放電灯点灯装置
【課題】負荷電圧にノイズが重畳されることを防止すると共にスイッチング損失を減少させる。
【解決手段】 容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、を具備したことを特徴とする。
【解決手段】 容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、を具備したことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量性を有する放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯の点灯装置として、電極に高周波、高電圧を印加するＤＣ−ＡＣインバータ方式が採用されることがある。例えば、インバータ回路として、電圧−周波数変換を行うロイヤー（Royer ）回路が知られている。このロイヤー回路はコアの飽和特性を利用した磁気マルチバイブレータである。
【０００３】
しかし、ロイヤー回路はコアの飽和特性を利用していることから、コア損失が大きく変換効率が低下するという欠点がある。また、ロイヤー回路はコアの飽和時にスイッチング素子に過大な電流が流れてしまうという欠点もある。また、ロイヤー回路の発振周波数は入力電圧に依存するので、ロイヤー回路を用いて数１０ＫHzの周波数を得て、高周波放電灯を点灯させるためには、大きいトランス及び入力電圧が必要である。
【０００４】
これらの欠点を改善するものとして、特許文献１においては、インバータ回路のプッシュプル構成の２つのスイッチング素子のオン，オフを可変抵抗の抵抗値によって制御することで、コアを飽和させることなく高周波出力を得る高周波スイッチング電圧変換回路が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平６−２８４７２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、従来、複写機、スキャナー等の読み取り用光源として、外面電極蛍光ランプを採用することがある。外面電極蛍光ランプは、環境負荷が高い水銀を使用していない点、周囲温度による光量変化が少ない点、発熱が少ない点、蛍光体を選択することにより発光色を変えることができる点等の特徴を有する。
【０００７】
この外面電極蛍光ランプは、バルブ外面に電極を有しており、電極とバルブとによって容量負荷を構成する。なお、バルブの内外面に電極を構成した内外面電極放電灯においても容量負荷となる。これらのランプは誘電体バリア放電によって点灯しており、誘電体バリア放電灯と呼ばれる。
【０００８】
このような外面電極放電灯の点灯装置として、上述した特許文献１の回路を採用することが考えられる。しかしながら、特許文献１の回路によって抵抗性負荷を駆動する場合には特には問題は生じないが、外面電極放電灯のように容量性負荷を特許文献１の回路によって駆動すると、容量性負荷に流れる負荷電流はスイッチング素子のオン，オフに応じたパルス形状となり、負荷電圧にノイズが重畳されてしまうと共に、スイッチング損失が増大するという問題があった。
【０００９】
本発明は、負荷電圧にノイズが重畳されることを防止すると共にスイッチング損失を減少させることができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る放電灯点灯装置は、容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、を具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、負荷電圧にノイズが重畳されることを防止すると共にスイッチング損失を減少させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図。
【図２】第１の実施の形態を説明するための波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１４】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
【００１５】
図１において、直流電源１０は所定の直流電圧を発生する。なお、直流電源１０は、商用交流電源からの交流電圧を整流して得たものであってもよい。直流電源１０の正極性端は、出力トランスＴ１を構成する１次コイルＬ１を介して電界効果トランジスタＱ１のドレインに接続されると共に、出力トランスＴ１の１次コイルＬ３を介して電界効果トランジスタＱ２のドレインに接続される。スイッチング素子としてのトランジスタＱ１，Ｑ２のソースは共通接続され、抵抗Ｒ１を介して基準電位点に接続される。出力トランスＴ１の２次コイルＬ２の両端には、コンデンサＣ１と外面電極放電灯１１とが直列接続される。
【００１６】
本実施の形態においては、トランジスタＱ１，Ｑ２をオン，オフ駆動するために、出力トランスＴ１から磁気的に分離されたドライブトランスＴ２が設けられている。ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ４は、一端が直流電源１０の正極性端に接続され、他端がコイルＬ１とトランジスタＱ１との接続点に接続される。また、ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ６は、一端が直流電源１０の正極性端に接続され、他端がコイルＬ３とトランジスタＱ２との接続点に接続される。
【００１７】
ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の一端は、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のゲートに接続され、他端は抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２のゲートに接続される。ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の中点は、抵抗Ｒ７を介して直流電源１０の正極性端に接続される。
【００１８】
抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続され、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点にはダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード同士は共通接続されて、トランジスタＱ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ３は、エミッタが基準電位点に接続され、ベースにはコンデンサＣ２を介して反転制御信号が供給される。
【００１９】
本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の両端には、抵抗性負荷としての抵抗Ｒ６が接続されるようになっている。
【００２０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図２の波形図を参照して説明する。図２（ａ）乃至（ｃ）は本実施の形態における波形を示し、図２（ｄ）乃至（ｆ）は従来例における波形を示している。
【００２１】
図１のプッシュプル構成のトランジスタＱ１，Ｑ２は、一方がオンで他方がオフとなる。直流電源１０からの電源投入直後は、トランジスタＱ１，Ｑ２のうち順方向伝達コンダクタンスが大きい方のトランジスタがオンとなる。例えば、トランジスタＱ１がオンとなるものとする。この場合には、直流電源１０の正極性端から抵抗Ｒ７，ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５及び抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１のゲートに正電位が印加されている。
【００２２】
トランジスタＱ１のオン期間には、直流電源１０の正極性端から出力トランスＴ１の１次コイルＬ１、トランジスタＱ１及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に電流が流れる。トランジスタＱ３はコンデンサＣ２を介して反転制御信号が供給され、所定周期で短時間オンとなる。トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１及びトランジスタＱ３を介して基準電位点に接続されることになり、トランジスタＱ１はオフとなる。
【００２３】
トランジスタＱ１がオフになると、２次コイルＬ５の磁界の向きが反転し、直流電源１０の正極性端から抵抗Ｒ７，２次コイルＬ５及び抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してトランジスタＱ２のゲートに正電位が印加される。これにより、トランジスタＱ２がオンとなり、直流電源１０の正極性端から出力トランスＴ１の１次コイルＬ３、トランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に電流が流れる。
【００２４】
次に、反転制御信号によってトランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ２のゲートは、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ２及びトランジスタＱ３を介して基準電位点に接続されることになり、トランジスタＱ２はオフとなる。トランジスタＱ２がオフになると、２次コイルＬ５の磁界の向きが反転し、トランジスタＱ１のゲートに正電位が印加されてトランジスタＱ１が再びオンとなる。
【００２５】
以後、同様の動作が繰返されて、反転制御信号の周期で、トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオン，オフを繰返す。こうして、出力トランスＴ１の１次コイルＬ１，Ｌ３には、トランジスタＱ１，Ｑ２による発振出力が与えられ、２次コイルＬ２に矩形波電圧が現れる。２次コイルＬ２の矩形波電圧がコンデンサＣ１を介して外面電極放電灯１１に供給されて、外面電極放電灯１１が点灯する。
【００２６】
仮に、トランジスタＱ３がオンとならない場合には、トランジスタＱ１，Ｑ２はオンし続ける。そうすると、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５が飽和し、これにより磁界の向きが反転して、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフが切換る。従って、出力周波数は低い。これに対し、図１の回路では、トランジスタＱ３を反転制御信号に応じてオン，オフさせることでトランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフを切換えており、反転制御信号に基づいて高周波出力を得ることが可能である。
【００２７】
本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２を出力トランスＴ１とは磁気的に分離して構成し、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の両端に抵抗Ｒ６を接続したことから、外面電極放電灯１１のランプ電圧にノイズが重畳されることを防止することができる。図２はこの特性を説明するためのものであり、図２（ａ）乃至（ｃ）は夫々図１中のドライブ電流ＩDV、ドライブ電圧ＶDV及びコレクタ電流ＩCを示している。また、図２（ｄ）乃至（ｆ）は夫々特許文献１の発明におけるドライブ電流ＩDV、ドライブ電圧ＶDV及びスイッチング制御用のトランジスタのコレクタ電流ＩCを示している。
【００２８】
特許文献１の技術においても、スイッチング制御用のトランジスタがオン，オフして、パルス形状のコレクタ電流ＩC（図２（ｆ））が流れることで、スイッチング用のトランジスタのオン，オフを制御している。これにより、特許文献１の技術においても、スイッチング制御用のトランジスタのオン，オフ周期に応じた周期の発振出力が得られる。
【００２９】
しかし、特許文献１の技術においては、ドライブ電流は出力トランスの影響を受ける。外面電極放電灯１１が容量性負荷であるので、特許文献１によって外面電極放電灯１１を点灯させた場合には、図２（ｄ）に示すように、ドライブ電流ＩDVはパルス形状となる。このため、図２（ｅ）に示すように、ランプ電圧にはノイズが重畳されてしまう。
【００３０】
これに対し、本実施の形態においても、トランジスタＱ３のオン，オフに伴ってパルス状のコレクタ電流ＩCが流れて、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフが切換る。しかし、本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２は出力トランスＴ１から分離されて構成されており、ドライブ電流ＩDVは出力トランスＴ１の影響を受けない。即ち、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフによって、図２（ａ）に示すように、ドライブ電流ＩDVは、２次コイルＬ５に供給される電流に応じて直線状に変化する。
【００３１】
なお、抵抗Ｒ６が設けられていない場合には、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート容量によって、ドライブ電流ＩDVはパルス状に変化してしまう。しかし、抵抗性負荷である抵抗Ｒ６を２次コイルＬ５の両端に接続したことで、ドライブ電流ＩDVを直線状に変化させることが可能である。こうして、ノイズが重畳していないドライブ電圧ＶDV（図２（ｂ））を得ることができる。
【００３２】
このように本実施の形態においては、プッシュプル構成のトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動するためのドライブトランスＴ２を出力トランスＴ１と分離して構成すると共に、ドライブトランスＴ２の２次コイルの両端に抵抗性負荷を接続していることから、ドライブ電流ＩDVを直線状に変化させて、ランプ電圧にノイズが重畳されることを防止することができ、スイッチング損失を抑制することができる。
【００３３】
（第２の実施の形態）
図３は本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。図３において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
本実施の形態は出力トランスＴ１用の電源とドライブトランスＴ２用の電源との２系統の電源を備えた例を示している。直流電源１０は直流入力電圧Ｖin1を発生し、直流電源１３は直流入力電圧Ｖin2を発生する。直流入力電圧Ｖin1＞Ｖin2である。
【００３５】
本実施の形態は、トランスＴ２の１次コイルＬ４の一端を直流電源１３の正極性端に接続し、他端をダイオードＤ３を介して出力トランスＴ１の１次コイルＬ１とトランジスタＱ１との接続点に接続すると共に、トランスＴ２の１次コイルＬ６の一端を直流電源１３の正極性端に接続し、他端をダイオードＤ４を介して出力トランスＴ１の１次コイルＬ３とトランジスタＱ２との接続点に接続するようにした点が第１の実施の形態と異なる。
【００３６】
このように構成された実施の形態においては、ドライブトランスＴ２は直流電源１３からの直流入力電圧Ｖin2が与えられて、トランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する。他の作用は第１の実施の形態と同様である。
【００３７】
商用交流電源からの交流電圧を平滑整流して、入力電圧とするダイレクトインバータが普及している。一般的には、１００Ｖの交流電圧から４００Ｖ程度の直流電圧を発生する。このような比較的高い電圧をドライブトランスＴ２に供給した場合には、極めて大きな損失が発生する。
【００３８】
そこで、本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２用に、比較的低い電圧、例えば、２４Ｖ程度の直流電圧を発生する直流電源１３を採用する。これにより、損失を抑制することができる。
【００３９】
このように本実施の形態においては、第１の実施の形態と同様の効果が得られると共に、直流電源１０からの直流電圧が比較的高い電圧である場合でも、直流電源１３の直流電圧を比較的低い電圧にすることで、損失を一層抑制することができるという利点を有する。
【００４０】
（第３の実施の形態）
図４は本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図４において図３と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００４１】
本実施の形態は第２の実施の形態に定電圧発生回路を付加したものである。
【００４２】
図４の回路は、定電圧発生回路としてのチョッパ回路と図３のインバータ回路とによって構成される。本実施の形態においては、チョッパ回路用とインバータ回路用とのコントローラを兼用とすることで、回路規模を小さくすることを可能にしている。
【００４３】
図４において、直流電源２１は、基準電位点と正極性端との間に直流電圧を供給する。直流電源２１の正極性端にはコイルＬ７の一端が接続され、コイルＬ７の他端と基準電位点との間にはドレイン・ソース路が接続された電界効果トランジスタＱ４が接続される。コイルＬ７の他端と基準電位点との間には、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の直列回路が接続される。トランジスタＱ４のゲートは、抵抗Ｒ９を介して制御回路２２の制御端ＶＯに接続される。トランジスタＱ４は、制御回路２２の制御端ＶＯから抵抗Ｒ９を介して供給される反転制御信号によってオン，オフ制御される。これらのコイルＬ７、トランジスタＱ４、ダイオードＤ５、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ９によって昇圧チョッパ回路が構成される。
【００４４】
このチョッパ回路は、トランジスタＱ４のオン期間にコイルＬ７にエネルギを蓄えることで、直流電源２１からの直流電圧を昇圧する。このチョッパ回路の出力電圧は、トランジスタＱ４のオンデューティによって決定されるレベルを有し、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の平滑回路によって平滑されて出力される。チョッパ回路の出力端であるダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点に現れる直流電圧を、図３のインバータ回路の直流電源１０が発生する入力直流電圧Ｖin1として、出力トランスＴ１の1次コイルＬ１，Ｌ３に供給するようになっている。
【００４５】
制御回路２２は、電源端ＶＣＣに、直流電源２１の正極性端から抵抗Ｒ８を介して電源電圧が供給される。本実施の形態においては、この電源電圧を図３の直流電源１３が発生する入力直流電圧Ｖin2として、ドライブトランスＴ２の1次巻線Ｌ４，Ｌ５に供給するようになっている。
【００４６】
また、本実施の形態においては、制御回路２２の制御端ＶＯからの反転制御信号を、コンデンサＣ２を介してトランジスタＱ３のベースにも印加するようになっている。なお、ダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点は、制御回路２２のＦ／Ｂ端に接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２の共通ソースは制御回路２２の＋ＣＬＭ端に接続される。
【００４７】
制御回路２２は、Ｆ／Ｂ端にダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点の電圧がフィードバックされ、制御端ＶＯからの反転制御信号のオンデューティをフィードバック制御することにより、チョッパ回路から安定した出力電圧を発生させるようになっている。また、制御回路２２は、＋ＣＬＭ端にトランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン電流が供給され、ドレイン電流が過電流になると、ドレイン電流を所定の電流値に制限するように、反転制御信号を制御するようになっている。
【００４８】
このように構成された実施の形態においては、直流電源２１は例えば、直流２４Ｖの直流電圧を発生する。昇圧チョッパ回路は、制御回路２２に制御されて、ダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点に昇圧した例えば６０Ｖの直流電圧を発生する。この直流電圧が出力トランスＴ１に供給される。一方、制御回路２２は電源端ＶＣＣに供給される直流２４Ｖの電源電圧によって動作する。また、この直流電圧は、ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ４，Ｌ６にも供給され、これにより、トランジスタＱ１，Ｑ２がオン，オフ駆動される。
【００４９】
また、制御回路２２は、トランジスタＱ４のゲートに反転制御信号を供給してチョッパ回路に昇圧動作を行わせると共に、この反転制御信号をコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ３のベースにも供給する。これにより、トランジスタＱ３はオン，オフし、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフを反転制御信号の周期で切換える。
【００５０】
このように本実施の形態においては、共通の制御回路を用いて、チョッパ回路及びインバータ回路を制御駆動しており、回路規模を縮小することができる。他の作用効果は第２の実施の形態と同様である。
【００５１】
なお、上記各実施の形態においては、２次コイルＬ５に抵抗性負荷として抵抗Ｒ６を接続する例を示したが、抵抗性負荷としては種々の負荷が考えられる。例えば、２次コイルＬ５の両端を抵抗性負荷であるＩＣ回路に接続して、２次コイルＬ５の端子電圧をＩＣ回路の電源電圧として用いてもよい。また、２次コイルＬ５にカップリングコイルを設け、このカップリングコイルの出力を整流平滑して得た電力を抵抗性負荷に与えるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１０…直流電源、１１…外面電極放電灯、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ７…コイル、Ｔ１…出力トランス、Ｔ２…ドライブトランス、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、容量性を有する放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯の点灯装置として、電極に高周波、高電圧を印加するＤＣ−ＡＣインバータ方式が採用されることがある。例えば、インバータ回路として、電圧−周波数変換を行うロイヤー（Royer ）回路が知られている。このロイヤー回路はコアの飽和特性を利用した磁気マルチバイブレータである。
【０００３】
しかし、ロイヤー回路はコアの飽和特性を利用していることから、コア損失が大きく変換効率が低下するという欠点がある。また、ロイヤー回路はコアの飽和時にスイッチング素子に過大な電流が流れてしまうという欠点もある。また、ロイヤー回路の発振周波数は入力電圧に依存するので、ロイヤー回路を用いて数１０ＫHzの周波数を得て、高周波放電灯を点灯させるためには、大きいトランス及び入力電圧が必要である。
【０００４】
これらの欠点を改善するものとして、特許文献１においては、インバータ回路のプッシュプル構成の２つのスイッチング素子のオン，オフを可変抵抗の抵抗値によって制御することで、コアを飽和させることなく高周波出力を得る高周波スイッチング電圧変換回路が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平６−２８４７２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、従来、複写機、スキャナー等の読み取り用光源として、外面電極蛍光ランプを採用することがある。外面電極蛍光ランプは、環境負荷が高い水銀を使用していない点、周囲温度による光量変化が少ない点、発熱が少ない点、蛍光体を選択することにより発光色を変えることができる点等の特徴を有する。
【０００７】
この外面電極蛍光ランプは、バルブ外面に電極を有しており、電極とバルブとによって容量負荷を構成する。なお、バルブの内外面に電極を構成した内外面電極放電灯においても容量負荷となる。これらのランプは誘電体バリア放電によって点灯しており、誘電体バリア放電灯と呼ばれる。
【０００８】
このような外面電極放電灯の点灯装置として、上述した特許文献１の回路を採用することが考えられる。しかしながら、特許文献１の回路によって抵抗性負荷を駆動する場合には特には問題は生じないが、外面電極放電灯のように容量性負荷を特許文献１の回路によって駆動すると、容量性負荷に流れる負荷電流はスイッチング素子のオン，オフに応じたパルス形状となり、負荷電圧にノイズが重畳されてしまうと共に、スイッチング損失が増大するという問題があった。
【０００９】
本発明は、負荷電圧にノイズが重畳されることを防止すると共にスイッチング損失を減少させることができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る放電灯点灯装置は、容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、を具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、負荷電圧にノイズが重畳されることを防止すると共にスイッチング損失を減少させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図。
【図２】第１の実施の形態を説明するための波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１４】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
【００１５】
図１において、直流電源１０は所定の直流電圧を発生する。なお、直流電源１０は、商用交流電源からの交流電圧を整流して得たものであってもよい。直流電源１０の正極性端は、出力トランスＴ１を構成する１次コイルＬ１を介して電界効果トランジスタＱ１のドレインに接続されると共に、出力トランスＴ１の１次コイルＬ３を介して電界効果トランジスタＱ２のドレインに接続される。スイッチング素子としてのトランジスタＱ１，Ｑ２のソースは共通接続され、抵抗Ｒ１を介して基準電位点に接続される。出力トランスＴ１の２次コイルＬ２の両端には、コンデンサＣ１と外面電極放電灯１１とが直列接続される。
【００１６】
本実施の形態においては、トランジスタＱ１，Ｑ２をオン，オフ駆動するために、出力トランスＴ１から磁気的に分離されたドライブトランスＴ２が設けられている。ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ４は、一端が直流電源１０の正極性端に接続され、他端がコイルＬ１とトランジスタＱ１との接続点に接続される。また、ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ６は、一端が直流電源１０の正極性端に接続され、他端がコイルＬ３とトランジスタＱ２との接続点に接続される。
【００１７】
ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の一端は、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のゲートに接続され、他端は抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２のゲートに接続される。ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の中点は、抵抗Ｒ７を介して直流電源１０の正極性端に接続される。
【００１８】
抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続され、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点にはダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード同士は共通接続されて、トランジスタＱ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ３は、エミッタが基準電位点に接続され、ベースにはコンデンサＣ２を介して反転制御信号が供給される。
【００１９】
本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の両端には、抵抗性負荷としての抵抗Ｒ６が接続されるようになっている。
【００２０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図２の波形図を参照して説明する。図２（ａ）乃至（ｃ）は本実施の形態における波形を示し、図２（ｄ）乃至（ｆ）は従来例における波形を示している。
【００２１】
図１のプッシュプル構成のトランジスタＱ１，Ｑ２は、一方がオンで他方がオフとなる。直流電源１０からの電源投入直後は、トランジスタＱ１，Ｑ２のうち順方向伝達コンダクタンスが大きい方のトランジスタがオンとなる。例えば、トランジスタＱ１がオンとなるものとする。この場合には、直流電源１０の正極性端から抵抗Ｒ７，ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５及び抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１のゲートに正電位が印加されている。
【００２２】
トランジスタＱ１のオン期間には、直流電源１０の正極性端から出力トランスＴ１の１次コイルＬ１、トランジスタＱ１及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に電流が流れる。トランジスタＱ３はコンデンサＣ２を介して反転制御信号が供給され、所定周期で短時間オンとなる。トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１及びトランジスタＱ３を介して基準電位点に接続されることになり、トランジスタＱ１はオフとなる。
【００２３】
トランジスタＱ１がオフになると、２次コイルＬ５の磁界の向きが反転し、直流電源１０の正極性端から抵抗Ｒ７，２次コイルＬ５及び抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してトランジスタＱ２のゲートに正電位が印加される。これにより、トランジスタＱ２がオンとなり、直流電源１０の正極性端から出力トランスＴ１の１次コイルＬ３、トランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に電流が流れる。
【００２４】
次に、反転制御信号によってトランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ２のゲートは、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ２及びトランジスタＱ３を介して基準電位点に接続されることになり、トランジスタＱ２はオフとなる。トランジスタＱ２がオフになると、２次コイルＬ５の磁界の向きが反転し、トランジスタＱ１のゲートに正電位が印加されてトランジスタＱ１が再びオンとなる。
【００２５】
以後、同様の動作が繰返されて、反転制御信号の周期で、トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオン，オフを繰返す。こうして、出力トランスＴ１の１次コイルＬ１，Ｌ３には、トランジスタＱ１，Ｑ２による発振出力が与えられ、２次コイルＬ２に矩形波電圧が現れる。２次コイルＬ２の矩形波電圧がコンデンサＣ１を介して外面電極放電灯１１に供給されて、外面電極放電灯１１が点灯する。
【００２６】
仮に、トランジスタＱ３がオンとならない場合には、トランジスタＱ１，Ｑ２はオンし続ける。そうすると、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５が飽和し、これにより磁界の向きが反転して、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフが切換る。従って、出力周波数は低い。これに対し、図１の回路では、トランジスタＱ３を反転制御信号に応じてオン，オフさせることでトランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフを切換えており、反転制御信号に基づいて高周波出力を得ることが可能である。
【００２７】
本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２を出力トランスＴ１とは磁気的に分離して構成し、ドライブトランスＴ２の２次コイルＬ５の両端に抵抗Ｒ６を接続したことから、外面電極放電灯１１のランプ電圧にノイズが重畳されることを防止することができる。図２はこの特性を説明するためのものであり、図２（ａ）乃至（ｃ）は夫々図１中のドライブ電流ＩDV、ドライブ電圧ＶDV及びコレクタ電流ＩCを示している。また、図２（ｄ）乃至（ｆ）は夫々特許文献１の発明におけるドライブ電流ＩDV、ドライブ電圧ＶDV及びスイッチング制御用のトランジスタのコレクタ電流ＩCを示している。
【００２８】
特許文献１の技術においても、スイッチング制御用のトランジスタがオン，オフして、パルス形状のコレクタ電流ＩC（図２（ｆ））が流れることで、スイッチング用のトランジスタのオン，オフを制御している。これにより、特許文献１の技術においても、スイッチング制御用のトランジスタのオン，オフ周期に応じた周期の発振出力が得られる。
【００２９】
しかし、特許文献１の技術においては、ドライブ電流は出力トランスの影響を受ける。外面電極放電灯１１が容量性負荷であるので、特許文献１によって外面電極放電灯１１を点灯させた場合には、図２（ｄ）に示すように、ドライブ電流ＩDVはパルス形状となる。このため、図２（ｅ）に示すように、ランプ電圧にはノイズが重畳されてしまう。
【００３０】
これに対し、本実施の形態においても、トランジスタＱ３のオン，オフに伴ってパルス状のコレクタ電流ＩCが流れて、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフが切換る。しかし、本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２は出力トランスＴ１から分離されて構成されており、ドライブ電流ＩDVは出力トランスＴ１の影響を受けない。即ち、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフによって、図２（ａ）に示すように、ドライブ電流ＩDVは、２次コイルＬ５に供給される電流に応じて直線状に変化する。
【００３１】
なお、抵抗Ｒ６が設けられていない場合には、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート容量によって、ドライブ電流ＩDVはパルス状に変化してしまう。しかし、抵抗性負荷である抵抗Ｒ６を２次コイルＬ５の両端に接続したことで、ドライブ電流ＩDVを直線状に変化させることが可能である。こうして、ノイズが重畳していないドライブ電圧ＶDV（図２（ｂ））を得ることができる。
【００３２】
このように本実施の形態においては、プッシュプル構成のトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動するためのドライブトランスＴ２を出力トランスＴ１と分離して構成すると共に、ドライブトランスＴ２の２次コイルの両端に抵抗性負荷を接続していることから、ドライブ電流ＩDVを直線状に変化させて、ランプ電圧にノイズが重畳されることを防止することができ、スイッチング損失を抑制することができる。
【００３３】
（第２の実施の形態）
図３は本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。図３において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
本実施の形態は出力トランスＴ１用の電源とドライブトランスＴ２用の電源との２系統の電源を備えた例を示している。直流電源１０は直流入力電圧Ｖin1を発生し、直流電源１３は直流入力電圧Ｖin2を発生する。直流入力電圧Ｖin1＞Ｖin2である。
【００３５】
本実施の形態は、トランスＴ２の１次コイルＬ４の一端を直流電源１３の正極性端に接続し、他端をダイオードＤ３を介して出力トランスＴ１の１次コイルＬ１とトランジスタＱ１との接続点に接続すると共に、トランスＴ２の１次コイルＬ６の一端を直流電源１３の正極性端に接続し、他端をダイオードＤ４を介して出力トランスＴ１の１次コイルＬ３とトランジスタＱ２との接続点に接続するようにした点が第１の実施の形態と異なる。
【００３６】
このように構成された実施の形態においては、ドライブトランスＴ２は直流電源１３からの直流入力電圧Ｖin2が与えられて、トランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する。他の作用は第１の実施の形態と同様である。
【００３７】
商用交流電源からの交流電圧を平滑整流して、入力電圧とするダイレクトインバータが普及している。一般的には、１００Ｖの交流電圧から４００Ｖ程度の直流電圧を発生する。このような比較的高い電圧をドライブトランスＴ２に供給した場合には、極めて大きな損失が発生する。
【００３８】
そこで、本実施の形態においては、ドライブトランスＴ２用に、比較的低い電圧、例えば、２４Ｖ程度の直流電圧を発生する直流電源１３を採用する。これにより、損失を抑制することができる。
【００３９】
このように本実施の形態においては、第１の実施の形態と同様の効果が得られると共に、直流電源１０からの直流電圧が比較的高い電圧である場合でも、直流電源１３の直流電圧を比較的低い電圧にすることで、損失を一層抑制することができるという利点を有する。
【００４０】
（第３の実施の形態）
図４は本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図４において図３と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００４１】
本実施の形態は第２の実施の形態に定電圧発生回路を付加したものである。
【００４２】
図４の回路は、定電圧発生回路としてのチョッパ回路と図３のインバータ回路とによって構成される。本実施の形態においては、チョッパ回路用とインバータ回路用とのコントローラを兼用とすることで、回路規模を小さくすることを可能にしている。
【００４３】
図４において、直流電源２１は、基準電位点と正極性端との間に直流電圧を供給する。直流電源２１の正極性端にはコイルＬ７の一端が接続され、コイルＬ７の他端と基準電位点との間にはドレイン・ソース路が接続された電界効果トランジスタＱ４が接続される。コイルＬ７の他端と基準電位点との間には、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の直列回路が接続される。トランジスタＱ４のゲートは、抵抗Ｒ９を介して制御回路２２の制御端ＶＯに接続される。トランジスタＱ４は、制御回路２２の制御端ＶＯから抵抗Ｒ９を介して供給される反転制御信号によってオン，オフ制御される。これらのコイルＬ７、トランジスタＱ４、ダイオードＤ５、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ９によって昇圧チョッパ回路が構成される。
【００４４】
このチョッパ回路は、トランジスタＱ４のオン期間にコイルＬ７にエネルギを蓄えることで、直流電源２１からの直流電圧を昇圧する。このチョッパ回路の出力電圧は、トランジスタＱ４のオンデューティによって決定されるレベルを有し、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の平滑回路によって平滑されて出力される。チョッパ回路の出力端であるダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点に現れる直流電圧を、図３のインバータ回路の直流電源１０が発生する入力直流電圧Ｖin1として、出力トランスＴ１の1次コイルＬ１，Ｌ３に供給するようになっている。
【００４５】
制御回路２２は、電源端ＶＣＣに、直流電源２１の正極性端から抵抗Ｒ８を介して電源電圧が供給される。本実施の形態においては、この電源電圧を図３の直流電源１３が発生する入力直流電圧Ｖin2として、ドライブトランスＴ２の1次巻線Ｌ４，Ｌ５に供給するようになっている。
【００４６】
また、本実施の形態においては、制御回路２２の制御端ＶＯからの反転制御信号を、コンデンサＣ２を介してトランジスタＱ３のベースにも印加するようになっている。なお、ダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点は、制御回路２２のＦ／Ｂ端に接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２の共通ソースは制御回路２２の＋ＣＬＭ端に接続される。
【００４７】
制御回路２２は、Ｆ／Ｂ端にダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点の電圧がフィードバックされ、制御端ＶＯからの反転制御信号のオンデューティをフィードバック制御することにより、チョッパ回路から安定した出力電圧を発生させるようになっている。また、制御回路２２は、＋ＣＬＭ端にトランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン電流が供給され、ドレイン電流が過電流になると、ドレイン電流を所定の電流値に制限するように、反転制御信号を制御するようになっている。
【００４８】
このように構成された実施の形態においては、直流電源２１は例えば、直流２４Ｖの直流電圧を発生する。昇圧チョッパ回路は、制御回路２２に制御されて、ダイオードＤ５とコンデンサＣ３との接続点に昇圧した例えば６０Ｖの直流電圧を発生する。この直流電圧が出力トランスＴ１に供給される。一方、制御回路２２は電源端ＶＣＣに供給される直流２４Ｖの電源電圧によって動作する。また、この直流電圧は、ドライブトランスＴ２の１次コイルＬ４，Ｌ６にも供給され、これにより、トランジスタＱ１，Ｑ２がオン，オフ駆動される。
【００４９】
また、制御回路２２は、トランジスタＱ４のゲートに反転制御信号を供給してチョッパ回路に昇圧動作を行わせると共に、この反転制御信号をコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ３のベースにも供給する。これにより、トランジスタＱ３はオン，オフし、トランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフを反転制御信号の周期で切換える。
【００５０】
このように本実施の形態においては、共通の制御回路を用いて、チョッパ回路及びインバータ回路を制御駆動しており、回路規模を縮小することができる。他の作用効果は第２の実施の形態と同様である。
【００５１】
なお、上記各実施の形態においては、２次コイルＬ５に抵抗性負荷として抵抗Ｒ６を接続する例を示したが、抵抗性負荷としては種々の負荷が考えられる。例えば、２次コイルＬ５の両端を抵抗性負荷であるＩＣ回路に接続して、２次コイルＬ５の端子電圧をＩＣ回路の電源電圧として用いてもよい。また、２次コイルＬ５にカップリングコイルを設け、このカップリングコイルの出力を整流平滑して得た電力を抵抗性負荷に与えるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１０…直流電源、１１…外面電極放電灯、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ７…コイル、Ｔ１…出力トランス、Ｔ２…ドライブトランス、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、
反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、
前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、
前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、
を具備したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給する直流電圧を発生する第１の電源と、
前記ドライブトランスの１次側に供給する直流電圧を発生する第２の電源と、
を具備したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記ドライブトランスの１次側に供給する直流電圧を発生する第３の電源と、
第３のスイッチング素子のオン，オフによって前記第３の電源からの直流電圧に基づく定電圧を、前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給する直流電圧として出力する定電圧回路と、
前記第３のスイッチング素子のオン，オフを制御するための信号を発生して、前記第３のスイッチング素子に供給すると共に前記反転制御信号として前記プッシュプル回路に供給する制御回路と
を具備したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１】
容量性負荷に点灯電圧を供給する出力トランスと、
反転制御信号に基づいて交互にオン，オフする第１及び第２のスイッチング素子を有し直流電圧を前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給するプッシュプル回路と、
前記出力トランスから磁気的に分離されて構成され直流電圧が供給されて前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動するドライブトランスと、
前記ドライブトランスの２次コイルの両端に接続される抵抗性負荷と、
を具備したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給する直流電圧を発生する第１の電源と、
前記ドライブトランスの１次側に供給する直流電圧を発生する第２の電源と、
を具備したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記ドライブトランスの１次側に供給する直流電圧を発生する第３の電源と、
第３のスイッチング素子のオン，オフによって前記第３の電源からの直流電圧に基づく定電圧を、前記出力トランスの１次側に正相又は逆相で供給する直流電圧として出力する定電圧回路と、
前記第３のスイッチング素子のオン，オフを制御するための信号を発生して、前記第３のスイッチング素子に供給すると共に前記反転制御信号として前記プッシュプル回路に供給する制御回路と
を具備したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１０−１９８７８７（Ｐ２０１０−１９８７８７Ａ）
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−３９６８２（Ｐ２００９−３９６８２）
【出願日】平成２１年２月２３日（２００９．２．２３）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月２３日（２００９．２．２３）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
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