流Ｉoutの増加傾向時には、閾値電流ＩthH（＞ＩthL）において整流モードが切り換わる。一方、出力電流Ｉoutの減少傾向時には、閾値電流ＩthL（＜ＩthH）において接続状態が切り換わる。
【００６９】
また、このような切換動作を実現するため、本変形例の切換部（切換部８Ａ）では、例えば図１４に示したようなヒステリシスコンパレータが設けられている。すなわち、上記実施の形態で説明した比較器８５において、出力端子と非反転入力端子との間に抵抗器Ｒ８５が設けられている。これにより、合成信号Ｓ（Ｉｉｎ＋Ｖｉｎ）に基づいて、出力電流Ｉoutの増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なるリファレンス電圧Ｖrefとの比較結果に応じた出力信号Ｓoutが出力される。そして、この抵抗器Ｒ８５の抵抗値に応じて、閾値電流ＩthL，ＩthHの値を任意に調整することができるようになっている。
【００７０】
このような構成により本変形例では、閾値電流付近において整流モードが頻繁に切り換わってしまうのが回避されるため、それに起因したスイッチングノイズの発生を抑えることが可能となる。
【００７１】
（変形例３）
図１５は、本発明の変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、双方向のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）として機能するものである。具体的には、このスイッチング回路１Ａでは、スイッチング回路（整流回路）３Ａにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対し、整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３２（例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生ダイオード）が並列接続されている。これにより、上記実施の形態で説明したような、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流の入力電圧Ｖinを降圧して直流の出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力する降圧動作に加え、以下説明するような、出力端子Ｔ３，Ｔ４から入力される直流の入力電圧Ｖinを昇圧して直流の出力電圧Ｖoutを入力端子Ｔ１，Ｔ２から出力する昇圧動作も行うことが可能となる（双方向動作が可能となる）。その場合、降圧動作時（順方向動作時）には、スイッチング回路３Ａがインバータ回路として機能すると共にスイッチング回路（整流回路）５が整流回路として機能し、昇圧動作時（逆方向動作時）には、スイッチング回路５がインバータ回路として機能すると共にスイッチング回路３Ａが整流回路として機能することになる。
【００７２】
また、このスイッチング電源装置１Ａでは、切換部８内の比較器８５から出力される、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づく出力信号Ｓoutが、ＳＷ駆動部８６に加えてＳＷ駆動部７３へ入力されるようになっている。これにより、上記逆方向動作時には、整流回路として機能するスイッチング回路３Ａ内のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ状態が制御され、このスイッチング回路３Ａにおける整流モードの切り換えが行われる。
【００７３】
なお、この場合、入力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「第１の入出力端子」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「第２の入出力端子」の一具体例に対応する。また、スイッチング回路（整流回路）３Ａが本発明における「第１の回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路（整流回路）５が本発明における「第２の回路」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が本発明における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、整流ダイオードＤ３１〜Ｄ３４が本発明における「複数の第１の整流素子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２が本発明における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、整流ダイオードＤ５１，Ｄ５２が本発明における「複数の第２の整流素子」の一具体例に対応する。
【００７４】
このスイッチング電源装置１Ａでは、順方向動作時には、上記実施の形態と同様の基本動作および整流モードの切換動作がなされることにより、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
一方、逆方向動作時には、図１６〜図１８に示した動作状態が、交互に繰り返される。なお、図１７および図１８では、軽負荷時の電流ループが実線で示されていると共に、重負荷時の電流ループは実線および破線で示されている。
【００７６】
まず、図１６に示したように、スイッチング素子ＳＷ５１，ＳＷ５２とも、オン状態となる。したがって、スイッチング回路５を含む低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１１，Ｉｃ１２が低圧バッテリ７０から流れ、インダクタ６１が励磁される。また、トランス４の巻線４２１，４２２は互いに巻回し方向が逆であると共に巻数が等しいため、これら巻線４２１，４２２に流れる電流によって発生する磁束が互いに打ち消し合うこととなり、巻線４２１，４２２の両端間の電圧はいずれも０Ｖとなる。よって、この期間では、低圧側から高圧側への電力伝送はなされない。ただし、高圧側では、図中に示したような出力電流Ｉoutが、入力平滑コンデンサＣinから高圧バッテリ１０Ｌへと流れている。
【００７７】
次に、図１７に示したように、スイッチング素子ＳＷ５２がオフ状態となる。よって、低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１１のみが流れ、インダクタ６１に蓄積されたエネルギーに基づいて、低圧側から高圧側への電力伝送がなされる。また、スイッチング回路３Ａを含む高圧側では、図中に示したような２次側ループ電流Ｉｃ２１および出力電流Ｉoutが流れる。なお、この図１７に示した動作状態の期間の後は、再び、図１６に示した動作状態となる。
【００７８】
次に、そのような再度の図１６に示した状態の後は、図１８に示したように、スイッチング素子ＳＷ５１がオフ状態となる。よって、低圧側には、図中に示したようなループ電流Ｉｃ１２のみが流れ、インダクタ６１に蓄積されたエネルギーに基づいて、低圧側から高圧側への電力伝送がなされる。また、スイッチング回路３Ａを含む高圧側では、図中に示したような２次側ループ電流Ｉｃ２２および出力電流Ｉoutが流れる。
【００７９】
ここで、このような逆方向動作時では、切換部８が、合成信号Ｓ（Ｉin＋Ｖin）に基づく出力信号ＳoutをＳＷ駆動部７３へ供給することにより、整流回路として機能するスイッチング回路３Ａ内のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ状態を制御し、このスイッチング回路３Ａにおける整流モードの切り換えを行う。これにより、上記実施の形態で説明した順方向動作時と同様の作用により、従来と比べて特に軽負荷時の効率を向上させることが可能となる。ただし、本変形例のような双方向のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）において、このような整流モードの切換動作を、順方向動作時または順方向動作時の一方のみにおいて行うようにしてもよく、あるいは、上記したように順方向動作時および逆方向動作時の双方において行うようにしてもよい。
【００８０】
なお、本変形例のような双方向のスイッチング電源装置においても、上記した整流モードの切り換え動作は、出力側にチョークコイルが設けられたスイッチング電源装置において特に有効である。すなわち、例えば図１５に示したスイッチング電源装置１Ａでは、出力側にチョークコイルが設けられることになる順方向動作時において特に有効である。
【００８１】
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
【００８２】
例えば、上記実施の形態等で説明したスイッチング回路、トランス、整流回路、平滑回路および制御部等の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。具体的には、例えば上記実施の形態等では、スイッチング回路がフルブリッジ型の回路である場合について説明したが、例えばハーフブリッジ型等の他の回路構成のスイッチング回路を用いるようにしてもよい。また、例えば上記実施の形態等で説明した比較器８５の機能（ハードウェアによる構成）を、ソフトウェアによって構成するようにしてもよい。
【００８３】
また、上記実施の形態等では、電流検出回路２２および電圧検出回路２１が、高圧側に対応する電流または電圧を検出する場合について説明したが、場合によっては、低圧側に対応する電流または電圧を検出するようにしてもよい。
【００８４】
更に、これまでは、トランスを用いた絶縁型のスイッチング電源装置を例に挙げて説明したが、本発明は、例えば非絶縁のチョッパ型のスイッチング電源装置等の、トランスを有しないスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
【００８５】
加えて、これまでは、スイッチング電源装置がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＡＣインバータとして機能するものなどにも適用することが可能である。
【００８６】
加えてまた、これまでは、スイッチング電源装置が降圧型のスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）である場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、例えば、昇圧型のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
【００８７】
加えて更に、これまでは、スイッチング電源装置全体を、バッテリ等に対する充電・放電装置として用いる場合について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、そのような充電・放電装置以外にも、例えば家電等の電源装置など、他の用途にも適用することが可能である。
【符号の説明】
【００８８】
１，１Ａ…スイッチング電源装置、１０…高圧バッテリ、２１…電圧検出回路、２２…電流検出回路、３，３Ａ…スイッチング回路（整流回路）、４…トランス、４０…磁芯、４１…１次側巻線（高圧側巻線）、４２１，４２２…２次側巻線（低圧側巻線）、５…整流回路（スイッチング回路）、６…平滑回路、６１…チョークコイル、６２…出力平滑コンデンサ、７１…制御部、７２…トランス、７３…ＳＷ駆動部、８，８Ａ…切換部、８１１，８１２…トランス、８２１，８２２，８２１Ａ，８２２Ａ…平滑回路、８３１，８３２…バッファ、８４…リファレンス電源、８５…比較器、８６…ＳＷ駆動部、９０…低圧バッテリ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子（入出力端子）、Ｔ３，Ｔ４…出力端子（入出力端子）、Ｖin…入力電圧、Ｉin…入力電流、Ｖout…出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｃin…入力平滑コンデンサ、ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ５１，ＳＷ５２…スイッチング素子（ＦＥＴ）、Ｓ０，Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ５０，Ｓ５１，Ｓ５２…ＳＷ制御信号、Ｓ（Ｖin1），Ｓ（Ｖin2），Ｓ（Ｉin1），Ｓ（Ｉin2），Ｓ（Ｖout）…検出信号、Ｓ（Ｉin＋Ｖin）…合成信号（合算信号）、Ｓout…出力信号、Ｌｒ…共振用インダクタ、ＣＴ…センタタップ、Ｄ５１，Ｄ５２…整流ダイオード、Ｒ８１，Ｒ８２…抵抗器、Ｖref…リファレンス電圧、Ｄ８２…整流ダイオード、Ｃ８２…平滑コンデンサ、Ｒ８５…抵抗器、Ｉａ１，Ｉｂ１，Ｉｃ１１，Ｉｃ１２…電流（１次側電流ループ）、Ｉａ２，Ｉａ３，Ｉｂ２，Ｉｂ３，Ｉｃ２１，Ｉｃ２２…電流（２次側電流ループ）、ΔＩout…出力電流範囲、Ｉth，ＩthL，ＩthH…閾値電流。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
前記入力端子対側に配置されたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路と前記出力端子対との間に配置されると共に、複数の整流素子と、これら複数の整流素子にそれぞれ並列接続されたスイッチング素子とを有する整流回路と、
前記入力端子対側を流れる入力電流または前記出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧または前記出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、前記整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、前記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、前記整流素子と前記スイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、前記整流回路における整流モードを切り換える切換部と
を備え、
前記切換部は、前記電流検出部により検出された電流検出信号と前記電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて、前記スイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、前記整流モードの切り換えを行う
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記切換部は、前記合成信号を生成する際の前記電流検出信号と前記電圧検出信号との重み付けを調整するための抵抗器を有する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記切換部は、前記電流検出信号および前記電圧検出信号に含まれる脈流を平滑化する平滑回路を有し、
前記平滑回路が、整流ダイオードと平滑コンデンサとを含むピークホールド回路を用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路と前記整流回路との間にトランスを備え、
前記出力電圧が前記入力電圧よりも低くなるように設定された降圧型のスイッチング電源装置として構成されており、
前記電流検出部および前記電圧検出部は、高圧側に対応する前記入力電流および前記入力電圧を検出する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記整流モードの切り換えの際の閾値が、負荷の増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なる値となっている
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、他方の入出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
第１の入出力端子対側に配置されると共に、複数の第１の整流素子と、これら複数の第１の整流素子にそれぞれ並列接続された第１のスイッチング素子とを有する第１の回路と、
前記第１の回路と前記第２の入出力端子対との間に配置されると共に、複数の第２の整流素子と、これら複数の第２の整流素子にそれぞれ並列接続された第２のスイッチング素子とを有する第２の回路と、
前記一方の入出力端子対側を流れる入力電流または前記他方の入出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧または前記出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記他方の入出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、前記第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、前記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、前記第１または第２の整流素子と前記第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、前記第１または第２の回路における整流モードを切り換える切換部と
を備え、
前記切換部は、前記電流検出部により検出された電流検出信号と前記電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて、前記第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、前記整流モードの切り換えを行う
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記切換部は、前記第１の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて前記第２の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、前記第２の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて前記第１の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、のうちの一方の動作時のみにおいて、前記整流モードの切換を行う
ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
入力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
前記入力端子対側に配置されたスイッチング回路と、
前記スイッチング回路と前記出力端子対との間に配置されると共に、複数の整流素子と、これら複数の整流素子にそれぞれ並列接続されたスイッチング素子とを有する整流回路と、
前記入力端子対側を流れる入力電流または前記出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧または前記出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、前記整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、前記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、前記整流素子と前記スイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、前記整流回路における整流モードを切り換える切換部と
を備え、
前記切換部は、前記電流検出部により検出された電流検出信号と前記電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて、前記スイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、前記整流モードの切り換えを行う
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記切換部は、前記合成信号を生成する際の前記電流検出信号と前記電圧検出信号との重み付けを調整するための抵抗器を有する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記切換部は、前記電流検出信号および前記電圧検出信号に含まれる脈流を平滑化する平滑回路を有し、
前記平滑回路が、整流ダイオードと平滑コンデンサとを含むピークホールド回路を用いて構成されている
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路と前記整流回路との間にトランスを備え、
前記出力電圧が前記入力電圧よりも低くなるように設定された降圧型のスイッチング電源装置として構成されており、
前記電流検出部および前記電圧検出部は、高圧側に対応する前記入力電流および前記入力電圧を検出する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記整流モードの切り換えの際の閾値が、負荷の増加傾向時と減少傾向時とで、互いに異なる値となっている
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより出力電圧を生成し、他方の入出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
第１の入出力端子対側に配置されると共に、複数の第１の整流素子と、これら複数の第１の整流素子にそれぞれ並列接続された第１のスイッチング素子とを有する第１の回路と、
前記第１の回路と前記第２の入出力端子対との間に配置されると共に、複数の第２の整流素子と、これら複数の第２の整流素子にそれぞれ並列接続された第２のスイッチング素子とを有する第２の回路と、
前記一方の入出力端子対側を流れる入力電流または前記他方の入出力端子対側を流れる出力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧または前記出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記他方の入出力端子対側の負荷が小さい軽負荷時には、前記第１または第２の整流素子のみを用いて整流動作を行う第１の整流モードとなると共に、前記軽負荷時よりも負荷が大きい重負荷時には、前記第１または第２の整流素子と前記第１または第２のスイッチング素子とを用いて同期整流動作を行う第２の整流モードとなるように、前記第１または第２の回路における整流モードを切り換える切換部と
を備え、
前記切換部は、前記電流検出部により検出された電流検出信号と前記電圧検出部により検出された電圧検出信号との合成信号に基づいて、前記第１または第２のスイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、前記整流モードの切り換えを行う
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記切換部は、前記第１の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて前記第２の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、前記第２の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて前記第１の入出力端子対から出力電圧を出力する動作時と、のうちの一方の動作時のみにおいて、前記整流モードの切換を行う
ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１０−２０６８５８（Ｐ２０１０−２０６８５８Ａ）
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−４６３０１（Ｐ２００９−４６３０１）
【出願日】平成２１年２月２７日（２００９．２．２７）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月１６日（２０１０．９．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月２７日（２００９．２．２７）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
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