双方向昇降圧コンバータ
【課題】従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ出力電圧のリップルを小さくすることが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【解決手段】双方向昇降圧コンバータが、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、当該交流電圧に基づいて、直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、フルブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング及び降圧チョッパ回路の降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備する。
【解決手段】双方向昇降圧コンバータが、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、当該交流電圧に基づいて、直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、フルブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング及び降圧チョッパ回路の降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向昇降圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ／発電機がモータとして稼動する時には、バッテリの電圧よりも高い電圧をモータ／発電機へ出力する必要があり、かつモータ／発電機が発電機として稼動する時には、モータ／発電機が出力する電力を降圧してバッテリに充電する必要ある場合に、一般的に、双方向昇降圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）にバッテリからモータ／発電機へ出力する電力を昇圧させ、またモータ／発電機からバッテリに出力へする電力を降圧することによって、モータ／発電機の稼動に必要な電圧及びバッテリに充電可能な電圧を手に入れる。このような双方向昇降圧コンバータとして、回路構成比較的単純であるチョッパ方式の双方向昇降圧チョッパ回路が広く用いられている。この双方向昇降圧チョッパ回路は、バイポーラトランジスタ及びＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによってリアクトルに流れる電流を変化させ、リアクトルに流れる電流の変化によって生じる誘導起電力を利用して、電圧を昇降圧させるものである。
【０００３】
しかしながら、上記双方向昇降圧チョッパ回路における昇圧チョッパ回路では、リアクトルに流れる電流がゼロになる期間のない「電流連続モード」で動作しなければならない為に、大きなエネルギーを蓄えることが出来るリアクトル、すなわち規模の大きなリアクトルを搭載しなければならない。そして、昇圧チョッパ回路では、大きなリアクトルの搭載に伴って、自身の体積を大きくしなければならない。その為、このような問題を解決する発明として、下記特許文献１には、リアクトルを用いないＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、コンプリメンタリ接続されたトランジスタから構成されたスイッチング回路と、倍電圧回路であるコッククロフト・ウォルトン回路とを備え、スイッチング回路から入力された交流電圧を活用してコッククロフト・ウォルトン回路が電圧を上昇させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１９１６３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記従来技術における双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧チョッパ回路には、上述したように、リアクトルの体積を大きくしなければならないという問題が存在していた。さらに、双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧チョッパ回路では、スイッチング素子が数１０ｋ〜数１００ｋＨｚの高周波でスイッチングを行っている為、リアクトルにおける鉄損は、周波数に応じて大きなものになってしまう。
【０００６】
また、上記従来技術における上記特許文献１では、スイッチング回路のスイッチングの周期に従った出力電圧が生成される。その出力電圧では、スイッチング周期に応じたリップルが発生する、すなわちスイッチング周期が長ければ長いほど、大きなリップルが発生してしまう。そして、上記特許文献１では、スイッチング回路の構成上、比較的スイッチング周期が長くなってしまう為に、出力電圧のリップルが大きくなってしまうという問題を抱えている。
【０００７】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ出力電圧のリップルを小さくすることが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第１の解決手段として、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、前記直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、降圧用スイッチング素子を有し、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を前記第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のスイッチング及び前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備するという手段を採用する。
【０００９】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記倍電圧回路は、コッククロフト・ウォルトン回路であるという手段を採用する。
【００１０】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第３の解決手段として、上記第１または第２の解決手段において、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子をＯＮにし、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記直流電圧を降圧するという手段を採用する。
【００１１】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第４の解決手段として、上記第１〜第３いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させるという手段を採用する。
【００１２】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第５の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路をチョッピング制御することによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させるという手段を採用する。
【００１３】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第６の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータとして動作させることによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させるという手段を採用する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、双方向昇降圧コンバータが、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、降圧用スイッチング素子を有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、フルブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング及び降圧チョッパ回路の降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備する。
【００１５】
このように、双方向昇降圧コンバータでは、フルブリッジ回路及び倍電圧回路で入力された直流電圧の昇圧を行うことによって、昇圧チョッパ回路のように、リアクトルにエネルギーを蓄える必要がない為、大きなリアクトルを搭載する必要がない。また、双方向昇降圧コンバータでは、フルブリッジ回路によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時及び降圧時に出力する直流電圧の波形図と、昇圧時及び降圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、入力電圧を昇圧または降圧する双方向昇降圧コンバータに関する。
まず、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの回路構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【００１８】
双方向昇降圧コンバータＡは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧して負荷であるインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を降圧してバッテリＢへ出力するものであり、第１入出力端子１ａ，１ｂ、コンデンサ２、フルブリッジ回路３、コッククロフト・ウォルトン回路４、降圧用ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）５及び第２入出力端子６ａ，６ｂ及び制御部７を備えている。
【００１９】
第１入出力端子１ａ，１ｂは、バッテリＢから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力し、また双方向昇降圧コンバータＡによって降圧された直流電圧をバッテリＢへ出力するための一対の接続端子である。一方の第１入出力端子１ａはバッテリＢの正極端に接続され、他方の第１入出力端子１ｂはバッテリＢの負極端に接続されている。
コンデンサ２は、バッテリＢから入力される直流電圧の安定と、バッテリＢへ出力する直流電圧のリップルの低減、すなわち平滑化することを目的として設けられたものであり、一端が上記一方の第１入出力端子１ａに接続され、他端が他方の第１入出力端子１ｂに接続されている。
【００２０】
フルブリッジ回路３は、バッテリＢから供給される直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をコッククロフト・ウォルトン回路４へ出力する回路であり、４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄを備えている。４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄは、図示するように、バッテリＢに対して並列接続される第１，第２のスイッチングアームを構成している。すなわち、４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄのうち、ＭＯＳＦＥＴ３ａとＭＯＳＦＥＴ３ｂとは第１のスイッチングアームを、ＭＯＳＦＥＴ３ｃとＭＯＳＦＥＴ３ｄとは第２のスイッチングアームをそれぞれ構成している。
【００２１】
第１のスイッチングアームを構成するＭＯＳＦＥＴ３ａは、ドレイン端子が第１入出力端子１ａに、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ３ｂは、ドレイン端子が上述したＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子に、ソース端子が他方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。このような第１のスイッチングアームにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子とＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子との接続点は、第１のスイッチングアームの出力端であり、リアクトル３ｅに接続している。
【００２２】
第２のスイッチングアームを構成するＭＯＳＦＥＴ３ｃは、ドレイン端子が上記一方の第１入出力端子１ａに、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ３ｄは、ドレイン端子が上述したようにＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース端子に、ソース端子が他方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。このような第２のスイッチングアームにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース端子とＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子との接続点は、第２のスイッチングアームの出力端である。
そして、第１、第２のスイッチングアームは、制御部７の制御の下、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとを、交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、交流電圧を出力する。
【００２３】
コッククロフト・ウォルトン回路４は、フルブリッジ回路３から入力された交流電圧を昇圧すると共に直流電圧に変換し、当該直流電圧をインバータＣへ出力する回路であり、５個のコンデンサ４ａ〜４ｅ及び５個のダイオード４ｆ〜４ｊを備えている。２個のコンデンサ４ａ，４ｂは直列に接続している。残りの３個のコンデンサ４ｃ〜４ｅも直列に接続している。そして、ダイオード４ｆ〜４ｊは、直接に接続された４ａ，４ｂと、直列に接続されたコンデンサ４ｃ〜４ｅの間を接続するように、配設されている。そして、コッククロフト・ウォルトン回路４は、昇圧した直流電圧を第２入出力端子６ａ，６ｂを介してインバータＣへ出力する。
【００２４】
降圧用ＭＯＳＦＥＴ５は、ドレイン端子が上記一方の第２入出力端子６ａに、ソース端子がフルブリッジ回路３の第１のスイッチングアームに接続するリアクトル３ｅに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５は、制御部７の制御の下、ＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。
【００２５】
第２入出力端子６ａ，６ｂは、双方向昇降圧コンバータＡが昇圧した直流電圧をインバータＣへ出力し、またインバータＣからの直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力するための一対の接続端子であり、一方の第２入出力端子６ａはインバータＣの一端に接続され、他方の第２入出力端子６ｂは上記インバータＣの他端に接続されている。
制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）及びフルブリッジ回路３並びに降圧用ＭＯＳＦＥＴ５と信号の入出力を行うインタフェース回路等から構成されており、上記ＲＯＭに記憶された制御プログラムに基づいて、フルブリッジ回路３及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ５をチョッピング制御する。
【００２６】
次に、このように構成された双方向昇降圧コンバータＡの動作について、詳しく説明する。
まず、双方向昇降圧コンバータＡにおける昇圧動作について説明する。なお、この場合には、第１入出力端子１ａ，１ｂが入力側になり、第２入出力端子６ａ，６ｂが出力側になる。
【００２７】
制御部７は、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとに、ＯＮ／ＯＦＦを交互に繰り返すことによって、バッテリＢから入力される直流電圧を交流電圧に変換する。
【００２８】
そして、コッククロフト・ウォルトン回路４では、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＦＦになると、リアクトル３ｄ及びダイオード４ｆを経由して、コンデンサ４ｃに電圧が印加されて、コンデンサ２と同じ電圧レベルまで充電される。
【００２９】
次に、コッククロフト・ウォルトン回路４では、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＦＦかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＮになると、コンデンサ４ｃの電圧が、ダイオード４ｇを経由して、コンデンサ４ａに印加されて、コンデンサ４ｃと同じ電圧レベルまで充電される。
【００３０】
そして、再び、コッククロフト・ウォルトン回路４では、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＦＦになると、リアクトル３ｄ及びダイオード４ｆを経由して、コンデンサ４ｃに電圧が印加されて、コンデンサ２と同じ電圧レベルまで充電され、また、ダイオード４ｈを経由して、コンデンサ４ｄに電圧が印加されて、コンデンサ４ａと同じ電圧レベルまで充電される。
【００３１】
上記のようにして、制御部７が、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとに、ＯＮ／ＯＦＦを交互に繰り返すことによって、コンデンサ４ａ〜コンデンサ４ｅが充電される。そして、インバータＣには、コッククロフト・ウォルトン回路４によって、倍圧された直流電圧が供給される。
【００３２】
次に、双方向昇降圧コンバータＡにおける降圧動作について説明する。なお、この場合には、第２入出力端子６ａ，６ｂが入力側になり、第１入出力端子１ａ，１ｂが出力側になる。
制御部７は、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄをＯＦＦにし、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮ／ＯＦＦを繰り返させることによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。
【００３３】
図２は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時及び降圧時に出力する直流電圧の波形図と、昇圧時及び降圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
図２の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時に出力する昇圧した直流電圧Ｖｕと、降圧時に出力する降圧した直流電圧Ｖｄを示す波形図であり、図２の（ｂ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとのそれぞれのスイッチング周期を示す波形図であり、図２の（ｃ）は、双方向昇降圧コンバータＡの降圧時の降圧用ＭＯＳＦＥＴ５のスイッチング周期を示す波形図である。
【００３４】
なお、図２の（ｂ）では、実線の矩形がＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮであることを示し、破線の矩形がＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＮであることを示している。そして、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ）では、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００３５】
本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡは、フルブリッジ回路３によって、昇圧時に、図２の（ａ）に示すように、短い周期でスイッチングを行うことが出来る。このように、双方向昇降圧コンバータＡは、短い周期でのスイッチングを実行することによって、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。
【００３６】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、昇圧時に、フルブリッジ回路３により、短い周期でのスイッチングを行うことによって、従来よりも速くコッククロフト・ウォルトン回路４による昇圧を行うことが出来る為に、コッククロフト・ウォルトン回路４を小型化することが出来る。そして、コッククロフト・ウォルトン回路４の小型化によって、直列接続するコンデンサの数が減る為に、コンデンサ４ｃ〜４ｅに静電容量の小さいものを搭載することが出来る。
【００３７】
そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７は、昇圧時に、フルブリッジ回路３の図２の（ｂ）に示すスイッチングのＯＮデューティを高くすることによって、昇圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを低くすることによって、昇圧率を低くすることが出来る。また、制御部７は、降圧時に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５の図２の（ｃ）に示すスイッチングのＯＮデューティを低くすることによって、降圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを高くすることによって、降圧率を低くすることが出来る。
【００３８】
以上のように、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３及びコッククロフト・ウォルトン回路４で入力された直流電圧の昇圧を行うことによって、昇圧チョッパ回路のように、リアクトルにエネルギーを蓄える必要がない為、大きなリアクトルを搭載する必要がない。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、コッククロフト・ウォルトン回路４を小型化することが出来る。
【００３９】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態では、フルブリッジ回路３が、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｂを備える第１のスイッチングアームと、ＭＯＳＦＥＴ３ｃ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄを備える第２のスイッチングアームとから構成されている２相フルブリッジ回路であるが、本発明はこれに限定されない。
【００４０】
例えば、フルブリッジ回路３が、２個のＭＯＳＦＥＴを備える第３のスイッチングアームを有し、第１のスイッチングアーム、第２のスイッチングアーム及び第３のスイッチングアームを有する３相フルブリッジ回路であってもよい。すなわち、フルブリッジ回路３は、３相以上のフルブリッジ回路であってもよい。
【００４１】
（２）上記実施形態では、制御部７が、フルブリッジ回路３をチョッピング制御したが、本発明は、これに限定されない。
例えば、制御部７が、フルブリッジ回路３をＰＷＭインバータとして動作させることによって、直流電圧を交流電圧に変換するようにしてもよい。
【００４２】
（３）上記実施形態では、制御部７が、昇圧率を変化させる為にフルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄのＯＮデューティを変化させているが、昇圧した電圧の出力先であるインバータＣによって生じるリップルと同期するリップルを発生させないようにフルブリッジ回路３を制御することによって、インバータＣにおける動作を安定化することが出来る。
【００４３】
（４）上記実施形態では、制御部７が、降圧時に、降圧ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮ／ＯＦＦを繰り返させることによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧したが、本発明はこれに限定されない。
例えば、双方向昇降圧コンバータＡに新たにリアクトル及びコンデンサを追加した後に、制御部７が、降圧ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮさせ、かつフルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴにＯＮ／ＯＦＦを繰り返えさせることによって、直流電圧を降圧するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００４４】
Ａ…双方向昇降圧コンバータ、Ｂ…バッテリ、Ｃ…インバータ、１ａ，１ｂ…第１入出力端子、２…コンデンサ、３…フルブリッジ回路、３ａ〜３ｄ…ＭＯＳＦＥＴ、３ｅ…リアクトル、４…コッククロフト・ウォルトン回路、４ａ〜４ｅ…コンデンサ、４ｆ〜４ｊ…ダイオード、５…降圧用ＭＯＳＦＥＴ、６ａ，６ｂ…第２入出力端子、７…制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向昇降圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ／発電機がモータとして稼動する時には、バッテリの電圧よりも高い電圧をモータ／発電機へ出力する必要があり、かつモータ／発電機が発電機として稼動する時には、モータ／発電機が出力する電力を降圧してバッテリに充電する必要ある場合に、一般的に、双方向昇降圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）にバッテリからモータ／発電機へ出力する電力を昇圧させ、またモータ／発電機からバッテリに出力へする電力を降圧することによって、モータ／発電機の稼動に必要な電圧及びバッテリに充電可能な電圧を手に入れる。このような双方向昇降圧コンバータとして、回路構成比較的単純であるチョッパ方式の双方向昇降圧チョッパ回路が広く用いられている。この双方向昇降圧チョッパ回路は、バイポーラトランジスタ及びＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによってリアクトルに流れる電流を変化させ、リアクトルに流れる電流の変化によって生じる誘導起電力を利用して、電圧を昇降圧させるものである。
【０００３】
しかしながら、上記双方向昇降圧チョッパ回路における昇圧チョッパ回路では、リアクトルに流れる電流がゼロになる期間のない「電流連続モード」で動作しなければならない為に、大きなエネルギーを蓄えることが出来るリアクトル、すなわち規模の大きなリアクトルを搭載しなければならない。そして、昇圧チョッパ回路では、大きなリアクトルの搭載に伴って、自身の体積を大きくしなければならない。その為、このような問題を解決する発明として、下記特許文献１には、リアクトルを用いないＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、コンプリメンタリ接続されたトランジスタから構成されたスイッチング回路と、倍電圧回路であるコッククロフト・ウォルトン回路とを備え、スイッチング回路から入力された交流電圧を活用してコッククロフト・ウォルトン回路が電圧を上昇させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１９１６３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記従来技術における双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧チョッパ回路には、上述したように、リアクトルの体積を大きくしなければならないという問題が存在していた。さらに、双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧チョッパ回路では、スイッチング素子が数１０ｋ〜数１００ｋＨｚの高周波でスイッチングを行っている為、リアクトルにおける鉄損は、周波数に応じて大きなものになってしまう。
【０００６】
また、上記従来技術における上記特許文献１では、スイッチング回路のスイッチングの周期に従った出力電圧が生成される。その出力電圧では、スイッチング周期に応じたリップルが発生する、すなわちスイッチング周期が長ければ長いほど、大きなリップルが発生してしまう。そして、上記特許文献１では、スイッチング回路の構成上、比較的スイッチング周期が長くなってしまう為に、出力電圧のリップルが大きくなってしまうという問題を抱えている。
【０００７】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ出力電圧のリップルを小さくすることが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第１の解決手段として、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、前記直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、降圧用スイッチング素子を有し、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を前記第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のスイッチング及び前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備するという手段を採用する。
【０００９】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記倍電圧回路は、コッククロフト・ウォルトン回路であるという手段を採用する。
【００１０】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第３の解決手段として、上記第１または第２の解決手段において、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子をＯＮにし、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記直流電圧を降圧するという手段を採用する。
【００１１】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第４の解決手段として、上記第１〜第３いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させるという手段を採用する。
【００１２】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第５の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路をチョッピング制御することによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させるという手段を採用する。
【００１３】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第６の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記フルブリッジ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータとして動作させることによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させるという手段を採用する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、双方向昇降圧コンバータが、スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、降圧用スイッチング素子を有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、フルブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング及び降圧チョッパ回路の降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、具備する。
【００１５】
このように、双方向昇降圧コンバータでは、フルブリッジ回路及び倍電圧回路で入力された直流電圧の昇圧を行うことによって、昇圧チョッパ回路のように、リアクトルにエネルギーを蓄える必要がない為、大きなリアクトルを搭載する必要がない。また、双方向昇降圧コンバータでは、フルブリッジ回路によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時及び降圧時に出力する直流電圧の波形図と、昇圧時及び降圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、入力電圧を昇圧または降圧する双方向昇降圧コンバータに関する。
まず、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの回路構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【００１８】
双方向昇降圧コンバータＡは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧して負荷であるインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を降圧してバッテリＢへ出力するものであり、第１入出力端子１ａ，１ｂ、コンデンサ２、フルブリッジ回路３、コッククロフト・ウォルトン回路４、降圧用ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）５及び第２入出力端子６ａ，６ｂ及び制御部７を備えている。
【００１９】
第１入出力端子１ａ，１ｂは、バッテリＢから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力し、また双方向昇降圧コンバータＡによって降圧された直流電圧をバッテリＢへ出力するための一対の接続端子である。一方の第１入出力端子１ａはバッテリＢの正極端に接続され、他方の第１入出力端子１ｂはバッテリＢの負極端に接続されている。
コンデンサ２は、バッテリＢから入力される直流電圧の安定と、バッテリＢへ出力する直流電圧のリップルの低減、すなわち平滑化することを目的として設けられたものであり、一端が上記一方の第１入出力端子１ａに接続され、他端が他方の第１入出力端子１ｂに接続されている。
【００２０】
フルブリッジ回路３は、バッテリＢから供給される直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をコッククロフト・ウォルトン回路４へ出力する回路であり、４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄを備えている。４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄは、図示するように、バッテリＢに対して並列接続される第１，第２のスイッチングアームを構成している。すなわち、４個のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄのうち、ＭＯＳＦＥＴ３ａとＭＯＳＦＥＴ３ｂとは第１のスイッチングアームを、ＭＯＳＦＥＴ３ｃとＭＯＳＦＥＴ３ｄとは第２のスイッチングアームをそれぞれ構成している。
【００２１】
第１のスイッチングアームを構成するＭＯＳＦＥＴ３ａは、ドレイン端子が第１入出力端子１ａに、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ３ｂは、ドレイン端子が上述したＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子に、ソース端子が他方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。このような第１のスイッチングアームにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３ａのソース端子とＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子との接続点は、第１のスイッチングアームの出力端であり、リアクトル３ｅに接続している。
【００２２】
第２のスイッチングアームを構成するＭＯＳＦＥＴ３ｃは、ドレイン端子が上記一方の第１入出力端子１ａに、ソース端子がＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ３ｄは、ドレイン端子が上述したようにＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース端子に、ソース端子が他方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。このような第２のスイッチングアームにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース端子とＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子との接続点は、第２のスイッチングアームの出力端である。
そして、第１、第２のスイッチングアームは、制御部７の制御の下、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとを、交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、交流電圧を出力する。
【００２３】
コッククロフト・ウォルトン回路４は、フルブリッジ回路３から入力された交流電圧を昇圧すると共に直流電圧に変換し、当該直流電圧をインバータＣへ出力する回路であり、５個のコンデンサ４ａ〜４ｅ及び５個のダイオード４ｆ〜４ｊを備えている。２個のコンデンサ４ａ，４ｂは直列に接続している。残りの３個のコンデンサ４ｃ〜４ｅも直列に接続している。そして、ダイオード４ｆ〜４ｊは、直接に接続された４ａ，４ｂと、直列に接続されたコンデンサ４ｃ〜４ｅの間を接続するように、配設されている。そして、コッククロフト・ウォルトン回路４は、昇圧した直流電圧を第２入出力端子６ａ，６ｂを介してインバータＣへ出力する。
【００２４】
降圧用ＭＯＳＦＥＴ５は、ドレイン端子が上記一方の第２入出力端子６ａに、ソース端子がフルブリッジ回路３の第１のスイッチングアームに接続するリアクトル３ｅに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５は、制御部７の制御の下、ＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。
【００２５】
第２入出力端子６ａ，６ｂは、双方向昇降圧コンバータＡが昇圧した直流電圧をインバータＣへ出力し、またインバータＣからの直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力するための一対の接続端子であり、一方の第２入出力端子６ａはインバータＣの一端に接続され、他方の第２入出力端子６ｂは上記インバータＣの他端に接続されている。
制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）及びフルブリッジ回路３並びに降圧用ＭＯＳＦＥＴ５と信号の入出力を行うインタフェース回路等から構成されており、上記ＲＯＭに記憶された制御プログラムに基づいて、フルブリッジ回路３及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ５をチョッピング制御する。
【００２６】
次に、このように構成された双方向昇降圧コンバータＡの動作について、詳しく説明する。
まず、双方向昇降圧コンバータＡにおける昇圧動作について説明する。なお、この場合には、第１入出力端子１ａ，１ｂが入力側になり、第２入出力端子６ａ，６ｂが出力側になる。
【００２７】
制御部７は、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとに、ＯＮ／ＯＦＦを交互に繰り返すことによって、バッテリＢから入力される直流電圧を交流電圧に変換する。
【００２８】
そして、コッククロフト・ウォルトン回路４では、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＦＦになると、リアクトル３ｄ及びダイオード４ｆを経由して、コンデンサ４ｃに電圧が印加されて、コンデンサ２と同じ電圧レベルまで充電される。
【００２９】
次に、コッククロフト・ウォルトン回路４では、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＦＦかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＮになると、コンデンサ４ｃの電圧が、ダイオード４ｇを経由して、コンデンサ４ａに印加されて、コンデンサ４ｃと同じ電圧レベルまで充電される。
【００３０】
そして、再び、コッククロフト・ウォルトン回路４では、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮかつＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＦＦになると、リアクトル３ｄ及びダイオード４ｆを経由して、コンデンサ４ｃに電圧が印加されて、コンデンサ２と同じ電圧レベルまで充電され、また、ダイオード４ｈを経由して、コンデンサ４ｄに電圧が印加されて、コンデンサ４ａと同じ電圧レベルまで充電される。
【００３１】
上記のようにして、制御部７が、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとに、ＯＮ／ＯＦＦを交互に繰り返すことによって、コンデンサ４ａ〜コンデンサ４ｅが充電される。そして、インバータＣには、コッククロフト・ウォルトン回路４によって、倍圧された直流電圧が供給される。
【００３２】
次に、双方向昇降圧コンバータＡにおける降圧動作について説明する。なお、この場合には、第２入出力端子６ａ，６ｂが入力側になり、第１入出力端子１ａ，１ｂが出力側になる。
制御部７は、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、フルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄをＯＦＦにし、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮ／ＯＦＦを繰り返させることによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。
【００３３】
図２は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時及び降圧時に出力する直流電圧の波形図と、昇圧時及び降圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
図２の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時に出力する昇圧した直流電圧Ｖｕと、降圧時に出力する降圧した直流電圧Ｖｄを示す波形図であり、図２の（ｂ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時のＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせとのそれぞれのスイッチング周期を示す波形図であり、図２の（ｃ）は、双方向昇降圧コンバータＡの降圧時の降圧用ＭＯＳＦＥＴ５のスイッチング周期を示す波形図である。
【００３４】
なお、図２の（ｂ）では、実線の矩形がＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄの組み合わせがＯＮであることを示し、破線の矩形がＭＯＳＦＥＴ３ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３ｃの組み合わせがＯＮであることを示している。そして、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ）では、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００３５】
本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡは、フルブリッジ回路３によって、昇圧時に、図２の（ａ）に示すように、短い周期でスイッチングを行うことが出来る。このように、双方向昇降圧コンバータＡは、短い周期でのスイッチングを実行することによって、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。
【００３６】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、昇圧時に、フルブリッジ回路３により、短い周期でのスイッチングを行うことによって、従来よりも速くコッククロフト・ウォルトン回路４による昇圧を行うことが出来る為に、コッククロフト・ウォルトン回路４を小型化することが出来る。そして、コッククロフト・ウォルトン回路４の小型化によって、直列接続するコンデンサの数が減る為に、コンデンサ４ｃ〜４ｅに静電容量の小さいものを搭載することが出来る。
【００３７】
そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７は、昇圧時に、フルブリッジ回路３の図２の（ｂ）に示すスイッチングのＯＮデューティを高くすることによって、昇圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを低くすることによって、昇圧率を低くすることが出来る。また、制御部７は、降圧時に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ５の図２の（ｃ）に示すスイッチングのＯＮデューティを低くすることによって、降圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを高くすることによって、降圧率を低くすることが出来る。
【００３８】
以上のように、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３及びコッククロフト・ウォルトン回路４で入力された直流電圧の昇圧を行うことによって、昇圧チョッパ回路のように、リアクトルにエネルギーを蓄える必要がない為、大きなリアクトルを搭載する必要がない。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する昇圧した直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータＡでは、フルブリッジ回路３によって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、コッククロフト・ウォルトン回路４を小型化することが出来る。
【００３９】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態では、フルブリッジ回路３が、ＭＯＳＦＥＴ３ａ及びＭＯＳＦＥＴ３ｂを備える第１のスイッチングアームと、ＭＯＳＦＥＴ３ｃ及びＭＯＳＦＥＴ３ｄを備える第２のスイッチングアームとから構成されている２相フルブリッジ回路であるが、本発明はこれに限定されない。
【００４０】
例えば、フルブリッジ回路３が、２個のＭＯＳＦＥＴを備える第３のスイッチングアームを有し、第１のスイッチングアーム、第２のスイッチングアーム及び第３のスイッチングアームを有する３相フルブリッジ回路であってもよい。すなわち、フルブリッジ回路３は、３相以上のフルブリッジ回路であってもよい。
【００４１】
（２）上記実施形態では、制御部７が、フルブリッジ回路３をチョッピング制御したが、本発明は、これに限定されない。
例えば、制御部７が、フルブリッジ回路３をＰＷＭインバータとして動作させることによって、直流電圧を交流電圧に変換するようにしてもよい。
【００４２】
（３）上記実施形態では、制御部７が、昇圧率を変化させる為にフルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄのＯＮデューティを変化させているが、昇圧した電圧の出力先であるインバータＣによって生じるリップルと同期するリップルを発生させないようにフルブリッジ回路３を制御することによって、インバータＣにおける動作を安定化することが出来る。
【００４３】
（４）上記実施形態では、制御部７が、降圧時に、降圧ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮ／ＯＦＦを繰り返させることによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧したが、本発明はこれに限定されない。
例えば、双方向昇降圧コンバータＡに新たにリアクトル及びコンデンサを追加した後に、制御部７が、降圧ＭＯＳＦＥＴ５にＯＮさせ、かつフルブリッジ回路３のＭＯＳＦＥＴにＯＮ／ＯＦＦを繰り返えさせることによって、直流電圧を降圧するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００４４】
Ａ…双方向昇降圧コンバータ、Ｂ…バッテリ、Ｃ…インバータ、１ａ，１ｂ…第１入出力端子、２…コンデンサ、３…フルブリッジ回路、３ａ〜３ｄ…ＭＯＳＦＥＴ、３ｅ…リアクトル、４…コッククロフト・ウォルトン回路、４ａ〜４ｅ…コンデンサ、４ｆ〜４ｊ…ダイオード、５…降圧用ＭＯＳＦＥＴ、６ａ，６ｂ…第２入出力端子、７…制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、
前記フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、前記直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、
降圧用スイッチング素子を有し、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を前記第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、
前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のスイッチング及び前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、
具備することを特徴とする双方向昇降圧コンバータ。
【請求項２】
前記倍電圧回路は、コッククロフト・ウォルトン回路であることを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子をＯＮにし、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記直流電圧を降圧することを特徴とする請求項１または２に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項４】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項５】
前記制御部は、前記フルブリッジ回路をチョッピング制御することによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項６】
前記制御部は、前記フルブリッジ回路をＰＷＭインバータとして動作させることによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項１】
スイッチング素子を備えるスイッチングアームを２つ以上有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチングによって交流電圧に変換するフルブリッジ回路と、
前記フルブリッジ回路が生成した交流電圧に基づいて、前記直流電圧よりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧を第２入出力端子から出力する倍電圧回路と、
降圧用スイッチング素子を有し、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用スイッチング素子によって降圧し、降圧した直流電圧を前記第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、
前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のスイッチング及び前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを、
具備することを特徴とする双方向昇降圧コンバータ。
【請求項２】
前記倍電圧回路は、コッククロフト・ウォルトン回路であることを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、前記降圧チョッパ回路の前記降圧用スイッチング素子をＯＮにし、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記直流電圧を降圧することを特徴とする請求項１または２に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項４】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、前記フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項５】
前記制御部は、前記フルブリッジ回路をチョッピング制御することによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項６】
前記制御部は、前記フルブリッジ回路をＰＷＭインバータとして動作させることによって、前記フルブリッジ回路に直流電圧を交流電圧に変換させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【図１】
【図２】
【図２】
【公開番号】特開２０１０−２２６７９３（Ｐ２０１０−２２６７９３Ａ）
【公開日】平成２２年１０月７日（２０１０．１０．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−６８４５４（Ｐ２００９−６８４５４）
【出願日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【出願人】（０００００００９９）株式会社ＩＨＩ (5,014)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１０月７日（２０１０．１０．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【出願人】（０００００００９９）株式会社ＩＨＩ (5,014)
【Ｆターム（参考）】
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