パルス化インテリジェントＲＦ変調コントローラ
【課題】発生器の出力を制御する制御方法を提供する。
【解決手段】発生器の出力（２２）は，あるインピーダンスをもつ負荷に対し，あるセトリング時間をもつ出力信号（１２）を供給する。この出力信号について，そのセトリング時間を決定する。出力信号は，変調波形で振幅変調する（２０）。この変調した出力信号について，これを表すセンス信号を発生する（２６）。そのセンス信号を，出力信号のセトリング時間に基づくサンプリング時点にてサンプリングし（２８），このサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生する。サンプリングしたセンス信号のこのデジタル表現に基づき，上記出力の振幅変調を制御する（１４）。
【解決手段】発生器の出力（２２）は，あるインピーダンスをもつ負荷に対し，あるセトリング時間をもつ出力信号（１２）を供給する。この出力信号について，そのセトリング時間を決定する。出力信号は，変調波形で振幅変調する（２０）。この変調した出力信号について，これを表すセンス信号を発生する（２６）。そのセンス信号を，出力信号のセトリング時間に基づくサンプリング時点にてサンプリングし（２８），このサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生する。サンプリングしたセンス信号のこのデジタル表現に基づき，上記出力の振幅変調を制御する（１４）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，一般的には電力出力を提供する発生器（generator）に関し，そして詳細には変調した出力波形を供給する電力発生器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
変調された出力を提供する発生器は，その出力を制御するのに使用する波形センス／制御技術によって種々の面で制約を受ける。代表的には，在来の発生器は，その出力波形を表すセンス信号の正に向かう傾斜を追跡する制御法を用いている。このセンス信号の立ち上がりエッジは，電荷ダンプ−ホールド回路（ＣＤＨ（charge-dump-hold）回路）によって追跡する。このＣＤＨ回路は，波形の追跡を続け，そしてこれは，プラントのセトリング時間を考慮した所定量の時間後にセンス信号の値を測定するまで，行う。ホールド回路は，出力変調のディスエーブルと同時に活性化して，これにより，変調パラメータに拘わらずに有効な連続ＤＣ出力を提供する。伝達電力のような出力特性は，上記測定したパラメータにパルス化出力デューティー比を乗算することによって計算する。例えば，５０％のデューティー比で１０００ワットのピーク電力測定値の場合，計算した伝達出力電力は５００ワットとなる。
【０００３】
上述のセンス／制御技法の制約には，プラントのセトリング時間を予め測定しておく必要があることが含まれ，ＣＤＨ回路応答は，システムの帯域幅を制限し，したがってこの技術は，出力波形の正のエッジと負のエッジの両方を追跡することができず，このため任意の振幅出力波形を制御することができない。セトリング時間は，一般には，研究室での実験に基づき得られるものであり，そしてこれは，システム稼働の間において使用するために記憶させる。プラントのセトリング時間は，駆動中の負荷インピーダンスに基づき，多くのシステムで変動することになる。単一の負荷インピーダンスに基づくセトリング時間を使用すれば，計算した出力パラメータの確度は，負荷インピーダンスに依存して変化する場合があり，これは，整合したシステムに対して，または出力特性の計算における高いレベルの不正確さに耐えることができるシステムに対してこの制御技術の使用を制限する。
【０００４】
ＣＤＨ回路の応答時間により課されるシステム帯域幅に対する制約は，出力波形の最小パルス幅を決定する際における制限ファクタとなることがある。測定システム（すなわち，ＣＤＨ回路）に発生器システムの速度を制限させることは，通常のエンジニアリング手法と逆のこととなる。正エッジおよび負エッジの両方を追跡できないことは，パルスが変調用波形のローのサイクルの間においてゼロにリターンするような出力波形を制御することに対し，この制御技術を制限する。両方のエッジを追跡する能力なしで任意に振幅の変調波形を制御することは，一般的に達成することが不可能である。したがって，在来の発生器制御技術は，通常は，発生器システムが出力特性の不正確な生成および測定を許容することができない限り，パルス化出力波形を制御することに制限される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
在来の発生器制御技術は，制限された稼働条件の下で変調した出力波形を提供するのに使用できるが，これら技術は，センサ／測定回路によって制限されない発生器を提供する能力をもつことは判明していない。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
発生器の出力を制御する方法およびシステムを提供する。前記出力は，あるインピーダンスをもつ負荷に対し，あるセトリング時間をもつ出力信号を供給する。この出力信号の前記セトリング時間を決定する。前記出力信号は，変調波形によって振幅変調する。この変調した出力信号を表すセンス信号を発生する。前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングする。このサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生する。サンプリングした前記センス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力の振幅変調を制御する。
【０００７】
本発明の更に別の応用領域は，以下の詳細な説明から明かとなる。理解されるべきであるが，この詳細な説明および特定の例は，本発明の好ましい実施形態を示すものであるが，例示のためのみであって，本発明の範囲を限定する意図のものではない。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は，本発明の現在好ましい実施形態を示すブロック図。
【図２】図２は，本発明の教示内容に従う，パルス・コントローラに結合した出力検出器を示すブロック図。
【図３】図３Ａは，本発明の教示内容に従う，発生器電力出力を制御するためのプロセスを示すフロー図。 図３Ｂは，その電力出力のタイミング関係を示す波形図。
【図４】図４は，本発明の教示内容に従う，遅延時間を決定するためのプロセスを示すフロー図。
【図５】図５Ａは，本発明の教示内容に従う，過駆動形増幅器回路の実施形態を示す。 図５Ｂは，本発明の教示内容に従う，リニアＲＦ増幅器回路の実施形態を示す。
【図６】図６は，プラズマ発生器出力の包絡線を示す種々の波形図を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
好ましい実施形態の以下の説明は，性質上単なる例示であり，本発明，その応用または使用をいかなる方法でも限定することを意図したものではない。図１を参照すると，これには，プラズマ処理システム（不図示）に対し電力出力１２を供給するプラズマ発生器１０を示している。本発明の範囲は，電力出力１２を供給することを含み，これにおいては，その制御する特性は，出力電圧，出力電流，出力正方向電力，出力反射電力，出力エネルギとすることができる。プラズマ発生器１０は，システム・コントローラ１４を備え，これは，制御信号を発生し，処理監視信号および障害信号を発生するためのものである。外部インターフェース１６は，システム・コントローラ１４に対し，外部機器またはユーザとの通信インターフェースのためのインターフェース・バスを介して接続する。システム・コントローラ１４に接続したドライバ１８は，上記制御信号に対応するバッファされた駆動信号を発生する。これら駆動信号は，変調器２０を駆動し，そしてこの変調器は，整流されたライン電力を未フィルタ処理の出力に変換する。未フィルタ処理のこの出力は，出力アセンブリ２２に結合し，そしてこのアセンブリは，出力フィルタ２４と検出器２６とを備えている。未フィルタ処理出力は，出力フィルタ２４でフィルタ処理することによって，電力出力１２を発生する。検出器２６は，センス信号を発生し，この信号は，出力電圧１２の少なくとも１つの信号特性に対応する。好ましくは，Ｖ／Ｉプローブは，検出器２６として用いるが，本発明の範囲には，ミクサまたは方向性結合器のような他の検出器も含まれる。パルス・コントローラ２８は，センス信号をデジタル化したセンス信号に変換し，そして出力電圧信号特性を処理する。パルス・コントローラ２８は，変調信号３０と振幅制御信号３２とを発生する。変調信号３０は，単一ライン信号であって，これは，ドライバ出力の振幅および周波数を制御するためにドライバ１８に結合している。デジタル化したフィードバック信号３２は，システム・コントローラ１４に対しデジタル・バス３４を介して結合するデジタル化信号である。デジタル化フィードバック信号３２が供給する情報は，システム・コントローラ１４が使用することによって，電力出力１２の振幅を制御する。パルス・コントローラ２８は，特にプラズマ発生器に組み込むのに適しているが，理解されるように，このパルス・コントローラは，変調出力を提供する種々の発生器において使用することもできる。
【００１０】
図２を参照すると，これには，パルス・コントローラ２８の現在好ましい実施形態の詳細なブロック図を示している。パルス・コントローラ２８は，サンプラ３０を備え，これは，出力検出器２６に結合している。サンプラ３０は，出力検出器２６からのセンス信号をサンプリングし，そしてデジタル化センス信号に変換する。好ましくは，サンプラは，低速のアナログ−デジタル変換器である。プロセッサ３２は，サンプラ３０を制御し，そしてデジタル化センス信号を処理する。プロセッサ３２は，好ましくは，マイクロコントローラであるが，マイクロプロセッサ，デジタル信号プロセッサ，フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ，およびプログラマブル・ロジック・デバイスのような他のプロセッサも本発明の範囲内である。好ましい実施形態においては，別々のプロセッサを，パルス・コントローラ２８およびシステム・コントローラ１４に対し使用し，これによって，パルス・コントローラ２８が検出器２６の近くに配置できるようにする。メモリ３４は，プロセッサ３２のためのデータ記憶機能を提供する。
【００１１】
図３Ａおよび図３Ｂを参照すると，これには，プラズマ発生器１０の出力を制御するためのプロセスと，発生器出力の出力波形４２とをそれぞれ示している。ステップ４０においては，遅延時間を決定し，これは，発生器出力の変化をポイント４４で指令した時から始まり，そして出力波形４２が，出力セトリング時間後の安定化したレベルのような所定のレベルに達するまでである。この遅延時間を決定する方法には，ルックアップ・テーブルの使用，外部入力の受け取り，並びに本明細書の後の部分で詳細に説明する繰り返しプロシージャ（procedure）を走らせることによる遅延時間の動的な決定，が含まれる。ルックアップ・テーブルは，遅延時間を含み，これは，セトリング時間，初期出力電圧レベル，最終出力電圧レベルおよび温度のような種々の動作パラメータの関数となる。それら動作パラメータに対応する遅延時間は，好ましくは，発生器１０の実際の動作状態に対応するセトリング時間を測定することによって決定する。しかし，遅延時間を計算すること，コンピュータ・シミュレーションを走らせること，ベースラインの発生器に関連した遅延時間を測定すること，によってルックアップ・テーブルの遅延時間を決定することは，本発明の範囲内である。ステップ４８においては，出力電圧変調をポイント４４でイネーブルする。ステップ５０では，パルス・コントローラ２８は，発生器出力を測定するまでに所定の遅延時間の間待機する。ステップ５２では，パルス・コントローラ２８は，発生器出力をサンプリングする（ポイント４６）。ステップ５４でサンプリングされた発生器出力がデジタル化信号に変換される。遅延時間を評価することにより，発生器出力のレベルを判定するのに，状態変化後の出力の単一のサンプルしかデジタル化することを要しない。したがって，サンプリングした出力をデジタル化信号に変換するためには，比較的遅いアナログ−デジタル変換器を，好ましくは使用する。加えて，サンプリングした信号のデジタル化信号へのこの変換は，好ましくは，検出器２６の物理的に近いところで行うことにより，このサンプリングした信号へのノイズ結合を最小限にする。これとは逆に，在来の発生器は，非常に高速のサンプラとデジタル変換器との組み合わせを使用し，そしてこれは，その発生器出力を，その出力の変調がイネーブルされた時からその出力が安定化するまでの期間に渡って継続してサンプリングし変換する。非常に高速のサンプラとデジタル変換器の組み合わせは，大変高価であり，そして出力の測定値に対し，高速動作の結果であるサンプラ内におけるスイッチング・ノイズおよび誤差に起因して，誤差を導入する。ステップ５６においては，デジタル化信号に応答して，変調レベルを調節することにより，発生器出力と基準電圧との間の誤差を低減する。
【００１２】
図４を参照すると，これには，変調の開始から発生器出力が安定となる時までの時間の長さを決定するプロセスを示している。ステップ６０において，発生器出力の波形特性を選択する。この選択可能な波形特性には，初期電圧レベル，最終電圧レベル，周波数，立ち上がり時間，立ち下がり時間，パルス時間周期が含まれる。ステップ６２では，出力変調を開始する。この変調波形は，好ましくは，単一パルスにセットするが，幅広く離間したパルスのバースト，および幅広く離間したパルスの連続したストリングのような他の波形も，本発明の範囲内である。ステップ６４において，評価遅延時間を，二進探索またはシーケンシャル探索のような探索規準に基づき選択する。この評価遅延時間は，変調の開始から発生器出力が安定となるまでに経過すると予測される評価時間を表す。ステップ６６では，その評価遅延時間が経過したときに，１つのサンプルを出力から取得する。好ましくは，出力の遷移当たりたった１つのサンプルのみを取得し，これによって，低速で低コストのＤ／Ａを用いることができるようにする。ステップ６８では，そのサンプリングした出力をデジタル化信号に変換する。ステップ７０では，デジタル化信号を評価することによって，出力が遷移を通過しそして安定化したかどうか判定する。出力が安定化していない場合，制御はステップ６２に戻り，そして別の変調パルスを送る。もし出力が安定化している場合，ステップ７２において，その遅延時間および波形パラメータを，後での参照のためにルックアップ・テーブルに格納する。
【００１３】
図５Ａおよび図５Ｂを参照すると，これには，プラズマ発生器出力を振幅変調する２つの方法を示している。振幅変調した出力を使用することにより，プラズマ発生器を使用している最中のプロセスをもっと緊密に制御するようにする。ＤＣを含む任意の周波数で動作しているプラズマ処理システム発生器の出力は，任意の波形形状または周波数の第２の波形で振幅変調することにより，どのような任意の出力包絡線も発生する。この発生器出力の周波数スペクトルを制御することにより，元の入力に存在していない追加の周波数を発生することもできる。加えて，入力の振幅，入力周波数，導関数は，変調用の信号の振幅およびＤＣオフセットの関数として変化する。
【００１４】
図５Ａにおいて，過駆動増幅器８２の電源電圧８０を変調することによって，印加される電圧包絡線の二乗であるである電力包絡線を発生する。固定ドライブ８４は，増幅器８２を過駆動するための信号を提供する。電源電圧８０は，リニア電力源およびスイッチ・モード電力源のような変調器８６が生成する。変調器８６は，周期的なまたは非周期的な波形形状をもつ入力信号８８で駆動する。１００ｋＨｚよりも大きい帯域幅は，増幅器８２では実現可能である。この波形形状の複製は，電源電圧８０を変化させる変調器により，発生器出力の包絡線において生成される。
【００１５】
図５Ｂを参照すると，これには，本発明の原理による別の振幅変調の実施形態を示している。固定ドライブ９０は，入力信号９２と乗算することによって，リニアＲＦ増幅器９６に対し変調した入力信号９４を発生する。リニアＲＦ増幅器９６は，その変調入力信号９４を増幅器することによって，プラズマ発生器出力を変調するための信号を発生する。図５Ｂのリニア増幅器実施形態は，有利にも，図５Ａの電源電圧変調と同じ振幅変調出力を，より広い変調帯域幅で発生する。図示にはプラズマ発生器出力を振幅変調するたった２つの技術しか示していないが，本発明の範囲には，プラズマ発生器出力を振幅変調するための他の方法を使用することも含まれる。
【００１６】
図６を参照すると，これには，本発明の原理による振幅変調出力をもつプラズマ発生器からの波形形状のいくつかの例を示している。第１の波形１００は発生器出力を示しており，この出力においては，予め選択した周波数の正弦波で矩形パルスを変調することにより，矩形パルスのエッジの角を制御した方法で丸めている。より低い周波数の正弦波を選択することにより，パルス・エッジのより大きな丸めが実現される。
【００１７】
波形１０２は，より高度に複雑な形状を複製した，振幅変調発生器出力の１つの実施形態の出力信号の例を示している。
【００１８】
波形１０４および１０６は，振幅およびオフセットが発生器のダイナミックレンジ内のいたるところで変化した，振幅変調発生器出力の１つの実施形態の出力信号を示している。
【００１９】
波形１０８は，多数の周波数を生成した，振幅変調発生器の１つの実施形態の出力信号を示している。有利にも，この出力信号を発生するためには，出力信号の異なった周波数成分を各々発生する多数の発生器ではなく，たった１つの振幅変調形発生器が必要なだけである。
【００２０】
本発明の以上の説明は，単なる例示であり，したがって本発明の要旨から逸脱しない変更例は，本発明の範囲内に入るものであることを意図している。このような変更例は，本発明の要旨および範囲から逸脱するものとみなされるべきではない。
【符号の説明】
【００２１】
１０ プラズマ発生器
１２ 電力出力
１４ システム・コントローラ
１６ 外部インターフェース
１８ ドライバ
２０ 変調器
２２ 出力アセンブリ
２４ 出力フィルタ
２６ 検出器
２８ パルス・コントローラ
【技術分野】
【０００１】
本発明は，一般的には電力出力を提供する発生器（generator）に関し，そして詳細には変調した出力波形を供給する電力発生器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
変調された出力を提供する発生器は，その出力を制御するのに使用する波形センス／制御技術によって種々の面で制約を受ける。代表的には，在来の発生器は，その出力波形を表すセンス信号の正に向かう傾斜を追跡する制御法を用いている。このセンス信号の立ち上がりエッジは，電荷ダンプ−ホールド回路（ＣＤＨ（charge-dump-hold）回路）によって追跡する。このＣＤＨ回路は，波形の追跡を続け，そしてこれは，プラントのセトリング時間を考慮した所定量の時間後にセンス信号の値を測定するまで，行う。ホールド回路は，出力変調のディスエーブルと同時に活性化して，これにより，変調パラメータに拘わらずに有効な連続ＤＣ出力を提供する。伝達電力のような出力特性は，上記測定したパラメータにパルス化出力デューティー比を乗算することによって計算する。例えば，５０％のデューティー比で１０００ワットのピーク電力測定値の場合，計算した伝達出力電力は５００ワットとなる。
【０００３】
上述のセンス／制御技法の制約には，プラントのセトリング時間を予め測定しておく必要があることが含まれ，ＣＤＨ回路応答は，システムの帯域幅を制限し，したがってこの技術は，出力波形の正のエッジと負のエッジの両方を追跡することができず，このため任意の振幅出力波形を制御することができない。セトリング時間は，一般には，研究室での実験に基づき得られるものであり，そしてこれは，システム稼働の間において使用するために記憶させる。プラントのセトリング時間は，駆動中の負荷インピーダンスに基づき，多くのシステムで変動することになる。単一の負荷インピーダンスに基づくセトリング時間を使用すれば，計算した出力パラメータの確度は，負荷インピーダンスに依存して変化する場合があり，これは，整合したシステムに対して，または出力特性の計算における高いレベルの不正確さに耐えることができるシステムに対してこの制御技術の使用を制限する。
【０００４】
ＣＤＨ回路の応答時間により課されるシステム帯域幅に対する制約は，出力波形の最小パルス幅を決定する際における制限ファクタとなることがある。測定システム（すなわち，ＣＤＨ回路）に発生器システムの速度を制限させることは，通常のエンジニアリング手法と逆のこととなる。正エッジおよび負エッジの両方を追跡できないことは，パルスが変調用波形のローのサイクルの間においてゼロにリターンするような出力波形を制御することに対し，この制御技術を制限する。両方のエッジを追跡する能力なしで任意に振幅の変調波形を制御することは，一般的に達成することが不可能である。したがって，在来の発生器制御技術は，通常は，発生器システムが出力特性の不正確な生成および測定を許容することができない限り，パルス化出力波形を制御することに制限される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
在来の発生器制御技術は，制限された稼働条件の下で変調した出力波形を提供するのに使用できるが，これら技術は，センサ／測定回路によって制限されない発生器を提供する能力をもつことは判明していない。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
発生器の出力を制御する方法およびシステムを提供する。前記出力は，あるインピーダンスをもつ負荷に対し，あるセトリング時間をもつ出力信号を供給する。この出力信号の前記セトリング時間を決定する。前記出力信号は，変調波形によって振幅変調する。この変調した出力信号を表すセンス信号を発生する。前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングする。このサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生する。サンプリングした前記センス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力の振幅変調を制御する。
【０００７】
本発明の更に別の応用領域は，以下の詳細な説明から明かとなる。理解されるべきであるが，この詳細な説明および特定の例は，本発明の好ましい実施形態を示すものであるが，例示のためのみであって，本発明の範囲を限定する意図のものではない。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は，本発明の現在好ましい実施形態を示すブロック図。
【図２】図２は，本発明の教示内容に従う，パルス・コントローラに結合した出力検出器を示すブロック図。
【図３】図３Ａは，本発明の教示内容に従う，発生器電力出力を制御するためのプロセスを示すフロー図。 図３Ｂは，その電力出力のタイミング関係を示す波形図。
【図４】図４は，本発明の教示内容に従う，遅延時間を決定するためのプロセスを示すフロー図。
【図５】図５Ａは，本発明の教示内容に従う，過駆動形増幅器回路の実施形態を示す。 図５Ｂは，本発明の教示内容に従う，リニアＲＦ増幅器回路の実施形態を示す。
【図６】図６は，プラズマ発生器出力の包絡線を示す種々の波形図を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
好ましい実施形態の以下の説明は，性質上単なる例示であり，本発明，その応用または使用をいかなる方法でも限定することを意図したものではない。図１を参照すると，これには，プラズマ処理システム（不図示）に対し電力出力１２を供給するプラズマ発生器１０を示している。本発明の範囲は，電力出力１２を供給することを含み，これにおいては，その制御する特性は，出力電圧，出力電流，出力正方向電力，出力反射電力，出力エネルギとすることができる。プラズマ発生器１０は，システム・コントローラ１４を備え，これは，制御信号を発生し，処理監視信号および障害信号を発生するためのものである。外部インターフェース１６は，システム・コントローラ１４に対し，外部機器またはユーザとの通信インターフェースのためのインターフェース・バスを介して接続する。システム・コントローラ１４に接続したドライバ１８は，上記制御信号に対応するバッファされた駆動信号を発生する。これら駆動信号は，変調器２０を駆動し，そしてこの変調器は，整流されたライン電力を未フィルタ処理の出力に変換する。未フィルタ処理のこの出力は，出力アセンブリ２２に結合し，そしてこのアセンブリは，出力フィルタ２４と検出器２６とを備えている。未フィルタ処理出力は，出力フィルタ２４でフィルタ処理することによって，電力出力１２を発生する。検出器２６は，センス信号を発生し，この信号は，出力電圧１２の少なくとも１つの信号特性に対応する。好ましくは，Ｖ／Ｉプローブは，検出器２６として用いるが，本発明の範囲には，ミクサまたは方向性結合器のような他の検出器も含まれる。パルス・コントローラ２８は，センス信号をデジタル化したセンス信号に変換し，そして出力電圧信号特性を処理する。パルス・コントローラ２８は，変調信号３０と振幅制御信号３２とを発生する。変調信号３０は，単一ライン信号であって，これは，ドライバ出力の振幅および周波数を制御するためにドライバ１８に結合している。デジタル化したフィードバック信号３２は，システム・コントローラ１４に対しデジタル・バス３４を介して結合するデジタル化信号である。デジタル化フィードバック信号３２が供給する情報は，システム・コントローラ１４が使用することによって，電力出力１２の振幅を制御する。パルス・コントローラ２８は，特にプラズマ発生器に組み込むのに適しているが，理解されるように，このパルス・コントローラは，変調出力を提供する種々の発生器において使用することもできる。
【００１０】
図２を参照すると，これには，パルス・コントローラ２８の現在好ましい実施形態の詳細なブロック図を示している。パルス・コントローラ２８は，サンプラ３０を備え，これは，出力検出器２６に結合している。サンプラ３０は，出力検出器２６からのセンス信号をサンプリングし，そしてデジタル化センス信号に変換する。好ましくは，サンプラは，低速のアナログ−デジタル変換器である。プロセッサ３２は，サンプラ３０を制御し，そしてデジタル化センス信号を処理する。プロセッサ３２は，好ましくは，マイクロコントローラであるが，マイクロプロセッサ，デジタル信号プロセッサ，フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ，およびプログラマブル・ロジック・デバイスのような他のプロセッサも本発明の範囲内である。好ましい実施形態においては，別々のプロセッサを，パルス・コントローラ２８およびシステム・コントローラ１４に対し使用し，これによって，パルス・コントローラ２８が検出器２６の近くに配置できるようにする。メモリ３４は，プロセッサ３２のためのデータ記憶機能を提供する。
【００１１】
図３Ａおよび図３Ｂを参照すると，これには，プラズマ発生器１０の出力を制御するためのプロセスと，発生器出力の出力波形４２とをそれぞれ示している。ステップ４０においては，遅延時間を決定し，これは，発生器出力の変化をポイント４４で指令した時から始まり，そして出力波形４２が，出力セトリング時間後の安定化したレベルのような所定のレベルに達するまでである。この遅延時間を決定する方法には，ルックアップ・テーブルの使用，外部入力の受け取り，並びに本明細書の後の部分で詳細に説明する繰り返しプロシージャ（procedure）を走らせることによる遅延時間の動的な決定，が含まれる。ルックアップ・テーブルは，遅延時間を含み，これは，セトリング時間，初期出力電圧レベル，最終出力電圧レベルおよび温度のような種々の動作パラメータの関数となる。それら動作パラメータに対応する遅延時間は，好ましくは，発生器１０の実際の動作状態に対応するセトリング時間を測定することによって決定する。しかし，遅延時間を計算すること，コンピュータ・シミュレーションを走らせること，ベースラインの発生器に関連した遅延時間を測定すること，によってルックアップ・テーブルの遅延時間を決定することは，本発明の範囲内である。ステップ４８においては，出力電圧変調をポイント４４でイネーブルする。ステップ５０では，パルス・コントローラ２８は，発生器出力を測定するまでに所定の遅延時間の間待機する。ステップ５２では，パルス・コントローラ２８は，発生器出力をサンプリングする（ポイント４６）。ステップ５４でサンプリングされた発生器出力がデジタル化信号に変換される。遅延時間を評価することにより，発生器出力のレベルを判定するのに，状態変化後の出力の単一のサンプルしかデジタル化することを要しない。したがって，サンプリングした出力をデジタル化信号に変換するためには，比較的遅いアナログ−デジタル変換器を，好ましくは使用する。加えて，サンプリングした信号のデジタル化信号へのこの変換は，好ましくは，検出器２６の物理的に近いところで行うことにより，このサンプリングした信号へのノイズ結合を最小限にする。これとは逆に，在来の発生器は，非常に高速のサンプラとデジタル変換器との組み合わせを使用し，そしてこれは，その発生器出力を，その出力の変調がイネーブルされた時からその出力が安定化するまでの期間に渡って継続してサンプリングし変換する。非常に高速のサンプラとデジタル変換器の組み合わせは，大変高価であり，そして出力の測定値に対し，高速動作の結果であるサンプラ内におけるスイッチング・ノイズおよび誤差に起因して，誤差を導入する。ステップ５６においては，デジタル化信号に応答して，変調レベルを調節することにより，発生器出力と基準電圧との間の誤差を低減する。
【００１２】
図４を参照すると，これには，変調の開始から発生器出力が安定となる時までの時間の長さを決定するプロセスを示している。ステップ６０において，発生器出力の波形特性を選択する。この選択可能な波形特性には，初期電圧レベル，最終電圧レベル，周波数，立ち上がり時間，立ち下がり時間，パルス時間周期が含まれる。ステップ６２では，出力変調を開始する。この変調波形は，好ましくは，単一パルスにセットするが，幅広く離間したパルスのバースト，および幅広く離間したパルスの連続したストリングのような他の波形も，本発明の範囲内である。ステップ６４において，評価遅延時間を，二進探索またはシーケンシャル探索のような探索規準に基づき選択する。この評価遅延時間は，変調の開始から発生器出力が安定となるまでに経過すると予測される評価時間を表す。ステップ６６では，その評価遅延時間が経過したときに，１つのサンプルを出力から取得する。好ましくは，出力の遷移当たりたった１つのサンプルのみを取得し，これによって，低速で低コストのＤ／Ａを用いることができるようにする。ステップ６８では，そのサンプリングした出力をデジタル化信号に変換する。ステップ７０では，デジタル化信号を評価することによって，出力が遷移を通過しそして安定化したかどうか判定する。出力が安定化していない場合，制御はステップ６２に戻り，そして別の変調パルスを送る。もし出力が安定化している場合，ステップ７２において，その遅延時間および波形パラメータを，後での参照のためにルックアップ・テーブルに格納する。
【００１３】
図５Ａおよび図５Ｂを参照すると，これには，プラズマ発生器出力を振幅変調する２つの方法を示している。振幅変調した出力を使用することにより，プラズマ発生器を使用している最中のプロセスをもっと緊密に制御するようにする。ＤＣを含む任意の周波数で動作しているプラズマ処理システム発生器の出力は，任意の波形形状または周波数の第２の波形で振幅変調することにより，どのような任意の出力包絡線も発生する。この発生器出力の周波数スペクトルを制御することにより，元の入力に存在していない追加の周波数を発生することもできる。加えて，入力の振幅，入力周波数，導関数は，変調用の信号の振幅およびＤＣオフセットの関数として変化する。
【００１４】
図５Ａにおいて，過駆動増幅器８２の電源電圧８０を変調することによって，印加される電圧包絡線の二乗であるである電力包絡線を発生する。固定ドライブ８４は，増幅器８２を過駆動するための信号を提供する。電源電圧８０は，リニア電力源およびスイッチ・モード電力源のような変調器８６が生成する。変調器８６は，周期的なまたは非周期的な波形形状をもつ入力信号８８で駆動する。１００ｋＨｚよりも大きい帯域幅は，増幅器８２では実現可能である。この波形形状の複製は，電源電圧８０を変化させる変調器により，発生器出力の包絡線において生成される。
【００１５】
図５Ｂを参照すると，これには，本発明の原理による別の振幅変調の実施形態を示している。固定ドライブ９０は，入力信号９２と乗算することによって，リニアＲＦ増幅器９６に対し変調した入力信号９４を発生する。リニアＲＦ増幅器９６は，その変調入力信号９４を増幅器することによって，プラズマ発生器出力を変調するための信号を発生する。図５Ｂのリニア増幅器実施形態は，有利にも，図５Ａの電源電圧変調と同じ振幅変調出力を，より広い変調帯域幅で発生する。図示にはプラズマ発生器出力を振幅変調するたった２つの技術しか示していないが，本発明の範囲には，プラズマ発生器出力を振幅変調するための他の方法を使用することも含まれる。
【００１６】
図６を参照すると，これには，本発明の原理による振幅変調出力をもつプラズマ発生器からの波形形状のいくつかの例を示している。第１の波形１００は発生器出力を示しており，この出力においては，予め選択した周波数の正弦波で矩形パルスを変調することにより，矩形パルスのエッジの角を制御した方法で丸めている。より低い周波数の正弦波を選択することにより，パルス・エッジのより大きな丸めが実現される。
【００１７】
波形１０２は，より高度に複雑な形状を複製した，振幅変調発生器出力の１つの実施形態の出力信号の例を示している。
【００１８】
波形１０４および１０６は，振幅およびオフセットが発生器のダイナミックレンジ内のいたるところで変化した，振幅変調発生器出力の１つの実施形態の出力信号を示している。
【００１９】
波形１０８は，多数の周波数を生成した，振幅変調発生器の１つの実施形態の出力信号を示している。有利にも，この出力信号を発生するためには，出力信号の異なった周波数成分を各々発生する多数の発生器ではなく，たった１つの振幅変調形発生器が必要なだけである。
【００２０】
本発明の以上の説明は，単なる例示であり，したがって本発明の要旨から逸脱しない変更例は，本発明の範囲内に入るものであることを意図している。このような変更例は，本発明の要旨および範囲から逸脱するものとみなされるべきではない。
【符号の説明】
【００２１】
１０ プラズマ発生器
１２ 電力出力
１４ システム・コントローラ
１６ 外部インターフェース
１８ ドライバ
２０ 変調器
２２ 出力アセンブリ
２４ 出力フィルタ
２６ 検出器
２８ パルス・コントローラ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発生器の出力を制御する制御方法であって，前記出力が，あるインピーダンスをもつ負荷に対し出力信号を供給し，前記出力信号がセトリング時間を有し，前記制御方法が，
前記出力信号の前記セトリング時間を決定するステップと，
前記出力信号を変調波形で振幅変調するステップと，
前記の変調した出力信号を表すセンス信号を発生するステップと，
前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングするステップと，
前記のサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生するステップと，
前記サンプリングしたセンス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力信号の前記振幅変調を制御するステップと，
前記出力信号をプラズマ室に加えるステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法において，前記出力信号は，出力電圧，出力電流，出力正方向電力，出力反射電力，出力エネルギのグループから選択されることを特徴とする制御方法。
【請求項３】
請求項１記載の方法において，前記セトリング時間は，前記負荷インピーダンスに依存し，
前記の決定するステップは，前記負荷インピーダンスに対応する前記セトリング時間を決定することを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項４】
請求項１記載の方法において，前記のセトリング時間を決定するステップは，
前記出力を駆動するための振幅を有する変調波形を発生するステップと，
前記センス信号をサンプリングする前にある時間の間遅延させるステップと，
前記出力が，前記変調波形に対応するレベルに安定化したかどうか決定するステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項５】
請求項４記載の方法において，前記変調波形は，パルス化信号であることを特徴とする制御方法。
【請求項６】
請求項４記載の方法において，前記センス信号をサンプリングする前に遅延させるべき前記時間を決定するため，探索アルゴリズムを使用することを特徴とする制御方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法において，前記探索アルゴリズムは，二進探索アルゴリズムであること，を特徴とする制御方法。
【請求項８】
請求項１記載の方法において，前記のセトリング時間を決定するステップは，ルックアップ・テーブルから前記セトリング時間を選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法であって，さらに，発生器動作パラメータに対応する前記出力信号のセトリング時間をもつルックアップ・テーブルを発生するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１０】
負荷に印加すべき振幅変調した出力を発生するプラズマ発生器であって，
変調信号を発生する振幅変調増幅器と，
駆動信号を供給するため前記振幅変調増幅器に結合した固定ドライブと，
ある波形形状を持つ入力信号を発生し，該波形形状を変化させるパルス・コントローラとを含み，
前記振幅変調増幅器は，前記駆動信号を，前記入力信号と組み合わせることによって，前記入力信号に対応する波形形状をもつ前記変調信号を発生し，該変調信号をプラズマ室に入力することを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１１】
請求項１０記載の発生器であって，前記振幅変調増幅器は，
前記振幅変調した出力を表すセンス信号を発生するセンサと，
前記センス信号をデジタル化信号に変換するため前記センサに結合したアナログ−デジタル変換器とを含み，
前記アナログ−デジタル変換器に結合した前記パルス・コントローラが，前記変調信号の前記振幅を前記デジタル化信号に基づき制御することによって，前記振幅変調した出力が基準波形を追跡するよう制御されるようにすることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１２】
請求項１０記載の発生器において，前記振幅変調増幅器は，
前記入力信号に応答して，前記入力信号の波形形状に対応する波形形状をもつ電源電圧を発生するよう動作可能な変調器と，
前記固定ドライブと出力アセンブリとの間に結合され，前記電源電圧と過駆動ＲＦ増幅器を過駆動する駆動信号とに基づいて前記変調信号を発生する過駆動ＲＦ増幅器であって，前記電源電圧を受けるため，前記変調器に結合した電源入力を有する，前記の過駆動ＲＦ増幅器と，
を含むことを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１３】
請求項１２記載の発生器において，前記変調器は，スイッチ・モード電力源であることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１４】
請求項１２記載の発生器において，前記変調器は，リニア電力源であることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１５】
請求項１０記載の発生器において，前記振幅変調増幅器は，
前記駆動信号と入力信号を組み合わせることによって合成信号を形成する乗算器と，
前記変調信号を発生するため前記乗算器と出力アセンブリとの間に結合したリニア増幅器であって，前記変調信号が前記合成信号に対応する，前記のリニア増幅器と，
を含むことを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１６】
プラズマ発生器の出力を制御する制御方法であって，前記出力があるインピーダンスをもつ負荷に対し出力信号を供給し，前記出力信号がセトリング時間を有し，前記制御方法が，
ａ）前記出力信号の前記セトリング時間を決定するステップであって，
１）前記出力を駆動するための振幅を有する第１の変調波形を発生するステップと，
２）前記センス信号をサンプリングする前にある時間の間遅延させるステップと，
３）前記出力が，前記第１の変調波形に対応するレベルに安定化したかどうか決定するステップと，
を含む，前記の決定するステップと，
ｂ）前記出力信号を第２の変調波形で振幅変調するステップと，
ｃ）前記の変調した出力信号を表すセンス信号を発生するステップと，
ｄ）前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングするステップと，
ｅ）前記のサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生するステップと，
ｆ）前記サンプリングしたセンス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力の前記振幅変調を制御するステップと，
ｇ）前記振幅変調信号をプラズマ室に加えるステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１７】
請求項１６記載の方法であって，さらに，
前記セトリング時間をルックアップ・テーブルに格納するステップと，
前記セトリング時間に対応する前記プラズマ発生器の動作パラメータを，前記ルックアップ・テーブルに格納するステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の方法において，前記動作パラメータは，初期出力信号レベル，最終出力信号レベル，出力信号周波数，出力信号立ち上がり時間，出力信号立ち下がり時間のグループから選択したことを特徴とする制御方法。
【請求項１９】
請求項１６記載の方法において，さらに，前記第２の変調波形に対し動作パラメータを選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２０】
請求項１６記載の方法において，Ｖ／Ｉプローブを使用して前記出力を検知することを特徴とする制御方法。
【請求項２１】
請求項１６記載の方法において，前記の遅延させるステップは，さらに，探索アルゴリズムを使用して前記所定の時間を選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２２】
請求項１０記載の発生器において，前記入力信号は，周期的または非周期的な波形形状を有している，プラズマ発生器。
【請求項１】
発生器の出力を制御する制御方法であって，前記出力が，あるインピーダンスをもつ負荷に対し出力信号を供給し，前記出力信号がセトリング時間を有し，前記制御方法が，
前記出力信号の前記セトリング時間を決定するステップと，
前記出力信号を変調波形で振幅変調するステップと，
前記の変調した出力信号を表すセンス信号を発生するステップと，
前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングするステップと，
前記のサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生するステップと，
前記サンプリングしたセンス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力信号の前記振幅変調を制御するステップと，
前記出力信号をプラズマ室に加えるステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法において，前記出力信号は，出力電圧，出力電流，出力正方向電力，出力反射電力，出力エネルギのグループから選択されることを特徴とする制御方法。
【請求項３】
請求項１記載の方法において，前記セトリング時間は，前記負荷インピーダンスに依存し，
前記の決定するステップは，前記負荷インピーダンスに対応する前記セトリング時間を決定することを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項４】
請求項１記載の方法において，前記のセトリング時間を決定するステップは，
前記出力を駆動するための振幅を有する変調波形を発生するステップと，
前記センス信号をサンプリングする前にある時間の間遅延させるステップと，
前記出力が，前記変調波形に対応するレベルに安定化したかどうか決定するステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項５】
請求項４記載の方法において，前記変調波形は，パルス化信号であることを特徴とする制御方法。
【請求項６】
請求項４記載の方法において，前記センス信号をサンプリングする前に遅延させるべき前記時間を決定するため，探索アルゴリズムを使用することを特徴とする制御方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法において，前記探索アルゴリズムは，二進探索アルゴリズムであること，を特徴とする制御方法。
【請求項８】
請求項１記載の方法において，前記のセトリング時間を決定するステップは，ルックアップ・テーブルから前記セトリング時間を選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法であって，さらに，発生器動作パラメータに対応する前記出力信号のセトリング時間をもつルックアップ・テーブルを発生するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１０】
負荷に印加すべき振幅変調した出力を発生するプラズマ発生器であって，
変調信号を発生する振幅変調増幅器と，
駆動信号を供給するため前記振幅変調増幅器に結合した固定ドライブと，
ある波形形状を持つ入力信号を発生し，該波形形状を変化させるパルス・コントローラとを含み，
前記振幅変調増幅器は，前記駆動信号を，前記入力信号と組み合わせることによって，前記入力信号に対応する波形形状をもつ前記変調信号を発生し，該変調信号をプラズマ室に入力することを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１１】
請求項１０記載の発生器であって，前記振幅変調増幅器は，
前記振幅変調した出力を表すセンス信号を発生するセンサと，
前記センス信号をデジタル化信号に変換するため前記センサに結合したアナログ−デジタル変換器とを含み，
前記アナログ−デジタル変換器に結合した前記パルス・コントローラが，前記変調信号の前記振幅を前記デジタル化信号に基づき制御することによって，前記振幅変調した出力が基準波形を追跡するよう制御されるようにすることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１２】
請求項１０記載の発生器において，前記振幅変調増幅器は，
前記入力信号に応答して，前記入力信号の波形形状に対応する波形形状をもつ電源電圧を発生するよう動作可能な変調器と，
前記固定ドライブと出力アセンブリとの間に結合され，前記電源電圧と過駆動ＲＦ増幅器を過駆動する駆動信号とに基づいて前記変調信号を発生する過駆動ＲＦ増幅器であって，前記電源電圧を受けるため，前記変調器に結合した電源入力を有する，前記の過駆動ＲＦ増幅器と，
を含むことを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１３】
請求項１２記載の発生器において，前記変調器は，スイッチ・モード電力源であることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１４】
請求項１２記載の発生器において，前記変調器は，リニア電力源であることを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１５】
請求項１０記載の発生器において，前記振幅変調増幅器は，
前記駆動信号と入力信号を組み合わせることによって合成信号を形成する乗算器と，
前記変調信号を発生するため前記乗算器と出力アセンブリとの間に結合したリニア増幅器であって，前記変調信号が前記合成信号に対応する，前記のリニア増幅器と，
を含むことを特徴とするプラズマ発生器。
【請求項１６】
プラズマ発生器の出力を制御する制御方法であって，前記出力があるインピーダンスをもつ負荷に対し出力信号を供給し，前記出力信号がセトリング時間を有し，前記制御方法が，
ａ）前記出力信号の前記セトリング時間を決定するステップであって，
１）前記出力を駆動するための振幅を有する第１の変調波形を発生するステップと，
２）前記センス信号をサンプリングする前にある時間の間遅延させるステップと，
３）前記出力が，前記第１の変調波形に対応するレベルに安定化したかどうか決定するステップと，
を含む，前記の決定するステップと，
ｂ）前記出力信号を第２の変調波形で振幅変調するステップと，
ｃ）前記の変調した出力信号を表すセンス信号を発生するステップと，
ｄ）前記出力信号の前記セトリング時間に基づくサンプリング時点にて，前記センス信号をサンプリングするステップと，
ｅ）前記のサンプリングしたセンス信号のデジタル表現を発生するステップと，
ｆ）前記サンプリングしたセンス信号の前記デジタル表現に基づき，前記出力の前記振幅変調を制御するステップと，
ｇ）前記振幅変調信号をプラズマ室に加えるステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１７】
請求項１６記載の方法であって，さらに，
前記セトリング時間をルックアップ・テーブルに格納するステップと，
前記セトリング時間に対応する前記プラズマ発生器の動作パラメータを，前記ルックアップ・テーブルに格納するステップと，
を含むことを特徴とする制御方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の方法において，前記動作パラメータは，初期出力信号レベル，最終出力信号レベル，出力信号周波数，出力信号立ち上がり時間，出力信号立ち下がり時間のグループから選択したことを特徴とする制御方法。
【請求項１９】
請求項１６記載の方法において，さらに，前記第２の変調波形に対し動作パラメータを選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２０】
請求項１６記載の方法において，Ｖ／Ｉプローブを使用して前記出力を検知することを特徴とする制御方法。
【請求項２１】
請求項１６記載の方法において，前記の遅延させるステップは，さらに，探索アルゴリズムを使用して前記所定の時間を選択するステップを含むことを特徴とする制御方法。
【請求項２２】
請求項１０記載の発生器において，前記入力信号は，周期的または非周期的な波形形状を有している，プラズマ発生器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−１０９６７４（Ｐ２０１１−１０９６７４Ａ）
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２７６１２２（Ｐ２０１０−２７６１２２）
【出願日】平成２２年１２月１０日（２０１０．１２．１０）
【分割の表示】特願２００２−３９８８４（Ｐ２００２−３９８８４）の分割
【原出願日】平成１４年２月１８日（２００２．２．１８）
【出願人】（５０７３８６００３）エムケイエス インスツルメンツ、インコーポレイテッド (3)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月１０日（２０１０．１２．１０）
【分割の表示】特願２００２−３９８８４（Ｐ２００２−３９８８４）の分割
【原出願日】平成１４年２月１８日（２００２．２．１８）
【出願人】（５０７３８６００３）エムケイエス インスツルメンツ、インコーポレイテッド (3)
【Ｆターム（参考）】
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