ストロボ充電制御回路及びその制御方法
【課題】充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させる。
【解決手段】コンパレータ１００は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”を出力する。変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギを二次側から放出し、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）がＧＮＤレベル以下となると、コンパレータ１０４はフリップフロップ１０６に“Ｈｉｇｈ”を出力する。時間検出部１０７は、スイッチ素子１２４をＯＦＦにしてから、フリップフロップ１０６が“Ｈｉｇｈ”を保持するまでの出力時間Ｔｏｆｆを計時する。ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなるまで（充電完了電圧を検出するまで）充電制御を継続する。しかしＴｏｆｆ≦Ｔ１となった場合は、入力電流Ｉｐの設定値を、Ｉｐテーブルに従って１段階上げて、充電制御を継続する。
【解決手段】コンパレータ１００は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”を出力する。変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギを二次側から放出し、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）がＧＮＤレベル以下となると、コンパレータ１０４はフリップフロップ１０６に“Ｈｉｇｈ”を出力する。時間検出部１０７は、スイッチ素子１２４をＯＦＦにしてから、フリップフロップ１０６が“Ｈｉｇｈ”を保持するまでの出力時間Ｔｏｆｆを計時する。ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなるまで（充電完了電圧を検出するまで）充電制御を継続する。しかしＴｏｆｆ≦Ｔ１となった場合は、入力電流Ｉｐの設定値を、Ｉｐテーブルに従って１段階上げて、充電制御を継続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器に設けられるストロボを充電する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電子機器に設けられるストロボを充電するストロボ充電制御回路において、充電電圧を検出してメインコンデンサの充電制御を停止（完了）させる充電制御方法が知られている（下記特許文献１）。この方法においては、変換トランスの一次側のフライバック電圧や、変換トランスの二次側の充電パルス電圧を充電電圧として検出し、それをコンパレータで基準電圧と比較する。そして、充電電圧が基準電圧に達したら充電制御を停止・完了させる。
【０００３】
これにより、整流後の直流電圧を分圧して検出する必要が無いため、充電後にメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流により減電しないという効果がある。また、阻止用ダイオードでメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流を遮断する必要も無いため、部品コストや部品スペースの削減に効果がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３４９７２１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、電池への負荷を低減するために、変換トランスの一次側のストロボ充電時における入力電流を小さく設定したり、機構的な制約で変換トランスを巻き仕様を変えずに小型化・低背化したりすると、蓄えられる磁気エネルギが減少する。また、基板小型化のために部品が近接配置できず、基板の寄生容量（寄生素子成分）が大きくなると、コンパレータに入力されるパルス電圧が跳ね上がるため、検出前にフィルタをかける必要がある。いずれの場合も、変換トランスをオン／オフにスイッチング制御するときの、オフ時のパルス幅は狭くなる。
【０００６】
ところが、充電電圧を検出するオフ時のパルス幅が狭くなると、コンパレータのパルス応答特性の影響を受けて充電電圧の検出レベルが大きくなり、その結果、実際の充電電圧が目標の充電電圧よりも高くなってしまうという問題があった。
【０００７】
そこで、充電時の入力電流が小さく、変換トランスが小さく、部品の近接配置ができなくても、充電完了時におけるメインコンデンサの電圧ばらつきを低減させることが望まれていた。
【０００８】
本発明は上記従来技術の問題を解決するためになされたものであり、その目的は、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明は、変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施の形態に係るストロボ充電制御回路の電気回路図である。
【図２】充電制御のフローチャートである。
【図３】コンパレータ特性図、Ｉｐテーブルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るストロボ充電制御回路の電気回路図である。このストロボ充電制御回路は電子機器に設けられる。電子機器として例えば撮像装置が例示されるがそれに限られない。このストロボ充電制御回路は、変換トランス１４０の一次側におけるスイッチング動作によって変換トランスの二次側のメインコンデンサ１４８を充電するものである。
【００１４】
まず、一次側において、入力電源１０、ストロボ充電の制御をするための充電制御ＩＣ１３０が設けられる。変換トランス１４０は、充電制御ＩＣ１３０の内部のロジック部（制御手段）１２０によってストロボ充電用の入力電源１０の電圧がスイッチング制御されることで、メインコンデンサ１４８を充電する。変換トランス１４０はフライバックトランスとして構成され、スイッチングＯＮ（オン）時に一次側で蓄積した磁気エネルギを、スイッチングＯＦＦ（オフ）時に二次側から放出して充電する。
【００１５】
充電制御ＩＣ１３０において、充電時にスイッチング制御するためのスイッチ素子１２４、スイッチ素子１２４に流れる充電時の入力電流を検出するための電流検出抵抗１２６が設けられる。また、充電制御ＩＣ１３０の内部で使用するクロック（ＣＬＫ）を生成するための発振器（ＯＳＣ）１１６、各種設定値やプログラム、各種データ等を格納する記憶部であるメモリ１１８が設けられる。メモリ１１８は例えばＲＯＭで構成される。
【００１６】
二次側において、変換トランス１４０からの二次側への出力電圧を分圧するための分圧抵抗１４２、１４４が設けられる。これら分圧抵抗１４２、１４４により分圧された電圧値を「分圧値Ｖｂ」と記す。また、変換トランス１４０からの二次側の出力電圧を整流するための整流ダイオード１４６が設けられる。メインコンデンサ１４８は、ストロボ充電時に電荷を蓄積する。
【００１７】
一次側において、電流検出抵抗１２６で電圧変換された信号（検出電圧Ｖａ）を増幅するための信号増幅回路部ｘが設けられる。信号増幅回路部ｘにおいて、オペアンプ１０８と抵抗１１０、１１２とで非反転増幅回路を形成している。信号増幅回路部ｘから出力される電圧レベル（検出電圧Ｖａが増幅されたもの）と、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換した基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するためのコンパレータ１１４が設けられる。コンパレータ１１４は、スイッチ素子１２４を流れる充電時の入力電流Ｉｐが、所定の設定値以上となると“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。具体的には、「Ｖａが増幅されたもの」≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”が出力される。
【００１８】
また、変換トランス１４０からの二次側への出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するためのコンパレータ（判定手段）１００が設けられる。コンパレータ１００の反転入力に入力値として基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、非反転入力に入力値として分圧値Ｖｂが入力される。コンパレータ１００は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。従って、メインコンデンサ１４８の電圧値Ｖｏｕｔが、設定した充電完了電圧値（＝Ｖｒｅｆ）以上となると“Ｈｉｇｈ”が出力される。
【００１９】
フリップフロップ１０２は、コンパレータ１００から“Ｈｉｇｈ”が出力されたことを保持する。コンパレータ１０４は、分圧値ＶｂとＧＮＤ（所定値）レベルとを比較する。変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギを二次側から放出し、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）がＧＮＤレベル以下となると、コンパレータ１０４が“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。
【００２０】
フリップフロップ１０６は、コンパレータ１０４から“Ｈｉｇｈ”が出力されたことを保持する。フリップフロップ１０６には、時間検出部（計時手段）１０７が接続されている。時間検出部１０７は、スイッチ素子１２４がＯＦＦになってから、フリップフロップ１０６が“Ｈｉｇｈ”を保持するまでの時間を計時する。この時間は、スイッチ素子１２４のＯＦＦの継続時間であり、変換トランス１４０から二次側にＧＮＤレベルより大きい値の電圧を継続して出力している時間に相当し、以下、「出力時間Ｔｏｆｆ」と呼称する。
【００２１】
ロジック部１２０とスイッチ素子１２４との間には、ロジック部１２０からのスイッチング信号でスイッチ素子１２４をスイッチング制御するためのバッファ１２２が設けられる。
【００２２】
図２は、充電制御のフローチャートである。本充電制御は、充電制御ＩＣ１３０が外部からの充電信号を受けると開始される。
【００２３】
まず、ロジック部１２０は、初期設定を行なう（ステップＳ１０１）。この初期設定ではまず、フリップフロップ１０２及びフリップフロップ１０６をリセットする。さらに、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換したものを基準電圧Ｖｒｅｆとしてコンパレータ１１４の反転入力にセットする。
【００２４】
次に、ロジック部１２０は、バッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をＯＮ制御する。すると、入力電源１０から変換トランス１４０の一次側を通り、スイッチ素子１２４に入力電流Ｉｐが流れる（図１）。ここで、スイッチングオン時の入力電流Ｉｐは、変換トランス１４０の一次側のインダクタンス成分により、スイッチ素子１２４のＯＮ時間（オン状態の継続時間）に比例し、一定の傾きをもって増加する。これを下記数式１に示す。
［数１］
Ｉｐ＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｐ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｉｐ：変換トランス１４０の一次側電流（入力電流）
Ｖｉｎ：入力電源１０の電圧値
Ｔｏｎ：スイッチ素子１２４のＯＮ時間（オン状態の継続時間）
Ｌｐ：変換トランス１４０の一次側インダクタンス値
【００２５】
図２のステップＳ１０２では、ロジック部１２０は、入力電流Ｉｐの最大値を一定に保ったまま充電動作を行う。まず、スイッチ素子１２４のＯＮ時間の増加とともに、変換トランス１４０の一次側に流れる入力電流Ｉｐが増加すると、電流検出抵抗１２６における電圧降下により、検出電圧Ｖａは増加する。検出電圧Ｖａは信号増幅回路部ｘにより増幅され、増幅後の電圧レベルが、ステップＳ１０１でセットした基準電圧Ｖｒｅｆ以上となると、コンパレータ１１４が“Ｈｉｇｈ”を出力する。
【００２６】
ロジック部１２０はコンパレータ１１４からの“Ｈｉｇｈ”の出力を受けるとスイッチ素子１２４をＯＦＦ制御する。変換トランス１４０は、スイッチ素子１２４のＯＮ制御中に一次側コイルに蓄積した磁気エネルギを、スイッチ素子１２４のＯＦＦ制御中に二次側コイルから放出する。変換トランス１４０の二次側コイルからのエネルギ放出が終わると、検出電圧Ｖａが小さくなってコンパレータ１１４から“Ｈｉｇｈ”が出力されなくなるので、ロジック部１２０は再びバッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をＯＮ制御する。
【００２７】
このように、ロジック部１２０によりスイッチ素子１２４のスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦが繰り返される。このＯＮ／ＯＦＦ制御により、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐの最大値は一定に保たれたまま充電動作を繰り返すことになる。
【００２８】
ここで、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐについて説明する。入力電流Ｉｐは、上述のように、コンパレータ１１４の反転入力に、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換して基準電圧Ｖｒｅｆとしてセットすることで決定される電流値である。
【００２９】
コンパレータ１１４の反転入力に設定する値が大きくなれば、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐの値も大きくなり、変換トランス１４０に蓄積される磁気エネルギも大きくなる。入力電流Ｉｐは充電時における入力平均電流に関わってくるため、基準電圧Ｖｒｅｆとして必要以上に大きな値を設定すれば、入力電源１０の内部インピーダンスによる電圧降下が大きくなり、電子機器の最低駆動電圧付近では充電制御ができなくなるおそれがある。よって、入力電流Ｉｐは、目標とする充電時間を達成するために必要な範囲で、最小電流値に設定することが望ましい。
【００３０】
次に変換トランス１４０について説明する。一般的に変換トランスの設計は、まず入力電流の設定値（Ｉ）に基づいて、選定した磁性体が飽和しないようにＧａｐを設ける。ここでＧａｐとは、磁束の通り道に絶縁層を設けることで磁気抵抗を大きくして、磁化し難い方向に特性を変化させるための空隙である。機構設計による制約を受けて、小型、低背の磁性体を選択する場合は、磁束の通り道の長さである磁路長は短く、磁束の通り道の大きさである断面積は小さくなるため、最大磁束密度とインダクタンス値を共に大きくすることは困難になる。最大磁束密度とインダクタンス値との関係を下記数式２、３に示す。
［数２］
Ｂ＝μ・Ｎ・Ｉ／Ｌｅ
［数３］
Ｌ＝μ・Ｓ・Ｎ２／Ｌｅ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｂ：磁束密度
Ｌ：インダクタンス値
μ：透磁率
Ｓ：磁性体の断面積
Ｎ：巻き線のターン数（巻き数）
Ｌｅ：磁性体の磁路長
【００３１】
上記数式２、３より、電流を流せるようにＧａｐを大きく設定すると、磁性体の鉄損失が増えるだけでなく、透磁率μが下がることでインダクタンス係数（ＡＬ値：ターン数Ｎに対するインダクタンスの値）も小さくなる。そのため、ターン数Ｎを増やさなければインダクタンス値Ｌを大きくできない。同様に磁束密度に関しても、ターン数Ｎを増やさなければ大きくできない。しかし、磁路長Ｌｅが短いため、巻き線を巻くためのスペースには制限があり、且つ、スイッチ素子の耐圧や制御上の制約も考慮して、トランス一次側と二次側の巻き数比にも制限があるため、ターン数Ｎを増やすことは困難である。
【００３２】
インダクタンス値Ｌが小さいと、コイルに蓄える磁気エネルギが少なるだけでなく、スイッチ素子がＯＮ／ＯＦＦ動作する際のＯＮ時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなるために、充電時のスイッチング損失が増える。つまり、Ｇａｐの設定と巻き線のターン数Ｎとで、最大磁束密度とインダクタンス値Ｌが決定されるが、どちらか一方を大きくするともう一方が小さくなる特性となる。
【００３３】
ここで、スイッチ素子１２４がＯＮ／ＯＦＦ動作する際のＯＦＦ時の出力時間Ｔｏｆｆは下記数式４により求まる。
［数４］
Ｔｏｆｆ＝Ｌｐ・Ｉｐ・Ｎｐｓ／Ｖｏｕｔ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｎｐｓ：変換トランスの巻き数比（二次次側巻き数Ｎｓ／一次側巻き数Ｎｐ）
Ｖｏｕｔ：メインコンデンサ１４８の電圧値
【００３４】
上記数式４から、ストロボ充電時の入力電流Ｉｐを小さく設定した場合は、出力時間Ｔｏｆｆも短くなるということになる。また、変換トランス１４０を小型化・低背化することは、磁性体の断面積が小さくなったり、磁性体の磁路長が短くなったりすることで、一次側インダクタンス値Ｌｐが小さくなるために、出力時間Ｔｏｆｆも短くなるということになる。いずれの場合も、仕様を変更することで出力時間Ｔｏｆｆが短くなっているが、仕様が同じであっても個体ばらつきで出力時間Ｔｏｆｆが短くなることがある。
【００３５】
例えば、入力電流Ｉｐの設定値が同じであっても、電流検出抵抗１２６やコンパレータのＤＣ（直流）オフセットばらつき、不感応時間、ロジック遅延、スイッチ素子１２４のターンオフ（ＯＦＦ）時間等の影響によるばらつきの要因が存在する。これらの要因がＯＮ時間Ｔｏｎには含まれるため、ＯＮ時間Ｔｏｎのばらつきにより入力電流Ｉｐもばらつく。
【００３６】
また、同じ変換トランス仕様であっても、Ｇａｐばらつきや、変換トランスの組み立てばらつきにより、一般的には±１５〜２０％のインダクタンスばらつきが発生する。これらの個体ばらつきによっても、Ｉｐ値やＬｐ値が小さくなれば、上記数式４から、出力時間Ｔｏｆｆが短くなるということになる。
【００３７】
次に、充電開始時において、メインコンデンサ１４８に電荷の蓄積が無い場合は、１回のスイッチングＯＮ／ＯＦＦ制御で充電される電圧は下記数式５により求まる。また、スイッチングＯＦＦ時の変換トランス１４０の二次側に流れる充電電流Ｉｓは、下記数式６により求まる。
［数５］
Ｖｏｕｔ＝Ｎｐｓ・Ｖｉｎ−Ｖｆ
［数６］
Ｉｓ＝Ｉｐ／Ｎｐｓ−（Ｖｏｕｔ−ＲＬｓ・Ｉｓ）・Ｔｏｆｆ／Ｌｓ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｖｆ：整流ダイオード１４６の順方向電圧
Ｉｓ：変換トランスの二次側電流
ＲＬｓ：変換トランスの二次側巻き線の抵抗値
Ｌｓ：変換トランスの二次側インダクタンス値
【００３８】
上記数式６は、充電制御でＶｏｕｔ値が高くなる毎に、スイッチＯＮ制御中に一次側インダクタンスＬｐに蓄積された磁気エネルギをスイッチＯＦＦ制御中に二次側から放出する出力時間Ｔｏｆｆが短くなることを示している。また、Ｉｐ値を小さく設定した場合や、変換トランス１４０を小型化・低背化してＬｓ値を小さく設定した場合も、出力時間Ｔｏｆｆが短くなることを示している。
【００３９】
次に、充電完了電圧値を決めているコンパレータ１００について説明する。一般的に、コンパレータの利得は無限大ではないため、図３（ａ）に示すような特性を示す。図３（ａ）において、横軸はコンパレータに入力されるパルス電圧のパルス時間（ＯＦＦ時のパルス幅）、縦軸はコンパレータが検出できる電圧レベルである。所定時間Ｔ１よりもパルス時間が短いと、高いパルス電圧を入力しないと検出できないことを示している。所定時間Ｔ１は、コンパレータの反転入力を定電圧としたときに、非反転入力の電圧が定電圧以上で“Ｈｉｇｈ”を出力できる最小の時間（ＯＦＦ時のパルス幅）であり、過渡応答限界時間である。
【００４０】
コンパレータ１００でいえば、所定時間Ｔ１は次のように定義される。すなわち、コンパレータ１００の非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆと同じ値の電圧が入力された場合に、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）が基準電圧Ｖｒｅｆに達したと判定することができるような、出力時間Ｔｏｆｆの最小値である。なお、当該最小値よりも所定時間Ｔ１を大きい（長い）値としてもよい。
【００４１】
つまり、充電完了前に出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１よりも短いと、コンパレータ１００の検出レベルは基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなるため、結果的に、検出した時の電圧レベルは、定電圧であるＶｒｅｆ値を、検出時の抵抗分圧比倍した値となってしまう。
【００４２】
実際の充電完了電圧の増加は、ストロボ発光時の発光量ばらつきとなるだけでなく、メインコンデンサ１４８の耐圧破壊にも繋がる重要な内容である。そこで本実施の形態では、充電時の出力時間Ｔｏｆｆを時間検出部１０７で計時する。そして、出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となった場合は、スイッチ素子１２４をターンオン（ＯＮ）制御する前に、目標とする入力電流Ｉｐの設定値を１段階（１ｓｔｅｐ）大きくするように制御する。
【００４３】
図２に戻って説明すると、ステップＳ１０２の処理後、ステップＳ１０３では、ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１が成立するか否かを判別する。そして、ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、ステップＳ１０４に処理を進める一方、Ｔｏｆｆ≦Ｔ１である場合は、ステップＳ１０５に処理を進める。ステップＳ１０５では、ロジック部１２０は、入力電流Ｉｐの設定値を、後述する図３（ｂ）に示すＩｐテーブルに従って１段階上げる。
【００４４】
次に、Ｉｐ値の設定値を大きくする処理の態様について説明する。図３（ｂ）は、Ｉｐテーブルであり、Ｉｐテーブルは、予めメモリ１１８に格納されている。Ｉｐテーブルにおいては、ロジック部１２０が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流Ｉｐの値として、大きさが異なる複数の値が記憶されている。初期設定時にはデフォルト設定値として値Ｉｐ０が採択される。大小関係はＩｐ０＜Ｉｐ１＜・・・＜Ｉｐ７となっていて値Ｉｐ７が最大である。Ｉｐのデータ数や個々の値は例示である。
【００４５】
Ｉｐ値が初期設定値のままで、出力時間Ｔｏｆｆが上述したコンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）よりも短くなることなく充電完了まで制御できれば、Ｉｐ値を変更する必要はない。しかし、充電途中で出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となった場合は、Ｉｐテーブルに従って、初期設定時の値Ｉｐ０よりも１段階大きい値Ｉｐ１をＤ／Ａ変換し、それをコンパレータ１１４の反転入力に新たな基準電圧Ｖｒｅｆとして設定し直す。この場合、入力電流Ｉｐの設定値が反映された後に、フリップフロップ１０６と時間検出部１０７をリセットし、スイッチ素子１２４をターンオン（ＯＮ）制御する。
【００４６】
これにより、次のスイッチＯＮ制御時に、変換トランス１４０の一次側インダクタンスＬｐには、値Ｉｐ１と値Ｉｐ０の差分だけ多くの磁気エネルギが蓄積され得ることになる。そして、変換トランス１４０で発生する損失を無視すれば、次のスイッチＯＦＦ制御時には、値Ｉｐ１と値Ｉｐ０の差分だけ多く蓄積された磁気エネルギが、変換トランス１４０の二次側インダクタンス値Ｌｓから出力されることになる。
【００４７】
入力電流Ｉｐを、１段階大きく変更することで、変更前よりも出力時間Ｔｏｆｆが長くなる。この長くなった出力時間Ｔｏｆｆを「Ｔｏｆｆ’」と表すとすると、Ｔｏｆｆ’を再びコンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）と比較し、Ｔｏｆｆ’≦Ｔ１であれば、さらに１段階、Ｉｐ値を大きく変更するように制御する。つまり、ロジック部１２０は、新たに計時された出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流Ｉｐの値が大きくなるように制御することを、メインコンデンサ１４８の充電完了まで繰り返す。
【００４８】
図２に戻って説明すると、ステップＳ１０５の処理後は、ロジック部１２０は、ステップＳ１０３に処理を戻す。ステップＳ１０３で、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、ステップＳ１０４において、ロジック部１２０は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆが成立するか否かを判別する。その判別の結果、Ｖｂ＜Ｖｒｅｆである場合は、前記ステップＳ１０３に処理を戻す一方、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆである場合は、ステップＳ１０６に処理を進める。ステップＳ１０６では、ロジック部１２０は、充電を停止（完了）させる。
【００４９】
すなわち、ロジック部１２０は、出力時間Ｔｏｆｆ（Ｔｏｆｆ’である場合を含む）が、コンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）よりも長ければ、そのままのＩｐ値設定で次のスイッチＯＮ制御を行なう。そして、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなるまで（充電完了電圧を検出するまで）充電制御を継続する。しかし、充電完了前にＴｏｆｆ≦Ｔ１となれば、その都度、Ｔｏｆｆ≦Ｔ１となる前と比較してＩｐ値を１段階大きく変更して、充電制御を継続する。
【００５０】
このようなＩｐ値の変更制御により、コンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）以下にならない出力時間Ｔｏｆｆにて充電制御がされることになる。実質的に、出力時間Ｔｏｆｆは所定時間Ｔ１よりも長くなるようにフィードバック制御されることになる。よって、出力時間Ｔｏｆｆが小さくなるような上述した部品ばらつきがあっても、常にコンパレータ１００が基準電圧Ｖｒｅｆにて検出できる。従って、実際の充電完了電圧のばらつきは、コンパレータ１００のＤＣオフセットの精度と分圧抵抗値の精度、整流ダイオード１４６の順方向電圧Ｖｆのばらつきで管理することができる。
【００５１】
上記した特許文献１においては、充電電圧の上昇に応じて充電電流を増やす制御であったので、入力電圧値、充電電流、充電トランスのインダクタンス、充電トランスの直流抵抗の各ばらつきに対応できないという欠点があった。すなわち、充電精度には影響のないような出力時間Ｔｏｆｆであったとしても、充電電圧の上昇に応じて充電電流が増えてしまうので、充電時間が長くなり、充電効率が低下する。これに対し、本実施の形態では、スイッチングオン時の入力電流Ｉｐが大きくなるように制御するので、充電効率や精度の面で優位である。
【００５２】
本実施の形態によれば、充電完了前に出力時間Ｔｏｆｆが短くなったとしても、入力電流Ｉｐの変更制御により、充電完了時におけるメインコンデンサ１４８の電圧ばらつきを低減させることができる。
【００５３】
従って、ストロボ充電時の初期の入力電流Ｉｐを小さく設定しても、あるいは変換トランス１４０の小型化を図っても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。また、部品が近接配置できず、基板の寄生容量が大きくなったとしても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。
【００５４】
ところで、本実施の形態では、Ｉｐテーブルを使用してＩｐ値を変更するようにしたが、変更後のＩｐ値が大きくなるように制御されるならば、他の態様であってもよい。また、テーブルとして予め設定値を持たずに、条件に応じて演算でＩｐ値の設定値を求める形態としても構わない。また、Ｉｐ値を単に大きく制御するだけでなく、大きい設定値と小さい設定値との間の中間値で管理する形態としても構わない。
【００５５】
ところで、本実施の形態では、変換トランス１４０の二次側の電圧値を、分圧値Ｖｂとして検出する構成を採用したが、これに限られない。例えば、スイッチングＯＦＦ時における変換トランス１４０の一次側のフライバック電圧を検出するようにしてもよい。
【００５６】
なお、出力時間Ｔｏｆｆは、コンパレータ１１４が“Ｈｉｇｈ”を出力してから“Ｈｉｇｈ”を出力しなくなるまでの期間を計時することで得るようにしてもよい。
【００５７】
なお、ロジック部１２０の制御は１つのハードウェアが行ってもよいし、複数のハードウェアが処理を分担することで、回路全体の制御を行ってもよい。また、本発明をその好適な実施形態に基づいて詳述してきたが、本発明はこれら特定の実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の様々な形態も本発明に含まれる。
【符号の説明】
【００５８】
１００ コンパレータ
１０４ コンパレータ
１０７ 時間検出部
１１８ メモリ
１２０ ロジック部
１４０ 変換トランス
１４８ メインコンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器に設けられるストロボを充電する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電子機器に設けられるストロボを充電するストロボ充電制御回路において、充電電圧を検出してメインコンデンサの充電制御を停止（完了）させる充電制御方法が知られている（下記特許文献１）。この方法においては、変換トランスの一次側のフライバック電圧や、変換トランスの二次側の充電パルス電圧を充電電圧として検出し、それをコンパレータで基準電圧と比較する。そして、充電電圧が基準電圧に達したら充電制御を停止・完了させる。
【０００３】
これにより、整流後の直流電圧を分圧して検出する必要が無いため、充電後にメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流により減電しないという効果がある。また、阻止用ダイオードでメインコンデンサから分圧抵抗への漏れ電流を遮断する必要も無いため、部品コストや部品スペースの削減に効果がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３４９７２１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、電池への負荷を低減するために、変換トランスの一次側のストロボ充電時における入力電流を小さく設定したり、機構的な制約で変換トランスを巻き仕様を変えずに小型化・低背化したりすると、蓄えられる磁気エネルギが減少する。また、基板小型化のために部品が近接配置できず、基板の寄生容量（寄生素子成分）が大きくなると、コンパレータに入力されるパルス電圧が跳ね上がるため、検出前にフィルタをかける必要がある。いずれの場合も、変換トランスをオン／オフにスイッチング制御するときの、オフ時のパルス幅は狭くなる。
【０００６】
ところが、充電電圧を検出するオフ時のパルス幅が狭くなると、コンパレータのパルス応答特性の影響を受けて充電電圧の検出レベルが大きくなり、その結果、実際の充電電圧が目標の充電電圧よりも高くなってしまうという問題があった。
【０００７】
そこで、充電時の入力電流が小さく、変換トランスが小さく、部品の近接配置ができなくても、充電完了時におけるメインコンデンサの電圧ばらつきを低減させることが望まれていた。
【０００８】
本発明は上記従来技術の問題を解決するためになされたものであり、その目的は、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明は、変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施の形態に係るストロボ充電制御回路の電気回路図である。
【図２】充電制御のフローチャートである。
【図３】コンパレータ特性図、Ｉｐテーブルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るストロボ充電制御回路の電気回路図である。このストロボ充電制御回路は電子機器に設けられる。電子機器として例えば撮像装置が例示されるがそれに限られない。このストロボ充電制御回路は、変換トランス１４０の一次側におけるスイッチング動作によって変換トランスの二次側のメインコンデンサ１４８を充電するものである。
【００１４】
まず、一次側において、入力電源１０、ストロボ充電の制御をするための充電制御ＩＣ１３０が設けられる。変換トランス１４０は、充電制御ＩＣ１３０の内部のロジック部（制御手段）１２０によってストロボ充電用の入力電源１０の電圧がスイッチング制御されることで、メインコンデンサ１４８を充電する。変換トランス１４０はフライバックトランスとして構成され、スイッチングＯＮ（オン）時に一次側で蓄積した磁気エネルギを、スイッチングＯＦＦ（オフ）時に二次側から放出して充電する。
【００１５】
充電制御ＩＣ１３０において、充電時にスイッチング制御するためのスイッチ素子１２４、スイッチ素子１２４に流れる充電時の入力電流を検出するための電流検出抵抗１２６が設けられる。また、充電制御ＩＣ１３０の内部で使用するクロック（ＣＬＫ）を生成するための発振器（ＯＳＣ）１１６、各種設定値やプログラム、各種データ等を格納する記憶部であるメモリ１１８が設けられる。メモリ１１８は例えばＲＯＭで構成される。
【００１６】
二次側において、変換トランス１４０からの二次側への出力電圧を分圧するための分圧抵抗１４２、１４４が設けられる。これら分圧抵抗１４２、１４４により分圧された電圧値を「分圧値Ｖｂ」と記す。また、変換トランス１４０からの二次側の出力電圧を整流するための整流ダイオード１４６が設けられる。メインコンデンサ１４８は、ストロボ充電時に電荷を蓄積する。
【００１７】
一次側において、電流検出抵抗１２６で電圧変換された信号（検出電圧Ｖａ）を増幅するための信号増幅回路部ｘが設けられる。信号増幅回路部ｘにおいて、オペアンプ１０８と抵抗１１０、１１２とで非反転増幅回路を形成している。信号増幅回路部ｘから出力される電圧レベル（検出電圧Ｖａが増幅されたもの）と、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換した基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するためのコンパレータ１１４が設けられる。コンパレータ１１４は、スイッチ素子１２４を流れる充電時の入力電流Ｉｐが、所定の設定値以上となると“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。具体的には、「Ｖａが増幅されたもの」≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”が出力される。
【００１８】
また、変換トランス１４０からの二次側への出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するためのコンパレータ（判定手段）１００が設けられる。コンパレータ１００の反転入力に入力値として基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、非反転入力に入力値として分圧値Ｖｂが入力される。コンパレータ１００は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなると“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。従って、メインコンデンサ１４８の電圧値Ｖｏｕｔが、設定した充電完了電圧値（＝Ｖｒｅｆ）以上となると“Ｈｉｇｈ”が出力される。
【００１９】
フリップフロップ１０２は、コンパレータ１００から“Ｈｉｇｈ”が出力されたことを保持する。コンパレータ１０４は、分圧値ＶｂとＧＮＤ（所定値）レベルとを比較する。変換トランス１４０が蓄積した磁気エネルギを二次側から放出し、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）がＧＮＤレベル以下となると、コンパレータ１０４が“Ｈｉｇｈ”を出力するように構成されている。
【００２０】
フリップフロップ１０６は、コンパレータ１０４から“Ｈｉｇｈ”が出力されたことを保持する。フリップフロップ１０６には、時間検出部（計時手段）１０７が接続されている。時間検出部１０７は、スイッチ素子１２４がＯＦＦになってから、フリップフロップ１０６が“Ｈｉｇｈ”を保持するまでの時間を計時する。この時間は、スイッチ素子１２４のＯＦＦの継続時間であり、変換トランス１４０から二次側にＧＮＤレベルより大きい値の電圧を継続して出力している時間に相当し、以下、「出力時間Ｔｏｆｆ」と呼称する。
【００２１】
ロジック部１２０とスイッチ素子１２４との間には、ロジック部１２０からのスイッチング信号でスイッチ素子１２４をスイッチング制御するためのバッファ１２２が設けられる。
【００２２】
図２は、充電制御のフローチャートである。本充電制御は、充電制御ＩＣ１３０が外部からの充電信号を受けると開始される。
【００２３】
まず、ロジック部１２０は、初期設定を行なう（ステップＳ１０１）。この初期設定ではまず、フリップフロップ１０２及びフリップフロップ１０６をリセットする。さらに、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換したものを基準電圧Ｖｒｅｆとしてコンパレータ１１４の反転入力にセットする。
【００２４】
次に、ロジック部１２０は、バッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をＯＮ制御する。すると、入力電源１０から変換トランス１４０の一次側を通り、スイッチ素子１２４に入力電流Ｉｐが流れる（図１）。ここで、スイッチングオン時の入力電流Ｉｐは、変換トランス１４０の一次側のインダクタンス成分により、スイッチ素子１２４のＯＮ時間（オン状態の継続時間）に比例し、一定の傾きをもって増加する。これを下記数式１に示す。
［数１］
Ｉｐ＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｐ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｉｐ：変換トランス１４０の一次側電流（入力電流）
Ｖｉｎ：入力電源１０の電圧値
Ｔｏｎ：スイッチ素子１２４のＯＮ時間（オン状態の継続時間）
Ｌｐ：変換トランス１４０の一次側インダクタンス値
【００２５】
図２のステップＳ１０２では、ロジック部１２０は、入力電流Ｉｐの最大値を一定に保ったまま充電動作を行う。まず、スイッチ素子１２４のＯＮ時間の増加とともに、変換トランス１４０の一次側に流れる入力電流Ｉｐが増加すると、電流検出抵抗１２６における電圧降下により、検出電圧Ｖａは増加する。検出電圧Ｖａは信号増幅回路部ｘにより増幅され、増幅後の電圧レベルが、ステップＳ１０１でセットした基準電圧Ｖｒｅｆ以上となると、コンパレータ１１４が“Ｈｉｇｈ”を出力する。
【００２６】
ロジック部１２０はコンパレータ１１４からの“Ｈｉｇｈ”の出力を受けるとスイッチ素子１２４をＯＦＦ制御する。変換トランス１４０は、スイッチ素子１２４のＯＮ制御中に一次側コイルに蓄積した磁気エネルギを、スイッチ素子１２４のＯＦＦ制御中に二次側コイルから放出する。変換トランス１４０の二次側コイルからのエネルギ放出が終わると、検出電圧Ｖａが小さくなってコンパレータ１１４から“Ｈｉｇｈ”が出力されなくなるので、ロジック部１２０は再びバッファ１２２を介してスイッチ素子１２４をＯＮ制御する。
【００２７】
このように、ロジック部１２０によりスイッチ素子１２４のスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦが繰り返される。このＯＮ／ＯＦＦ制御により、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐの最大値は一定に保たれたまま充電動作を繰り返すことになる。
【００２８】
ここで、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐについて説明する。入力電流Ｉｐは、上述のように、コンパレータ１１４の反転入力に、メモリ１１８に格納されている初期設定値をＤ／Ａ変換して基準電圧Ｖｒｅｆとしてセットすることで決定される電流値である。
【００２９】
コンパレータ１１４の反転入力に設定する値が大きくなれば、スイッチ素子１２４に流れる入力電流Ｉｐの値も大きくなり、変換トランス１４０に蓄積される磁気エネルギも大きくなる。入力電流Ｉｐは充電時における入力平均電流に関わってくるため、基準電圧Ｖｒｅｆとして必要以上に大きな値を設定すれば、入力電源１０の内部インピーダンスによる電圧降下が大きくなり、電子機器の最低駆動電圧付近では充電制御ができなくなるおそれがある。よって、入力電流Ｉｐは、目標とする充電時間を達成するために必要な範囲で、最小電流値に設定することが望ましい。
【００３０】
次に変換トランス１４０について説明する。一般的に変換トランスの設計は、まず入力電流の設定値（Ｉ）に基づいて、選定した磁性体が飽和しないようにＧａｐを設ける。ここでＧａｐとは、磁束の通り道に絶縁層を設けることで磁気抵抗を大きくして、磁化し難い方向に特性を変化させるための空隙である。機構設計による制約を受けて、小型、低背の磁性体を選択する場合は、磁束の通り道の長さである磁路長は短く、磁束の通り道の大きさである断面積は小さくなるため、最大磁束密度とインダクタンス値を共に大きくすることは困難になる。最大磁束密度とインダクタンス値との関係を下記数式２、３に示す。
［数２］
Ｂ＝μ・Ｎ・Ｉ／Ｌｅ
［数３］
Ｌ＝μ・Ｓ・Ｎ２／Ｌｅ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｂ：磁束密度
Ｌ：インダクタンス値
μ：透磁率
Ｓ：磁性体の断面積
Ｎ：巻き線のターン数（巻き数）
Ｌｅ：磁性体の磁路長
【００３１】
上記数式２、３より、電流を流せるようにＧａｐを大きく設定すると、磁性体の鉄損失が増えるだけでなく、透磁率μが下がることでインダクタンス係数（ＡＬ値：ターン数Ｎに対するインダクタンスの値）も小さくなる。そのため、ターン数Ｎを増やさなければインダクタンス値Ｌを大きくできない。同様に磁束密度に関しても、ターン数Ｎを増やさなければ大きくできない。しかし、磁路長Ｌｅが短いため、巻き線を巻くためのスペースには制限があり、且つ、スイッチ素子の耐圧や制御上の制約も考慮して、トランス一次側と二次側の巻き数比にも制限があるため、ターン数Ｎを増やすことは困難である。
【００３２】
インダクタンス値Ｌが小さいと、コイルに蓄える磁気エネルギが少なるだけでなく、スイッチ素子がＯＮ／ＯＦＦ動作する際のＯＮ時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなるために、充電時のスイッチング損失が増える。つまり、Ｇａｐの設定と巻き線のターン数Ｎとで、最大磁束密度とインダクタンス値Ｌが決定されるが、どちらか一方を大きくするともう一方が小さくなる特性となる。
【００３３】
ここで、スイッチ素子１２４がＯＮ／ＯＦＦ動作する際のＯＦＦ時の出力時間Ｔｏｆｆは下記数式４により求まる。
［数４］
Ｔｏｆｆ＝Ｌｐ・Ｉｐ・Ｎｐｓ／Ｖｏｕｔ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｎｐｓ：変換トランスの巻き数比（二次次側巻き数Ｎｓ／一次側巻き数Ｎｐ）
Ｖｏｕｔ：メインコンデンサ１４８の電圧値
【００３４】
上記数式４から、ストロボ充電時の入力電流Ｉｐを小さく設定した場合は、出力時間Ｔｏｆｆも短くなるということになる。また、変換トランス１４０を小型化・低背化することは、磁性体の断面積が小さくなったり、磁性体の磁路長が短くなったりすることで、一次側インダクタンス値Ｌｐが小さくなるために、出力時間Ｔｏｆｆも短くなるということになる。いずれの場合も、仕様を変更することで出力時間Ｔｏｆｆが短くなっているが、仕様が同じであっても個体ばらつきで出力時間Ｔｏｆｆが短くなることがある。
【００３５】
例えば、入力電流Ｉｐの設定値が同じであっても、電流検出抵抗１２６やコンパレータのＤＣ（直流）オフセットばらつき、不感応時間、ロジック遅延、スイッチ素子１２４のターンオフ（ＯＦＦ）時間等の影響によるばらつきの要因が存在する。これらの要因がＯＮ時間Ｔｏｎには含まれるため、ＯＮ時間Ｔｏｎのばらつきにより入力電流Ｉｐもばらつく。
【００３６】
また、同じ変換トランス仕様であっても、Ｇａｐばらつきや、変換トランスの組み立てばらつきにより、一般的には±１５〜２０％のインダクタンスばらつきが発生する。これらの個体ばらつきによっても、Ｉｐ値やＬｐ値が小さくなれば、上記数式４から、出力時間Ｔｏｆｆが短くなるということになる。
【００３７】
次に、充電開始時において、メインコンデンサ１４８に電荷の蓄積が無い場合は、１回のスイッチングＯＮ／ＯＦＦ制御で充電される電圧は下記数式５により求まる。また、スイッチングＯＦＦ時の変換トランス１４０の二次側に流れる充電電流Ｉｓは、下記数式６により求まる。
［数５］
Ｖｏｕｔ＝Ｎｐｓ・Ｖｉｎ−Ｖｆ
［数６］
Ｉｓ＝Ｉｐ／Ｎｐｓ−（Ｖｏｕｔ−ＲＬｓ・Ｉｓ）・Ｔｏｆｆ／Ｌｓ
ここで、各パラメータは以下である。
Ｖｆ：整流ダイオード１４６の順方向電圧
Ｉｓ：変換トランスの二次側電流
ＲＬｓ：変換トランスの二次側巻き線の抵抗値
Ｌｓ：変換トランスの二次側インダクタンス値
【００３８】
上記数式６は、充電制御でＶｏｕｔ値が高くなる毎に、スイッチＯＮ制御中に一次側インダクタンスＬｐに蓄積された磁気エネルギをスイッチＯＦＦ制御中に二次側から放出する出力時間Ｔｏｆｆが短くなることを示している。また、Ｉｐ値を小さく設定した場合や、変換トランス１４０を小型化・低背化してＬｓ値を小さく設定した場合も、出力時間Ｔｏｆｆが短くなることを示している。
【００３９】
次に、充電完了電圧値を決めているコンパレータ１００について説明する。一般的に、コンパレータの利得は無限大ではないため、図３（ａ）に示すような特性を示す。図３（ａ）において、横軸はコンパレータに入力されるパルス電圧のパルス時間（ＯＦＦ時のパルス幅）、縦軸はコンパレータが検出できる電圧レベルである。所定時間Ｔ１よりもパルス時間が短いと、高いパルス電圧を入力しないと検出できないことを示している。所定時間Ｔ１は、コンパレータの反転入力を定電圧としたときに、非反転入力の電圧が定電圧以上で“Ｈｉｇｈ”を出力できる最小の時間（ＯＦＦ時のパルス幅）であり、過渡応答限界時間である。
【００４０】
コンパレータ１００でいえば、所定時間Ｔ１は次のように定義される。すなわち、コンパレータ１００の非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆと同じ値の電圧が入力された場合に、二次側の出力電圧（分圧値Ｖｂ）が基準電圧Ｖｒｅｆに達したと判定することができるような、出力時間Ｔｏｆｆの最小値である。なお、当該最小値よりも所定時間Ｔ１を大きい（長い）値としてもよい。
【００４１】
つまり、充電完了前に出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１よりも短いと、コンパレータ１００の検出レベルは基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなるため、結果的に、検出した時の電圧レベルは、定電圧であるＶｒｅｆ値を、検出時の抵抗分圧比倍した値となってしまう。
【００４２】
実際の充電完了電圧の増加は、ストロボ発光時の発光量ばらつきとなるだけでなく、メインコンデンサ１４８の耐圧破壊にも繋がる重要な内容である。そこで本実施の形態では、充電時の出力時間Ｔｏｆｆを時間検出部１０７で計時する。そして、出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となった場合は、スイッチ素子１２４をターンオン（ＯＮ）制御する前に、目標とする入力電流Ｉｐの設定値を１段階（１ｓｔｅｐ）大きくするように制御する。
【００４３】
図２に戻って説明すると、ステップＳ１０２の処理後、ステップＳ１０３では、ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１が成立するか否かを判別する。そして、ロジック部１２０は、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、ステップＳ１０４に処理を進める一方、Ｔｏｆｆ≦Ｔ１である場合は、ステップＳ１０５に処理を進める。ステップＳ１０５では、ロジック部１２０は、入力電流Ｉｐの設定値を、後述する図３（ｂ）に示すＩｐテーブルに従って１段階上げる。
【００４４】
次に、Ｉｐ値の設定値を大きくする処理の態様について説明する。図３（ｂ）は、Ｉｐテーブルであり、Ｉｐテーブルは、予めメモリ１１８に格納されている。Ｉｐテーブルにおいては、ロジック部１２０が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流Ｉｐの値として、大きさが異なる複数の値が記憶されている。初期設定時にはデフォルト設定値として値Ｉｐ０が採択される。大小関係はＩｐ０＜Ｉｐ１＜・・・＜Ｉｐ７となっていて値Ｉｐ７が最大である。Ｉｐのデータ数や個々の値は例示である。
【００４５】
Ｉｐ値が初期設定値のままで、出力時間Ｔｏｆｆが上述したコンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）よりも短くなることなく充電完了まで制御できれば、Ｉｐ値を変更する必要はない。しかし、充電途中で出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となった場合は、Ｉｐテーブルに従って、初期設定時の値Ｉｐ０よりも１段階大きい値Ｉｐ１をＤ／Ａ変換し、それをコンパレータ１１４の反転入力に新たな基準電圧Ｖｒｅｆとして設定し直す。この場合、入力電流Ｉｐの設定値が反映された後に、フリップフロップ１０６と時間検出部１０７をリセットし、スイッチ素子１２４をターンオン（ＯＮ）制御する。
【００４６】
これにより、次のスイッチＯＮ制御時に、変換トランス１４０の一次側インダクタンスＬｐには、値Ｉｐ１と値Ｉｐ０の差分だけ多くの磁気エネルギが蓄積され得ることになる。そして、変換トランス１４０で発生する損失を無視すれば、次のスイッチＯＦＦ制御時には、値Ｉｐ１と値Ｉｐ０の差分だけ多く蓄積された磁気エネルギが、変換トランス１４０の二次側インダクタンス値Ｌｓから出力されることになる。
【００４７】
入力電流Ｉｐを、１段階大きく変更することで、変更前よりも出力時間Ｔｏｆｆが長くなる。この長くなった出力時間Ｔｏｆｆを「Ｔｏｆｆ’」と表すとすると、Ｔｏｆｆ’を再びコンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）と比較し、Ｔｏｆｆ’≦Ｔ１であれば、さらに１段階、Ｉｐ値を大きく変更するように制御する。つまり、ロジック部１２０は、新たに計時された出力時間Ｔｏｆｆが所定時間Ｔ１以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流Ｉｐの値が大きくなるように制御することを、メインコンデンサ１４８の充電完了まで繰り返す。
【００４８】
図２に戻って説明すると、ステップＳ１０５の処理後は、ロジック部１２０は、ステップＳ１０３に処理を戻す。ステップＳ１０３で、Ｔｏｆｆ＞Ｔ１である場合は、ステップＳ１０４において、ロジック部１２０は、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆが成立するか否かを判別する。その判別の結果、Ｖｂ＜Ｖｒｅｆである場合は、前記ステップＳ１０３に処理を戻す一方、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆである場合は、ステップＳ１０６に処理を進める。ステップＳ１０６では、ロジック部１２０は、充電を停止（完了）させる。
【００４９】
すなわち、ロジック部１２０は、出力時間Ｔｏｆｆ（Ｔｏｆｆ’である場合を含む）が、コンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）よりも長ければ、そのままのＩｐ値設定で次のスイッチＯＮ制御を行なう。そして、Ｖｂ≧Ｖｒｅｆとなるまで（充電完了電圧を検出するまで）充電制御を継続する。しかし、充電完了前にＴｏｆｆ≦Ｔ１となれば、その都度、Ｔｏｆｆ≦Ｔ１となる前と比較してＩｐ値を１段階大きく変更して、充電制御を継続する。
【００５０】
このようなＩｐ値の変更制御により、コンパレータ１００の過渡応答限界時間（所定時間Ｔ１）以下にならない出力時間Ｔｏｆｆにて充電制御がされることになる。実質的に、出力時間Ｔｏｆｆは所定時間Ｔ１よりも長くなるようにフィードバック制御されることになる。よって、出力時間Ｔｏｆｆが小さくなるような上述した部品ばらつきがあっても、常にコンパレータ１００が基準電圧Ｖｒｅｆにて検出できる。従って、実際の充電完了電圧のばらつきは、コンパレータ１００のＤＣオフセットの精度と分圧抵抗値の精度、整流ダイオード１４６の順方向電圧Ｖｆのばらつきで管理することができる。
【００５１】
上記した特許文献１においては、充電電圧の上昇に応じて充電電流を増やす制御であったので、入力電圧値、充電電流、充電トランスのインダクタンス、充電トランスの直流抵抗の各ばらつきに対応できないという欠点があった。すなわち、充電精度には影響のないような出力時間Ｔｏｆｆであったとしても、充電電圧の上昇に応じて充電電流が増えてしまうので、充電時間が長くなり、充電効率が低下する。これに対し、本実施の形態では、スイッチングオン時の入力電流Ｉｐが大きくなるように制御するので、充電効率や精度の面で優位である。
【００５２】
本実施の形態によれば、充電完了前に出力時間Ｔｏｆｆが短くなったとしても、入力電流Ｉｐの変更制御により、充電完了時におけるメインコンデンサ１４８の電圧ばらつきを低減させることができる。
【００５３】
従って、ストロボ充電時の初期の入力電流Ｉｐを小さく設定しても、あるいは変換トランス１４０の小型化を図っても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。また、部品が近接配置できず、基板の寄生容量が大きくなったとしても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。
【００５４】
ところで、本実施の形態では、Ｉｐテーブルを使用してＩｐ値を変更するようにしたが、変更後のＩｐ値が大きくなるように制御されるならば、他の態様であってもよい。また、テーブルとして予め設定値を持たずに、条件に応じて演算でＩｐ値の設定値を求める形態としても構わない。また、Ｉｐ値を単に大きく制御するだけでなく、大きい設定値と小さい設定値との間の中間値で管理する形態としても構わない。
【００５５】
ところで、本実施の形態では、変換トランス１４０の二次側の電圧値を、分圧値Ｖｂとして検出する構成を採用したが、これに限られない。例えば、スイッチングＯＦＦ時における変換トランス１４０の一次側のフライバック電圧を検出するようにしてもよい。
【００５６】
なお、出力時間Ｔｏｆｆは、コンパレータ１１４が“Ｈｉｇｈ”を出力してから“Ｈｉｇｈ”を出力しなくなるまでの期間を計時することで得るようにしてもよい。
【００５７】
なお、ロジック部１２０の制御は１つのハードウェアが行ってもよいし、複数のハードウェアが処理を分担することで、回路全体の制御を行ってもよい。また、本発明をその好適な実施形態に基づいて詳述してきたが、本発明はこれら特定の実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の様々な形態も本発明に含まれる。
【符号の説明】
【００５８】
１００ コンパレータ
１０４ コンパレータ
１０７ 時間検出部
１１８ メモリ
１２０ ロジック部
１４０ 変換トランス
１４８ メインコンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、
前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、
前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、
前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、
前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路。
【請求項２】
前記制御手段は、前記計時手段により計時された時間が前記所定時間以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを、前記コンデンサの充電完了まで繰り返すことを特徴とする請求項１記載のストロボ充電制御回路。
【請求項３】
前記判定手段は、反転入力に前記基準電圧が入力され且つ非反転入力に前記二次側への出力電圧が入力されると共に、前記反転入力への入力値と前記非反転入力への入力値との比較により前記出力電圧が前記基準電圧に達したか否かを判定するコンパレータであり、前記所定時間は、前記コンパレータの前記非反転入力に前記基準電圧と同じ値の電圧が入力された場合に、前記出力電圧が前記基準電圧に達したと判定することができるような、前記変換トランスから前記二次側に前記所定値より大きい電圧が継続して出力される時間の最小値であることを特徴とする請求項１または２記載のストロボ充電制御回路。
【請求項４】
前記制御手段が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流の値として、大きさが異なる複数の値を記憶する記憶部を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のストロボ充電制御回路。
【請求項５】
変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路の制御方法であって、
前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定ステップと、
前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時ステップと、
前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定ステップにより前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御ステップとを有し、
前記制御ステップは、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時ステップにより計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路の制御方法。
【請求項１】
変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、
前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、
前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、
前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、
前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路。
【請求項２】
前記制御手段は、前記計時手段により計時された時間が前記所定時間以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを、前記コンデンサの充電完了まで繰り返すことを特徴とする請求項１記載のストロボ充電制御回路。
【請求項３】
前記判定手段は、反転入力に前記基準電圧が入力され且つ非反転入力に前記二次側への出力電圧が入力されると共に、前記反転入力への入力値と前記非反転入力への入力値との比較により前記出力電圧が前記基準電圧に達したか否かを判定するコンパレータであり、前記所定時間は、前記コンパレータの前記非反転入力に前記基準電圧と同じ値の電圧が入力された場合に、前記出力電圧が前記基準電圧に達したと判定することができるような、前記変換トランスから前記二次側に前記所定値より大きい電圧が継続して出力される時間の最小値であることを特徴とする請求項１または２記載のストロボ充電制御回路。
【請求項４】
前記制御手段が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流の値として、大きさが異なる複数の値を記憶する記憶部を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のストロボ充電制御回路。
【請求項５】
変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路の制御方法であって、
前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定ステップと、
前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時ステップと、
前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定ステップにより前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御ステップとを有し、
前記制御ステップは、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時ステップにより計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１２−１５７１９３（Ｐ２０１２−１５７１９３Ａ）
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５１９８（Ｐ２０１１−１５１９８）
【出願日】平成２３年１月２７日（２０１１．１．２７）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月２７日（２０１１．１．２７）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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