マルチパス等化器
【課題】デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を補償するマルチパス等化器を提供する。
【解決手段】マルチパス等化器１００は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の周波数領域の信号からマルチパス伝搬路の周波数領域のデータを算出する周波数特性算出段を備え、周波数特性算出段は、既知信号の周波数特性を算出するＳＰキャリア再生処理部１０５、当該周波数領域の信号を既知信号の周波数特性の値で複素除算した受信コンスタレーションを算出するＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６、該受信コンスタレーションの領域判定を行う第１の複素除算部１０７、領域判定の判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算して得られる値によって当該周波数領域の信号を複素除算する第２の複素除算部１１０、及び、複素除算した値から等化器の等化係数を決定する等化係数算出処理部１５０を備える。
【解決手段】マルチパス等化器１００は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の周波数領域の信号からマルチパス伝搬路の周波数領域のデータを算出する周波数特性算出段を備え、周波数特性算出段は、既知信号の周波数特性を算出するＳＰキャリア再生処理部１０５、当該周波数領域の信号を既知信号の周波数特性の値で複素除算した受信コンスタレーションを算出するＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６、該受信コンスタレーションの領域判定を行う第１の複素除算部１０７、領域判定の判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算して得られる値によって当該周波数領域の信号を複素除算する第２の複素除算部１１０、及び、複素除算した値から等化器の等化係数を決定する等化係数算出処理部１５０を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式を用いたデジタル伝送やデジタル放送において、ガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波による受信信号の劣化を受信装置側において改善するマルチパス等化器に関し、特に白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においても受信特性を改善することが可能なマルチパス等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送やデジタル放送で問題となるガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波による受信信号の劣化を改善するマルチパス等化器として、“ＯＦＤＭ復調装置”が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この“ＯＦＤＭ復調装置”は、変調されたデータキャリアを含む全てのサブキャリアシンボルを用いてマルチパスの伝搬路特性を算出することで、ＯＦＤＭ方式の有効シンボル期間に等しい時間範囲のマルチパス波を精度よく検出することが可能である。ここで検出可能なマルチパス波は主波よりも時間的に早く到達する先行波及び主波よりも時間的に遅く到達する遅延波の双方を含んでいる。さらに、通常ＯＦＤＭの復調で用いる有効シンボル期間に等しい時間幅よりも大きな時間幅のデータを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、受信信号を周波数領域に変換して等化することで、ガードインターバル内およびガードインターバル越えの先行波と遅延波を一括して等化することができる。
【０００４】
また、別の従来技術としてガードインターバル越えマルチパスのレプリカを生成して受信信号からキャンセルすることでガードインターバルを越えるマルチパスによる受信特性の劣化を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４-３４３５４６号公報
【特許文献２】特開２００７-６０６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１にて代表される従来技術のマルチパス等化器２００は、図７に示すように、キャリア判定部１０８の判定値で全サブキャリアにおける周波数特性（周波数領域信号）を算出した後に、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１にて８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置と有効シンボル期間との時間的な誤差による周波数特性上の誤差を補正し、さらにその後、等化誤差算出部１５０３により、主波成分の振幅と位相をＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１から出力された周波数特性の平均値から算出する。従って、従来技術のマルチパス等化器２００は、等化誤差算出部１５０３にて主波成分の振幅と位相を補正するように構成していた。
【０００７】
このため、特許文献１に記載の従来技術では、ＤＵ比(Desired to Undesired Ratio)の非常に低いマルチパスや、ＣＮ比(Carrier to Noise Ratio)の低い環境下においてマルチパス等化を行うには改善の余地があった。
【０００８】
また、特許文献２に記載の技術では、ガードインターバルを越えるマルチパスの検出にＳＰ(Scattered Pilot)を用いているため、受信特性の広い範囲のマルチパスの影響を補正するには改善の余地があった。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明によるマルチパス等化器は、デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を補償するマルチパス等化器であって、入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、該周波数領域変換手段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化手段と、該周波数領域等化手段から出力される周波数特性を等化後の信号から、前記ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理手段と、該窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、前記マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出手段とを備え、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出し、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算を行い、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数領域等化手段は、前記周波数領域変換手段から出力される信号を分子、前記周波数特性算出手段で算出したマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを分母として、同じ周波数に相当する信号を除算して、マルチパス伝搬路によって歪んだ周波数特性を等化することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号から周波数特性を算出する既知信号再生部と、該既知信号再生部から出力される周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する複素除算部と、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を出力するキャリア判定処理部と、該キャリア判定処理部から出力される判定値に前記既知信号から算出した周波数特性を乗算して出力する複素乗算部と、該複素乗算部からの出力を分母、前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を分子として複素除算を行って出力する複素除算部とを備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、該複素除算部からの出力から入力信号の主波成分を除去して出力する等化誤差算出部と、該等化誤差算出部から出力される周波数領域の信号を前記ＯＦＤＭ信号の信号形式で決まるポイント数の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って時間領域の信号に変換して出力するＩＦＦＴ処理部と、該ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を所定の重み係数を乗算した後に加算することで新たなマルチパス等化のための係数を算出して出力する係数更新処理部と、係数更新処理部から出力される時間領域の信号に前記周波数領域変換手段で用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの数と同じになるように０を挿入して出力するデータ数拡張処理部と、該データ数拡張処理部から出力される時間領域のデータを周波数領域に変換し、前記周波数領域変換手段から得られる当該等化係数を、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータとして出力する第２の周波数領域変換部とを備えることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記等化誤差算出部は、該処理部への入力である前記複素除算部からの出力から実数１を減算することで入力信号の主波成分を除去して出力することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記等化誤差算出部と前記ＩＦＦＴ処理部との間に、前記等化誤差算出部からの出力を第１の閾値で比較し、前記第１の閾値以上の振幅の信号をノイズとして判断し、ノイズとして判断した信号の値を０に置き換えて出力するノイズ除去処理部を備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値以上の振幅の信号に対しては重み係数１とし、前記第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくなるように重み係数を算出する重み係数設定部を備え、前記係数更新処理部は、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を前記重み係数を乗算して加算することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数領域等化手段における除算の分母に用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの絶対値の平均値を算出し、マルチパス伝搬路の周波数特性の利得として出力するフィルタ利得算出部と、該フィルタ利得算出部からの出力値で前記係数更新処理部から出力されるマルチパス等化のための係数を除算して出力する利得調整処理部とを備え、該利得調整処理部は、前記周波数領域等化手段におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明によるマルチパス等化器において、伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ前記周波数領域変換手段からの信号を遅延させて、前記周波数特性算出手段により算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化手段を更に備えることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明のマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第１の受信コンスタレーションを算出し、該第１の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、算出した全サブキャリアシンボルの周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出し、抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第２の受信コンスタレーションを算出し、該第２の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記全サブキャリアシンボルの周波数特性から抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算し、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。従来技術と比べて装置の処理部規模の削減も可能となる。
【００２０】
また、本発明によれば、速いマルチパスの変動への追従性能を大幅に向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明による一実施例のマルチパス等化器を用いた受信装置を示すブロック図である。
【図２】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図３】本発明による一実施例の３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部の詳細な機能構成と８ｋ窓処理部による窓処理の例を示す概略図である。
【図４】本発明による一実施例の８ｋ−３２ｋ拡張処理部による先行波と遅延波の分割の一例を示す概略図である。
【図５】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図６】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図７】従来技術のマルチパス等化器の機能構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下に添付図面を参照し、実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。尚、以下の実施例ではマルチパス等化器への信号形式として日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式を用いた場合について説明するが、ＯＦＤＭ方式を用いた他のシステム（例えば、ＤＶＢ−Ｔ，ＤＶＢ−Ｔ２、及びＭｅｄｉａＦＬＯ等）への適用は当該業者であれば容易に可能であり、本発明はＩＳＤＢ−Ｔ方式に限定されるものではない。
【００２３】
先ず、本発明に係るマルチパス等化器を備える受信装置を説明する。
【００２４】
図１は、本発明に係るマルチパス等化器を備える受信装置の例を示すブロック図である。伝送されるＯＦＤＭ信号の無線信号は複数の有効シンボルによって構成されている。本実施例の受信装置７０は、アンテナ（図示せず）を介してＯＦＤＭ信号を受信して復調した後、マルチパス等化処理を施して復号する装置である。受信装置７０は、Ａ／Ｄコンバータ１０と、直交復調部２０と、ダウンサンプリング部３０と、ＡＦＣ処理部４０と、同期再生部５０と、マルチパス等化器１００と、復号部６０とを備える。
【００２５】
Ａ／Ｄコンバータ１０は、受信したＯＦＤＭ信号を入力して不要な周波数成分を除去した後、所定のサンプリング周波数でサンプリングして、サンプリングした信号を直交復調部２０に送出する。
【００２６】
直交復調部２０は、当該サンプリングした信号に対して直交検波を施し、直交復調したＯＦＤＭ信号をダウンサンプリング部３０に送出する。この直交復調したＯＦＤＭ信号は、同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）からなるベースバンド信号を構成する。
【００２７】
ダウンサンプリング部３０は、直交復調したＯＦＤＭ信号のサンプリング周波数に対してより低い周波数で再サンプリングして、再サンプリングしたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ処理部４０に送出する。
【００２８】
ＡＦＣ処理部４０は、再サンプリングしたＯＦＤＭ信号に対して局部発信器の周波数誤差を補償する自動周波数制御処理（ＡＦＣ：Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を施して、直交復調された複素の時間領域の信号からなる等化ベースバンド信号を生成し、マルチパス等化器１００に送出する。
【００２９】
同期再生部５０は、ＡＦＣ処理部４０から出力される信号に基づいて復調タイミング信号を生成し、ＡＦＣ処理部４０及びマルチパス等化器１００に送出する。この復調タイミング信号は、ＡＦＣ処理部４０におけるＦＦＴ処理やマルチパス等化器１００などの復調処理に必要な各タイミング信号（ＡＦＣ制御信号やシンボルパルス）を含む。各タイミング信号は、受信装置７０における動作に必要な再生クロックの生成にも用いられる。尚、この復調タイミング信号は、ガードインターバル期間と有効シンボルの終端期間との相関を利用することや、予め所定のキャリアに挿入されて伝送される既知のデータ（パイロット信号等）を利用して求めることもできる。
【００３０】
マルチパス等化器１００は、後述するように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施して、ＯＦＤＭ信号が伝搬してきた経路の伝搬特性に基づいて、周波数領域信号に重畳されている伝搬特性をキャンセルする（マルチパスの周波数特性を等化する）。
【００３１】
復号部６０は、マルチパス等化器１００から出力される信号に対して任意の誤り訂正方式に従う復号処理を施して、当該伝送されるＯＦＤＭ信号を復号する。
【００３２】
このように、本発明に係るマルチパス等化器１００を備える受信装置７０では、ＡＦＣ処理部４０から送出されるキャリアの周波数誤差を補正した等化ベースバンド信号、及び同期再生部５０から送出されるＯＦＭＤシンボルの開始位置を示すシンボルパルスが、マルチパス等化器１００に入力され、マルチパス等化器１００は、マルチパス等化後のサブキャリアシンボルを復号部６０に送出する。復号部６０は、サブキャリアシンボルのデータを誤り訂正し、例えばＭＰＥＧ−ＴＳへの各変調方式に従う復号処理を施し、更に必要に応じて映像・音声などのデータに復号して出力する。
【００３３】
以下、本発明に係る実施例１のマルチパス等化器について説明する。
【実施例１】
【００３４】
図２は、本発明による実施例１のマルチパス等化器を示したブロック図である。本実施例のマルチパス等化器１００は、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２と、３２ｋ複素除算部１０３と、８ｋ窓処理部１０４と、ＳＰキャリア再生処理部１０５と、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と、第１の複素除算部１０７と、キャリア判定処理部１０８と、複素乗算部１０９と、第２の複素除算部１１０と、等化係数算出処理部１５０とを備える。
【００３５】
３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１は、入力された複素の時間領域の等化ベースバンド信号を同期再生部５０から入力されるシンボルパルスに従って３２７６８ポイントの複素のデータを切り出して出力する。
【００３６】
３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２は、前記３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１で切り出した３２７６８ポイントの複素のデータをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域の複素のデータに変換して出力する。
【００３７】
本実施例では、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２とで入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換することができる。
【００３８】
３２ｋ複素除算部１０３は、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２から出力される３２７６８ポイントの複素データを分子、後述の方法にて算出される同じく３２７６８ポイントの周波数特性（周波数領域信号）を示す複素データを分母として複素除算することで波形等化を行い、その商である３２７６８ポイントの複素データを出力する。
【００３９】
８ｋ窓処理部１０４は、前記３２ｋ複素除算部１０３から出力される３２７６８ポイントの周波数領域の複素データから所要の８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データをフィルタにて抽出する。また、ＩＳＤＢ−Ｔモード３で伝送している有効な５６１７ポイント分のデータだけを抽出して出力する。
【００４０】
図３に３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１によるデータの切り出し、及び、８ｋ窓処理部によるフィルタの概念図を示す。図４はＩＳＤＢ−Ｔのモード３（有効シンボル期間１００８μ秒、ＦＦＴポイント数８１９２）、ガードインターバル比８分の１（１２６μ秒；１０２４ポイント）の場合の例で、横軸は時間を示している。３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１は、８ｋ窓処理部１０４で抽出する８１９２ポイント分の時間領域のデータが時間的にほぼ中心となるように入力されたデータを切り出す。
【００４１】
例えば、８ｋ窓処理部１０４で図３に示すシンボル＃ｉのデータを有効シンボル期間から５１２ポイントだけオフセットした位置（ガードインターバルの中心）から８１９２ポイント分のデータを抽出する場合、シンボル＃ｉ−２の先頭を示すシンボルパルスから６６５６ポイント（=18432+512+4096-16384）分だけ遅延した位置から３２７６８ポイント分のデータを切り出すようにＦＦＴ窓を設定する。
【００４２】
その後、８ｋ窓処理部１０４は、該処理部に入力された３２７６８ポイントの周波数領域のデータから時間領域でほぼ中心となる８１９２ポイント分の周波数領域のデータをＦＩＲフィルタで抽出するか、または、一旦３２７６８ポイントの周波数領域のデータをＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）して時間領域のデータに変換しデータの先頭より１２２８８ポイント（=32768/2-8192/2）分の位置から８１９２ポイント分のデータを抽出し、その８１９２ポイント分のデータだけをＦＦＴして８１９２ポイント分の周波数領域の複素データに変換して出力するように構成することもできる。
【００４３】
ＳＰキャリア再生処理部１０５は、８ｋ窓処理部１０４から出力される５６１７ポイント分の周波数領域の複素データから送信信号が既知のＳＰ（スキャッタードパイロット）だけを抽出してその既知の送信信号で除算することでＳＰのキャリア位置における伝搬路の周波数特性を算出して出力する。尚、ＳＰキャリア以外の位置のデータは０を挿入して出力する。また、ＳＰキャリア再生処理部１０５は、１つのＯＦＤＭシンボルから得られる１２キャリア毎の周波数特性、ＯＦＤＭシンボル３つから得られる６キャリア毎の周波数特性、４つのＯＦＤＭシンボルから得られる３キャリア毎の周波数特性のいずれの出力でもよい。
【００４４】
ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６は、ＳＰキャリア再生処理部１０５で算出したＳＰの位置の周波数特性をデータの存在しないＳＰ以外の部分に補間するために、ＳＰキャリア再生処理部１０５から出力されるデータにフィルタ（通常ＦＩＲフィルタ）をかけて出力する。
【００４５】
第１の複素除算部１０７は、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果を出力する。ここで波形等化可能な周波数特性の歪みは当然ガードインターバル内のマルチパスによるものに限られ、等化可能な範囲はＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６のフィルタ特性によって決まる。第１の複素除算部１０７における複素除算により各サブキャリアシンボルの受信コンスタレーション（振幅と位相の情報）が得られる。
【００４６】
キャリア判定処理部１０８は、第１の複素除算部１０７から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００４７】
複素乗算部１０９は、キャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを複素乗算して出力する。ここで、複素乗算部１０９の出力は、キャリア判定処理部１０８の出力にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データを乗算したものであるから、キャリア判定処理部１０８で雑音を除去した各サブキャリアシンボルの振幅と位相の情報に、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データが持つ有効シンボル期間と８ｋ窓処理部による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波を含むガードインターバル内のマルチパスの周波数特性の情報を乗算した出力データとなる。
【００４８】
第２の複素除算部１１０は、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、複素乗算部１０９から出力されるデータを分母として複素除算することで、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出して出力する。ここで、複素乗算部１０９の出力のデータには有効シンボル期間と８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波の周波数特性が含まれているため、第２の複素除算部１１０の出力は、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置の誤差による周波数特性や主波の振幅と位相が校正された信号が出力される。
【００４９】
等化係数算出処理部１５０は、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータから、マルチパス等化の誤差（即ち、伝搬路の周波数特性）を表す等化係数を算出して、３２ｋ複素除算部１０３に出力する。この等化係数算出処理部１５０は、図７に示す従来のものと同様にすることができる。
【００５０】
切替部１２０は、キャリア判定処理部１０８の入力または出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前又はキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００５１】
このように、本実施例のマルチパス等化器１００は、デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を周波数領域で等化して補償する。従って、マルチパス等化器１００は、入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換段（３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１，３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２）と、該周波数領域変換段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化段（３２ｋ複素除算部１０３）と、該周波数領域等化段から出力される周波数特性を等化後の信号から、ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理段（８ｋ窓処理部１０４）と、該窓処理段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出段（ＳＰキャリア再生処理部１０５、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６、第１の複素除算部１０７、キャリア判定処理部１０８、複素乗算部１０９、第２の複素除算部１１０、及び等化係数算出処理部１５０）とを備えるように構成することができる。
【００５２】
この周波数特性算出段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出する算出段（ＳＰキャリア再生処理部１０５）、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する算出段（ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６）、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出する算出段（第１の複素除算部１０７）、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算する算出段（第２の複素除算部１１０）、及び、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、当該等化係数を決定する算出段（等化係数算出処理部１５０）を備えるように構成することができる。
【００５３】
本実施例のマルチパス等化器１００によれば、複素乗算部１０９が設けられ、この複素乗算部１０９の出力は、キャリア判定処理部１０８で雑音を除去した各サブキャリアシンボルの振幅と位相の情報に、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データが持つ有効シンボル期間と８ｋ窓処理部による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波を含むガードインターバル内のマルチパスの周波数特性の情報を乗算したものとなる。従って、この複素乗算部１０９の出力からマルチパスの周波数領域信号を導出することにより、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。
【００５４】
次に、本発明に係る実施例２のマルチパス等化器について説明する。尚、実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例２】
【００５５】
図５は、本発明による実施例２のマルチパス等化器を示したブロック図である。本実施例のマルチパス等化器１００は、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２と、３２ｋ複素除算部１０３と、８ｋ窓処理部１０４と、ＳＰキャリア再生処理部１０５と、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と、第１の複素除算部１０７と、キャリア判定処理部１０８と、複素乗算部１０９と、第２の複素除算部１１０とを備える点で、実施例１と共通する。
【００５６】
即ち、実施例２のマルチパス等化器１００は、従来からの等化係数算出処理部１５０の代わりに、等化誤差算出部１１１と、ノイズ除去処理部１１２と、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３と、重み係数設定部１１４と、係数更新処理部１１５と、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６と、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７と、フィルタ利得算出部１１８と、利得調整処理部１１９とを備える。
【００５７】
等化誤差算出部１１１は、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータから主波の周波数成分を除去して出力する。等化誤差算出部１１１の出力は、３２ｋ複素除算部１０３におけるマルチパス等化の誤差を示す周波数特性である。尚、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータは主波の振幅と位相が校正されているため、等化誤差算出部１１１における主波の周波数成分の除去は全てのサブキャリアシンボルにおける複素の周波数特性から単純にＤＣ成分を減算するだけでよい。即ち、等化誤差算出部１１１における任意の複素信号（Ｉ，Ｑ）に対して、主波成分（１，０）を減算するだけでマルチパスの等化誤差成分が得られるようになる。
【００５８】
ノイズ除去処理部１１２は、等化誤差算出部１１１から出力されたマルチパス等化の誤差を示す周波数特性の絶対値を算出し、その値が第１の閾値（図５中ではClip Levelと明記）以上ならばそれをノイズと判定してその部分の周波数特性を０に置き換えて出力する。主波成分が１であれば、この第１の閾値は例えば０．３程度を設定する。尚、サブキャリアの変調方式が６４ＱＡＭである場合は、コンスタレーション上の隣とのシンボル間距離が約０．３０８６（＝２／√４２）であるから、第１の閾値としてはその半分の０．１５４３以上とするのがよい。
【００５９】
８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３は、ノイズ除去処理部１１２から出力されたノイズ除去後のマルチパス等化の誤差を示す周波数特性をＩＦＦＴして、８１９２ポイントのマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答に変換して出力する。ここで、５６１７ポイントのデータからインパルス応答に変換しているため主波レベルの校正値としてＩＦＦＴ後のインパルス応答を８１９２／５６１７倍して出力するように構成する。
【００６０】
重み係数設定部１１４は、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されたインパルス応答のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値（図６においてNoiseOfsと明記）以上の振幅のインパルス応答に対して重み係数（例えば、重み係数１）を設定し、第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくするように、それぞれのインパルス応答の振幅（絶対値）に応じた重み係数を算出して出力する。インパルス応答のノイズレベルの算出は、インパルス応答の絶対値を算出し移動平均にて平滑化した後、その最小値を平均ノイズレベルとして設定する。ノイズのピークを考慮して平均ノイズレベルから電力比で１３ｄＢ以上のインパルス応答は重み係数１とし、それ以下のインパルス応答は平均ノイズレベルから１３ｄＢの位置から比例して小さくなるように重み係数を設定する。尚、この実施例ではノイズのピークを１３ｄＢとしたが、数ｄＢの範囲で値を増減してもよい。さらに、算出した重み係数に係数μ（０＜μ≦１）を乗算して最終的な重み係数として出力する。
【００６１】
係数更新処理部１１５は、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されたマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答に、重み係数設定部１１４で算出した重み係数を乗算してその結果を利得調整部１１９から出力された更新前の係数に加算して出力する。この係数更新処理部１１５の出力は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６の出力の周波数特性部分を除く広い範囲（例えばＩＳＤＢ−Ｔモード３で１００８μ秒）の伝搬路の遅延プロファイルを示す。
【００６２】
８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６は、算出した８１９２ポイントの伝搬路の遅延プロファイルを主波よりも時間的に前に受信される先行波（前ゴースト）と主波よりも後に受信される遅延波（後ゴースト）に分割するとともに、その他の部分に０を挿入して３２７６８ポイント分のデータを作成して出力する。図３に８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６による先行波と遅延波の分割の一例を示している。
【００６３】
第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７は、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６から出力された３２７６８ポイントの伝搬路の遅延プロファイルをＦＦＴして伝搬路の周波数特性に変換して出力する。この出力は３２ｋ複素除算部１０３に出力され、ここでガードインターバルを越えるマルチパスによる周波数特性の歪みを等化する。
【００６４】
フィルタ利得算出部１１８は、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７から出力された３２７６８ポイントの伝搬路の周波数特性のうち、ＯＦＤＭのサブキャリアに相当する部分の周波数特性の絶対値の平均値を算出して出力する。この平均値はマルチパス等化のための係数の利得であり通常１となるが、ノイズ除去処理部１１２などの処理の影響により若干増減する。
【００６５】
利得調整処理部１１９は、係数更新処理部１１５から出力されたマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答を、フィルタ利得算出部１１８から出力された周波数特性の絶対値の平均値で除算して出力する。この利得調整により３２ｋ複素除算部１０３におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御されるため、演算誤差の蓄積によりフィルタ係数が制御不能となることを防止し、マルチパス等化の動作を長期間に安定させることができるようになる。
【００６６】
切替部１２０は、キャリア判定処理部１０８の入力又は出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前又はキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００６７】
これにより、実施例２のマルチパス等化器１００によれば、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。また、従来技術と比べて装置の処理部規模の削減も可能となる。
【００６８】
より具体的に、図５に示す本発明による実施例２のマルチパス等化器１００と図７に示す従来技術によるマルチパス等化器の相違点を説明する。
【００６９】
図７に示す従来のマルチパス等化器２００は、図５に示す本発明による実施例２のマルチパス等化器１００とは相違して、複素乗算部１０９を有していない。また、従来のマルチパス等化器２００における等化係数算出処理部１５０は、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１と、主波成分算出部１５０２と、等化誤差算出部１５０３と、８ｋ−ＩＦＦＴ部１５０４と、係数更新処理部１５０５と、遅延部１５０６と、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１５０７と、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１５０８とを備える。
【００７０】
前述した図７に示す従来技術によるマルチパス等化器２００では、キャリア判定処理部１０８におけるキャリア判定値で、第２の複素除算部１１０により全サブキャリアにおける周波数特性を算出した後に、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１にて８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置と有効シンボル期間との時間的な誤差による周波数特性上の誤差を補正する。さらにその後、主波成分算出部１５０２により主波成分の振幅と位相を算出し、等化誤差算出部１５０３により、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１から出力された周波数特性の平均値から主波成分の振幅と位相の誤差を補正する。このように、従来技術によるマルチパス等化器２００では、等化誤差算出部１５０３にて主波成分の振幅と位相を補正するように構成していた。しかしながら、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１においてサブキャリアのＣＮ比が非常に低い場合に処理が誤り、稀にマルチパスを正しく等化できなくなる場合があった。
【００７１】
これを解決するために本発明による実施例２のマルチパス等化器１００は、キャリア判定処理部１０８から出力された全サブキャリアシンボルの判定値にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力された有効シンボル期間とＦＦＴ窓の位置の誤差の情報や主波の振幅と位相の情報などを含む周波数特性を複素乗算部１０９にて乗算し、その周波数特性を以て第２の複素除算部１１０で複素除算して、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出するように構成した。
【００７２】
これにより、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１及び主波成分算出部１５０２が不要となり、サブキャリアのＣＮ比が非常に低い場合にもＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１の処理が誤ることを低減させることができる。更に、複雑な処理が必要なＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１を提供することなく、簡単な複素乗算部１０９を追加するだけで同等以上の効果が得られるため、マルチパス等化器の規模も小さくなるという利点がある。
【００７３】
また、本発明による実施例２のマルチパス等化器１００は、ノイズ除去処理部１１２を等化誤差算出部１１１の後に設けることで、等化誤差算出部１１１から出力されるマルチパス等化の誤差を示す周波数特性に含まれるノイズを除去して８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答のノイズを減らすことが可能となる。
【００７４】
更に、前述した図７に示す従来技術によるマルチパス等化器２００では、等化誤差算出部１５０３から出力される補正した主波成分に対して８ｋ−ＩＦＦＴ処理を施し、係数更新処理部１５０５により、遅延部１５０６を介して出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答を、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１５０４から出力されるマルチパス等化の誤差全体に同じ重み付け係数を乗じて加算していた。従って、従来技術によるマルチパス等化器２００では、マルチパス等化の誤差全体に同じ重み付け係数を乗じて加算した結果に対して、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１５０７により前述のように拡張処理を施し、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１５０８により、周波数領域の信号に変換し、３２ｋ複素除算部１０３に対する等化係数を算出することになる。しかしながら、マルチパス等化の誤差全体に対して同じ重み付け係数を乗じる構成では、誤差の低減効果として改善の余地がある。
【００７５】
本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答に重み係数設定部１１４から出力されるノイズレベルからの距離に応じた重み係数を乗算するように構成した。具体的には、インパルス応答のノイズレベルよりも十分に大きな第１の閾値（前記実施例ではノイズレベルより電力比で１３ｄＢ大きな値を設定）以上となる信頼性の高い係数には大きな重み付け係数（実施例では１にμを乗算した値）を乗算し、第１の閾値より低いインパルス応答には第１の閾値に比例した低い重み付け係数（例えば閾値の１０分の１の電力のインパルス応答には０．１にμを乗算した重み付け係数）を乗算するように構成した。
【００７６】
尚、マルチパス等化の誤差を示すインパルス応答の電力が大きいことは、マルチパスの伝搬路特性の変動が速いことを意味する。本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、重み係数設定部１１４を設けることにより、マルチパスの伝搬路の変動に対する追従特性を向上させると共に、電力の小さなマルチパスのインパルス応答を小さな重み付け係数で加算して平均化することで、電力の小さなマルチパスをも精度良く等化することができるようになる。
【００７７】
また、本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、フィルタ利得算出部１０８と利得調整処理部１１９により３２ｋ複素除算部１０３によるマルチパス等化の利得が常に１となるように制御している。フィルタ利得算出部１０８は、３２７６８ポイントに拡張された後のＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性の絶対値の平均値だけを観測しているが、仮にＯＦＤＭ信号帯域外の周波数特性の利得が非常に大きくなったとしても、その影響は必ず隣接したＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性に現れる。従って、フィルタ利得算出部１０８によってＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性を観測して制御することにより、ＯＦＤＭ信号帯域外の周波数特性の利得が異常に大きくなることもなくなる。
【００７８】
次に、本発明に係る実施例３のマルチパス等化器について説明する。尚、実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例３】
【００７９】
図６は、本発明による実施例３のマルチパス等化器１００を示したブロック図である。
【００８０】
図５に示す実施例２のマルチパス等化器１００では、算出したマルチパスの周波数特性をフィードバックしてマルチパスを等化しているため、マルチパスの等化誤差を算出している信号と実際にマルチパスを等化している信号のタイミングが遅れることがある。このような場合において、マルチパスの変動への追従性能の高速化という要望がある。図６に示す実施例３のマルチパス等化器１００は、この追従性能が劣化を解決するために、伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２からの信号を遅延させて、前述した周波数特性算段によって算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化段を追加したものである。
【００８１】
従って、図５に示す実施例２と図６に示す実施例３との相違点について説明する。
【００８２】
実施例３のマルチパス等化器１００は、図６に示すように、実施例２のマルチパス等化器１００に対して更に、フィードフォワード等化段として、遅延部１２１と、３２ｋ第２の複素除算部１２２と、第２の８ｋ窓処理部１２３と、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４と、第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５と、第３の複素除算部１２６と、第２のキャリア判定処理部１２７とを更に備える。
【００８３】
遅延部１２１は、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２からの信号が分岐されて入力されており、その入力信号を３２ｋ複素除算部１０３から第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部までによる伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ入力信号を遅延させて出力する。この遅延部１２１により観測信号と実際に等化する信号のタイミングの遅れを調整する。
【００８４】
第２の３２ｋ複素除算部１２２は、３２ｋ複素除算部１０３と同じ処理構成であり、遅延部１２１から出力される３２７６８ポイントの複素データを分子、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７から出力される３２７６８ポイントの周波数特性を示す複素データを分母として複素除算することで波形等化を行い、その商である３２７６８ポイントの複素データを出力する。
【００８５】
第２の８ｋ窓処理部１２３は、８ｋ窓処理部１０４と同じ処理構成であり、第２の３２ｋ複素除算部１２２から出力される３２７６８ポイントの周波数領域の複素データから所要の８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データを抽出する。また、ＩＳＤＢ−Ｔモード３で伝送している有効な５６１７ポイント分のデータだけを抽出して出力する。
【００８６】
第２のＳＰキャリア再生処理部１２４は、ＳＰキャリア再生処理部１０５と同じ処理構成であり、第２の８ｋ窓処理部１２３から出力される５６１７ポイント分の周波数領域の複素データから送信信号か既知のＳＰだけを抽出してその既知の送信信号で除算することでＳＰのキャリア位置における伝搬路の周波数特性を算出して出力する。
【００８７】
第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と同じ処理構成であり、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４で算出したＳＰの位置の周波数特性をデータの存在しないＳＰ以外の部分に補間するために、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４から出力されるデータにフィルタをかけて出力する。
【００８８】
第３の複素除算部１２６は、第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、第２の８ｋ窓処理部１２３から出力されるデータを分子、第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果を出力する。
【００８９】
第２のキャリア判定処理部１２７は、キャリア判定処理部１０８と同じ処理構成であり、第３の複素除算部１０７から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００９０】
図６に示す切替部１２０は、図１に示す切替部１２０と同じ処理構成であり、第２のキャリア判定処理部１２７の入力または出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前またはキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００９１】
以上のように、実施例３のマルチパス等化器１００によれば、マルチパスの等化誤差を算出している信号と実際にマルチパスを等化している信号のタイミングを一致させることができるため、上述した実施例１及び実施例２のマルチパス等化器１００の利点を全て包含しながら、速いマルチパスの変動に対して追従性能を大幅に向上させることができるようになる。
【００９２】
次に、本発明に係る実施例４のマルチパス等化器について説明する。尚、上述した実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例４】
【００９３】
図８は、本発明による実施例４のマルチパス等化器１００を示したブロック図である。
【００９４】
図５に示す実施例２のマルチパス等化器１００や図６に示す実施例３のマルチパス等化器１００では、再生クロックや周波数誤差の補正における誤差の影響によりＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データが乱れた場合、第１の複素除算部１０７からの出力の精度が劣化する可能性がある。図８に示す実施例４のマルチパス等化器１００は、この劣化を解決するために、全てのサブキャリアシンボルから算出した伝搬路の周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出した周波数特性データを、第１の複素除算部１０７における複素除算の分母、及び、複素乗算部１０９におけるキャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値との乗算に用いるように構成したものである。
【００９５】
従って、図５に示す実施例２と図８に示す実施例４との相違点について以下に説明する。
【００９６】
実施例４のマルチパス等化器１００は、図８に示すように、実施例２のマルチパス等化器１００に対して更に、第４の複素除算部１６０と、第３のキャリア判定処理部１６１と、第５の複素除算部１６２と、ローパスフィルタ部１６３とを備える。
【００９７】
第４の複素除算部１６０は、第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果（受信コンスタレーション）を出力する。
【００９８】
第３のキャリア判定処理部１６１は、キャリア判定処理部１０８と同じ処理構成であり、第４の複素除算部１６０から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００９９】
第５の複素除算部１６２は、第２の複素除算部１１０と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、第３のキャリア判定処理部１６１から出力されるデータを分母として複素除算することで、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出して出力する。
【０１００】
ローパスフィルタ部１６３は、第５の複素除算部１６２で算出した周波数特性データから、８ｋ窓処理部１０４による８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データの抽出で決まるガードインターバル内の伝搬路による周波数特性を抽出して出力する。尚、ローパスフィルタ部１６３は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と基本的に同じ処理構成である。
【０１０１】
図８に示す第１の複素除算部１０７は、図５に示す第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ローパスフィルタ部１６３から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでガードインターバル内の伝搬路による周波数特性で波形等化してその結果を出力する。
【０１０２】
図８に示す複素乗算部１０９は、図５に示す複素乗算部１０９と同じ処理構成であり、キャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値にローパスフィルタ部１６３から出力される周波数特性データを複素乗算して出力する。
【０１０３】
以上のように、実施例４のマルチパス等化器１００によれば、再生クロックや周波数誤差の補正における誤差の影響によりＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データの乱れを解消するために、第４の複素除算部１６０、第３のキャリア判定処理部１６１及び第５の複素除算部１６２によって全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出し、ローパスフィルタ部１６３によってガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出した周波数特性データとする。これにより、第１の複素除算部１０７から出力される各サブキャリアシンボルの受信コンスタレーションの精度を向上させることが可能となり、その結果、マルチパス等化器１００の等化性能を大幅に向上させることができるようになる。
【０１０４】
尚、本実施例の第４の複素除算部１６０からローパスフィルタ部１６３までの構成を図６に示す実施例３のフィードフォワード等化段にも適用することができる。これにより、さらにマルチパス等化器１００の等化性能を向上させることができるようになる。
【０１０５】
尚、以上の実施例では３２７６８ポイントのＦＦＴを用いて時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、その後マルチパス等化するように構成しているが、特許文献１にも記載している通りＦＦＴのポイント数はその倍の６５５３６ポイント、又はそれ以上のポイント数とすることができる。また、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２は、単なる時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する算出段の１つであるので、ＦＦＴ以外の算出段により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するように構成することもできる。
【０１０６】
上述の実施例については特定の実施例を説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変形及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、上述の各実施例のうちの２つ以上を組み合わせて別の実施例を実現することもできる。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明によるマルチパス等化器は、マルチパスの等化誤差を効率よく抑制させることができるため、任意のデジタル伝送方式に有用である。
【符号の説明】
【０１０８】
１００ マルチパス等化器
１０１ ３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部
１０２ ３２ｋ−ＦＦＴ処理部
１０３ ３２ｋ複素除算部
１０４ ８ｋ窓処理部
１０５ ＳＰキャリア再生処理部
１０６ ＳＰ間内挿補間フィルタ部
１０７ 第１の複素除算部
１０８ キャリア判定処理部
１０９ 複素乗算部
１１０ 第２の複素除算部
１１１ 等化誤差算出部
１１２ ノイズ除去処理部
１１３ ８ｋ−ＩＦＦＴ処理部
１１４ 重み係数設定部
１１５ 係数更新処理部
１１６ ８ｋ−３２ｋ拡張処理部
１１７ 第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部
１１８ フィルタ利得算出部
１１９ 利得調整処理部
１２０ 切替部
１２１ 遅延部
１２２ 第２の３２ｋ複素除算部
１２３ 第２の８ｋ窓処理部
１２４ 第２のＳＰキャリア再生処理部
１２５ 第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部
１２６ 第３の複素除算部
１２７ 第２のキャリア判定処理部
１５０ 等化係数算出処理部
１６０ 第４の複素除算部
１６１ 第３のキャリア判定処理部
１６２ 第５の複素除算部
１６３ ローパスフィルタ部
１５０１ ＦＦＴ窓誤差補正処理部
１５０２ 主波成分算出部
１５０３ 等化誤差算出部
１５０４ ８ｋ−ＩＦＦＴ部
１５０５ 係数更新処理部
１５０６ 遅延部
１５０７ ８ｋ−３２ｋ拡張処理部
１５０８ 第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式を用いたデジタル伝送やデジタル放送において、ガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波による受信信号の劣化を受信装置側において改善するマルチパス等化器に関し、特に白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においても受信特性を改善することが可能なマルチパス等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送やデジタル放送で問題となるガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波による受信信号の劣化を改善するマルチパス等化器として、“ＯＦＤＭ復調装置”が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この“ＯＦＤＭ復調装置”は、変調されたデータキャリアを含む全てのサブキャリアシンボルを用いてマルチパスの伝搬路特性を算出することで、ＯＦＤＭ方式の有効シンボル期間に等しい時間範囲のマルチパス波を精度よく検出することが可能である。ここで検出可能なマルチパス波は主波よりも時間的に早く到達する先行波及び主波よりも時間的に遅く到達する遅延波の双方を含んでいる。さらに、通常ＯＦＤＭの復調で用いる有効シンボル期間に等しい時間幅よりも大きな時間幅のデータを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、受信信号を周波数領域に変換して等化することで、ガードインターバル内およびガードインターバル越えの先行波と遅延波を一括して等化することができる。
【０００４】
また、別の従来技術としてガードインターバル越えマルチパスのレプリカを生成して受信信号からキャンセルすることでガードインターバルを越えるマルチパスによる受信特性の劣化を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４-３４３５４６号公報
【特許文献２】特開２００７-６０６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１にて代表される従来技術のマルチパス等化器２００は、図７に示すように、キャリア判定部１０８の判定値で全サブキャリアにおける周波数特性（周波数領域信号）を算出した後に、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１にて８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置と有効シンボル期間との時間的な誤差による周波数特性上の誤差を補正し、さらにその後、等化誤差算出部１５０３により、主波成分の振幅と位相をＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１から出力された周波数特性の平均値から算出する。従って、従来技術のマルチパス等化器２００は、等化誤差算出部１５０３にて主波成分の振幅と位相を補正するように構成していた。
【０００７】
このため、特許文献１に記載の従来技術では、ＤＵ比(Desired to Undesired Ratio)の非常に低いマルチパスや、ＣＮ比(Carrier to Noise Ratio)の低い環境下においてマルチパス等化を行うには改善の余地があった。
【０００８】
また、特許文献２に記載の技術では、ガードインターバルを越えるマルチパスの検出にＳＰ(Scattered Pilot)を用いているため、受信特性の広い範囲のマルチパスの影響を補正するには改善の余地があった。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明によるマルチパス等化器は、デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を補償するマルチパス等化器であって、入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、該周波数領域変換手段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化手段と、該周波数領域等化手段から出力される周波数特性を等化後の信号から、前記ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理手段と、該窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、前記マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出手段とを備え、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出し、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算を行い、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数領域等化手段は、前記周波数領域変換手段から出力される信号を分子、前記周波数特性算出手段で算出したマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを分母として、同じ周波数に相当する信号を除算して、マルチパス伝搬路によって歪んだ周波数特性を等化することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号から周波数特性を算出する既知信号再生部と、該既知信号再生部から出力される周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する複素除算部と、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を出力するキャリア判定処理部と、該キャリア判定処理部から出力される判定値に前記既知信号から算出した周波数特性を乗算して出力する複素乗算部と、該複素乗算部からの出力を分母、前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を分子として複素除算を行って出力する複素除算部とを備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、該複素除算部からの出力から入力信号の主波成分を除去して出力する等化誤差算出部と、該等化誤差算出部から出力される周波数領域の信号を前記ＯＦＤＭ信号の信号形式で決まるポイント数の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って時間領域の信号に変換して出力するＩＦＦＴ処理部と、該ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を所定の重み係数を乗算した後に加算することで新たなマルチパス等化のための係数を算出して出力する係数更新処理部と、係数更新処理部から出力される時間領域の信号に前記周波数領域変換手段で用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの数と同じになるように０を挿入して出力するデータ数拡張処理部と、該データ数拡張処理部から出力される時間領域のデータを周波数領域に変換し、前記周波数領域変換手段から得られる当該等化係数を、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータとして出力する第２の周波数領域変換部とを備えることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記等化誤差算出部は、該処理部への入力である前記複素除算部からの出力から実数１を減算することで入力信号の主波成分を除去して出力することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記等化誤差算出部と前記ＩＦＦＴ処理部との間に、前記等化誤差算出部からの出力を第１の閾値で比較し、前記第１の閾値以上の振幅の信号をノイズとして判断し、ノイズとして判断した信号の値を０に置き換えて出力するノイズ除去処理部を備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値以上の振幅の信号に対しては重み係数１とし、前記第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくなるように重み係数を算出する重み係数設定部を備え、前記係数更新処理部は、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を前記重み係数を乗算して加算することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明によるマルチパス等化器において、前記周波数領域等化手段における除算の分母に用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの絶対値の平均値を算出し、マルチパス伝搬路の周波数特性の利得として出力するフィルタ利得算出部と、該フィルタ利得算出部からの出力値で前記係数更新処理部から出力されるマルチパス等化のための係数を除算して出力する利得調整処理部とを備え、該利得調整処理部は、前記周波数領域等化手段におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明によるマルチパス等化器において、伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ前記周波数領域変換手段からの信号を遅延させて、前記周波数特性算出手段により算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化手段を更に備えることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明のマルチパス等化器において、前記周波数特性算出手段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第１の受信コンスタレーションを算出し、該第１の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、算出した全サブキャリアシンボルの周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出し、抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第２の受信コンスタレーションを算出し、該第２の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記全サブキャリアシンボルの周波数特性から抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算し、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。従来技術と比べて装置の処理部規模の削減も可能となる。
【００２０】
また、本発明によれば、速いマルチパスの変動への追従性能を大幅に向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明による一実施例のマルチパス等化器を用いた受信装置を示すブロック図である。
【図２】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図３】本発明による一実施例の３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部の詳細な機能構成と８ｋ窓処理部による窓処理の例を示す概略図である。
【図４】本発明による一実施例の８ｋ−３２ｋ拡張処理部による先行波と遅延波の分割の一例を示す概略図である。
【図５】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図６】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【図７】従来技術のマルチパス等化器の機能構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による一実施例のマルチパス等化器の詳細な機能構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下に添付図面を参照し、実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。尚、以下の実施例ではマルチパス等化器への信号形式として日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式を用いた場合について説明するが、ＯＦＤＭ方式を用いた他のシステム（例えば、ＤＶＢ−Ｔ，ＤＶＢ−Ｔ２、及びＭｅｄｉａＦＬＯ等）への適用は当該業者であれば容易に可能であり、本発明はＩＳＤＢ−Ｔ方式に限定されるものではない。
【００２３】
先ず、本発明に係るマルチパス等化器を備える受信装置を説明する。
【００２４】
図１は、本発明に係るマルチパス等化器を備える受信装置の例を示すブロック図である。伝送されるＯＦＤＭ信号の無線信号は複数の有効シンボルによって構成されている。本実施例の受信装置７０は、アンテナ（図示せず）を介してＯＦＤＭ信号を受信して復調した後、マルチパス等化処理を施して復号する装置である。受信装置７０は、Ａ／Ｄコンバータ１０と、直交復調部２０と、ダウンサンプリング部３０と、ＡＦＣ処理部４０と、同期再生部５０と、マルチパス等化器１００と、復号部６０とを備える。
【００２５】
Ａ／Ｄコンバータ１０は、受信したＯＦＤＭ信号を入力して不要な周波数成分を除去した後、所定のサンプリング周波数でサンプリングして、サンプリングした信号を直交復調部２０に送出する。
【００２６】
直交復調部２０は、当該サンプリングした信号に対して直交検波を施し、直交復調したＯＦＤＭ信号をダウンサンプリング部３０に送出する。この直交復調したＯＦＤＭ信号は、同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）からなるベースバンド信号を構成する。
【００２７】
ダウンサンプリング部３０は、直交復調したＯＦＤＭ信号のサンプリング周波数に対してより低い周波数で再サンプリングして、再サンプリングしたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ処理部４０に送出する。
【００２８】
ＡＦＣ処理部４０は、再サンプリングしたＯＦＤＭ信号に対して局部発信器の周波数誤差を補償する自動周波数制御処理（ＡＦＣ：Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を施して、直交復調された複素の時間領域の信号からなる等化ベースバンド信号を生成し、マルチパス等化器１００に送出する。
【００２９】
同期再生部５０は、ＡＦＣ処理部４０から出力される信号に基づいて復調タイミング信号を生成し、ＡＦＣ処理部４０及びマルチパス等化器１００に送出する。この復調タイミング信号は、ＡＦＣ処理部４０におけるＦＦＴ処理やマルチパス等化器１００などの復調処理に必要な各タイミング信号（ＡＦＣ制御信号やシンボルパルス）を含む。各タイミング信号は、受信装置７０における動作に必要な再生クロックの生成にも用いられる。尚、この復調タイミング信号は、ガードインターバル期間と有効シンボルの終端期間との相関を利用することや、予め所定のキャリアに挿入されて伝送される既知のデータ（パイロット信号等）を利用して求めることもできる。
【００３０】
マルチパス等化器１００は、後述するように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施して、ＯＦＤＭ信号が伝搬してきた経路の伝搬特性に基づいて、周波数領域信号に重畳されている伝搬特性をキャンセルする（マルチパスの周波数特性を等化する）。
【００３１】
復号部６０は、マルチパス等化器１００から出力される信号に対して任意の誤り訂正方式に従う復号処理を施して、当該伝送されるＯＦＤＭ信号を復号する。
【００３２】
このように、本発明に係るマルチパス等化器１００を備える受信装置７０では、ＡＦＣ処理部４０から送出されるキャリアの周波数誤差を補正した等化ベースバンド信号、及び同期再生部５０から送出されるＯＦＭＤシンボルの開始位置を示すシンボルパルスが、マルチパス等化器１００に入力され、マルチパス等化器１００は、マルチパス等化後のサブキャリアシンボルを復号部６０に送出する。復号部６０は、サブキャリアシンボルのデータを誤り訂正し、例えばＭＰＥＧ−ＴＳへの各変調方式に従う復号処理を施し、更に必要に応じて映像・音声などのデータに復号して出力する。
【００３３】
以下、本発明に係る実施例１のマルチパス等化器について説明する。
【実施例１】
【００３４】
図２は、本発明による実施例１のマルチパス等化器を示したブロック図である。本実施例のマルチパス等化器１００は、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２と、３２ｋ複素除算部１０３と、８ｋ窓処理部１０４と、ＳＰキャリア再生処理部１０５と、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と、第１の複素除算部１０７と、キャリア判定処理部１０８と、複素乗算部１０９と、第２の複素除算部１１０と、等化係数算出処理部１５０とを備える。
【００３５】
３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１は、入力された複素の時間領域の等化ベースバンド信号を同期再生部５０から入力されるシンボルパルスに従って３２７６８ポイントの複素のデータを切り出して出力する。
【００３６】
３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２は、前記３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１で切り出した３２７６８ポイントの複素のデータをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域の複素のデータに変換して出力する。
【００３７】
本実施例では、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２とで入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換することができる。
【００３８】
３２ｋ複素除算部１０３は、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２から出力される３２７６８ポイントの複素データを分子、後述の方法にて算出される同じく３２７６８ポイントの周波数特性（周波数領域信号）を示す複素データを分母として複素除算することで波形等化を行い、その商である３２７６８ポイントの複素データを出力する。
【００３９】
８ｋ窓処理部１０４は、前記３２ｋ複素除算部１０３から出力される３２７６８ポイントの周波数領域の複素データから所要の８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データをフィルタにて抽出する。また、ＩＳＤＢ−Ｔモード３で伝送している有効な５６１７ポイント分のデータだけを抽出して出力する。
【００４０】
図３に３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１によるデータの切り出し、及び、８ｋ窓処理部によるフィルタの概念図を示す。図４はＩＳＤＢ−Ｔのモード３（有効シンボル期間１００８μ秒、ＦＦＴポイント数８１９２）、ガードインターバル比８分の１（１２６μ秒；１０２４ポイント）の場合の例で、横軸は時間を示している。３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１は、８ｋ窓処理部１０４で抽出する８１９２ポイント分の時間領域のデータが時間的にほぼ中心となるように入力されたデータを切り出す。
【００４１】
例えば、８ｋ窓処理部１０４で図３に示すシンボル＃ｉのデータを有効シンボル期間から５１２ポイントだけオフセットした位置（ガードインターバルの中心）から８１９２ポイント分のデータを抽出する場合、シンボル＃ｉ−２の先頭を示すシンボルパルスから６６５６ポイント（=18432+512+4096-16384）分だけ遅延した位置から３２７６８ポイント分のデータを切り出すようにＦＦＴ窓を設定する。
【００４２】
その後、８ｋ窓処理部１０４は、該処理部に入力された３２７６８ポイントの周波数領域のデータから時間領域でほぼ中心となる８１９２ポイント分の周波数領域のデータをＦＩＲフィルタで抽出するか、または、一旦３２７６８ポイントの周波数領域のデータをＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）して時間領域のデータに変換しデータの先頭より１２２８８ポイント（=32768/2-8192/2）分の位置から８１９２ポイント分のデータを抽出し、その８１９２ポイント分のデータだけをＦＦＴして８１９２ポイント分の周波数領域の複素データに変換して出力するように構成することもできる。
【００４３】
ＳＰキャリア再生処理部１０５は、８ｋ窓処理部１０４から出力される５６１７ポイント分の周波数領域の複素データから送信信号が既知のＳＰ（スキャッタードパイロット）だけを抽出してその既知の送信信号で除算することでＳＰのキャリア位置における伝搬路の周波数特性を算出して出力する。尚、ＳＰキャリア以外の位置のデータは０を挿入して出力する。また、ＳＰキャリア再生処理部１０５は、１つのＯＦＤＭシンボルから得られる１２キャリア毎の周波数特性、ＯＦＤＭシンボル３つから得られる６キャリア毎の周波数特性、４つのＯＦＤＭシンボルから得られる３キャリア毎の周波数特性のいずれの出力でもよい。
【００４４】
ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６は、ＳＰキャリア再生処理部１０５で算出したＳＰの位置の周波数特性をデータの存在しないＳＰ以外の部分に補間するために、ＳＰキャリア再生処理部１０５から出力されるデータにフィルタ（通常ＦＩＲフィルタ）をかけて出力する。
【００４５】
第１の複素除算部１０７は、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果を出力する。ここで波形等化可能な周波数特性の歪みは当然ガードインターバル内のマルチパスによるものに限られ、等化可能な範囲はＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６のフィルタ特性によって決まる。第１の複素除算部１０７における複素除算により各サブキャリアシンボルの受信コンスタレーション（振幅と位相の情報）が得られる。
【００４６】
キャリア判定処理部１０８は、第１の複素除算部１０７から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００４７】
複素乗算部１０９は、キャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを複素乗算して出力する。ここで、複素乗算部１０９の出力は、キャリア判定処理部１０８の出力にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データを乗算したものであるから、キャリア判定処理部１０８で雑音を除去した各サブキャリアシンボルの振幅と位相の情報に、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データが持つ有効シンボル期間と８ｋ窓処理部による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波を含むガードインターバル内のマルチパスの周波数特性の情報を乗算した出力データとなる。
【００４８】
第２の複素除算部１１０は、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、複素乗算部１０９から出力されるデータを分母として複素除算することで、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出して出力する。ここで、複素乗算部１０９の出力のデータには有効シンボル期間と８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波の周波数特性が含まれているため、第２の複素除算部１１０の出力は、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置の誤差による周波数特性や主波の振幅と位相が校正された信号が出力される。
【００４９】
等化係数算出処理部１５０は、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータから、マルチパス等化の誤差（即ち、伝搬路の周波数特性）を表す等化係数を算出して、３２ｋ複素除算部１０３に出力する。この等化係数算出処理部１５０は、図７に示す従来のものと同様にすることができる。
【００５０】
切替部１２０は、キャリア判定処理部１０８の入力または出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前又はキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００５１】
このように、本実施例のマルチパス等化器１００は、デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を周波数領域で等化して補償する。従って、マルチパス等化器１００は、入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換段（３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１，３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２）と、該周波数領域変換段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化段（３２ｋ複素除算部１０３）と、該周波数領域等化段から出力される周波数特性を等化後の信号から、ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理段（８ｋ窓処理部１０４）と、該窓処理段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出段（ＳＰキャリア再生処理部１０５、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６、第１の複素除算部１０７、キャリア判定処理部１０８、複素乗算部１０９、第２の複素除算部１１０、及び等化係数算出処理部１５０）とを備えるように構成することができる。
【００５２】
この周波数特性算出段は、入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出する算出段（ＳＰキャリア再生処理部１０５）、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する算出段（ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６）、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出する算出段（第１の複素除算部１０７）、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算する算出段（第２の複素除算部１１０）、及び、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、当該等化係数を決定する算出段（等化係数算出処理部１５０）を備えるように構成することができる。
【００５３】
本実施例のマルチパス等化器１００によれば、複素乗算部１０９が設けられ、この複素乗算部１０９の出力は、キャリア判定処理部１０８で雑音を除去した各サブキャリアシンボルの振幅と位相の情報に、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６からの周波数特性データが持つ有効シンボル期間と８ｋ窓処理部による時間領域のデータの抽出位置の誤差の情報や主波を含むガードインターバル内のマルチパスの周波数特性の情報を乗算したものとなる。従って、この複素乗算部１０９の出力からマルチパスの周波数領域信号を導出することにより、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。
【００５４】
次に、本発明に係る実施例２のマルチパス等化器について説明する。尚、実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例２】
【００５５】
図５は、本発明による実施例２のマルチパス等化器を示したブロック図である。本実施例のマルチパス等化器１００は、３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部１０１と、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２と、３２ｋ複素除算部１０３と、８ｋ窓処理部１０４と、ＳＰキャリア再生処理部１０５と、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と、第１の複素除算部１０７と、キャリア判定処理部１０８と、複素乗算部１０９と、第２の複素除算部１１０とを備える点で、実施例１と共通する。
【００５６】
即ち、実施例２のマルチパス等化器１００は、従来からの等化係数算出処理部１５０の代わりに、等化誤差算出部１１１と、ノイズ除去処理部１１２と、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３と、重み係数設定部１１４と、係数更新処理部１１５と、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６と、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７と、フィルタ利得算出部１１８と、利得調整処理部１１９とを備える。
【００５７】
等化誤差算出部１１１は、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータから主波の周波数成分を除去して出力する。等化誤差算出部１１１の出力は、３２ｋ複素除算部１０３におけるマルチパス等化の誤差を示す周波数特性である。尚、第２の複素除算部１１０から出力される周波数特性のデータは主波の振幅と位相が校正されているため、等化誤差算出部１１１における主波の周波数成分の除去は全てのサブキャリアシンボルにおける複素の周波数特性から単純にＤＣ成分を減算するだけでよい。即ち、等化誤差算出部１１１における任意の複素信号（Ｉ，Ｑ）に対して、主波成分（１，０）を減算するだけでマルチパスの等化誤差成分が得られるようになる。
【００５８】
ノイズ除去処理部１１２は、等化誤差算出部１１１から出力されたマルチパス等化の誤差を示す周波数特性の絶対値を算出し、その値が第１の閾値（図５中ではClip Levelと明記）以上ならばそれをノイズと判定してその部分の周波数特性を０に置き換えて出力する。主波成分が１であれば、この第１の閾値は例えば０．３程度を設定する。尚、サブキャリアの変調方式が６４ＱＡＭである場合は、コンスタレーション上の隣とのシンボル間距離が約０．３０８６（＝２／√４２）であるから、第１の閾値としてはその半分の０．１５４３以上とするのがよい。
【００５９】
８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３は、ノイズ除去処理部１１２から出力されたノイズ除去後のマルチパス等化の誤差を示す周波数特性をＩＦＦＴして、８１９２ポイントのマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答に変換して出力する。ここで、５６１７ポイントのデータからインパルス応答に変換しているため主波レベルの校正値としてＩＦＦＴ後のインパルス応答を８１９２／５６１７倍して出力するように構成する。
【００６０】
重み係数設定部１１４は、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されたインパルス応答のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値（図６においてNoiseOfsと明記）以上の振幅のインパルス応答に対して重み係数（例えば、重み係数１）を設定し、第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくするように、それぞれのインパルス応答の振幅（絶対値）に応じた重み係数を算出して出力する。インパルス応答のノイズレベルの算出は、インパルス応答の絶対値を算出し移動平均にて平滑化した後、その最小値を平均ノイズレベルとして設定する。ノイズのピークを考慮して平均ノイズレベルから電力比で１３ｄＢ以上のインパルス応答は重み係数１とし、それ以下のインパルス応答は平均ノイズレベルから１３ｄＢの位置から比例して小さくなるように重み係数を設定する。尚、この実施例ではノイズのピークを１３ｄＢとしたが、数ｄＢの範囲で値を増減してもよい。さらに、算出した重み係数に係数μ（０＜μ≦１）を乗算して最終的な重み係数として出力する。
【００６１】
係数更新処理部１１５は、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されたマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答に、重み係数設定部１１４で算出した重み係数を乗算してその結果を利得調整部１１９から出力された更新前の係数に加算して出力する。この係数更新処理部１１５の出力は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６の出力の周波数特性部分を除く広い範囲（例えばＩＳＤＢ−Ｔモード３で１００８μ秒）の伝搬路の遅延プロファイルを示す。
【００６２】
８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６は、算出した８１９２ポイントの伝搬路の遅延プロファイルを主波よりも時間的に前に受信される先行波（前ゴースト）と主波よりも後に受信される遅延波（後ゴースト）に分割するとともに、その他の部分に０を挿入して３２７６８ポイント分のデータを作成して出力する。図３に８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６による先行波と遅延波の分割の一例を示している。
【００６３】
第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７は、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１１６から出力された３２７６８ポイントの伝搬路の遅延プロファイルをＦＦＴして伝搬路の周波数特性に変換して出力する。この出力は３２ｋ複素除算部１０３に出力され、ここでガードインターバルを越えるマルチパスによる周波数特性の歪みを等化する。
【００６４】
フィルタ利得算出部１１８は、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７から出力された３２７６８ポイントの伝搬路の周波数特性のうち、ＯＦＤＭのサブキャリアに相当する部分の周波数特性の絶対値の平均値を算出して出力する。この平均値はマルチパス等化のための係数の利得であり通常１となるが、ノイズ除去処理部１１２などの処理の影響により若干増減する。
【００６５】
利得調整処理部１１９は、係数更新処理部１１５から出力されたマルチパス等化の誤差を示す時間領域のインパルス応答を、フィルタ利得算出部１１８から出力された周波数特性の絶対値の平均値で除算して出力する。この利得調整により３２ｋ複素除算部１０３におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御されるため、演算誤差の蓄積によりフィルタ係数が制御不能となることを防止し、マルチパス等化の動作を長期間に安定させることができるようになる。
【００６６】
切替部１２０は、キャリア判定処理部１０８の入力又は出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前又はキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００６７】
これにより、実施例２のマルチパス等化器１００によれば、白色雑音やマルチパスなどの劣悪な受信環境下においてもＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間幅を越えるようなマルチパス波による受信特性の劣化を改善することができる。また、従来技術と比べて装置の処理部規模の削減も可能となる。
【００６８】
より具体的に、図５に示す本発明による実施例２のマルチパス等化器１００と図７に示す従来技術によるマルチパス等化器の相違点を説明する。
【００６９】
図７に示す従来のマルチパス等化器２００は、図５に示す本発明による実施例２のマルチパス等化器１００とは相違して、複素乗算部１０９を有していない。また、従来のマルチパス等化器２００における等化係数算出処理部１５０は、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１と、主波成分算出部１５０２と、等化誤差算出部１５０３と、８ｋ−ＩＦＦＴ部１５０４と、係数更新処理部１５０５と、遅延部１５０６と、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１５０７と、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１５０８とを備える。
【００７０】
前述した図７に示す従来技術によるマルチパス等化器２００では、キャリア判定処理部１０８におけるキャリア判定値で、第２の複素除算部１１０により全サブキャリアにおける周波数特性を算出した後に、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１にて８ｋ窓処理部１０４による時間領域のデータの抽出位置と有効シンボル期間との時間的な誤差による周波数特性上の誤差を補正する。さらにその後、主波成分算出部１５０２により主波成分の振幅と位相を算出し、等化誤差算出部１５０３により、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１から出力された周波数特性の平均値から主波成分の振幅と位相の誤差を補正する。このように、従来技術によるマルチパス等化器２００では、等化誤差算出部１５０３にて主波成分の振幅と位相を補正するように構成していた。しかしながら、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１においてサブキャリアのＣＮ比が非常に低い場合に処理が誤り、稀にマルチパスを正しく等化できなくなる場合があった。
【００７１】
これを解決するために本発明による実施例２のマルチパス等化器１００は、キャリア判定処理部１０８から出力された全サブキャリアシンボルの判定値にＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力された有効シンボル期間とＦＦＴ窓の位置の誤差の情報や主波の振幅と位相の情報などを含む周波数特性を複素乗算部１０９にて乗算し、その周波数特性を以て第２の複素除算部１１０で複素除算して、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出するように構成した。
【００７２】
これにより、ＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１及び主波成分算出部１５０２が不要となり、サブキャリアのＣＮ比が非常に低い場合にもＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１の処理が誤ることを低減させることができる。更に、複雑な処理が必要なＦＦＴ窓誤差補正処理部１５０１を提供することなく、簡単な複素乗算部１０９を追加するだけで同等以上の効果が得られるため、マルチパス等化器の規模も小さくなるという利点がある。
【００７３】
また、本発明による実施例２のマルチパス等化器１００は、ノイズ除去処理部１１２を等化誤差算出部１１１の後に設けることで、等化誤差算出部１１１から出力されるマルチパス等化の誤差を示す周波数特性に含まれるノイズを除去して８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答のノイズを減らすことが可能となる。
【００７４】
更に、前述した図７に示す従来技術によるマルチパス等化器２００では、等化誤差算出部１５０３から出力される補正した主波成分に対して８ｋ−ＩＦＦＴ処理を施し、係数更新処理部１５０５により、遅延部１５０６を介して出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答を、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１５０４から出力されるマルチパス等化の誤差全体に同じ重み付け係数を乗じて加算していた。従って、従来技術によるマルチパス等化器２００では、マルチパス等化の誤差全体に同じ重み付け係数を乗じて加算した結果に対して、８ｋ−３２ｋ拡張処理部１５０７により前述のように拡張処理を施し、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１５０８により、周波数領域の信号に変換し、３２ｋ複素除算部１０３に対する等化係数を算出することになる。しかしながら、マルチパス等化の誤差全体に対して同じ重み付け係数を乗じる構成では、誤差の低減効果として改善の余地がある。
【００７５】
本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、８ｋ−ＩＦＦＴ処理部１１３から出力されるマルチパス等化の誤差を示すインパルス応答に重み係数設定部１１４から出力されるノイズレベルからの距離に応じた重み係数を乗算するように構成した。具体的には、インパルス応答のノイズレベルよりも十分に大きな第１の閾値（前記実施例ではノイズレベルより電力比で１３ｄＢ大きな値を設定）以上となる信頼性の高い係数には大きな重み付け係数（実施例では１にμを乗算した値）を乗算し、第１の閾値より低いインパルス応答には第１の閾値に比例した低い重み付け係数（例えば閾値の１０分の１の電力のインパルス応答には０．１にμを乗算した重み付け係数）を乗算するように構成した。
【００７６】
尚、マルチパス等化の誤差を示すインパルス応答の電力が大きいことは、マルチパスの伝搬路特性の変動が速いことを意味する。本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、重み係数設定部１１４を設けることにより、マルチパスの伝搬路の変動に対する追従特性を向上させると共に、電力の小さなマルチパスのインパルス応答を小さな重み付け係数で加算して平均化することで、電力の小さなマルチパスをも精度良く等化することができるようになる。
【００７７】
また、本発明による実施例２のマルチパス等化器１００では、フィルタ利得算出部１０８と利得調整処理部１１９により３２ｋ複素除算部１０３によるマルチパス等化の利得が常に１となるように制御している。フィルタ利得算出部１０８は、３２７６８ポイントに拡張された後のＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性の絶対値の平均値だけを観測しているが、仮にＯＦＤＭ信号帯域外の周波数特性の利得が非常に大きくなったとしても、その影響は必ず隣接したＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性に現れる。従って、フィルタ利得算出部１０８によってＯＦＤＭ信号帯域内の周波数特性を観測して制御することにより、ＯＦＤＭ信号帯域外の周波数特性の利得が異常に大きくなることもなくなる。
【００７８】
次に、本発明に係る実施例３のマルチパス等化器について説明する。尚、実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例３】
【００７９】
図６は、本発明による実施例３のマルチパス等化器１００を示したブロック図である。
【００８０】
図５に示す実施例２のマルチパス等化器１００では、算出したマルチパスの周波数特性をフィードバックしてマルチパスを等化しているため、マルチパスの等化誤差を算出している信号と実際にマルチパスを等化している信号のタイミングが遅れることがある。このような場合において、マルチパスの変動への追従性能の高速化という要望がある。図６に示す実施例３のマルチパス等化器１００は、この追従性能が劣化を解決するために、伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２からの信号を遅延させて、前述した周波数特性算段によって算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化段を追加したものである。
【００８１】
従って、図５に示す実施例２と図６に示す実施例３との相違点について説明する。
【００８２】
実施例３のマルチパス等化器１００は、図６に示すように、実施例２のマルチパス等化器１００に対して更に、フィードフォワード等化段として、遅延部１２１と、３２ｋ第２の複素除算部１２２と、第２の８ｋ窓処理部１２３と、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４と、第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５と、第３の複素除算部１２６と、第２のキャリア判定処理部１２７とを更に備える。
【００８３】
遅延部１２１は、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２からの信号が分岐されて入力されており、その入力信号を３２ｋ複素除算部１０３から第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部までによる伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ入力信号を遅延させて出力する。この遅延部１２１により観測信号と実際に等化する信号のタイミングの遅れを調整する。
【００８４】
第２の３２ｋ複素除算部１２２は、３２ｋ複素除算部１０３と同じ処理構成であり、遅延部１２１から出力される３２７６８ポイントの複素データを分子、第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部１１７から出力される３２７６８ポイントの周波数特性を示す複素データを分母として複素除算することで波形等化を行い、その商である３２７６８ポイントの複素データを出力する。
【００８５】
第２の８ｋ窓処理部１２３は、８ｋ窓処理部１０４と同じ処理構成であり、第２の３２ｋ複素除算部１２２から出力される３２７６８ポイントの周波数領域の複素データから所要の８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データを抽出する。また、ＩＳＤＢ−Ｔモード３で伝送している有効な５６１７ポイント分のデータだけを抽出して出力する。
【００８６】
第２のＳＰキャリア再生処理部１２４は、ＳＰキャリア再生処理部１０５と同じ処理構成であり、第２の８ｋ窓処理部１２３から出力される５６１７ポイント分の周波数領域の複素データから送信信号か既知のＳＰだけを抽出してその既知の送信信号で除算することでＳＰのキャリア位置における伝搬路の周波数特性を算出して出力する。
【００８７】
第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と同じ処理構成であり、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４で算出したＳＰの位置の周波数特性をデータの存在しないＳＰ以外の部分に補間するために、第２のＳＰキャリア再生処理部１２４から出力されるデータにフィルタをかけて出力する。
【００８８】
第３の複素除算部１２６は、第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、第２の８ｋ窓処理部１２３から出力されるデータを分子、第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部１２５から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果を出力する。
【００８９】
第２のキャリア判定処理部１２７は、キャリア判定処理部１０８と同じ処理構成であり、第３の複素除算部１０７から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００９０】
図６に示す切替部１２０は、図１に示す切替部１２０と同じ処理構成であり、第２のキャリア判定処理部１２７の入力または出力の信号、即ちマルチパス等化後の信号をキャリア判定前またはキャリア判定後のいずれかを選択し、マルチパス等化器１００の出力として出力する。
【００９１】
以上のように、実施例３のマルチパス等化器１００によれば、マルチパスの等化誤差を算出している信号と実際にマルチパスを等化している信号のタイミングを一致させることができるため、上述した実施例１及び実施例２のマルチパス等化器１００の利点を全て包含しながら、速いマルチパスの変動に対して追従性能を大幅に向上させることができるようになる。
【００９２】
次に、本発明に係る実施例４のマルチパス等化器について説明する。尚、上述した実施例と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。
【実施例４】
【００９３】
図８は、本発明による実施例４のマルチパス等化器１００を示したブロック図である。
【００９４】
図５に示す実施例２のマルチパス等化器１００や図６に示す実施例３のマルチパス等化器１００では、再生クロックや周波数誤差の補正における誤差の影響によりＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データが乱れた場合、第１の複素除算部１０７からの出力の精度が劣化する可能性がある。図８に示す実施例４のマルチパス等化器１００は、この劣化を解決するために、全てのサブキャリアシンボルから算出した伝搬路の周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出した周波数特性データを、第１の複素除算部１０７における複素除算の分母、及び、複素乗算部１０９におけるキャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値との乗算に用いるように構成したものである。
【００９５】
従って、図５に示す実施例２と図８に示す実施例４との相違点について以下に説明する。
【００９６】
実施例４のマルチパス等化器１００は、図８に示すように、実施例２のマルチパス等化器１００に対して更に、第４の複素除算部１６０と、第３のキャリア判定処理部１６１と、第５の複素除算部１６２と、ローパスフィルタ部１６３とを備える。
【００９７】
第４の複素除算部１６０は、第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでＳＰから算出した周波数特性で波形等化してその結果（受信コンスタレーション）を出力する。
【００９８】
第３のキャリア判定処理部１６１は、キャリア判定処理部１０８と同じ処理構成であり、第４の複素除算部１６０から出力される受信コンスタレーションを各サブキャリアシンボルの変調方式によって定められた閾値で硬判定して、その判定値を出力する。
【００９９】
第５の複素除算部１６２は、第２の複素除算部１１０と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、第３のキャリア判定処理部１６１から出力されるデータを分母として複素除算することで、全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出して出力する。
【０１００】
ローパスフィルタ部１６３は、第５の複素除算部１６２で算出した周波数特性データから、８ｋ窓処理部１０４による８１９２ポイント分の時間領域のデータに相当する周波数領域の複素データの抽出で決まるガードインターバル内の伝搬路による周波数特性を抽出して出力する。尚、ローパスフィルタ部１６３は、ＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６と基本的に同じ処理構成である。
【０１０１】
図８に示す第１の複素除算部１０７は、図５に示す第１の複素除算部１０７と同じ処理構成であり、８ｋ窓処理部１０４から出力されるデータを分子、ローパスフィルタ部１６３から出力される周波数特性データを分母として複素除算することでガードインターバル内の伝搬路による周波数特性で波形等化してその結果を出力する。
【０１０２】
図８に示す複素乗算部１０９は、図５に示す複素乗算部１０９と同じ処理構成であり、キャリア判定処理部１０８から出力される各サブキャリアシンボルの判定値にローパスフィルタ部１６３から出力される周波数特性データを複素乗算して出力する。
【０１０３】
以上のように、実施例４のマルチパス等化器１００によれば、再生クロックや周波数誤差の補正における誤差の影響によりＳＰ間内挿補間フィルタ部１０６から出力される周波数特性データの乱れを解消するために、第４の複素除算部１６０、第３のキャリア判定処理部１６１及び第５の複素除算部１６２によって全てのサブキャリアシンボルにおける伝搬路の周波数特性を算出し、ローパスフィルタ部１６３によってガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出した周波数特性データとする。これにより、第１の複素除算部１０７から出力される各サブキャリアシンボルの受信コンスタレーションの精度を向上させることが可能となり、その結果、マルチパス等化器１００の等化性能を大幅に向上させることができるようになる。
【０１０４】
尚、本実施例の第４の複素除算部１６０からローパスフィルタ部１６３までの構成を図６に示す実施例３のフィードフォワード等化段にも適用することができる。これにより、さらにマルチパス等化器１００の等化性能を向上させることができるようになる。
【０１０５】
尚、以上の実施例では３２７６８ポイントのＦＦＴを用いて時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、その後マルチパス等化するように構成しているが、特許文献１にも記載している通りＦＦＴのポイント数はその倍の６５５３６ポイント、又はそれ以上のポイント数とすることができる。また、３２ｋ−ＦＦＴ処理部１０２は、単なる時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する算出段の１つであるので、ＦＦＴ以外の算出段により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するように構成することもできる。
【０１０６】
上述の実施例については特定の実施例を説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変形及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、上述の各実施例のうちの２つ以上を組み合わせて別の実施例を実現することもできる。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明によるマルチパス等化器は、マルチパスの等化誤差を効率よく抑制させることができるため、任意のデジタル伝送方式に有用である。
【符号の説明】
【０１０８】
１００ マルチパス等化器
１０１ ３２ｋ−ＦＦＴ窓処理部
１０２ ３２ｋ−ＦＦＴ処理部
１０３ ３２ｋ複素除算部
１０４ ８ｋ窓処理部
１０５ ＳＰキャリア再生処理部
１０６ ＳＰ間内挿補間フィルタ部
１０７ 第１の複素除算部
１０８ キャリア判定処理部
１０９ 複素乗算部
１１０ 第２の複素除算部
１１１ 等化誤差算出部
１１２ ノイズ除去処理部
１１３ ８ｋ−ＩＦＦＴ処理部
１１４ 重み係数設定部
１１５ 係数更新処理部
１１６ ８ｋ−３２ｋ拡張処理部
１１７ 第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部
１１８ フィルタ利得算出部
１１９ 利得調整処理部
１２０ 切替部
１２１ 遅延部
１２２ 第２の３２ｋ複素除算部
１２３ 第２の８ｋ窓処理部
１２４ 第２のＳＰキャリア再生処理部
１２５ 第２のＳＰ間内挿補間フィルタ部
１２６ 第３の複素除算部
１２７ 第２のキャリア判定処理部
１５０ 等化係数算出処理部
１６０ 第４の複素除算部
１６１ 第３のキャリア判定処理部
１６２ 第５の複素除算部
１６３ ローパスフィルタ部
１５０１ ＦＦＴ窓誤差補正処理部
１５０２ 主波成分算出部
１５０３ 等化誤差算出部
１５０４ ８ｋ−ＩＦＦＴ部
１５０５ 係数更新処理部
１５０６ 遅延部
１５０７ ８ｋ−３２ｋ拡張処理部
１５０８ 第２の３２ｋ−ＦＦＴ処理部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を補償するマルチパス等化器であって、
入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、
該周波数領域変換手段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化手段と、
該周波数領域等化手段から出力される周波数特性を等化後の信号から、前記ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理手段と、
該窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、前記マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出手段とを備え、
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出し、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算を行い、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とするマルチパス等化器。
【請求項２】
前記周波数領域等化手段は、前記周波数領域変換手段から出力される信号を分子、前記周波数特性算出手段で算出したマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを分母として、同じ周波数に相当する信号を除算して、マルチパス伝搬路によって歪んだ周波数特性を等化することを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【請求項３】
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号から周波数特性を算出する既知信号再生部と、
該既知信号再生部から出力される周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する複素除算部と、
該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を出力するキャリア判定処理部と、
該キャリア判定処理部から出力される判定値に前記既知信号から算出した周波数特性を乗算して出力する複素乗算部と、
該複素乗算部からの出力を分母、前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を分子として複素除算を行って出力する複素除算部と、
を備えることを特徴とする、請求項２に記載のマルチパス等化器。
【請求項４】
前記周波数特性算出手段は、
該複素除算部からの出力から入力信号の主波成分を除去して出力する等化誤差算出部と、
該等化誤差算出部から出力される周波数領域の信号を前記ＯＦＤＭ信号の信号形式で決まるポイント数の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って時間領域の信号に変換して出力するＩＦＦＴ処理部と、
該ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を所定の重み係数を乗算した後に加算することで新たなマルチパス等化のための係数を算出して出力する係数更新処理部と、
係数更新処理部から出力される時間領域の信号に前記周波数領域変換手段で用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの数と同じになるように０を挿入して出力するデータ数拡張処理部と、
該データ数拡張処理部から出力される時間領域のデータを周波数領域に変換し、前記周波数領域変換手段から得られる当該等化係数を、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータとして出力する第２の周波数領域変換部と、
を備えることを特徴とする、請求項３に記載のマルチパス等化器。
【請求項５】
前記等化誤差算出部は、該処理部への入力である前記複素除算部からの出力から実数１を減算することで入力信号の主波成分を除去して出力することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項６】
前記等化誤差算出部と前記ＩＦＦＴ処理部との間に、前記等化誤差算出部からの出力を第１の閾値で比較し、前記第１の閾値以上の振幅の信号をノイズとして判断し、ノイズとして判断した信号の値を０に置き換えて出力するノイズ除去処理部を備えることを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項７】
前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値以上の振幅の信号に対しては重み係数１とし、前記第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくなるように重み係数を算出する重み係数設定部を備え、
前記係数更新処理部は、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を前記重み係数を乗算して加算することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項８】
前記周波数領域等化手段における除算の分母に用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの絶対値の平均値を算出し、マルチパス伝搬路の周波数特性の利得として出力するフィルタ利得算出部と、
該フィルタ利得算出部からの出力値で前記係数更新処理部から出力されるマルチパス等化のための係数を除算して出力する利得調整処理部とを備え、
該利得調整処理部は、前記周波数領域等化手段におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項９】
伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ前記周波数領域変換手段からの信号を遅延させて、前記周波数特性算出手段により算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化手段を更に備えることを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【請求項１０】
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第１の受信コンスタレーションを算出し、該第１の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、算出した全サブキャリアシンボルの周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出し、抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第２の受信コンスタレーションを算出し、該第２の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記全サブキャリアシンボルの周波数特性から抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算し、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【請求項１】
デジタル伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるマルチパス伝送路を補償するマルチパス等化器であって、
入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間よりも広い範囲の信号を一括して周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、
該周波数領域変換手段から出力される信号を、伝搬路によって歪んだ周波数特性を表す等化係数により等化する周波数領域等化手段と、
該周波数領域等化手段から出力される周波数特性を等化後の信号から、前記ＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を抽出する窓処理手段と、
該窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号から、前記マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを算出する周波数特性算出手段とを備え、
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出し、該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記既知信号の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算を行い、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とするマルチパス等化器。
【請求項２】
前記周波数領域等化手段は、前記周波数領域変換手段から出力される信号を分子、前記周波数特性算出手段で算出したマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータを分母として、同じ周波数に相当する信号を除算して、マルチパス伝搬路によって歪んだ周波数特性を等化することを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【請求項３】
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号から周波数特性を算出する既知信号再生部と、
該既知信号再生部から出力される周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して受信コンスタレーションを算出する複素除算部と、
該受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を出力するキャリア判定処理部と、
該キャリア判定処理部から出力される判定値に前記既知信号から算出した周波数特性を乗算して出力する複素乗算部と、
該複素乗算部からの出力を分母、前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を分子として複素除算を行って出力する複素除算部と、
を備えることを特徴とする、請求項２に記載のマルチパス等化器。
【請求項４】
前記周波数特性算出手段は、
該複素除算部からの出力から入力信号の主波成分を除去して出力する等化誤差算出部と、
該等化誤差算出部から出力される周波数領域の信号を前記ＯＦＤＭ信号の信号形式で決まるポイント数の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って時間領域の信号に変換して出力するＩＦＦＴ処理部と、
該ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を所定の重み係数を乗算した後に加算することで新たなマルチパス等化のための係数を算出して出力する係数更新処理部と、
係数更新処理部から出力される時間領域の信号に前記周波数領域変換手段で用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの数と同じになるように０を挿入して出力するデータ数拡張処理部と、
該データ数拡張処理部から出力される時間領域のデータを周波数領域に変換し、前記周波数領域変換手段から得られる当該等化係数を、マルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータとして出力する第２の周波数領域変換部と、
を備えることを特徴とする、請求項３に記載のマルチパス等化器。
【請求項５】
前記等化誤差算出部は、該処理部への入力である前記複素除算部からの出力から実数１を減算することで入力信号の主波成分を除去して出力することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項６】
前記等化誤差算出部と前記ＩＦＦＴ処理部との間に、前記等化誤差算出部からの出力を第１の閾値で比較し、前記第１の閾値以上の振幅の信号をノイズとして判断し、ノイズとして判断した信号の値を０に置き換えて出力するノイズ除去処理部を備えることを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項７】
前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号のノイズレベルを算出し、そのノイズレベルよりも第２の閾値以上の振幅の信号に対しては重み係数１とし、前記第２の閾値よりも小さい振幅の信号に対しては前記第２の閾値からの振幅比に比例して小さくなるように重み係数を算出する重み係数設定部を備え、
前記係数更新処理部は、前記ＩＦＦＴ処理部から出力された信号を前記重み係数を乗算して加算することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項８】
前記周波数領域等化手段における除算の分母に用いるマルチパス伝搬路の周波数特性を示す周波数領域のデータの絶対値の平均値を算出し、マルチパス伝搬路の周波数特性の利得として出力するフィルタ利得算出部と、
該フィルタ利得算出部からの出力値で前記係数更新処理部から出力されるマルチパス等化のための係数を除算して出力する利得調整処理部とを備え、
該利得調整処理部は、前記周波数領域等化手段におけるマルチパス等化のための係数の利得が常に１となるように制御することを特徴とする、請求項４に記載のマルチパス等化器。
【請求項９】
伝搬路のマルチパスの周波数特性の演算に要する時間だけ前記周波数領域変換手段からの信号を遅延させて、前記周波数特性算出手段により算出したマルチパスの周波数特性を用いてフィードフォワードにて等化するフィードフォワード等化手段を更に備えることを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【請求項１０】
前記周波数特性算出手段は、
入力される信号のうちパイロット信号又はトレーニング信号からなる既知信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第１の受信コンスタレーションを算出し、該第１の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、算出した全サブキャリアシンボルの周波数特性からガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を抽出し、抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性の値で前記周波数特性算出手段の入力信号を複素除算して第２の受信コンスタレーションを算出し、該第２の受信コンスタレーションを各サブキャリアの変調方式に従って領域判定を行ってその判定値を算出し、算出した判定値に前記全サブキャリアシンボルの周波数特性から抽出したガードインターバル内の伝搬路の周波数特性を乗算し、この乗算した値によって前記窓処理手段から出力されるＯＦＭＤ信号の復調に必要な有効シンボル期間の時間幅の信号に相当する周波数領域の信号を複素除算し、複素除算した値から全サブキャリアシンボルの周波数特性を算出し、前記等化係数を決定することを特徴とする、請求項１に記載のマルチパス等化器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−２３３１９７（Ｐ２０１０−２３３１９７Ａ）
【公開日】平成２２年１０月１４日（２０１０．１０．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１３６２２８（Ｐ２００９−１３６２２８）
【出願日】平成２１年６月５日（２００９．６．５）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【出願人】（５９１０５３９２６）財団法人エヌエイチケイエンジニアリングサービス (169)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１０月１４日（２０１０．１０．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月５日（２００９．６．５）
【出願人】（０００００４３５２）日本放送協会 (2,206)
【出願人】（５９１０５３９２６）財団法人エヌエイチケイエンジニアリングサービス (169)
【Ｆターム（参考）】
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