トランスインピーダンスアンプ及び光レシーバ
【課題】 伝達特性への影響を抑えながら、帯域を調整することが可能なトランスインピーダンスアンプ及び光レシーバを提供する。
【解決手段】 本発明のトランスインピーダンスアンプは、入力端子６０に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１の第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタＱ２と、アノードが第１トランジスタＱ１の第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードＤ１と、第１トランジスタＱ１の第１端子とダイオードＤ１のアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源Ｉｓ１と、第１トランジスタＱ１の制御端子と第２トランジスタＱ２の第１端子との間に接続された帰還抵抗ＲＦと、第２トランジスタＱ２の第１端子に接続された第２電流源Ｉｓ２と、を備えることを特徴とする。
【解決手段】 本発明のトランスインピーダンスアンプは、入力端子６０に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタＱ１と、第１トランジスタＱ１の第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタＱ２と、アノードが第１トランジスタＱ１の第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードＤ１と、第１トランジスタＱ１の第１端子とダイオードＤ１のアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源Ｉｓ１と、第１トランジスタＱ１の制御端子と第２トランジスタＱ２の第１端子との間に接続された帰還抵抗ＲＦと、第２トランジスタＱ２の第１端子に接続された第２電流源Ｉｓ２と、を備えることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスインピーダンスアンプ及び光レシーバに関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスインピーダンスアンプ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＴＩＡ）は、フォトダイオード等が生成する微小電流を増幅して電圧に変換して出力するアンプである。ＴＩＡは、例えばデジタルコヒーレント光レシーバ等に用いられる。
【０００３】
特許文献１には、トランスインピーダンス型の前置増幅器が記載されている。これによれば、帰還抵抗値や増幅器の内部利得を調整することにより、帯域を調整することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−８０９８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
デジタルコヒーレント光レシーバは、ハイブリッドとよばれる光学処理系及び複数のＴＩＡを有する。デジタルコヒーレント光レシーバが適切な光電気信号変換処理を行うために、各ＴＩＡの帯域を揃えることが求められている。
【０００６】
各ＴＩＡの帯域を揃えるために、特許文献１に記載のように、帰還抵抗値の調整により帯域を調整する場合、帰還抵抗は信号経路に設けられているため、伝達特性に影響を及ぼすおそれがある。例えば、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を用いるデジタルコヒーレント光レシーバは、入力信号の位相変調を行うため、信号の位相特性に影響を与えない方が好ましい。このように、帯域を調整することが可能なＴＩＡが求められている。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、伝達特性への影響を抑えながら、帯域を調整することが可能なＴＩＡ及び光レシーバを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のＴＩＡは、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された帰還抵抗と、前記第２トランジスタの第１端子に接続された第２電流源と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、ダイオードの順方向電流の大きさを調整させることにより、ＴＩＡの利得を調整することができる。これにより、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの帯域を調整することができる。
【０００９】
上記構成において、前記第１電流源は、制御端子、第１端子及び第２端子を有する第３トランジスタと、前記第３トランジスタの第１端子と前記第１トランジスタの第１端子との間に接続された負荷抵抗と、を有し、前記第３トランジスタの制御端子に入力される制御信号に基づいて前記可変電流を調整することを特徴とする構成とすることができる。
【００１０】
上記構成において、前記入力端子には、受光素子が接続されてなることを特徴とする構成とすることができる。
【００１１】
本発明の光レシーバは、位相の異なる光信号に対応した受光素子のペアが複数設けられてなる受光素子アレイと、前記受光素子のペアそれぞれに対応して設けられ、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された抵抗と、を有する複数のトランスインピーダンスアンプと、前記複数のトランスインピーダンスアンプそれぞれにおける、前記第１電流源の電流値を制御するコントローラと、を備えることを特徴とする。この構成によれば、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの帯域を調整して、各ＴＩＡの帯域幅を揃えることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡ及び光レシーバの帯域を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、光電気変換回路の回路図の一例である。
【図２】図２は、比較例に係るＴＩＡの回路図の一例である。
【図３】図３は、実施例１に係るＴＩＡの回路図である。
【図４】図４は、実施例１に係るＴＩＡが有するダイオードの順方向電圧及び電流の関係を示すグラフである。
【図５】図５は、実施例２に係るＴＩＡの回路図である。
【図６】図６は、実施例２に係るＴＩＡの評価結果を示すグラフである。
【図７】図７は、実施例３に係るデジタルコヒーレント光レシーバの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１を参照して、ＴＩＡの利得と帯域との関係について説明する。図１は、光電気変換回路の回路図の一例である。図１のように、光電気変換回路２００は、受光素子ＰＤと、利得がＡの反転増幅器７０と、帰還抵抗ＲＦと、出力端子７２と、を有する。反転増幅器７０と帰還抵抗ＲＦとがＴＩＡを構成する。受光素子ＰＤは、例えばフォトダイオード等である。光電気変換回路２００は、光電気変換により受光素子ＰＤが生成する微小電流を、ＴＩＡにより増幅して電圧に変換して出力する。ここで、受光素子ＰＤの容量ＣＤとＴＩＡの入力容量ＣＩの和をＣＴ［Ｆ］、帰還抵抗ＲＦの抵抗値をＲＦ［Ω］、受光モジュールの３ｄＢ帯域幅をＢＷとすると、以下の式（１）が成立する。
【数１】
式（１）によれば、ＴＩＡの利得を調整することにより、帯域を調整することができる。
【００１５】
実施例との比較のため、図２を参照して、ＴＩＡの比較例を説明する。図２は、比較例に係るＴＩＡの回路図である。図２のように、ＴＩＡ３００は、第１トランジスタＱ１、ダイオードＤ１及び抵抗ＲＬを備えるエミッタ接地アンプと、第２トランジスタＱ２及び電流源Ｉｓ２を備えるコレクタ接地アンプと、帰還抵抗ＲＦと、入力端子６０と、出力端子６２と、を有する。図２の第１トランジスタＱ１及びＱ２においてＢ、Ｅ及びＣはそれぞれ制御端子であるベース、第１端子であるエミッタ及び第２端子であるコレクタを表し、他の図においても同様とする。第１トランジスタＱ１は、ベースが入力端子６０に接続され、コレクタが第２トランジスタＱ２のベースに接続される。ダイオードＤ１は、アノードが第１トランジスタＱ１のエミッタに接続され、カソードが接地される。帰還抵抗ＲＦを流れる電流が小さい場合、ダイオードＤ１にかかる電圧をＶＤ１、第１トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ、出力端子６２の電圧をＶｏｕｔとすると、以下の式（２）が成り立つ。
ＶＯＵＴ ＝ ＶＤ１ ＋ ＶＢＥ （２）
ダイオードＤ１は、ＶＯＵＴが十分な大きさとなるように挿入されている。電流源Ｉｓ２は、第２トランジスタＱ２のエミッタに接続される。帰還抵抗ＲＦは、第１トランジスタＱ１のベースと第２トランジスタＱ２のエミッタとの間に接続される。
【００１６】
図２のようなＴＩＡ３００の帯域を調整するために、例えば、第１トランジスタＱ１のコレクタや出力端子６２への調整回路やフィルタの付加や、帰還抵抗値の調整等が考えられる。しかしながら、その場合、信号経路に影響を与えてしまうため、帯域特性が劣化してしまう。フィルタを付加する場合、群遅延特性が劣化してしまう。
【００１７】
以下、本発明の実施例について詳細に説明する。
【実施例１】
【００１８】
図３を参照して、実施例１に係るＴＩＡの構成を説明する。図３は、実施例１に係るＴＩＡ４００の回路図である。ＴＩＡ４００は、ＴＩＡ３００と比較して、第１トランジスタＱ１のエミッタとダイオードＤ１のアノードとの間に可変電流を付加する電流源Ｉｓ１が接続され、電流経路が設けられている点が異なる。
【００１９】
電流源Ｉｓ１は、ダイオードＤ１の順方向電流の大きさを変化させることができる。この電流源Ｉｓ１は、定電流源の基準電圧を抵抗タップの切換えなどで変化させることで、その出力電流値を変化させる構成を採用することができる。これにより、第１トランジスタＱ１のエミッタ側の抵抗成分であるダイオードＤ１の微分抵抗値を変化させることができる。よって、エミッタ接地アンプの利得を調整することができる。すなわち、式（１）より、帯域を調整することができる。例えば、電流源Ｉｓ１の電流を増加させた場合には、第１トランジスタＱ１のエミッタ側の抵抗値が下がり、エミッタ接地アンプの利得が上がるため、帯域幅を広くすることができる。一方、電流源Ｉｓ１の電流を減少させた場合には、帯域幅を狭くすることができる。
【００２０】
図４を参照して、ダイオードＤ１の微分抵抗値の変化について説明する。図４は、ダイオードＤ１の順方向の電圧及び電流の関係を示すグラフである。図４の横軸は順方向電圧［Ｖ］、縦軸は順方向電流［Ａ］を表し、実線で示すグラフは順方向電圧の変化に対する順方向電流の変化を示している。図４のように、電圧がＶ１の場合の電流をＩ１、電圧がＶ２の場合の電流をＩ２とする。ダイオードＤ１の微分抵抗値は、図４のグラフの傾きの逆数で表される。したがって、ダイオードＤ１の電流を増加させた場合には、図４よりグラフの傾きは大きくなるため、微分抵抗値は小さくなる。逆に、ダイオードＤ１の電流を減少させた場合には、図４よりグラフの傾きは小さくなるため、微分抵抗値は大きくなる。
【００２１】
図４より、ダイオードＤ１にかかる電圧の変化は、電流の変化に比べて小さい。例えば、Ｖ１からＶ２の変化は、Ｉ１からＩ２の変化に比べて小さい。すなわち、ダイオードＤ１にかかる電圧の変化を抑えながら、ダイオードＤ１に流れる電流を変化させることができる。ダイオードＤ１にかかる電圧の変化を抑えることができるため、第１トランジスタＱ１の動作特性への影響を抑えることができる。したがって、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの利得を変化させて、ＴＩＡの帯域を調整することができる。
【実施例２】
【００２２】
図５を参照して、実施例２に係るＴＩＡの構成を説明する。図５は、実施例２に係るＴＩＡ５００の回路図の一例である。ＴＩＡ５００は、ＴＩＡ４００の電流源Ｉｓ１を、第３トランジスタＱ３及び負荷抵抗Ｒ１により構成した例である。第３トランジスタＱ３のベース電圧を調整することにより、エミッタ電流を調整して、ダイオードＤ１の順方向電流の大きさを任意に変化させることができる。よって、ＴＩＡの利得を変化させて、ＴＩＡの帯域を調整することができる
【００２３】
図６は、実施例２に係るＴＩＡ４００の評価結果を示すグラフである。図６は、横軸が第３トランジスタＱ３のベース電圧［Ｖ］、縦軸が３ｄＢ帯域幅［ＧＨｚ］を示す。図６のように、ベース電圧を１Ｖから２．５Ｖの間で調整することにより、３ｄＢ帯域幅を約１７．５ＧＨｚから約１９ＧＨｚまで調整することができる。
【実施例３】
【００２４】
図７を参照して、実施例３に係る光レシーバの一例について説明する。図７は、実施例３に係るデジタルコヒーレント光レシーバ１００の構成を示す図である。図７では、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を利用した例を示している。
【００２５】
図７のように、デジタルコヒーレント光レシーバ１００は、入力端子１０と、偏光ビームスプリッタ（Ｐｏｌａｒｉｚｉｎｇ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒ；ＰＢＳ）１２と、局部発振光源（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；ＬＯ）１４と、ハイブリッド１６と、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８と、アナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ；ＡＤＣ）４４、４６、４８及び５０と、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）５４と、制御回路５１と、メモリ５２と、出力端子５６と、を有する。光電気変換回路２０、２６、３２及び３８は、それぞれ受光素子２１及び２２、２７及び２８、３３及び３４並びに３９及び４０と、ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２と、を有する。ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２は、実施例１又は２に記載のＴＩＡであって、制御回路５１の制御により、帯域を調整することができる。
【００２６】
入力端子１０で入力された信号光は、ＰＢＳ１２でＸ偏光とＹ偏光とに分離され、ＬＯ１４からの局部発振光と共にハイブリッド１６に入力される。Ｘ及びＹ偏光は、ハイブリッド１６にて局部発振光と合成し、それぞれ同相（Ｉｎ ｐｈａｓｅ；Ｉ）成分、直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ；Ｑ）成分に分離され、出力信号光として出力される。図７に示す添字のｐ及びｎは、それぞれ正及び負の成分であることを示す。例えば、Ｘ−Ｉｐは、Ｘ偏光のＩ成分の正成分であることを示す。ハイブリッド１６から出力された位相の異なる光信号は、それぞれ光電気変換回路２０、２６、３２及び３８により電気信号に変換されて、ＡＤＣ４４、４６、４８及び５０に出力される。ＡＤＣ４４、４６、４８及び５０は、電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してＤＳＰ５４に出力する。ＤＳＰ５４は入力された電気信号に基づいて所定の処理を実行後、出力端子５６に結果を出力する。このように、デジタルコヒーレント通信では、位相情報を含んだ光信号が送信され、それをデジタルコヒーレント光レシーバ１００で受信している。ここで、デジタルコヒーレント光レシーバ１００に搭載されている各受光素子２１、２２、２７、２８、３３、３４、３９及び４０や各ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２は、製造バラツキを含んでいるため、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性には差異が生じている。この対策のために、後段のＤＳＰ５４において、上記差異を吸収する調整を行うことは可能であるが、複雑な計算を要してしまう。本実施例では、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性の差異を実施例１又は実施例２による帯域調整可能なＴＩＡのコントロールによって吸収している。
【００２７】
図７において、メモリ５２には、出荷試験により、チューニングされたＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値が格納される。このＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４は、例えば、ビットエラーレート試験によって、それぞれのＴＩＡの帯域幅を調整した電圧値等の制御情報が格納されている。このビットエラーレート試験とは、光変調信号発生器（図示せず）から出力されたランダムパターンである光信号をデジタルコヒーレント光レシーバ１００で受信し、そのビットエラーレートを測定するものである。このビットエラーレートは、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性のバラツキに依存性を有している。本実施例では、Ｖｃｏｎｔｒｏｌを調整することにより、ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２の３ｄＢ帯域幅が制御され、その結果、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性のバラツキを低減することができる。このようなＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値は、適宜制御アルゴリズムを使用して、ビットエラーレートが小さくなるように制御することで得ることができる。制御回路５１は、メモリ５２に格納されたＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値をそれぞれＴＩＡ２４、３０、３６及び４２に入力して調整することで、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性を揃えることができ、ビットエラーレートを小さくすることができる。このような制御を行うにおいて、実施例１あるいは実施例２による本発明の構成を採用することは、帯域調整にあたり、信号の位相特性に与えられる影響が低減できる効果を奏する。このため、ＴＩＡの帯域調整に付随する信号特性への悪影響を回避することができる。
【００２８】
実施例３によれば、伝達特性への影響を抑えながら、各ＴＩＡの帯域を調整して、帯域幅を揃えることができる。
【００２９】
実施例３において、光レシーバの一例として、デジタルコヒーレント光レシーバについて説明した。デジタルコヒーレント光レシーバ以外の光レシーバでもよい。
【００３０】
以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００３１】
１００ デジタルコヒーレント光レシーバ
２００ 電気光変換回路
３００ ＴＩＡ
４００ ＴＩＡ
５００ ＴＩＡ
Ｄ１ ダイオード
Ｉｓ１ 電流源
Ｉｓ２ 電流源
Ｑ１ 第１トランジスタ
Ｑ２ 第２トランジスタ
ＲＦ 帰還抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスインピーダンスアンプ及び光レシーバに関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスインピーダンスアンプ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＴＩＡ）は、フォトダイオード等が生成する微小電流を増幅して電圧に変換して出力するアンプである。ＴＩＡは、例えばデジタルコヒーレント光レシーバ等に用いられる。
【０００３】
特許文献１には、トランスインピーダンス型の前置増幅器が記載されている。これによれば、帰還抵抗値や増幅器の内部利得を調整することにより、帯域を調整することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−８０９８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
デジタルコヒーレント光レシーバは、ハイブリッドとよばれる光学処理系及び複数のＴＩＡを有する。デジタルコヒーレント光レシーバが適切な光電気信号変換処理を行うために、各ＴＩＡの帯域を揃えることが求められている。
【０００６】
各ＴＩＡの帯域を揃えるために、特許文献１に記載のように、帰還抵抗値の調整により帯域を調整する場合、帰還抵抗は信号経路に設けられているため、伝達特性に影響を及ぼすおそれがある。例えば、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を用いるデジタルコヒーレント光レシーバは、入力信号の位相変調を行うため、信号の位相特性に影響を与えない方が好ましい。このように、帯域を調整することが可能なＴＩＡが求められている。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、伝達特性への影響を抑えながら、帯域を調整することが可能なＴＩＡ及び光レシーバを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のＴＩＡは、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された帰還抵抗と、前記第２トランジスタの第１端子に接続された第２電流源と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、ダイオードの順方向電流の大きさを調整させることにより、ＴＩＡの利得を調整することができる。これにより、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの帯域を調整することができる。
【０００９】
上記構成において、前記第１電流源は、制御端子、第１端子及び第２端子を有する第３トランジスタと、前記第３トランジスタの第１端子と前記第１トランジスタの第１端子との間に接続された負荷抵抗と、を有し、前記第３トランジスタの制御端子に入力される制御信号に基づいて前記可変電流を調整することを特徴とする構成とすることができる。
【００１０】
上記構成において、前記入力端子には、受光素子が接続されてなることを特徴とする構成とすることができる。
【００１１】
本発明の光レシーバは、位相の異なる光信号に対応した受光素子のペアが複数設けられてなる受光素子アレイと、前記受光素子のペアそれぞれに対応して設けられ、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された抵抗と、を有する複数のトランスインピーダンスアンプと、前記複数のトランスインピーダンスアンプそれぞれにおける、前記第１電流源の電流値を制御するコントローラと、を備えることを特徴とする。この構成によれば、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの帯域を調整して、各ＴＩＡの帯域幅を揃えることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡ及び光レシーバの帯域を調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、光電気変換回路の回路図の一例である。
【図２】図２は、比較例に係るＴＩＡの回路図の一例である。
【図３】図３は、実施例１に係るＴＩＡの回路図である。
【図４】図４は、実施例１に係るＴＩＡが有するダイオードの順方向電圧及び電流の関係を示すグラフである。
【図５】図５は、実施例２に係るＴＩＡの回路図である。
【図６】図６は、実施例２に係るＴＩＡの評価結果を示すグラフである。
【図７】図７は、実施例３に係るデジタルコヒーレント光レシーバの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１を参照して、ＴＩＡの利得と帯域との関係について説明する。図１は、光電気変換回路の回路図の一例である。図１のように、光電気変換回路２００は、受光素子ＰＤと、利得がＡの反転増幅器７０と、帰還抵抗ＲＦと、出力端子７２と、を有する。反転増幅器７０と帰還抵抗ＲＦとがＴＩＡを構成する。受光素子ＰＤは、例えばフォトダイオード等である。光電気変換回路２００は、光電気変換により受光素子ＰＤが生成する微小電流を、ＴＩＡにより増幅して電圧に変換して出力する。ここで、受光素子ＰＤの容量ＣＤとＴＩＡの入力容量ＣＩの和をＣＴ［Ｆ］、帰還抵抗ＲＦの抵抗値をＲＦ［Ω］、受光モジュールの３ｄＢ帯域幅をＢＷとすると、以下の式（１）が成立する。
【数１】
式（１）によれば、ＴＩＡの利得を調整することにより、帯域を調整することができる。
【００１５】
実施例との比較のため、図２を参照して、ＴＩＡの比較例を説明する。図２は、比較例に係るＴＩＡの回路図である。図２のように、ＴＩＡ３００は、第１トランジスタＱ１、ダイオードＤ１及び抵抗ＲＬを備えるエミッタ接地アンプと、第２トランジスタＱ２及び電流源Ｉｓ２を備えるコレクタ接地アンプと、帰還抵抗ＲＦと、入力端子６０と、出力端子６２と、を有する。図２の第１トランジスタＱ１及びＱ２においてＢ、Ｅ及びＣはそれぞれ制御端子であるベース、第１端子であるエミッタ及び第２端子であるコレクタを表し、他の図においても同様とする。第１トランジスタＱ１は、ベースが入力端子６０に接続され、コレクタが第２トランジスタＱ２のベースに接続される。ダイオードＤ１は、アノードが第１トランジスタＱ１のエミッタに接続され、カソードが接地される。帰還抵抗ＲＦを流れる電流が小さい場合、ダイオードＤ１にかかる電圧をＶＤ１、第１トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ、出力端子６２の電圧をＶｏｕｔとすると、以下の式（２）が成り立つ。
ＶＯＵＴ ＝ ＶＤ１ ＋ ＶＢＥ （２）
ダイオードＤ１は、ＶＯＵＴが十分な大きさとなるように挿入されている。電流源Ｉｓ２は、第２トランジスタＱ２のエミッタに接続される。帰還抵抗ＲＦは、第１トランジスタＱ１のベースと第２トランジスタＱ２のエミッタとの間に接続される。
【００１６】
図２のようなＴＩＡ３００の帯域を調整するために、例えば、第１トランジスタＱ１のコレクタや出力端子６２への調整回路やフィルタの付加や、帰還抵抗値の調整等が考えられる。しかしながら、その場合、信号経路に影響を与えてしまうため、帯域特性が劣化してしまう。フィルタを付加する場合、群遅延特性が劣化してしまう。
【００１７】
以下、本発明の実施例について詳細に説明する。
【実施例１】
【００１８】
図３を参照して、実施例１に係るＴＩＡの構成を説明する。図３は、実施例１に係るＴＩＡ４００の回路図である。ＴＩＡ４００は、ＴＩＡ３００と比較して、第１トランジスタＱ１のエミッタとダイオードＤ１のアノードとの間に可変電流を付加する電流源Ｉｓ１が接続され、電流経路が設けられている点が異なる。
【００１９】
電流源Ｉｓ１は、ダイオードＤ１の順方向電流の大きさを変化させることができる。この電流源Ｉｓ１は、定電流源の基準電圧を抵抗タップの切換えなどで変化させることで、その出力電流値を変化させる構成を採用することができる。これにより、第１トランジスタＱ１のエミッタ側の抵抗成分であるダイオードＤ１の微分抵抗値を変化させることができる。よって、エミッタ接地アンプの利得を調整することができる。すなわち、式（１）より、帯域を調整することができる。例えば、電流源Ｉｓ１の電流を増加させた場合には、第１トランジスタＱ１のエミッタ側の抵抗値が下がり、エミッタ接地アンプの利得が上がるため、帯域幅を広くすることができる。一方、電流源Ｉｓ１の電流を減少させた場合には、帯域幅を狭くすることができる。
【００２０】
図４を参照して、ダイオードＤ１の微分抵抗値の変化について説明する。図４は、ダイオードＤ１の順方向の電圧及び電流の関係を示すグラフである。図４の横軸は順方向電圧［Ｖ］、縦軸は順方向電流［Ａ］を表し、実線で示すグラフは順方向電圧の変化に対する順方向電流の変化を示している。図４のように、電圧がＶ１の場合の電流をＩ１、電圧がＶ２の場合の電流をＩ２とする。ダイオードＤ１の微分抵抗値は、図４のグラフの傾きの逆数で表される。したがって、ダイオードＤ１の電流を増加させた場合には、図４よりグラフの傾きは大きくなるため、微分抵抗値は小さくなる。逆に、ダイオードＤ１の電流を減少させた場合には、図４よりグラフの傾きは小さくなるため、微分抵抗値は大きくなる。
【００２１】
図４より、ダイオードＤ１にかかる電圧の変化は、電流の変化に比べて小さい。例えば、Ｖ１からＶ２の変化は、Ｉ１からＩ２の変化に比べて小さい。すなわち、ダイオードＤ１にかかる電圧の変化を抑えながら、ダイオードＤ１に流れる電流を変化させることができる。ダイオードＤ１にかかる電圧の変化を抑えることができるため、第１トランジスタＱ１の動作特性への影響を抑えることができる。したがって、伝達特性への影響を抑えながら、ＴＩＡの利得を変化させて、ＴＩＡの帯域を調整することができる。
【実施例２】
【００２２】
図５を参照して、実施例２に係るＴＩＡの構成を説明する。図５は、実施例２に係るＴＩＡ５００の回路図の一例である。ＴＩＡ５００は、ＴＩＡ４００の電流源Ｉｓ１を、第３トランジスタＱ３及び負荷抵抗Ｒ１により構成した例である。第３トランジスタＱ３のベース電圧を調整することにより、エミッタ電流を調整して、ダイオードＤ１の順方向電流の大きさを任意に変化させることができる。よって、ＴＩＡの利得を変化させて、ＴＩＡの帯域を調整することができる
【００２３】
図６は、実施例２に係るＴＩＡ４００の評価結果を示すグラフである。図６は、横軸が第３トランジスタＱ３のベース電圧［Ｖ］、縦軸が３ｄＢ帯域幅［ＧＨｚ］を示す。図６のように、ベース電圧を１Ｖから２．５Ｖの間で調整することにより、３ｄＢ帯域幅を約１７．５ＧＨｚから約１９ＧＨｚまで調整することができる。
【実施例３】
【００２４】
図７を参照して、実施例３に係る光レシーバの一例について説明する。図７は、実施例３に係るデジタルコヒーレント光レシーバ１００の構成を示す図である。図７では、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を利用した例を示している。
【００２５】
図７のように、デジタルコヒーレント光レシーバ１００は、入力端子１０と、偏光ビームスプリッタ（Ｐｏｌａｒｉｚｉｎｇ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒ；ＰＢＳ）１２と、局部発振光源（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；ＬＯ）１４と、ハイブリッド１６と、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８と、アナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ；ＡＤＣ）４４、４６、４８及び５０と、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）５４と、制御回路５１と、メモリ５２と、出力端子５６と、を有する。光電気変換回路２０、２６、３２及び３８は、それぞれ受光素子２１及び２２、２７及び２８、３３及び３４並びに３９及び４０と、ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２と、を有する。ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２は、実施例１又は２に記載のＴＩＡであって、制御回路５１の制御により、帯域を調整することができる。
【００２６】
入力端子１０で入力された信号光は、ＰＢＳ１２でＸ偏光とＹ偏光とに分離され、ＬＯ１４からの局部発振光と共にハイブリッド１６に入力される。Ｘ及びＹ偏光は、ハイブリッド１６にて局部発振光と合成し、それぞれ同相（Ｉｎ ｐｈａｓｅ；Ｉ）成分、直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ；Ｑ）成分に分離され、出力信号光として出力される。図７に示す添字のｐ及びｎは、それぞれ正及び負の成分であることを示す。例えば、Ｘ−Ｉｐは、Ｘ偏光のＩ成分の正成分であることを示す。ハイブリッド１６から出力された位相の異なる光信号は、それぞれ光電気変換回路２０、２６、３２及び３８により電気信号に変換されて、ＡＤＣ４４、４６、４８及び５０に出力される。ＡＤＣ４４、４６、４８及び５０は、電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してＤＳＰ５４に出力する。ＤＳＰ５４は入力された電気信号に基づいて所定の処理を実行後、出力端子５６に結果を出力する。このように、デジタルコヒーレント通信では、位相情報を含んだ光信号が送信され、それをデジタルコヒーレント光レシーバ１００で受信している。ここで、デジタルコヒーレント光レシーバ１００に搭載されている各受光素子２１、２２、２７、２８、３３、３４、３９及び４０や各ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２は、製造バラツキを含んでいるため、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性には差異が生じている。この対策のために、後段のＤＳＰ５４において、上記差異を吸収する調整を行うことは可能であるが、複雑な計算を要してしまう。本実施例では、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性の差異を実施例１又は実施例２による帯域調整可能なＴＩＡのコントロールによって吸収している。
【００２７】
図７において、メモリ５２には、出荷試験により、チューニングされたＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値が格納される。このＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４は、例えば、ビットエラーレート試験によって、それぞれのＴＩＡの帯域幅を調整した電圧値等の制御情報が格納されている。このビットエラーレート試験とは、光変調信号発生器（図示せず）から出力されたランダムパターンである光信号をデジタルコヒーレント光レシーバ１００で受信し、そのビットエラーレートを測定するものである。このビットエラーレートは、各光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性のバラツキに依存性を有している。本実施例では、Ｖｃｏｎｔｒｏｌを調整することにより、ＴＩＡ２４、３０、３６及び４２の３ｄＢ帯域幅が制御され、その結果、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性のバラツキを低減することができる。このようなＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値は、適宜制御アルゴリズムを使用して、ビットエラーレートが小さくなるように制御することで得ることができる。制御回路５１は、メモリ５２に格納されたＶｃｏｎｔｒｏｌ１−４の値をそれぞれＴＩＡ２４、３０、３６及び４２に入力して調整することで、光電気変換回路２０、２６、３２及び３８の入出力特性を揃えることができ、ビットエラーレートを小さくすることができる。このような制御を行うにおいて、実施例１あるいは実施例２による本発明の構成を採用することは、帯域調整にあたり、信号の位相特性に与えられる影響が低減できる効果を奏する。このため、ＴＩＡの帯域調整に付随する信号特性への悪影響を回避することができる。
【００２８】
実施例３によれば、伝達特性への影響を抑えながら、各ＴＩＡの帯域を調整して、帯域幅を揃えることができる。
【００２９】
実施例３において、光レシーバの一例として、デジタルコヒーレント光レシーバについて説明した。デジタルコヒーレント光レシーバ以外の光レシーバでもよい。
【００３０】
以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００３１】
１００ デジタルコヒーレント光レシーバ
２００ 電気光変換回路
３００ ＴＩＡ
４００ ＴＩＡ
５００ ＴＩＡ
Ｄ１ ダイオード
Ｉｓ１ 電流源
Ｉｓ２ 電流源
Ｑ１ 第１トランジスタ
Ｑ２ 第２トランジスタ
ＲＦ 帰還抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、
前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、
前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、
前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された帰還抵抗と、
前記第２トランジスタの第１端子に接続された第２電流源と、
を備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項２】
前記第１電流源は、制御端子、第１端子及び第２端子を有する第３トランジスタと、前記第３トランジスタの第１端子と前記第１トランジスタの第１端子との間に接続された負荷抵抗と、を有し、
前記第３トランジスタの制御端子に入力される制御信号に基づいて前記可変電流を調整することを特徴とする請求項１記載のトランスインピーダンスアンプ。
【請求項３】
前記入力端子には、受光素子が接続されてなることを特徴とする請求項１又は２記載のトランスインピーダンスアンプ。
【請求項４】
位相の異なる光信号に対応した受光素子のペアが複数設けられてなる受光素子アレイと、
前記受光素子のペアそれぞれに対応して設けられ、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、
前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、
前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、
前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された抵抗と、
を有する複数のトランスインピーダンスアンプと、
前記複数のトランスインピーダンスアンプそれぞれにおける、前記第１電流源の電流値を制御するコントローラと、
を備えることを特徴とする光レシーバ。
【請求項１】
入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、
前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、
前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、
前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された帰還抵抗と、
前記第２トランジスタの第１端子に接続された第２電流源と、
を備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項２】
前記第１電流源は、制御端子、第１端子及び第２端子を有する第３トランジスタと、前記第３トランジスタの第１端子と前記第１トランジスタの第１端子との間に接続された負荷抵抗と、を有し、
前記第３トランジスタの制御端子に入力される制御信号に基づいて前記可変電流を調整することを特徴とする請求項１記載のトランスインピーダンスアンプ。
【請求項３】
前記入力端子には、受光素子が接続されてなることを特徴とする請求項１又は２記載のトランスインピーダンスアンプ。
【請求項４】
位相の異なる光信号に対応した受光素子のペアが複数設けられてなる受光素子アレイと、
前記受光素子のペアそれぞれに対応して設けられ、入力端子に接続された制御端子、第１端子及び第２端子を有する第１トランジスタと、
前記第１トランジスタの第２端子に接続された制御端子、出力端子に接続された第１端子及び第２端子を有する第２トランジスタと、
アノードが前記第１トランジスタの第１端子に接続され、カソードが接地されるダイオードと、
前記第１トランジスタの第１端子と前記ダイオードのアノードとの間に可変電流を付加する第１電流源と、
前記第１トランジスタの制御端子と前記第２トランジスタの第１端子との間に接続された抵抗と、
を有する複数のトランスインピーダンスアンプと、
前記複数のトランスインピーダンスアンプそれぞれにおける、前記第１電流源の電流値を制御するコントローラと、
を備えることを特徴とする光レシーバ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−２５０１２６（Ｐ２０１１−２５０１２６Ａ）
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２０９８８（Ｐ２０１０−１２０９８８）
【出願日】平成２２年５月２６日（２０１０．５．２６）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月２６日（２０１０．５．２６）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]