保護機能付電力変換装置及び制御方法
【課題】大電流が流れた際に自動的に電流を遮断する、フルブリッジ型ＭＥＲＳ用いて直流交流変換を行う保護機能付電力変換装置及び制御方法を提供する。
【解決手段】保護機能付電力変換装置１は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、制御回路２００と、電流計３００から構成され、直流電流源２と誘導性負荷３の間に接続される。電流計３００は、誘導性負荷３に供給される電流値を計測する。制御回路２００は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を切り替えることによって、直流電流源２から出力される電力を交流電力に変換して誘導性負荷３に供給する。また、誘導性負荷３が短絡故障する等して大電流が流れ、電流計３００が検出する電流値が所定の値以上になると、制御回路２００は全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにして電流を遮断する。
【解決手段】保護機能付電力変換装置１は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、制御回路２００と、電流計３００から構成され、直流電流源２と誘導性負荷３の間に接続される。電流計３００は、誘導性負荷３に供給される電流値を計測する。制御回路２００は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を切り替えることによって、直流電流源２から出力される電力を交流電力に変換して誘導性負荷３に供給する。また、誘導性負荷３が短絡故障する等して大電流が流れ、電流計３００が検出する電流値が所定の値以上になると、制御回路２００は全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにして電流を遮断する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、保護機能付電力変換装置及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
導通する電流を制御する装置として、フルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｗｉｔｃｈ）（以下、「フルブリッジ型ＭＥＲＳ」と呼称する。）が知られている。
【０００３】
フルブリッジ型ＭＥＲＳは、４つの逆導通型半導体スイッチと1つのコンデンサで構成される。フルブリッジ型ＭＥＲＳは、簡単な制御によって電流を制御することが可能である。
【０００４】
特許文献１には、フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いて直流電源から交流電流を誘導性負荷に供給することができる回路が記載されている。
この回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳを構成する４つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより、フルブリッジ型ＭＥＲＳのコンデンサと誘導性負荷のインダクタンスとを直列共振させ、コンデンサに発生した電圧により誘導性負荷に交流電流を供給する回路である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−０９２７４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、引用文献１に記載の回路は、誘導性負荷が故障して短絡する（以下、短絡故障と呼ぶ）と大電流が流れる可能性があった。大電流が流れることは、逆導通型半導体スイッチが故障したり、逆導通型半導体スイッチのオン・オフの制御が効かなくなったりする原因の一つである。
そのため、誘導性負荷が短絡故障するなどして大電流が流れる場合に、自動的に電流を遮断する方法が求められていた。
【０００７】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、大電流が流れた際に自動的に電流を遮断可能な、フルブリッジ型ＭＥＲＳ用いて直流交流変換を行う保護機能付電力変換装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る保護機能付電力変換装置は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力する電流検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である。
【００１０】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、所定の時間が経過すると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする。
【００１１】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が第１の所定の電流値以上になった後に、前記電流検知手段により出力される電流値が第２の所定の電流値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにして電流を遮断する。
【００１２】
また、前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が所定の電圧値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにしてもよい。
【００１３】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段が出力する電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする。
【００１４】
また、上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る保護機能付電力変換装置は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする。
【００１５】
例えば、コイルを更に備え、
前記直流電流源は、該コイルと直流電圧源との直列回路であってもよい。
【００１６】
また、上記目的を達成するため、本発明の第三の観点に係る制御方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力するステップと、
前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、上記目的を達成するため、本発明の第四の観点に係る制御方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力するステップと、
前記電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いて直流交流変換を行うことができ、かつ、過電流が流れると、自動的に電流を遮断することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明に係る保護機能付電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図３】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図４】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図５】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図６】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図７】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図８】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図９】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図１０】図１の保護機能付電力変換装置の動作に伴う負荷電流と負荷電圧の変化を示す図である。
【図１１】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１２】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１３】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（実施形態１）
以下、本発明の実施形態に係る保護機能付電力変換装置１を、図面を参照して説明する。
【００２１】
図１に示すように、保護機能付電力変換装置１は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、制御回路２００と、電流計３００と、から構成されており、直流電流源２と、誘導性負荷３との間に接続されている。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２（ＡＣ：Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）と、直流端子ＤＣＰ，ＤＣＮ（ＤＣ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）と、から構成されている。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ダイオード部ＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４と、ダイオード部ＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４に並列に接続されたスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４と、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４に配置されたゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４と、から構成されている。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００２２】
直流電流源２は、コイルＬｄｃと直流電圧源ＶＳとの直列回路で構成されている。コイルＬｄｃと直流電圧源ＶＳとの直列回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に接続されている。
【００２３】
誘導性負荷３は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に接続されている。
【００２４】
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ１は、ダイオード部ＤＳＷ１のアノードとダイオード部ＤＳＷ２のカソードとが接続され、直流端子ＤＣＰは、ダイオード部ＤＳＷ１のカソードとダイオード部ＤＳＷ３のカソードとコンデンサＣＭの正極とが接続され、直流端子ＤＣＮは、ダイオード部ＤＳＷ２のアノードとダイオード部ＤＳＷ４のアノードとコンデンサＣＭの負極とが接続され、交流端子ＡＣ２は、ダイオード部ＤＳＷ３のアノードとダイオード部ＤＳＷ４のカソードとが接続されている。
【００２５】
直流電圧源ＶＳは、直流電圧を出力する、例えば、蓄電池である。直流電圧源ＶＳの出力する電圧は、例えば１７５Ｖである。
【００２６】
コイルＬｄｃは、直流電圧源ＶＳの出力する電力をフルブリッジ型ＭＥＲＳ１００に安定的に供給させる。
コイルＬｄｃのインダクタンスは、例えば、１０ミリＨである。
【００２７】
誘導性負荷３は、例えば、誘導加熱コイル、モータ等の誘導性負荷から構成され、インダクタンスＬと抵抗Ｒの直列回路で表される。
【００２８】
電流計３００は、誘導性負荷３に流れる電流を検出し、検出した電流値を制御回路２００に出力する。
【００２９】
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフが周期的に切り替わることで、直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間から供給された電流を交流電流に変換して交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に出力する。
【００３０】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフは、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４のオン・オフが切り替わることによって切り替わる。
ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４にオン信号が入力されるとスイッチ部ＳＳＷ１はオンになり、ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４にオフ信号が入力されるとスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４はオフになる。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がオンの場合、ダイオードＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４がオンのスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４によって短絡される。スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がオンの場合、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ダイオードＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４が機能する。
制御回路２００の出力するゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４により、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフは切り替わる。
【００３１】
コンデンサＣＭは、誘導性負荷３の内部リアクタンスと、共振周波数ｆｒで共振する。コンデンサＣＭは、誘導性負荷３の内部リアクタンスと共振することによって、誘導性負荷３に蓄えられた磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積・回生する。コンデンサＣＭの容量は、例えば１．６ミリＦである。
【００３２】
制御回路２００は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４に、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を供給する。ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、オン信号とオフ信号からなり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフを切り替える。
制御回路２００は、例えば、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ、振動子等から構成される電子回路である。
【００３３】
ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、予め設定された周波数ｆを有し、そのデューティ比が０．５の信号であり、ゲート信号ＳＧ１並びにゲート信号ＳＧ４と、ゲート信号ＳＧ２並びにゲート信号ＳＧ３とは、互いにほぼ逆相の信号である。周波数ｆは、コンデンサＣＭと誘導性負荷３の内部リアクタンスとの共振周波数ｆｒより小さく設定される。周波数ｆが共振周波数ｆｒより小さいため、コンデンサＣＭは、周波数ｆの半周期の間に、誘導性負荷３の内部リアクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを一時的に静電エネルギーとして蓄え、蓄えた静電エネルギーを完全に回生する。
また、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオンだとコンデンサＣＭが短絡してしまうので、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオンになることがないように、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は制御されている。
【００３４】
また、制御回路２００は、電流計３００から出力される電流値の絶対値が予め設定された閾値を超えた後に、予め設定された所定の時間が経過すると全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにする。
【００３５】
例えば、電流計３００から出力される電流値の絶対値が３００Ａを超えると、制御回路２００は、タイマで時間をカウントし、２マイクロ秒をカウントすると、ゲートＳＷ１乃至ＳＷ４にオフ信号を出力して、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにする。
なお、電流計３００から出力される電流値の絶対値が３００Ａを超えてから２マイクロ秒が経過するまで、制御回路２００はゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替えず、オンの逆導通型半導体スイッチはオンのままに、オフの逆導通型半導体スイッチはオフのままにする。
【００３６】
保護機能付電力変換装置１は、閾値を超える電流が誘導性負荷３に流れると全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにすることにより、誘導性負荷３に供給される電流を自動的に遮断して、誘導性負荷３並びに各素子を保護する。
【００３７】
次に、上記構成をした保護機能付電力変換装置１の具体的な動作と、この動作に伴う誘導性負荷３に流れる電流について、図２乃至図９を参照して説明する。図２乃至図９は、保護機能付電力変換装置１に流れる電流の経路を定性的に説明する図である。図中の矢印は電流の流れる向きを説明するものである。
以下、コイルＬｄｃのインダクタンスは１０ミリＨで、誘導性負荷３の抵抗Ｒは０．６Ω，コイルＬのインダクタンスは６ミリＨで、コンデンサＣＭの容量は１．６ミリＦで、直流電圧源ＶＳの出力は１７５Ｖであるとして説明する。
また、制御回路２００は、電流計３００から出力される電流値が３００Ａを超えると、タイマで時間をカウントし、２マイクロ秒後に全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフするとして説明する。
【００３８】
初期状態は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３はオフ信号で、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４はオン信号で、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍと誘導性負荷３に印加される電圧Ｖｌｏａｄは共に略０で、電流が後述する図７の経路で流れている時刻Ｔ０の状態であるとする。
【００３９】
（時刻Ｔ１−Ｔ２）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ１において、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオン信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオフ信号にする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオンになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４はオフになる。
電流は、図２に示すように、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して直流端子ＤＣＰを通り、コンデンサＣＭの正極に流れ入る。コンデンサＣＭの陰極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４０】
（時刻Ｔ２−Ｔ３）
共振によるコンデンサＣＭの充電が終わる時刻Ｔ２において、コンデンサＣＭは放電を始め、電流は図３に示すように流れ始める。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して直流端子ＤＣＮを通り、コンデンサＣＭの負極に流れ入る。コンデンサＣＭの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して交流端子ＡＣ２を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４１】
（時刻Ｔ３−Ｔ４）
コンデンサＣＭの電荷が略０になる時刻Ｔ３において、コンデンサＣＭの両端電圧がおおよそ等しくなるため、電流は図４に示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ１を通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷ１とオンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３とを介して交流端子ＡＣ２を通るルートと、交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２とオフの逆導通型半導体スイッチＳＷ４とを介して交流端子ＡＣ２を通るルートと、の２つのルートで誘導性負荷３に流れる。
【００４２】
（時刻Ｔ４−Ｔ５）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ４において、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオフ信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオン信号にする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４はオンになる。
電流は、図５に示すように流れる。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して直流端子ＤＣＰを通り、コンデンサＣＭの正極に流れ入る。コンデンサＣＭの陰極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４３】
（時刻Ｔ５−Ｔ６）
共振によるコンデンサＣＭの充電が終わる時刻Ｔ５において、コンデンサＣＭは放電をし始め、電流は図６に示すように流れる。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して直流端子ＤＣＮを通り、コンデンサＣＭの負極に流れ入る。
コンデンサＣＭの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４４】
（時刻Ｔ６−Ｔ７）
コンデンサＣＭの電荷が略０になる時刻Ｔ６において、コンデンサＣＭの両端電圧が略等しくなるため、電流は図７に示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ２を通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷ３とオンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１とを介して交流端子ＡＣ１を通るルートと、交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４とオフの逆導通型半導体スイッチＳＷ２とを介して交流端子ＡＣ１を通るルートと、の２つのルートで誘導性負荷３に流れる。
【００４５】
（時刻Ｔ７−Ｔ８）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ７において、制御回路２００は、再びゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオン信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオフ信号にする。電流は、再び、図２に示す経路で流れる。
【００４６】
上述の動作を繰り返すことによって、保護機能付電力変換装置１は、交流電流を誘導性負荷３に供給する。
【００４７】
時刻Ｔ８で、誘導性負荷３が例えば、金属短絡を起こし、抵抗ＲとインダクタンスＬが短絡したとする。
時刻Ｔ８は、例えば、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３がオン信号で、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４がオフ信号で、コンデンサＣＭに電圧が発生しており、負荷電流Ｉｌｏａｄが正であるとする。
【００４８】
誘導性負荷３が短絡すると、誘導性負荷３の抵抗Ｒによって生じていた電圧降下がなくなり、負荷に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄの量は急激に上昇する。負荷電流Ｉｌｏａｄは、コンデンサＣＭに蓄積されていた電荷が開放されることによって流れる電流Ｉａと、回路内の線路インダクタンスに蓄積されていた磁気エネルギーが開放されることによって流れる電流Ｉｂと、直流電流源２から流れる電流Ｉｃと、の合わさったものである。
【００４９】
コンデンサＣＭに蓄積されていた電荷による電流Ｉａは、コンデンサＣＭが短絡されることにより短時間で流れなくなり、共振は発生しなくなる。
回路内の線路インダクタンスに蓄積されていた磁気エネルギーによって流れる電流Ｉｂは、線路インダクタンスが小さいため短時間で流れなくなる。
【００５０】
直流電流源２から短絡した誘導性負荷３を流れる電流Ｉｃは、図８に示すような経路で流れる。直流電流源２が出力する電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して交流端子ＡＣ１を通り、短絡した誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して直流端子ＤＣＮを通って、直流電流源２に戻る。
【００５１】
直流電流源２から故障した誘導性負荷３に流れる電流Ｉｃは、誘導性負荷３が短絡故障を起こした時点から発生し、次式で示される増加量ｄＩｌｏａｄ／ｄｔで増えていく。
ｄＩｌｏａｄ／ｄｔ＝Ｅｄ／Ｌｌｄｃ
（Ｅｄ：直流電圧源ＶＳの出力する電圧、Ｌｌｄｃ：コイルＬｄｃのインダクタンス）
【００５２】
つまり、コイルＬｄｃのインダクタンスＬｌｄｃによって、単位時間当たりの電流Ｉｃの増加量を制御することができる。インダクタンスＬｌｄｃが小さければ電流Ｉｃは急激に増加し、インダクタンスＬｌｄｃが大きければ電流Ｉｃは緩やかに増加する。
よって、コイルＬｄｃのインダクタンスがＬｌｄｃ大きければ、誘導性負荷３が短絡故障してから短時間のうちに大電流が流れて逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が破壊故障したり、オン・オフが制御できなくなったりすることはない。
本実施例では、Ｅｄは１７５Ｖで、Ｌｌｄｃは１０ミリＨなので、誘導性負荷３が短絡してから２マイクロ秒の間に電流Ｉｃはおよそ３５ミリＡになる。逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を導通する電流は高々３５ミリＡである。
【００５３】
制御回路２００は、電流計３００が検出する電流値の絶対値が３００Ａを超えると、タイマで時間をカウントする。秒制御回路２００はタイマが２マイクロ秒をカウントした時刻Ｔ９で、全てのゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４をオフ信号にする。
上述の通り、本実施例では、短絡故障から２マイクロ秒後に逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に流れる電流は高々３５ミリＡなので、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４はオフになる。よって、直流電圧源ＶＳからコイルＬｄｃを介して誘導性負荷３に供給される電流は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００によって遮断される。
【００５４】
従来の電圧型のインバータではコイルＬｄｃの役割を果たすものがないため、短絡故障で発生する電流の量は短時間でとても大きいものになる。短絡故障が起きた時点で電流を遮断したとしても、各スイッチング素子のオン・オフが切り替わるまでに間に多大な電流が流れ、各スイッチング素子の電流容量を超える可能性がある。そのため、従来の電圧型のインバータにおいて電流値に対応して電流を遮断する制御は好ましくない。
本発明では、直流電流源の内部インダクタンスやコイルＬｄｃがあるため短絡電流が緩やかに増加する。そのため、短絡故障で起こる電流を確実に遮断することができる。
【００５５】
上述の動作によって、保護機能付電力変換装置１は、誘導性負荷３に交流電力を供給し、例えば短絡故障によって、誘導性負荷３に大電流が流れた場合に、誘導性負荷３に供給される電流を自動的に遮断する。
【００５６】
なお、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフで、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンである場合に誘導性負荷３が短絡故障すると、直流電流源２からコイルＬｄｃを介して短絡した誘導性負荷３を流れる電流は図９のように流れる。直流電流源２が出力する電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して交流端子ＡＣ２を通り、短絡した誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して直流端子ＤＣＮを通って、直流電流源２に戻る。
【００５７】
図１０に、上記構成の保護機能付電力変換装置１を動作させた場合の、誘導性負荷３に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄと印加される負荷電圧Ｖｌｏａｄと、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４と、の関係の概念図を示す。なお、誘導性負荷３に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄは交流端子ＡＣ１から誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ２に流れる向きを正であるとし、誘導性負荷３に流れる負荷電圧Ｖｌｏａｄは交流端子ＡＣ２に対する交流端子ＡＣ１の電位である。ただし、図１０は、理解を容易にするために、時刻Ｔ８−時刻Ｔ９を時間軸方向に拡大して表示している。
【００５８】
時刻Ｔ０から時刻Ｔ８までは、上述したように、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが充放電を繰り返し、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷電圧Ｖｌｏａｄとして誘導性負荷３に印加され、交流電流が誘導性負荷３に流れることがわかる。
時刻Ｔ８で誘導性負荷３が短絡し、負荷電流Ｉｌｏａｄが閾値を超えてから略２マイクロ秒後の時刻Ｔ９において、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４はオフ信号となり、負荷電流Ｉｌｏａｄが自動的に遮断されていることがわかる。
【００５９】
以上説明した通り、保護機能付電力変換装置１は、直流電流源に接続することで、モータや誘導加熱装置などの誘導性負荷に交流電力を供給することができ、誘導性負荷に大電流が流れた場合は、誘導性負荷に供給される電流を自動的に遮断することができる。
また、閾値を超える電流が流れた直後ではなく、２マイクロ秒後にゲートＳＷ１乃至ＳＷ４がオフになるので、コンデンサＣＭの放電が完了しており、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が遮断する電流の量は少ない。
そのため、保護機能付電力変換装置１は安全に回路を遮断することができる。
【００６０】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施形態に限られるものではない。
【００６１】
例えば、上記実施形態では、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部と寄生ダイオードからなるＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴとして説明した。しかし、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、逆導電型のスイッチであればよく、電界効果トランジスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）や、ダイオードとスイッチの組み合わせでもよい。
【００６２】
また、上記実施例は、制御回路２００は、誘導性負荷３に供給される電流が閾値を超えると、２マイクロ秒後に全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフするとしたが、時間は２マイクロ秒に限らない。
例えば、５マイクロ秒後や、１０マイクロ秒後でもよく、調整可能である。
【００６３】
また、図１に示す保護機能付電力変換装置１において、電流計３００が検出する誘導性負荷３に供給される電流値が閾値を超えた後で、電流計３００が検出する電流値が所定の電流値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。例えば、電流計が３００Ａを超える電流を検出した後に、この電流が１Ａ以下になると、制御回路２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４にオフ信号を出力しても良い。
【００６４】
また、上記実施例では、誘導性負荷３が完全に短絡した場合を例にして説明したが、閾値を調整することで誘導性負荷３が部分的に短絡した場合でも適応できる。
【００６５】
また、図１１のように、コンデンサＣＭの両端電圧を計測する電圧計４００を接続し、電流計３００が検出する電流値が閾値を超えた後で、電圧計４００が計測する電圧値が所定の電圧値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
この場合、特にコンデンサＣＭの両端電圧が略０になったことに応じて、制御回路２００が逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を全てオフにしてもよい。
また、電流計３００が検出する電流値が閾値を超えた後で、所定の時間が経過し、かつ電圧計４００が計測する電圧値が所定の電圧値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
【００６６】
また、誘導性負荷３が完全に短絡すると、誘導性負荷３のコイルＬとコンデンサＣＭとが共振しなくなるため、コンデンサＣＭが放電した後は、再び電荷が蓄積されることはない。そのため、電流計３００の検出する電流値に依らず、電圧計４００の計測する電圧値が一定時間以上略０を保持した場合に、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
これによって、誘導性負荷３が完全に短絡した場合に、誘導性負荷３への電力の供給を自動的に遮断することができる。コンデンサＣＭに電荷が蓄積されていない場合に短絡故障が起こった場合には、負荷電流Ｉｌｏａｄが所定の電圧値以上にならないことがあり得るので、この方法は誘導性負荷３が完全に短絡した場合にはより効果的である。
【００６７】
また、図１２に示すように、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００において、直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に配置されたコンデンサＣＭの代わりに、交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に無極性のコンデンサＣＰを接続してもよい。ゲート信号等に変更はない。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの切り替わりに伴い、直流電源２から交流端子ＡＣ１あるいはＡＣ２を介して供給される電力によって、インダクタＬとコンデンサＣＰは共振を繰り返す。
この場合、図２乃至図７で説明した流路での共振が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介さずに繰り返されるため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に電流負担が減少する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の寿命が延びる。
もちろんコンデンサＣＰとコンデンサＣＭとの両方を備えることも可能である。この場合の共振周波数は、コンデンサＣＭとコンデンサＣＰとの合成容量とインダクタＬのインダクタンスによって定まる。
【００６８】
また、図１３に示すように、コンデンサＣＭとコンデンサＣＰの両方を備えても良い。
【００６９】
また、制御回路２００は、上述した制御をする電子回路として説明したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶手段を備えたマイクロコンコントローラ（以下、「マイコン」と呼称する。）などのコンピュータであってもよい。
特に、制御回路２００がマイコンである場合、マイコンの出力する１と０の信号に対して逆導通型半導体スイッチがオン・オフするように、逆導通型半導体スイッチとマイコンを組み合わせれば、マイコンの出力で逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えられるので、部品数が少なく済む。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めマイコンに記憶させればよい。
【００７０】
また、コンピュータに上述の制御を実行させるためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ−Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｋ）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、これを別のコンピュータにインストールし、上述の手段として動作させ、あるいは、上述の工程を実行させてもよい。
【００７１】
さらに、インターネット上のサーバ装置が有する外部記憶装置等にプログラムを格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。
【符号の説明】
【００７２】
１ 保護機能付電力変換装置
２ 直流電流源
３ 誘導性負荷
１００ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
２００ 制御回路
３００ 電流計
４００ 電圧計
ＶＳ 直流電圧源
Ｌ インダクタンス
Ｌｄｃ コイル
Ｒ 抵抗
ＡＣ１，ＡＣ２ 交流端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ 直流端子
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＤＳＷ１，ＤＳＷ２，ＤＳＷ３，ＤＳＷ４ ダイオード部
ＳＳＷ１，ＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４ スイッチ部
ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４ ゲート
ＣＭ，ＣＰ コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、保護機能付電力変換装置及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
導通する電流を制御する装置として、フルブリッジ型の磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｗｉｔｃｈ）（以下、「フルブリッジ型ＭＥＲＳ」と呼称する。）が知られている。
【０００３】
フルブリッジ型ＭＥＲＳは、４つの逆導通型半導体スイッチと1つのコンデンサで構成される。フルブリッジ型ＭＥＲＳは、簡単な制御によって電流を制御することが可能である。
【０００４】
特許文献１には、フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いて直流電源から交流電流を誘導性負荷に供給することができる回路が記載されている。
この回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳを構成する４つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えることにより、フルブリッジ型ＭＥＲＳのコンデンサと誘導性負荷のインダクタンスとを直列共振させ、コンデンサに発生した電圧により誘導性負荷に交流電流を供給する回路である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−０９２７４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、引用文献１に記載の回路は、誘導性負荷が故障して短絡する（以下、短絡故障と呼ぶ）と大電流が流れる可能性があった。大電流が流れることは、逆導通型半導体スイッチが故障したり、逆導通型半導体スイッチのオン・オフの制御が効かなくなったりする原因の一つである。
そのため、誘導性負荷が短絡故障するなどして大電流が流れる場合に、自動的に電流を遮断する方法が求められていた。
【０００７】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、大電流が流れた際に自動的に電流を遮断可能な、フルブリッジ型ＭＥＲＳ用いて直流交流変換を行う保護機能付電力変換装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る保護機能付電力変換装置は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力する電流検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である。
【００１０】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、所定の時間が経過すると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする。
【００１１】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が第１の所定の電流値以上になった後に、前記電流検知手段により出力される電流値が第２の所定の電流値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにして電流を遮断する。
【００１２】
また、前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が所定の電圧値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにしてもよい。
【００１３】
例えば、前記制御手段は、前記電流検知手段が出力する電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする。
【００１４】
また、上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る保護機能付電力変換装置は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする。
【００１５】
例えば、コイルを更に備え、
前記直流電流源は、該コイルと直流電圧源との直列回路であってもよい。
【００１６】
また、上記目的を達成するため、本発明の第三の観点に係る制御方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力するステップと、
前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、上記目的を達成するため、本発明の第四の観点に係る制御方法は、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力するステップと、
前記電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いて直流交流変換を行うことができ、かつ、過電流が流れると、自動的に電流を遮断することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明に係る保護機能付電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図３】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図４】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図５】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図６】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図７】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図８】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図９】図１の保護機能付電力変換装置の電流の経路を示す図である。
【図１０】図１の保護機能付電力変換装置の動作に伴う負荷電流と負荷電圧の変化を示す図である。
【図１１】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１２】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１３】図１の保護機能付電力変換装置の応用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（実施形態１）
以下、本発明の実施形態に係る保護機能付電力変換装置１を、図面を参照して説明する。
【００２１】
図１に示すように、保護機能付電力変換装置１は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、制御回路２００と、電流計３００と、から構成されており、直流電流源２と、誘導性負荷３との間に接続されている。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２（ＡＣ：Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）と、直流端子ＤＣＰ，ＤＣＮ（ＤＣ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）と、から構成されている。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ダイオード部ＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４と、ダイオード部ＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４に並列に接続されたスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４と、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４に配置されたゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４と、から構成されている。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００２２】
直流電流源２は、コイルＬｄｃと直流電圧源ＶＳとの直列回路で構成されている。コイルＬｄｃと直流電圧源ＶＳとの直列回路は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に接続されている。
【００２３】
誘導性負荷３は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に接続されている。
【００２４】
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流端子ＡＣ１は、ダイオード部ＤＳＷ１のアノードとダイオード部ＤＳＷ２のカソードとが接続され、直流端子ＤＣＰは、ダイオード部ＤＳＷ１のカソードとダイオード部ＤＳＷ３のカソードとコンデンサＣＭの正極とが接続され、直流端子ＤＣＮは、ダイオード部ＤＳＷ２のアノードとダイオード部ＤＳＷ４のアノードとコンデンサＣＭの負極とが接続され、交流端子ＡＣ２は、ダイオード部ＤＳＷ３のアノードとダイオード部ＤＳＷ４のカソードとが接続されている。
【００２５】
直流電圧源ＶＳは、直流電圧を出力する、例えば、蓄電池である。直流電圧源ＶＳの出力する電圧は、例えば１７５Ｖである。
【００２６】
コイルＬｄｃは、直流電圧源ＶＳの出力する電力をフルブリッジ型ＭＥＲＳ１００に安定的に供給させる。
コイルＬｄｃのインダクタンスは、例えば、１０ミリＨである。
【００２７】
誘導性負荷３は、例えば、誘導加熱コイル、モータ等の誘導性負荷から構成され、インダクタンスＬと抵抗Ｒの直列回路で表される。
【００２８】
電流計３００は、誘導性負荷３に流れる電流を検出し、検出した電流値を制御回路２００に出力する。
【００２９】
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフが周期的に切り替わることで、直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間から供給された電流を交流電流に変換して交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に出力する。
【００３０】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフは、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４のオン・オフが切り替わることによって切り替わる。
ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４にオン信号が入力されるとスイッチ部ＳＳＷ１はオンになり、ゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４にオフ信号が入力されるとスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４はオフになる。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がオンの場合、ダイオードＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４がオンのスイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４によって短絡される。スイッチ部ＳＳＷ１乃至ＳＳＷ４がオンの場合、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、ダイオードＤＳＷ１乃至ＤＳＷ４が機能する。
制御回路２００の出力するゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４により、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフは切り替わる。
【００３１】
コンデンサＣＭは、誘導性負荷３の内部リアクタンスと、共振周波数ｆｒで共振する。コンデンサＣＭは、誘導性負荷３の内部リアクタンスと共振することによって、誘導性負荷３に蓄えられた磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積・回生する。コンデンサＣＭの容量は、例えば１．６ミリＦである。
【００３２】
制御回路２００は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する４つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートＧＳＷ１乃至ＧＳＷ４に、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を供給する。ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、オン信号とオフ信号からなり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフを切り替える。
制御回路２００は、例えば、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ、振動子等から構成される電子回路である。
【００３３】
ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は、予め設定された周波数ｆを有し、そのデューティ比が０．５の信号であり、ゲート信号ＳＧ１並びにゲート信号ＳＧ４と、ゲート信号ＳＧ２並びにゲート信号ＳＧ３とは、互いにほぼ逆相の信号である。周波数ｆは、コンデンサＣＭと誘導性負荷３の内部リアクタンスとの共振周波数ｆｒより小さく設定される。周波数ｆが共振周波数ｆｒより小さいため、コンデンサＣＭは、周波数ｆの半周期の間に、誘導性負荷３の内部リアクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを一時的に静電エネルギーとして蓄え、蓄えた静電エネルギーを完全に回生する。
また、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオンだとコンデンサＣＭが短絡してしまうので、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４がオンになることがないように、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４は制御されている。
【００３４】
また、制御回路２００は、電流計３００から出力される電流値の絶対値が予め設定された閾値を超えた後に、予め設定された所定の時間が経過すると全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにする。
【００３５】
例えば、電流計３００から出力される電流値の絶対値が３００Ａを超えると、制御回路２００は、タイマで時間をカウントし、２マイクロ秒をカウントすると、ゲートＳＷ１乃至ＳＷ４にオフ信号を出力して、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにする。
なお、電流計３００から出力される電流値の絶対値が３００Ａを超えてから２マイクロ秒が経過するまで、制御回路２００はゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替えず、オンの逆導通型半導体スイッチはオンのままに、オフの逆導通型半導体スイッチはオフのままにする。
【００３６】
保護機能付電力変換装置１は、閾値を超える電流が誘導性負荷３に流れると全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにすることにより、誘導性負荷３に供給される電流を自動的に遮断して、誘導性負荷３並びに各素子を保護する。
【００３７】
次に、上記構成をした保護機能付電力変換装置１の具体的な動作と、この動作に伴う誘導性負荷３に流れる電流について、図２乃至図９を参照して説明する。図２乃至図９は、保護機能付電力変換装置１に流れる電流の経路を定性的に説明する図である。図中の矢印は電流の流れる向きを説明するものである。
以下、コイルＬｄｃのインダクタンスは１０ミリＨで、誘導性負荷３の抵抗Ｒは０．６Ω，コイルＬのインダクタンスは６ミリＨで、コンデンサＣＭの容量は１．６ミリＦで、直流電圧源ＶＳの出力は１７５Ｖであるとして説明する。
また、制御回路２００は、電流計３００から出力される電流値が３００Ａを超えると、タイマで時間をカウントし、２マイクロ秒後に全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフするとして説明する。
【００３８】
初期状態は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３はオフ信号で、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４はオン信号で、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍと誘導性負荷３に印加される電圧Ｖｌｏａｄは共に略０で、電流が後述する図７の経路で流れている時刻Ｔ０の状態であるとする。
【００３９】
（時刻Ｔ１−Ｔ２）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ１において、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオン信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオフ信号にする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオンになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４はオフになる。
電流は、図２に示すように、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して直流端子ＤＣＰを通り、コンデンサＣＭの正極に流れ入る。コンデンサＣＭの陰極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４０】
（時刻Ｔ２−Ｔ３）
共振によるコンデンサＣＭの充電が終わる時刻Ｔ２において、コンデンサＣＭは放電を始め、電流は図３に示すように流れ始める。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して直流端子ＤＣＮを通り、コンデンサＣＭの負極に流れ入る。コンデンサＣＭの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して交流端子ＡＣ２を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４１】
（時刻Ｔ３−Ｔ４）
コンデンサＣＭの電荷が略０になる時刻Ｔ３において、コンデンサＣＭの両端電圧がおおよそ等しくなるため、電流は図４に示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ１を通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷ１とオンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３とを介して交流端子ＡＣ２を通るルートと、交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２とオフの逆導通型半導体スイッチＳＷ４とを介して交流端子ＡＣ２を通るルートと、の２つのルートで誘導性負荷３に流れる。
【００４２】
（時刻Ｔ４−Ｔ５）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ４において、制御回路２００は、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオフ信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオン信号にする。逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフになり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４はオンになる。
電流は、図５に示すように流れる。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して直流端子ＤＣＰを通り、コンデンサＣＭの正極に流れ入る。コンデンサＣＭの陰極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＮを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４３】
（時刻Ｔ５−Ｔ６）
共振によるコンデンサＣＭの充電が終わる時刻Ｔ５において、コンデンサＣＭは放電をし始め、電流は図６に示すように流れる。電流は、誘導性負荷３から交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して直流端子ＤＣＮを通り、コンデンサＣＭの負極に流れ入る。
コンデンサＣＭの正極から流れだす電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して交流端子ＡＣ１を通り、誘導性負荷３を流れる。
【００４４】
（時刻Ｔ６−Ｔ７）
コンデンサＣＭの電荷が略０になる時刻Ｔ６において、コンデンサＣＭの両端電圧が略等しくなるため、電流は図７に示すように流れ始める。電流は、交流端子ＡＣ２を通り、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷ３とオンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１とを介して交流端子ＡＣ１を通るルートと、交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４とオフの逆導通型半導体スイッチＳＷ２とを介して交流端子ＡＣ１を通るルートと、の２つのルートで誘導性負荷３に流れる。
【００４５】
（時刻Ｔ７−Ｔ８）
周波数ｆによってゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４を切り替える時刻Ｔ７において、制御回路２００は、再びゲート信号ＳＧ２とＳＧ３をオン信号にし、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４をオフ信号にする。電流は、再び、図２に示す経路で流れる。
【００４６】
上述の動作を繰り返すことによって、保護機能付電力変換装置１は、交流電流を誘導性負荷３に供給する。
【００４７】
時刻Ｔ８で、誘導性負荷３が例えば、金属短絡を起こし、抵抗ＲとインダクタンスＬが短絡したとする。
時刻Ｔ８は、例えば、ゲート信号ＳＧ２とＳＧ３がオン信号で、ゲート信号ＳＧ１とＳＧ４がオフ信号で、コンデンサＣＭに電圧が発生しており、負荷電流Ｉｌｏａｄが正であるとする。
【００４８】
誘導性負荷３が短絡すると、誘導性負荷３の抵抗Ｒによって生じていた電圧降下がなくなり、負荷に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄの量は急激に上昇する。負荷電流Ｉｌｏａｄは、コンデンサＣＭに蓄積されていた電荷が開放されることによって流れる電流Ｉａと、回路内の線路インダクタンスに蓄積されていた磁気エネルギーが開放されることによって流れる電流Ｉｂと、直流電流源２から流れる電流Ｉｃと、の合わさったものである。
【００４９】
コンデンサＣＭに蓄積されていた電荷による電流Ｉａは、コンデンサＣＭが短絡されることにより短時間で流れなくなり、共振は発生しなくなる。
回路内の線路インダクタンスに蓄積されていた磁気エネルギーによって流れる電流Ｉｂは、線路インダクタンスが小さいため短時間で流れなくなる。
【００５０】
直流電流源２から短絡した誘導性負荷３を流れる電流Ｉｃは、図８に示すような経路で流れる。直流電流源２が出力する電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ１を介して交流端子ＡＣ１を通り、短絡した誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ２を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ４を介して直流端子ＤＣＮを通って、直流電流源２に戻る。
【００５１】
直流電流源２から故障した誘導性負荷３に流れる電流Ｉｃは、誘導性負荷３が短絡故障を起こした時点から発生し、次式で示される増加量ｄＩｌｏａｄ／ｄｔで増えていく。
ｄＩｌｏａｄ／ｄｔ＝Ｅｄ／Ｌｌｄｃ
（Ｅｄ：直流電圧源ＶＳの出力する電圧、Ｌｌｄｃ：コイルＬｄｃのインダクタンス）
【００５２】
つまり、コイルＬｄｃのインダクタンスＬｌｄｃによって、単位時間当たりの電流Ｉｃの増加量を制御することができる。インダクタンスＬｌｄｃが小さければ電流Ｉｃは急激に増加し、インダクタンスＬｌｄｃが大きければ電流Ｉｃは緩やかに増加する。
よって、コイルＬｄｃのインダクタンスがＬｌｄｃ大きければ、誘導性負荷３が短絡故障してから短時間のうちに大電流が流れて逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が破壊故障したり、オン・オフが制御できなくなったりすることはない。
本実施例では、Ｅｄは１７５Ｖで、Ｌｌｄｃは１０ミリＨなので、誘導性負荷３が短絡してから２マイクロ秒の間に電流Ｉｃはおよそ３５ミリＡになる。逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を導通する電流は高々３５ミリＡである。
【００５３】
制御回路２００は、電流計３００が検出する電流値の絶対値が３００Ａを超えると、タイマで時間をカウントする。秒制御回路２００はタイマが２マイクロ秒をカウントした時刻Ｔ９で、全てのゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４をオフ信号にする。
上述の通り、本実施例では、短絡故障から２マイクロ秒後に逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に流れる電流は高々３５ミリＡなので、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４はオフになる。よって、直流電圧源ＶＳからコイルＬｄｃを介して誘導性負荷３に供給される電流は、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００によって遮断される。
【００５４】
従来の電圧型のインバータではコイルＬｄｃの役割を果たすものがないため、短絡故障で発生する電流の量は短時間でとても大きいものになる。短絡故障が起きた時点で電流を遮断したとしても、各スイッチング素子のオン・オフが切り替わるまでに間に多大な電流が流れ、各スイッチング素子の電流容量を超える可能性がある。そのため、従来の電圧型のインバータにおいて電流値に対応して電流を遮断する制御は好ましくない。
本発明では、直流電流源の内部インダクタンスやコイルＬｄｃがあるため短絡電流が緩やかに増加する。そのため、短絡故障で起こる電流を確実に遮断することができる。
【００５５】
上述の動作によって、保護機能付電力変換装置１は、誘導性負荷３に交流電力を供給し、例えば短絡故障によって、誘導性負荷３に大電流が流れた場合に、誘導性負荷３に供給される電流を自動的に遮断する。
【００５６】
なお、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフで、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンである場合に誘導性負荷３が短絡故障すると、直流電流源２からコイルＬｄｃを介して短絡した誘導性負荷３を流れる電流は図９のように流れる。直流電流源２が出力する電流は、直流端子ＤＣＰを通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ３を介して交流端子ＡＣ２を通り、短絡した誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷ２を介して直流端子ＤＣＮを通って、直流電流源２に戻る。
【００５７】
図１０に、上記構成の保護機能付電力変換装置１を動作させた場合の、誘導性負荷３に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄと印加される負荷電圧Ｖｌｏａｄと、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４と、の関係の概念図を示す。なお、誘導性負荷３に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄは交流端子ＡＣ１から誘導性負荷３を介して交流端子ＡＣ２に流れる向きを正であるとし、誘導性負荷３に流れる負荷電圧Ｖｌｏａｄは交流端子ＡＣ２に対する交流端子ＡＣ１の電位である。ただし、図１０は、理解を容易にするために、時刻Ｔ８−時刻Ｔ９を時間軸方向に拡大して表示している。
【００５８】
時刻Ｔ０から時刻Ｔ８までは、上述したように、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４の切り替わりに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃｍが充放電を繰り返し、コンデンサ電圧Ｖｃｍが負荷電圧Ｖｌｏａｄとして誘導性負荷３に印加され、交流電流が誘導性負荷３に流れることがわかる。
時刻Ｔ８で誘導性負荷３が短絡し、負荷電流Ｉｌｏａｄが閾値を超えてから略２マイクロ秒後の時刻Ｔ９において、ゲート信号ＳＧ１乃至ＳＧ４はオフ信号となり、負荷電流Ｉｌｏａｄが自動的に遮断されていることがわかる。
【００５９】
以上説明した通り、保護機能付電力変換装置１は、直流電流源に接続することで、モータや誘導加熱装置などの誘導性負荷に交流電力を供給することができ、誘導性負荷に大電流が流れた場合は、誘導性負荷に供給される電流を自動的に遮断することができる。
また、閾値を超える電流が流れた直後ではなく、２マイクロ秒後にゲートＳＷ１乃至ＳＷ４がオフになるので、コンデンサＣＭの放電が完了しており、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が遮断する電流の量は少ない。
そのため、保護機能付電力変換装置１は安全に回路を遮断することができる。
【００６０】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施形態に限られるものではない。
【００６１】
例えば、上記実施形態では、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部と寄生ダイオードからなるＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴとして説明した。しかし、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、逆導電型のスイッチであればよく、電界効果トランジスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）や、ダイオードとスイッチの組み合わせでもよい。
【００６２】
また、上記実施例は、制御回路２００は、誘導性負荷３に供給される電流が閾値を超えると、２マイクロ秒後に全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフするとしたが、時間は２マイクロ秒に限らない。
例えば、５マイクロ秒後や、１０マイクロ秒後でもよく、調整可能である。
【００６３】
また、図１に示す保護機能付電力変換装置１において、電流計３００が検出する誘導性負荷３に供給される電流値が閾値を超えた後で、電流計３００が検出する電流値が所定の電流値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。例えば、電流計が３００Ａを超える電流を検出した後に、この電流が１Ａ以下になると、制御回路２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４にオフ信号を出力しても良い。
【００６４】
また、上記実施例では、誘導性負荷３が完全に短絡した場合を例にして説明したが、閾値を調整することで誘導性負荷３が部分的に短絡した場合でも適応できる。
【００６５】
また、図１１のように、コンデンサＣＭの両端電圧を計測する電圧計４００を接続し、電流計３００が検出する電流値が閾値を超えた後で、電圧計４００が計測する電圧値が所定の電圧値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
この場合、特にコンデンサＣＭの両端電圧が略０になったことに応じて、制御回路２００が逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を全てオフにしてもよい。
また、電流計３００が検出する電流値が閾値を超えた後で、所定の時間が経過し、かつ電圧計４００が計測する電圧値が所定の電圧値以下になると、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
【００６６】
また、誘導性負荷３が完全に短絡すると、誘導性負荷３のコイルＬとコンデンサＣＭとが共振しなくなるため、コンデンサＣＭが放電した後は、再び電荷が蓄積されることはない。そのため、電流計３００の検出する電流値に依らず、電圧計４００の計測する電圧値が一定時間以上略０を保持した場合に、制御回路２００が全ての逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオフにしてもよい。
これによって、誘導性負荷３が完全に短絡した場合に、誘導性負荷３への電力の供給を自動的に遮断することができる。コンデンサＣＭに電荷が蓄積されていない場合に短絡故障が起こった場合には、負荷電流Ｉｌｏａｄが所定の電圧値以上にならないことがあり得るので、この方法は誘導性負荷３が完全に短絡した場合にはより効果的である。
【００６７】
また、図１２に示すように、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００において、直流端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に配置されたコンデンサＣＭの代わりに、交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に無極性のコンデンサＣＰを接続してもよい。ゲート信号等に変更はない。
フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの切り替わりに伴い、直流電源２から交流端子ＡＣ１あるいはＡＣ２を介して供給される電力によって、インダクタＬとコンデンサＣＰは共振を繰り返す。
この場合、図２乃至図７で説明した流路での共振が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介さずに繰り返されるため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に電流負担が減少する。そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の寿命が延びる。
もちろんコンデンサＣＰとコンデンサＣＭとの両方を備えることも可能である。この場合の共振周波数は、コンデンサＣＭとコンデンサＣＰとの合成容量とインダクタＬのインダクタンスによって定まる。
【００６８】
また、図１３に示すように、コンデンサＣＭとコンデンサＣＰの両方を備えても良い。
【００６９】
また、制御回路２００は、上述した制御をする電子回路として説明したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶手段を備えたマイクロコンコントローラ（以下、「マイコン」と呼称する。）などのコンピュータであってもよい。
特に、制御回路２００がマイコンである場合、マイコンの出力する１と０の信号に対して逆導通型半導体スイッチがオン・オフするように、逆導通型半導体スイッチとマイコンを組み合わせれば、マイコンの出力で逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り替えられるので、部品数が少なく済む。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めマイコンに記憶させればよい。
【００７０】
また、コンピュータに上述の制御を実行させるためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ−Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｋ）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、これを別のコンピュータにインストールし、上述の手段として動作させ、あるいは、上述の工程を実行させてもよい。
【００７１】
さらに、インターネット上のサーバ装置が有する外部記憶装置等にプログラムを格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。
【符号の説明】
【００７２】
１ 保護機能付電力変換装置
２ 直流電流源
３ 誘導性負荷
１００ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
２００ 制御回路
３００ 電流計
４００ 電圧計
ＶＳ 直流電圧源
Ｌ インダクタンス
Ｌｄｃ コイル
Ｒ 抵抗
ＡＣ１，ＡＣ２ 交流端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ 直流端子
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＤＳＷ１，ＤＳＷ２，ＤＳＷ３，ＤＳＷ４ ダイオード部
ＳＳＷ１，ＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４ スイッチ部
ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４ ゲート
ＣＭ，ＣＰ コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力する電流検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする保護機能付電力変換装置。
【請求項２】
前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である、
ことを特徴とする請求項１に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、所定の時間が経過すると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が第１の所定の電流値以上になった後に、前記電流検知手段により出力される電流値が第２の所定の電流値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項５】
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が所定の電圧値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記電流検知手段が出力する電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項５に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項７】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする保護機能付電力変換装置。
【請求項８】
コイルを更に備え、
前記直流電流源は、該コイルと直流電圧源との直列回路である、
ことを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項９】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力するステップと、
前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項１０】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力するステップと、
前記電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項１】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力する電流検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする保護機能付電力変換装置。
【請求項２】
前記所定の周波数は、前記誘導性負荷のインダクタンスと前記コンデンサの容量とで定まる共振周波数以下の周波数である、
ことを特徴とする請求項１に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、所定の時間が経過すると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が第１の所定の電流値以上になった後に、前記電流検知手段により出力される電流値が第２の所定の電流値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項５】
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段を更に備え、
前記制御手段は、前記電流検知手段により出力される電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が所定の電圧値以下になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記電流検知手段が出力する電流値が前記第１の所定の電流値以上になった後に、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０になると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする請求項５に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項７】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替える制御手段と、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力する電圧検知手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記電圧検知手段により出力される電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにする、
ことを特徴とする保護機能付電力変換装置。
【請求項８】
コイルを更に備え、
前記直流電流源は、該コイルと直流電圧源との直列回路である、
ことを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の保護機能付電力変換装置。
【請求項９】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記誘導性負荷に流れる電流を検知し、検知した電流値を出力するステップと、
前記電流値が第１の所定の電流値以上になった後に全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項１０】
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、第１から第４のダイオードと、第１から第４の自己消弧型素子と、前記第１と第２の直流端子の間、あるいは前記第１と第２の交流端子の間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１と第２の直流端子の間に直流電流源が接続され、前記第１と第２の交流端子の間に誘導性負荷が接続され、前記第１の交流端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の直流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の交流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が並列に接続された磁気エネルギー回生スイッチにおいて、
前記第１の自己消弧型素子と前記第４の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフと、前記第２の自己消弧型素子と前記第３の自己消弧型素子とで構成されるペアのオン・オフとを、一方のペアがオンの場合は他方のペアがオフになるように所定の周波数で切り替えるステップと、
前記コンデンサの両端電圧を検知し、検知した電圧値を出力するステップと、
前記電圧値が略０である時間が所定の時間を超えると、全ての前記自己消弧型素子をオフにするステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１１−１４７２９９（Ｐ２０１１−１４７２９９Ａ）
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７４８７（Ｐ２０１０−７４８７）
【出願日】平成２２年１月１５日（２０１０．１．１５）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月１５日（２０１０．１．１５）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
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